JP4403194B2 - 衛星測位方法及び衛星測位システム - Google Patents
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Description
計算する衛星測位方法及び衛星測位システムに関する。
いる。各衛星にPNコード(GPSの場合はC/Aコードと呼ばれる)が割り当てられて
おり衛星ごとに異なるもので、各衛星から擬似雑音信号として連続送信されている。衛星
からは衛星の軌道などの情報をふくむ航法データが送信されており、この航法データでP
Nコードの極性を反転させて同一搬送波でPSK変調され連続送信されている。
秒)が1PNフレームとされ、この1PNフレームが、周期的な連続信号として送信され
ている。
上記航法データは1ビット{20msec(50bps )}で、この航法データの極性に応じてC
/Aコードの極性を反転させている。すなわち航法データが1ならばC/Aコードの極性
はそのままであり、航法データが−1ならばC/Aコードも極性が反転する。
スト型GPSがある(例えば、特許文献1参照)。このシステムは、図19に示すように、
受信ユニット104 は、GPS受信アンテナ105 を備えたRFからIFへのコンバータ106
、このコンバータ106 からのアナログ信号をディジタル信号に変換するA/Dコンバータ
107 、このA/Dコンバータ107 からの出力を記録するメモリ(ディジタルスナップショ
ットメモリ)108 、このメモリ108 からの信号を処理する汎用プログラマブルディジタル
信号処理回路(以下、DSP回路と略称する)109 を有する。
)110 、周波数シンセサイザ111 、パワーレギュレータ回路112 、アドレス書き込み回路
113 、マイクロプロセッサ114 、RAM(メモリ)115 、EEPROM(ROM、メモリ
)116 、送受信アンテナ117 を備えマイクロプロセッサ114 に接続されたモデム118 を有
する。
して、データコミュニケーションリンク119 により伝送されたメッセージを介して測定を
実施する。ベースステーション101 は、このメッセージの中で対象の衛星に対する衛星情
報のドップラデータを送信する。
このドップラデータは、周波数情報のフォーマットを持ち、メッセージは対象衛星の特
定を行う。このメッセージは受信ユニット104 の一部であるモデム118 により受信され、
マイクロプロセッサ114 に結合されたメモリ108 に格納される。マイクロプロセッサ114
はDSP回路109 、アドレス書き込み回路113 とモデム118 との間のデータ情報伝達を取
扱い受信ユニット104 内でのパワーマネージメント機能をコントロールする。
ラ情報に対して指示を受け取った場合、マイクロプロセッサ114 はその指示に従いパワー
レギュレータ回路112 を起動する。このパワーレギュレータ回路112 はパワーライン120a
〜120eを介して、RFからIFへのコンバータ106 、A/Dコンバータ107 、メモリ108
、DSP回路109 及び周波数シンセサイザ111 に機能を付与する。これによりGPS受信
アンテナ105 を経て受信されたGPS衛星からの信号はIF周波数にダウンコンバ−トさ
れた後にディジタル化を実施される。
うな連続データセットは、メモリ108 に格納される。
DSP回路109 ではソードレンジ計算が行われる。更にDSP回路109 は局所的に作成
された基準と受信された信号との間の多数のコリレーションオペレーションを迅速に実施
することにより、ソードレンジの極めて迅速な演算を可能にするファーストフーリエ変換
(FFT)アルゴリズムの使用を可能にする。ファーストフーリエ変換アルゴリズムは、
このようなあらゆる位置を同時に並列的に探索し、演算プロセスを加速する。
報を相互接続バス122 を経て、マイクロプロセッサ114 に伝送する。次に、マイクロプロ
セッサ114 は、最終の位置算定の為にソードレンジデータをデータコミュニケーションリ
ンク119 を経てベースステーション101 に伝送する目的でモデム118 を利用する。
ソードデータに加え、メモリ108 の中での最初のデータ収集からデータのデータコミュ
ニケーションリンク119 を経た送信の時点迄の経過時間を示すタイムラグが、同時にベー
スステーション101 に伝送されることができる。このタイムラグは位置計算を行うベース
ステーション101 の能力を高める。何故ならば、これによりGPS衛星位置はデータ収集
の時点に行うことができるからである。
別個の送受信アンテナ117 を利用する。モデム118 はコミュニケーションレシーバーとコ
ミュニケーショントランスミッタを含み、しかもこの両者は交互に送受信アンテナ117 に
結合されると理解される。同様にべースステーション101 はデータリンクメッセージを送
信及び受信する為に別個の送受信アンテナ103 を使用することが可能であり、従って、べ
ースステーション101 でGPS受信アンテナ102 を経てGPS信号を連続的に受信するこ
とができる。
路109 又は幾つかのDSP回路の速度に応じて必要な時間は数秒以下となることが期待さ
れる。上述のように、メモリ108 は比較的長い時間に該当する記録を捕捉する。
ファーストコンボリューション法を用いた大ブロックのデータの有効な処理は低受信レ
ベルでの信号を処理する為の性能に寄与する(例えば建物、樹木等により著しく遮られた
為に受信レベルが低下する時)。可視的なGPS衛星に対するすべてのソードレンジはこ
の同じ緩衝されたデータを用いて計算される。これは信号の振幅が迅速に変化する状況(
都会の障害状態の様な)下の連続追跡GPS受信機に関する性能を改善されたことになる
。
に関して、受信された波形のタイミングを確定することであり、さらに高感度を得るため
に上記波形の極めて長い部分、通常 100msecから1sec にわたる部分が処理される。受信
されるGPS信号(C/Aコード)は、1023ビット=1msecの反復ソードランダム(PN
フレーム)から成り立っている。
存在するので、第1のフレームを次の第2のフレームにコヒーレント的に加え、生じたも
のを第3のフレームに加える。以下、図20(A) 〜図20(E) に示すように順次加えて行く。
この結果、1PNフレーム=1023ビットの持続時間を持つ信号が得られる。このシーケン
スの位相をローカル基準シーケンスと比較すれば2つの間の相対タイミング、すなわちソ
ードレンジ(擬似距離)を確定することができる。上記DSP回路109 で行われる信号処
理について、図20により説明する。
れている。航法データが0(−1)または1の区間(20msec)には実際には20フレーム(
C/Aコード20周期分)が存在するが説明のために4フレームとしてかかれている。図20
(A) においてDATA=0の区間とDATA=1の区間とでは各フレーム(FRAME :各1m
sec )の位相が互いに逆転している。この状態でGPS信号(C/Aコード信号)が受信
アンテナに入力される。
/Aコード信号)を取り出した場合の説明の図である。注目すべきは、この図は説明をわ
かりやすくするためにかかれた特殊な条件のタイミングで捕らえた図である。
すなわちDATAが0になる立ち上がりの点(データの先頭部)から捕らえられた場合
の非常に特殊な条件が成立したときの図である。図20(B) の動作はある時点から受信信号
(C/Aコード)を取り始め、この受信信号(C/Aコード)を4フレーム分ずつ加算し
て平均することを行っている。
ム2(FRAME 2)の先頭部から取り始めたら加算して平均した結果は0となってしまう。
そして、実際には受信機で信号を取り始めるときはDATAの先頭部からうまく取り出
すことはほとんどありえない。つまり、航法データの途中、およびフレームの途中からデ
ータを取り始めるのが実際である。
4個分)毎に同期加算して平均する。次に、図20(C) において受信機内部のレプリカPN
符号(レプリカC/Aコード)と図20(B) の結果の相関計算結果を示す。相関計算のピー
ク値の極性は、図20(B) におけるそれぞれの同期加算して平均した結果の極性と受信機内
部のレプリカPN符号の極性が一致すれば正、異なれば負となる。
各相関計算の絶対値をそれぞれ取る。図20(E) はそれぞれ絶対値で得られた各相関計算を
同期加算する。以上の同期加算、相関計算により周期信号であるPN(C/Aコード)信
号を多数回加算することで感度(S/N)を向上させている。
GPS受信信号のC/AコードをA/Dコンバータでいったんメモリに一定時間蓄積す
る。このC/Aコード信号はGPSの航法データにより、極性が反転しているところが存
在する。この特許ではノイズに埋もれたC/Aコード信号を、ノイズの中から浮かび上が
らせるために外部からの航法データを入手して、C/Aコード信号の極性を完全に同一に
して同期加算および相関計算を行うことにより高感度受信を行うものである。
れて受信端末機で受信した信号に、この航法データの位相と受信機端末機の受信信号にお
けるC/Aコード信号と完全に位相を一致させて、この航法データで受信PN符号の極性
を変化させてC/Aコード信号のすべての極性を同一化して、同期加算することによりノ
イズに埋もれたC/Aコード信号を、ノイズの中から浮かび上がらせることにより超高感
度を得ている。
コード信号の位相と、外部基地局のサーバから航法データを通信回線で受信機に取り入れ
た航法データとの位相は一致しない。理由は通信回線における通信時間のばらつきや遅延
があるためである。
バに自己の時刻信号を送り、このタイムサーバから時刻信号を受け取ることにより、タイ
ムサーバまでの通信時間を知るようにしている。
この通信時間を知ることにより、外部基地局のサーバから航法データを通信回線で受信
機に取り入れた航法データの位相差を限りなく小さくして、外部からの航法データをスキ
ャンさせてその位相差を完全に合わせることを行っている(例えば、特許文献2参照)。
るPN信号の位相は航法データの内容により航法データの区間、極性が反転する。
そのため、このような処理ではPN信号の極性が航法データにより変化しているため、
PN信号の極性により同期加算する時に、図20(B) の過程で信号成分が互いに相殺されて
感度(S/N)向上に十分ではないという欠点があった。つまり航法データの極性反転の
境目を検出していなかった。そのため、感度(S/N)の向上が不十分であるという問題
点がある。
また図20(D) と図20(E) の処理過程で相関計算値の絶対値を取って同期加算することは
、白色雑音そのものの軽減にはつながらないため感度(S/N)の向上が不十分であると
いう問題点がある。
信号の極性により図20(B) の過程で信号成分が互いに相殺されて感度(S/N)向上に十
分ではないという問題点を解消している。具体的には、受信信号(PN信号)の極性を同
一化するために、基地局から航法データの情報をもらって、この受信信号(PN信号)に
乗算して極性を同一化している。その後同期加算を行うことで、理想的なノイズの低減効
果が得られている。
ないということである。通信回線がインターネットやパケット通信などにおいては、通信
時間も相当のばらつきが存在して、位相誤差がきわめて大きくなるため、スキャン時間も
大きくなり、したがって通信回線における遅延のばらつきが位置計測の応答時間に大きく
かかわることになる。すなわち高感度測位を実現するためには、通信回線における通信時
間の規格に厳しい要求をしなければ、実用的な応答時間で受信機計測をすることが出来な
いという重大な欠点を持っている。
て接続され、基地局からは周期的に衛星の位置等の情報が発信されている。しかし、発信
側が周期的であっても、このような通信回線を介在させると、受信側において発信時に対
して時間ズレ(時間遅延)が生じ、さらには、このズレ量が回線の混雑状態により変動す
る。従って、受信機端末が基地局から受信した衛星の情報と、それと同時に処理し始めた
衛星からの受信信号とは、同時のものはなく、基地局からの衛星の情報は過去のものとな
る。そして、過去の衛星位置に基づいて位置計算すると、誤差が大きく生じてしまい、精
度の低いものとなる。
また、時間ズレを解消させるために原子時計を採用する手段が考えられるが、この場合
、構成が複雑で高価なものとなり、また、完全に一致させることはできないという問題点
がある。
微弱な衛星受信信号であっても超高感度でかつ応答性が良く自己位置を知ることができ、
しかも、検出精度が極めて高い衛星測位方法を及び衛星測位システムを提供するものであ
る。
また、上記遅延時間演算部は、所定ビット数の上記航法データ及び該航法データと同じビット数の上記外部航法データのいずれかを1ビットずつずらしながら相互を部分毎に順次組合せ演算させる第1演算部と、組合せ演算させた結果の総和を求める第2演算部と、総和の結果の最大値を求め最大値が得られた際のずらしビット数に相当する時間を上記遅延時間として求める第3演算部と、を有するものである。
対応可能となり、また、受信機端末11における回路の簡素化が図れ、処理速度を速めるこ
とができる。処理速度を速めることでリアルタイムな情報の出力が可能となる。
さらに、航法データの極性反転の境目にある信号においても、ノイズに埋もれたPN信
号を著しくS/Nを向上させて検出でき、また、建物の中やビルの中など、GPS信号(
GPS電波)が減衰した場所においても、感度を著しく向上させることができ、衛星Sと
の擬似距離を検出し自己位置の計算を精度良くかつ応答性良く行うことができる。
存在し、さらにはその時間遅延量が変動していても、衛星位置を正確な位置に補正し推定
することができ、精度の高い位置検出が可能となる。
また、衛星からの信号にドップラが存在していても(残っていても)、確実に上記時間
遅延を求めることが可能であり衛星の真の位置を推定でき、位置検出の精度を向上させる
ことができる。
と呼ぶ)構造を説明する説明図であり、図2は、衛星測位システムの概要を説明するブロ
ック図である。
なお、本発明では、搬送波(キャリア)が重畳された受信PN信号、又は、搬送波が重
畳されていない受信PN信号のどちらであってもよい。
(通信網)を介して情報通信する受信機端末11が、衛星Sとの間の擬似距離を求め自己位
置の計算を行う衛星測位方法及び衛星測位システムである。
図2と図3において、S1 ,S2 ,S3 ,S4 は地球の廻りを回る対象測位衛星であり
、1は地上に設けられる外部基地局である。基地局1は見晴らしの良い環境に設置された
受信アンテナ2を備え、GPS基準信号サーバ受信機3にてGPS信号を受信する。
報、基地局位置、各衛星位置、各衛星と受信アンテナ2位置との擬似距離等を抽出する。
これらの情報は送信部5により、通信手段Lを介して(情報通信にて)受信機端末11に送
信される。この送信は一般に放送で行なわれる。なお、通信手段Lは携帯電話回線、地上
放送、衛星放送でも良い。またはインターネット回線を用いてもよく、考えられる(電磁
的方法による)通信手段Lはすべて対象としている。
、各衛星と基地局間の擬似距離等の情報はGPS受信機端末11の受信部12で受信される。
放送電波の周波数がGPS電波(信号)の近傍の周波数帯であるならば、この受信部12
はGPS受信部13と共用させても良い。本発明は、通信手段L(回線、放送、携帯電話、
インターネットなど)により、多くの端末11に対して同時に受信させることを想定してい
る。なお、図2は1台のGPS受信機端末11を示している。
場所は、衛星Sが直接見えるところのみならず、(通常の野外での受信以外に)木の陰や
、(鉄筋コンクリートによる)建物の中心部などGPS電波の強さがかなり弱い場所など
も想定している。
GPS受信部13(RFチューナー)はGPS受信信号───PN信号───のアナログ
信号をデジタル信号に変換するA/D変換部分を有する。デジタル化されたPN信号は次
の信号処理部21へ送られる。
なお、以上の構成は従来よりあるGPS技術で汎用的に広く使われているものであり、
詳細な説明は省略する。
信号処理部21と、擬似距離検出部19と、位置計算部20と、を備える。信号処理部21は、I
・Q信号変換搬送波除去部35,36、ドップラ補正部16、PN極性修正演算部25、(同期加
算・)相関計算部10、遅延時間演算部40、位置補正演算部41を有する。
む外部航法データを送信している。そして、図4に示すように、外部基地局1の基地局サ
ーバからの情報は周期的に発信され、パルス信号として(例えば1ppsで)発信されている
。つまり、所定時間(1sec間)の情報ごとにパルス信号としてまとめて発信されている。
しかし、外部基地局1と受信機端末11との間の通信手段Lには、時間遅延が生じるため、
受信機端末11が基地局1から受信する情報は、基地局1からの発信時間とズレが生ずる。
これにより、図4に示すように、トリガにより衛星Sから信号を受信し始めた受信機端
末11が、基地局1からの情報を受信したと同時に、衛星受信信号の収集及び演算処理を始
め自己位置の計算を行っても、基地局1から受信した情報は過去についてのものである。
つまり、この情報は、擬似距離を求める対象となる衛星Sの過去の位置についてのもので
あり、受信機端末11が演算処理を開始した際の真の衛星位置と異なることとなる。
これを図3にて説明すると、各衛星Sは上記所定時間(1sec間)にT1 からT2 まで高
速移動しており、受信機端末11が処理する衛星Sからの信号は衛星SがTx の位置のもの
であるのに対し、基地局1から受信した情報は衛星SがT1 の位置の時のものである。
て自己検出する遅延時間演算部40と、時間遅延により真の衛星S位置を求める衛星位置補
正演算部41と、真の衛星Sに基づいて位置計算する位置計算部7とを有する。
つまり、遅延時間演算部40において、衛星Sから受信機端末11が受信した衛星受信信号
の航法データと外部基地局1から受信機端末11が受信した外部航法データとを比較して外
部航法データの遅延時間を算出する。そして、衛星位置補正演算部41において、遅延時間
に基づいて基地局1からの位置情報を補正し受信機端末11が衛星受信信号を処理する際の
衛星位置を推定し、位置計算部7において、推定した衛星位置と(後述する)遅延値(遅
延量τ)とに基づいて擬似距離を求め自己位置の計算を行う。
から自己位置を計算するまでのフローチャートを示している。
本発明に係る衛星測位システムにおける衛星測位方法は、まず、衛星Sから受信機端末
11が受信する衛星受信信号の航法データの1ビットぶんに相当する時間(20msec)を、デ
ータ取得開始から前部分の取得時間T1 と、残りの後部分の処理時間T2 として考える。
なお、データ取得開始は、極性反転の境目に限らず、衛星受信信号に対して任意の位置(
図10参照)からとすることができる。
これを図10により説明すると、20msecのうち、例えば、データ取得開始から15msecを取
得時間T1 と設定し、その残りの 5msecを処理時間T2 と設定する。なお、(取得時間T
1 )+(処理時間T2 )=20msecとすれば、これらの時間設定は自由であるが、処理時間
T2 は航法データの1ビットぶんに相当する時間の約数の値としている。
ップラ補正され、その信号について衛星Sからのデータの取得を開始し演算処理を行う。
つまり、図10において、取得時間T1 内に取得した受信信号をその後に演算処理を行い、
かつ、データ取得開始を微小時間iずつ順次遅らせてから取得時間T1 ぶんの受信信号を
所定数取得すると共に夫々の受信信号においてもその後に演算処理を行う。
つまり、取得時間T1 内に取得した受信信号をその後の処理時間T2 中に(後述する)
相関計算を含む演算処理を行い、かつ、データ取得開始を微小時間iずつ順次遅らせてか
ら取得時間T1 ぶんの受信信号を所定数取得すると共に、取得開始を順次遅らせた夫々の
受信信号においてもその後の各処理時間T2 中に相関計算を含む演算処理を行い、演算処
理の結果におけるピーク値の検出により遅延値を求めるようしている。
号に対して、任意の位置からデータ取得を開始し(矢印X)、15msec間だけ受信信号を取
得する。この取得した信号は次の連続する5msec において演算処理される(→1. )。さ
らに、このデータ取得開始(矢印X)から微小時間i(5msec )だけ遅れて(矢印X2 )
15msecの間受信信号を取得し、この取得した信号は次の連続する5msec において同様の演
算処理がされる(→2. )。さらに、データ取得の開始(矢印X)から10msecだけ遅れて
(矢印X3 )15msecの間受信信号を取得し、この取得した信号は次の連続する5msec にお
いて同様の演算処理がされる(→3. )。さらに、データ取得の開始(矢印X)から15ms
ecだけ遅れて(矢印X4 )15msecの間受信信号を取得し、この取得した信号は次の連続す
る5msec において同様の演算処理がされる(→4. )。
データ列として夫々取得時間T1 ぶんの受信信号を取得し、各データの演算処理を各処理
時間T2 中に行う。つまり、一つの衛星受信信号に対して、データ取得開始のタイミング
をずらした4つの別々のデータ列を取得し、夫々において演算処理する。そして、夫々の
取得時間T1 のデータ列は、1フレーム( 1msec)を単位として同期加算が行われる。
なお、このデータ列の数(4つ)は、航法データの1ビットぶんに相当する時間を処理
時間T2 にて除算した値となる(つまり、20msec÷ 5msec=4 )。なお、データ取得開始
を順次遅らせる微小時間iを、処理時間T2 と同じ時間(即ち、 5msec)としている。
法データに対して、取得時間T1 全てにわたって極性が同一である(途中で変化しない)
データ列が必ず得られる。つまり、図10の場合、最初のデータ取得開始X(X1 )から15
msec遅れてデータ取得を開始した(矢印X4 )データ列(→4. )は、第1回目、第2回
目、第3回目…とも、取得時間T1 の間の受信信号の極性は途中で変化しない。これを言
い換えれば、航法データの極性反転の境目を跨がない取得時間T1 のデータ列が得られる
こととなる。そして、このデータ列がピーク値検出において有効なものとして作用する。
の操作によりピーク値の検出を行い遅延値を求め、遅延時間演算部40と衛星位置補正演算
部41との働きにより衛星Sの真の位置を受信機端末11にて求め、遅延値から擬似距離を求
め自己位置の計算を行う。
なお、処理時間T2 中に行う演算処理について説明すると、取得時間T1 内に取得する
衛星Sからの受信信号を同期加算させて得た同期加算信号に、受信機端末11が予め用意す
る擬似パターンAを作用させたものを、さらにその同期加算信号に作用させ、航法データ
による極性を同一化させる極性修正演算工程と、極性修正演算工程にて得られた信号(極
性修正データ)と受信機端末11が予め用意するレプリカPN符号とで相関計算を行う相関
計算工程と、を有する。
ブロック部23において行われ、演算ブロック部23は、極性修正演算部25と相関計算部10と
を有する。
極性修正演算部25は、取得時間T1 内に取得する衛星Sからの受信信号を同期加算させ
て得た同期加算信号に、受信機端末11が予め用意する擬似パターンAを乗算又は除算させ
る乗除演算部25a(図17参照)と、乗除演算部25aにおける結果を平均計算する平均演算
部25bと、平均演算部25bにおける結果をさらに同期加算信号に乗算させる極性修正部25
cと、を有する。
また、相関計算部10は、極性修正演算部25にて得られた信号と受信機端末11が予め用意
するレプリカPN符号とで相関計算を行う。
め用意(記憶)させた受信信号の極性修正(変更)用の擬似パターンAを、データ取得開
始を順次遅らせて複数取得した夫々の受信信号について1フレーム(1msec)を単位とし
て同期加算させて得たデータに作用させ、その受信信号の極性を修正する(同一化をねら
う)。
なお、データ取得開始を順次遅らせて複数取得した信号について1フレームを単位とし
て行う同期加算は、取得時間T1 中において取得と同時に(逐一)行っても良く、または
、取得時間T1 後の処理時間T2 中において同期加算・相関計算部10の機能により、行っ
ても良く、処理時間T2 中に行う上記演算処理は、相関計算の他に、極性修正が含まれる
。
明するが)衛星Sからの信号の単位フレーム(1フレーム)に相当する所定ビット数のデ
ータ列であり、しかも1ビットずつ順に変位(シフト)させた所定ビット数と同数の群か
らなるものである。
算が行われ、その後、その中から相関計算ピーク値が最大値になる値(遅延量τ)を検出
し、遅延時間演算部40にて外部航法データの遅延時間を求め、位置補正演算部41にて真の
衛星Sの位置を位置補正し、擬似距離検出部19が受信機端末11と衛星Sとの擬似距離を検
出する。
また、極性が同一化されたPN信号により、同期加算と相関計算によるノイズ低減は最
大に改善される。そして、擬似距離検出部19が、ノイズ低減が最大に改善された状態の擬
似距離を検出することができる。
中に相関計算を含む演算処理を行わせピーク値を検出する演算ブロック部23と、演算ブロ
ック部23の結果により遅延値を求め、遅延値と位置補正演算部41にて求められた真の衛星
位置とから擬似距離を求め自己位置を計算する位置計算部7と、を備えている。さらに、
演算ブロック部23では、データ取得開始を微小時間iずつ順次遅らせてから取得時間T1
ぶんの受信信号を所定数取得すると共に夫々の受信信号においても各取得時間T1 後の処
理時間T2 中に相関計算を含む上記演算処理を行わせる。なお、位置計算部7は、擬似距
離検出部19と位置計算部20とを有する。
り、自己位置計算に必要なだけのピーク値が検出できていない場合においては(衛星から
の信号が減衰され微弱であった場合等に生じる)、この場合(ピーク値が検出できていな
い場合)において演算処理の対象とされた先の取得時間T1 の受信信号に(例えば第1回
目の取得時間T1 の受信信号に)、その次(第2回目)の航法データ1ビットぶんの信号
のうちの取得時間T1 ぶんの受信信号を、累積同期加算させてから、相関計算を含む演算
処理を行う。つまり、処理時間T2 中に行う上記演算処理は、相関計算の他に、(累積)
同期加算が含まれる。
4つのデータ列を取得し演算処理しても、(例えば雑音に埋もれて)自己位置計算に必要
なピーク値が検出できない場合、4つのデータ列の夫々において、データ取得の開始(矢
印X1 、X2 、X3 、X4 )から第1回目の取得時間T1 と処理時間T2 との経過後の次
の第2回目の取得時間T1 において第1回目の処理時間T2 後引き続いて信号の取得を行
う。
そして、この第2回目の取得時間T1 にて取得した受信信号と、第1回目の取得時間T
1 にて既に取得した受信信号と、を同期加算(累積同期加算)して、その後の第2回目の
処理時間T2 中に累積同期加算したデータにより、相関計算を含む演算処理を行う。
この累積同期加算は、図6のフローチャートに示すように、位置計算に必要なピーク値
が検出できるまで複数回繰り返され、自己位置の計算に必要な所定のピーク値が得られる
と、その情報により次の位置計算部7にて自己位置の計算を行う。
去の受信信号は既に不要となるため消去する。つまり、累積的に受信信号を加算し、しか
も、4通りのデータ列のみで良いため、小容量のメモリで十分であるといえる。
計算に必要なだけのピーク値が検出できたかの判定を行う判定処理部24(図6参照)を有
し、判定処理部24の判定によりピーク値検出ができていない場合において、次の航法デー
タ1ビットぶんの信号のうちの取得時間T1 ぶんの受信信号と累積同期加算させてから、
相関計算を含む上記演算処理を行わせるよう演算ブロック部23を構成している。
イ)は、衛星Sから受信機端末11が受信する航法データを示す。そして、図11(ロ)は、
この航法データを20msec区間にて同期加算した時の極性を示したものであり、ドップラが
存在しないものである。
また、図11(ハ)は、外部基地局1から受信機端末11が受信した外部航法データを示し
、図11(ロ)と同様に20msec区間ごとに極性を示したものである。なお、図11(ロ)と図
11(ハ)とは、相互の極性パターンが一致した状態である。
また、図11(ニ)は、衛星Sから受信機端末11が受信する航法データであり、ドップラ
が存在する(ドップラが残っている)もので、破線にて囲む範囲がドップラにより極性が
反転している。しかし、この図11(ニ)と図11(ハ)とは、一部において極性が反転して
いるが、相互の極性パターンが一致した状態であると言える。
ット数の航法データ、及び、航法データと同じビット数の外部航法データのいずれかを1
ビットずつずらしながら相互作用(後述する組合せ演算と総和演算)させ、相互の極性パ
ターンが一致するまでのずらしビット数に相当する時間を遅延時間として求めている。
つまり、衛星Sから受信した航法データと、外部基地局1から受信した外部航法データ
とを比較し、極性パターンが不一致であっても(ずれてても)、例えば、航法データを1
ビット(20msec)ずつ順に外部航法データに対してシフトさせると、いずれ相互の極性パ
ターンが必ず一致することとなる。つまり、極性パターンが一致するまでのシフトさせる
ビット数に相当する時間が外部航法データの遅延時間として求めることができる。
基地局1から受信した外部航法データに基づく衛星Sの位置と軌道と、遅延時間とにより
演算して、遅延時間後の衛星位置を推定することにより行われる。具体的には、図3にお
いて、外部基地局1から衛星Sの位置がT1 であることの情報を発信してから、遅延時間
の後に衛星Sが移動した位置がTx である。位置T1 から、所定時間後(1pps)に次に外
部基地局1が衛星Sの位置がT2 であることの情報を発信するまでの時間(1sec)と遅延
時間との比により、位置T1 から位置T2 までの衛星Sの軌跡を配分させることで、衛星
の位置Tx を推定することができる。なお、衛星Sは周回軌道を有するため、軌跡は円弧
形として時間配分にて演算できる。なお、計算の簡略化のために軌跡を直線として直線配
分してもよい。
受信機端末11のハードウェアブロック図により、全体の衛星測位システム、衛星測位方法
についてさらに具体的に説明する。
部16、極性修正演算部25、(同期加算・)相関計算部10、遅延時間演算部40、位置補正演
算部41、擬似距離検出部19、位置計算部20は機能ブロックである。
この機能ブロックを構成する手段はハードウェアによる構成、ソフトウェアによる構成
、またはこれら混合した構成などが考えられる。この機能ブロックを構成する手段である
ソフトウェア処理を実行するためのハードウェア構成を図5において信号処理部21とCP
U部8とで示している。
周波増幅部32、周波数をダウンコンバートする周波数変換部33、周波数シンセサイザ部34
、中間周波数増幅部38、A/Dコンバータ部39を有する。また、信号処理部21は、I信号
変換搬送波除去部35、Q信号変換搬送波除去部36、90度移相器37、ドップラ補正部16、極
性修正演算部25(図外)、(同期加算・)相関計算部10、遅延時間演算部40、位置補正演
算部41とを有する。また、図2のように、擬似パターンAを記憶乃至発生させるROMか
ら成る擬似パターン部22を有する。
CPU部8は、CPU42、CPU42と接続されたRAM45及びROM46を有する。12は
図2の基地局1からの情報を放送や通信手段Lを通じて得るための受信部である。
受信アンテナ部14からPN信号でスペクトラム拡散変調された 1.5GHZ 帯のGPS信号
を高周波増幅部32で受信する。周波数シンセサイザ部34と周波数変換部33でダウンコンバ
ートされて、たとえば70MHz 帯の周波数領域に変換する。中間周波数増幅部38を経てA/
Dコンバータ部39にてA/D変換し、衛星受信信号はアナログ信号からデジタル化された
離散化信号に変換される。
.cos((w+Δw)t +Φ) で表される。Δw はドップラ周波数である。Δw はアンテナ部14で
捕らえられる衛星信号のドップラ周波数変動分と周波数シンセサイザ部34の周波数変動分
とが合成されたものである。ここでは周波数シンセサイザ部34の周波数変動分はないもの
として説明する。この場合Δw はアンテナ部14で捕らえられる衛星信号のドップラ周波数
変動分のみである。
相関計算部10、遅延時間演算部40、衛星位置補正演算部41、擬似距離検出部19、位置計算
部20の機能ブロックを実行させる。そして、この機能ブロックをソフトウェアによるデジ
タル信号処理にて実行する場合について説明する。
す。図6において機能ブロックである搬送波除去部35,36、ドップラ補正部16、極性修正
演算部25(図外)、(同期加算・)相関計算部10、遅延時間演算部40、衛星位置補正演算
部41、擬似距離検出部19、位置計算部20は、図2のデジタル信号処理部21、位置計算部7
及びCPU部8における機能ブロックに対応している。
り、デジタル化された受信信号に、周波数シンセサイザ部34と90度移相器37で互いに90度
位相の異なる70MHz の搬送波で掛け算する部分、すなわちI信号変換搬送波除去部35、Q
信号変換搬送波除去部36で、互いに(搬送波70MHz が除去された互いに)直交するIとQ
のPN受信信号が取り出される。なお、47,48は乗算部である。49,50は低域フィルター
(帯域フィルター)である。
は互いに直交する搬送波cos(wt) 、sin(wt) で表される。これらの直交する信号とA/D
コンバータ部39からの信号PN.cos((w+Δw)t +Φ) とを乗算部47,48で乗算して低域フィ
ルター49,50を通すと0.5PN.cos ( Δwt+Φ) 、−0.5PN.sin ( Δwt+Φ) が得られる。
これらの変換はI,Q変換器として汎用的に使われているものである。
この実施例ではI,Q変換器それぞれにおいて、信号PN.cos((w+Δw)t +Φ) に対して
互いに直交する搬送波cos(wt) 、sin(wt) すなわち搬送波周波数w が同一であるため、搬
送波が除去されている。
されることなく連続的に(引き続いて)ドップラ補正される。
なお、以上述べた高周波増幅部32、周波数変換部33、シンセサイザ部34、中間周波数増
幅部38、A/Dコンバータ部39、I信号変換搬送波除去部35、Q信号変換搬送波除去部36
、移相器37、は汎用的なものであり一般に広く使われている。
ラ成分を含んでいる。ドップラ周波数Δw は外部(基地局1)から取り入れられる。
このドップラ周波数Δw は、図2の基地局1(サーバ)からGPS受信機端末11の受信
部12により入手できる。このΔw はCPU42で受け取りRAM45に記憶される。
信号のデジタルデータ0.5PN.cos(Δwt+Φ) 、−0.5PN.sin(Δwt+Φ) に対してドップラ
補正を行う動作を図8に示す。
図8はプログラムで行う機能ブロック図である。26,27,28,29は乗算部、30は加算部
、31は減算部を示す。tは離散化された値でt=0:Δt:W×Tであり、tは0からW
×Tまでサンプル間隔Δtで離散化された値であることを意味する。サンプリング周波数
をfKHz とする。ここではf=Nとして説明する。T=1msec;W=1023とする。サンプ
リング間隔ΔtはΔt=1/fとなる。
、入力信号0.5PN.cos(Δwt+Φ) 、−0.5PN.sin(Δwt+Φ) で表される。
これらの信号に対して受信部12より得られたドップラ周波数Δw からcos(Δwt) 、sin(
Δwt) を乗算部26,27,28,29で乗算して、加算部30、減算部31を通すと−0.25PN.sin (
Φ) 、0.25PN.cos (Φ) が得られる。
。すなわち以下の計算を行う。
I,Q信号のデジタルデータPN.cos (Δwt+Φ) 、−PN.sin (Δwt+Φ) の入力信号を
SIin= −0.5PN.sin(Δwt+Φ) 、SQin= 0.5PN.cos(Δwt+Φ) とおいて、−SIin×
cos(Δwt) +SQin×sin(Δwt) 、SQin×cos ( Δwt) −SIin×sin(Δwt) を計算す
る。そして、計算結果として−0.25PN.sin(Φ)、0.25PN.cos (Φ) が得られる。
このようにして得られた互いに直交するI,QのPN信号は、それぞれメモリに記憶さ
れることなく(引き続いて)演算ブロック部23へ入力される。この入力されるデータはド
ップラ成分Δw が含まれない。
ラ補正の単純化が可能となる。図9(a)はI信号部のドップラ補正部であり、図9(b
)がQ信号部のドップラ補正部である。この形態では、ドップラ周波数Δw からのcos(Δ
wt) 、sin(Δwt) を1ビット化させる。つまり、図示するように、cos(Δwt) 、sin(Δwt
) の夫々を、+1または−1(0)化する。
そして、図9(a)において、入力信号に対して(1)(3)(2)(4)の順番に出力し、これを
繰り返す。また、図9(b)においては、(3)(2)(4)(1)の順番に出力し、これを繰り返す
。
、相関計算させた結果を得る動作、及び、外部基地局1からの外部航法データの遅延時間
を求め、データ処理する際の衛星Sの真の位置を推定する動作について説明する。
すなわち極性修正演算部25、(同期加算・)相関計算部10、遅延時間演算部40、衛星位
置補正演算部41の動作に入る。
全体図が図14であり、各ブロックの詳細な図が図16と図17と図18である。また、図15が遅
延時間演算部40、衛星位置補正演算部41を説明する図である。
まず、極性を修正させるための擬似パターン部22の擬似パターンAは、図17のA1 から
A1023までの1023種類で一組のパターン群である。この擬似パターンAは、上記説明した
ように、衛星Sからの信号の単位フレーム(1フレーム)に相当する所定ビット数(1023
ビット)のデータ列であり、しかも1ビットずつ順にデータを変位(シフト)させた所定
ビット数(1023)と同数の群からなるものである。
ンからなり、0と1とを所定の(一定の)順番で連続させたデータ列を有し、0の個数と
1の個数の和が1023ビットからなる。そして、この1023ビットの一つのデータ列が、1023
個で一つの群を構成して得られたものが擬似パターンAとなる。そして、この1023個のデ
ータ列は、すべて相互異なっており、A1 からA1023までは、順に1ビットずつ値がずら
されている(シフトされている)。つまり、PNコードの1フレームぶんが〔0100110001
110 …11111 〕であるとすると、A1 は〔10100110001110…1111〕であり、A2 は〔1101
00110001110 …111 〕となり、A1023は〔0100110001110 …11111 〕となる。即ち、A1
からA1023はすべて1023ビットからなるものである。
また、これらの擬似パターンAは、0のかわりに1、1のかわりに−1としても良い。
号、Q信号についてそれぞれにあるが同様のブロックであり、動作は両方とも同じである
ため、ここではどちらか一方の信号について説明する。以下0.25PN.cos(Φ)の信号につ
いて説明する。
は、図10と図16に示す処理にて準備される。つまり、ドップラ補正された受信信号に対し
て、取得時間T1 の受信信号を、最大15msecまで5msec ずつ順次遅らせて所定数(4個)
取得していく。
なお、第1回目の取得時間T1 内の受信信号について相関計算を終えピーク値が得られ
なかった場合は、第2回目の取得時間T1 について受信信号の取得を行うよう機能される
(例えば、図10のように、ピーク値を得るために第1回目から第3回目までの受信信号が
必要となった場合は、15×3 =45msecぶんのデータが得られる)。
、1msecを単位として15回同期加算して第2信号とする。データ取得開始を順次遅らせて
所定数受信信号を得るため、1番目(→1. )から4番目(→4. )までの第2信号が得
られる。
ンAを作用させたものを、さらに第2信号に作用させる極性修正演算工程を行う。
具体的には、図17に示すように、極性修正演算部25は、第2信号に受信機端末11が予め
用意する擬似パターンAを乗算又は除算させる乗除演算部25aと、乗除演算部25aにおけ
る結果を平均計算する平均演算部25bと、平均演算部25bにおける結果をさらに第2信号
に乗算させる極性修正部25cと、を有する。
この処理を具体的に説明すると、以下のようになる。
A」とし、そのCAコードを「CA」とし、その雑音を「NOISE」として、第2信号
を表すと、式(1)のようになる。
INPUT SIGNAL=DATA×CA+NOISE ……(1)
除演算部25aにて各第2信号を擬似パターンA1 からA1023で夫々割り算する。なお、図
17では、乗除演算部25aを割算部としている。
そして、{CA/ A}=1であるならば────つまり、第2信号のCAコードと擬似
パターンAとが(極性は正又は逆であるが)一致すると────、乗除演算部25aにおけ
る結果は、式(2)及び式(3)のように表せる。
INPUT SIGNAL/A=DATA×CA/A+NOISE/A ……(2)
INPUT SIGNAL/A=DATA+NOISE′ ……(3)
に表せる。なお、Nは実数とし、例えば15とすることができるが、その他の実数であって
もよい。これにより、その第2入力信号における航法データの極性(D′)が推定できる
。
DD = 1/N×Σ{INPUT SIGNAL/A}
= 1/N×Σ{DATA+NOISE′}
= D′+ NOISE″ ……(4)
ると、式(5)のように表せる。
DD×INPUT SIGNAL
=(D′+NOISE″)×(DATA×CA+NOISE)
=[D′×DATA]×CA+NOISE ″×DATA×CA
+NOISE×(D′+NOISE″)
=CA+(NOISE″×DATA×CA)
+{NOISE×(D′+NOISE″)} ……(5)
性(D′=1又は−1)と、第2信号の航法データ(DATA)とを乗算したものである
。従って、第2信号における航法データの推定(算出)した極性がD′=+1であると、
その航法データ(DATA)も+1であるため、相互乗算した結果は+1となる。一方、
第2信号における航法データの推定(算出)した極性がD′=−1であると、その航法デ
ータ(DATA)も−1であるため、その乗算した結果は+1となる。つまり、航法デー
タによる極性が、すべての第2信号について同一化される。
したものをあらたな入力信号(第2入力信号)とし、これを極性(位相)が同一(同位相
)又は逆(逆位相)でかつ一致する擬似パターンAで割算しているといえる。また、極性
が同一又は逆で一致する条件を満足させるために、擬似パターンを1ビットずつシフトさ
せた1023とおりを用意し、1023とおりの場合における並列演算処理が行われている。
い、演算ブロック部23が有する判定処理部24にて自己位置の計算に必要なピーク値が検出
できたかの判定を行う。そして、ピーク値が検出できていない場合、既に行ったこの相関
計算の対象となっていた取得時間T1 の受信信号と、その次の取得時間T1 の(極性が同
一化された)受信信号とを累積同期加算して、再度相関計算を行う。
て広く知られている。この計算について述べると、一般に周期信号に対して1周期の信号
をs個のサンプリングパルスでサンプリングしてm周期分データを取ると、D(1:m,1:s
) のデータを取得できる(sは標本個数、mは加算回数)。このときM行目の同期加算平
均結果は式(6)のようになる。
1/m×{ΣD(M,N)} (ただし、M=1〜m) ……(6)
り雑音の成分は1/√mに減少することが知られている。そのため本発明では、累積的に
同期加算することで雑音の軽減は加速しピーク値の検出が可能となっていく。
プリカC/Aコード信号)とで、相関計算部10にて相関計算を行う。レプリカPN符号や
相関計算は広く知られた内容であるが、以下簡単に説明する。
送波を、それぞれ個別の衛星Sに対応したPN信号でスペクトラム拡散変調がなされ地球
上に送信している。たとえば1575.42 MHz を、衛星S1 はPN信号aで、衛星S2 はPN
信号bで、スペクトラム拡散変調して送信しているとする。衛星S1 の信号を受信機端末
11にて取り出す(復調させる)ためには受信機端末11側であらかじめPN信号aと同一の
PN信号a′を記憶させておき、このPN信号a′により衛星S1 はPN信号aを受信機
端末11にて復調させる。
PN信号b′を記憶しておかなければならない。したがって受信機端末11側には、あらか
じめ各衛星Sから発射される各衛星Sに対応するすべてのPN信号をもっていなければ、
各衛星Sの信号を受信できない。そして本発明において、このあらかじめ用意されている
PN信号をレプリカPN符号としている。
そして、各GPS衛星Sに対応する(衛星受信信号を復調させる)各レプリカPN符号
は、あらかじめGPS受信機端末11が備える信号処理部21のROMに記憶させている。
N )、kを整数として0≦k≦Nとしたとき、式(7)のように表現する。
y(k)=ΣX(n) h(n+k) (ただし、n=0〜N−1) ……(7)
タの加算回数はN個である。従って、このとき信号に重畳している雑音が統計的性質に合
うガウス性のものとすると、N回の加算により雑音の成分は1/√Nに減少することが知
られている。このためこの計算による雑音低減は1/√Nである。そして、この計算を相
関計算という。(等価な相関計算は高速演算としてFFTを用いて一般によく知られて用
いられる方法があるが、ここでは原理説明のために一般的な計算法を示した。)
であれば、y(nn)の絶対値を相関のピーク値とする(ただし0≦nn≦N)。このときのnn
を遅延量τと呼ぶ。また、遅延量τとピーク値y(nn)を求めることを、相関のピークを求
めるという。
また、ここでデータXが信号をm回同期加算して得られたx(n)とすれば、この相関計算
により雑音軽減量は式(8)となる。
1/√(m・N) ……(8)
NをPN信号1周期分のサンプル数とし、実施例としてm=1〜、N=1023を想定してい
る。
従って、受信信号を累積同期加算させることで、雑音軽減量は上記式(8)の結果の効
果を出すことが可能である。すなわち雑音にうもれた超微弱信号であっても遅延量τを求
めることができる。
にて得られた結果であるデータにおいて絶対値が最大となるデータを検索し、絶対値が最
大となる相関ピーク値の絶対値と、遅延量τが検出結果である。
の間の距離)を求めることができる。そして、この際に、遅延時間演算部40と衛星位置補
正演算部41との働きにより、受信機端末11が衛星受信信号を処理する際の衛星Sの真の位
置を検出する。なお、相関計算部10にて行う相関計算、I信号・Q信号の合成、遅延量τ
から擬似距離を求める手段は、一般に広く知られており説明を省略する。
なお、本発明において、擬似距離とは、一般にGPS用語として汎用的に使用されてい
るものに限定されず、別の手法により計測された距離も包含するものと、定義する。
信信号の所定ビット数の航法データの極性を数値化させたもの(+1又は-1に置き換えたも
の)が、図12(イ)(ロ)に示す{A(n)}であり、同様に外部基地局1から受信した外部
航法データを数値化させたものが{B(n)}である。なお、{A(n)}と{B(n)}とのビット
数は同じとする。
そして、図12(イ)に示すように{A(n)}と{B(n)}とを並べ比較する。図12(イ)の
{A(n)}は図11(ロ)の航法データを数値化させたものであり、図12(イ)の外部基地局
1から受信した外部航法データ{B(n)}は{A(n)}に対して1ビットぶんだけ位相がずれ
て取得されたとする。
を乗算したものとその次のn番目の夫々の極性を乗算したものとの和を取ったもの(組合
せ演算)の絶対値について、n=1〜N番目までの総和を取る(総和演算)。そして、こ
の動作を、航法データ又は外部航法データのいずれかを1ビットずつずらしながら相互を
部分毎に順次組合せ演算させ、総和演算させる。つまり、図12(イ)の状態から外部航法
データ{B(n)}を1ビットぶんずらした(左へシフトさせた)状態が図12(ロ)の{B(n)
}であり、これは、{A(n)}と{B(n)}との極性パターンが相互一致したものである。こ
のように、1ビットずつずらしつつ組合せ演算、総和演算を順に行い、総和演算の最大値
が得られた際のずらしビット数に相当する時間が遅延時間として検出される。つまり、図
12(イ)(ロ)から明らかなように、極性パターンが一致した状態において、最大値(26
の値)が得られることとなる。
合を示し、この{A(n)}は図11(ニ)に対応する。この場合においても、航法データ又は
外部航法データのいずれかを1ビットずつずらしながら相互を部分毎に上記と同様の組合
せ演算、総和演算を行うことで、極性パターンが一致した状態(図13(ロ))で最大値(
24)が得られる。つまり、本発明によれば、衛星Sから受信機端末11が受信し処理した航
法データにドップラが残っている場合においても確実に遅延時間を求めることが可能とな
る。
と同じビット数の外部航法データのいずれかを1ビットずつずらしながら相互を部分毎に
順次組合せ演算させる第1演算部と、組合せ演算させた結果の総和を求める第2演算部と
、総和の結果の最大値を求め最大値が得られた際のずらしビット数に相当する時間を遅延
時間として求める第3演算部と、を有すると言える。
なお、第1演算部における組合せ演算を、図12と図13では、隣り合う2つの極性値を一
組として行ったが、連続する3つの極性値により行ってもよい。つまり、(n−1)番目
とn番目と(n+1)番目の値を一組として演算してもよい。
信機端末11が受信した外部航法データの衛星位置に基づいて、受信機端末11が衛星Sから
の信号を処理する際の衛星Sの真の位置を受信機端末11において演算し補正する。
そして、衛星Sの真の位置により、受信機端末11の擬似距離検出部19が擬似距離を求め
る。
その後、図2の位置計算部20のブロックにて、真の衛星位置の検出結果に基づいて自己
位置が決定される。なお、位置計算部20における自己位置を決定する方法は一般に広く知
られており容易に実現できる。
とはほとんど不可能であったが、本発明により、GPS受信機端末11で受信できる感度を
、従来不可能と呼ばれていたビルの中など超微弱信号であっても、劇的に感度を向上でき
、位置計測を可能とする。
演算部25、(同期加算・)相関計算部10、遅延時間演算部40、位置補正演算部41、擬似距
離検出部19、位置計算部20の部分の機能ブロックは、ソフトウェアによるアルゴリズムで
説明したが、ドップラ補正部16について、及び、図8の演算ブロック部等についてをハー
ドウェアで構成しても良い。
また、ソフトウェア、ハードウェアの混合で構成しても良い。
らかじめ用意した符号で受信信号(PN信号) の航法データの極性を同一にして、同期加
算及び相関計算を、または、同期加算を行うことにより、同期加算等において異なる極性
により信号成分が互いに相殺されて感度(S/N)向上が劣化することを完全に排除して
いる。
すなわち、受信機端末11内部にあらかじめ用意した擬似パターンで、受信信号(PN信
号)の航法データの極性を同一にして、同期加算、相関計算を行うことにより、劇的な感
度(S/N)の向上を図り、家屋内、建物の陰、ビルの中などでも、安定した測位のでき
る高感度衛星測位手段(方法)を得るものである。
遅延値を求めるために外部基地局から航法データを取り入れる方法とは異なるため、遅延
値を求める処理において外部基地局から開放できるものである。すなわち衛星受信信号(
PN信号)の極性を同一化するために外部基地局の情報を不必要とし、また、受信信号(
PN信号)の極性を同一化してその後、同期加算を行うことで、理想的なノイズの低減効
果を持ったものとできる。
に存在する受信機端末11で受信した受信信号のみから、(外部基地局からの衛星Sの航法
データを使わないで)受信機端末11自身で、PN信号の航法データの極性を同一化して、
同期加算する。従って、通信手段Lによる外部からの航法データに依存することなく、P
N信号のすべての極性を同一化し、同期加算、相関計算により、ノイズに埋もれたPN信
号を、ノイズの中から浮かび上がらせることにより超高感度を得る。
また、サンプリング数を増大することで相関計算において感度(S/N比)を著しく向
上させ、また、建物の中などでも衛星Sとの擬似距離を正確かつ迅速に検出させる。
なお、上記PN信号はGPS信号PNや、Gallileo受信PN信号等にも適用できる。
信号のすべてにおいて、つまり、航法データの極性反転の境目にある信号においても、有
効に信号を同期加算させることができ、ノイズに埋もれたPN信号を、著しくS/Nの向
上させて検出できる。また、サンプリング数が多くなり、感度を著しく向上させることが
できる。
従来のように、外部基地局からのデータを必要とせず、自己が受信した信号にて処理が
行え、ノイズに埋もれたPN信号を、著しくS/Nの向上させて検出できる。つまり、ノ
イズの中からPN信号を効率よく浮かび上がらせることができ、建物の中やビルの中など
、GPS信号(GPS電波)が著しく減衰した場所においても、衛星Sとの擬似距離を精
度良くかつ応答性良く測定できる。
外部基地局1より得られるデータから補正して求めることができ、しかも、処理するデー
タにドップラが存在(残っていても)していても、正確な衛星Sの位置を推定できる。従
って、受信機端末11において、より精度の高い自己位置の検出が可能となる。
つまり、時間遅延が存在するインターネット等の非同期通信網(通信手段L)において
、受信機端末11にて擬似的な時刻同時を図ることが可能となり、時間遅延による誤差を解
消させることができる。
7 位置計算部
11 受信機端末
25 極性修正演算部
25a 乗除演算部
25b 平均演算部
25c 極性修正部
40 遅延時間演算部
41 衛星位置補正演算部
A 擬似パターン
S 衛星
T1 取得時間
T2 処理時間
i 微小時間
Claims (2)
- 衛星(S)からの信号を受信すると共に外部基地局(1)との間において情報通信する受信機端末(11)が該衛星(S)との間の擬似距離を求め自己位置の計算を行う衛星測位方法に於て、上記衛星(S)から上記受信機端末(11)が受信した衛星受信信号を同期加算及び相関計算して得られる航法データと、上記外部基地局(1)から該受信機端末(11)が受信した外部航法データとを、比較して該外部航法データの遅延時間を算出し、該遅延時間に基づいて該受信機端末(11)が衛星受信信号を処理する際の衛星位置を推定し、しかも、上記遅延時間に基づく衛星位置の推定は、上記外部基地局(1)から受信した上記外部航法データに基づく上記衛星(S)の位置と軌道と、上記遅延時間とにより演算して、該遅延時間後の衛星位置を推定するように構成し、推定した衛星位置に基づいて擬似距離を求め自己位置の計算を行うことを特徴とする衛星測位方法。
- 衛星(S)からの信号を受信すると共に外部基地局(1)との間において情報通信し該衛星(S)との間の擬似距離を求め自己位置の計算を行う受信機端末(11)を有する衛星測位システムに於て、上記受信機端末(11)は、上記衛星(S)から受信した衛星受信信号を同期加算及び相関計算して航法データを得る同期加算・相関計算部(10)と、該同期加算・相関計算部(10)にて得られた上記航法データと上記外部基地局(1)から受信した外部航法データとを比較して該外部航法データの遅延時間を算出する遅延時間演算部(40)と、該遅延時間に基づいて該受信機端末(11)が衛星受信信号を処理する際の衛星位置を推定する衛星位置補正演算部(41)と、推定した衛星位置に基づいて擬似距離を求め自己位置の計算を行う位置計算部(7)と、を有することを特徴とする衛星測位システム。
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