JP3302565B2 - 電圧形インバータのｐｗｍ制御装置 - Google Patents
電圧形インバータのｐｗｍ制御装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電気鉄道分野等におい
て、モータを駆動する制御電源として使用される電圧形
インバータのＰＷＭ制御装置に関し、特に本発明は、ト
ルクリプルを１パルスモードに対応するトルクリプルの
範囲に限定することができる電圧形インバータのＰＷＭ
制御装置に関する。
て、モータを駆動する制御電源として使用される電圧形
インバータのＰＷＭ制御装置に関し、特に本発明は、ト
ルクリプルを１パルスモードに対応するトルクリプルの
範囲に限定することができる電圧形インバータのＰＷＭ
制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図２は電圧形インバータの回路構成を示
す図である。図２において８は直流電圧電源、９は直流
リアクトル、１０はコンデンサで、その両端Ｐ及びＮは
直流電圧電源８のそれぞれ正端子、負端子に接続されて
いる。１１ｓｕ１、１１ｓｕ２、１２ｓｖ１、１２ｓｖ
２及び１３ｓｗ１、１３ｓｗ２は正端子Ｐと負端子Ｎと
の間にそれぞれ直列接続されたＵ、Ｖ、Ｗ相の主スイチ
ング素子群であり、それぞれがこの順に１１Ｄｕ１、１
１Ｄｕ２、１２Ｄｖ１、１２Ｄｖ２及び１３Ｄｗ１、１
３Ｄｗ２で示される逆並列ダイオードを備える。
す図である。図２において８は直流電圧電源、９は直流
リアクトル、１０はコンデンサで、その両端Ｐ及びＮは
直流電圧電源８のそれぞれ正端子、負端子に接続されて
いる。１１ｓｕ１、１１ｓｕ２、１２ｓｖ１、１２ｓｖ
２及び１３ｓｗ１、１３ｓｗ２は正端子Ｐと負端子Ｎと
の間にそれぞれ直列接続されたＵ、Ｖ、Ｗ相の主スイチ
ング素子群であり、それぞれがこの順に１１Ｄｕ１、１
１Ｄｕ２、１２Ｄｖ１、１２Ｄｖ２及び１３Ｄｗ１、１
３Ｄｗ２で示される逆並列ダイオードを備える。
【０００３】Ｕ、Ｖ、Ｗ各相端子の電位は２種類の電圧
レベル＋Ｅ、０を出力する。図３（ａ）のように誘導機
固定子上に複素座標系を定義して、下式（１）にしたが
って電圧ベクトルを定義する。なお、下記式（１）にお
いて、Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗはＵ、Ｖ、Ｗ各相端子の電圧で
ある。
レベル＋Ｅ、０を出力する。図３（ａ）のように誘導機
固定子上に複素座標系を定義して、下式（１）にしたが
って電圧ベクトルを定義する。なお、下記式（１）にお
いて、Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗはＵ、Ｖ、Ｗ各相端子の電圧で
ある。
【０００４】
【数１】
【０００５】従って、図２に示した電圧形インバータに
おいては、２3 ＝８とおりのスイッチング状態で、８種
類の離散的な電圧ベクトルが出力可能である。図３
（ａ）は上記８種類の電圧ベクトルを示す図であり、ベ
クトルＶ０（０００），Ｖ７（１１１）はゼロベクトル
である。また、１は電圧レベル＋Ｅ，０は電圧レベル０
であり、例えば、ベクトルＶ１（１１０）はＵ相，Ｖ相
が電圧レベル＋Ｅ，Ｗ相が電圧レベル０を意味してい
る。
おいては、２3 ＝８とおりのスイッチング状態で、８種
類の離散的な電圧ベクトルが出力可能である。図３
（ａ）は上記８種類の電圧ベクトルを示す図であり、ベ
クトルＶ０（０００），Ｖ７（１１１）はゼロベクトル
である。また、１は電圧レベル＋Ｅ，０は電圧レベル０
であり、例えば、ベクトルＶ１（１１０）はＵ相，Ｖ相
が電圧レベル＋Ｅ，Ｗ相が電圧レベル０を意味してい
る。
【０００６】図２の示した電圧形インバータを上記電圧
ベクトルで制御するには、指令電圧ベクトルＶと隣接し
たベクトルのうちいくつのベクトルを選択して、その合
成ベクトルが指令ベクトルＶと一致するように制御す
る。ここで、モータの一次側の抵抗を無視すれば、磁束
ベクトルλは次の式（２）で定義される。
ベクトルで制御するには、指令電圧ベクトルＶと隣接し
たベクトルのうちいくつのベクトルを選択して、その合
成ベクトルが指令ベクトルＶと一致するように制御す
る。ここで、モータの一次側の抵抗を無視すれば、磁束
ベクトルλは次の式（２）で定義される。
【０００７】
【数２】
【０００８】図３（ｂ）は磁束ベクトルの一つ例を示
す。円周はモータの入力電圧が正弦波の場合に対応する
磁束ベクトル軌跡λ１であり、理想状態の磁束ベクトル
と呼ぶ。λ１は図３（ｂ）に示したように半径が｜Ｖ｜
／ω１の円軌跡で表される。ただし、｜Ｖ｜は指令ベク
トルＶの大きさ、ω１はインバータの出力角周波数であ
る。
す。円周はモータの入力電圧が正弦波の場合に対応する
磁束ベクトル軌跡λ１であり、理想状態の磁束ベクトル
と呼ぶ。λ１は図３（ｂ）に示したように半径が｜Ｖ｜
／ω１の円軌跡で表される。ただし、｜Ｖ｜は指令ベク
トルＶの大きさ、ω１はインバータの出力角周波数であ
る。
【０００９】図４は上記図３（ｂ）の一部を示してお
り、同図の折れ線λは従来の三角波キャリアＰＷＭ制御
方法と等価な電圧ベクトル出力配列を持つソフトウェア
ＰＷＭ制御方法により出力される磁束ベクトルを表し、
その磁束ベクトル軌跡が半径｜Ｖ｜／ω１の近似円軌跡
となるように、電圧ベクトルを出力する。円軌跡上にゼ
ロベクトル（Ｖ０、Ｖ７）が配置され、配置されるゼロ
ベクトルの個数はインバータの出力周波数とキャリア周
波数との関係で決まる。
り、同図の折れ線λは従来の三角波キャリアＰＷＭ制御
方法と等価な電圧ベクトル出力配列を持つソフトウェア
ＰＷＭ制御方法により出力される磁束ベクトルを表し、
その磁束ベクトル軌跡が半径｜Ｖ｜／ω１の近似円軌跡
となるように、電圧ベクトルを出力する。円軌跡上にゼ
ロベクトル（Ｖ０、Ｖ７）が配置され、配置されるゼロ
ベクトルの個数はインバータの出力周波数とキャリア周
波数との関係で決まる。
【００１０】従来のＰＷＭ制御方法において、三角波キ
ャリアの半周期Ｔｃに対応する磁束ベクトル区間は図４
に示したように弧ＡＢで表せる。同図は、隣接する二つ
の電圧ベクトルで挟む６０°（∠ＡＯＧ）の領域を奇数
Ｎ＝３で分けた場合を示し、後述するようにインバータ
の出力周波数ｆ１とキャリア周波数ｆｓの関係をｍ＝ｆ
ｓ／ｆ１としたとき（以下、ｍをパルスモードとい
う）、ｍ＝９の場合を示している。
ャリアの半周期Ｔｃに対応する磁束ベクトル区間は図４
に示したように弧ＡＢで表せる。同図は、隣接する二つ
の電圧ベクトルで挟む６０°（∠ＡＯＧ）の領域を奇数
Ｎ＝３で分けた場合を示し、後述するようにインバータ
の出力周波数ｆ１とキャリア周波数ｆｓの関係をｍ＝ｆ
ｓ／ｆ１としたとき（以下、ｍをパルスモードとい
う）、ｍ＝９の場合を示している。
【００１１】図４に示す一つ分割区間において、ゼロベ
クトルＶ０から次のゼロベクトルＶ７までの区間におい
て次のようなスイッチングパターンが出力される。
クトルＶ０から次のゼロベクトルＶ７までの区間におい
て次のようなスイッチングパターンが出力される。
【００１２】一つ分割区間（弧ＡＢ）に対して、各ベク
トルの長さ、即ち、各ベクトルＶ１，Ｖ６を出力する時
間Ｔ１，Ｔ６は図４の三角形の辺と角度との関係から下
記の式（３）（４）により求められる。式（３）、
（４）において、｜Ｖ｜は指令電圧ベクトルＶの大き
さ、｜Ｖ１｜，｜Ｖ６｜はインバータの出力電圧ベクト
ルの大きさをそれぞれ表わす。各ベクトルが出力される
時間Ｔ１，Ｔ６は電圧指令ベクトルＶの大きさにより変
化する。また、図４の場合にθは磁束ベクトルが円周方
向に回転する角度と関係あり、下式（５）で表現でき
る。
トルの長さ、即ち、各ベクトルＶ１，Ｖ６を出力する時
間Ｔ１，Ｔ６は図４の三角形の辺と角度との関係から下
記の式（３）（４）により求められる。式（３）、
（４）において、｜Ｖ｜は指令電圧ベクトルＶの大き
さ、｜Ｖ１｜，｜Ｖ６｜はインバータの出力電圧ベクト
ルの大きさをそれぞれ表わす。各ベクトルが出力される
時間Ｔ１，Ｔ６は電圧指令ベクトルＶの大きさにより変
化する。また、図４の場合にθは磁束ベクトルが円周方
向に回転する角度と関係あり、下式（５）で表現でき
る。
【００１３】残る時間がゼロベクトルＶ０及びＶ７の出
力時間Ｔ０，Ｔ７であり、それらの時間を等分に分ける
とすると、下式（６）によって計算される。
力時間Ｔ０，Ｔ７であり、それらの時間を等分に分ける
とすると、下式（６）によって計算される。
【００１４】
【数３】
【００１５】以上のように計算した時間で各電圧ベクト
ルを出力すれば、磁束ベクトルを近似的に円軌跡とする
ＰＷＭが実現できる。
ルを出力すれば、磁束ベクトルを近似的に円軌跡とする
ＰＷＭが実現できる。
【００１６】電気鉄道応用の場合における従来の技術と
しては、高速領域でのインバータのＰＷＭ制御ではイン
バータの電圧利用率を高めるため１パルスモードで動作
させる。中速領域でのインバータＰＷＭ制御では、ＧＴ
Ｏのスイッチング周波数を低くするため同期変調方式と
する。キャリア周波数をｆｓ、パルスモードをｍとする
と、ｆｓは下式（７）で表される。
しては、高速領域でのインバータのＰＷＭ制御ではイン
バータの電圧利用率を高めるため１パルスモードで動作
させる。中速領域でのインバータＰＷＭ制御では、ＧＴ
Ｏのスイッチング周波数を低くするため同期変調方式と
する。キャリア周波数をｆｓ、パルスモードをｍとする
と、ｆｓは下式（７）で表される。
【００１７】
【数４】
【００１８】式（７）において、ｆ１はインバータ出力
基本波周波数である。ｆｓを高くすることは半導体素子
のスイッチング性能や回路損失の増加等による限界があ
るため、ｆ１が高くなるとｍを小さくする必要がある。
また、ｍは任意の値がとれるわけではなく、３相電圧を
バランスさせると共に偶数高調波成分を発生させないた
めに、ｍが３の奇数倍で切り替えることが必要である。
即ち、パルスモードｍに関して下記のような制限があ
る。 正弦波変調：ｍ＝１，３，９，１５，２１・・・・
基本波周波数である。ｆｓを高くすることは半導体素子
のスイッチング性能や回路損失の増加等による限界があ
るため、ｆ１が高くなるとｍを小さくする必要がある。
また、ｍは任意の値がとれるわけではなく、３相電圧を
バランスさせると共に偶数高調波成分を発生させないた
めに、ｍが３の奇数倍で切り替えることが必要である。
即ち、パルスモードｍに関して下記のような制限があ
る。 正弦波変調：ｍ＝１，３，９，１５，２１・・・・
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】従来の三角波キャリア
ＰＷＭ制御法において、パルスモードｍを切り換える方
法では、パルスモードｍによって図５に示したようにト
ルクリプルが非常に大きくなる場合がある。図５（ａ）
（ｂ）（ｃ）はそれぞれ、２７パルスモード、５パルス
モード、１パルスモードにおける電流波形とトルク波形
を示しており、横軸は時間、縦軸は電流、トルクであ
る。なお、同図（ａ）は電圧２１５Ｖ、電流２３０Ａ、
トルク２１２ｋｇ・ｍ、周波数８Ｈｚ、滑り２８．５
％、パルスモード２７、（ｂ）は電圧８５５Ｖ、電流１
７０Ａ、トルク１８３ｋｇ・ｍ、周波数３４Ｈｚ、滑り
４．６％、パルスモード５、（ｃ）は電圧１１００Ｖ、
電流１４８Ａ、トルク１６１ｋｇ・ｍ、周波数４８Ｈ
ｚ、滑り３．１％、パルスモード１の場合を示してい
る。
ＰＷＭ制御法において、パルスモードｍを切り換える方
法では、パルスモードｍによって図５に示したようにト
ルクリプルが非常に大きくなる場合がある。図５（ａ）
（ｂ）（ｃ）はそれぞれ、２７パルスモード、５パルス
モード、１パルスモードにおける電流波形とトルク波形
を示しており、横軸は時間、縦軸は電流、トルクであ
る。なお、同図（ａ）は電圧２１５Ｖ、電流２３０Ａ、
トルク２１２ｋｇ・ｍ、周波数８Ｈｚ、滑り２８．５
％、パルスモード２７、（ｂ）は電圧８５５Ｖ、電流１
７０Ａ、トルク１８３ｋｇ・ｍ、周波数３４Ｈｚ、滑り
４．６％、パルスモード５、（ｃ）は電圧１１００Ｖ、
電流１４８Ａ、トルク１６１ｋｇ・ｍ、周波数４８Ｈ
ｚ、滑り３．１％、パルスモード１の場合を示してい
る。
【００２０】図５によれば、同図（ｃ）の１パルスモー
ドに対応するトルクリプルは１９％であり、これに対し
て、同図（ｂ）の５パルスモードと同図（ａ）の２７パ
ルスモードに対応するトルクリプルはそれぞれ５０％と
２９％である。すなわち、パルスモードｍによってはト
ルクリプルが大きくなる場合があり、これによる騒音や
粘着性能低下などの問題になる。
ドに対応するトルクリプルは１９％であり、これに対し
て、同図（ｂ）の５パルスモードと同図（ａ）の２７パ
ルスモードに対応するトルクリプルはそれぞれ５０％と
２９％である。すなわち、パルスモードｍによってはト
ルクリプルが大きくなる場合があり、これによる騒音や
粘着性能低下などの問題になる。
【００２１】本発明は上記した従来技術の問題点を解決
するためになされたものであって、インバータの変調率
あるいは周波数に応じてパルスモードｍのパターンを決
めることにより、トルクリプルを一定値以下に限定する
ことができ、騒音、粘着性能を改善することができる電
圧形インバータの制御装置を提供することを目的とす
る。
するためになされたものであって、インバータの変調率
あるいは周波数に応じてパルスモードｍのパターンを決
めることにより、トルクリプルを一定値以下に限定する
ことができ、騒音、粘着性能を改善することができる電
圧形インバータの制御装置を提供することを目的とす
る。
【００２２】
【課題を解決するための手段】まず、本発明の原理を説
明する。なお、本発明は前記図２に示したようにＩＧＢ
Ｔのような高周波スイッチング素子により構成されるイ
ンバータを対象とする。即ち、キャリア周波数が十分高
くできると仮定する。磁束ベクトルλの位置、即ち、磁
束ベクトルλが存在する磁束ベクトル区間番号ｎ（図３
（ｂ））は、磁束ベクトルλの定義及び指令ベクトルＶ
の回転角∠Ｖによって下式（８）で判断できる。インバ
ータの変調率ａは下式（９）で計算できる。Ｖ／ｆ１一
定制御のインバータにおいて、電圧指令Ｖとインバータ
の周波数ｆ１との間に式（１０）のような関係があり、
式（１０）からインバータの周波数ｆ１が求められる。
ただし、式（１０）において、Ｃは常数である。
明する。なお、本発明は前記図２に示したようにＩＧＢ
Ｔのような高周波スイッチング素子により構成されるイ
ンバータを対象とする。即ち、キャリア周波数が十分高
くできると仮定する。磁束ベクトルλの位置、即ち、磁
束ベクトルλが存在する磁束ベクトル区間番号ｎ（図３
（ｂ））は、磁束ベクトルλの定義及び指令ベクトルＶ
の回転角∠Ｖによって下式（８）で判断できる。インバ
ータの変調率ａは下式（９）で計算できる。Ｖ／ｆ１一
定制御のインバータにおいて、電圧指令Ｖとインバータ
の周波数ｆ１との間に式（１０）のような関係があり、
式（１０）からインバータの周波数ｆ１が求められる。
ただし、式（１０）において、Ｃは常数である。
【００２３】
【数５】
【００２４】図６に示したように実際の磁束ベクトル軌
跡λは理想状態の磁束ベクトルλ１と違う回転速度で回
転するので、ベクトル偏差が生じる。この偏差が図６に
示すように回転方向の偏差Δθと半径方向の偏差ΔＲに
分けられ、半径方向の偏差ΔＲより回転方向の偏差Δθ
のほうがトルクリプルにとっての影響が大きいと考えら
れる。磁束ベクトルの半径方向の偏差ΔＲを無視すると
トルクリプルは下式（１１）で表せる。
跡λは理想状態の磁束ベクトルλ１と違う回転速度で回
転するので、ベクトル偏差が生じる。この偏差が図６に
示すように回転方向の偏差Δθと半径方向の偏差ΔＲに
分けられ、半径方向の偏差ΔＲより回転方向の偏差Δθ
のほうがトルクリプルにとっての影響が大きいと考えら
れる。磁束ベクトルの半径方向の偏差ΔＲを無視すると
トルクリプルは下式（１１）で表せる。
【００２５】
【数６】
【００２６】式（１１）においてΔＴはトルクの変動量
であり、Ｔは平均トルク、Ｋθはモータの常数で決まる
パラメータである。式（１１）よりトルクリプルの最大
値ΔＴｍａｘ／Ｔは式（１２）のように磁束ベクトルの
回転方向の偏差の最大値Δθｍａｘで表せる。
であり、Ｔは平均トルク、Ｋθはモータの常数で決まる
パラメータである。式（１１）よりトルクリプルの最大
値ΔＴｍａｘ／Ｔは式（１２）のように磁束ベクトルの
回転方向の偏差の最大値Δθｍａｘで表せる。
【００２７】図４において、前記したように隣接する二
つの電圧ベクトルで挟む６０゜（∠ＡＯＧ）の領域を奇
数Ｎで分けると、パルスモードｍとの間に式（１３）の
ような関係がある。なお、図４は前記したようにＮ＝
３，ｍ＝９，即ち、９パルスモードを示した。
つの電圧ベクトルで挟む６０゜（∠ＡＯＧ）の領域を奇
数Ｎで分けると、パルスモードｍとの間に式（１３）の
ような関係がある。なお、図４は前記したようにＮ＝
３，ｍ＝９，即ち、９パルスモードを示した。
【００２８】
【数７】
【００２９】Δθｍａｘはゼロベクトル出力時に発生す
ると考えられるので、下式（１４）で表現できる。式
（１４）において、ａはインバータの変調率、ｍはパル
スモードである。図７はＶ／ｆ１一定制御のインバータ
において、インバータ周波数ｆ１を０〜５０Ｈｚで変化
させたときのΔθｍａｘの値を、式（１４）を用いてパ
ルスモードｍをパラメータとして計算したものである。
ただし、図７の横軸はインバータの電圧変調率ａとイン
バータの周波数ｆ１である。
ると考えられるので、下式（１４）で表現できる。式
（１４）において、ａはインバータの変調率、ｍはパル
スモードである。図７はＶ／ｆ１一定制御のインバータ
において、インバータ周波数ｆ１を０〜５０Ｈｚで変化
させたときのΔθｍａｘの値を、式（１４）を用いてパ
ルスモードｍをパラメータとして計算したものである。
ただし、図７の横軸はインバータの電圧変調率ａとイン
バータの周波数ｆ１である。
【００３０】
【数８】
【００３１】図７において、水平な線Ｌは１パルスモー
ドにおけるトルクリプルに対応するΔθｍａｘの値であ
り、すべてのパルスモードｍにおけるトルクリプルの値
をこの範囲以下に制限しようという目標値を表すもので
ある。この水平な線Ｌと、各パルスモードｍの分枝との
交点の横座標が、パルスモードｍを切り換えるべきイン
バータの周波数ｆ１及びそのときの変調率ａを表してい
る。インバータの周波数ｆ１の上昇または下降に応じ
て、パルスモードｍの分枝と直線Ｌとの交点において次
々にパルスモードｍを変えていけば、１パルスモードの
トルクリプルを越えないようにＰＷＭ波形を生成するこ
とができる。図８（ａ）の太い線は以上の手順を図示し
たものである。
ドにおけるトルクリプルに対応するΔθｍａｘの値であ
り、すべてのパルスモードｍにおけるトルクリプルの値
をこの範囲以下に制限しようという目標値を表すもので
ある。この水平な線Ｌと、各パルスモードｍの分枝との
交点の横座標が、パルスモードｍを切り換えるべきイン
バータの周波数ｆ１及びそのときの変調率ａを表してい
る。インバータの周波数ｆ１の上昇または下降に応じ
て、パルスモードｍの分枝と直線Ｌとの交点において次
々にパルスモードｍを変えていけば、１パルスモードの
トルクリプルを越えないようにＰＷＭ波形を生成するこ
とができる。図８（ａ）の太い線は以上の手順を図示し
たものである。
【００３２】ただし、同図において、点線は従来のパル
スモードｍの決定方法によるトルクリプル（△Ｔｍａｘ
／Ｔ）とパルスモードｍ、インバータの周波数ｆ１或い
は変調率ａとの関係の例を示した。図８（ｂ）は図８
（ａ）に対応するキャリア周波数ｆｓの特性を示す図で
ある。
スモードｍの決定方法によるトルクリプル（△Ｔｍａｘ
／Ｔ）とパルスモードｍ、インバータの周波数ｆ１或い
は変調率ａとの関係の例を示した。図８（ｂ）は図８
（ａ）に対応するキャリア周波数ｆｓの特性を示す図で
ある。
【００３３】また、パルスモードｍ切換時、インバータ
出力電圧変動をできるだけ小さくする必要がある。な
お、パルスモードｍを切り換える方法は周知であるの
で、ここでは説明を省略する。この時出力される各電圧
ベクトルの長さ、即ち、各ベクトルの出力時間は従来と
同様に式（３）、（４）、（５）、（６）によって計算
される。このようにして、モータのトルクリプルを１パ
ルスモードに対応するトルクリプルの範囲に限定するＰ
ＷＭ波形を生成することができる。
出力電圧変動をできるだけ小さくする必要がある。な
お、パルスモードｍを切り換える方法は周知であるの
で、ここでは説明を省略する。この時出力される各電圧
ベクトルの長さ、即ち、各ベクトルの出力時間は従来と
同様に式（３）、（４）、（５）、（６）によって計算
される。このようにして、モータのトルクリプルを１パ
ルスモードに対応するトルクリプルの範囲に限定するＰ
ＷＭ波形を生成することができる。
【００３４】図１は本発明の機能ブロック図であり、本
発明は、次のようにして前記課題を解決する。図１にお
いて、トルクベクトル制御から電圧指令ベクトルＶが入
力されるものとする。即ち、図３（ｂ）に示したように
Ａ１〜Ａ６に区分けされた各区間について、トルクベク
トル制御手段は電流検知による検出された電圧形インバ
ータ６の出力電流と、速度検知による検出された負荷モ
ータ７の回転速度に基づき上記各区間における指令ベク
トルＶを求める。なお、上記指令ベクトルＶの算出方法
は周知であるので、ここでは説明を省略する。
発明は、次のようにして前記課題を解決する。図１にお
いて、トルクベクトル制御から電圧指令ベクトルＶが入
力されるものとする。即ち、図３（ｂ）に示したように
Ａ１〜Ａ６に区分けされた各区間について、トルクベク
トル制御手段は電流検知による検出された電圧形インバ
ータ６の出力電流と、速度検知による検出された負荷モ
ータ７の回転速度に基づき上記各区間における指令ベク
トルＶを求める。なお、上記指令ベクトルＶの算出方法
は周知であるので、ここでは説明を省略する。
【００３５】手段１は与えられた電圧指令ベクトルＶの
回転角∠Ｖによって指令ベクトルＶの位置、即ち、図３
（ｂ）の区間Ａ１〜Ａ６のどの区間にあるかを前記式
（８）により判断し、電圧指令ベクトルＶを生成するた
めのインバータの電圧ベクトルの出力順序を決める。手
段２は与えられた電圧指令ベクトルＶによって前記式
（９）、（１０）でインバータの変調率ａとインバータ
の周波数ｆ１を計算する。
回転角∠Ｖによって指令ベクトルＶの位置、即ち、図３
（ｂ）の区間Ａ１〜Ａ６のどの区間にあるかを前記式
（８）により判断し、電圧指令ベクトルＶを生成するた
めのインバータの電圧ベクトルの出力順序を決める。手
段２は与えられた電圧指令ベクトルＶによって前記式
（９）、（１０）でインバータの変調率ａとインバータ
の周波数ｆ１を計算する。
【００３６】手段３は記憶手段であり、パルスモードｍ
を切り換えるインバータの変調率ａ或いは周波数ｆ１が
記憶される。すなわち、前記図４〜図８で説明したよう
に、理想状態の磁束ベクトル軌跡λ１（円周）と実際の
磁束ベクトルλ（折れ線）の回転方向成分の偏差によっ
て仮定した複数のパルスモードｍにおけるトルクリプル
を計算し、所望のトルクリプル制限値と各パルスモード
ｍのトルクリプルの計算結果から、あらかじめ、オフラ
インでパルスモードｍを切り換えるインバータの変調率
ａ或いは周波数ｆ１を求め、結果を記憶手段３に記憶す
る。
を切り換えるインバータの変調率ａ或いは周波数ｆ１が
記憶される。すなわち、前記図４〜図８で説明したよう
に、理想状態の磁束ベクトル軌跡λ１（円周）と実際の
磁束ベクトルλ（折れ線）の回転方向成分の偏差によっ
て仮定した複数のパルスモードｍにおけるトルクリプル
を計算し、所望のトルクリプル制限値と各パルスモード
ｍのトルクリプルの計算結果から、あらかじめ、オフラ
インでパルスモードｍを切り換えるインバータの変調率
ａ或いは周波数ｆ１を求め、結果を記憶手段３に記憶す
る。
【００３７】手段４は第２の手段による計算したインバ
ータの変調率ａ或いは周波数ｆ１に応じて、上記手段３
に記憶したデータを参照しパルスモードｍを決める。手
段５は第４の手段による決定された各パルスモードｍに
おける電圧ベクトルの出力時間を式（３）、（４）、
（５）、（６）により計算する。上記手段による求めた
電圧ベクトルの出力時間に応じて、指令ベクトルＶの位
置による決まったベクトル発信順序で電圧形インバータ
６に与えられ、電圧形インバータ６が制御され、負荷モ
ータ７が駆動される。
ータの変調率ａ或いは周波数ｆ１に応じて、上記手段３
に記憶したデータを参照しパルスモードｍを決める。手
段５は第４の手段による決定された各パルスモードｍに
おける電圧ベクトルの出力時間を式（３）、（４）、
（５）、（６）により計算する。上記手段による求めた
電圧ベクトルの出力時間に応じて、指令ベクトルＶの位
置による決まったベクトル発信順序で電圧形インバータ
６に与えられ、電圧形インバータ６が制御され、負荷モ
ータ７が駆動される。
【００３８】本発明は上記のように、トルクリプルが所
望の制限値内となるインバータの変調率ａ或いは周波数
ｆ１を求めて記憶しておき、記憶されたデータを参照し
てパルスモードｍを定めて各電圧ベクトルの出力時間を
計算しているので、モータのトルクリプルをモータ運転
の領域において１パルスモードに対応トルクリプルより
小さくして運転でき、電磁騒音の低減および粘着特性の
改善を図ることができる。
望の制限値内となるインバータの変調率ａ或いは周波数
ｆ１を求めて記憶しておき、記憶されたデータを参照し
てパルスモードｍを定めて各電圧ベクトルの出力時間を
計算しているので、モータのトルクリプルをモータ運転
の領域において１パルスモードに対応トルクリプルより
小さくして運転でき、電磁騒音の低減および粘着特性の
改善を図ることができる。
【００３９】
【発明の実施の形態】図９は本発明の実施例の制御装置
の構成を示す図である。同図において、８、９は前記図
２に示した直流電源及び直流リアクトルであり、１０は
入力コンデンサ、１１、１２、１３は前記図２に示した
３相ブリッジインバータ、７は負荷モータである。ま
た、１４は負荷電流検出器、１５はモータ速度検出器で
ある。
の構成を示す図である。同図において、８、９は前記図
２に示した直流電源及び直流リアクトルであり、１０は
入力コンデンサ、１１、１２、１３は前記図２に示した
３相ブリッジインバータ、７は負荷モータである。ま
た、１４は負荷電流検出器、１５はモータ速度検出器で
ある。
【００４０】１６はデイジタルシグナル・プロセッサ
（以下、ＤＳＰと略記する）、１７は本発明に係わる処
理を行うマイクロ・コンピュータ（以下、ＭＣと略記す
る）である。
（以下、ＤＳＰと略記する）、１７は本発明に係わる処
理を行うマイクロ・コンピュータ（以下、ＭＣと略記す
る）である。
【００４１】図９において、ＤＳＰ１６はモータ７の動
作指令及び負荷電流検出器１４により検出された負荷電
流、モータ速度検出器１５により検出されたモータの回
転速度によってトルクベクトル制御のための電圧指令ベ
クトルＶを生成する。なお、電圧指令ベクトルＶを生成
する処理は周知であるのでここでの説明は省略する（必
要なら例えば、本出願人が先に出願した特開平６−２４
５５８８号公報、特願平７−１４７４６１号等を参照さ
れたい）。
作指令及び負荷電流検出器１４により検出された負荷電
流、モータ速度検出器１５により検出されたモータの回
転速度によってトルクベクトル制御のための電圧指令ベ
クトルＶを生成する。なお、電圧指令ベクトルＶを生成
する処理は周知であるのでここでの説明は省略する（必
要なら例えば、本出願人が先に出願した特開平６−２４
５５８８号公報、特願平７−１４７４６１号等を参照さ
れたい）。
【００４２】ＭＣ１７は、あらかじめ、前記した図８
（ａ）に示したパルスモードｍのパターンを求めて、そ
の結果を図示しないメモリに記憶する。
（ａ）に示したパルスモードｍのパターンを求めて、そ
の結果を図示しないメモリに記憶する。
【００４３】また、ＤＳＰ１６は図示しないＤＰーＲＡ
Ｍを介して上記電圧指令ベクトルＶをＭＣ１７へ伝送す
る。ＭＣ１７はその電圧指令ベクトルＶを受け取って、
前記したように、指令ベクトルＶの位置を判断し、イン
バータの変調率ａ及び周波数ｆ１を求める。インバータ
の周波数ｆ１によってメモリに記憶されたパルスモード
ｍのパターンからパルスモードｍを決定し、最後に、各
ベクトルの出力時間を計算し、図示しないゲート回路を
介して、電圧形インバータ１１，１２，１３のスイッチ
ング素子を駆動する。
Ｍを介して上記電圧指令ベクトルＶをＭＣ１７へ伝送す
る。ＭＣ１７はその電圧指令ベクトルＶを受け取って、
前記したように、指令ベクトルＶの位置を判断し、イン
バータの変調率ａ及び周波数ｆ１を求める。インバータ
の周波数ｆ１によってメモリに記憶されたパルスモード
ｍのパターンからパルスモードｍを決定し、最後に、各
ベクトルの出力時間を計算し、図示しないゲート回路を
介して、電圧形インバータ１１，１２，１３のスイッチ
ング素子を駆動する。
【００４４】図１０は図９に示したＭＣ１７における処
理を示すフローチャートであり、同図によりＭＣ１７に
おける処理を説明する。ＭＣ１７は、前記したように、
複数のパルスモードｍにおけるトルクリプルを前記式
（１４）により求め、所望のトルクリプル制限値と各パ
ルスモードｍのトルクリプルの計算結果から、あらかじ
め、オフラインでパルスモードｍを切り換えるインバー
タの変調率ａ或いは周波数ｆ１を求め、結果を図示しな
いメモリに記憶しておく（ステップＳ１，Ｓ２）。
理を示すフローチャートであり、同図によりＭＣ１７に
おける処理を説明する。ＭＣ１７は、前記したように、
複数のパルスモードｍにおけるトルクリプルを前記式
（１４）により求め、所望のトルクリプル制限値と各パ
ルスモードｍのトルクリプルの計算結果から、あらかじ
め、オフラインでパルスモードｍを切り換えるインバー
タの変調率ａ或いは周波数ｆ１を求め、結果を図示しな
いメモリに記憶しておく（ステップＳ１，Ｓ２）。
【００４５】ステップＳ３において、ＤＳＰ１６から電
圧指令ベクトルを受け取ると、ＭＣ１７は、前記式
（８）により、指令ベクトルＶの回転角∠Ｖに基づき指
令ベクトルＶが存在する磁束ベクトルの区間を判断し
（ステップＳ４）、前記式（９）（１０）により、指令
ベクトルの長さ｜Ｖ｜に基づきインバータの変調率ａと
周波数ｆ１を計算する。
圧指令ベクトルを受け取ると、ＭＣ１７は、前記式
（８）により、指令ベクトルＶの回転角∠Ｖに基づき指
令ベクトルＶが存在する磁束ベクトルの区間を判断し
（ステップＳ４）、前記式（９）（１０）により、指令
ベクトルの長さ｜Ｖ｜に基づきインバータの変調率ａと
周波数ｆ１を計算する。
【００４６】ステップＳ６において、上記ステップＳ５
で求めたインバータの周波数ｆ１に応じて、ステップＳ
２でメモリに記憶したデータを参照し、トルクリプルを
所定の範囲内にするパルスモードｍを決定し、ステップ
Ｓ７において、前記式（３）〜（６）により各ベクトル
の出力時間を計算する。上記のようにして求めた各ベク
トルの出力時間に応じて、電圧形インバータ１１，１
２，１３のスイッチング素子が駆動される。
で求めたインバータの周波数ｆ１に応じて、ステップＳ
２でメモリに記憶したデータを参照し、トルクリプルを
所定の範囲内にするパルスモードｍを決定し、ステップ
Ｓ７において、前記式（３）〜（６）により各ベクトル
の出力時間を計算する。上記のようにして求めた各ベク
トルの出力時間に応じて、電圧形インバータ１１，１
２，１３のスイッチング素子が駆動される。
【００４７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は磁束ベク
トルＰＷＭ制御により誘導電動機駆動するに際し、トル
クリプルが所望の制限値内となるインバータの変調率ａ
或いは周波数ｆ１を求めて記憶しておき、記憶されたデ
ータを参照してパルスモードｍを定めて各電圧ベクトル
の出力時間を計算しているので、トルクリプルを一定値
以下に限定して運転でき、騒音の低減、粘着性能を改善
することができる。
トルＰＷＭ制御により誘導電動機駆動するに際し、トル
クリプルが所望の制限値内となるインバータの変調率ａ
或いは周波数ｆ１を求めて記憶しておき、記憶されたデ
ータを参照してパルスモードｍを定めて各電圧ベクトル
の出力時間を計算しているので、トルクリプルを一定値
以下に限定して運転でき、騒音の低減、粘着性能を改善
することができる。
【図１】本発明の機能ブロック図である。
【図２】本発明の適用対象となるＩＧＢＴ電圧インバー
タの回路構成を示す図である。
タの回路構成を示す図である。
【図３】空間電圧ベクトル及び磁束ベクトルを示す図で
ある。
ある。
【図４】磁束ベクトルＰＷＭ制御（Ｎ＝３、ｍ＝９の場
合）を説明する図である。
合）を説明する図である。
【図５】従来のＰＷＭ制御におけるパルスモードｍとト
ルクリプルの例を示す図である。
ルクリプルの例を示す図である。
【図６】磁束ベクトルＰＷＭ方法において、半径方向の
偏差ΔＲと回転方向の偏差Δθを示す図である。
偏差ΔＲと回転方向の偏差Δθを示す図である。
【図７】磁束ベクトルの回転方向の偏差の最大値（Δθ
ｍａｘ）、また、トルクリプルの最大値（ΔＴｍａｘ／
Ｔ）、パルスモードｍ、変調率ａと周波数ｆ１との関係
を示す図である。
ｍａｘ）、また、トルクリプルの最大値（ΔＴｍａｘ／
Ｔ）、パルスモードｍ、変調率ａと周波数ｆ１との関係
を示す図である。
【図８】トルクリプルを限定したパルスモードパターン
と、それに対応するキャリア周波数特性を示す図であ
る。
と、それに対応するキャリア周波数特性を示す図であ
る。
【図９】本発明の実施例の制御装置の構成を示す図であ
る。
る。
【図１０】本発明の実施例の処理フローを示す図であ
る。
る。
１ 指令Ｖが存在する区間を判断する手段 ２ 出力周波数ｆ１或いは変調率を計算する手段 ３ 変調率ａ或いは周波数ｆ１を記憶する手段 ４ パルスモードを決定する手段 ５ 各ベクトルの出力時間を計算する手段 ６ 電圧形インバータ ７ 負荷モータ ８ 直流電圧電源 ９ 直流リアクトル １０ コンデンサ １１，１２，１３ 主スイッチング素子群 １４ 負荷電流検出器 １５ モータ速度検出器 １６ デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ） １７ マイクロコンピュータ（ＭＣ） Ｖ 指令ベクトル Ｖｘ インバータの出力電圧ベクトル（ｘ＝０〜７） λ 実際の磁束ベクトル λ１ 理想状態の磁束ベクトル ｜Ｖ｜ ベクトルの長さ Ｔｃ 制御周期、磁束ベクトルの一つ分割区間に対応
する時間 Ｔｘ ベクトルＶｘの出力時間 ｎ 分けられた磁束ベクトル区間番号（ｎ＝１〜
６） ω１ インバータの出力角周波数 ｆ１ インバータの出力周波数 ｆｓ キャリア周波数 ａ インバータの変調率 ｍ パルスモード Ｎ ６０゜磁束区間の分けられる数 Ｔ 平均トルク ΔＴ トルクの変動量 Δθ 磁束ベクトルの回転方向の偏差 ΔＲ 磁束ベクトルの半径方向の偏差 Δθｍａｘ トルクリプルの最大値に対応する磁束ベク
トルの半径方向の偏差 Ｋθ モータの常数に関するパラメータ
する時間 Ｔｘ ベクトルＶｘの出力時間 ｎ 分けられた磁束ベクトル区間番号（ｎ＝１〜
６） ω１ インバータの出力角周波数 ｆ１ インバータの出力周波数 ｆｓ キャリア周波数 ａ インバータの変調率 ｍ パルスモード Ｎ ６０゜磁束区間の分けられる数 Ｔ 平均トルク ΔＴ トルクの変動量 Δθ 磁束ベクトルの回転方向の偏差 ΔＲ 磁束ベクトルの半径方向の偏差 Δθｍａｘ トルクリプルの最大値に対応する磁束ベク
トルの半径方向の偏差 Ｋθ モータの常数に関するパラメータ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−79770（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−302766（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00 H02M 7/42 - 7/98 B60L 1/00 - 3/12 B60L 7/00 - 13/00 B60L 15/00 - 15/42
Claims (1)
- 【請求項１】 電圧形インバータによる誘導機駆動系に
おいて、誘導機固定子座標上に定義された電圧ベクトル
（Ｖ０〜Ｖ７）と、この電圧ベクトルを積分して得られ
る誘導機のエアギャップ磁束ベクトルλと、この電圧ベ
クトル（Ｖ１〜Ｖ６）を前記直交座標系の原点で交わる
直線で挟む６０゜領域を一つ区間として、磁束ベクトル
の３６０゜全空間を区間Ａ１から区間Ａ６まで６個区間
に分け、与えられた電圧指令ベクトルＶの回転角∠Ｖに
よって指令ベクトルＶの位置、即ち、分けられた区間番
号（Ａ１〜Ａ６）のどこに存在するかを判断する第１の
手段と、 与えられた電圧指令ベクトルＶの大きさ｜Ｖ｜によりイ
ンバータの変調率ａ或いは周波数ｆ１を計算する第２の
手段と、理想状態の磁束ベクトル軌跡λ１と実際の磁束ベクトル
λの回転方向成分の偏差により求めたトルクリプルが所
望の制限値以下となるパルスモードｍを切り換えるイン
バータの変調率ａあるいは周波数ｆ１を求め、該パルス
モードｍを切り換えるインバータの変調率ａあるいは周
波数ｆ１を記憶した第３の手段と、 第２の手段による計算したインバータの変調率ａ或いは
周波数ｆ１に応じて、上記の第３の手段に記憶されたデ
ータを参照しパルスモードｍを決める第４の手段と、 第４の手段により決定された各パルスモードｍにおける
電圧ベクトルの出力時間を計算する第５の手段とを少く
とも備え、 上記第１、２、３、４及び５の手段に基づきインバータ
の出力電圧パルスモードｍを決定し、各電圧ベクトルの
出力時間を計算することを特徴とする電圧形インバータ
のＰＷＭ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15355496A JP3302565B2 (ja) | 1996-06-14 | 1996-06-14 | 電圧形インバータのｐｗｍ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15355496A JP3302565B2 (ja) | 1996-06-14 | 1996-06-14 | 電圧形インバータのｐｗｍ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH104696A JPH104696A (ja) | 1998-01-06 |
| JP3302565B2 true JP3302565B2 (ja) | 2002-07-15 |
Family
ID=15565048
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15355496A Expired - Fee Related JP3302565B2 (ja) | 1996-06-14 | 1996-06-14 | 電圧形インバータのｐｗｍ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3302565B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7348758B2 (en) * | 2005-10-26 | 2008-03-25 | International Rectifier Corporation | Audible noise reduction for single current shunt platform |
| US7768221B2 (en) * | 2006-06-02 | 2010-08-03 | Power Efficiency Corporation | Method, system, and apparatus for controlling an electric motor |
| WO2008004294A1 (fr) * | 2006-07-06 | 2008-01-10 | Mitsubishi Electric Corporation | Dispositif de commande de vecteur de moteur à induction, procédé de commande de vecteur de moteur à induction, et dispositif de commande d'entraînement de moteur à induction |
| JP5082892B2 (ja) * | 2008-01-31 | 2012-11-28 | 株式会社デンソー | 電力変換制御装置、及び電力変換システム |
| TW202223136A (zh) | 2020-10-28 | 2022-06-16 | 荷蘭商Ａｓｍ Ｉｐ私人控股有限公司 | 用於在基板上形成層之方法、及半導體處理系統 |
| CN113162500B (zh) * | 2021-03-24 | 2023-10-31 | 北京交通大学 | 一种基于磁链偏差矢量的逆变器多模式调制切换方法 |
-
1996
- 1996-06-14 JP JP15355496A patent/JP3302565B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH104696A (ja) | 1998-01-06 |
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