JP4080403B2 - 受光アンプ回路および光ピックアップ - Google Patents

Description

本発明は、光ディスク再生／記録のために用いられる光ピックアップに搭載される回路内蔵の受光素子に関し、特にレーザパワーをモニタ／制御するための信号を出力するフロントモニタ用素子に用いると好適な受光アンプ回路および光ピックアップに関するものである。

光ディスクを再生／記録する光ディスク装置は、再生／記録のためのレーザ光を光ディスクに照射したり、光ディスクからの反射光を受光したりする光ピックアップを備えている。光ピックアップには、上記の反射光を受光したり、レーザ光源から出射されたレーザ光をモニタしたりして、電気信号に変換する受光素子と、変換された電気信号を増幅する受光アンプ回路設とが設けられている。また、近年、小型で光ピックアップの設計を容易にできることから、受光素子と受光アンプ回路とを１チップに集積化したＩＣが光ピックアップに用いられる。

図１２は、従来の差動増幅回路を含む受光アンプ回路を示している。この受光アンプ回路においては、フォトダイオードＰＤ２１で受光された光が光電流に変換され、フォトダイオードＰＤ２１から出力される光電流が差動増幅回路に帰還抵抗Ｒ２２が接続されてなる反転増幅器（電流−電圧変換回路）で電圧に変換され、光電流に比例した出力電圧Voが得られる。この受光アンプ回路における差動増幅回路は、トランジスタＱ２１〜２５と、定電流源ＣＳ２１，ＣＳ２２とを有している。

ＮＰＮ型のトランジスタＱ２１，Ｑ２２は差動トランジスタ対をなしており、トランジスタＱ２１，Ｑ２２にそれぞれコレクタ電流を供給するＰＮＰ型のトランジスタ２３，２４はカレントミラー回路を構成している。トランジスタＱ２１のベース（差動増幅回路の非反転入力端子）には、入力抵抗Ｒ２１を介して入力電圧Vsが基準電圧として入力されている。フォトダイオードＰＤ２１の光電流は、Ｑ２５のエミッタより抵抗Ｒ２２を介して供給される。また、定電流源ＣＳ２１は、トランジスタＱ２１，Ｑ２２のエミッタ電流の和が一定となるように定電流を流す。出力トランジスタとしてのＮＰＮ型のトランジスタＱ２５は、エミッタフォロワ回路を形成しており、トランジスタＱ２４のコレクタから出力電圧Voを出力する。定電流源ＣＳ２２は、トランジスタ２５に定電流を流す。

上記のように構成される差動増幅回路のオフセット電圧について説明する。なお、以下の説明では、各ＮＰＮトランジスタの特性は共通であり、各ＰＮＰトランジスタの特性も共通であって、各トランジスタ間でのバラツキは考慮しないものとする。図１２に示す差動増幅回路において、入力がない時の出力電圧Ｖｏは、
Vo＝Vs−(Ibn1×Rf)−Vben1＋Vben2＋(Ibn2×Rf)
＝Vs−(Rf×Icn1／hFEn)−VT×ln(Icn1/Is)＋VT×ln(Icn2/Is)＋(Rf×Icn2／hFEn)
＝Vs＋((Icn2−Icn1)×Rf／hFEn)＋VT×ln(Icn2／Icn1) …（１）
ここで、上式における各パラメータは次のように示される。
ｈFEｎ：ＮＰＮトランジスタの電流増幅率
VT：ｋＴ／ｑ（ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子荷）で表される熱起電力
Ibn1：トランジスタＱ２１のベース電流
Ibn2：トランジスタＱ２２のベース電流
Vben1 ：トランジスタＱ２１のベース−エミッタ間電圧
Vben2 ：トランジスタＱ２２のベース−エミッタ間電圧
Icn1：トランジスタＱ２１のコレクタ電流
Icn2：トランジスタＱ２２のコレクタ電流
Icp1：トランジスタＱ２３のコレクタ電流
Icp2：トランジスタＱ２４のコレクタ電流
Ibp1：トランジスタＱ２３のベース電流
Ibp2：トランジスタＱ２４のベース電流
Ibp3：トランジスタＱ２５のベース電流
Rf：抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の抵抗値
よって、出力電圧Voと基準電圧Vsの差電圧、即ちオフセット電圧Voffは、次式で表される。

Voff＝Vo−Vs＝((Icn2−Icn1)×Rf／hFEn)＋VT×ln(Icn2／Icn1) …（２）
この式より、Icn1とIcn2の差がオフセット電圧の原因となることが分かる。逆に、Icn1=Icn2であれば、Voff=0 となり、オフセット電圧は発生しない。

Icn1とIcn2との差が生じる主な原因として、トランジスタＱ２３，Ｑ２３で構成された、能動負荷として用いられるカレントミラー回路のベース電流（Ibp1，Ibp2）がある。図１２の回路において、
Icn1＝Icp1＋Ibp1＋Ibp2 …（３）
Icn2＝Icp2−Ibn3 …（４）
の関係が成り立つ。また、カレントミラー回路の特性として、Icp＝Icp1＝Icp2，Ibp＝Ibp1＝Ibp2 であるので、Icn1とIcn2との差は
Icn1−Icn2＝２×Ibp＋Ibn3 …（５）
と表され、オフセット電圧の原因となる。式（５）の右辺における第１項は能動負荷として用いられるカレントミラー回路のベース電流誤差（ベース電流の和）であり、第２項は出力回路として用いられるエミッタフォロワ回路のベース電流である。

この誤差を補償するために、従来、図１３の回路が用いられてきた。この回路は、図１２の回路にＮＰＮ型のトランジスタＱ２６、ＰＮＰ型のトランジスタＱ２７および定電流源ＣＳ２３，ＣＳ２４が付加されている。電源電圧Vcc とグランドラインとの間に、トランジスタＱ２６と定電流源ＣＳ２３とが直列に接続され、同様にトランジスタＱ２７と定電流源ＣＳ２４とが直列に接続されている。トランジスタＱ２６，２７のベースは、ともにトランジスタＱ２３のコレクタに接続されている。このように構成される図１３の回路において、Ibn4，Ibn5をそれぞれトランジスタＱ２６，Ｑ２７のベース電流とすれば、Icn1、Icn2およびこれらの差は次式で表される。

Icn1＝Icp1＋Ibp1＋Ibp2−Ibn4−Ibn5 …（６）
Icn2＝Icp2−Ibn3 …（７）
Icn1−Icn2＝２×Ibp＋Ibn3−Ibn4−Ibn5 …（８）
ただし、Ibp＝Ibp1＝Ibp2、Icn3＝Icn4（トランジスタＱ２６のコレクタ電流）とすれば、Ibn3＝Icn3／ｈFEｎ＝Icn4／ｈFEｎ＝Ibn4となるので、定電流源ＣＳ２１を流れる電流IEEをIEE＝２×Icpと近似すると、式（８）は次式のように表される。

Icn1−Icn2＝２×Ibp−Ibn5
＝２×(Icp／ｈFEｐ)−(Icn5／ｈFEｎ)
＝(IEE／ｈFEｐ)−(Icn5／ｈFEｎ) …（９）
ここで、ｈFEｐはＰＮＰトランジスタの電流増幅率である。

ここで、(IEE／ｈFEｐ)＝(Icn5／ｈFEｎ)となるようにトランジスタＱ２８のコレクタ電流であるIcn5を調整すれば、Icn1＝Icn2となり、オフセット電圧は発生しない。

あるいは、Icn1およびIcn2の誤差を補償するために、従来、図１４の回路も用いられてきた。この回路は、図１３の回路からトランジスタＱ２７と定電流源ＣＳ２４を削除し、ＰＮＰ型のトランジスタＱ２８および定電流源ＣＳ２５を備えた構成である。電源電圧Vcc とグランドラインとの間に、定電流源２５とトランジスタＱ２８とが直列に接続されている。トランジスタＱ２８のベースは、トランジスタＱ２４のコレクタに接続されている。このように構成される回路において、Icn1、Icn2およびこれらの差は次式で表される。

Icn1＝Icp1＋Ibp1＋Ibp2−Ibn4 …（10）
Icn2＝Icp2−Ibn3＋Ibp3 …（11）
Icn1−Icn2＝２×Ibp＋Ibn3−Ibn4−Ibp3 …（12）
ただし、Ibp ＝Ibp1＝Ibp2，Icn3＝Icn4とすれば、Ibn3＝Icn3／ｈFEｎ＝Icn4／ｈFEｎ＝Ibn4となるので、定電流源ＣＳ２１を流れる電流IEEをIEE＝２×Icpと８近似すると、式（12）は次式のように表される。

Icn1−Icn2＝２×Ibp−Ibp3
＝２×(Icp／ｈFEｐ)−(Icp3／ｈFE1)
＝(IEE／ｈFEｐ)−(Icp3／ｈFEp) …（13）
ここで、定電流源ＣＳ２５を流れる電流Icp3をIcp3＝IEEとすれば、
Icn1−Icn2＝(IEE／ｈFEｐ)−(IEE／ｈFEp)＝０ …（14）
となり、Icn1＝Icp1となり、オフセット電圧は補償される。

なお、図１４の回路と構成は異なるが機能的に同等の回路を開示した先行技術文献としては、特許文献１（図１）および２が挙げられる。特許文献１に開示された差動増幅回路では、式（13）によるベース電流の補正を行うトランジスタと出力トランジスタとが共通のトランジスタである。また、特許文献２の回路では、カレントミラー回路を構成するトランジスタと出力トランジスタとがともにＮＰＮ型のトランジスタであるため、ベース電流の上記の補正が１つのＮＰＮ型のトランジスタで行われる。
特開２０００−１１４８８８号公報（２０００年４月２１日公開） 特開平８−１３０４２１号公報（１９９６年５月２１日公開）

光ピックアップにおけるフロントモニタ素子は、レーザビームを受けてその光量に応じたモニタ電圧を出力するレーザ光量モニタ用の素子である。レーザドライバは、フロントモニタ素子からフィードバックされたモニタ電圧に基づいて、レーザビームが所定のレーザパワー値になるようにレーザ光源の駆動電流を制御する。

昨今、光ディスクの記録速度の高速化に伴い、記録時のレーザパワーは増加している。ところが、フロントモニタ素子の出力電圧範囲は限られており、例えば、電源電圧＝５Ｖ、基準電圧＝２．５Ｖの場合、２．５Ｖ未満の出力電圧範囲しか確保できない。このため、レーザパワーの増大により入射光量が増えると、それに応じてフロントモニタ素子の感度を下げないと、入射光に応じた電圧を出力できない。一方で、再生時のレーザパワーは記録時のように増大させなくてもよいため、記録時のレーザパワーに合わせてフロントモニタ素子の感度を下げると、再生時の出力信号が小さくなってしまう。このため、特に再生時にはレーザパワーに応じた電圧を正確に出力するために、出力電圧の誤差、すなわちオフセット電圧およびオフセット電圧温度特性を小さくすることが必要になる。

ここで、集積回路においてはｈFEｐとｈFEｎは通常独立にばらつくので、オフセット電圧を補償するために、ＰＮＰトランジスタのベース電流IbpをＮＰＮトランジスタのベース電流Ibn5で補償している図１３の回路では、ｈFEｐとｈFEｎとがばらついた場合、式（９）は零でなくなりオフセット電圧が発生する。また、従来、ｈFEｎとｈFEｐとは異なる温度特性を有しており、独立に変化することから、オフセット電圧は温度により変動し、その温度特性は大きくなる。この点、図１４の回路ではＰＮＰトランジスタのベース電流Ibpを同じＰＮＰトランジスタのベース電流Ibp3で補償しているため、IbpとIbp3とは同じ温度特性と同じバラツキをもつため、常に零となる。

ただし、図１４の回路では、Vcc−Vsの値が小さい等の理由で、トランジスタＱ２４のコレクタの電圧Vaが高い場合、特に、Vcc−Va＜Vbep3＋Vicp3の条件では、トランジスタＱ２８はOFFし、Icp3およびIbp3が零となるため、Ibpは補正されなくなる。なお、トランジスタＱ２８のVbep3はトランジスタＱ２８の動作に必要なベース−エミッタ間電圧であり、Vicp3は電流源ＣＳ２５の動作に必要な電圧である。

したがって、式（13）は次の式のように表される。

Icn1−Icn2＝２×Ibp−Ibp3
＝(IEE／ｈFEｐ)−(Icp3／ｈFEp)
＝(IEE／ｈFEｐ) …（15）
このため、Icn1＝Icn2とはならないので、オフセット電圧を零にすることはできない。

本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、オフセット電圧およびオフセット電圧温度特性を補償し、フロントモニタ素子が正確にレーザパワーに応じた電圧を出力できるようにした差動増幅回路を有する受光アンプ回路を提供することにある。

本発明の受光アンプ回路は、差動トランジスタ対および該差動トランジスタ対の能動負荷となる第１カレントミラー回路を有し、受光素子の出力電流に応じた電圧を出力する差動増幅回路を含む受光アンプ回路において、上記課題を解決するために、前記第１カレントミラー回路を構成するトランジスタ対のベース電流の和にて表される前記差動トランジスタ対に流れる電流の差から、前記トランジスタ対のベース電流の和と同一値、同一温度特性および同一バラツキを有する補正電流を減じる補正手段を備えていることを特徴としている。

前記受光アンプ回路において、前記補正手段は、前記第１カレントミラー回路と同一構成をなす第２カレントミラー回路と、該第２カレントミラー回路の主トランジスタのコレクタ電流と主および副トランジスタのベース電流とを引き抜く第１定電流回路と、前記第２のカレントミラー回路の副トランジスタのコレクタ電流を引き抜くとともに、第１カレントミラー回路の主トランジスタのコレクタ電流および両トランジスタのベース電流から前記補正電流を引き抜く第２定電流回路とを有していることが好ましい。

前記受光アンプ回路において、前記差動増幅回路と前記補正手段との間に設けられ、前記補正電流を調整する補正電流調整手段を備えていることが好ましい。

この受光アンプ回路において、前記補正電流調整手段は、前記第２定電流回路と前記第２カレントミラー回路の副トランジスタとの接続点の電圧を可変にすることにより前記補正電流を調整することが好ましい。

この受光アンプ回路において、前記補正電流調整手段は、前記第２定電流回路と前記第２カレントミラー回路との接続点および前記第１カレントミラー回路の前記補正電流を引き抜く点の間に接続された回路間トランジスタを有しており、該回路間トランジスタのベース電圧を可変にすることにより、前記接続点電圧を可変にすることが好ましい。

この受光アンプ回路において、前記補正電流調整手段は、前記回路間トランジスタに可変のベース電圧を与える可変電圧発生手段を有していることが好ましい。具体的には、可変電圧発生手段は、次の（１）ないし（３）のように構成される。

（１）可変電圧発生手段は可変電圧源である。

（２）可変電圧発生手段は、接続数が可変の直列接続された複数のダイオードと、該ダイオードに電流を流す電流源とを有している。

（３）可変電圧発生手段は、接続数が可変の直列接続された複数の抵抗と、該抵抗に電流を流す電流源とを有している。

第１および第２定電流回路を有する前記受光アンプ回路において、前記補正手段は、前記第１定電流回路の電流値と前記第２定電流回路の電流値とを調整する電流値調整手段を備えていることが好ましい。この電流値調整手段は、具体的には、ダイオード接続された第１トランジスタと、該第１トランジスタのエミッタ抵抗を可変にする第１可変抵抗と、前記第１トランジスタに電流を流す定電流源とを有し、前記第１定電流回路は、前記第１トランジスタとベースが共通接続された第２トランジスタと、該第２トランジスタのエミッタ抵抗を可変にする第２可変抵抗とを有し、前記第２定電流回路は、前記第１トランジスタとベースが共通接続された第３トランジスタと、該第３トランジスタのエミッタ抵抗を可変にする第３可変抵抗とを有している。

本発明の光ピックアップは、前記のいずれか１つの受光アンプ回路を備えていることを特徴としている。特に、前記受光アンプ回路は、レーザ光源から出射されるレーザビームの光量を検出するために用いられることが好ましい。

差動トランジスタ対と、その能動負荷となるカレントミラー回路（第１カレントミラー回路）とを有する差動増幅回路においては、前述のように（式（５））、差動増幅回路のオフセット電圧が、差動トランジスタ対の個々のトランジスタに流れる電流の差に依り、また、その電流差がカレントミラーを構成するトランジスタ対のベース電流の和によって近似的に表される。そこで、本発明の受光アンプ回路では、差動増幅回路に生じているベース電流の和から、上記のベース電流の和と同一値、同一温度特性および同一バラツキを有する補正電流を補正手段により減じることにより、温度に関わりなくオフセット電圧を実質的に相殺することができる。

補正手段は、具体的には前述のように、第２カレントミラー回路と、第１および第２定電流回路とを有することにより実現される。この構成では、第１定電流回路により、第２カレントミラー回路の主トランジスタのコレクタ電流と主および副トランジスタのベース電流とが引き抜かれると、第２カレントミラー回路の副トランジスタに上記のコレクタ電流と同じコレクタ電流が流れる。このコレクタ電流は、第２定電流回路により引き抜かれるが、このとき、併せて第１カレントミラー回路の一方のトランジスタのコレクタ電流および両トランジスタのベース電流から補正電流が引き抜かれる。

上記の構成により、オフセット電圧は理想的には零になるが、実際にはチップの温度勾配や第１カレントミラー回路（能動負荷）と第２カレントミラー回路との素子配置の差異によって、ベース電流の和と補正電流とに傾向的な差異が生じることが考えられる。このその差異をなくすため、前述のように、補正電流調整手段を設けることにより、補正電流を調整する。

補正電流調整手段は、具体的には、第２カレントミラー回路の主トランジスタにおけるベース−エミッタ間電圧とコレクタ−エミッタ間電圧が等しく固定であることから、前述のように、第１定電流回路と第２カレントミラー回路の副トランジスタ（のコレクタ）との接続点の電圧を、例えば可変電圧発生手段により可変にすることにより補正電流を調整する。

上記の可変電圧発生手段としては、具体的には、前述の（１）ないし（３）のような各手段が用いられるが、可変電圧を発生できれば、それらの手段に限定されない。

また、第１および第２定電流回路を有する前記受光アンプ回路においては、前述のように、前記補正手段が電流値調整手段を備えることによって、補正電流を調整することができる。前述の電流値調整手段は、
具体的には、ダイオード接続された第１トランジスタのベースと、第２定電流回路の第２トランジスタおよび第３定電流回路の第３トランジスタのベースとが共通接続されることにより、第１ないし第３トランジスタがカレントミラー回路を形成する。それゆえ、第１ないし第３可変抵抗でそれぞれの抵抗値を調整することにより、第２定電流回路に引き込まれる補正電流を調整することができる。

本発明の光ピックアップは、前述のように構成される各受光アンプ回路を備えることにより、受光アンプ回路における差動増幅回路のオフセット電圧が補償される。それゆえ、特に、受光アンプ回路がレーザ光源から出射されるレーザビームの光量を検出するためのフロントモニタ素子として用いられれば、受光アンプ回路は、正確にレーザパワーに応じた電圧を光量検出のために出力できる。

〔実施の形態１〕
本発明の受光アンプ回路に関する実施の一形態について図１および図２に基づいて説明すれば以下の通りである。

図１は、本実施の形態に係る受光アンプ回路１の構成を示している。

受光アンプ回路１は、トランジスタＱ１〜Ｑ６、定電流源ＣＳ１〜ＣＳ３および補正電流生成回路１１を有する差動増幅回路と、入力抵抗Ｒ１と、帰還抵抗Ｒ２とを備えている。

ＰＮＰ型のトランジスタＱ１，Ｑ２は、差動増幅回路における差動トランジスタ対をなしており、エミッタがともに定電流源ＣＳ１に接続されている。定電流源ＣＳ１は、トランジスタＱ１に流れる電流Icn1とトランジスタＱ２に流れる電流Icn2との和の電流IEEを一定値に保つ回路である。基準電圧入力端子Ｔ１には基準電圧Vsが印加されており、その基準電圧入力端子Ｔ１と差動増幅回路１の非反転入力端子となるトランジスタＱ１のベースとの間には入力抵抗Ｒ１が接続されている。一方、差動増幅回路１の反転入力端子となるトランジスタＱ２ベースに受光素子としてのフォトダイオードＰＤ１のカソードが接続されている。フォトダイオードＰＤ１のアノードは、グランドラインに接続されている。また、トランジスタＱ２のベースは、帰還抵抗Ｒ２を介して受光アンプ回路１の出力端子Ｔ２に接続されている。

ＰＮＰ型のトランジスタＱ３，Ｑ４は、能動負荷としてカレントミラー回路を構成している。トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタは、電源電圧Vcc が印加される電源ラインに接続されている。また、トランジスタＱ３，Ｑ４のベースは、互いに接続されるとともに、トランジスタＱ３のコレクタに接続されている。トランジスタＱ３のコレクタは、トランジスタＱ１のコレクタおよびトランジスタＱ５のベースに接続されるとともに、補正電流生成回路１１に接続されている。

ＮＰＮ型のトランジスタＱ５のコレクタには、前記の電源ラインが接続されている。トランジスタＱ５のエミッタとグランドラインとの間には定電流源ＣＳ２が接続されている。一方、トランジスタＱ４のコレクタには、トランジスタＱ６のベースが接続されている。ＮＰＮ型のトランジスタＱ６のコレクタは、前記の電源ラインが接続されている。トランジスタＱ６のエミッタとグランドラインとの間には、定電流源ＣＳ３が接続されている。トランジスタＱ６は、エミッタフォロワ回路からなる出力回路を構成しており、エミッタから出力端子定２に出力電圧Voを出力する。

補正電流生成回路１１は、トランジスタＱ３のコレクタおよびトランジスタＱ３，Ｑ４のベースから引き抜く補正電流Ioffsetを生成する回路である。補正電流Ioffsetは、トランジスタＱ３，Ｑ４のベース電流の和と同一の値、同一の温度特性および同一のバラツキを有する。

差動増幅回路は、出力端子Ｔ２と非反転入力端子（トランジスタＱ２のベース）との間に帰還抵抗Ｒ２が接続されることにより、電流−電圧変換回路として機能する反転増幅器を構成する。上記のように構成される受光アンプ回路１において、フォトダイオードＰＤ１で受光された光が光電流に変換され、フォトダイオードＰＤ１から出力される光電流が上記の反転増幅器で電圧に変換され、光電流に比例した出力電圧Voが得られる。

ここで、上記の受光アンプ回路１における差動増幅回路のオフセット電圧について説明する。

以下の説明で使用する各式における各パラメータは次のように示される。
ｈFEｎ：ＮＰＮトランジスタの電流増幅率
ｈFEｐ：ＰＮＰトランジスタの電流増幅率
Icn1：トランジスタＱ１のコレクタ電流
Icn2：トランジスタＱ２のコレクタ電流
Icn3：トランジスタＱ５のコレクタ電流
Icn4：トランジスタＱ６のコレクタ電流
Icp1：トランジスタＱ３のコレクタ電流
Icp2：トランジスタＱ４のコレクタ電流
Ibp1：トランジスタＱ３のベース電流
Ibp2：トランジスタＱ４のベース電流
Ibp3：トランジスタＱ５のベース電流
IEE：定電流源ＣＳ１に流れる電流
まず、Icn1，Icn2は次式のように表される。

Icn1＝Icp1＋Ibp1＋Ibp2−Ibn4−Ioffset …（15）
Icn2＝Icp2−Ibn3 …（16）
トランジスタＱ３，Ｑ４のカレントミラー回路の特性としてIcp1＝Icp2であるので、Icn1，Icn2の差は次式のように表される。

Icn1−Icn2＝Ibp1＋Ibp2＋Ibn3−Ibn4−Ioffset …（17）
ただし、Ibp＝Ibp1＝Ibp2，Icn3＝Icn4とすれば、Ibn3＝Icn3／ｈFEｎ＝Icn4／ｈFEｎ＝Ibn4となるので、IEE＝2×Icp＝Icp1＋Icp2と近似すれば、式（17）は次式のように表される。

Icn1−Icn2＝２×Ibp−Ioffset
＝２×(Icp／ｈFEｐ)−Ioffset
＝(IEE／ｈFEｐ)−Ioffset …（18）
したがって、IEE／ｈFEｐ＝Ioffsetとし、なおかつIEE／hFEpと同じ温度特性、同じバラツキをもつように補正電流生成回路１１で補正電流Ioffsetを生成すれば、オフセット電圧は温度／hFEpのバラツキに関わらず常に零となる。

続いて、上記の補正電流生成回路１１による補正電流Ioffsetを生成するための具体的な回路について説明する。図２は、そのような回路を含む受光アンプ回路１の構成を示している。

図２に示すように、受光アンプ回路１は、カレントミラー回路１２，１３を備えている。

第１カレントミラー回路としてのカレントミラー回路１２は、前述のトランジスタＱ３（主トランジスタ）のベースとトランジスタＱ４（副トランジスタ）のベースとが互いに接続され、トランジスタＱ３のベースとコレクタとが接続される回路である。第２カレントミラー回路としてのカレントミラー回路１３は、ＰＮＰ型のトランジスタＱ７（主トランジスタ）のベースとトランジスタＱ８（副トランジスタ）のベースとが互いに接続され、トランジスタＱ７のベースとコレクタとが接続される回路である。カレントミラー回路１３がカレントミラー回路１２と同一構成となるように、トランジスタＱ７，Ｑ８はトランジスタＱ３，Ｑ４とそれぞれ同じ特性を有する。

トランジスタＱ７，Ｑ８のエミッタは、電源ラインに接続されている。また、受光アンプ回路１は、定電流源ＣＳ４，ＣＳ５を備えている。定電流源ＣＳ４は、トランジスタＱ７のコレクタとグランドラインとの間に接続され、定電流源ＣＳ５は、トランジスタＱ８のコレクタとグランドラインとの間に接続されている。受光アンプ回路１において、カレントミラー回路１３および定電流源ＣＳ４，ＣＳ５によって補正電流生成回路１１が構成されている。

上記の受光アンプ回路１では、定電流源ＣＳ４により、カレントミラー回路１３のトランジスタＱ７のコレクタ電流とトランジスタＱ７，Ｑ８のベース電流とが引き抜かれると、カレントミラー回路１３のトランジスタＱ８にトランジスタＱ７のコレクタ電流と同じコレクタ電流が流れる。このコレクタ電流は、定電流源ＣＳ５により引き抜かれるが、このとき、併せてカレントミラー回路１２のトランジスタＱ３のコレクタ電流およびトランジスタＱ３，Ｑ４のベース電流から補正電流が引き抜かれる。

ここで、上記のように構成される補正電流生成回路１１によるオフセット電圧補正について説明する。

以下の説明で使用する各式における各パラメータは次のように示される。
Vbep1：トランジスタＱ１のベース−エミッタ間電圧
Vcep4：トランジスタＱ８のコレクタ−エミッタ間電圧
Icp3：トランジスタＱ７のコレクタ電流
Icp4：トランジスタＱ８のコレクタ電流
Ibp3：トランジスタＱ７のベース電流
Ibp4：トランジスタＱ８のベース電流
IEE/2：定電流源ＣＳ４，ＣＳ５に流れる電流
前述のようにIbp＝Ibp1＝Ibp2であり、IEE をIEE＝2×Icp＝Icp1＋Icp2と近似すれば、トランジスタＱ７，Ｑ８のコレクタ電流は、次式のようにら表される。

Icp3＝（IEE／2）−（Ibp3＋Ibp4） …（19）
Icp4＝Icp3 …（20）
IEE／2＝Icp4＋Ioffset …（21）
よって、これらの式より、補正電流は以下のようにして定まる。ただし、式（22）は、IEE／2をIEE／2＝Icp3＝Icp4と近似することにより求められる。

Ioffset ＝（IEE／2）−Icp4
＝（IEE／2）−Icp3
＝（IEE／2）−（（IEE／2）−（Ibp3＋Ibp4））
＝ Ibp3＋Ibp4
＝（Icp3／ｈFEｐ）＋（Icp4／ｈFEｐ）
＝（Icp3＋Icp4）／ｈFEｐ
＝ IEE／ｈFEｐ …（22）
これより、前記の式（18）は、以下のように表される。

Icn1−Icn2＝（IEE／ｈFEｐ）−Ioffset
＝（IEE／ｈFEｐ）−（IEE／ｈFEｐ）
＝０ …（23）
上式より、能動負荷としてのカレントミラー回路１２のベース電流誤差（IEE／ｈFEｐ）は、完全に同一特性の補正電流によってキャンセルされる。これは、カレントミラー回路１２，１３が同一構成であることによる。これにより、素子の特性バラツキ（同一素子の面内バラツキは除く）や温度に関わらず、オフセット電圧は常に零になる。また、本受光アンプ回路１においては、トランジスタＱ３のベースとコレクタとが接続されているため、トランジスタＱ３においてはベース−エミッタ間電圧とコレクタ−エミッタ間電圧とが等しくなることから、トランジスタＱ３，Ｑ８との間でVbep1＝Vcep4が成り立つ。これにより、トランジスタＱ８が動作しなくなる程にVcep4が低下することはないため、本受光アンプ回路１においては、図１４に示す従来例の受光アンプ回路のようにオフセット補正のための回路が動作しなくなることはない。

〔実施の形態２〕
本発明の受光アンプ回路に関する実施の他の形態について図３ないし図８に基づいて説明すれば以下の通りである。なお、本実施の形態において、前述の実施の形態２における構成要素と同等の機能を有する構成要素については同一の符号を付記し、その説明を省略する。

図３は、本実施の形態に係る受光アンプ回路２の構成を示している。

受光アンプ回路２は、図１に示す受光アンプ回路１と同様、トランジスタＱ１〜Ｑ６、定電流源ＣＳ１〜ＣＳ３、入力抵抗Ｒ１および帰還抵抗Ｒ２を備えるとともに、補正電流生成回路１１としてトランジスタＱ７，Ｑ８および定電流源ＣＳ４，ＣＳ５を備えている。さらに、受光アンプ回路２は、補正電流調整回路２１を備えている。この補正電流調整回路２１は、補正電流生成回路１１により生成された補正電流を適正値となるように微調整する回路であり、トランジスタＱ３のコレクタとトランジスタＱ８のコレクタとの間に設けられている。

前述の図２に示す受光アンプ回路１により、オフセット電圧は理想的に零になるが、実際には受光アンプ回路１が集積されたチップの温度勾配やカレントミラー回路１２（能動負荷）とカレントミラー回路１３との素子配置の差異によって、式（23）の（IEE／ｈFEｐ）とIoffsetとに傾向的な差異が生じることが考えられる。これを補正するため、上記の補正電流調整回路２１を設け、チップ試作後に実際のチップの特性を基に、補正電流調整回路２１を用いて補正電流Ioffsetを調整することにより、オフセット電圧を零に調整することができる。

ここで、受光アンプ回路２における補正電流の調整について図４に基づいて説明する。

以下の説明で使用する各式における各パラメータは次のように示される。なお、実施の形態１ですでに使用したパラメータについてはここでの記載を省略する。
Vbep3：トランジスタＱ７のベース−エミッタ間電圧
Vbep4：トランジスタＱ８のベース−エミッタ間電圧
Vcep3：トランジスタＱ７のコレクタ−エミッタ間電圧
VT：ｋＴ／ｑ（ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子荷）で表される熱起電力
Is：逆方向飽和電流
VA：アーリー電圧
本受光アンプ回路２においても、前述の受光アンプ回路１（図２参照）と同様に式（22）が成立する。式（22）にいては、IEE／2をIEE／2＝Icp3＝Icp4と近似している。しかしながら、実際には、カレントミラー回路１３の各トランジスタＱ７，Ｑ８のコレクタ電流Icp3，Icp4は、それらのコレクタ−エミッタ間電圧（Vcep3，Vcep4）によって、次式に示すような誤差を生じる。

Icp3＝Is×（１＋Vcep3／VA）×exp（Vbep3／VT） …（24）
Icp4＝Is×（１＋Vcep4／VA）×exp（Vbep4／VT） …（25）
したがって、Vbep3=Vbep4=Vbepとし、IEE／2 をIcp3＝IEE／2 と近似すると、両コレクタ電流の和は次式のように表される。

Icp3＋Icp4＝Is×exp（Vbep／VT）×（2＋（Vcep3+Vcep4）／VA）
＝2×Is×exp（Vbep／VT）×（１＋Vcep3／VA）
＋Is×exp（Vbep／VT）×（Vcep4−Vcep3）／VA
＝2×Icp3 ＋Is×exp（Vbep／VT）×（Vcep4−Vcep3）／VA
＝IEE＋Is×exp（Vbep／VT）×（Vcep4−Vcep3）／VA …（26）
よって、式（22）は次のように表される。

Ioffset＝（Icp3＋Icp4）／ｈFEｐ
＝（IEE＋Is×exp（Vbep／VT）×（Vcep4−Vcep3）／VA）／ｈFEｐ
＝ IEE／ｈFEｐ＋ΔＩoffset …（27）
上式において、ΔＩoffsetは次式で表される補正電流の調整量である。

ΔＩoffset＝（Is×exp（Vbep／VT）×（Vcep4−Vcep3）／VA）／ｈFEｐ
ここで、図４に示すように、トランジスタＱ７のコレクタ−エミッタ間電圧およびベース−エミッタ間電圧は、互いに等しく（Vcep3=Vbep3）、かつ固定であることは明らかである。このため、ΔＩoffsetはVcep4によって決定される。よって、補正電流調整回路２１によってVcep4を変化させてIoffsetを調整することにより、オフセット電圧を調整することが可能となる。

図５ないし図８は、Vcep4を可変にするための補正電流調整回路２１の具体的構成を含む受光アンプ回路２を示している。以降に、これらの図に基づいて、各補正電流調整回路２１について説明する。

まず、図５に示す受光アンプ回路２においては、補正電流調整回路２１として、ＮＰＮ型のトランジスタＱ９を備えている。このトランジスタＱ９のコレクタは、補正電流を引き抜く点である、トランジスタＱ３のコレクタ（トランジスタＱ３，Ｑ４のベース）に接続され、トランジスタＱ９のエミッタはトランジスタＱ８のコレクタに接続されている。また、トランジスタＱ９のベースには、補正電流の調整のためのベース電圧VbAが印加される。トランジスタＱ８のコレクタ電圧Vc4は、上記のベース電圧VbAより、トランジスタＱ９のベース−エミッタ間電圧VbenA低い電圧になるため、ベース電圧VbAを変化させることにより、Vc4およびVcep4を変更することができる。

ベース電圧VbAを可変にするには、図６ないし図８に示すように構成してもよい。

図６に示す構成では、トランジスタＱ９のベースに接続される可変電圧源２１ａが設けられている。

図７に示す構成は、直列接続されたダイオードＤ１〜Ｄ３と、電流源ＣＳ６とを備えている。ダイオードＤ１のアノードはトランジスタＱ９のベースに接続され、ダイオードＤ３のカソードはグランドラインに接続されている。このような構成では、定電流源ＣＳ６からダイオードＤ１〜Ｄ３に電流を流したときに生じるダイオードＤ１〜Ｄ３の順方向電圧（Vf）によりベース電圧VbA（＝Vcc−Vf）が決定される。この構成では、ダイオードＤ１〜Ｄ３の直列接続数を変えることにより、ベース電圧VbAを変更することができる。これには、例えば、ダイオードＤ２，Ｄ３の接続点とグランドラインとを短絡すれば、直列接続されるのはダイオードＤ１，Ｄ２となる。

図８に示す構成は、直列接続された抵抗Ｒ３〜Ｒ５と、電流源ＣＳ７とを備えている。抵抗Ｒ３〜Ｒ５および電流源ＣＳ７は、電源ラインとグランドラインとの間に直列に接続されており、抵抗Ｒ５と電流源ＣＳ７との接続点がトランジスタＱ９のベースに接続されている。この構成では、抵抗Ｒ３〜Ｒ５によってベース電圧VbAが決定される。ベース電圧VbAは、電流源ＣＳ７の電流値を変えたり、抵抗Ｒ３〜Ｒ５の抵抗値を変えることによって変更することができる。抵抗Ｒ３〜Ｒ５の抵抗値を変えるには、例えば、電源ラインと抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点とを短絡することにより、電源ラインに電気的に接続されるのは抵抗Ｒ４，Ｒ５のみとなる。

このように、図６ないし図８に示すいずれの構成であっても、実際の試作の評価結果より、オフセット電圧の傾向的な誤差を容易に調節することが可能となる。また、トランジスタＱ９のベース電圧VbAを変更する構成は、他にも考えられ、上記の構成に限らないのは勿論である。

〔実施の形態３〕
本発明の受光アンプ回路に関する実施のさらに他の形態について図９および図１０に基づいて説明すれば以下の通りである。なお、本実施の形態においても、前述の実施の形態１および２における構成要素と同等の機能を有する構成要素については同一の符号を付記し、その説明を省略する。

図９は、本実施の形態に係る受光アンプ回路３の構成を示している。

受光アンプ回路３は、図２に示す受光アンプ回路１と同様、トランジスタＱ１〜Ｑ６、定電流源ＣＳ１〜ＣＳ３、入力抵抗Ｒ１および帰還抵抗Ｒ２を備えるとともに、補正電流生成回路１１としてトランジスタＱ７，Ｑ８および定電流源ＣＳ４，ＣＳ５を備えている。さらに、受光アンプ回路３は、定電流源ＣＳ４，ＣＳ５の電流値を調整する電流値調整回路３１を備えている。この電流値調整回路３１は、補正電流を調整するために定電流源ＣＳ４，ＣＳ５の電流値を調整する。

ここで、電流値調整回路３１による電流値調整について説明する。

以下の説明で使用する各式における各パラメータは次のように示される。なお、実施の形態１，２ですでに使用したパラメータについてはここでの記載を省略する。
I1：定電流源ＣＳ４に流れる電流
I2：定電流源ＣＳ５に流れる電流
ΔI1：電流値調整回路３１によるI1の調整分
ΔI2：電流値調整回路３１によるI2の調整分
補正電流Ioffsetは、以下のようにして表される。

Icp3＝I1−（Ibp3＋Ibp4） …（28）
Icp4＝Icp3 …（29）
I2＝Icp4＋Ioffset …（30）
Ioffset＝I2−Icp4
＝I2−Icp3
＝I2−I1＋（Ibp3＋Ibp4）
＝I2−I1＋（Icp3＋Icp4）／ｈFEｐ
＝（I2−I1）＋（I1＋I2）／ｈFEｐ
＝((IEE/2＋ΔI1)−(IEE/2＋ΔI2))＋((IEE/2＋ΔI1)＋(IEE/2＋ΔI2))/hFEp
＝（ΔI1−ΔI2）＋（IEE＋ΔI1＋ΔI2）／hFEp
＝IEE／hFEp＋ΔＩoffset
ただし 、上式におけるΔＩoffsetを次式のように表すものとする。

ΔＩoffset＝（ΔI1−ΔI2）＋（ΔI1＋ΔI2）／hFEp …（31）
このように、電流値調整回路３１によって定電流源ＣＳ４，ＣＳ５の電流値を調整することで、補正電流Ioffsetを調整することが可能となる。これにより、実施の形態１の受光アンプ回路１に比べて、より高精度にオフセット電圧を補償することができる。

続いて、上記の電流値調整回路３１による補正電流Ioffsetの調整のための具体的な回路について説明する。図１０は、そのような回路を含む受光アンプ回路３の構成を示している。

図１０に示すように、受光アンプ回路３は、電流値調整回路３１として、定電流源ＣＳ８と、ＮＰＮ型のトランジスタＱ１１と、可変抵抗Ｒ１１とを備えている。

トランジスタＱ１１のコレクタとベースとが接続され、エミッタが可変抵抗Ｒ１１を介してグランドラインに接続されている。また、トランジスタＱ１１のコレクタと電源ラインとの間には、定電流源ＣＳ８が接続されている。

一方、定電流源ＣＳ４は、ＮＰＮ型のトランジスタＱ１２と可変抵抗Ｒ１２とによって構成され、定電流源ＣＳ５は、ＮＰＮ型のトランジスタＱ１３と可変抵抗Ｒ１３とによって構成されている。トランジスタＱ１２のコレクタはトランジスタＱ７のコレクタに接続され、エミッタは可変抵抗Ｒ１２を介してグランドラインに接続されている。トランジスタＱ１３のコレクタはトランジスタＱ８のコレクタに接続され、エミッタは可変抵抗Ｒ１３を介してグランドラインに接続されている。トランジスタＱ１１〜Ｑ１３のベースは、互いに接続されている。これにより、トランジスタＱ１１〜Ｑ１３および可変抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３からなる回路は、第３カレントミラー回路としてのカレントミラー回路３２を構成している。

上記のように構成される受光アンプ回路３では、カレントミラー回路３２において、トランジスタＱ１１〜Ｑ１３のエミッタ抵抗は、可変抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３によって変化する。これにより、定電流源ＣＳ４を流れる電流I1と定電流源ＣＳ５を流れる電流I2とを基準の電流値IEE／2から変化させて、補正電流Ioffsetを調整することができる。

〔実施の形態４〕
本発明の受光アンプ回路を備えた光ピックアップに関する実施の形態について図１１に基づいて説明すれば以下の通りである。なお、本実施の形態においても、前述の実施の形態１ないし３における構成要素と同等の機能を有する構成要素については同一の符号を付記し、その説明を省略する。

図１１は、本実施の形態に係る光ピックアップの構成を示している。

図１１に示すように、本光ピックアップは、レーザダイオード１１１、レーザパワーモニタ用受光ＩＣ１１２，１１３、信号用受光ＩＣ１１４、コリメータレンズ１１５、スポットレンズ１１６、ビームスプリッタ１１７、コリメータレンズ１１８および対物レンズ１１９を備えている。

レーザ光源としてのレーザダイオード１１１は、ＣＤ用の７８０ｎｍのレーザビームとＤＶＤ用の６５９ｎｍのレーザビームの２種類のレーザビームを発する。レーザダイオード１１１に供給される駆動電流は、図示しないレーザドライバにより生成される。

レーザパワーモニタ用受光ＩＣ１１２，１１３は、前述の実施の形態１ないし３の受光アンプ回路１〜３のいずれかを内蔵しており、受光面にフォトダイオードＰＤ１を配している。レーザパワーモニタ用受光ＩＣ１１２，１１３は、レーザダイオード１１１から出射されるレーザビームの一部を受光して、検出信号として電気信号に変換するためのＩＣであり、いずれか一方があればよい。また、レーザパワーモニタ用受光ＩＣの位置は、レーザビームを検出に必要な量を受けることができる位置であれば、図示された位置に限定されない。

上記のように構成される光ピックアップにおいては、レーザダイオード１１１から出射されたレーザビームは、コリメータレンズ１１５によって平行光束に変換され、ビームスプリッタ１１７により偏向する。ビームスプリッタ１１７からのレーザビームは、さらにコリメータレンズ１１８を経て、対物レンズ１１９によって光ディスク１２０に集束される。光ディスク１２０から反射したレーザビームは、対物レンズ１１９およびコリメータレンズ１１７を経て、ビームスプリッタ１１７を透過した後、スポットレンズ１１６によって信号用受光ＩＣ１１４に集束される。信号用受光ＩＣ１１４では、レーザビームが電気信号に変換され、この電気信号からＲＦ信号、トラッキングエラー信号などが生成される。をに変換して５２によって偏向されて、受光フォトダイオードＰＤに受光される。

一方、レーザパワーモニタ用受光ＩＣ１１２，１１３は、レーザダイオード１１１から出射されたレーザビームを受け、内蔵する受光アンプ回路１〜３のいずれかによって、レーザビームを出力電圧Vo（検出信号）として検出する。この検出信号は、図示しないレーザドライバに与えられる。レーザドライバは、レーザパワーモニタ用受光ＩＣ１１２，１１３からの検出信号をモニタしながら、レーザビームのパワーが所定値になるようにレーザダイオードの駆動電流を制御する。

このように、光ピックアップにおいては、レーザパワーモニタ用受光ＩＣ１１２，１１３が受光アンプ回路１〜３のいずれかを内蔵していることにより、トランジスタなどの素子の特性バラツキや温度に影響されることなく差動増幅回路のオフセット電圧を常に零にすることができる。これにより、記録時より低下した再生時のレーザパワーに合わせてレーザパワーモニタ用受光ＩＣ１１２，１１３の感度を低下させても、オフセット電圧の影響を受けることなく、正確にレーザビーム（レーザパワー）を正確に検出することができる。それゆえ、レーザパワーの制御を高精度に行うことができる。

なお、本実施の形態では、レーザパワーモニタ用受光ＩＣ１１２，１１３が受光アンプ回路１〜３のいずれかを内蔵することについて説明したが、信号用受光ＩＣ１１４が受光アンプ回路１〜３のいずれかを内蔵していてもよい。信号用受光ＩＣ１１４には、レーザパワーモニタ用受光ＩＣ１１２，１１３のように厳格にオフセット電圧を低減させることは要求されないが、差動増幅回路を構成するＮＰＮトランジスタとＰＮＰトランジスタとの特性が大きく異なるプロセスを要するために、オフセット電圧が仕様値を満たさない場合は、受光アンプ１〜３を用いることにより、オフセット電圧を低下させることができ、有効である。

本発明は、上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

受光アンプ回路における差動増幅回路の能動負荷であるカレントミラー回路のベース電流誤差を、同構成のカレントミラー回路のベース電流誤差を利用して補正することにより、オフセット電圧、オフセット電圧温度特性を改善する。これにより、受光アンプ回路を、光ピックアップにおいてレーザパワーに応じた電圧を正確に出力できるフロントモニタ素子に適用することができる。

本発明の実施の形態１に係る受光アンプ回路の構成を示す回路図である。 図１の受光アンプ回路において補正電流生成回路の構成を詳細に示す回路図である。 本発明の実施の形態２に係る受光アンプ回路の構成を示す回路図である。 図２の受光アンプ回路における補正電流調整の動作を説明するための回路図である。 図３の受光アンプ回路において補正電流調整回路の構成を詳細に示す回路図である。 図３の受光アンプ回路において補正電流調整回路のトランジスタにベース電圧を印加する構成を詳細に示す回路図である。 図３の受光アンプ回路において補正電流調整回路のトランジスタにベース電圧を印加する他の構成を詳細に示す回路図である。 図３の受光アンプ回路において補正電流調整回路のトランジスタにベース電圧を印加するさらに他の構成を詳細に示す回路図である。 本発明の実施の形態３に係る受光アンプ回路の構成を示す回路図である。 図８の受光アンプ回路において電流値流調整回路の構成を詳細に示す回路図である。 本発明の実施の形態４に係る光ピックアップの構成を示す図である。 従来の受光アンプ回路を示す回路図である。 従来の他の受光アンプ回路を示す回路図である。 従来のさらに他の受光アンプ回路を示す回路図である。

符号の説明

１〜３ 受光アンプ回路
１１ 補正電流生成回路
１２ カレントミラー回路（第１カレントミラー回路）
１３ カレントミラー回路（第２カレントミラー回路）
２１ 補正電流調整回路（補正電流調整手段）
２１ａ 可変電圧源（可変電圧発生手段）
３１ 電流値調整回路（電流値調整手段）
３２ カレントミラー回路（第３カレントミラー回路）
１１１ レーザダイオード（レーザ光源）
１１２，１１３ レーザパワーモニタ用受光ＩＣ
ＣＳ１〜ＣＳ３ 定電流源
ＣＳ４ 定電流源（第１定電流回路）
ＣＳ５ 定電流源（第２定電流回路）
ＣＳ６，ＣＳ７ 電流源
ＣＳ８ 定電流源
Ｄ１〜Ｄ３ ダイオード
ＰＤ１ フォトダイオード（受光素子）
Ｒ３〜Ｒ５ 抵抗
Ｒ１１ 可変抵抗（第１可変抵抗）
Ｒ１２ 可変抵抗（第２可変抵抗）
Ｒ１３ 可変抵抗（第３可変抵抗）
Ｑ１，Ｑ２ トランジスタ（差動トランジスタ対）
Ｑ３，Ｑ７ トランジスタ（主トランジスタ）
Ｑ４，Ｑ８ トランジスタ（副トランジスタ）
Ｑ９ トランジスタ（回路間トランジスタ）
Ｑ１１ トランジスタ（第１トランジスタ）
Ｑ１２ トランジスタ（第２トランジスタ）
Ｑ１３ トランジスタ（第３トランジスタ）

Claims (12)

1. 差動トランジスタ対および該差動トランジスタ対の能動負荷となる第１カレントミラー回路を有し、受光素子の出力電流に応じた電圧を出力する差動増幅回路を含む受光アンプ回路において、
   前記第１カレントミラー回路を構成するトランジスタ対のベース電流の和にて表される前記差動トランジスタ対に流れる電流の差から、前記トランジスタ対のベース電流の和と同一値、同一温度特性および同一バラツキを有する補正電流を減じる補正手段を備え、
   前記補正手段は、前記第１カレントミラー回路と同一構成をなす第２カレントミラー回路と、該第２カレントミラー回路の主トランジスタのコレクタ電流と主および副トランジスタのベース電流とを引き抜く第１定電流回路と、前記第２のカレントミラー回路の副トランジスタのコレクタ電流を引き抜くとともに、第１カレントミラー回路の主トランジスタのコレクタ電流および両トランジスタのベース電流から前記補正電流を引き抜く第２定電流回路とを有していることを特徴とする受光アンプ回路。
2. 前記差動増幅回路と前記補正手段との間に設けられ、前記補正電流を調整する補正電流調整手段を備えていることを特徴とする請求項１に記載の受光アンプ回路。
3. 前記補正電流調整手段は、前記第２定電流回路と前記第２カレントミラー回路の副トランジスタとの接続点の電圧を可変にすることにより前記補正電流を調整することを特徴とする請求項２に記載の受光アンプ回路。
4. 前記補正電流調整手段は、前記第２定電流回路と前記第２カレントミラー回路の副トランジスタとの接続点および前記第１カレントミラー回路の前記補正電流を引き抜く点の間に接続された回路間トランジスタを有しており、該回路間トランジスタのベース電圧を可変にすることにより、前記接続点電圧を可変にすることを特徴とする請求項３に記載の受光アンプ回路。
5. 前記補正電流調整手段は、前記回路間トランジスタに可変のベース電圧を与える可変電圧発生手段を有していることを特徴とする請求項４に記載の受光アンプ回路。
6. 前記可変電圧発生手段は可変電圧源であることを特徴とする請求項５に記載の受光アンプ回路。
7. 前記可変電圧発生手段は、接続数が可変の直列接続された複数のダイオードと、該ダイオードに電流を流す電流源とを有していることを特徴とする請求項５に記載の受光アンプ回路。
8. 前記可変電圧発生手段は、接続数が可変の直列接続された複数の抵抗と、該抵抗に電流を流す電流源とを有していることを特徴とする請求項５に記載の受光アンプ回路。
9. 前記補正手段は、前記第１定電流回路の電流値と前記第２定電流回路の電流値とを調整する電流値調整手段を備えていることを特徴とする請求項１に記載の受光アンプ回路。
10. 前記電流値調整手段は、ダイオード接続された第１トランジスタと、該第１トランジスタのエミッタ抵抗を可変にする第１可変抵抗と、前記第１トランジスタに電流を流す定電流源とを有し、
    前記第１定電流回路は、前記第１トランジスタとベースが共通接続された第２トランジスタと、該第２トランジスタのエミッタ抵抗を可変にする第２可変抵抗とを有し、
    前記第２定電流回路は、前記第１トランジスタとベースが共通接続された第３トランジスタと、該第３トランジスタのエミッタ抵抗を可変にする第３可変抵抗とを有していることを特徴とする請求項９に記載の受光アンプ回路。
11. 請求項１ないし１０のいずれか１項に記載の受光アンプ回路を備えていることを特徴とする光ピックアップ。
12. 前記受光アンプ回路は、レーザ光源から出射されるレーザビームの光量を検出するために用いられることを特徴とする請求項１１に記載の光ピックアップ。

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