JP4065903B2 - 誘導電動機のベクトル制御装置、誘導電動機のベクトル制御方法および誘導電動機の駆動制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、直流電圧を任意の周波数の交流電圧に変換して出力するインバータに接続された誘導電動機のベクトル制御装置、誘導電動機のベクトル制御方法および誘導電動機の駆動制御装置に関する。

インバータを使用して誘導電動機をベクトル制御する基本的な技術については、産業界で広く利用されている公知技術であり、インバータ出力電圧の大きさと位相を個別に操作することによって、電動機内の二次磁束と直交する関係にあるトルク成分電流を操作し、電動機のトルクを高速に瞬時制御するものである。
この誘導電動機のベクトル制御は、近年の電気鉄道においても利用されるようになってきている技術である。
電気車の駆動用インバータは、低速域においては一般に多用されている多パルスＰＷＭモードを使用し、インバータ出力電圧が飽和して最大値に固定される中高速域においては１パルスモードを使用するように、インバータのスイッチングモードを切り替えることが特徴である。

ここで、多パルスＰＷＭ（pulse width modulation）モードとは、一般によく知られているＰＷＭ方法であり、周波数１ｋＨｚ程度の三角波と電圧指令を比較して、ＰＷＭ信号を発生するモードである。
また、１パルスモードとは、インバータの出力線間電圧を１２０度の矩形波通電波形とすることであり、インバータ出力電圧の基本波実効値を最大とできること、また出力電圧基本波半周期中のパルス数を最小の１とできるので、インバータのスイッチング損失を最小化で冷却装置を小形化し小形軽量なインバータを得られることが特徴である。
なお、１２０度の矩形波通電波形とは、インバータの線間電圧が半周期に１つのパルスを有し、その通電幅が電気角で１２０度である電圧波形のことをいう。

電気車のインバータは、低速域の多パルスＰＷＭモードから、中高速域でのインバータの出力電圧が飽和し、最大値に固定される１パルスモードに至る全領域において、安定なベクトル制御が行えることが必要不可欠であり、インバータの出力電圧飽和領域でのベクトル制御技術、パルスモードの切り替え技術が重要な要素となる。
特にインバータの出力電圧飽和領域では、インバータの出力電圧の大きさはインバータの入力電圧に応じた最大値に固定されるので、ベクトル制御を成立させるためには工夫を要する。
インバータの出力電圧飽和領域では、ベクトル制御装置で演算されたインバータ出力電圧指令が、インバータが実際に出力できる最大電圧を超過した場合、インバータはインバータ出力電圧指令通りの電圧を出力することができなくなる。
このため、誘導電動機に対する二次磁束指令と電動機内部の二次磁束とが不一致となり、適正にベクトル制御を実施することが困難となる。

このような現象を回避するために、インバータ出力電圧指令が、インバータが実際に出力できる最大電圧を超えないように、二次磁束指令を調整することが必要となる。
具体的には、インバータ出力電圧指令が、インバータが実際に出力できる最大電圧を超えた場合は、二次磁束指令を減少させてインバータ出力電圧指令を減少させる必要がある。
下記に示す非特許文献１には、上記のような課題を解決するベクトル制御方法が示されている。

非特許文献１においては、ベクトル制御装置で演算されるインバータ出力電圧指令が、インバータの出力可能な最大電圧を超えたら、インバータ出力電圧指令と実際にインバータが出力できる電圧との差を磁束補正制御器に入力し、磁束補正制御器の出力により二次磁束指令を減少させて調整する構成とすることによって、インバータ出力電圧指令をインバータが実際に出力できる最大電圧と一致するように修正することを可能とし、インバータの出力電圧飽和領域においてもベクトル制御が可能なことが示されている。

「電圧固定モードでの誘導電動機のベクトル制御」、平成１０年電気学会論文誌Ｄ、１１８巻９号

しかしながら、前記非特許文献１に示されている誘導電動機のベクトル制御方法では、インバータ出力電圧指令が実際にインバータが出力できる電圧を逸脱した後に、磁束補正制御器が動作して二次磁束指令が調整され、インバータ出力電圧指令が減少し、インバータ出力電圧指令をインバータが実際に出力できる最大電圧と一致するよう動作する。
即ち、非特許文献１に示されている誘導電動機のベクトル制御は、所謂フィードバックループによりインバータ出力電圧指令の修正を行う構成である。
そのため、インバータ出力電圧指令が適正に修正されるまでの間は、インバータ出力電圧指令とインバータの出力電圧とが不一致となり、安定したベクトル制御を行えないという問題点がある。
また、フィードバックループの追加と、その構成要素である磁束補正制御器の追加が必要であり、制御定数の設計が必要となるため、手間が掛かるという問題がある。

本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、フィードバックループを用いることなく、誘導電動機の低速域から高速域に至る全領域において安定したベクトル制御を行うことができる誘導電動機のベクトル制御装置、誘導電動機のベクトル制御方法および誘導電動機の駆動制御装置を提供することを目的とする。

インバータを介して誘導電動機を駆動制御するベクトル制御装置であって、
外部からのトルク指令、前記インバータに入力される直流電圧、前記インバータが出力する交流電圧の角周波数であるインバータ角周波数に基づいて、前記インバータが発生できる最大電圧を考慮して前記誘導電動機に対する二次磁束指令を演算する二次磁束指令演算手段と、前記トルク指令と前記二次磁束指令に基づいて、前記誘導電動機の二次磁束を基準としたｄｑ軸回転座標系上においてｑ軸電流指令およびｄ軸電流指令を生成するｑ軸／ｄ軸電流指令生成手段と、前記ｑ軸電流指令、前記ｄ軸電流指令および前記誘導電動機の回路定数に基づいて、前記インバータが出力すべき出力電圧を演算する出力電圧演算手段と、前記インバータが前記出力電圧を出力するように前記インバータを制御する電圧指令／ＰＷＭ信号発生手段とを備え、前記二次磁束指令演算手段は、
前記インバータに印加される直流電圧に基づいて前記インバータが発生できる最大電圧を演算する出力電圧最大値演算部と、
前記最大電圧と前記出力電圧の大きさとが一致する二次磁束指令である最大電圧二次磁束指令を演算する最大電圧二次磁束指令演算部と、
前記最大電圧二次磁束指令と予め設定した定格二次磁束指令のうち、小さい方を選択して前記二次磁束指令として出力する低位優先部とを有するものである。

また、本発明に係わる誘導電動機のベクトル制御方法は、インバータを介して誘導電動機を駆動制御するベクトル制御方法であって、
外部からのトルク指令、前記インバータに入力される直流電圧、前記インバータが出力する交流電圧の角周波数であるインバータ角周波数に基づいて、前記インバータが発生できる最大電圧を考慮して前記誘導電動機に対する二次磁束指令を演算するステップと、
前記トルク指令と前記二次磁束指令に基づいて、前記誘導電動機の二次磁束を基準としたｄｑ軸回転座標系上においてｑ軸電流指令およびｄ軸電流指令を生成するステップと、
前記ｑ軸電流指令、前記ｄ軸電流指令および前記誘導電動機の回路定数に基づいて、前記インバータが出力すべき出力電圧を演算するステップと、
前記インバータが前記出力電圧を出力するように前記インバータを制御するステップとを有し、前記二次磁束指令を演算するステップは、さらに、
前記インバータに印加される直流電圧に基づいて前記インバータが発生できる最大電圧を演算するステップと、前記最大電圧と前記出力電圧の大きさとが一致する二次磁束指令である最大電圧二次磁束指令を演算するステップと、前記最大電圧二次磁束指令と予め設定した定格二次磁束指令のうち、小さい方を選択して前記二次磁束指令として出力するステップを有するものである。

また、本発明に係わる誘導電動機の駆動制御装置は、誘導電動機を駆動制御するインバータと、外部からのトルク指令、前記インバータに入力される直流電圧、前記インバータが出力する交流電圧の角周波数であるインバータ角周波数に基づいて、前記インバータが発生できる最大電圧を考慮して前記誘導電動機に対する二次磁束指令を演算する二次磁束指令演算手段と、前記トルク指令と前記二次磁束指令に基づいて、前記誘導電動機の二次磁束を基準としたｄｑ軸回転座標系上においてｑ軸電流指令およびｄ軸電流指令を生成するｑ軸／ｄ軸電流指令生成手段と、前記ｑ軸電流指令、前記ｄ軸電流指令および前記誘導電動機の回路定数に基づいて、前記インバータが出力すべき出力電圧を演算する出力電圧演算手段と、前記インバータが前記出力電圧を出力するように前記インバータを制御する電圧指令／ＰＷＭ信号発生手段とを備え、前記二次磁束指令演算手段は、
前記インバータに印加される直流電圧に基づいて前記インバータが発生できる最大電圧を演算する出力電圧最大値演算部と、前記最大電圧と前記出力電圧の大きさとが一致する二次磁束指令である最大電圧二次磁束指令を演算する最大電圧二次磁束指令演算部と、前記最大電圧二次磁束指令と予め設定した定格二次磁束指令のうち、小さい方を選択して前記二次磁束指令として出力する低位優先部とを有したものである。

本発明によれば、誘導電動機に対する二次磁束指令は、インバータの出力電圧飽和状態に関わらず、フィードフォワード的に生成されるので、二次磁束指令を生成するためにフィードバックループを用いることなく、誘導電動機の低速域から高速域に至る全領域において安定したベクトル制御を行うことができる。

本発明の実施の形態１に係わる誘導電動機のベクトル制御装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態１における二次磁束指令演算部の構成例を示すブロック図である。 実施の形態１における二次磁束指令演算部の内部信号の挙動を説明する図である。 実施の形態１における電圧指令／ＰＷＭ信号生成部の構成例を示すブロック図である。 実施の形態１による誘導電動機のベクトル制御装置の動作を説明するための図である。 実施の形態１におけるシミュレーション波形を示す図である。 実施の形態１におけるトルク応答シミュレーション波形を示す図である。

符号の説明

１：直流電源 ２：リアクトル
３：コンデンサ ４：インバータ
５ａ〜５ｃ：電流検出器 ６：電動機
７：速度検出器 ８：ｑ軸電流指令生成部
９：ｄ軸電流指令生成部 １０、１１：減算器
１２：ｑ軸電流制御器 １３：ｄ軸電流制御器
１４：電圧非干渉演算部 １７、１８：加算器
１９：すべり角周波数指令生成部 ２０：二次抵抗補正部
２１：加算器 ２２：積分器
２３：三相−ｄｑ軸座標変換器 ４０：二次磁束指令演算部
４１：出力電圧最大値演算部 ４２：最大電圧二次磁束指令演算部
４３：スイッチ ４４：低位優先部
５０：電圧指令／ＰＷＭ信号生成部 ５１：変調率演算部
５２：電圧位相角演算部 ５３：掛算器
５４：調整ゲインテーブル ５５：電圧指令演算部
５６：加算器 ５７：多パルスキャリア信号生成部
５８：同期３パルスキャリア信号生成部
５９：スイッチ ６０：パルスモード切替処理部
６１〜６３：比較器 ６４〜６６：反転回路
１００：ベクトル制御装置

以下、図面に基づいて、本発明の一実施の形態について説明する。
なお、各図間において、同一符合は、同一あるいは相当のものであることを表す。
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係わる誘導電動機のベクトル制御装置の構成例を示すブロック図である。
図に示すように、主回路は、直流電源１、高調波電流が電源側に流出するのを抑制するためのリアクトル２とコンデンサ３からなるＬＣフィルタ回路、コンデンサ３の直流電圧Ｅｆｃを任意の周波数の交流電圧に変換するインバータ４、および誘導電動機（以下、単に電動機と称す）６をベクトル制御するベクトル制御装置１００を有している。
インバータ４とベクトル制御装置１００とで、電動機６をベクトル制御により駆動制御する駆動制御装置を構成すると考えることもできる。

ベクトル制御装置１００は、電動機６の回転速度を検出する速度検出器７からの信号、電流を検出する電流検出器５ａ〜５ｃからの信号、コンデンサ３の電圧Ｅｆｃ（即ち、直流電源１からインバータ４へ印加される電圧がコンデンサ３により平滑された直流電圧）が入力されると共に、外部の図示しない制御装置（例えば、システム制御部等）よりトルク指令Ｔｍ＊が入力される構成となっており、電動機６の発生するトルクＴｍがトルク指令Ｔｍ＊と一致するように制御される。
なお、電流検出器は最低２相に設けてあれば、残り１相の電流は演算して算出するこができる。
また、速度検出器７を設けずに、電動機６の回転速度を演算して算出する「速度センサレスベクトル制御方式」も実用化されており、その場合は、速度検出器７は不要となる。
ベクトル制御装置１００は、電動機６の二次磁束軸に一致した軸をｄ軸とし、該ｄ軸に直交する軸をｑ軸と定義されたｄｑ軸回転座標系上で電動機の制御を行うものであって、所謂ベクトル制御を行う構成となっている。

以下に、ベクトル制御装置１００を構成する各要素の構成と動作について説明する。
図1に示すように、ｑ軸電流指令生成部８およびｄ軸電流指令生成部９は、外部の制御装置（図示せず）より入力されるトルク指令Ｔｍ＊、二次磁束指令演算部４０にて生成される二次磁束指令Φ２＊および電動機６の回路定数とから、以下の式（１）、式（２）に基づいて、ｄ軸（励磁分）電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸（トルク分）電流指令Ｉｑ＊を演算する。
Ｉｑ＊ ＝ （Ｔｍ＊／（Φ２＊・ＰＰ））・（Ｌ２／Ｍ） ・・・ （１）
Ｉｄ＊ ＝ Φ２＊／Ｍ＋Ｌ２／（Ｍ・Ｒ２）・ｓΦ２＊ ・・・ （２）
ここで、式（１）、式（２）において、Ｌ２は電動機の二次自己インダクタンスであり、Ｌ２＝Ｍ＋ｌ２で表現される。また、Ｍは相互インダクタンス、ｌ２は二次漏れインダクタンス、ｓは微分演算子、ＰＰは電動機６の極対数、Ｒ２は電動機６の二次抵抗を示す。
なお、二次磁束指令演算部４０は、本発明の中心となる部分であり、詳細な構成と動作については後述する。

次に、すべり角周波数指令生成部１９は、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊、および電動機６の回路定数とから、次の式（３）に基づいて、電動機６に与えるすべり角周波数指令ωｓ＊を演算する。
ωｓ＊ ＝ （Ｉｑ＊／Ｉｄ＊）・（Ｒ２／Ｌ２） ・・・ （３）
ここで、式（３）において、Ｒ２は電動機の二次抵抗である。
二次抵抗補正部２０では、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑの差を比例積分制御することで、次の式（４）に基づいて、二次抵抗誤差補正値ＰＦＳを得る構成としている。
本構成は、電動機６の定数のうち、トルク制御性能に大きな影響を及ぼす「温度による二次抵抗Ｒ２の変化」を補償することを目的とする。
この二次抵抗補正値ＰＦＳは、後述する制御モード２においてのみ、次の式（４）に基づいて出力され、後述する制御モード１においては、ゼロとされる。
ＰＦＳ ＝ （Ｋ３＋Ｋ４／ｓ）・（Ｉｑ＊−Ｉｑ） ・・・ （４）
なお、上記式（４）において、ｓは微分演算子、Ｋ３は比例ゲイン、Ｋ４は積分ゲインであって、比例ゲインＫ３はＩｑ＊とＩｑの偏差に掛かる係数であり、積分ゲインＫ４はＩｑ＊とＩｑの偏差の積分項に掛かる係数である。

式（３）により算出したすべり角周波数指令ωｓ＊、電動機６の軸端に取り付けられた速度検出器７の出力である回転角周波数ωｒおよび二次抵抗補正部２０の出力である二次抵抗補正値ＰＦＳを加算器２１で加えたものを、インバータ４が出力するインバータ角周波数ωとし、このインバータ角周波数ωを積分器２２で積分した結果を座標変換の基本位相角θとして、後述する電圧指令／ＰＷＭ信号生成部５０および三相−ｄｑ軸座標変換器２３に入力する。
三相−ｄｑ軸座標変換器２３では、電流検出器５ａ〜５ｃにより検出されたＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを、次の式（５）に基づいて算出するｄｑ座標上のｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとに変換する。

次に、減算器１０では、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑの差をとり、その結果（即ち、Ｉｑ＊とＩｑの差）を次段のｑ軸電流制御器１２に入力する。
ｑ軸電流制御器１２は、入力された値（即ち、Ｉｑ＊とＩｄの差）を比例積分制御し、ｑ軸電圧補償値ｑｅを出力する。
また、減算器１１では、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｄ軸電流Ｉｄの差をとり、その結果（即ち、Ｉｄ＊とＩｄの差）を次段のｄ軸電流制御器１３に入力する。
ｄ軸電流制御器１３は、入力された値（即ち、Ｉｄ＊とＩｄの差）を比例積分制御し、ｄ軸電圧補償値ｄｅを出力する。
ｑ軸電流誤差ｑｅおよびｄ軸電流誤差ｄｅは、次の式（６）、式（７）で表される。
ｑｅ ＝ （Ｋ１＋Ｋ２／ｓ）・（Ｉｑ＊−Ｉｑ） ・・・ （６）
ｄｅ ＝ （Ｋ１＋Ｋ２／ｓ）・（Ｉｄ＊−Ｉｄ） ・・・ （７）
ここで、式（６）、式（７）において、ｓは微分演算子、Ｋ１は比例ゲイン、Ｋ２は積分ゲインである。
なお、後述するとおり、ｑｅおよびｄｅは、制御モード１（後述する）から制御モード２（後述する）に移行後、徐々にゼロに絞る。

次に、電圧非干渉演算部１４では、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊および電動機６の回路定数とから、次の式（８）および式（９）に基づいて、ｄ軸フィードフォワード電圧Ｅｄ＊およびｑ軸フィードフォワード電圧Ｅｑ＊を演算する。
Ｅｄ＊ ＝ （Ｒ１＋ｓ・Ｌ１・σ）・Ｉｄ＊−ω・Ｌ1・σ・Ｉｑ＊
＋（Ｍ／Ｌ２）・ｓΦ２＊ ・・・ （８）
Ｅｑ＊ ＝ （Ｒ１＋ｓ・Ｌ１・σ）・Ｉｑ＊＋ω・Ｌ1・σ・Ｉｄ＊
＋（ω・Ｍ・Φ２＊）／Ｌ２ ・・・ （９）
ただし、式（８）および式（９）において、σはσ＝１−Ｍ²／（Ｌ１・Ｌ２）で定義される漏れ係数である。
また、Ｒ１は電動機６の一次抵抗、Ｌ１は電動機６の一次自己インダクタンスであり、Ｌ１＝Ｍ＋ｌ１で計算される。
Ｌ２は電動機６の二次自己インダクタンスであり、Ｌ２＝Ｍ＋ｌ２で計算される。
なお、ｌ１は一次漏れインダクタンス、ｌ２は二次漏れインダクタンスである。
式（８）および式（９）で示されるＥｄ＊、Ｅｑ＊は、予め分かっているモータ定数と電流指令（Ｉｑ＊、Ｉｄ＊）から生成されており、フィードバック要素が含まれていないので、フィードフォワード電圧と称している。

次に、加算器１７、１８で、ｑ軸電圧補償値ｑｅとｑ軸フィードフォワード電圧Ｅｑ＊を加算したものをｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とし、ｄ軸電圧補償値ｄｅとｄ軸フィードフォワード電圧Ｅｄ＊を加算したものをｄ軸電圧指令Ｖｄ＊として、それぞれ電圧指令／ＰＷＭ信号生成部５０に入力する。
ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊およびｄ軸電圧指令Ｖｄ＊は、次の式（１０）および式（１１）で表される。
Ｖｑ＊ ＝ Ｅｑ＊＋ｑｅ ・・・ （１０）
Ｖｄ＊ ＝ Ｅｄ＊＋ｄｅ ・・・ （１１）
なお、このときインバータ出力電圧指令ＶＭ＊は、次式（１２）で表される。
ＶＭ＊ ＝ （Ｖｄ＊² ＋ Ｖｑ＊²）^1/2 ・・・ （１２）
ここで、ＶＭ＊は、インバータ出力電圧指令ベクトルの大きさを表している。
なお、電圧非干渉演算部１４、加算器１７、１８が、インバータ４が出力すべき出力電圧を演算する出力電圧演算手段を構成する。

最後に、電圧指令／ＰＷＭ信号生成部５０から、インバータ４のスイッチング素子Ｕ〜Ｚ（図示せず）までのゲート信号が出力される。
なお、インバータ４は、既に公知である電圧型ＰＷＭインバータであり、詳細な構成の説明は割愛するが、一部説明を補足すると、スイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗはインバータ４の上側アームのＵ相、Ｖ相、Ｗ相に配置されるスイッチング素子であり、スイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚはインバータ４の下側アームのＵ相、Ｖ相、Ｗ相に配置されるスイッチング素子である。

次いで、本発明の重要な構成要素である二次磁束指令演算部４０および電圧指令／ＰＷＭ信号生成部５０の構成を説明する。
図２は、本実施の形態における二次磁束指令演算部４０の構成例を示す図である。
図２に示すとおり、二次磁束指令演算部４０には、コンデンサ電圧Ｅｆｃ、トルク指令Ｔｍ＊、インバータ角周波数ω、力行二次磁束指令Φ２Ｐ＊、およびブレーキ二次磁束指令Φ２Ｂ＊が入力される。
出力電圧最大値演算部４１では、コンデンサ電圧Ｅｆｃから、次の式（１３）に基づいてインバータ出力電圧ＶＭの最大値ＶＭｍａｘを算出する。

ここで、ＶＭｍａｘは、コンデンサ電圧Ｅｆｃにおいて、インバータが出力可能な最大電圧であり、インバータ４を、その出力線間電圧波形が１２０度矩形波通電となる１パルスモードで動作させた時の値である。
なお、式（１３）は、前記した非特許文献１にも記載されている式であるが、１２０度通電の矩形波をフーリエ級数展開すれば、基本波成分として得られる。
式（１３）に基づいて算出したインバータ出力電圧ＶＭの最大値ＶＭｍａｘ、トルク指令Ｔｍ＊、インバータ角周波数ω、および電動機６の定数とから、最大電圧二次磁束指令演算部４２において、次の式（１４）に基づいて、インバータ出力電圧ＶＭを最大値ＶＭｍａｘに一致させるために丁度必要となる二次磁束指令Φ２Ｈ＊が算出される。

なお、式（１４）は、本発明を構成するための重要な式であるから、導出過程を間単に以下に説明する。
ｄｑ軸上において、ベクトル制御が成立している状態での電動機６の回路方程式（公知）より、ｄ軸二次磁束の時間変化が緩やかであることを条件に、過渡項を無視すると、電動機６のｄ軸電圧は以下の式（１５）に基づいて、電動機６のｑ軸電圧Ｖｑは以下の式（１６）に基づいて得られる。
Ｖｄ ＝ Ｒ１・Ｉｄ−ω・Ｌ1・σ・Ｉｑ ・・・ （１５）
Ｖｑ ＝ Ｒ１・Ｉｑ＋ω・Ｌ1・σ・Ｉｄ
＋（ω・Ｍ・Φ２＊）／Ｌ２ ・・・ （１６）
ここで、Ｖｄは電動機６のｄ軸電圧、Ｖｑは電動機６のｑ軸電圧である。

また、電動機６の回路方程式（公知）より、次の式（１７）を得る。
−Ｍ・Ｒ２・Ｉｄ＋（Ｒ２＋ｓ・Ｌ２）・Φ２ ＝ ０ ・・・ （１７）
なお、式（１７）において、Φ２は電動機６のｄ軸二次磁束である。
ここで、ｄ軸二次磁束Φ２の変化は緩やかであることを条件に、上式（１７）の過渡項を無視すると、ｄ軸電流Ｉｄとｄ軸二次磁束Φ２の関係式である次式（１８）を得る。
Ｉｄ ＝ Φ２／Ｍ ・・・ （１８）
また、ベクトル制御が成立している場合は、ｑ軸電流ＩｑとトルクＴｍの関係式である次の式（１９）を得る（公知）。
Ｔｍ ＝ （Ｍ／Ｌ２）・Ｉｑ・Φ２ ・・・ （１９）
上式（１９）を変形して、次式（２０）を得る。
Ｉｑ ＝ （Ｔｍ・Ｌ２）／Ｍ² ・・・ （２０）

ｄ軸電流Ｉｄとｄ軸二次磁束Φ２の関係式である式（１８）と、ｑ軸電流ＩｑとトルクＴｍの関係式である式（２０）を、式（１５）、式（１６）に代入すると、電動機６のｄｑ軸電圧として、次の式（２１）、式（２２）を得る。
Ｖｄ ＝ Ｒ１・（Φ２／Ｍ）
−ω・Ｌ１・σ・（Ｔｍ／Ｌ２）／（Φ２・Ｍ） ・・・ （２１）
Ｖｑ ＝ Ｒ１・（Ｔｍ・Ｌ２）／（Φ２・Ｍ）
＋ω・Φ２・Ｌ１／Ｍ ・・・ （２２）
ここで、式（２１）、式（２２）をそれぞれ二乗して加算した値をＶＭ²とすると、次の式（２３）となる。

なお、ＶＭは電動機６の電圧を示すが、電動機６の電圧はインバータ４の出力電圧と等しいので、以下の説明においては、インバータ出力電圧ＶＭと記す。
式（２３）の両辺にΦ２²を掛け整理すると、電動機６のｄ軸二次磁束Φ２についての二次方程式が得られる。
その解を求めると、次式（２４）を得る。

式（２４）は、電動機６のｄ軸二次磁束Φ２と、インバータ出力電圧ＶＭと、インバータ角周波数ωと、電動機６のトルクＴｍと、電動機６の定数（Ｒ１、Ｌ１、Ｌ２、Ｍ）の関係を表していることが分かる。
ここで、インバータ出力電圧ＶＭとして、最大値ＶＭｍａｘを代入すれば、式（２４）は、ＶＭｍａｘにおける電動機６の発生トルクＴｍ、ｄ軸二次磁束Φ２、インバータ角周波数ωの関係を示していることになる。
この関係を制御側で応用するために、更に、式（２４）中のｄ軸二次磁束Φ２を最大電圧二次磁束指令Φ２Ｈ＊に置き換え、更に、トルクＴｍをトルク指令Ｔｍ＊に置き換えると、前掲の式（１４）が得られる。

以上から分かるとおり、式（１４）から得られる最大電圧二次磁束指令Φ２Ｈ＊は、電動機６をトルク指令Ｔｍ＊、インバータ角周波数ωで運転している条件において、インバータ出力電圧ＶＭをインバータが出力可能な最大値ＶＭｍａｘに一致させるために、丁度必要となる二次磁束指令であることが分かる。
言い換えると、最大電圧二次磁束指令Φ２Ｈ＊を使用してベクトル制御装置１００で演算されたインバータ出力電圧指令ＶＭ＊は、インバータ出力電圧ＶＭをインバータが出力可能な最大値ＶＭｍａｘに一致させるために丁度必要な値となり、インバータ出力電圧指令ＶＭ＊がインバータが出力可能な最大値ＶＭｍａｘを逸脱することはない。

なお、電動機６が起動し、インバータの出力電圧が飽和するまでは、電動機６に一定の定格二次磁束を印加するのが一般的である。
定格二次磁束は、電動機６の鉄芯が磁気飽和しない条件で、極力大きく確保するのが一般的である。
この最適値は、電動機６の力行時と回生時で異なるため、図２に示すとおり、力行時は力行定格二次磁束指令Φ２Ｐ＊、回生時は回生定格二次磁束指令Φ２Ｂ＊をスイッチ４３で切り替えて使用し、スイッチ４３の出力を定格二次磁束指令Φ２Ｃ＊とする。
なお、力行定格二次磁束指令Φ２Ｐ＊と回生定格二次磁束指令Φ２Ｂ＊は、上述の条件で任意に決定しても良いが、前掲の式（１３）のＥｆｃに公称直流電圧（一般の電鉄では、例えば１５００Ｖ）を代入して算出したインバータ出力電圧ＶＭの最大値ＶＭｍａｘと、トルク指令Ｔｍ＊の定格値と、電気車の車両性能で規定される電動機の基底周波数と等しいインバータ角周波数ωと、電動機６の定数とを、前掲の式（１４）に代入してオフラインで演算して求めておき、事前にベクトル制御装置１００にセットしておくことも可能である。このようにすればベクトル制御装置１００の定数設計が容易になる。

次いで、低位優先部４４にて、最大電圧二次磁束指令Φ２Ｈ＊と定格二次磁束指令Φ２Ｃ＊のうち小さいほうを選択し、最終的にベクトル制御に使用する二次磁束指令Φ２＊を生成する。
このように構成した二次磁束指令演算部４０の内部信号の挙動を以下に説明する。
図３は、本発明の実施の形態における二次磁束指令演算部４０の内部信号の挙動を説明する図である。
図３に示すように、ベクトル制御に使用される二次磁束指令Φ２＊は、インバータが出力電圧飽和に至る（図３のＳより左の領域）までは、定格二次磁束指令Φ２Ｃ＊が選択され、インバータの出力電圧飽和域（図３のＳより右の領域）では、最大電圧二次磁束指令Φ２Ｈ＊が選択される。
このように動作するので、インバータの出力電圧飽和領域において、インバータ出力電圧ＶＭを最大値ＶＭｍａｘに一致させるために丁度必要な二次磁束指令Φ２＊が、リアルタイムに得られる。
即ち、二次磁束指令Φ２＊は、フィードバック要素のない前掲の式（１４）の演算式に基づいてモータ定数と既知量から時間遅れなしに瞬時に定まるので、必要な二次磁束指令Φ２＊がフィードフォワード的にリアルタイムに得られる。

次に、電圧指令／ＰＷＭ信号生成部５０の構成を説明する。
図４は、本実施の形態における電圧指令／ＰＷＭ信号生成部５０の構成例を示す図である。
図４に示すとおり、変調率演算部５１、電圧位相角演算部５２にて、式（１２）に示したインバータ出力電圧指令ＶＭ＊と式（１３）に示したインバータ出力電圧ＶＭの最大値ＶＭｍａｘ、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とから、それぞれ変調率ＰＭＦ、電圧位相角ＴＨＶを算出する。
変調率演算部５１、電圧位相角演算部５２では、それぞれ次式（２５）、（２６）の演算を行う。

電圧位相角ＴＨＶは、加算器５６により基本位相角θとの和をとり、制御位相角θ１として電圧指令演算部５５、同期３パルスキャリア信号生成部５８に入力される。
変調率ＰＭＦは、インバータ出力電圧指令ＶＭ＊を、インバータが出力可能な最大電圧ＶＭｍａｘ（前掲の式（１３）で定義）に対する割合で示したものであり、ＰＭＦ＝１．０の場合は、インバータ出力電圧指令ＶＭ＊は、インバータ出力電圧の最大値ＶＭｍａｘと等しくなることを示している。

変調率ＰＭＦに、掛算器５３で調整ゲインテーブル５４の出力を掛けた値を電圧指令振幅ＰＭＦＭとし、電圧指令演算部５５に入力する。
調整ゲインテーブル５４は、多パルスＰＷＭモードおよび同期３パルスＰＷＭモードにおいて、変調率ＰＭＦに対するインバータ出力電圧ＶＭの関係が異なるのを補正するためのものであり、概略は以下の通りである。
多パルスＰＷＭモードでは、インバータ４が歪なく出力可能な最大電圧（実効値）は、０．６１２・Ｅｆｃとなるが、同期３パルスＰＷＭモードでは、０．７７９７・Ｅｆｃとなる。
即ち、多パルスＰＷＭモードでは、同期３パルスＰＷＭモードと比較して、変調率ＰＭＦに対するインバータの出力電圧は1／１．２７４となる。
この差を打ち消すために、多パルスＰＷＭモードでは、変調率ＰＭＦを１．２７４倍し、電圧指令振幅ＰＭＦＭとして電圧指令演算部５５に入力している。
電圧指令演算部５５では、変調率ＰＭＦと制御位相角θ１とから、次の式（２７）〜式（２９）に示す演算式でＵ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊を生成する。

Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊は、比較器６１〜６３でキャリア信号ＣＡＲと大小比較され、ゲート信号Ｕ、Ｖ、Ｗ、反転回路６４〜６６を介してゲート信号Ｘ、Ｙ、Ｚが生成される。
キャリア信号ＣＡＲは、パルスモード切替処理部６０により多パルスキャリア信号生成部５７で生成する多パルス（一般には１ｋＨｚ前後）キャリア信号Ａ、同期３パルスキャリア信号生成部５８で生成する同期３パルスキャリア信号Ｂ、１パルスモードで選択されるゼロ値Ｃがスイッチ５９により選択された信号である。
なお、パルスモード切替処理部６０は、変調率ＰＭＦと制御位相角θ１に応じて、変調率ＰＭＦが低い領域（０．７８５以下）では非同期キャリアＡ側、変調率ＰＭＦが０．７８５〜１．０未満では同期３パルスキャリアＢ側、変調率ＰＭＦが１．０に達するとゼロ値Ｃ側にスイッチ５９を切り替える動作をする。

このように構成することで、変調率ＰＭＦが１．０、即ち、インバータ出力電圧ＶＭが最大値ＶＭｍａｘと等しくなるタイミングで、パルスモードを１パルスモードに切り替えることが可能となる。
なお、以上に示した各演算式はマイコンでＳ／Ｗ処理されるのが一般的であるが、マイコンの演算負荷を軽減する等の目的で演算精度（ビット数）を落として演算させた場合、インバータ出力電圧ＶＭが最大値ＶＭｍａｘとなるタイミングで、変調率ＰＭＦが正確に１．０に到達せず、それ以下の、例えば０．９９９・・・等となる場合もある。
この場合、変調率ＰＭＦが０．９５以上であれば、パルスモードを１パルスモードに切り替えても若干の電圧ジャンプが生じるものの実用は可能である。

図５は、本実施の形態において、インバータ角周波数ωと、変調率ＰＭＦ、パルスモードの遷移、制御パルスモードを切り替えるためのスイッチ５９の動作、制御モードの遷移を説明するための図である。
図５に示すとおり、電気車が低速時、すなわちインバータ角周波数ωが低いときは変調率ＰＭＦは小さく、パルスモードは多パルスＰＷＭモードであり、スイッチ５９はＡ（図４参照）が選択されている。
また、制御モードは制御モード１となっており、ｑ軸電流制御器１２、ｄ軸電流制御器１３が上式（６）、（７）に従って動作している。
電気車の速度が増加し、変調率ＰＭＦが０．７８５以上となると、多パルスＰＷＭモードでは出力電圧が飽和するので、スイッチ５９をＢに切り替え、パルスモードを同期３パルスＰＷＭモードとする。
ここで、同期３パルスモードは、変調率ＰＭＦが０．７８５以上の電圧を出力させるために必要なモードである。
なお、多パルスＰＷＭモードでは、過変調（公知技術）を使用しないかぎり変調率ＰＭＦが０．７８５以上の電圧を出力させることは不可能である。

また、制御モードは制御モード２を選択し、ｑ軸電流制御器１２とｄ軸電流制御器１３の演算は停止して、出力はゼロに絞られる。
出力をゼロに絞る理由は、同期３パルスＰＷＭモードでは、インバータ出力電圧半周期中のパルス数が多パルスＰＷＭモードでの１０以上から３に減少するので、制御遅れが増加し、ｑ軸電流制御器１２とｄ軸電流制御器１３の演算を継続させておくと不安定となる懸念があるためであり、ｑ軸電流制御器１２とｄ軸電流制御器１３の演算は停止する。
制御モード２では、二次抵抗補正部２０が動作を開始し、式（４）に基づいて二次抵抗補正値ＰＦＳが演算される。

更に、電気車の速度が増加し、変調率ＰＭＦが１．０となると、スイッチ５９をＣに切り替えてパルスモードを１パルスモードに切り替える。制御モードは引き続き制御モード２である。
電気車が回生ブレーキを掛けて減速する場合については図示しないが、上記と逆の順番でパルスモードが１パルスモードから同期３パルスＰＷＭモード、多パルスＰＷＭモードへと遷移し、スイッチ５９がＣ、Ｂ、Ａ（図４参照）へと切り替わり、制御モードが制御モード２から制御モード１へと遷移する。

図６は、本実施の形態におけるシミュレーション波形を示す図である。
図６は、コンデンサ電圧Ｅｆｃ＝１５００Ｖの条件において、時間０．８（ｓ）付近でトルク指令Ｔｍ＊を立ち上げ、電動機６を力行加速させた場合を示している。
時間０．８（ｓ）〜３．５（ｓ）付近までは、多パルスＰＷＭモードおよび制御モード１が選択され、二次磁束指令Φ２＊は、定格二次磁束Φ２Ｃ＊が選択され、電動機６は一定磁束で励磁されている。
このため、電動機の加速に比例してｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とｄ軸電圧指令Ｖｄ＊の大きさが増加するので、インバータ出力電圧指令ＶＭ＊も増加し、これに伴い変調率ＰＭＦも増加し、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊が増加してゆく。電動機６のトルクＴｍはＴｍ＊に安定して追従し、加速している。

次に、時間３．５（ｓ）付近で同期３パルスモードに切り替えられ、制御モード２に切り替わる。
二次磁束指令Φ２＊は、定格二次磁束Φ２Ｃ＊のままで、電動機６は一定磁束で励磁されている。
このため、引き続き、電動機６の加速に比例してｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とｄ軸電圧指令Ｖｄ＊の大きさが増加するので、インバータ出力電圧指令ＶＭ＊も増加し、これに伴い変調率ＰＭＦも増加し、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊が増加してゆく。
なお、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊の振幅が同期３パルスＰＷＭモードへの切り替え直後に減少しているが、これは、前述のとおり、多パルスＰＷＭモードにおいて、調整ゲインテーブル５４により１．２７４倍されていた電圧指令振幅ＰＭＦＭが、１．０倍に切り替わるためである。
電動機６のトルクＴｍはＴｍ＊に安定して追従し、加速している。
なお、時間３．５（ｓ）付近からしばらくの間、トルクＴｍにリプルが見られるが、これは同期３パルスＰＷＭモードではパルス数が少ないために電動機６の電流リプルが大きくなるからであるが、慣性の大きな電気車を駆動する場合は問題とならない。トルクＴｍの平均値はトルク指令Ｔｍ＊に一致しており、安定に制御されている。

次に、時間４．６（ｓ）付近にて、インバータ出力電圧が飽和すると同時に、二次磁束指令演算部４０（図１参照）によって、二次磁束指令Φ２＊として、式（１４）に基づいて演算される最大電圧二次磁束指令Φ２Ｈ＊が選択される。
そのため、変調率ＰＭＦは１．０で固定となり、インバータ出力電圧指令ＶＭ＊はインバータが出力可能な最大電圧ＶＭｍａｘ（この場合、ＶＭｍａｘは、式（１３）にＥｆｃ＝１５００Ｖを代入して、おおよそ１１７０Ｖとなる）に固定される。
トルク指令Ｔｍ＊は、電動機６を定出力運転するために回転数に反比例して絞っているが、電動機６のトルクＴｍは、Ｔｍ＊に追従して安定に加速していることが分かる。

図７は、本実施の形態におけるトルク応答シミュレーション波形を示す図である。
図７は、図６における１パルスモード領域（時間５．３（ｓ）〜５．９（ｓ）の区間）において、トルク指令Ｔｍ＊をステップ状に減少、増加させたときの電動機６のトルクＴｍの応答波形である。
図７に示すとおり、時定数１０ｍｓ以下の高速応答が得られており、インバータの電圧飽和領域における１パルスモードにおいても、ベクトル制御による高速なトルク制御が実現できていることが分かる。
また、コンデンサ電圧Ｅｆｃが変化した場合においても、それに応じた二次磁束指令Φ２＊が算出されることは、式（１３）、（１４）より明らかであり、この場合においても安定に制御が可能である。

このように、本実施の形態によれば、インバータの電圧飽和領域において、トルク指令Ｔｍ＊やコンデンサ電圧Ｅｆｃの変動によらず、インバータ出力電圧指令ＶＭ＊をインバータが出力可能な最大電圧ＶＭｍａｘに常に一致させることを可能とする二次磁束指令Φ２＊を、フィードフォワード的にリアルタイムに演算式から算出できる。
従って、インバータ出力電圧指令ＶＭ＊がインバータの出力可能な最大電圧ＶＭｍａｘを逸脱することを原理上無くし、且つ磁束補正制御器等のフィードバックループの追加を不要として制御定数の設定を不要とした電圧飽和領域のベクトル制御方法を得ることが可能となる。
更に、多パルスＰＷＭモードから同期３パルスＰＷＭモードを経て変調率ＰＭＦが１．０になるタイミング、即ち、インバータ出力電圧が最大値ＶＭｍａｘとなるタイミングで、パルスモードを１パルスモードに切り替えることが可能となる。
これにより、低速域での多パルスＰＷＭモードからインバータの出力電圧飽和領域である中高速域での１パルスモードに至る全領域において、安定なベクトル制御が可能な誘導電動機のベクトル制御装置を得ることが可能となる。

なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
この実施の形態では、多パルスモードではｑ軸電流制御器およびｄ軸電流制御器を動作させ、３パルス以下のモードではｑ軸電流制御器およびｄ軸電流制御器を停止して、ｑ軸電流指令とｑ軸電流の偏差からインバータ角周波数を補正する二次抵抗補正部を動作させた。
パルスモードによらずｑ軸電流制御器およびｄ軸電流制御器を動作させたり、ｑ軸電流制御器およびｄ軸電流制御器を備えずに、パルスモードによらずに二次抵抗補正部を動作させたり、ｑ軸電流制御器、ｄ軸電流制御器および二次抵抗補正部の何れも備えなかったりなどしても、二次磁束指令を求めるための磁束補正制御などのフィードバック制御を用いることなく、インバータが出力可能な最大電圧を超えるような二次磁束指令を発生させなくすることができるという効果がある。
更に、本明細書では、電鉄分野への電力変換装置を考慮して発明内容の説明を実施しているが、適用分野はこれに限られるものではなく、自動車、エレベータ、電力システム等、種々の関連分野への応用が可能であることも言うまでもない。

以上説明したように、本発明による誘導電動機のベクトル制御装置は、インバータ（４）を介して誘導電動機（６）を駆動制御するベクトル制御装置であって、外部からのトルク指令、インバータに入力される直流電圧、インバータが出力する交流電圧の角周波数であるインバータ角周波数に基づいて、インバータ（４）が発生できる最大電圧を考慮して誘導電動機（６）に対する二次磁束指令を演算する二次磁束指令演算手段（４０）と、トルク指令と二次磁束指令に基づいて、誘導電動機（６）の二次磁束を基準としたｄｑ軸回転座標系上においてｑ軸電流指令およびｄ軸電流指令を生成するｑ軸／ｄ軸電流指令生成手段（８，９）と、ｑ軸電流指令、ｄ軸電流指令および誘導電動機（６）の回路定数に基づいて、インバータ（４）が出力すべき出力電圧を演算する出力電圧演算手段（電圧非干渉演算部１４、加算器１７、加算器１８で構成）と、インバータ（４）が前記出力電圧を出力するようにインバータ（４）を制御する電圧指令／ＰＷＭ信号発生手段（５０）とを備え、前記二次磁束指令演算手段（４０）は、前記インバータ（４）に印加される直流電圧に基づいて前記インバータ（４）が発生できる最大電圧を演算する出力電圧最大値演算部（４１）と、前記最大電圧と前記出力電圧の大きさとが一致する二次磁束指令である最大電圧二次磁束指令を演算する最大電圧二次磁束指令演算部（４２）と、前記最大電圧二次磁束指令と予め設定した定格二次磁束指令のうち、小さい方を選択して前記二次磁束指令として出力する低位優先部（４４）とを有する。
従って、誘導電動機に対する二次磁束指令は、インバータの出力電圧飽和状態に関わらず、フィードフォワード的に生成されるので、フィードバックループを用いることなく、誘導電動機の低速域から高速域に至る全領域において安定したベクトル制御を行うことができる。更に、インバータが電圧飽和領域になった場合にも、最大電圧二次磁束指令によりインバータが出力可能な最大電圧と一致したインバータ出力電圧指令を発生することができると共に、インバータ出力電圧指令に応じて定格二次磁束指令と最大電圧二次磁束指令を自動的に切り替えることができる。

また、本発明による誘導電動機のベクトル制御装置の最大電圧二次磁束指令演算部（４２）は、トルク指令、インバータ角周波数に基づいて最大電圧二次磁束指令を演算する。
トルク指令およびインバータ角周波数は既知であり、フィードバック要素も含まれないので、最大電圧二次磁束指令を、容易に、また瞬時に演算できる。

また、本発明による誘導電動機のベクトル制御装置では、最大電圧二次磁束指令は、前掲の式（１４）により演算される。
最大電圧二次磁束指令は、フィードバック要素のない式（１４）の演算式に基づいて一意に決定されるので、フィードバックループを有する場合に比べて、フィードバックループ内の制御定数の調整が不要であり、最大電圧二次磁束指令を、容易に、また瞬時に演算できる。

また、本発明による誘導電動機のベクトル制御装置では、定格二次磁束指令は、誘導電動機（６）が力行時に適用する値と、回生時に適用する値の少なくとも２種類を有し、誘導電動機（６）の運転状態により切り替え可能な構成としている。
従って、力行時と回生時で誘導電動機に対する最適な定格二次磁束指令が異なる場合であっても、最適な定格二次磁束指令を適用して誘導電動機を制御することが可能となる。

また、本発明による誘導電動機のベクトル制御装置では、定格二次磁束指令は、前掲の式（１４）の演算式を用いて予め演算して設定された値であるので、モータ定数から最適な定格二次磁束指令を容易に算出できる。

また、本発明による誘導電動機のベクトル制御装置では、二次磁束指令とトルク指令に基づいて演算されたインバータ（４）の変調率に応じて、インバータ（４）のパルスモードを切り替える。
従って、二次磁束指令とインバータ周波数に応じて変化するインバータ出力電圧指令に応じて、実際のインバータの出力電圧基本波成分を連続的に変化させることが可能である。

また、本発明による誘導電動機のベクトル制御装置では、二次磁束指令に基づいて演算されたインバータ（４）の変調率が０．９５以上では、インバータ（４）を１パルスモードで動作させる。
従って、インバータの出力電圧を、その最大値まで連続的に遷移させることが可能となる。

また、本発明による誘導電動機のベクトル制御装置では、誘導電動機（６）に流れる電流を計測する電流検出器（５ａ〜５ｃ）と、該電流検出器（５ａ〜５ｃ）で検出された電流をｄｑ軸回転座標系上の値であるｑ軸電流とｄ軸電流に変換する三相−ｄｑ軸座標変換器（２３）と、ｑ軸電流指令とｑ軸電流との偏差を小さくするように動作するｑ軸電流制御手段（１２）と、ｄ軸電流指令とｄ軸電流との偏差を小さくするように動作するｄ軸電流制御手段（１３）とを備え、ｑ軸電流制御手段（１２）とｄ軸電流制御手段（１３）の出力を出力電圧演算手段（電圧非干渉演算部１４、加算器１７、加算器１８で構成）が利用して前記出力電圧を演算し、インバータ（４）が発生する半周期中のパルス数が３以下である場合に、ｑ軸電流制御手段（１２）とｄ軸電流制御手段（１３）の演算を停止させるので、ベクトル制御の安定性を確保することが可能となる。

また、本発明による誘導電動機のベクトル制御装置では、インバータ（４）が発生する半周期中のパルス数が３以下である場合に、ｑ軸電流指令とｑ軸電流との偏差によりインバータ角周波数を補正するので、トルク制御精度を確保（即ち、トルク指令と実際のトルクとの誤差を最小化）することが可能となる。

また、本発明による誘導電動機のベクトル制御装置は、電気車の電動機制御装置に適用されるので、低速からインバータが出力電圧飽和する高速まで電気車を安定に駆動できるベクトル制御系が得られ、また、インバータの損失を最小限とし、インバータの小型軽量化を可能とする電気車に好適な誘導電動機のベクトル制御装置が得られる。

また、本発明に係わる誘導電動機のベクトル制御方法は、インバータ（４）を介して誘導電動機（６）を駆動制御するベクトル制御方法であって、
外部からのトルク指令、前記インバータ（４）に入力される直流電圧、インバータ（４）が出力する交流電圧の角周波数であるインバータ角周波数に基づいて、インバータ（４）が発生できる最大電圧を考慮して誘導電動機（６）に対する二次磁束指令を演算するステップと、トルク指令と二次磁束指令に基づいて、誘導電動機の二次磁束を基準としたｄｑ軸回転座標系上においてｑ軸電流指令およびｄ軸電流指令を生成するステップと、ｑ軸電流指令、ｄ軸電流指令および誘導電動機の回路定数に基づいて、インバータ（４）が出力すべき出力電圧を演算するステップと、インバータ（４）が前記出力電圧を出力するようにインバータ（４）を制御するステップとを有し、二次磁束指令を演算するステップは、さらに、インバータ（４）に印加される直流電圧に基づいてインバータ（４）が発生できる最大電圧を演算するステップと、前記最大電圧と前記出力電圧の大きさとが一致する二次磁束指令である最大電圧二次磁束指令を演算するステップと、最大電圧二次磁束指令と予め設定した定格二次磁束指令のうち、小さい方を選択して二次磁束指令として出力するステップを有する。
従って、誘導電動機に対する二次磁束指令は、インバータの出力電圧飽和状態に関わらず、フィードフォワード的に生成されるので、フィードバックループを用いることなく、誘導電動機の低速域から高速域に至る全領域において安定したベクトル制御を行うことができると共に、更に、インバータが電圧飽和領域になった場合にも、最大電圧二次磁束指令によりインバータが出力可能な最大電圧と一致したインバータ出力電圧指令を発生することができ、インバータ出力電圧指令に応じて定格二次磁束指令と最大電圧二次磁束指令を自動的に切り替えることが可能なベクトル制御方法を提供できる。

また、本発明による誘導電動機の駆動制御装置は、誘導電動機（６）を駆動制御するインバータ（４）と、外部からのトルク指令、インバータ（４）に入力される直流電圧、インバータ（４）が出力する交流電圧の角周波数であるインバータ角周波数に基づいて、インバータ（４）が発生できる最大電圧を考慮して誘導電動機（６）に対する二次磁束指令を演算する二次磁束指令演算手段（４０）と、トルク指令と二次磁束指令に基づいて、誘導電動機（６）の二次磁束を基準としたｄｑ軸回転座標系上においてｑ軸電流指令およびｄ軸電流指令を生成するｑ軸／ｄ軸電流指令生成手段（８，９）と、ｑ軸電流指令、ｄ軸電流指令および誘導電動機（６）の回路定数に基づいて、インバータ（４）が出力すべき出力電圧を演算する出力電圧演算手段（電圧非干渉演算部１４）と、インバータ（４）が前記出力電圧を出力するようにインバータ（４）を制御する電圧指令／ＰＷＭ信号発生手段（５０）とを備え、二次磁束指令演算手段（４０）は、インバータ（４）に印加される直流電圧に基づいてインバータ（４）が発生できる最大電圧を演算する出力電圧最大値演算部（４１）と、前記最大電圧と前記出力電圧の大きさとが一致する二次磁束指令である最大電圧二次磁束指令を演算する最大電圧二次磁束指令演算部（４２）と、最大電圧二次磁束指令と予め設定した定格二次磁束指令のうち、小さい方を選択して二次磁束指令として出力する低位優先部（４４）とを有する。
従って、二次磁束指令生成のためにフィードバックループを用いることなく、低速域から高速域に至る全領域において誘導電動機を安定に駆動制御できると共に、インバータが電圧飽和領域になった場合にも、最大電圧二次磁束指令によりインバータが出力可能な最大電圧と一致したインバータ出力電圧指令を発生することができ、インバータ出力電圧指令に応じて定格二次磁束指令と最大電圧二次磁束指令を自動的に切り替えることができる誘導電動機の駆動制御装置を得ることができる。

この発明は、二次磁束指令を生成するためにフィードバックループを用いることなく、誘導電動機の低速域から高速域に至る全領域において安定したベクトル制御を行うことができる誘導電動機のベクトル制御装置の実現に有用である。

Claims (12)

1. インバータを介して誘導電動機を駆動制御するベクトル制御装置であって、
   外部からのトルク指令、前記インバータに入力される直流電圧、前記インバータが出力する交流電圧の角周波数であるインバータ角周波数に基づいて、前記インバータが発生できる最大電圧を考慮して前記誘導電動機に対する二次磁束指令を演算する二次磁束指令演算手段と、
   前記トルク指令と前記二次磁束指令に基づいて、前記誘導電動機の二次磁束を基準としたｄｑ軸回転座標系上においてｑ軸電流指令およびｄ軸電流指令を生成するｑ軸／ｄ軸電流指令生成手段と、
   前記ｑ軸電流指令、前記ｄ軸電流指令および前記誘導電動機の回路定数に基づいて、前記インバータが出力すべき出力電圧を演算する出力電圧演算手段と、
   前記インバータが前記出力電圧を出力するように前記インバータを制御する電圧指令／ＰＷＭ信号発生手段とを備え、
   前記二次磁束指令演算手段は、
   前記インバータに印加される直流電圧に基づいて前記インバータが発生できる最大電圧を演算する出力電圧最大値演算部と、
   前記最大電圧と前記出力電圧の大きさとが一致する二次磁束指令である最大電圧二次磁束指令を演算する最大電圧二次磁束指令演算部と、
   前記最大電圧二次磁束指令と予め設定した定格二次磁束指令のうち、小さい方を選択して前記二次磁束指令として出力する低位優先部とを有することを特徴とする誘導電動機のベクトル制御装置。
2. 前記最大電圧二次磁束指令演算部は、前記トルク指令、前記インバータ角周波数に基づいて前記最大電圧二次磁束指令を演算することを特徴とする請求項１に記載の誘導電動機のベクトル制御装置。
3. 前記最大電圧二次磁束指令は、以下の式により演算されることを特徴する請求項１に記載の誘導電動機のベクトル制御装置。
   

   
4. 前記定格二次磁束指令は、前記誘導電動機が力行時に適用する値と、回生時に適用する値の少なくとも２種類を有し、前記誘導電動機の運転状態により切り替え可能な構成としたことを特徴する請求項１に記載の誘導電動機のベクトル制御装置。
5. 前記定格二次磁束指令は、前記演算式を用いて予め演算して設定された値であることを特徴する請求項３に記載の誘導電動機のベクトル制御装置。
6. 前記二次磁束指令と前記トルク指令に基づいて演算された前記インバータの変調率に応じて、前記インバータのパルスモードを切り替えることを特徴とする請求項１に記載の誘導電動機のベクトル制御装置。
7. 前記誘導電動機に流れる電流を計測する電流検出器と、該電流検出器で検出された電流をｄｑ軸回転座標系上の値であるｑ軸電流とｄ軸電流に変換する三相−ｄｑ 軸座標変換器と、前記ｑ軸電流指令とｑ軸電流との偏差を小さくするように動作するｑ軸電流制御手段と、前記ｄ軸電流指令とｄ軸電流との偏差を小さくするように動作するｄ軸電流制御手段とを備え、
   前記ｑ軸電流制御手段と前記ｄ軸電流制御手段の出力を前記出力電圧演算手段が利用して前記出力電圧を演算し、
   前記インバータが発生する半周期中のパルス数が３以下である場合に、前記ｑ軸電流制御手段と前記ｄ軸電流制御手段の演算を停止させることを特徴とする請求項１に記載の誘導電動機のベクトル制御装置。
8. 前記インバータが発生する半周期中のパルス数が３以下である場合に、前記ｑ軸電流指令とｑ軸電流との偏差により前記インバータ角周波数を補正することを特徴とする請求項７に記載の誘導電動機のベクトル制御装置。
9. 前記二次磁束指令に基づいて演算された前記インバータの変調率が０．９５以上では、前記インバータを１パルスモードで動作させることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の誘導電動機のベクトル制御装置。
10. 電気車の電動機制御装置に適用されることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の誘導電動機のベクトル制御装置。
11. インバータを介して誘導電動機を駆動制御するベクトル制御方法であって、
    外部からのトルク指令、前記インバータに入力される直流電圧、前記インバータが出力する交流電圧の角周波数であるインバータ角周波数に基づいて、前記インバータが発生できる最大電圧を考慮して前記誘導電動機に対する二次磁束指令を演算するステップと、
    前記トルク指令と前記二次磁束指令に基づいて、前記誘導電動機の二次磁束を基準としたｄｑ軸回転座標系上においてｑ軸電流指令およびｄ軸電流指令を生成するステップと、
    前記ｑ軸電流指令、前記ｄ軸電流指令および前記誘導電動機の回路定数に基づいて、前記インバータが出力すべき出力電圧を演算するステップと、
    前記インバータが前記出力電圧を出力するように前記インバータを制御するステップとを有し、
    前記二次磁束指令を演算するステップは、さらに、
    前記インバータに印加される直流電圧に基づいて前記インバータが発生できる最大電圧を演算するステップと、
    前記最大電圧と前記出力電圧の大きさとが一致する二次磁束指令である最大電圧二次磁束指令を演算するステップと、
    前記最大電圧二次磁束指令と予め設定した定格二次磁束指令のうち、小さい方を選択して前記二次磁束指令として出力するステップを有することを特徴とする誘導電動機のベクトル制御方法。
12. 誘導電動機を駆動制御するインバータと、
    外部からのトルク指令、前記インバータに入力される直流電圧、前記インバータが出力する交流電圧の角周波数であるインバータ角周波数に基づいて、前記インバータが発生できる最大電圧を考慮して前記誘導電動機に対する二次磁束指令を演算する二次磁束指令演算手段と、
    前記トルク指令と前記二次磁束指令に基づいて、前記誘導電動機の二次磁束を基準としたｄｑ軸回転座標系上においてｑ軸電流指令およびｄ軸電流指令を生成するｑ軸／ｄ軸電流指令生成手段と、
    前記ｑ軸電流指令、前記ｄ軸電流指令および前記誘導電動機の回路定数に基づいて、前記インバータが出力すべき出力電圧を演算する出力電圧演算手段と、
    前記インバータが前記出力電圧を出力するように前記インバータを制御する電圧指令／ＰＷＭ信号発生手段とを備え、
    前記二次磁束指令演算手段は、
    前記インバータに印加される直流電圧に基づいて前記インバータが発生できる最大電圧を演算する出力電圧最大値演算部と、
    前記最大電圧と前記出力電圧の大きさとが一致する二次磁束指令である最大電圧二次磁束指令を演算する最大電圧二次磁束指令演算部と、
    前記最大電圧二次磁束指令と予め設定した定格二次磁束指令のうち、小さい方を選択して前記二次磁束指令として出力する低位優先部とを有することを特徴とする誘導電動機の駆動制御装置。

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