JP4039119B2

JP4039119B2 - Motor drive device

Info

Publication number: JP4039119B2
Application number: JP2002142655A
Authority: JP
Inventors: 光幸木内; 久萩原
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2002-05-17
Filing date: 2002-05-17
Publication date: 2008-01-30
Anticipated expiration: 2022-05-17
Also published as: JP2003333883A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＣブラシレスモータのモータ駆動装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、洗濯機、冷蔵庫、空調機などの家庭電化製品において、ＤＣブラシレスモータをインバータ駆動することにより、省エネルギ化、低騒音化が進められている。
【０００３】
従来、この種の洗濯機は、特開平４−３１４４９７号公報に示すように構成していた。すなわち、インバータ回路によりＤＣブラシレスモータを方形波駆動し、ＰＷＭ発振器とチョッパー回路により三相全波ブリッジインバータの上アームトランジスタのオンオフデューティを制御してＤＣブラシレスモータの回転を制御するようにしていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このような従来の構成では、ロータ磁石の位置検出手段からの転流信号（ＣＳ；ＣｏｍｍｕｔａｔｉｏｎＳｉｇｎａｌ）により、相電流を切り換える場合、図６に示すようにトランジスタ導通パルス幅が非常に狭くなる場合があった。
【０００５】
図７は、インバータ回路半導体スイッチ相切り換え時の電流の流れを示し、上アームトランジスタのパルス幅制御において、Ｗ相上アームトランジスタをオフさせて、Ｕ相に切り換えた場合の波形を示している。図６に示すように、Ｗ相上アームトランジスタのパルス幅は、相切り換え時にパルス幅が不定となる。Ｗ相に限らず、Ｖ相、Ｕ相も同様にパルス幅が極端に変化する。
【０００６】
このようにパルス幅が極端に狭くなると、トランジスタの導通制御ができなくなる場合があるだけではなく、図７に示すように、Ｗ相上アームトランジスタが導通状態（ａ）から、Ｗ相上アームトランジスタをオフさせてＵ相上アームトランジスタをオンさせても、（ｂ）に示すように、Ｗ相上アームトランジスタの蓄積時間だけ、Ｕ相とＷ相の上アームトランジスタが両方とも同時導通する区間ができる。すなわち、Ｗ相上アームトランジスタのターンオフタイム期間中に、Ｕ相上アームトランジスタが導通するため、モータコイルの浮遊容量を介して印加するＷ相上アームトランジスタの負のｄＶ／ｄｔ、負のｄＩ／ｄｔが非常に大きくなり、ラジオ雑音が増加し、Ｗ相上アームトランジスタ、あるいはそのゲート駆動回路（ＭＯＳＦＥＴ、あるいはＩＧＢＴの場合）が誤動作する課題があった。
【０００７】
本発明は上記従来課題を解決するもので、方形波通電の相切り換え時に発生するトランジスタの２相同時導通を防ぐもので、トランジスタをオフさせた後、所定時間確保して相切り換えするもので、同時導通で発生するｄＶ／ｄｔ、ｄＩ／ｄｔノイズを減らしてラジオ雑音を低減し、ＭＯＳ系トランジスタのラッチアップと回路誤動作を防ぐものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記課題を達成するために、直流電源の直流電力をインバータ回路により交流電力に変換し、ロータ位置検出手段によりロータの位置検出を行い、制御手段によりロータ位置検出手段の出力信号に応じてインバータ回路を制御し、制御手段は、ＰＷＭ制御ディジタルタイマーとレベルコンバータよりなりインバータ回路のパワースイッチング手段の導通パルス幅を制御するとともにＰＷＭ制御ディジタルタイマーからのオーバーフロー信号よりなる同期信号を出力するパルス幅制御回路と、ロータ位置検出手段の出力信号によりモータを回転させるためのパワースイッチング手段の通電パターン信号を出力する通電パターン発生回路とを有し、パルス幅制御回路の同期信号に同期して通電パターン発生回路から出力される通電パターン信号を制御することで、モータの相電流切り換え時に休止期間を設けるようにしたモータ駆動装置である。
【０００９】
これにより、相切り換え時において、通電相のパワースイッチング手段をオフさせ所定時間確保して次の通電相のパワースイッチング手段をオンさせるので、パワースイッチング手段のターンオフ期間中に他相のパワースイッチング手段が導通することがなくなり、パワースイッチング手段のｄＶ／ｄｔ、ｄＩ／ｄｔノイズを低減させることができ、ラジオノイズを低減させ、パワースイッチング手段と制御回路の誤動作を防ぐことができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、直流電源と、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動されるモータと、前記モータのロータ位置検出を行うロータ位置検出手段と、前記ロータ位置検出手段の出力信号に応じて前記インバータ回路を制御する制御手段よりなり、前記制御手段は、ＰＷＭ制御ディジタルタイマーとレベルコンバータよりなり前記インバータ回路のパワースイッチング手段の導通パルス幅を制御するとともに前記ＰＷＭ制御ディジタルタイマーからのオーバーフロー信号よりなる同期信号を出力するパルス幅制御回路と、前記ロータ位置検出手段の出力信号により前記モータを回転させるための前記パワースイッチング手段の通電パターン信号を出力する通電パターン発生回路とを有し、前記パルス幅制御回路の前記同期信号に同期して前記通電パターン発生回路から出力される通電パターン信号を制御することで、前記モータの相電流切り換え時に休止期間を設けるようにしたものであり、相切り換え制御を行うパワースイッチング手段の同時導通がなくなり、パワースイッチング手段のｄＶ／ｄｔ、ｄＩ／ｄｔノイズを低減させることができ、ラジオノイズを低減させ、パワースイッチング手段と制御回路の誤動作を防ぐことができる。
【００１１】

【実施例】
以下、本発明の実施例について、図面を参照しながら説明する。
【００１２】
（実施例１）
図１に示すように、直流電源１の直流電力をインバータ回路２に加え、インバータ回路２は直流電力を交流電力に変換する。
【００１３】
インバータ回路２は、６個のパワースイッチング半導体と逆並列ダイオードよりなる３相フルブリッジインバータ回路より構成し、通常、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）２０ａ、２０ｂ、２２ａ、２２ｂ、２４ａ、２４ｂと逆並列ダイオード２１ａ、２１ｂ、２３ａ、２３ｂ、２５ａ、２５ｂ、およびその駆動回路２６ａ、２６ｂ、２６ｃと保護回路（図示せず）を内蔵したインテリジェントパワーモジュール（以下、ＩＰＭという）で構成している。インバータ回路２の出力端子にモータ３を接続している。
【００１４】
モータ３は直流ブラシレスモータより構成し、ロータ位置検出手段４により回転子永久磁石と固定子の位置関係を電気角６０度毎に検出し、制御手段５により、ロータ位置検出手段４の出力信号に応じて、インバータ回路２のパワースイッチング半導体の導通を制御する。
【００１５】
このように、電気角６０度毎のロータ位置検出手段４によりパワースイッチング半導体の導通を制御する方式は、一般的に方形波通電方式、あるいは１２０度通電方式と呼ばれるもので、通電制御方式が比較的簡単で、かつ、トルクも大きくとることができる。
【００１６】
図２は、ロータ位置信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３と制御信号の波形関係を示すタイミングチャートで、信号ｕｐはＵ相上アームＩＧＢＴ２０ａの駆動制御信号、ｖｐはＶ相上アームＩＧＢＴ２２ａの駆動制御信号、ｗｐはＷ相上アームＩＧＢＴ２４ａの駆動制御信号であり、信号ｕｎ、ｖｎ、ｗｎは、それぞれ、Ｕ相下アームＩＧＢＴ２０ｂ、Ｖ相下アームＩＧＢＴ２２ｂ、Ｗ相下アームＩＧＢＴ２４ｂの駆動制御信号である。
【００１７】
図２において、上アーム駆動信号ｕｐ、ｖｐ、ｗｐ、あるいは、下アーム駆動信号ｕｎ、ｖｎ、ｗｎは回転数制御するために、パルス幅制御（オンオフデューティ制御）によりモータ電流を制御しており、制御信号はチョッピング波形となるが、後ほど詳細に述べるのでここでは省略している。パルス幅制御の方法は、上アームＰＷＭ制御、下アームＰＷＭ制御、あるいは、６０度毎に上アームと下アームを交互にＰＷＭ制御する交互ＰＷＭ制御が用いられる。
【００１８】
ロータ位置検出手段４は、通常、３ヶのホールＩＣより構成され、図２に示すように電気角６０度毎の位置検出を行うが、空調機の圧縮機駆動モータ、あるいは、その他ポンプモータの場合、ホールＩＣをモータ内部に装着できない場合が多いので、モータ電圧やモータ電流により位置検出を行うセンサレス方式が用いられる。しかし、センサレス方式の場合においても、図２に示すような６０度毎の位置検出信号が一般的である。
【００１９】
図３は、本発明による制御手段のブロック図の一部であり、ロータ位置信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３に応じてインバータ回路駆動信号ｕｐ、ｖｐ、ｗｐ、ｕｎ、ｖｎ、ｗｎを発生させるものである。
【００２０】
通電パターン発生回路５０は、ロータ位置信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３に応じてパワースイッチング半導体の通電パターン信号を発生させるもので、モータ３の回転方向により所定の通電パターンを演算するものであり、例えば、（表１）に示すように、回転方向制御信号ＣＷ、又はＣＣＷに応じて、上アーム駆動信号Ｕｐ、Ｖｐ、Ｗｐ、下アーム駆動信号Ｕｎ、Ｖｎ、Ｗｎを演算する。
【００２１】
【表１】

【００２２】
例えば、Ｕ相上アーム駆動信号Ｕｐは、信号Ｓ１と信号Ｓ２の反転信号（／Ｓ２）の論理積（ＡＮＤ）より求まる。さらに、出力信号は、パルス幅制御回路５１からの同期信号ｃｆに同期して出力されるもので、Ｄフリップフロップのクロック端子に同期信号ｃｆを加えることにより実現できる。
【００２３】
パルス幅制御回路５１は、鋸歯状波とレベルコンパレータにより実現でき、出力電流制御信号ｖｃの信号レベルを制御することによりパルス幅制御が実現でき、パルス幅制御回路５１の出力信号ｐｗｍのパルス幅を制御できる。パルス幅制御回路５１から出力される同期信号ｃｆは、鋸歯状波のピーク値に同期して出力される。
【００２４】
ＡＮＤゲート回路５２は、パルス幅制御回路５１の出力信号ｐｗｍと上アーム駆動信号Ｕｐ、Ｖｐ、Ｗｐの論理積をそれぞれ出力するもので、ｕｐ＝Ｕｐ×ｐｗｍ、ｖｐ＝Ｖｐ×ｐｗｍ、ｗｐ＝Ｗｐ×ｐｗｍとなり（×は論理積を表す）、ｐｗｍ信号のオンオフデューティ値が増加するとモータ電流が増加する。鋸歯状波の基本周波数は１５ｋＨｚ以上の超音波周波数に設定しているので、ＰＷＭ制御キャリヤ周波数は超音波周波数となり可聴周波数のモータ電流の電磁音を減らすことができる。また、ｐｗｍ信号に同期して通電パターン発生回路５０の出力信号も制御するので、相切り換え信号（ＣＳ信号）からの遅れ時間は電気角にしてほとんど無視できる程度となる。
【００２５】
図４は、上アームトランジスタの相切り換え時のタイミングチャートで、Ｕ相上アームトランジスタからＷ相上アームトランジスタへ切り換える時の波形関係を示している。
【００２６】
ｃｆはパルス幅制御回路５１からの同期信号、ｕｐはＵ相上アームトランジスタ制御信号、ｗｐはＷ相上アームトランジスタ制御信号、ＣＳは相切り換え信号（転流信号）で、図２の波形タイミングにおいて、電気角１８０度近傍に相当し、信号ＣＳは信号Ｓ１に相当する。
【００２７】
ロータ位置信号Ｓ１、すなわち、転流信号ＣＳがｔ１時点（電気角１８０度相当）で変化しても、Ｕ相上アームトランジスタ制御信号ｕｐ、Ｗ相上アームトランジスタ制御信号ｗｐはすぐに変化せず、パルス幅制御回路５１からの同期信号ｃｆに同期して相切り換えを行う。よって、図に示すように、ＰＷＭ制御のオフ期間の後、時間ｔ２にて相切り換えが可能となる。
【００２８】
ｐｗｍ信号のデューティあるいは導通パルス幅に上限値を設けることにより、トランジスタがターンオフするターンオフタイム以上の所定期間を確保してから相切り換えできるので、図７（ｂ）に示すように上アームのトランジスタが２相同時に導通することはなくなり、図７（ａ）の状態から、（ｃ）のＷｐ１オフの状態（図示せず）に移行し、（ｃ）の如くＷｐ１オンの状態に移行するので、トランジスタのｄＶ／ｄｔ、ｄＩ／ｄｔノイズを低減でき、制御回路の誤動作とラッチアップの恐れがなくなり、ラジオノイズを低減できる。
【００２９】
また、ｐｗｍ信号のデューティあるいは導通パルス幅に下限値を設けることにより、トランジスタのオンオフを確実にすることができる。特に、導通パルス幅の下限値を設け、パルス幅制御回路５１からの同期信号ｃｆに同期して相切り換えを行うことにより、トランジスタがターンオフしてから十分な時間を確保してから相切り換えするので、ＲＳフリップフロップによるパルス幅制御においてノイズ誤動作を防ぐことができる。
【００３０】
（実施例２）
次に、本発明の実施例２について説明する。なお、上記実施例１と同じ構成のものは同一符号を付して説明を省略する。
【００３１】
図５は、マイクロコンピュータのソフトウェアによる実施例で、ロータ位置信号を検知して割り込み処理する場合のフローチャートである。
【００３２】
ステップ１００より通電パターン制御サブルーチンが開始し、ステップ１０１にてロータ位置検出信号（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）、すなわち、転流信号ＣＳの信号変化により割り込み処理を行うもので、割り込み信号を受け付けると、ステップ１０２に進みロータ位置検出信号（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）を入力し、ステップ１０３に進んでマイコンのルックアップデータに書き込まれた通電パターンデータを呼び出す。この場合、（表１）のような演算式ではなく、演算結果を書き込んだプログラムデータを参照する方法が最も早くなる。
【００３３】
次に、ステップ１０４に進んでＣＳ割り込み周期よりモータ回転数ｎを検出し、ステップ１０５に進んでモータ回転数ｎと設定回転数ｎｓとの比較を行い、回転数ｎが設定回転数ｎｓよりも高ければ、ステップ１０６に進んでＰＷＭ制御パルス幅ｔｐをΔｔｐ小さくし、回転数ｎが設定回転数ｎｓよりも低ければ、ステップ１０７に進んでＰＷＭ制御パルス幅ｔｐをΔｔｐ増加させる。
【００３４】
次に、ステップ１０８に進んで、パルス幅ｔｐが最小設定値ｔｐｍｉｎよりも小さいかどうか判定し、小さければステップ１０９に進んで、パルス幅ｔｐを最小設定値ｔｐｍｉｎに置き換える。
【００３５】
次に、ステップ１１０に進んで、パルス幅ｔｐが最大設定値ｔｐｍａｘよりも大きいかどうか判定し、大きければステップ１１１に進んで、パルス幅ｔｐを最大設定値ｔｐｍａｘに置き換える。
【００３６】
次に、ステップ１１２に進んで、ＰＷＭ制御ディジタルタイマーのオーバーフロー信号を割り込み許可し、ＰＷＭ制御ディジタルタイマーからのオーバーフロー信号を受け付けるとステップ１１３に進んでインバータ回路２の制御信号ｕｐ、ｖｐ、ｗｐ、ｕｎ、ｖｎ、ｗｎを出力する。この時の通電パターンは、ステップ１０３にて決められたパターンで、上アームＰＷＭ制御ならば、ステップ１０５からステップ１１１で決められたパルス幅で上アーム制御信号ｕｐ、ｖｐ、ｗｐがＰＷＭ制御される。
【００３７】
ＰＷＭ制御ディジタルタイマーは鋸歯状波について説明したが、三角波でも問題ないことは明らかであり、三角波のダウンカウンタのオーバーフロー信号によりキャリヤ割り込みを受け付ければ同じ動作にすることができる。
【００３８】
また、ＰＷＭ制御ディジタルタイマーにおいて、三角波、あるいは鋸歯状波の基本周波数を超音波周波数に設定することによりキャリヤ周波数が超音波周波数とすることは実施例１と同じである。
【００３９】
【発明の効果】
以上のように本発明の請求項１に記載の発明によれば、直流電源と、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動されるモータと、前記モータのロータ位置検出を行うロータ位置検出手段と、前記ロータ位置検出手段の出力信号に応じて前記インバータ回路を制御する制御手段よりなり、前記制御手段は、ＰＷＭ制御ディジタルタイマーとレベルコンバータよりなり前記インバータ回路のパワースイッチング手段の導通パルス幅を制御するとともに前記ＰＷＭ制御ディジタルタイマーからのオーバーフロー信号よりなる同期信号を出力するパルス幅制御回路と、前記ロータ位置検出手段の出力信号により前記モータを回転させるための前記パワースイッチング手段の通電パターン信号を出力する通電パターン発生回路とを有し、前記パルス幅制御回路の前記同期信号に同期して前記通電パターン発生回路から出力される通電パターン信号を制御することで、前記モータの相電流切り換え時に休止期間を設けるようにしたから、相切り換え制御を行うパワースイッチング手段同時導通がなくなり、パワースイッチング手段ｄＶ／ｄｔ、ｄＩ／ｄｔノイズを低減させることができ、ラジオノイズを低減させ、パワースイッチング手段と制御回路の誤動作を防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例のモータ駆動装置のブロック図
【図２】同ロータ位置信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３と制御信号の波形関係を示すタイミングチャート
【図３】同制御手段のブロック図の一部を示す図
【図４】同上アームトランジスタの相切り換え時のタイミングチャート
【図５】本発明の第２の実施例のマイクロコンピュータのソフトウェアによるフローチャート
【図６】従来の上アームトランジスタの相切り換え時のタイミングチャート
【図７】従来のインバータ回路トランジスタスイッチ相切り換え時の電流の流れの変化を示す図
【符号の説明】
１直流電源
２インバータ回路
３モータ
４ロータ位置検出手段
５制御手段
５０通電パターン発生回路
５１パルス幅制御回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a motor driving device for a DC brushless motor.
[0002]
[Prior art]
In recent years, in household electrical appliances such as washing machines, refrigerators, and air conditioners, energy saving and noise reduction have been promoted by driving a DC brushless motor with an inverter.
[0003]
Conventionally, this type of washing machine is configured as shown in JP-A-4-314497. That is, the DC brushless motor is square-wave driven by the inverter circuit, and the on / off duty of the upper arm transistor of the three-phase full-wave bridge inverter is controlled by the PWM oscillator and the chopper circuit to control the rotation of the DC brushless motor.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, in such a conventional arrangement, the commutation signal from the position detecting means of the rotor magnet; by (CS Commutation Signal), the phase when the current obtain switch the, transistor conduction pulse width is very 6 There were cases where it became narrower.
[0005]
FIG. 7 shows the current flow when switching the inverter circuit semiconductor switch phase, and shows the waveform when the W-phase upper arm transistor is turned off and switched to the U phase in the pulse width control of the upper arm transistor. As shown in FIG. 6, the pulse width of the W-phase upper arm transistor becomes indefinite when the phase is switched. Not only the W phase but also the V phase and the U phase change the pulse widths in the same manner.
[0006]
When the pulse width becomes extremely narrow in this way, not only the conduction control of the transistor may not be possible, but also the W-phase upper arm transistor from the conduction state (a) as shown in FIG. Even if the U-phase upper arm transistor is turned on by turning off the U-phase, as shown in (b), there is a period in which both the U-phase and W-phase upper arm transistors are simultaneously turned on for the accumulation time of the W-phase upper arm transistor. it can. That is, since the U-phase upper arm transistor conducts during the turn-off time period of the W-phase upper arm transistor, the negative dV / dt and negative dI / of the W-phase upper arm transistor applied via the stray capacitance of the motor coil. There is a problem that dt becomes very large, radio noise increases, and the W-phase upper arm transistor or its gate drive circuit (in the case of MOSFET or IGBT) malfunctions.
[0007]
The present invention solves the above-described conventional problems, and prevents two-phase simultaneous conduction of a transistor that occurs at the time of phase switching of square-wave energization. It reduces radio noise by reducing dV / dt and dI / dt noise generated by simultaneous conduction, and prevents latch-up of MOS transistors and circuit malfunction.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
To achieve the above object, the present invention converts the DC power of a DC power source into AC power by an inverter circuit, detects the position of the rotor by the rotor position detection means, and responds to the output signal of the rotor position detection means by the control means The inverter circuit is controlled, and the control means comprises a PWM control digital timer and a level converter , controls the conduction pulse width of the power switching means of the inverter circuit, and outputs a synchronization signal comprising an overflow signal from the PWM control digital timer. It has a width control circuit and an energization pattern generation circuit that outputs an energization pattern signal of the power switching means for rotating the motor by the output signal of the rotor position detection means, and is energized in synchronization with the synchronization signal of the pulse width control circuit Energized pattern output from the pattern generation circuit By controlling the tone signal is a motor driving apparatus that provided the phase current Switching Operation changeover example during idle periods of the motor.
[0009]
Thereby, at the time of phase switching, the power switching means of the energized phase is turned off to ensure a predetermined time and the power switching means of the next energized phase is turned on. It becomes impossible to conduct, dV / dt and dI / dt noise of the power switching means can be reduced, radio noise can be reduced, and malfunction of the power switching means and the control circuit can be prevented.
[0010]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
According to the first aspect of the present invention, a DC power source, an inverter circuit that converts DC power of the DC power source into AC power, a motor driven by the inverter circuit, and rotor position detection of the motor are performed. Rotor position detection means and control means for controlling the inverter circuit in accordance with the output signal of the rotor position detection means. The control means comprises a PWM control digital timer and a level converter . A pulse width control circuit for controlling a conduction pulse width and outputting a synchronization signal composed of an overflow signal from the PWM control digital timer; and a power switching means for rotating the motor by an output signal of the rotor position detecting means. Energization pattern that outputs an energization pattern signal And a generation circuit, by controlling the energization pattern signal output from the energization pattern generation circuit in synchronism with the synchronizing signal of said pulse width control circuit, the phase current Switching Operation changeover example during idle periods of said motor The power switching means for performing phase switching control is not simultaneously turned on, dV / dt and dI / dt noise of the power switching means can be reduced, radio noise is reduced, and power switching is performed. The malfunction of the means and the control circuit can be prevented .
[0011]

【Example】
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
[0012]
Example 1
As shown in FIG. 1, DC power from a DC power source 1 is applied to an inverter circuit 2, and the inverter circuit 2 converts the DC power into AC power.
[0013]
The inverter circuit 2 is composed of a three-phase full-bridge inverter circuit composed of six power switching semiconductors and an anti-parallel diode, and is usually anti-parallel to the insulated gate bipolar transistors (IGBT) 20a, 20b, 22a, 22b, 24a, 24b. It is composed of diodes 21a, 21b, 23a, 23b, 25a, 25b, and intelligent power modules (hereinafter referred to as IPMs) incorporating drive circuits 26a, 26b, 26c and protection circuits (not shown). The motor 3 is connected to the output terminal of the inverter circuit 2.
[0014]
The motor 3 is composed of a DC brushless motor, and the rotor position detection means 4 detects the positional relationship between the rotor permanent magnet and the stator every 60 degrees of electrical angle, and the control means 5 outputs the output signal of the rotor position detection means 4. In response, the conduction of the power switching semiconductor of the inverter circuit 2 is controlled.
[0015]
Thus, the method of controlling the conduction of the power switching semiconductor by the rotor position detecting means 4 at every 60 degrees of electrical angle is generally called a square wave energization method or a 120 degree energization method, and the energization control method is compared. It is easy and the torque can be increased.
[0016]
FIG. 2 is a timing chart showing the waveform relationship between the rotor position signals S1, S2 and S3 and the control signal. The signal up is the drive control signal for the U-phase upper arm IGBT 20a, vp is the drive control signal for the V-phase upper arm IGBT 22a, wp Are drive control signals for the W-phase upper arm IGBT 24a, and signals un, vn, and wn are drive control signals for the U-phase lower arm IGBT 20b, the V-phase lower arm IGBT 22b, and the W-phase lower arm IGBT 24b, respectively.
[0017]
In FIG. 2, the upper arm drive signals up, vp, wp or the lower arm drive signals un, vn, wn control the motor current by pulse width control (on / off duty control) in order to control the rotational speed. The control signal has a chopping waveform, which is omitted here because it will be described in detail later. As a method of pulse width control, upper arm PWM control, lower arm PWM control, or alternating PWM control in which the upper arm and the lower arm are alternately PWM controlled every 60 degrees is used.
[0018]
The rotor position detecting means 4 is usually composed of three Hall ICs and detects the position at every electrical angle of 60 degrees as shown in FIG. 2, but the compressor drive motor of the air conditioner or other pump motor In many cases, the Hall IC cannot be mounted inside the motor. Therefore, a sensorless method is used in which the position is detected by the motor voltage or motor current. However, even in the case of the sensorless system, a position detection signal every 60 degrees as shown in FIG. 2 is common.
[0019]
FIG. 3 is a part of a block diagram of the control means according to the present invention, which generates inverter circuit drive signals up, vp, wp, un, vn, wn according to the rotor position signals S1, S2, S3. .
[0020]
The energization pattern generation circuit 50 generates an energization pattern signal of the power switching semiconductor according to the rotor position signals S1, S2, and S3, and calculates a predetermined energization pattern according to the rotation direction of the motor 3. As shown in Table 1, upper arm drive signals Up, Vp, Wp and lower arm drive signals Un, Vn, Wn are calculated according to the rotation direction control signal CW or CCW.
[0021]
[Table 1]

[0022]
For example, the U-phase upper arm drive signal Up is obtained from the logical product (AND) of the signal S1 and the inverted signal (/ S2) of the signal S2. Further, the output signal is output in synchronization with the synchronization signal cf from the pulse width control circuit 51, and can be realized by adding the synchronization signal cf to the clock terminal of the D flip-flop.
[0023]
The pulse width control circuit 51 can be realized by a sawtooth wave and a level comparator, and the pulse width control can be realized by controlling the signal level of the output current control signal vc. The pulse width of the output signal pwm of the pulse width control circuit 51 can be changed. Can be controlled. The synchronization signal cf output from the pulse width control circuit 51 is output in synchronization with the peak value of the sawtooth wave.
[0024]
The AND gate circuit 52 outputs the logical product of the output signal pwm of the pulse width control circuit 51 and the upper arm drive signals Up, Vp, and Wp, and up = Up × pwm, vp = Vp × pwm, wp = Wp. Xpwm (x represents a logical product), and when the on / off duty value of the pwm signal increases, the motor current increases. Since the fundamental frequency of the sawtooth wave is set to an ultrasonic frequency of 15 kHz or more, the PWM control carrier frequency becomes an ultrasonic frequency, and the electromagnetic noise of the motor current at the audible frequency can be reduced. Further, since the output signal of the energization pattern generation circuit 50 is also controlled in synchronization with the pwm signal, the delay time from the phase switching signal (CS signal) is almost negligible in terms of electrical angle.
[0025]
FIG. 4 is a timing chart at the time of phase switching of the upper arm transistor, and shows a waveform relationship when switching from the U-phase upper arm transistor to the W-phase upper arm transistor.
[0026]
cf is a synchronization signal from the pulse width control circuit 51, up is a U-phase upper arm transistor control signal, wp is a W-phase upper arm transistor control signal, CS is a phase switching signal (commutation signal), and in the waveform timing of FIG. , Corresponding to an electrical angle of about 180 degrees, and the signal CS corresponds to the signal S1.
[0027]
Even if the rotor position signal S1, that is, the commutation signal CS changes at the time t1 (equivalent to an electrical angle of 180 degrees), the U-phase upper arm transistor control signal up and the W-phase upper arm transistor control signal wp do not change immediately. The phase is switched in synchronization with the synchronization signal cf from the pulse width control circuit 51. Therefore, as shown in the figure, the phase can be switched at time t2 after the PWM control off period.
[0028]
By setting an upper limit value for the duty or conduction pulse width of the pwm signal, the phase can be switched after a predetermined period of time equal to or longer than the turn-off time when the transistor is turned off. Therefore, as shown in FIG. Since the two phases do not conduct at the same time, the state shifts from the state of FIG. 7A to the Wp1 off state (not shown) of (c) and to the Wp1 on state of FIG. DV / dt and dI / dt noise can be reduced, and there is no risk of malfunction and latch-up of the control circuit, and radio noise can be reduced.
[0029]
In addition, by setting a lower limit value for the duty or conduction pulse width of the pwm signal, the transistor can be reliably turned on and off. In particular, by providing a lower limit value of the conduction pulse width and performing phase switching in synchronization with the synchronization signal cf from the pulse width control circuit 51, the phase switching is performed after securing a sufficient time after the transistor is turned off. In the pulse width control by the RS flip-flop, noise malfunction can be prevented.
[0030]
(Example 2)
Next, a second embodiment of the present invention will be described. In addition, the thing of the same structure as the said Example 1 attaches | subjects the same code | symbol, and abbreviate | omits description.
[0031]
FIG. 5 is a flowchart in the case where the rotor position signal is detected and interrupt processing is performed in the embodiment by the software of the microcomputer.
[0032]
The energization pattern control subroutine starts from step 100, and in step 101, the rotor position detection signals (S1, S2, S3), that is, interrupt processing is performed by signal change of the commutation signal CS. Proceeding to step 102, the rotor position detection signals (S1, S2, S3) are input, and proceeding to step 103, the energization pattern data written in the lookup data of the microcomputer is called. In this case, the fastest method is to refer to the program data in which the calculation result is written instead of the calculation formula as shown in (Table 1).
[0033]
Next, the routine proceeds to step 104 where the motor rotation speed n is detected from the CS interruption cycle, and the routine proceeds to step 105 where the motor rotation speed n is compared with the set rotation speed ns, and the rotation speed n is greater than the set rotation speed ns. If it is higher, the routine proceeds to step 106 where the PWM control pulse width tp is decreased by Δtp, and if the rotational speed n is lower than the set rotational speed ns, the routine proceeds to step 107 and the PWM control pulse width tp is increased by Δtp.
[0034]
Next, the routine proceeds to step 108, where it is determined whether or not the pulse width tp is smaller than the minimum set value tpmin. If it is smaller, the routine proceeds to step 109, where the pulse width tp is replaced with the minimum set value tpmin.
[0035]
Next, the routine proceeds to step 110, where it is determined whether or not the pulse width tp is larger than the maximum set value tpmax. If so, the routine proceeds to step 111 where the pulse width tp is replaced with the maximum set value tpmax.
[0036]
Next, the routine proceeds to step 112, the interrupt of the overflow signal of the PWM control digital timer is permitted, and when the overflow signal from the PWM control digital timer is received, the routine proceeds to step 113 and the control signals up, vp, wp, un of the inverter circuit 2 are advanced. , Vn, wn are output. The energization pattern at this time is the pattern determined in step 103, and if it is upper arm PWM control, the upper arm control signals up, vp, and wp are PWM controlled with the pulse width determined in step 105 to step 111. .
[0037]
Although the PWM control digital timer has been described with respect to the sawtooth wave, it is clear that there is no problem with a triangular wave, and the same operation can be performed if a carrier interrupt is accepted by an overflow signal of a triangular wave down counter.
[0038]
In the PWM control digital timer, the carrier frequency is set to the ultrasonic frequency by setting the basic frequency of the triangular wave or the sawtooth wave to the ultrasonic frequency as in the first embodiment.
[0039]
【The invention's effect】
As described above, according to the first aspect of the present invention, a DC power source, an inverter circuit that converts DC power of the DC power source into AC power, a motor driven by the inverter circuit, and the motor Rotor position detecting means for detecting the rotor position and control means for controlling the inverter circuit in accordance with an output signal of the rotor position detecting means. The control means comprises a PWM control digital timer and a level converter, and the inverter A pulse width control circuit for controlling a conduction pulse width of the power switching means of the circuit and outputting a synchronization signal composed of an overflow signal from the PWM control digital timer; and for rotating the motor by an output signal of the rotor position detecting means Of the power switching means And a current supply pattern generating circuit for force, by controlling the energization pattern signal output from the energization pattern generation circuit in synchronism with the synchronizing signal of said pulse width control circuit, the phase current Switching Operation changeover of the motor Since the suspension period is provided at the same time, the simultaneous switching of the power switching means for performing phase switching control is eliminated, the power switching means dV / dt and dI / dt noise can be reduced, the radio noise is reduced, and the power switching is performed. The malfunction of the means and the control circuit can be prevented .
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a motor driving apparatus according to a first embodiment of the present invention. FIG. 2 is a timing chart showing the waveform relationship between the rotor position signals S1, S2, and S3 and control signals. FIG. 4 shows a part of the block diagram. FIG. 4 is a timing chart at the time of phase switching of the upper arm transistor. FIG. 5 is a flowchart according to the software of the microcomputer of the second embodiment of the present invention. Timing chart at the time of phase switching [Figure 7] Figure showing the change in current flow at the time of conventional inverter circuit transistor switch phase switching [Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 DC power supply 2 Inverter circuit 3 Motor 4 Rotor position detection means 5 Control means 50 Current supply pattern generation circuit 51 Pulse width control circuit

Claims

直流電源と、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動されるモータと、前記モータのロータ位置検出を行うロータ位置検出手段と、前記ロータ位置検出手段の出力信号に応じて前記インバータ回路を制御する制御手段よりなり、前記制御手段は、ＰＷＭ制御ディジタルタイマーとレベルコンバータよりなり前記インバータ回路のパワースイッチング手段の導通パルス幅を制御するとともに前記ＰＷＭ制御ディジタルタイマーからのオーバーフロー信号よりなる同期信号を出力するパルス幅制御回路と、前記ロータ位置検出手段の出力信号により前記モータを回転させるための前記パワースイッチング手段の通電パターン信号を出力する通電パターン発生回路とを有し、前記パルス幅制御回路の前記同期信号に同期して前記通電パターン発生回路から出力される通電パターン信号を制御することで、前記モータの相電流切り換え時に休止期間を設けるようにしたモータ駆動装置。 A direct current power supply, an inverter circuit that converts direct current power of the direct current power supply into alternating current power, a motor driven by the inverter circuit, a rotor position detection unit that detects a rotor position of the motor, and a rotor position detection unit The control means comprises a control means for controlling the inverter circuit in accordance with an output signal, and the control means comprises a PWM control digital timer and a level converter for controlling the conduction pulse width of the power switching means of the inverter circuit and the PWM control digital timer. A pulse width control circuit that outputs a synchronization signal composed of an overflow signal from the power supply, and an energization pattern generation circuit that outputs an energization pattern signal of the power switching means for rotating the motor in accordance with an output signal of the rotor position detection means. The pulse width system By controlling the energization pattern signal outputted in synchronization with the synchronizing signal control circuit from the energization pattern generation circuit, a motor driving apparatus that provided the phase current Switching Operation changeover example during idle periods of said motor.