JP4092317B2

JP4092317B2 - 衛星測位方法及び衛星測位システム

Info

Publication number: JP4092317B2
Application number: JP2004241924A
Authority: JP
Inventors: 誠一郎平田; 信弘岸本
Original assignee: マゼランシステムズジャパン株式会社
Priority date: 2004-08-23
Filing date: 2004-08-23
Publication date: 2008-05-28
Anticipated expiration: 2024-08-23
Also published as: JP2006058199A

Description

本発明は、衛星からの信号により衛星と受信機端末との間の擬似距離を求め自己位置を計算する衛星測位方法及び衛星測位システムに関する。

測位用衛星は地球上の周りを多数回っており、同一搬送周波数で信号が連続送信されている。各衛星にＰＮコード（ＧＰＳの場合はＣ／Ａコードと呼ばれる）が割り当てられており衛星ごとに異なるもので、各衛星から擬似雑音信号として連続送信されている。衛星からは衛星の軌道などの情報をふくむ航法データが送信されており、この航法データでＰＮコードの極性を反転させて同一搬送波でＰＳＫ変調され連続送信されている。

ＧＰＳ信号の場合、ＰＮコード（Ｃ／Ａコード）は、図１に示すように１msec（１ミリ秒）が１ＰＮフレームとされ、この１ＰＮフレームが、周期的な連続信号として送信されている。
上記航法データは１ビット｛20msec（50bps ）｝で、この航法データの極性に応じてＣ／Ａコードの極性を反転させている。すなわち航法データが１ならばＣ／Ａコードの極性はそのままであり、航法データが−１ならばＣ／Ａコードも極性が反転する。

そして、受信感度を向上させる衛星測位システムとして従来より知られるものに、アシスト型ＧＰＳがある（例えば、特許文献１参照）。このシステムは、図19に示すように、受信ユニット104 は、ＧＰＳ受信アンテナ105 を備えたＲＦからＩＦへのコンバータ106 、このコンバータ106 からのアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ107 、このＡ／Ｄコンバータ107 からの出力を記録するメモリ（ディジタルスナップショットメモリ）108 、このメモリ108 からの信号を処理する汎用プログラマブルディジタル信号処理回路（以下、ＤＳＰ回路と略称する）109 を有する。

そして、この他にＤＳＰ回路109 に接続されたプログラムＥＰＲＯＭ（ＲＯＭ、メモリ）110 、周波数シンセサイザ111 、パワーレギュレータ回路112 、アドレス書き込み回路113 、マイクロプロセッサ114 、ＲＡＭ（メモリ）115 、ＥＥＰＲＯＭ（ＲＯＭ、メモリ）116 、送受信アンテナ117 を備えマイクロプロセッサ114 に接続されたモデム118 を有する。

次に動作について説明する。べースステーション101 は、受信ユニット104 に指令を出して、データコミュニケーションリンク119 により伝送されたメッセージを介して測定を実施する。ベースステーション101 は、このメッセージの中で対象の衛星に対する衛星情報のドップラデータを送信する。
このドップラデータは、周波数情報のフォーマットを持ち、メッセージは対象衛星の特定を行う。このメッセージは受信ユニット104 の一部であるモデム118 により受信され、マイクロプロセッサ114 に結合されたメモリ108 に格納される。マイクロプロセッサ114 はＤＳＰ回路109 、アドレス書き込み回路113 とモデム118 との間のデータ情報伝達を取扱い受信ユニット104 内でのパワーマネージメント機能をコントロールする。

受信ユニット104 が（例えばベースステーション101 から）ＧＰＳ処理、並びにドップラ情報に対して指示を受け取った場合、マイクロプロセッサ114 はその指示に従いパワーレギュレータ回路112 を起動する。このパワーレギュレータ回路112 はパワーライン120a〜120eを介して、ＲＦからＩＦへのコンバータ106 、Ａ／Ｄコンバータ107 、メモリ108 、ＤＳＰ回路109 及び周波数シンセサイザ111 に機能を付与する。これによりＧＰＳ受信アンテナ105 を経て受信されたＧＰＳ衛星からの信号はＩＦ周波数にダウンコンバ−トされた後にディジタル化を実施される。

処理する信号は、通常 100msecから１sec （又は更に長い）の時間に相当する。このような連続データセットは、メモリ108 に格納される。
ＤＳＰ回路109 ではソードレンジ計算が行われる。更にＤＳＰ回路109 は局所的に作成された基準と受信された信号との間の多数のコリレーションオペレーションを迅速に実施することにより、ソードレンジの極めて迅速な演算を可能にするファーストフーリエ変換（ＦＦＴ）アルゴリズムの使用を可能にする。ファーストフーリエ変換アルゴリズムは、このようなあらゆる位置を同時に並列的に探索し、演算プロセスを加速する。

ＤＳＰ回路109 が、対象衛星の各々に対するソードレンジの演算を完結すると、この情報を相互接続バス122 を経て、マイクロプロセッサ114 に伝送する。次に、マイクロプロセッサ114 は、最終の位置算定の為にソードレンジデータをデータコミュニケーションリンク119 を経てベースステーション101 に伝送する目的でモデム118 を利用する。
ソードデータに加え、メモリ108 の中での最初のデータ収集からデータのデータコミュニケーションリンク119 を経た送信の時点迄の経過時間を示すタイムラグが、同時にベースステーション101 に伝送されることができる。このタイムラグは位置計算を行うベースステーション101 の能力を高める。何故ならば、これによりＧＰＳ衛星位置はデータ収集の時点に行うことができるからである。

モデム118 はデータコミュニケーションリンク119 を通じてメッセージの送受信の為に別個の送受信アンテナ117 を利用する。モデム118 はコミュニケーションレシーバーとコミュニケーショントランスミッタを含み、しかもこの両者は交互に送受信アンテナ117 に結合されると理解される。同様にべースステーション101 はデータリンクメッセージを送信及び受信する為に別個の送受信アンテナ103 を使用することが可能であり、従って、べースステーション101 でＧＰＳ受信アンテナ102 を経てＧＰＳ信号を連続的に受信することができる。

ＤＳＰ回路109 における位置計算にはメモリ108 に格納されたデータの量及びＤＳＰ回路109 又は幾つかのＤＳＰ回路の速度に応じて必要な時間は数秒以下となることが期待される。上述のように、メモリ108 は比較的長い時間に該当する記録を捕捉する。
ファーストコンボリューション法を用いた大ブロックのデータの有効な処理は低受信レベルでの信号を処理する為の性能に寄与する（例えば建物、樹木等により著しく遮られた為に受信レベルが低下する時）。可視的なＧＰＳ衛星に対するすべてのソードレンジはこの同じ緩衝されたデータを用いて計算される。これは信号の振幅が迅速に変化する状況（都会の障害状態の様な）下の連続追跡ＧＰＳ受信機に関する性能を改善されたことになる。

上記ＤＳＰ回路109 で行われる信号処理について、処理の目的は局所的に発生する波形に関して、受信された波形のタイミングを確定することであり、さらに高感度を得るために上記波形の極めて長い部分、通常 100msecから１sec にわたる部分が処理される。受信されるＧＰＳ信号（Ｃ／Ａコード）は、1023ビット＝１msecの反復ソードランダム（ＰＮフレーム）から成り立っている。

そこで、また前後のＰＮフレームを互いに加える。例えば１秒間に1000ＰＮフレームが存在するので、第１のフレームを次の第２のフレームにコヒーレント的に加え、生じたものを第３のフレームに加える。以下、図20(A) 〜図20(E) に示すように順次加えて行く。この結果、１ＰＮフレーム＝1023ビットの持続時間を持つ信号が得られる。このシーケンスの位相をローカル基準シーケンスと比較すれば２つの間の相対タイミング、すなわちソードレンジ（擬似距離）を確定することができる。上記ＤＳＰ回路109 で行われる信号処理について、図20により説明する。

図20は実際のＧＰＳ信号とは異なっており説明のために擬似的な説明用の図として描かれている。航法データが０（−１）または１の区間（20msec）には実際には20フレーム（Ｃ／Ａコード20周期分）が存在するが説明のために４フレームとしてかかれている。図20(A) においてＤＡＴＡ＝０の区間とＤＡＴＡ＝１の区間とでは各フレーム（FRAME ：各1msec ）の位相が互いに逆転している。この状態でＧＰＳ信号（Ｃ／Ａコード信号）が受信アンテナに入力される。

図20(B) はＤＡＴＡが０になる立ち上がりの点（データの先頭部）からＧＰＳ信号（Ｃ／Ａコード信号）を取り出した場合の説明の図である。注目すべきは、この図は説明をわかりやすくするためにかかれた特殊な条件のタイミングで捕らえた図である。
すなわちＤＡＴＡが０になる立ち上がりの点（データの先頭部）から捕らえられた場合の非常に特殊な条件が成立したときの図である。図20(B) の動作はある時点から受信信号（Ｃ／Ａコード）を取り始め、この受信信号（Ｃ／Ａコード）を４フレーム分ずつ加算して平均することを行っている。

しかし、注目すべきは、もし受信信号（Ｃ／Ａコード）が最初のＤＡＴＡ＝０のフレーム２（FRAME ２）の先頭部から取り始めたら加算して平均した結果は０となってしまう。そして、実際には受信機で信号を取り始めるときはＤＡＴＡの先頭部からうまく取り出すことはほとんどありえない。つまり、航法データの途中、およびフレームの途中からデータを取り始めるのが実際である。

図20(B) である時点から捕らえられた連続受信信号に対して４周期分（Ｃ／Ａコードを４個分）毎に同期加算して平均する。次に、図20(C) において受信機内部のレプリカＰＮ符号（レプリカＣ／Ａコード）と図20(B) の結果の相関計算結果を示す。相関計算のピーク値の極性は、図20(B) におけるそれぞれの同期加算して平均した結果の極性と受信機内部のレプリカＰＮ符号の極性が一致すれば正、異なれば負となる。

図20(D) は図20(C) の相関結果の絶対値を取った図を示す。すなわち図20(D) において各相関計算の絶対値をそれぞれ取る。図20(E) はそれぞれ絶対値で得られた各相関計算を同期加算する。以上の同期加算、相関計算により周期信号であるＰＮ（Ｃ／Ａコード）信号を多数回加算することで感度（Ｓ／Ｎ）を向上させている。

また従来の他の衛星測位システムについて以下のものがある。
ＧＰＳ受信信号のＣ／ＡコードをＡ／Ｄコンバータでいったんメモリに一定時間蓄積する。このＣ／Ａコード信号はＧＰＳの航法データにより、極性が反転しているところが存在する。この特許ではノイズに埋もれたＣ／Ａコード信号を、ノイズの中から浮かび上がらせるために外部からの航法データを入手して、Ｃ／Ａコード信号の極性を完全に同一にして同期加算および相関計算を行うことにより高感度受信を行うものである。

このシステムは、外部基地局のサーバから航法データを通信回線で受信機端末に取り入れて受信端末機で受信した信号に、この航法データの位相と受信機端末機の受信信号におけるＣ／Ａコード信号と完全に位相を一致させて、この航法データで受信ＰＮ符号の極性を変化させてＣ／Ａコード信号のすべての極性を同一化して、同期加算することによりノイズに埋もれたＣ／Ａコード信号を、ノイズの中から浮かび上がらせることにより超高感度を得ている。

このシステムは、外部基地局のサーバと受信機端末で受信した受信信号におけるＣ／Ａコード信号の位相と、外部基地局のサーバから航法データを通信回線で受信機に取り入れた航法データとの位相は一致しない。理由は通信回線における通信時間のばらつきや遅延があるためである。

そのために、ＧＰＳ測位システムのＧＰＳ端末は正確な時刻信号を出力するタイムサーバに自己の時刻信号を送り、このタイムサーバから時刻信号を受け取ることにより、タイムサーバまでの通信時間を知るようにしている。
この通信時間を知ることにより、外部基地局のサーバから航法データを通信回線で受信機に取り入れた航法データの位相差を限りなく小さくして、外部からの航法データをスキャンさせてその位相差を完全に合わせることを行っている（例えば、特許文献２参照）。
米国特許５６６３７３４米国特許６３２９９４６

従来のＧＰＳ測位システムは以上のように構成されているが、ＧＰＳ受信信号に含まれるＰＮ信号の位相は航法データの内容により航法データの区間、極性が反転する。
そのため、このような処理ではＰＮ信号の極性が航法データにより変化しているため、ＰＮ信号の極性により同期加算する時に、図20(B) の過程で信号成分が互いに相殺されて感度（Ｓ／Ｎ）向上に十分ではないという欠点があった。つまり航法データの極性反転の境目を検出していなかった。そのため、感度（Ｓ／Ｎ）の向上が不十分であるという問題点がある。
また図20(D) と図20(E) の処理過程で相関計算値の絶対値を取って同期加算することは、白色雑音そのものの軽減にはつながらないため感度（Ｓ／Ｎ）の向上が不十分であるという問題点がある。

また、従来のＧＰＳ測位システム（特許文献２）においては、同期加算する時に、ＰＮ信号の極性により図20(B) の過程で信号成分が互いに相殺されて感度（Ｓ／Ｎ）向上に十分ではないという問題点を解消している。具体的には、受信信号（ＰＮ信号）の極性を同一化するために、基地局から航法データの情報をもらって、この受信信号（ＰＮ信号）に乗算して極性を同一化している。その後同期加算を行うことで、理想的なノイズの低減効果が得られている。

しかし、以下の問題点を有する。この場合、基地局から受信機端末での通信時間が０でないということである。通信回線がインターネットやパケット通信などにおいては、通信時間も相当のばらつきが存在して、位相誤差がきわめて大きくなるため、スキャン時間も大きくなり、したがって通信回線における遅延のばらつきが位置計測の応答時間に大きくかかわることになる。すなわち高感度測位を実現するためには、通信回線における通信時間の規格に厳しい要求をしなければ、実用的な応答時間で受信機計測をすることが出来ないという重大な欠点を持っている。

つまり、受信機端末は、外部基地局との間において、例えばインターネット回線を介して接続され、基地局からは周期的に衛星の位置等の情報が発信されている。しかし、発信側が周期的であっても、このような通信回線を介在させると、受信側において発信時に対して時間ズレ（時間遅延）が生じ、さらには、このズレ量が回線の混雑状態により変動する。従って、受信機端末が基地局から受信した衛星の情報と、それと同時に処理し始めた衛星からの受信信号とは、同時のものはなく、基地局からの衛星の情報は過去のものとなる。そして、過去の衛星位置に基づいて位置計算すると、誤差が大きく生じてしまい、精度の低いものとなる。
また、時間ズレを解消させるために原子時計を採用する手段が考えられるが、この場合、構成が複雑で高価なものとなり、また、完全に一致させることはできないという問題点がある。

そこで本発明は、衛星からの信号を建物の中等において受信しても、つまり、減衰した微弱な衛星受信信号であっても超高感度でかつ応答性が良く自己位置を知ることができ、しかも、検出精度が極めて高い衛星測位方法を及び衛星測位システムを提供するものである。

本発明に係る衛星測位方法は、衛星からの信号を受信すると共に外部基地局との間において情報通信する受信機端末が該衛星との間の擬似距離を求め自己位置の計算を行う衛星測位方法に於て、上記衛星から上記受信機端末が受信する衛星受信信号の航法データの１ビットぶんに相当する時間を、データ取得開始から前部分の取得時間と残りの後部分の処理時間とし、該取得時間内に取得した受信信号をその後の処理時間中に相関計算を含む演算処理を行い、かつ、データ取得開始を微小時間ずつ順次遅らせてから該取得時間ぶんの受信信号を所定数取得すると共に夫々の該受信信号においても後の各処理時間中に相関計算を含む上記演算処理を行い、該演算処理の結果におけるピーク値の検出により遅延値を求め、また、上記衛星から上記受信機端末が受信した衛星受信信号の航法データと上記外部基地局から該受信機端末が受信した外部航法データとを比較して該外部航法データの遅延時間を算出し、該遅延時間に基づいて該受信機端末が衛星受信信号を処理する際の衛星位置を推定し、推定した衛星位置と上記遅延値とに基づいて擬似距離を求め自己位置の計算を行う。
また、上記処理時間中に行う上記演算処理は、上記取得時間内に取得する上記衛星からの受信信号を同期加算させて得た同期加算信号に、上記受信機端末が予め用意する擬似パターンを作用させたものを、さらに該同期加算信号に作用させ航法データによる極性を同一化させる極性修正演算工程と、該極性修正演算工程にて得られた信号と該受信機端末が予め用意するレプリカＰＮ符号とで相関計算を行う相関計算工程と、を有する。

また、上記遅延時間の算出は、上記衛星から取得した所定ビット数の上記航法データ及び該航法データと同じビット数の上記外部航法データのいずれかを１ビットずつずらしながら相互作用させ、相互の極性パターンが一致するまでのずらしビット数に相当する時間を上記遅延時間として求める。

さらに、本発明に係る衛星測位システムは、衛星からの信号を受信すると共に外部基地局との間において情報通信し該衛星との間の擬似距離を求め自己位置の計算を行う受信機端末を有する衛星測位システムに於て、上記受信機端末は、上記衛星から受信した衛星受信信号の航法データと上記外部基地局から受信した外部航法データとを比較して該外部航法データの遅延時間を算出する遅延時間演算部と、該遅延時間に基づいて該受信機端末が衛星受信信号を処理する際の衛星位置を推定する衛星位置補正演算部と、推定した衛星位置に基づいて擬似距離を求め自己位置の計算を行う位置計算部と、を備え、しかも、上記遅延時間演算部は、所定ビット数の上記航法データ及び該航法データと同じビット数の上記外部航法データのいずれかを１ビットずつずらしながら相互を部分毎に順次組合せ演算させる第１演算部と、組合せ演算させた結果の総和を求める第２演算部と、総和の結果の最大値を求め最大値が得られた際のずらしビット数に相当する時間を上記遅延時間として求める第３演算部と、を有するものである。

本発明によれば、演算処理に必要なデータ量が少なくて済み、小さな容量のメモリでも対応可能となり、また、受信機端末11における回路の簡素化が図れ、処理速度を速めることができる。処理速度を速めることでリアルタイムな情報の出力が可能となる。
さらに、航法データの極性反転の境目にある信号においても、ノイズに埋もれたＰＮ信号を著しくＳ／Ｎを向上させて検出でき、また、建物の中やビルの中など、ＧＰＳ信号（ＧＰＳ電波）が減衰した場所においても、感度を著しく向上させることができ、衛星Ｓとの擬似距離を検出し自己位置の計算を精度良くかつ応答性良く行うことができる。

さらに、外部基地局と受信機端末との間の通信網（ネットワーク）において時間遅延が存在し、さらにはその時間遅延量が変動していても、衛星位置を正確な位置に補正し推定することができ、精度の高い位置検出が可能となる。
また、衛星からの信号にドップラが存在していても（残っていても）、確実に上記時間遅延を求めることが可能であり衛星の真の位置を推定でき、位置検出の精度を向上させることができる。

図１は、ＧＰＳ衛星受信信号におけるＰＮ信号（Ｃ／Ａコードとも呼ぶ、以下ＰＮ信号と呼ぶ）構造を説明する説明図であり、図２は、衛星測位システムの概要を説明するブロック図である。
なお、本発明では、搬送波（キャリア）が重畳された受信ＰＮ信号、又は、搬送波が重畳されていない受信ＰＮ信号のどちらであってもよい。

本発明は、衛星Ｓからの信号を受信すると共に外部基地局１との間において通信手段Ｌ（通信網）を介して情報通信する受信機端末11が、衛星Ｓとの間の擬似距離を求め自己位置の計算を行う衛星測位方法及び衛星測位システムである。
図２と図３において、Ｓ₁，Ｓ₂，Ｓ₃，Ｓ₄は地球の廻りを回る対象測位衛星であり、１は地上に設けられる外部基地局である。基地局１は見晴らしの良い環境に設置された受信アンテナ２を備え、ＧＰＳ基準信号サーバ受信機３にてＧＰＳ信号を受信する。

ＧＰＳ基準信号サーバ受信機３は受信した衛星受信信号（ＧＰＳ信号）からドップラ情報、基地局位置、各衛星位置、各衛星と受信アンテナ２位置との擬似距離等を抽出する。これらの情報は送信部５により、通信手段Ｌを介して（情報通信にて）受信機端末11に送信される。この送信は一般に放送で行なわれる。なお、通信手段Ｌは携帯電話回線、地上放送、衛星放送でも良い。またはインターネット回線を用いてもよく、考えられる（電磁的方法による）通信手段Ｌはすべて対象としている。

11はＧＰＳ受信機端末である。基地局１からドップラ情報及び基地局位置、各衛星位置、各衛星と基地局間の擬似距離等の情報はＧＰＳ受信機端末11の受信部12で受信される。放送電波の周波数がＧＰＳ電波（信号）の近傍の周波数帯であるならば、この受信部12はＧＰＳ受信部13と共用させても良い。本発明は、通信手段Ｌ（回線、放送、携帯電話、インターネットなど）により、多くの端末11に対して同時に受信させることを想定している。なお、図２は１台のＧＰＳ受信機端末11を示している。

14はＧＰＳ受信機端末11のアンテナ部である。ＧＰＳ受信機端末11（アンテナ部14）の場所は、衛星Ｓが直接見えるところのみならず、（通常の野外での受信以外に）木の陰や、（鉄筋コンクリートによる）建物の中心部などＧＰＳ電波の強さがかなり弱い場所なども想定している。
ＧＰＳ受信部13（ＲＦチューナー）はＧＰＳ受信信号───ＰＮ信号───のアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部分を有する。デジタル化されたＰＮ信号は次の信号処理部21へ送られる。
なお、以上の構成は従来よりあるＧＰＳ技術で汎用的に広く使われているものであり、詳細な説明は省略する。

受信機端末11は、（後述する）擬似パターンＡを予め記憶させた擬似パターン部22と、信号処理部21と、擬似距離検出部19と、位置計算部20と、を備える。信号処理部21は、Ｉ・Ｑ信号変換搬送波除去部35，36、ドップラ補正部16、ＰＮ極性修正演算部25、（同期加算・）相関計算部10、遅延時間演算部40、位置補正演算部41を有する。

上述のとおり外部基地局１は通信手段Ｌを介して受信機端末11に対し、種々の情報を含む外部航法データを送信している。そして、図４に示すように、外部基地局１の基地局サーバからの情報は周期的に発信され、パルス信号として（例えば1ppsで）発信されている。つまり、所定時間（1sec間）の情報ごとにパルス信号としてまとめて発信されている。しかし、外部基地局１と受信機端末11との間の通信手段Ｌには、時間遅延が生じるため、受信機端末11が基地局１から受信する情報は、基地局１からの発信時間とズレが生ずる。これにより、図４に示すように、トリガにより衛星Ｓから信号を受信し始めた受信機端末11が、基地局１からの情報を受信したと同時に、衛星受信信号の収集及び演算処理を始め自己位置の計算を行っても、基地局１から受信した情報は過去についてのものである。つまり、この情報は、擬似距離を求める対象となる衛星Ｓの過去の位置についてのものであり、受信機端末11が演算処理を開始した際の真の衛星位置と異なることとなる。
これを図３にて説明すると、各衛星Ｓは上記所定時間（1sec間）にＴ₁からＴ₂まで高速移動しており、受信機端末11が処理する衛星Ｓからの信号は衛星ＳがＴx の位置のものであるのに対し、基地局１から受信した情報は衛星ＳがＴ₁の位置の時のものである。

そこで、本発明の衛星測位システムの受信機端末11は、この時間遅延を受信機端末11にて自己検出する遅延時間演算部40と、時間遅延により真の衛星Ｓ位置を求める衛星位置補正演算部41と、真の衛星Ｓに基づいて位置計算する位置計算部７とを有する。
つまり、遅延時間演算部40において、衛星Ｓから受信機端末11が受信した衛星受信信号の航法データと外部基地局１から受信機端末11が受信した外部航法データとを比較して外部航法データの遅延時間を算出する。そして、衛星位置補正演算部41において、遅延時間に基づいて基地局１からの位置情報を補正し受信機端末11が衛星受信信号を処理する際の衛星位置を推定し、位置計算部７において、推定した衛星位置と（後述する）遅延値（遅延量τ）とに基づいて擬似距離を求め自己位置の計算を行う。

まず、本発明の要部について全体説明すると、図６はＧＰＳ受信部13にて受信した信号から自己位置を計算するまでのフローチャートを示している。
本発明に係る衛星測位システムにおける衛星測位方法は、まず、衛星Ｓから受信機端末11が受信する衛星受信信号の航法データの１ビットぶんに相当する時間（20msec）を、データ取得開始から前部分の取得時間Ｔ₁と、残りの後部分の処理時間Ｔ₂として考える。なお、データ取得開始は、極性反転の境目に限らず、衛星受信信号に対して任意の位置（図10参照）からとすることができる。
これを図10により説明すると、20msecのうち、例えば、データ取得開始から15msecを取得時間Ｔ₁と設定し、その残りの 5msecを処理時間Ｔ₂と設定する。なお、（取得時間Ｔ₁）＋（処理時間Ｔ₂）＝20msecとすれば、これらの時間設定は自由であるが、処理時間Ｔ₂は航法データの１ビットぶんに相当する時間の約数の値としている。

ＧＰＳ受信部13においてデジタル処理化された衛星受信信号から、搬送波が除去されドップラ補正され、その信号について衛星Ｓからのデータの取得を開始し演算処理を行う。つまり、図10において、取得時間Ｔ₁内に取得した受信信号をその後に演算処理を行い、かつ、データ取得開始を微小時間ｉずつ順次遅らせてから取得時間Ｔ₁ぶんの受信信号を所定数取得すると共に夫々の受信信号においてもその後に演算処理を行う。
つまり、取得時間Ｔ₁内に取得した受信信号をその後の処理時間Ｔ₂中に（後述する）相関計算を含む演算処理を行い、かつ、データ取得開始を微小時間ｉずつ順次遅らせてから取得時間Ｔ₁ぶんの受信信号を所定数取得すると共に、取得開始を順次遅らせた夫々の受信信号においてもその後の各処理時間Ｔ₂中に相関計算を含む演算処理を行い、演算処理の結果におけるピーク値の検出により遅延値を求めるようしている。

図10にてこれを具体的に説明すると、航法データの極性が周期的に変化する衛星受信信号に対して、任意の位置からデータ取得を開始し（矢印Ｘ）、15msec間だけ受信信号を取得する。この取得した信号は次の連続する5msec において演算処理される（→１. ）。さらに、このデータ取得開始（矢印Ｘ）から微小時間ｉ（5msec ）だけ遅れて（矢印Ｘ₂）15msecの間受信信号を取得し、この取得した信号は次の連続する5msec において同様の演算処理がされる（→２. ）。さらに、データ取得の開始（矢印Ｘ）から10msecだけ遅れて（矢印Ｘ₃）15msecの間受信信号を取得し、この取得した信号は次の連続する5msec において同様の演算処理がされる（→３. ）。さらに、データ取得の開始（矢印Ｘ）から15msecだけ遅れて（矢印Ｘ₄）15msecの間受信信号を取得し、この取得した信号は次の連続する5msec において同様の演算処理がされる（→４. ）。

このように、データ取得開始のタイミングを順次（３回）遅らせて、別々の（４つの）データ列として夫々取得時間Ｔ₁ぶんの受信信号を取得し、各データの演算処理を各処理時間Ｔ₂中に行う。つまり、一つの衛星受信信号に対して、データ取得開始のタイミングをずらした４つの別々のデータ列を取得し、夫々において演算処理する。そして、夫々の取得時間Ｔ₁のデータ列は、１フレーム（ 1msec）を単位として同期加算が行われる。
なお、このデータ列の数（４つ）は、航法データの１ビットぶんに相当する時間を処理時間Ｔ₂にて除算した値となる（つまり、20msec÷ 5msec＝4 ）。なお、データ取得開始を順次遅らせる微小時間ｉを、処理時間Ｔ₂と同じ時間（即ち、 5msec）としている。

データの取得開始を以上のようにすることで、１ビットを単位として極性が変化する航法データに対して、取得時間Ｔ₁全てにわたって極性が同一である（途中で変化しない）データ列が必ず得られる。つまり、図10の場合、最初のデータ取得開始Ｘ（Ｘ₁）から15msec遅れてデータ取得を開始した（矢印Ｘ₄）データ列（→４. ）は、第１回目、第２回目、第３回目…とも、取得時間Ｔ₁の間の受信信号の極性は途中で変化しない。これを言い換えれば、航法データの極性反転の境目を跨がない取得時間Ｔ₁のデータ列が得られることとなる。そして、このデータ列がピーク値検出において有効なものとして作用する。

そして、４つのデータ列夫々における演算処理（相関計算）の結果により、従来と同様の操作によりピーク値の検出を行い遅延値を求め、遅延時間演算部40と衛星位置補正演算部41との働きにより衛星Ｓの真の位置を受信機端末11にて求め、遅延値から擬似距離を求め自己位置の計算を行う。
なお、処理時間Ｔ₂中に行う演算処理について説明すると、取得時間Ｔ₁内に取得する衛星Ｓからの受信信号を同期加算させて得た同期加算信号に、受信機端末11が予め用意する擬似パターンＡを作用させたものを、さらにその同期加算信号に作用させ、航法データによる極性を同一化させる極性修正演算工程と、極性修正演算工程にて得られた信号（極性修正データ）と受信機端末11が予め用意するレプリカＰＮ符号とで相関計算を行う相関計算工程と、を有する。

つまり、図２において、処理時間Ｔ₂中に行う演算処理は、信号処理部21が有する演算ブロック部23において行われ、演算ブロック部23は、極性修正演算部25と相関計算部10とを有する。
極性修正演算部25は、取得時間Ｔ₁内に取得する衛星Ｓからの受信信号を同期加算させて得た同期加算信号に、受信機端末11が予め用意する擬似パターンＡを乗算又は除算させる乗除演算部25ａ（図17参照）と、乗除演算部25ａにおける結果を平均計算する平均演算部25ｂと、平均演算部25ｂにおける結果をさらに同期加算信号に乗算させる極性修正部25ｃと、を有する。
また、相関計算部10は、極性修正演算部25にて得られた信号と受信機端末11が予め用意するレプリカＰＮ符号とで相関計算を行う。

極性修正演算部25をさらに説明すると、受信機端末11が有する擬似パターン部22にて予め用意（記憶）させた受信信号の極性修正（変更）用の擬似パターンＡを、データ取得開始を順次遅らせて複数取得した夫々の受信信号について１フレーム（１msec）を単位として同期加算させて得たデータに作用させ、その受信信号の極性を修正する（同一化をねらう）。
なお、データ取得開始を順次遅らせて複数取得した信号について１フレームを単位として行う同期加算は、取得時間Ｔ₁中において取得と同時に（逐一）行っても良く、または、取得時間Ｔ₁後の処理時間Ｔ₂中において同期加算・相関計算部10の機能により、行っても良く、処理時間Ｔ₂中に行う上記演算処理は、相関計算の他に、極性修正が含まれる。

擬似パターンＡは、この極性修正演算工程において用いられるものであり、（後にも説明するが）衛星Ｓからの信号の単位フレーム（１フレーム）に相当する所定ビット数のデータ列であり、しかも１ビットずつ順に変位（シフト）させた所定ビット数と同数の群からなるものである。

そして、極性が変更（同一化）されたデータに対して、それぞれ相関計算部10で相関計算が行われ、その後、その中から相関計算ピーク値が最大値になる値（遅延量τ）を検出し、遅延時間演算部40にて外部航法データの遅延時間を求め、位置補正演算部41にて真の衛星Ｓの位置を位置補正し、擬似距離検出部19が受信機端末11と衛星Ｓとの擬似距離を検出する。
また、極性が同一化されたＰＮ信号により、同期加算と相関計算によるノイズ低減は最大に改善される。そして、擬似距離検出部19が、ノイズ低減が最大に改善された状態の擬似距離を検出することができる。

つまり、受信機端末11は、取得時間Ｔ₁内に取得した受信信号をその後の処理時間Ｔ₂中に相関計算を含む演算処理を行わせピーク値を検出する演算ブロック部23と、演算ブロック部23の結果により遅延値を求め、遅延値と位置補正演算部41にて求められた真の衛星位置とから擬似距離を求め自己位置を計算する位置計算部７と、を備えている。さらに、演算ブロック部23では、データ取得開始を微小時間ｉずつ順次遅らせてから取得時間Ｔ₁ぶんの受信信号を所定数取得すると共に夫々の受信信号においても各取得時間Ｔ₁後の処理時間Ｔ₂中に相関計算を含む上記演算処理を行わせる。なお、位置計算部７は、擬似距離検出部19と位置計算部20とを有する。

さらに、本発明において、処理時間Ｔ₂中に行う上記演算処理（相関計算）の結果により、自己位置計算に必要なだけのピーク値が検出できていない場合においては（衛星からの信号が減衰され微弱であった場合等に生じる）、この場合（ピーク値が検出できていない場合）において演算処理の対象とされた先の取得時間Ｔ₁の受信信号に（例えば第１回目の取得時間Ｔ₁の受信信号に）、その次（第２回目）の航法データ１ビットぶんの信号のうちの取得時間Ｔ₁ぶんの受信信号を、累積同期加算させてから、相関計算を含む演算処理を行う。つまり、処理時間Ｔ₂中に行う上記演算処理は、相関計算の他に、（累積）同期加算が含まれる。

この動作を具体的に説明すると、図10において、データ取得開始（矢印Ｘ）から別々の４つのデータ列を取得し演算処理しても、（例えば雑音に埋もれて）自己位置計算に必要なピーク値が検出できない場合、４つのデータ列の夫々において、データ取得の開始（矢印Ｘ₁、Ｘ₂、Ｘ₃、Ｘ₄）から第１回目の取得時間Ｔ₁と処理時間Ｔ₂との経過後の次の第２回目の取得時間Ｔ₁において第１回目の処理時間Ｔ₂後引き続いて信号の取得を行う。
そして、この第２回目の取得時間Ｔ₁にて取得した受信信号と、第１回目の取得時間Ｔ₁にて既に取得した受信信号と、を同期加算（累積同期加算）して、その後の第２回目の処理時間Ｔ₂中に累積同期加算したデータにより、相関計算を含む演算処理を行う。
この累積同期加算は、図６のフローチャートに示すように、位置計算に必要なピーク値が検出できるまで複数回繰り返され、自己位置の計算に必要な所定のピーク値が得られると、その情報により次の位置計算部７にて自己位置の計算を行う。

この累積同期加算がされると、その結果はメモリにて記憶されて演算処理されるが、過去の受信信号は既に不要となるため消去する。つまり、累積的に受信信号を加算し、しかも、４通りのデータ列のみで良いため、小容量のメモリで十分であるといえる。

つまり、演算ブロック部23は、演算ブロック部23による演算処理の結果により自己位置計算に必要なだけのピーク値が検出できたかの判定を行う判定処理部24（図６参照）を有し、判定処理部24の判定によりピーク値検出ができていない場合において、次の航法データ１ビットぶんの信号のうちの取得時間Ｔ₁ぶんの受信信号と累積同期加算させてから、相関計算を含む上記演算処理を行わせるよう演算ブロック部23を構成している。

次に、遅延時間演算部40と、衛星位置補正演算部41とについて説明する。まず、図11（イ）は、衛星Ｓから受信機端末11が受信する航法データを示す。そして、図11（ロ）は、この航法データを20msec区間にて同期加算した時の極性を示したものであり、ドップラが存在しないものである。
また、図11（ハ）は、外部基地局１から受信機端末11が受信した外部航法データを示し、図11（ロ）と同様に20msec区間ごとに極性を示したものである。なお、図11（ロ）と図11（ハ）とは、相互の極性パターンが一致した状態である。
また、図11（ニ）は、衛星Ｓから受信機端末11が受信する航法データであり、ドップラが存在する（ドップラが残っている）もので、破線にて囲む範囲がドップラにより極性が反転している。しかし、この図11（ニ）と図11（ハ）とは、一部において極性が反転しているが、相互の極性パターンが一致した状態であると言える。

そこで、遅延時間演算部40にて行われる遅延時間の算出は、衛星Ｓから取得した所定ビット数の航法データ、及び、航法データと同じビット数の外部航法データのいずれかを１ビットずつずらしながら相互作用（後述する組合せ演算と総和演算）させ、相互の極性パターンが一致するまでのずらしビット数に相当する時間を遅延時間として求めている。
つまり、衛星Ｓから受信した航法データと、外部基地局１から受信した外部航法データとを比較し、極性パターンが不一致であっても（ずれてても）、例えば、航法データを１ビット（20msec）ずつ順に外部航法データに対してシフトさせると、いずれ相互の極性パターンが必ず一致することとなる。つまり、極性パターンが一致するまでのシフトさせるビット数に相当する時間が外部航法データの遅延時間として求めることができる。

そして、衛星位置補正演算部41にて行われる遅延時間に基づく衛星位置の推定は、外部基地局１から受信した外部航法データに基づく衛星Ｓの位置と軌道と、遅延時間とにより演算して、遅延時間後の衛星位置を推定することにより行われる。具体的には、図３において、外部基地局１から衛星Ｓの位置がＴ₁であることの情報を発信してから、遅延時間の後に衛星Ｓが移動した位置がＴx である。位置Ｔ₁から、所定時間後（1pps）に次に外部基地局１が衛星Ｓの位置がＴ₂であることの情報を発信するまでの時間（1sec) と遅延時間との比により、位置Ｔ₁から位置Ｔ₂までの衛星Ｓの軌跡を配分させることで、衛星の位置Ｔx を推定することができる。なお、衛星Ｓは周回軌道を有するため、軌跡は円弧形として時間配分にて演算できる。なお、計算の簡略化のために軌跡を直線として直線配分してもよい。

以上が、本発明の要部の全体を説明したものであり、次に、図２と図５に戻ってＧＰＳ受信機端末11のハードウェアブロック図により、全体の衛星測位システム、衛星測位方法についてさらに具体的に説明する。

図２の各ブロックの符号と図５の各ブロックの符号とは対応する。図２のドップラ補正部16、極性修正演算部25、（同期加算・）相関計算部10、遅延時間演算部40、位置補正演算部41、擬似距離検出部19、位置計算部20は機能ブロックである。
この機能ブロックを構成する手段はハードウェアによる構成、ソフトウェアによる構成、またはこれら混合した構成などが考えられる。この機能ブロックを構成する手段であるソフトウェア処理を実行するためのハードウェア構成を図５において信号処理部21とＣＰＵ部８とで示している。

図５において、14は受信アンテナ部、13はＧＰＳ受信部であり、ＧＰＳ受信部13は、高周波増幅部32、周波数をダウンコンバートする周波数変換部33、周波数シンセサイザ部34、中間周波数増幅部38、Ａ／Ｄコンバータ部39を有する。また、信号処理部21は、Ｉ信号変換搬送波除去部35、Ｑ信号変換搬送波除去部36、90度移相器37、ドップラ補正部16、極性修正演算部25（図外）、（同期加算・）相関計算部10、遅延時間演算部40、位置補正演算部41とを有する。また、図２のように、擬似パターンＡを記憶乃至発生させるＲＯＭから成る擬似パターン部22を有する。
ＣＰＵ部８は、ＣＰＵ42、ＣＰＵ42と接続されたＲＡＭ45及びＲＯＭ46を有する。12は図２の基地局１からの情報を放送や通信手段Ｌを通じて得るための受信部である。

次に、図５により動作の概要について説明する。
受信アンテナ部14からＰＮ信号でスペクトラム拡散変調された 1.5GH_Z帯のＧＰＳ信号を高周波増幅部32で受信する。周波数シンセサイザ部34と周波数変換部33でダウンコンバートされて、たとえば70MHz 帯の周波数領域に変換する。中間周波数増幅部38を経てＡ／Ｄコンバータ部39にてＡ／Ｄ変換し、衛星受信信号はアナログ信号からデジタル化された離散化信号に変換される。

70MHz 帯に周波数変換部33でダウンコンバートされ、デジタル化された受信信号は、PN.cos((w+Δw)t ＋Φ) で表される。Δw はドップラ周波数である。Δw はアンテナ部14で捕らえられる衛星信号のドップラ周波数変動分と周波数シンセサイザ部34の周波数変動分とが合成されたものである。ここでは周波数シンセサイザ部34の周波数変動分はないものとして説明する。この場合Δw はアンテナ部14で捕らえられる衛星信号のドップラ周波数変動分のみである。

そして、搬送波除去部35，36、ドップラ補正部16、極性修正演算部25、（同期加算・）相関計算部10、遅延時間演算部40、衛星位置補正演算部41、擬似距離検出部19、位置計算部20の機能ブロックを実行させる。そして、この機能ブロックをソフトウェアによるデジタル信号処理にて実行する場合について説明する。

図２における機能ブロックを、ソフトウェアにより実行するフローチャートを図６に示す。図６において機能ブロックである搬送波除去部35，36、ドップラ補正部16、極性修正演算部25（図外）、（同期加算・）相関計算部10、遅延時間演算部40、衛星位置補正演算部41、擬似距離検出部19、位置計算部20は、図２のデジタル信号処理部21、位置計算部７及びＣＰＵ部８における機能ブロックに対応している。

図７はＩ信号変換搬送波除去部35、Ｑ信号変換搬送波除去部36の動作概要を示す図であり、デジタル化された受信信号に、周波数シンセサイザ部34と90度移相器37で互いに90度位相の異なる70MHz の搬送波で掛け算する部分、すなわちＩ信号変換搬送波除去部35、Ｑ信号変換搬送波除去部36で、互いに（搬送波70MHz が除去された互いに）直交するＩとＱのＰＮ受信信号が取り出される。なお、47，48は乗算部である。49，50は低域フィルター（帯域フィルター）である。

図５の周波数シンセサイザ部34からの信号および90度移相器37で90度位相の異なる信号は互いに直交する搬送波cos(wt) 、sin(wt) で表される。これらの直交する信号とＡ／Ｄコンバータ部39からの信号PN.cos((w+Δw)t ＋Φ) とを乗算部47，48で乗算して低域フィルター49，50を通すと0.5PN.cos ( Δwt＋Φ) 、−0.5PN.sin ( Δwt＋Φ) が得られる。これらの変換はＩ，Ｑ変換器として汎用的に使われているものである。
この実施例ではＩ，Ｑ変換器それぞれにおいて、信号PN.cos((w+Δw)t ＋Φ) に対して互いに直交する搬送波cos(wt) 、sin(wt) すなわち搬送波周波数w が同一であるため、搬送波が除去されている。

これら搬送波が除去された互いに直交する受信信号（デジタル信号）は、メモリに蓄積されることなく連続的に（引き続いて）ドップラ補正される。
なお、以上述べた高周波増幅部32、周波数変換部33、シンセサイザ部34、中間周波数増幅部38、Ａ／Ｄコンバータ部39、Ｉ信号変換搬送波除去部35、Ｑ信号変換搬送波除去部36、移相器37、は汎用的なものであり一般に広く使われている。

Ｉ，Ｑ信号のデジタルデータ0.5PN.cos(Δwt＋Φ) 、−0.5PN.sin(Δwt＋Φ) はドップラ成分を含んでいる。ドップラ周波数Δw は外部（基地局１）から取り入れられる。
このドップラ周波数Δw は、図２の基地局１（サーバ）からＧＰＳ受信機端末11の受信部12により入手できる。このΔw はＣＰＵ42で受け取りＲＡＭ45に記憶される。

以下のようなアルゴリズムでドップラ補正が行われる。ドップラ補正情報Δw でＩ，Ｑ信号のデジタルデータ0.5PN.cos(Δwt＋Φ) 、−0.5PN.sin(Δwt＋Φ) に対してドップラ補正を行う動作を図８に示す。
図８はプログラムで行う機能ブロック図である。26，27，28，29は乗算部、30は加算部、31は減算部を示す。ｔは離散化された値でｔ＝０：Δｔ：Ｗ×Ｔであり、ｔは０からＷ×Ｔまでサンプル間隔Δｔで離散化された値であることを意味する。サンプリング周波数をｆKHz とする。ここではｆ＝Ｎとして説明する。Ｔ＝１msec；Ｗ＝1023とする。サンプリング間隔ΔｔはΔｔ＝１／ｆとなる。

離散化され搬送波が除去されたＩ信号、Ｑ信号の受信信号（データ）は、図８のように、入力信号0.5PN.cos(Δwt＋Φ) 、−0.5PN.sin(Δwt＋Φ) で表される。
これらの信号に対して受信部12より得られたドップラ周波数Δw からcos(Δwt) 、sin(Δwt) を乗算部26，27，28，29で乗算して、加算部30、減算部31を通すと−0.25PN.sin (Φ) 、0.25PN.cos (Φ) が得られる。

乗算部26，27，28，29、加算部30、減算部31は、プログラムにて容易に実現可能である。すなわち以下の計算を行う。
Ｉ，Ｑ信号のデジタルデータPN.cos (Δwt＋Φ) 、−PN.sin (Δwt＋Φ) の入力信号をＳＩin= −0.5PN.sin(Δwt＋Φ) 、ＳＱin= 0.5PN.cos(Δwt＋Φ) とおいて、−ＳＩin×cos(Δwt) ＋ＳＱin×sin(Δwt) 、ＳＱin×cos ( Δwt) −ＳＩin×sin(Δwt) を計算する。そして、計算結果として−0.25PN.sin（Φ）、0.25PN.cos (Φ) が得られる。
このようにして得られた互いに直交するＩ，ＱのＰＮ信号は、それぞれメモリに記憶されることなく（引き続いて）演算ブロック部23へ入力される。この入力されるデータはドップラ成分Δw が含まれない。

また、図９はドップラ補正部16を説明する他の実施の形態であり、これによればドップラ補正の単純化が可能となる。図９（ａ）はＩ信号部のドップラ補正部であり、図９（ｂ）がＱ信号部のドップラ補正部である。この形態では、ドップラ周波数Δw からのcos(Δwt) 、sin(Δwt) を１ビット化させる。つまり、図示するように、cos(Δwt) 、sin(Δwt) の夫々を、＋１または−１（０）化する。
そして、図９（ａ）において、入力信号に対して(1)(3)(2)(4)の順番に出力し、これを繰り返す。また、図９（ｂ）においては、(3)(2)(4)(1)の順番に出力し、これを繰り返す。

次に、ドップラ補正がされた受信信号に対して、極性を変更（修正）させ、同期加算し、相関計算させた結果を得る動作、及び、外部基地局１からの外部航法データの遅延時間を求め、データ処理する際の衛星Ｓの真の位置を推定する動作について説明する。
すなわち極性修正演算部25、（同期加算・）相関計算部10、遅延時間演算部40、衛星位置補正演算部41の動作に入る。

図２の極性修正演算部25、（同期加算・）相関計算部10の機能ブロック動作を説明する全体図が図14であり、各ブロックの詳細な図が図16と図17と図18である。また、図15が遅延時間演算部40、衛星位置補正演算部41を説明する図である。
まず、極性を修正させるための擬似パターン部22の擬似パターンＡは、図17のＡ₁からＡ₁₀₂₃までの1023種類で一組のパターン群である。この擬似パターンＡは、上記説明したように、衛星Ｓからの信号の単位フレーム（１フレーム）に相当する所定ビット数（1023ビット）のデータ列であり、しかも１ビットずつ順にデータを変位（シフト）させた所定ビット数（1023）と同数の群からなるものである。

具体的には、擬似パターンＡは、衛星からのＣＡコード（ＰＮコード）と同一のパターンからなり、０と１とを所定の（一定の）順番で連続させたデータ列を有し、０の個数と１の個数の和が1023ビットからなる。そして、この1023ビットの一つのデータ列が、1023個で一つの群を構成して得られたものが擬似パターンＡとなる。そして、この1023個のデータ列は、すべて相互異なっており、Ａ₁からＡ₁₀₂₃までは、順に１ビットずつ値がずらされている（シフトされている）。つまり、ＰＮコードの１フレームぶんが〔0100110001110 …11111 〕であるとすると、Ａ₁は〔10100110001110…1111〕であり、Ａ₂は〔110100110001110 …111 〕となり、Ａ₁₀₂₃は〔0100110001110 …11111 〕となる。即ち、Ａ₁からＡ₁₀₂₃はすべて1023ビットからなるものである。
また、これらの擬似パターンＡは、０のかわりに１、１のかわりに−１としても良い。

図14における動作について説明する。実際には図14のブロック（最初の入力）が、Ｉ信号、Ｑ信号についてそれぞれにあるが同様のブロックであり、動作は両方とも同じであるため、ここではどちらか一方の信号について説明する。以下0.25PN.cos（Φ）の信号について説明する。

極性修正演算部25が有する図17の乗除演算部25ａ及び極性修正部25ｃに入力させる信号は、図10と図16に示す処理にて準備される。つまり、ドップラ補正された受信信号に対して、取得時間Ｔ₁の受信信号を、最大15msecまで5msec ずつ順次遅らせて所定数（４個）取得していく。
なお、第１回目の取得時間Ｔ₁内の受信信号について相関計算を終えピーク値が得られなかった場合は、第２回目の取得時間Ｔ₁について受信信号の取得を行うよう機能される（例えば、図10のように、ピーク値を得るために第１回目から第３回目までの受信信号が必要となった場合は、15×3 ＝45msecぶんのデータが得られる）。

図16に示すように、各取得時間Ｔ₁（15msecの間）に取得した受信信号（第１信号）を、１msecを単位として15回同期加算して第２信号とする。データ取得開始を順次遅らせて所定数受信信号を得るため、１番目（→１. ）から４番目（→４. ）までの第２信号が得られる。

そして、次に、図17に示すように、第２信号に受信機端末11が予め用意する擬似パターンＡを作用させたものを、さらに第２信号に作用させる極性修正演算工程を行う。
具体的には、図17に示すように、極性修正演算部25は、第２信号に受信機端末11が予め用意する擬似パターンＡを乗算又は除算させる乗除演算部25ａと、乗除演算部25ａにおける結果を平均計算する平均演算部25ｂと、平均演算部25ｂにおける結果をさらに第２信号に乗算させる極性修正部25ｃと、を有する。
この処理を具体的に説明すると、以下のようになる。

入力させる第２信号を「ＩＮＰＵＴＳＩＧＮＡＬ」とし、その航法データを「ＤＡＴＡ」とし、そのＣＡコードを「ＣＡ」とし、その雑音を「ＮＯＩＳＥ」として、第２信号を表すと、式（１）のようになる。
ＩＮＰＵＴＳＩＧＮＡＬ＝ＤＡＴＡ×ＣＡ＋ＮＯＩＳＥ ……（１）

そして、この第２信号に、擬似パターンＡ₁からＡ₁₀₂₃までを作用させる。つまり、乗除演算部25ａにて各第２信号を擬似パターンＡ₁からＡ₁₀₂₃で夫々割り算する。なお、図17では、乗除演算部25ａを割算部としている。
そして、｛ＣＡ/ Ａ｝＝１であるならば────つまり、第２信号のＣＡコードと擬似パターンＡとが（極性は正又は逆であるが）一致すると────、乗除演算部25ａにおける結果は、式（２）及び式（３）のように表せる。
ＩＮＰＵＴＳＩＧＮＡＬ／Ａ＝ＤＡＴＡ×ＣＡ／Ａ＋ＮＯＩＳＥ／Ａ ……（２）ＩＮＰＵＴＳＩＧＮＡＬ／Ａ＝ＤＡＴＡ＋ＮＯＩＳＥ′ ……（３）

そして、この得られた信号を、平均演算部25ｂにて平均ＤＤを取ると、式（４）のように表せる。なお、Ｎは実数とし、例えば15とすることができるが、その他の実数であってもよい。これにより、その第２入力信号における航法データの極性（Ｄ′）が推定できる。
ＤＤ＝１／Ｎ×Σ｛ＩＮＰＵＴＳＩＧＮＡＬ／Ａ｝
＝１／Ｎ×Σ｛ＤＡＴＡ＋ＮＯＩＳＥ′｝
＝Ｄ′＋ＮＯＩＳＥ″ ……（４）

そして、この結果を極性修正部25ｃにて、さらに第２信号に作用（乗算）させ、整理すると、式（５）のように表せる。
ＤＤ×ＩＮＰＵＴＳＩＧＮＡＬ
＝（Ｄ′＋ＮＯＩＳＥ″）×（ＤＡＴＡ×ＣＡ＋ＮＯＩＳＥ）
＝［Ｄ′×ＤＡＴＡ］×ＣＡ＋ＮＯＩＳＥ ″×ＤＡＴＡ×ＣＡ
＋ＮＯＩＳＥ×（Ｄ′＋ＮＯＩＳＥ″）
＝ＣＡ＋（ＮＯＩＳＥ″×ＤＡＴＡ×ＣＡ）
＋｛ＮＯＩＳＥ×（Ｄ′＋ＮＯＩＳＥ″）｝ ……（５）

つまり、式（５）において、［Ｄ′×ＤＡＴＡ］は、第２信号における航法データの極性（Ｄ′＝１又は−１）と、第２信号の航法データ（ＤＡＴＡ）とを乗算したものである。従って、第２信号における航法データの推定（算出）した極性がＤ′＝＋１であると、その航法データ（ＤＡＴＡ）も＋１であるため、相互乗算した結果は＋１となる。一方、第２信号における航法データの推定（算出）した極性がＤ′＝−１であると、その航法データ（ＤＡＴＡ）も−１であるため、その乗算した結果は＋１となる。つまり、航法データによる極性が、すべての第２信号について同一化される。

以上のように、この工程では、取得時間Ｔ₁について取得した受信信号を15回同期加算したものをあらたな入力信号（第２入力信号）とし、これを極性（位相）が同一（同位相）又は逆（逆位相）でかつ一致する擬似パターンＡで割算しているといえる。また、極性が同一又は逆で一致する条件を満足させるために、擬似パターンを１ビットずつシフトさせた1023とおりを用意し、1023とおりの場合における並列演算処理が行われている。

そして、図18に示すように、極性修正演算工程にて得られた信号について相関計算を行い、演算ブロック部23が有する判定処理部24にて自己位置の計算に必要なピーク値が検出できたかの判定を行う。そして、ピーク値が検出できていない場合、既に行ったこの相関計算の対象となっていた取得時間Ｔ₁の受信信号と、その次の取得時間Ｔ₁の（極性が同一化された）受信信号とを累積同期加算して、再度相関計算を行う。

なお、一般に同期加算はデジタル信号処理回路で周期信号における雑音軽減の方法として広く知られている。この計算について述べると、一般に周期信号に対して１周期の信号をｓ個のサンプリングパルスでサンプリングしてｍ周期分データを取ると、D(1:ｍ，1:ｓ) のデータを取得できる（ｓは標本個数、ｍは加算回数）。このときＭ行目の同期加算平均結果は式（６）のようになる。
１／ｍ×｛ΣＤ（Ｍ，Ｎ）｝（ただし、Ｍ＝１〜ｍ） ……（６）

信号に重畳している雑音が統計的性質に合うガウス性のものとすると、ｍ回の加算により雑音の成分は１／√ｍに減少することが知られている。そのため本発明では、累積的に同期加算することで雑音の軽減は加速しピーク値の検出が可能となっていく。

次に、相関計算について述べると、受信機端末11が予め用意するレプリカＰＮ符号（レプリカＣ／Ａコード信号）とで、相関計算部10にて相関計算を行う。レプリカＰＮ符号や相関計算は広く知られた内容であるが、以下簡単に説明する。

一般にＧＰＳ衛星Ｓは地球上を複数個回っており、各衛星Ｓからは、1575.42 MHz の搬送波を、それぞれ個別の衛星Ｓに対応したＰＮ信号でスペクトラム拡散変調がなされ地球上に送信している。たとえば1575.42 MHz を、衛星Ｓ₁はＰＮ信号ａで、衛星Ｓ₂はＰＮ信号ｂで、スペクトラム拡散変調して送信しているとする。衛星Ｓ₁の信号を受信機端末11にて取り出す（復調させる）ためには受信機端末11側であらかじめＰＮ信号ａと同一のＰＮ信号ａ′を記憶させておき、このＰＮ信号ａ′により衛星Ｓ₁はＰＮ信号ａを受信機端末11にて復調させる。

そして、衛星Ｓ₂を受信するためには、あらかじめ受信機端末11側にＰＮ信号ｂと同じＰＮ信号ｂ′を記憶しておかなければならない。したがって受信機端末11側には、あらかじめ各衛星Ｓから発射される各衛星Ｓに対応するすべてのＰＮ信号をもっていなければ、各衛星Ｓの信号を受信できない。そして本発明において、このあらかじめ用意されているＰＮ信号をレプリカＰＮ符号としている。
そして、各ＧＰＳ衛星Ｓに対応する（衛星受信信号を復調させる）各レプリカＰＮ符号は、あらかじめＧＰＳ受信機端末11が備える信号処理部21のＲＯＭに記憶させている。

また、一般にデータＸをＸ(n) （ただし n＝0:N ）、データＹをｈ(n) （ただし n＝0:N ）、ｋを整数として０≦ｋ≦Ｎとしたとき、式（７）のように表現する。
ｙ（ｋ）＝ΣＸ(n) ｈ(n＋ｋ) （ただし、ｎ＝０〜Ｎ−１） ……（７）

そして、ｙ(1),ｙ(2),ｙ(3) …ｙ(N) を計算する。ここでｙ (ｋ) の計算においてデータの加算回数はＮ個である。従って、このとき信号に重畳している雑音が統計的性質に合うガウス性のものとすると、Ｎ回の加算により雑音の成分は１／√Ｎに減少することが知られている。このためこの計算による雑音低減は１／√Ｎである。そして、この計算を相関計算という。（等価な相関計算は高速演算としてＦＦＴを用いて一般によく知られて用いられる方法があるが、ここでは原理説明のために一般的な計算法を示した。）

また、ｙ(1),ｙ(2),ｙ(3) …ｙ(N) のそれぞれの絶対値で、ｙ(nn)の絶対値が最大の値であれば、ｙ(nn)の絶対値を相関のピーク値とする（ただし０≦nn≦Ｎ）。このときのnnを遅延量τと呼ぶ。また、遅延量τとピーク値ｙ(nn)を求めることを、相関のピークを求めるという。
また、ここでデータＸが信号をｍ回同期加算して得られたx(n)とすれば、この相関計算により雑音軽減量は式（８）となる。
１／√（ｍ・Ｎ） ……（８）

そして、本発明ではＰＮ信号をＸ(n) 、レプリカＰＮ符号をh(n)、ｍを同期加算回数、ＮをＰＮ信号１周期分のサンプル数とし、実施例としてｍ＝１〜、Ｎ＝1023を想定している。
従って、受信信号を累積同期加算させることで、雑音軽減量は上記式（８）の結果の効果を出すことが可能である。すなわち雑音にうもれた超微弱信号であっても遅延量τを求めることができる。

そして、擬似距離検出部19の動作について説明する。擬似距離検出部19は相関計算部10にて得られた結果であるデータにおいて絶対値が最大となるデータを検索し、絶対値が最大となる相関ピーク値の絶対値と、遅延量τが検出結果である。

この遅延量τが求まれば、この遅延量τから擬似距離（衛星ＳとＧＰＳ受信機端末11との間の距離）を求めることができる。そして、この際に、遅延時間演算部40と衛星位置補正演算部41との働きにより、受信機端末11が衛星受信信号を処理する際の衛星Ｓの真の位置を検出する。なお、相関計算部10にて行う相関計算、Ｉ信号・Ｑ信号の合成、遅延量τから擬似距離を求める手段は、一般に広く知られており説明を省略する。
なお、本発明において、擬似距離とは、一般にＧＰＳ用語として汎用的に使用されているものに限定されず、別の手法により計測された距離も包含するものと、定義する。

遅延時間演算部40について説明すると、図11（ロ）に示す衛星Ｓからの受信した衛星受信信号の所定ビット数の航法データの極性を数値化させたもの（+1又は-1に置き換えたもの）が、図12（イ）（ロ）に示す｛A(n)｝であり、同様に外部基地局１から受信した外部航法データを数値化させたものが｛B(n)｝である。なお、｛A(n)｝と｛B(n)｝とのビット数は同じとする。
そして、図12（イ）に示すように｛A(n)｝と｛B(n)｝とを並べ比較する。図12（イ）の｛A(n)｝は図11（ロ）の航法データを数値化させたものであり、図12（イ）の外部基地局１から受信した外部航法データ｛B(n)｝は｛A(n)｝に対して１ビットぶんだけ位相がずれて取得されたとする。

遅延時間演算部40は、この｛A(n)｝と｛B(n)｝において、（ｎ−１）番目の夫々の極性を乗算したものとその次のｎ番目の夫々の極性を乗算したものとの和を取ったもの（組合せ演算）の絶対値について、ｎ＝１〜Ｎ番目までの総和を取る（総和演算）。そして、この動作を、航法データ又は外部航法データのいずれかを１ビットずつずらしながら相互を部分毎に順次組合せ演算させ、総和演算させる。つまり、図12（イ）の状態から外部航法データ｛B(n)｝を１ビットぶんずらした（左へシフトさせた）状態が図12（ロ）の｛B(n)｝であり、これは、｛A(n)｝と｛B(n)｝との極性パターンが相互一致したものである。このように、１ビットずつずらしつつ組合せ演算、総和演算を順に行い、総和演算の最大値が得られた際のずらしビット数に相当する時間が遅延時間として検出される。つまり、図12（イ）（ロ）から明らかなように、極性パターンが一致した状態において、最大値（26の値）が得られることとなる。

また、図13（イ）（ロ）は、衛星Ｓから受信した航法データにドップラが残っている場合を示し、この｛A(n)｝は図11（ニ）に対応する。この場合においても、航法データ又は外部航法データのいずれかを１ビットずつずらしながら相互を部分毎に上記と同様の組合せ演算、総和演算を行うことで、極性パターンが一致した状態（図13（ロ））で最大値（24）が得られる。つまり、本発明によれば、衛星Ｓから受信機端末11が受信し処理した航法データにドップラが残っている場合においても確実に遅延時間を求めることが可能となる。

つまり、本発明による遅延時間演算部40は、所定ビット数の航法データ及び航法データと同じビット数の外部航法データのいずれかを１ビットずつずらしながら相互を部分毎に順次組合せ演算させる第１演算部と、組合せ演算させた結果の総和を求める第２演算部と、総和の結果の最大値を求め最大値が得られた際のずらしビット数に相当する時間を遅延時間として求める第３演算部と、を有すると言える。
なお、第１演算部における組合せ演算を、図12と図13では、隣り合う２つの極性値を一組として行ったが、連続する３つの極性値により行ってもよい。つまり、（ｎ−１）番目とｎ番目と（ｎ＋１）番目の値を一組として演算してもよい。

そして、求めた遅延時間により、衛星位置補正演算部41において、外部基地局１から受信機端末11が受信した外部航法データの衛星位置に基づいて、受信機端末11が衛星Ｓからの信号を処理する際の衛星Ｓの真の位置を受信機端末11において演算し補正する。
そして、衛星Ｓの真の位置により、受信機端末11の擬似距離検出部19が擬似距離を求める。
その後、図２の位置計算部20のブロックにて、真の衛星位置の検出結果に基づいて自己位置が決定される。なお、位置計算部20における自己位置を決定する方法は一般に広く知られており容易に実現できる。

ＧＰＳ測位システムにおいて、ビルの中等においては、従来では自己位置を決定することはほとんど不可能であったが、本発明により、ＧＰＳ受信機端末11で受信できる感度を、従来不可能と呼ばれていたビルの中など超微弱信号であっても、劇的に感度を向上でき、位置計測を可能とする。

次に、本発明の他の実施の形態を説明する。図２におけるドップラ補正部16、極性修正演算部25、（同期加算・）相関計算部10、遅延時間演算部40、位置補正演算部41、擬似距離検出部19、位置計算部20の部分の機能ブロックは、ソフトウェアによるアルゴリズムで説明したが、ドップラ補正部16について、及び、図８の演算ブロック部等についてをハードウェアで構成しても良い。
また、ソフトウェア、ハードウェアの混合で構成しても良い。

これにより、本発明は、従来ある問題点を解消するものであり、受信機端末11内部にあらかじめ用意した符号で受信信号（ＰＮ信号) の航法データの極性を同一にして、同期加算及び相関計算を、または、同期加算を行うことにより、同期加算等において異なる極性により信号成分が互いに相殺されて感度（Ｓ／Ｎ）向上が劣化することを完全に排除している。
すなわち、受信機端末11内部にあらかじめ用意した擬似パターンで、受信信号（ＰＮ信号）の航法データの極性を同一にして、同期加算、相関計算を行うことにより、劇的な感度（Ｓ／Ｎ）の向上を図り、家屋内、建物の陰、ビルの中などでも、安定した測位のできる高感度衛星測位手段（方法）を得るものである。

また、本発明は、衛星受信信号（ＰＮ信号）により処理を行うため、従来技術のように遅延値を求めるために外部基地局から航法データを取り入れる方法とは異なるため、遅延値を求める処理において外部基地局から開放できるものである。すなわち衛星受信信号（ＰＮ信号）の極性を同一化するために外部基地局の情報を不必要とし、また、受信信号（ＰＮ信号）の極性を同一化してその後、同期加算を行うことで、理想的なノイズの低減効果を持ったものとできる。

つまり、外部基地局から通信手段Ｌにより航法データを受信しなくても、例えばビル中に存在する受信機端末11で受信した受信信号のみから、（外部基地局からの衛星Ｓの航法データを使わないで）受信機端末11自身で、ＰＮ信号の航法データの極性を同一化して、同期加算する。従って、通信手段Ｌによる外部からの航法データに依存することなく、ＰＮ信号のすべての極性を同一化し、同期加算、相関計算により、ノイズに埋もれたＰＮ信号を、ノイズの中から浮かび上がらせることにより超高感度を得る。
また、サンプリング数を増大することで相関計算において感度（Ｓ／Ｎ比）を著しく向上させ、また、建物の中などでも衛星Ｓとの擬似距離を正確かつ迅速に検出させる。
なお、上記ＰＮ信号はＧＰＳ信号ＰＮや、Gallileo受信ＰＮ信号等にも適用できる。

以上のように本発明によれば、航法データの極性が変化している所定時間Ｔの衛星受信信号のすべてにおいて、つまり、航法データの極性反転の境目にある信号においても、有効に信号を同期加算させることができ、ノイズに埋もれたＰＮ信号を、著しくＳ／Ｎの向上させて検出できる。また、サンプリング数が多くなり、感度を著しく向上させることができる。
従来のように、外部基地局からのデータを必要とせず、自己が受信した信号にて処理が行え、ノイズに埋もれたＰＮ信号を、著しくＳ／Ｎの向上させて検出できる。つまり、ノイズの中からＰＮ信号を効率よく浮かび上がらせることができ、建物の中やビルの中など、ＧＰＳ信号（ＧＰＳ電波）が著しく減衰した場所においても、衛星Ｓとの擬似距離を精度良くかつ応答性良く測定できる。

そして、衛星Ｓからの航法データにより、受信機端末11において、衛星Ｓの真の位置を外部基地局１より得られるデータから補正して求めることができ、しかも、処理するデータにドップラが存在（残っていても）していても、正確な衛星Ｓの位置を推定できる。従って、受信機端末11において、より精度の高い自己位置の検出が可能となる。
つまり、時間遅延が存在するインターネット等の非同期通信網（通信手段Ｌ）において、受信機端末11にて擬似的な時刻同時を図ることが可能となり、時間遅延による誤差を解消させることができる。

ＧＰＳ受信信号におけるＰＮ信号構造を説明する説明図である。本発明の実施の一形態の概要を示すブロック図である。受信機端末にて信号処理する際の衛星の位置を説明する説明図である。外部基地局から発信される情報と受信機端末において受信する情報を示すタイムチャート図である。ＧＰＳ受信機端末の構成を示すブロック図である。ＧＰＳ受信部から入力された受信信号から擬似距離を得るまでのフローチャートである。Ｉ・Ｑ信号変換搬送波除去部の動作説明図である。搬送波除去後のＩ，Ｑ信号からドップラ補正を行い信号を得る動作説明図である。ドップラ補正の他の実施の形態を示す説明図である。微小時間ずつ遅らせて受信信号を得る動作を説明をする説明図である。衛星からの航法データと外部基地局からの航法データとを示す説明図である。遅延時間計算を説明する説明図である。ドップラによる極性反転がある場合の遅延時間を説明する説明図である。受信信号から相関計算結果を得て遅延量を求める動作を説明する説明図である。外部基地局からの航法データの遅延時間を得る動作を説明する説明図である。受信信号を同期加算する動作を説明する説明図である。極性修正演算部を説明する説明図である。累積同期加算部と相関計算部とを説明する説明図である。従来のＧＰＳ測位システムを示すブロック図である。従来のＧＰＳ測位システムを説明する説明図である。

符号の説明

１外部基地局
７位置計算部
11 受信機端末
25 極性修正演算部
25ａ乗除演算部
25ｂ平均演算部
25ｃ極性修正部
40 遅延時間演算部
41 衛星位置補正演算部
Ａ擬似パターン
Ｓ衛星
Ｔ₁ 取得時間
Ｔ₂ 処理時間
ｉ微小時間

Claims

衛星（Ｓ）からの信号を受信すると共に外部基地局（１）との間において情報通信する受信機端末（11）が該衛星（Ｓ）との間の擬似距離を求め自己位置の計算を行う衛星測位方法に於て、上記衛星（Ｓ）から上記受信機端末（11）が受信する衛星受信信号の航法データの１ビットぶんに相当する時間を、データ取得開始から前部分の取得時間（Ｔ ₁ ）と残りの後部分の処理時間（Ｔ ₂ ）とし、該取得時間（Ｔ ₁ ）内に取得した受信信号をその後の処理時間（Ｔ ₂ ）中に相関計算を含む演算処理を行い、かつ、データ取得開始を微小時間（ｉ）ずつ順次遅らせてから該取得時間（Ｔ ₁ ）ぶんの受信信号を所定数取得すると共に夫々の該受信信号においても後の各処理時間（Ｔ ₂ ）中に相関計算を含む上記演算処理を行い、該演算処理の結果におけるピーク値の検出により遅延値を求め、また、上記衛星（Ｓ）から上記受信機端末（11）が受信した衛星受信信号の航法データと上記外部基地局（１）から該受信機端末（11）が受信した外部航法データとを比較して該外部航法データの遅延時間を算出し、該遅延時間に基づいて該受信機端末（11）が衛星受信信号を処理する際の衛星位置を推定し、推定した衛星位置と上記遅延値とに基づいて擬似距離を求め自己位置の計算を行うことを特徴とする衛星測位方法。
上記処理時間（Ｔ ₂ ）中に行う上記演算処理は、上記取得時間（Ｔ ₁ ）内に取得する上記衛星（Ｓ）からの受信信号を同期加算させて得た同期加算信号に、上記受信機端末（11）が予め用意する擬似パターン（Ａ）を作用させたものを、さらに該同期加算信号に作用させ航法データによる極性を同一化させる極性修正演算工程と、該極性修正演算工程にて得られた信号と該受信機端末（11）が予め用意するレプリカＰＮ符号とで相関計算を行う相関計算工程と、を有する請求項１記載の衛星測位方法。
上記遅延時間の算出は、上記衛星（Ｓ）から取得した所定ビット数の上記航法データ及び該航法データと同じビット数の上記外部航法データのいずれかを１ビットずつずらしながら相互作用させ、相互の極性パターンが一致するまでのずらしビット数に相当する時間を上記遅延時間として求める請求項１又は２記載の衛星測位方法。
衛星（Ｓ）からの信号を受信すると共に外部基地局（１）との間において情報通信し該衛星（Ｓ）との間の擬似距離を求め自己位置の計算を行う受信機端末（11）を有する衛星測位システムに於て、上記受信機端末（11）は、上記衛星（Ｓ）から受信した衛星受信信号の航法データと上記外部基地局（１）から受信した外部航法データとを比較して該外部航法データの遅延時間を算出する遅延時間演算部（40）と、該遅延時間に基づいて該受信機端末（11）が衛星受信信号を処理する際の衛星位置を推定する衛星位置補正演算部（41）と、推定した衛星位置に基づいて擬似距離を求め自己位置の計算を行う位置計算部（７）と、を備え、しかも、上記遅延時間演算部（40）は、所定ビット数の上記航法データ及び該航法データと同じビット数の上記外部航法データのいずれかを１ビットずつずらしながら相互を部分毎に順次組合せ演算させる第１演算部と、組合せ演算させた結果の総和を求める第２演算部と、総和の結果の最大値を求め最大値が得られた際のずらしビット数に相当する時間を上記遅延時間として求める第３演算部と、を有することを特徴とする衛星測位システム。