JP4021151B2 - Induction heating cooker - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ハーフブリッジ型のインバータ回路により加熱コイルに高周波電流を供給する誘導加熱調理器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、例えば電磁調理器や電気炊飯器等の誘導加熱調理器において、インバータ回路により加熱コイルに高周波電流を供給するように構成されたものがある。特開平８−１３８８４８号公報には、図１２に示すような１石型のインバータ回路を備えた電磁調理器１００が開示されている。この電磁調理器１００は、スイッチング素子１０１のＰＷＭ制御を行うことにより加熱コイル１０２に高周波電流を供給するものであり、調理器１０３を加熱制御するための指令信号を出力するマイクロコンピュータ（以下、単にマイコンと称す）１０４と、指令信号に基づいてＰＷＭ（パルス幅変調）信号を出力するＰＷＭ回路１０５とが個別に設けられて構成されている。この場合、ＰＷＭ回路１０５は個別半導体を組み合わせたものやＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）を用いたものが一般的である。
【０００３】
しかしながら、個別半導体を組み合わせたものの場合には、部品点数が多くなってコストが上昇したり、部品の実装面積が大きくなって電磁調理器が大型化する等の問題があった。また、ＡＳＩＣを用いたものの場合には、その設計開発に長期間を要すために開発費用が高くなってコストが上昇し、しかも、汎用的に設計されるため個別の用途に対しては無駄な機能が多い等の問題があった。そこで、これらの問題点を解決するために、例えば三菱電機製半導体３８Ｃ３グループのような１石型のインバータ回路を駆動するためのＰＷＭ機能を内蔵した汎用のマイコンが商品化されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、このような１石型のインバータ回路を備えた電磁調理器では、スイッチング素子に印加する電圧を大きくする必要があり、それ故、スイッチング損失が大きくなると共に、耐圧電圧を例えば９００Ｖ程度まで上げる必要があり、また、加熱コイルに流れる電流波形も大きく歪むなど、改善の余地があった。
【０００５】
そのため、近年では、ハーフブリッジ型のインバータ回路（図１参照）を備えた電磁調理器が主流になりつつある。このハーフブリッジ型の電磁調理器は、１石型のものに比べて、２つのスイッチング素子に印加する電圧を小さくすることができるので、スイッチング損失が小さくなり、耐圧電圧も例えば６００Ｖ程度まで下げることができる。また、加熱コイルに流れる電流波形の歪みも小さくなり、更に、低加熱量時（出力を絞った時）の制御性が良い等の利点があるという特徴がある。例えば、特開平１１−２１４１３９号公報には、ハーフブリッジ型のインバータ回路を駆動するためのＰＷＭ機能を内蔵したマイコンの構成例が開示されている。そして、このようなマイコンを使用すれば、安価で性能を向上させた電磁調理器が提供できるものと予想される。
【０００６】
しかしながら、このようなハーフブリッジ型のインバータ回路を駆動するためのＰＷＭ機能を内蔵したマイコンは、今現在において、誘導加熱調理器の市場では採算が見合わないものとして商品化されていない。しかも、このようなマイコンを開発するとなると長期の開発期間が必要となり、その開発費も高額となるので、今後商品化される見込みも少ない。それ故、ＰＷＭ機能は個別半導体を組み合わせたものやＡＳＩＣを用いたものを使用せざるを得ず、誘導加熱調理器の性能を向上させることができても、安価に提供することができないという問題があった。
【０００７】
本発明は上述の事情に鑑みてなされたものであり、従ってその目的は、安価で高性能なハーフブリッジ型のインバータ回路を備えた誘導加熱調理器を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の誘導加熱調理器は、調理器を加熱するための加熱コイル及び共振コンデンサからなる共振回路と、第１及び第２のスイッチング素子の直列回路からなり前記共振回路に高周波電流を供給するハーフブリッジ型のインバータ回路とで対を為す１以上の電磁調理部と、タイマにより生成される共通のキャリア信号に基づいてＵ相、Ｖ相、Ｗ相のデッドタイム付き上下相ＰＷＭ信号を生成するモータ駆動用のＰＷＭ機能を内蔵し、このＰＷＭ機能に基づいて前記インバータ回路のＰＷＭ制御を行うＲＯＭ、ＲＡＭ、Ａ／Ｄ変換機能を１チップに集積したプロセッサとを具備することを特徴とする。
【０００９】
このような構成によれば、モータ駆動用のＰＷＭ機能を備えた１チップのプロセッサは大量生産されて低価格で供給されているので、ＰＷＭ機能を個別半導体やＡＳＩＣで構成する場合に比べて製造コストを低減することができる。しかも、モータ駆動用のＰＷＭ機能を備えたプロセッサを使用することで、ハーフブリッジ型のインバータ回路を駆動するためのＰＷＭ機能を内蔵したマイクロコンピュータ等を新たに開発せずに済み、誘導加熱調理器の開発期間を短縮することができる。従って、誘導加熱調理器を安価に提供することができる。
【００１０】
更に、請求項１記載の誘導加熱調理器では、前記プロセッサは、前記共通のキャリア信号に基づいて、「前記電磁調理部の数＋１」相分以上のＰＷＭ信号を生成することが可能な前記ＰＷＭ機能を内蔵し、前記タイマのカウント値と設定された比較値とを比較することに基づいて、互いに相互補完された前記「前記電磁調理部の数＋１」相分のＰＷＭ信号を出力するように構成され、前記キャリア信号の１周期当たりのデューティー比が固定された「１」相分の固定ＰＷＭ信号と、この固定ＰＷＭ信号とは逆相の関係にあり、互いに重ならないように前記キャリア信号の１周期当たりのデューティー比が調節可能に設定された「前記電磁調理部の数」相分の可変ＰＷＭ信号とを生成し、前記インバータ回路の一方のスイッチング素子には、前記固定ＰＷＭ信号を出力し、前記インバータ回路の他方のスイッチング素子には、前記可変ＰＷＭ信号を出力することにより、前記ＰＷＭ制御を行い、前記可変ＰＷＭ信号のデューティー比を調節することに基づいて、前記調理器への加熱量を制御することを特徴とする。
【００１１】
このような構成によれば、モータ駆動用のＰＷＭ機能は、比較値やキャリア信号の周波数の設定に基づいて簡単にＰＷＭ信号を出力することができるので、前記比較値を調節することにより、簡単にハーフブリッジ型のインバータ回路を駆動させることができる。しかも、キャリア信号の周波数及び前記固定ＰＷＭ信号のデューティー比を固定し、前記可変ＰＷＭ信号のデューティー比を変えるだけで、インバータ回路への高周波電流の供給電力量、即ち加熱量が調節できるので、インバータ回路のＰＷＭ制御が簡単であり、その制御プログラムを簡単に作成することができる。更に、共通のタイマに基づいて各ＰＷＭ信号が生成されるので、複数の加熱コイルに供給される高周波電流の基本周波数を同等にすることができ、うなりの発生を抑制することができる。
【００１２】
請求項２記載の誘導加熱調理器は、前記加熱コイルに流れる電流の位相を検出する電流位相検出手段を備え、前記プロセッサは、前記共通のキャリア信号に基づいて、ＰＷＭ信号を生成することが可能なモータ駆動用のＰＷＭ機能を前記電磁調理部と同数だけ内蔵し、前記ＰＷＭ機能毎に、前記タイマのカウント値と設定された比較値とを比較することに基づいて、互いに相互補完された「１」相分のＰＷＭ信号を出力するように構成され、前記キャリア信号の１周期当たりのデューティー比が固定された固定ＰＷＭ信号と、この第１の固定ＰＷＭ信号とは相互補完の関係にある反転ＰＷＭ信号とを生成し、前記インバータ回路の一方のスイッチング素子には、前記固定ＰＷＭ信号を出力し、前記インバータ回路の他方のスイッチング素子には、前記反転ＰＷＭ信号を出力することにより、前記ＰＷＭ制御を行い、前記電流位相検出手段にて検出される電流の位相と、前記固定ＰＷＭ信号或いは前記反転ＰＷＭ信号の位相とを比較しながら前記キャリア信号の周波数を調節することに基づいて、前記調理器への加熱量を制御することを特徴とする。
【００１３】
このような構成によれば、モータ駆動用のＰＷＭ機能は、比較値やキャリア信号の周波数の設定に基づいて簡単にＰＷＭ信号を出力することができるので、前記比較値を固定し、キャリア信号の周波数を調節することにより、簡単にハーフブリッジ型のインバータ回路のＰＷＭ制御を行うことができる。しかも、固定ＰＷＭ信号及び反転ＰＷＭ信号のデューティー比を固定し、キャリア信号の周波数を調節するだけで、インバータ回路への高周波電流の供給電力量、即ち加熱量が調節できるので、インバータ回路のＰＷＭ制御が簡単であり、その制御プログラムを簡単に作成することができる。また、例えば、各インバータ回路毎に生成されるＰＷＭ信号の比較値を共通化した場合には、比較値を設定するためのレジスタ数を減らすこともできる。
【００１４】
請求項３記載の誘導加熱調理器は、調理器を加熱するための加熱コイル及び共振コンデンサからなる共振回路と、第１及び第２のスイッチング素子の直列回路からなり前記共振回路に高周波電流を供給するハーフブリッジ型のインバータ回路とで対を為す１以上の電磁調理部と、前記電磁調理部と同数のタイマを備え、これら各タイマにより生成される各キャリア信号に基づいて、夫々独立したＰＷＭ信号を生成することが可能なモータ駆動用のＰＷＭ機能を内蔵した高速演算処理型のプロセッサと、前記加熱コイルに流れる電流の位相を検出する電流位相検出手段と、前記ＰＷＭ信号の反転信号を生成する反転信号生成手段と、前記ＰＷＭ信号及び前記反転信号を遅延させる遅延手段とを具備し、前記プロセッサは、前記各タイマ毎に、そのカウンタ値と設定された比較値とを比較することに基づいて、互いに相互補完された「１」相分のＰＷＭ信号を出力するように構成され、前記各キャリア信号の１周期当たりのデューティー比が固定された固定ＰＷＭ信号を生成し、前記インバータ回路の一方のスイッチング素子には、前記固定ＰＷＭ信号を出力し、前記インバータ回路の他方のスイッチング素子には、前記固定ＰＷＭ信号を反転させた反転ＰＷＭ信号を出力することにより、前記インバータ回路のＰＷＭ制御を行い、前記電流位相検出手段にて検出される電流の位相と、前記固定ＰＷＭ信号の位相とを比較しながら前記キャリア信号の周波数を調節することに基づいて、前記調理器への加熱量を制御することを特徴とする。
【００１５】
このような構成によっても、請求項２と同様の効果が得られる。しかも、複数のタイマを有する１つのＰＷＭ機能を内蔵したプロセッサは、複数のＰＷＭ機能を内蔵したプロセッサに比べて値段が安く、反転信号生成手段及び遅延手段も低コストで済むので、誘導加熱調理器の製造コストを更に低減することができる。
【００１６】
請求項４記載の誘導加熱調理器は、前記第１及び第２のスイッチング素子のスイッチング損失を低減するためのスナバコンデンサと、このスナバコンデンサの通電を制御する第３のスイッチング素子とで構成されるスナバ回路を備え、前記プロセッサは、前記第１及び第２のスイッチング素子をＰＷＭ制御するための前記ＰＷＭ信号をトリガとして前記第３のスイッチング素子の通電制御を行うことを特徴とする。
このような構成によれば、モータ駆動用のＰＷＭ機能を備えたプロセッサで、スナバ回路の通電制御をソフト的に処理することができる。しかも、このスナバ回路を制御するためのプログラムは簡単にできる。
【００１７】
請求項５記載の誘導加熱調理器は、外部の状態の異常を検出して非常停止信号を出力する非常停止手段を備え、前記プロセッサは、外部から前記非常停止信号が入力された場合には、前記ＰＷＭ信号の出力を強制的に停止する出力停止手段を備えていることを特徴とする。
このような構成によれば、例えば電源等の外部の状態に異常が発生した場合に、直ちにそれを検出してインバータ回路のＰＷＭ制御を停止することができるので、インバータ回路の故障や、それに伴う事故等を未然に防ぐことができる。
【００１８】
請求項６記載の誘導加熱調理器では、前記非常停止手段は、前記インバータ回路への入力電圧が異常に高い場合に前記非常停止信号を出力するように構成されていることを特徴とする。
このような構成によれば、インバータ回路の駆動源に異常が発生した場合に、直ちにそれを検出してインバータ回路のＰＷＭ制御を停止することができ、請求項５と同様の効果が得られる。
【００１９】
請求項７記載の誘導加熱調理器では、前記非常停止手段は、前記プロセッサの駆動電圧が異常に低い場合に前記非常停止信号を出力するように構成されていることを特徴とする。
このような構成によれば、プロセッサの駆動源に異常が発生した場合に、直ちにそれを検出してインバータ回路のＰＷＭ制御を停止することができ、請求項５と同様の効果が得られる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
［第１の実施例］
以下、本発明の誘導加熱調理器を、２つの加熱コイルを有し、ハーフブリッジ型のインバータ回路を備えた電磁調理器に適用した場合の第１の実施例について、図１乃至図５を参照して説明する。
【００２１】
まず、図２は、電磁調理器１の外観を示すものである。この図２において、矩形状をなす本体２の上面には、耐熱ガラス製のトッププレート３が設けられ、このトッププレート３の上面に、調理器を載せるための２つの円形状の加熱口４ａ及び４ｂが印字されている。これら加熱口４ａ及び４ｂが位置するトッププレート３の下方には、図示しない加熱コイル５ａ及び５ｂ（図１参照）が配設されている。
【００２２】
本体２の正面部右側には、加熱開始ボタン６ａ、加熱停止ボタン６ｂ、加熱量設定ボタン６ｃ及び加熱量表示部６ｄ等を備えた操作部６が夫々の加熱口４ａ及び４ｂに対して設けられている。この操作部６の裏側には、電磁調理器１の駆動制御を行うための図示しない電気回路基板が装着されている。また、本体２の正面部左側には、本体２に内蔵されたロースタの開閉扉７が設けられている。
【００２３】
次に、図１は、電磁調理器１の電気的な構成を示すブロック図である。この図１において、制御回路８は、図示はしないが、マイクロコンピュータ（以下、単にマイコンと称す）を主体とした電気回路で構成されており、ＲＯＭに書き込まれた制御プログラムを読み出すことによって、電磁調理器１全体の電気的な制御を行うものである。この制御回路８は、操作部６、プロセッサたるＤＳＰ（デジタル・シグナル・プロセッサ）９のシリアル通信機能１０（後述）、ＤＳＰ９から駆動回路１１ａ及び１１ｂに対して出力されるＰＷＭ信号の導通制御を行うスイッチ１２ａ及び１２ｂに接続されており、操作部６からの加熱指令に基づいて、ＤＳＰ９の駆動制御やスイッチ１２ａ及び１２ｂの導通制御を行うようになっている。
【００２４】
続いて、図３は、三相モータ駆動用のＰＷＭ機能を内蔵した汎用のＤＳＰ９の内部構成を示すブロック図である。ＤＳＰ９は、高速演算処理型の１チップ構造を為しており、主体となるＣＰＵ（中央演算処理装置）１３に対して、他マイコンとの通信を行うシリアル通信機能１０、外部割込機能１４、タイマ割込機能１５、汎用Ｉ／Ｏ機能１６、ＲＯＭ１７、ＲＡＭ１８、Ａ／Ｄ変換器１９、ウォッチドッグタイマ機能２０、三相（Ｕ、Ｖ及びＷ相）のＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ機能２１が接続されて構成されている。
【００２５】
このＰＷＭ機能２１は、キャリア信号を生成するタイマ２１ａ、設定された比較値を記憶するためのコンペアレジスタ２１ｂ、タイマ２１ａのカウント値と比較値とを比較する比較部２１ｃ、比較部２１ｃからの出力に基づいて三相のＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部２１ｄ、三相のＰＷＭ信号に基づいてデッドタイムを生成するデッドタイム生成部２１ｅ、デッドタイムが加味された三相のＰＷＭ信号に基づいて、反転相も含めたＵ、＿Ｕ、Ｖ、＿Ｖ、Ｗ及び＿Ｗ相（アンダーバーは反転相を意味する）のＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ信号出力部２１ｆで構成されている。
【００２６】
ＤＳＰ９は、図示しない発振回路から所定周期の発振信号が供給されて動作するものである。そして、ＲＯＭ１７に書き込まれたＤＳＰ制御プログラムに基づいて、ＰＷＭ信号や設定された制御信号の生成及び出力等を行うようになっている。
【００２７】
図１に戻って、ＤＳＰ９のＰＷＭ信号出力部２１ｆのＵ相のＰＷＭ信号出力端子は、スイッチ１２ａ及び１２ｂを介して駆動回路１１ａ及び１１ｂに共通に接続され、＿Ｖ及び＿Ｗ相のＰＷＭ信号出力端子は、スイッチ１２ａ及び１２ｂを介して駆動回路１１ａ及び１１ｂに個別に接続されている。また、ＤＳＰ９では、後述するスナバ回路２２ａ及び２２ｂの第３のスイッチング素子たるＩＧＢＴ２３ａ及び２３ｂの通電制御をするためのスナバ制御信号が生成され、これらスナバ制御信号を出力するように設定された端子は、スイッチ１２ａ及び１２ｂを介して駆動回路１１ａ及び１１ｂに共通に接続されている。更に、ＤＳＰ９のＡ／Ｄ変換器１９は、電流検出部２４ａ及び２４ｂ、及び、非常停止手段たる電圧検出部２５ａ、２５ｂ及び４５（何れも後述）に接続されている。
【００２８】
尚、これら制御回路８、ＤＳＰ９、スイッチ１２ａ及び１２ｂ、操作部６、発振回路、駆動回路１１ａ及び１１ｂ、電流検出部２４ａ及び２４ｂ、及び、電圧検出部２５、２５ｂ及び４５は、図示しない定電圧回路から所定の直流電圧が供給されて動作するようになっている。
【００２９】
次に、電磁調理部２６ａ及び２６ｂの構成について説明するに、電磁調理部２６ａ及び２６ｂは同等であるので、電磁調理部２６ａについてのみ説明し、電磁調理部２６ｂは符号のみ付して説明は省略するものとする。商用電源２７は、ダイオードブリッジで構成される整流回路２８の交流入力端子に接続され、整流回路２８の直流出力端子は、コイル２９及び平滑化コンデンサ３０からなる直列回路に接続されている。そして、これら整流回路２８、コイル２９及び平滑化コンデンサ３０で直流電圧源３１が構成されている。
【００３０】
コイル２９及び平滑化コンデンサ３０の共通接続点には直流母線３２が接続され、平滑化コンデンサ３０の他端には直流母線３３が接続されている。これら直流母線３２及び３３間には、第１のスイッチング素子たるＩＧＢＴ３４ａのエミッタと、第２のスイッチング素子たるＩＧＢＴ３５ａのコレクタとが接続された直列回路が、ＩＧＢＴ３４ａのコレクタが母線３２側になるようにして接続されている。また、ＩＧＢＴ３４ａ及び３５ａのゲートは、駆動回路１１ａのＶ及びＵ相のＰＷＭ信号出力端子に接続されている。（尚、電磁調理部２６ｂにおけるＩＧＢＴ３４ｂ及び３５ｂのゲートは、駆動回路１１ｂのＷ及びＵ相のＰＷＭ信号出力端子に接続されている。）また、ＩＧＢＴ３４ａ及び３５ａには、アノードがエミッタ側になるようにしてフリーホイールダイオード３６及び３７が並列接続されている。そして、これらＩＧＢＴ３４ａ及び３５ａ、及び、フリーホイールダイオード３６及び３７でハーフブリッジ型のインバータ回路３８ａが構成されている。
【００３１】
インバータ回路３８の出力端子３９及び母線３３間には、加熱コイル５ａ及び共振コンデンサ４０が直列に接続された共振回路４６ａが接続されている。この共振コンデンサ４０には、アノードが母線３３側になるようにしてダイオード４１が並列接続されている。また、インバータ回路３８の出力端子３９及び母線３３間には、スナバコンデンサ４２の一端とＩＧＢＴ２３ａのコレクタとが接続されてなるスナバ回路２２ａが、スナバコンデンサ４２の他端が出力端子３９側になるようにして接続されている。そして、ＩＧＢＴ２３ａのベースには駆動回路１１ａのスナバ制御信号出力端子が接続され、コレクタ、エミッタ間には、アノードがエミッタ側になるようにしてダイオード４３が接続されている。尚、このスナバ回路２２ａは、ＩＧＢＴ３４ａ及び３５ａのオフ時におけるスイッチング損失を減少させるためのものである。そして、これら直流電圧源３１、インバータ回路３８、スナバ回路２２ａ及び加熱コイル５ａ等で電磁調理部２６ａが構成されている。
【００３２】
ところで、整流回路２８の交流入力端子側の母線には電流トランス４４が介挿され、この電流トランス４４は電流検出部２４ａに接続されている。そして、これら電流トランス４４及び電流検出部２４ａでは、インバータ回路３８への入力電流を検出してＤＳＰ９に出力するようになっている。
【００３３】
また、母線３２には、電圧検出部２５が接続されている。この電圧検出部２５では、インバータ回路３８への入力電圧を検出してＤＳＰ９に出力すると共に、その入力電圧が所定電圧値よりも高い場合（異常に高い場合）には非常停止信号をＤＳＰ９に出力するようになっている。
【００３４】
また、ＤＳＰ９の図示しない駆動電圧入力端子には、電圧検出部４５が接続されている。この電圧検出部４５では、ＤＳＰ９の駆動電圧を検出して、その駆動電圧が所定電圧値よりも低い場合（異常に低い場合）には非常停止信号をＤＳＰ９に出力するようになっている。
【００３５】
＜電磁調理器１の作用説明＞
次に、電磁調理器１の作用について説明するに、電磁調理部２６ａ及び２６ｂの作用は同等であるので、２６ａについてのみ説明し、２６ｂについては説明を省略するものとする。尚、ここでは、使用者が加熱開始ボタン６ａを押すことにより操作部６から加熱開始指令が出力され、制御回路８によりスイッチ１２ａ及び１２ｂがオンに設定されているものとする。
【００３６】
図４は、キャリア信号に基づいて生成される各ＰＷＭ信号のタイミングチャートを示すものである。ＤＳＰ９では、ＰＷＭ機能２１内のタイマ２１ａを零から所定値までアップカウントし、所定値に達した時点でリセットする動作を繰り返すことにより、一定周期Ｔ（例えば４６μｓ）のキャリア信号（例えば三角波）が生成される（図４（ａ）参照）。尚、キャリア信号は三角波に限定されるものではなく、例えばタイマ２１ａをアップダウンカウンタで構成して、のこぎり波を生成するようにしてもよい。
【００３７】
まず、ＩＧＢＴ３５ａのゲートに出力される固定ＰＷＭ信号たるＵ相のＰＷＭ信号の生成方法について説明する。コンペアレジスタ２１ｂには、Ｕ相のＰＷＭ信号のデューティー比が５０％に固定された比較値が予め設定されている。比較部２１ｃでは、前記比較値とタイマ２１ａのカウント値との比較が行われ、ＰＷＭ信号生成部２１ｄでは、タイマのカウント値が零の時点でハイレベルからロウレベルに立ち下がり、前記比較値に一致した時点でロウレベルからハイレベルに立ち上がるようなＵ相元信号が生成される（図４（ｂ）参照）。
【００３８】
デッドタイム生成部２１ｅでは、このＵ相元信号に基づいて、図４（ｃ）に示すような所定幅のＵ相デッドタイム信号が生成され、このＵ相デッドタイム信号がＵ相元信号に加味される。ＰＷＭ信号出力部２１ｆでは、図４（ｄ）及び（ｅ）に示すようなＵ相デッドタイム期間中にはロウレベルとなるＵ相のＰＷＭ信号、及び、これと相互補完の関係にある＿Ｕ相のＰＷＭ信号が生成される。このようにして生成されたＵ相のＰＷＭ信号は、駆動回路１１ａを介してＩＧＢＴ３５ａのゲートに出力される。即ち、ＩＧＢＴ３５ａは、Ｕ相のＰＷＭ信号により、周期Ｔで断続的なオンオフ制御が行われる。
【００３９】
続いて、ＩＧＢＴ３４ａのゲートに出力する可変ＰＷＭ信号たる＿Ｖ相のＰＷＭ信号の生成方法について説明する。コンペアレジスタに設定されるＶ相の比較値は、外部割込機能１４によってデューティー比が５０％から１００％まで調節可能になっている。そして、このデューティー比を調節することにより、加熱コイル５ａに供給する高周波電流量が調節され、即ち、加熱口４ａに置かれた調理器への加熱量が制御される。
以上のようにして、ＤＳＰ９では、「１」相分の固定ＰＷＭ信号に相当するＵ相のＰＷＭ信号、及び、「電磁調理部の数」相分の可変ＰＷＭ信号に相当する＿Ｖ及び＿Ｗ相のＰＷＭ信号が生成される。
【００４０】
さて、制御回路８では、加熱量設定ボタン６ｃにより設定される加熱量が記憶され、設定された加熱量はＤＳＰ９の外部割込機能１４に出力される。ＤＳＰ９では、電圧検出部２５ａ及び電流検出部２４ａにより検出されるインバータ回路３８ａへの入力電圧値及び入力電流値を積算することに基づいて、インバータ回路３８ａへの入力電力量が推定され、設定された加熱量に応じた電力量を加熱コイル５ａに供給するためのＶ相の比較値が設定される。そして、Ｕ相の場合と同様にして、比較部２１ｃ、ＰＷＭ信号生成部２１ｄ、デッドタイム生成部２１ｅ及びＰＷＭ信号出力部２１ｆを通じて固定ＰＷＭ信号たる＿Ｖ相のＰＷＭ信号が生成され、この＿Ｖ相のＰＷＭ信号が駆動回路１１ａを介してＩＧＢＴ３４ａのゲートに出力される（図４（ｆ）乃至（ｉ）参照）。
【００４１】
次に、ＩＧＢＴ２３ａのゲートに出力するスナバ制御信号の生成方法について説明する。このスナバ制御信号は、Ｕ相のＰＷＭ信号がロウレベルからハイレベルに立ち上がる時点をトリガとして所定時間Ｔα（例えば３μｓ）経過後にハイレベルになり、＿Ｖ相のＰＷＭ信号がハイレベルからロウレベルに立ち下がる時点をトリガとして所定時間Ｔβ（例えば３μｓ）経過後にロウレベルになるように生成される（図４（ｊ）参照）。尚、このスナバ制御信号は、ＤＳＰ９のＣＰＵ５１内のＤＳＰ制御プログラムによって、ソフト的に生成されるものである。
【００４２】
そして、ＩＧＢＴ２３ａは、このスナバ制御信号により、ＩＧＢＴ３５ａがオンした後一定時間Ｔα経過してからオンし、ＩＧＢＴ３４ａがオフした後一定時間Ｔβ経過してからオフする。これにより、ＩＧＢＴ３４ａ及び３５ａがオン状態からオフ状態に移行する場合に、各コレクタ、エミッタ間の電圧変化を緩やかにしてスイッチング損失の発生を防止すると共に、ＩＧＢＴ３５ａのオン時にスナバコンデンサ４２に短絡電流が流れることをも防止している。
【００４３】
尚、電磁調理部２６ｂのＩＧＢＴ３５ｂのゲートには、前記Ｕ相のＰＷＭ信号が出力され、ＩＧＢＴ３４ｂのゲートには、前記＿Ｖ相のＰＷＭ信号と同様にして生成される＿Ｗ相のＰＷＭ信号が出力される。また、ＩＧＢＴ２３ｂのゲートには、前記スナバ制御信号と同様にして、Ｕ相のＰＷＭ信号に基づいてハイレベルになり、＿Ｗ相のＰＷＭ信号に基づいてロウレベルになるスナバ制御信号が出力される（図４（ｋ）〜（ｏ）参照）。
【００４４】
以上のようにして、電磁調理部２６ａ及び２６ｂでは、ＩＧＢＴ３４ａ及び３５ａ或いはＩＧＢＴ３４ｂ及び３５ｂを交互にオンさせながら、＿Ｖ及び＿Ｗ相のＰＷＭ信号のデューティー比を調節することにより、加熱コイル５ａ及び５ｂに高周波電流が供給され、加熱口４ａ及び４ｂに置かれた調理器が加熱される。
【００４５】
ところで、このような電磁調理部２６ａ及び２６ｂへのＰＷＭ制御が行われている最中には、電圧検出部２５ａ及び２５ｂにおいて、インバータ回路３８ａ及び３８ｂへの入力電圧及びＤＳＰ９の駆動電圧の異常検出が行われている。そして、異常が検出され、非常停止信号が出力されると、出力停止手段を兼ねたＤＳＰ９では、全てのＰＷＭ信号の出力を強制的に停止（ロウレベルに）して、インバータ回路３８ａ及び３８ｂへのＰＷＭ制御を停止するようになっている。
【００４６】
尚、調理器への加熱を停止する場合は、使用者が操作部６の加熱停止ボタン６ｂを押せばよく、この場合には、制御回路８によりスイッチ１２ａ及び１２ｂがオフに設定され、全てのＩＧＢＴ３４ａ、３４ｂ、３５ａ、３５ｂ、２３ａ及び２３ｂがオフして加熱コイル５ａ及び５ｂへの高周波電流の供給が停止する。
【００４７】
図５は、前記各ＩＧＢＴ３４ａ、３４ｂ、３５ａ、３５ｂ、２３ａ及び２３ｂのゲートに出力されるＰＷＭ信号のタイミングチャートを示すものである。このように本第１の実施例では、ＤＳＰ９において、インバータ回路３８ａ及び３８ｂへの入力電圧値及び入力電流値を検出することに基づいて入力電力量を推定し、加熱量設定ボタン６ｃにより設定される加熱量に応じた高周波電流が加熱コイル５ａ及び５ｂに供給されるように＿Ｖ相及び＿Ｗ相のＰＷＭ信号のデューティー比を調節して、ＩＧＢＴ３４ａ及び３４ｂのＰＷＭ制御を行うようにした。また、デューティー比が固定されたＵ相のＰＷＭ信号を共通に使用して、ＩＧＢＴ３５ａ及び３５ｂのＰＷＭ制御を行うようにした。更に、Ｕ相のＰＷＭ信号の立ち上がり時点でハイレベルになり、＿Ｖ相或いは＿Ｗ相のＰＷＭ信号の立ち下がり時点でロウレベルになるようなスナバ制御信号により、スナバ回路２２ａ及び２２ｂのＩＧＢＴ２３ａ及び２３ｂの通電制御を行うようにした。
【００４８】
このような構成によれば、モータ駆動用のＰＷＭ機能２１を備えたＤＳＰ９は大量生産されて低価格で供給されているので、ＰＷＭ機能２１を個別半導体やＡＳＩＣで構成する場合に比べて電磁調理器１の製造コストを低減することができる。しかも、モータ駆動用のＰＷＭ機能２１を備えたＤＳＰ９を使用することで、ハーフブリッジ型のインバータ回路３８ａ及び３８ｂを駆動するためのＰＷＭ機能を内蔵したマイクロコンピュータ等を新たに開発せずに済み、電磁調理器１の開発期間を短縮することができる。従って、高性能なハーフブリッジ型のインバータ回路３８ａ及び３８ｂを備えた電磁調理器１を安価に提供することができる。
【００４９】
また、モータ駆動用のＰＷＭ機能２１は、比較値やキャリア信号の周波数の設定に基づいて簡単にＰＷＭ信号を生成することができるので、通常にモータを駆動する場合とは異なる方法で、コンペアレジスタ２１ｂの比較値を調節することにより、簡単にハーフブリッジ型のインバータ回路３８ａ及び３８ｂを駆動させることができる。しかも、キャリア信号の周波数及びＵ相の比較値を固定し、Ｖ及びＷ相の比較値を調節するだけで、インバータ回路３８ａ及び３８ｂへの高周波電流の供給電力量、即ち加熱量が調節できるので、インバータ回路３８ａ及び３８ｂのＰＷＭ制御が簡単であり、その制御プログラムを簡単に作成することができる。
【００５０】
また、共通のタイマ２１ａに基づいて、各相のＰＷＭ信号が生成されるので、２つの加熱コイル５ａ及び５ｂに供給される高周波電流の基本周波数を同等にすることができ、うなりの発生を抑制することができる。
【００５１】
また、このような汎用のモータ駆動用のＰＷＭ機能２１を備えたＤＳＰ９では、スナバ回路２２ａ及び２２ｂの通電制御を行うこともできる。しかも、このスナバ回路２２ａ及び２２ｂを制御するための制御プログラムは簡単にできる。
【００５２】
また、インバータ回路３８ａ及び３８ｂへの入力電圧が異常に高い場合や、ＤＳＰ９の駆動電圧が異常に低い場合に、直ちにそれを検出してインバータ回路３８ａ及び３８ｂのＰＷＭ制御を停止することができるので、インバータ回路３８ａ及び３８ｂの故障や、それに伴う事故等を未然に防ぐことができる。
【００５３】
［第２の実施例］
以下、本発明の誘導加熱調理器を、２つの加熱コイルを有し、ハーフブリッジ型のインバータ回路を備えた電磁調理器に適用した場合の第２の実施例について、図６乃至図９を参照して説明する。尚、第１の実施例と同一部分については同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。
【００５４】
まず、図６は、電磁調理器５０の電気的な構成を示すブロック図である。この図６において、ＤＳＰ５１は、２つの三相モータが駆動可能なように２つのＰＷＭ機能５２ａ及び５２ｂが内蔵された汎用のものである（図７参照）。尚、これらＰＷＭ機能５２ａ及び５２ｂは、第１の実施例で示したＰＷＭ機能２１と同等に構成されたものである。そして、これら双方のＰＷＭ機能５２ａ及び５２ｂは、夫々電磁調理部５３ａ及び５３ｂのＰＷＭ制御に使用されるようになっている。例えば、ＰＷＭ機能５２ａ及び電磁調理部５３ａの接続構成について説明すると、図示しないＰＷＭ信号出力部のＵ及び＿ＵのＰＷＭ信号出力端子は、スイッチ１２ａを介して駆動回路１１ａに接続されている。尚、ＰＷＭ機能５２ｂ及び電磁調理部５３ｂの接続構成も前記と同様である。
【００５５】
次に、電磁調理部５３ａ及び５３ｂの構成について説明するに、電磁調理部５３ａ及び５３ｂは同等であるので、電磁調理部５３ａについてのみ説明し、電磁調理部５３ｂは符号のみ付して説明は省略するものとする。
【００５６】
電磁調理部５３ａにおいて、母線３２と、加熱コイル５ａ及び共振コンデンサ４０の共通接続点との間には、共振コンデンサ５４が接続されている。また、インバータ回路３８ａのＩＧＢＴ３４ａ及び３５ｂには、コレクタ、エミッタ間にスナバコンデンサ５５及び５６が接続されている。更に、ＩＧＢＴ３４ａ及び３５ａの共通接続点と加熱コイル５ａとの間には電流トランス５７が介挿され、この電流トランス５７は電流位相検出手段たる電流位相検出部５８ａに接続されている。そして、これら電流トランス５７及び電流位相検出部５８ａでは、加熱コイル５ａへの入力電流の位相が検出されてＤＳＰ９に出力するようになっている。また、加熱コイル５ａ、及び、共振コンデンサ４０及び５４で所定の共振周波数を有する共振回路５９ａが構成され、加熱コイル５ｂ、及び、共振コンデンサ４０及び５４で所定の共振周波数を有する共振回路５９ｂが構成されている。
【００５７】
＜電磁調理器５０の作用説明＞
続いて、電磁調理器５０の作用について説明する。本第２の実施例では、電磁調理部５３ａ及び５３ｂの作用は同等であるので、５３ａについてのみ説明し、５３ｂについては説明を省略するものとする。尚、ここでは、使用者が加熱開始ボタン６ａを押すことにより操作部６から加熱指令が出力され、制御回路８によりスイッチ１２ａ及び１２ｂがオンに設定されているものとする。
【００５８】
図８は、ＰＷＭ機能５２ａ及び５２ｂにおいて、夫々のキャリア信号に基づいて生成されるＰＷＭ信号のタイミングチャートを示すものである。以下、ＰＷＭ機能５２ａの作用を例に挙げて説明する。ＤＳＰ５１では、第１の実施例と同様にして、図示しないタイマにより所定周期Ｔ１のキャリア信号（例えば三角波）が生成される（図８（ａ）参照）。但し、タイマ割込機能１５によってタイマをリセットするカウント値（リセット値）を調節することにより、キャリア信号の周期Ｔ１（周波数）が調節可能になっている。
【００５９】
図示しないコンペアレジスタには、第１の実施例と同様にして、固定ＰＷＭ信号たるＵ相のＰＷＭ信号のデューティー比が５０％に固定された比較値が予め設定されている。これにより、Ｕ相元信号が生成され（図８（ｂ）参照）、Ｕ相デッドタイム信号が生成され（図８（ｃ）参照）、Ｕ相のＰＷＭ信号及び反転ＰＷＭ信号たる＿Ｕ相のＰＷＭ信号が生成される（図８（ｄ）及び（ｅ）参照）。そして、周期Ｔ１のＵ相及び＿Ｕ相のＰＷＭ信号がＩＧＢＴ３４ａ及び３５ａに出力され、ＩＧＢＴ３４ａ及び３５ａが交互にオンすることにより、加熱コイル５ａに高周波電流が供給され、加熱口４ａに置かれた調理器への加熱が行われる。
【００６０】
尚、電磁調理部５３ｂのＩＧＢＴ３４ｂ及び３５ｂのゲートには、前記ＰＷＭ機能５２ａと同様にして、ＰＷＭ機能５２ｂにより所定周期Ｔ２のキャリア信号に基づいて生成される固定ＰＷＭ信号たるＵ相のＰＷＭ信号及び反転ＰＷＭ信号たる＿Ｕ相のＰＷＭ信号が出力される（図８（ｆ）〜（ｊ）参照）。
以上のようにして、ＤＳＰ５１では、各ＰＷＭ機能５２ａ及び５２ｂ毎に、「１」相分の固定ＰＷＭ信号に相当するＵ相のＰＷＭ信号と、反転ＰＷＭ信号に相当する＿Ｕ相のＰＷＭ信号が生成される。
【００６１】
さて、ＤＳＰ５１による加熱量の制御は、以下のようにして行われる。まず、制御回路８において設定された加熱量がＤＳＰ５１の外部割込機能に出力されると、ＤＳＰ９では、第１の実施例と同様にしてインバータ回路３８ａへの入力電力量が推定される。そして、入力電力量が加熱量に応じた電力量になるように、Ｕ相及び＿Ｕ相のＰＷＭ信号の周波数制御が行われる。
【００６２】
具体的には、入力電力量が加熱量に応じた電力量よりも低い場合には、高周波電流の位相と前記ＰＷＭ信号の位相とを近づけるようにして、前記ＰＷＭ信号の周波数を共振回路５９ａの共振周波数に近づけて、入力電力量を増加させる。反対に、入力電力量が加熱量に応じた電力量よりも高い場合には、高周波電流の位相と前記ＰＷＭ信号の位相とを遠ざけるようにして、前記ＰＷＭ信号の周波数を共振回路５９ａの共振周波数から遠ざけて、入力電力量を減少させる。
【００６３】
以上のようにして、電磁調理部５３ａ及び５３ｂでは、ＩＧＢＴ３４ａ及び３５ａ或いはＩＧＢＴ３４ｂ及び３５ｂを交互にオンさせながら、前記ＰＷＭ信号の周波数を調節することにより、加熱コイル５ａ及び５ｂに高周波電流が供給され、加熱口４ａ及び４ｂに置かれた調理器が加熱される。
【００６４】
図９は、電磁調理器５３ａ及び５３ｂにおけるＩＧＢＴ３４ａ、３４ｂ、３５ａ及び３５ｂのベースに出力されるＰＷＭ信号のタイミングチャートを示すものである。このように本第２の実施例では、ＤＳＰ５１において、加熱コイル５ａ及び５ｂに供給される高周波電流の位相と、Ｕ及び＿Ｕ相のＰＷＭ信号の位相との位相差量を検出し、加熱量設定ボタン６ｃにより設定される加熱量に応じた高周波電流が加熱コイル５ａ及び５ｂに供給されるように前記ＰＷＭ信号の周期Ｔ１及びＴ２を調節し、ＩＧＢＴ３４ａ、３４ｂ、３５ａ及び３５ｂのＰＷＭ制御を行うようにした。
【００６５】
このような構成によれば、モータ駆動用のＰＷＭ機能５２ａ及び５２ｂは、比較値やキャリア信号の周期Ｔ１及びＴ２の設定に基づいて簡単にＰＷＭ信号を出力することができるので、通常にモータを駆動する場合とは異なる方法で、前記比較値を固定し、キャリア信号の周期Ｔ１及びＴ２を調節することにより、簡単にハーフブリッジ型のインバータ回路３８ａ及び３８ｂを駆動させることができる。しかも、各相の比較値を固定して、キャリア信号の周期Ｔ１及びＴ２を変えるだけで、インバータ回路３８ａ及び３８ｂへの高周波電流の供給電力量、即ち加熱量が調節できるので、インバータ回路３８ａ及び３８ｂのＰＷＭ制御が簡単であり、その制御プログラムを簡単に作成することができる。
【００６６】
［第３の実施例］
以下、本発明の誘導加熱調理器を、２つの加熱コイルを有し、ハーフブリッジ型のインバータ回路を備えた電磁調理器に適用した場合の第３の実施例について、図１０及び図１１を参照して説明する。尚、第２の実施例と同一部分については同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。
【００６７】
まず、図１０は、電磁調理器７０の電気的な構成を示すブロック図である。この図１０において、ＤＳＰ７１は、例えばアクティブ方式のインバータ回路において、１つの三相モータのＰＷＭ制御及びＰＡＭ制御が可能なように、電磁調理部５３ａ及び５３ｂと同数たる２つのタイマ７２ａ及び７２ｂを備えたＰＷＭ機能７３が内蔵された汎用のものである。
【００６８】
図１１は、このＤＳＰ７１の内部構成を示すブロック図である。この図１１において、ＰＷＭ機能７３は、キャリア信号を生成するタイマ７２ａ及び７２ｂ、設定された比較値を記憶するためのコンペアレジスタ７４ａ及び７４ｂ、タイマ７２ａ及び７２ｂのカウント値と比較値とを比較する比較部７５ａ及び７５ｂ、比較部７５ａ及び７５ｂからの出力に基づいて、夫々独立したＰＷＭ信号（ＰＡＭ信号も可能）を生成するＰＷＭ信号生成部７６、これらのＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ信号出力部７７で構成されている。
【００６９】
このＰＷＭ機能７３は、各タイマ７２ａ及び７２ｂ毎に、「１」相分のＰＷＭ信号（例えば第２の実施例のＵ相のＰＷＭ元信号に相当）を生成して出力するようになっている。そして、例えば、ＰＷＭ機能７３及び電磁調理部５３ａの接続構成について説明すると、ＰＷＭ信号出力部７７のＵ相のＰＷＭ信号出力端子は、遅延手段たる遅延部７９ａ、スイッチ１２ａ及び駆動回路１１ａを介してＩＧＢＴ３４ａに接続されると共に、反転信号生成手段たる反転信号生成部７８ａ、遅延部７９ａ、スイッチ１２ａ及び駆動回路１１ａを介してＩＧＢＴ３５ａに接続されている。尚、ＰＷＭ機能７３及び電磁調理部５３ｂの接続構成も前記と同様である。
【００７０】
＜電磁調理器７０の作用説明＞
続いて、電磁調理器７０の作用について説明する。尚、本第３の実施例は、第２の実施例と同様にして、固定ＰＷＭ信号及び反転ＰＷＭ信号を生成し各ＰＷＭ信号の周波数を調節することにより、インバータ回路３８ａ及び３８ｂのＰＷＭ制御を行うものであるので、このＰＷＭ制御についての説明は省略し、固定ＰＷＭ信号及び反転ＰＷＭ信号を生成する作用についてのみ説明するものとする。また、電磁調理部５３ａ及び５３ｂの各ＰＷＭ信号を生成する作用は同等であるので、５３ａ側についてのみ説明し、５３ｂ側については説明を省略するものとする。
【００７１】
ＤＳＰ７１では、第１の実施例と同様にして、タイマ７２ａにより所定周期Ｔ１のキャリア信号（例えば三角波）が生成される（図８（ａ）に相当）。但し、タイマ割込機能１５によってタイマをリセットするカウント値（リセット値）を調節することにより、キャリア信号の周期Ｔ１（周波数）が調節可能になっている。
コンペアレジスタ７４ａには、第１の実施例と同様にして、固定ＰＷＭ信号たるＵ相のＰＷＭ信号のデューティー比が５０％に固定された比較値が予め設定されている。これにより、Ｕ相元信号が生成され（図８（ｂ）に相当）、出力される。
【００７２】
遅延部７９ａに出力されるＵ相元信号は、遅延部７９ａにて、波形の立ち上がり時にデッドタイム分の遅延時間（ロウレベル）が加味されて、固定ＰＷＭ信号たるＵ相のＰＷＭ信号が生成され、ＩＧＢＴ３４ａに出力される（図８（ｄ）に相当）。また、反転信号生成部７８ａに出力されるＵ相元信号は、反転信号生成部７８ａにて、ロウレベルとハイレベルが反転され、遅延部７９ａにて、波形の立ち上がり時にデッドタイム分の遅延時間が（ロウレベル）が加味されて、反転ＰＷＭ信号たる＿Ｕ相のＰＷＭ信号が生成され、ＩＧＢＴ３５ａに出力される（図８（ｅ）に相当）。
以上のようにして、ＤＳＰ７１では、各タイマ７２ａ及び７２ｂ毎に、「１」相分の固定ＰＷＭ信号が生成される。
【００７３】
このような構成によっても、第２の実施例と同様にして、電磁調理部５３ａ及び５３ｂでは、ＩＧＢＴ３４ａ及び３５ａ或いはＩＧＢＴ３４ｂ及び３５ｂを交互にオンさせながら、前記ＰＷＭ信号の周波数を調節することにより、加熱コイル５ａ及び５ｂに高周波電流が供給され、加熱口４ａ及び４ｂに置かれた調理器が加熱される。
【００７４】
これにより、請求項３と同様の効果が得られる。しかも、２つのタイマ７２ａ及び７２ｂを有する１つのＰＷＭ機能７３を内蔵したＤＳＰ７１は、２つのＰＷＭ機能５２ａ及び５２ｂを内蔵したＤＳＰ５１に比べて値段が安く、反転信号生成部７８ａ及び７８ｂ、及び、遅延部７９ａ及び７９ｂも低コストで構成できるので、電磁調理器７９の製造コストを更に低減することができる。
【００７５】
尚、本発明は、上記し、且つ図面に示す実施例にのみ限定されるものではなく、次のような変形、拡張が可能である。
本発明の実施例では、誘導加熱調理器を電磁調理器に適用したが、これに限定されるものではなく、例えば電気炊飯器にも適用できる。
本発明の実施例では、プロセッサをＤＳＰに適用したが、これに限定されるものではなく、例えばＰＷＭ機能を内蔵したＲＩＳＣ型のマイコンに適用してもよく、要は、安価で、しかも、モータ駆動用のＰＷＭ機能を内蔵した高速演算処理型であり、このＰＷＭ機能を利用してハーフブリッジ型のインバータ回路のＰＷＭ制御を行うことができるプロセッサであればよい。
【００７６】
本発明の実施例では、プロセッサを三相モータ駆動用のＰＷＭ機能を内蔵したＤＳＰに適用したが、これに限定されるものではなく、例えば単相モータ駆動用のＰＷＭ機能を内蔵したＤＳＰに適用してもよい。また、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号の相は、実施例で示したものに限定されず、任意の相を使用すればよい。
【００７７】
本発明の実施例では、スイッチング素子をＩＧＢＴに適用したが、これに限定されるものではなく、例えばＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタに適用してもよい。
本発明の第１の実施例では、スナバ回路を設けたが、このスナバ回路は必要に応じて設けるようにすればよい。
本発明の実施例では、非常停止手段及び出力停止手段を設けたが、これら非常停止手段及び出力停止手段は必要に応じて設けるようにすればよい。
【００７８】
本発明の実施例では、電圧検出部及び電流検出部により検出されるインバータ回路への入力電圧値及び入力電流値を積算して入力電力量を推定し、この入力電力量が設定された加熱量に応じた電力量になるように、ＰＷＭ信号のデューティー比または周波数を調節するようにしたが、これに限定されるものではなく、例えば、電圧検出部及び電流検出部を設けずに、加熱量とＰＷＭ信号のデューティー比または周波数との対応関係を予めデータ化して記録しておき、この対応関係を参照しながら、前記デューティー比または周波数を設定するようにしてもよい。
【００７９】
【発明の効果】
以上の記述で明らかなように、本発明の誘導加熱調理器は、共通のキャリア信号に基づいて「電磁調理部の数＋１」相分のＰＷＭ信号を生成するモータ駆動用のＰＷＭ機能を内蔵したプロセッサにより、デューティー比を固定した「１」相分の固定ＰＷＭ信号と、この固定ＰＷＭ信号とは逆相の関係にあり、互いに重ならないようにして、設定された加熱量に応じてデューティー比を調節した「電磁調理部の数」相分の可変ＰＷＭ信号とを生成し、これらのＰＷＭ信号に基づいてハーフブリッジ型のインバータ回路の双方のスイッチング素子を交互にオンオフするＰＷＭ制御を行うようにしたので、ＰＷＭ機能を個別半導体やＡＳＩＣで構成する場合に比べて製造コストを低減することができると共に、インバータ回路のＰＷＭ制御をするための制御プログラムを短期間で開発することができ、従って、安価で高性能なハーフブリッジ型のインバータ回路を備えた誘導加熱調理器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例を示す電磁調理器の電気ブロック図
【図２】電磁調理器の斜視図
【図３】ＤＳＰの内部構成を示す電気ブロック図
【図４】キャリア信号に基づいて生成される各ＰＷＭ信号のタイミングチャート図
【図５】各スイッチング素子に出力されるＰＷＭ信号のタイミングチャート図
【図６】本発明の第２の実施例を示す図１相当図
【図７】図３相当図
【図８】図４相当図
【図９】図５相当図
【図１０】本発明の第３の実施例を示す図１相当図
【図１１】図３相当図
【図１２】従来例を示す図１相当図
【符号の説明】
図面中、１，５０，７０は電磁調理器（誘導加熱調理器）、５ａ，５ｂは加熱コイル、６は操作部、８は制御回路、９，５１，７１はＤＳＰ（プロセッサ，出力停止手段）、１３はＣＰＵ、２１，５２ａ，５２ｂ，７３はＰＷＭ機能、２１ａ，７２ａ，７２ｂはタイマ、２２ａ，２２ｂはスナバ回路、２３ａ，２３ｂはＩＧＢＴ（第３のスイッチング素子）、２４ａ，２４ｂは電流検出部、２５ａ，２５ｂ，４５は電圧検出部（非常停止手段）、２６ａ，２６ｂ，５３ａ，５３ｂは電磁調理部、３４ａ，３４ｂはＩＧＢＴ（第２のスイッチング素子）、３５ａ，３５ｂはＩＧＢＴ（第１のスイッチング素子）、３８ａ，３８ｂはハーフブリッジ型のインバータ回路、４６ａ，４６ｂ，５９ａ，５９ｂは共振回路、５８ａ，５８ｂは電流位相検出部（電流位相検出手段）を示す。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an induction heating cooker that supplies a high-frequency current to a heating coil by a half-bridge type inverter circuit.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art Conventionally, there is an induction heating cooker such as an electromagnetic cooker or an electric rice cooker configured to supply a high-frequency current to a heating coil by an inverter circuit. Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-138848 discloses an electromagnetic cooker 100 having a one-stone inverter circuit as shown in FIG. This electromagnetic cooker 100 supplies a high-frequency current to the heating coil 102 by performing PWM control of the switching element 101, and outputs a command signal for controlling the cooking of the cooker 103 (hereinafter simply referred to as a microcomputer). A microcomputer 104) and a PWM circuit 105 that outputs a PWM (pulse width modulation) signal based on a command signal are separately provided. In this case, the PWM circuit 105 is generally a combination of individual semiconductors or an ASIC (Application Specific Integrated Circuit).
[0003]
However, in the case of a combination of individual semiconductors, there are problems such as an increase in the number of parts and an increase in cost, and an increase in the mounting area of the parts and an increase in size of the electromagnetic cooker. In addition, in the case of using an ASIC, the development cost is increased because it takes a long time for the design and development, and the cost is increased. Moreover, because it is designed for general use, it is wasteful for individual applications. There were many problems such as many functions. In order to solve these problems, a general-purpose microcomputer incorporating a PWM function for driving a one-stone inverter circuit such as a semiconductor 38C3 group manufactured by Mitsubishi Electric has been commercialized.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in an electromagnetic cooker equipped with such a one-stone inverter circuit, it is necessary to increase the voltage applied to the switching element. Therefore, the switching loss increases and the withstand voltage is increased to, for example, about 900V. In addition, there is room for improvement, such as that the current waveform flowing in the heating coil is greatly distorted.
[0005]
Therefore, in recent years, electromagnetic cookers equipped with a half-bridge type inverter circuit (see FIG. 1) are becoming mainstream. Since this half-bridge type electromagnetic cooker can reduce the voltage applied to the two switching elements compared to the one-stone type, the switching loss is reduced and the withstand voltage is reduced to about 600V, for example. Can do. In addition, there is a feature that distortion of a current waveform flowing through the heating coil is reduced, and further, there are advantages such as good controllability when the heating amount is low (when the output is reduced). For example, Japanese Patent Laid-Open No. 11-214139 discloses a configuration example of a microcomputer incorporating a PWM function for driving a half-bridge type inverter circuit. And if such a microcomputer is used, it is expected that an electromagnetic cooker that is inexpensive and has improved performance can be provided.
[0006]
However, a microcomputer incorporating a PWM function for driving such a half-bridge type inverter circuit has not been commercialized at present as being unprofitable in the induction heating cooker market. Moreover, when such a microcomputer is developed, a long development period is required and the development cost is high, so that there is little possibility of commercialization in the future. Therefore, the PWM function has to use a combination of individual semiconductors or an ASIC, and even if the performance of the induction heating cooker can be improved, it cannot be provided at a low cost. was there.
[0007]
The present invention has been made in view of the above-described circumstances, and therefore an object of the present invention is to provide an induction heating cooker including an inexpensive and high-performance half-bridge type inverter circuit.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
The induction heating cooker according to claim 1, comprising a resonance circuit comprising a heating coil and a resonance capacitor for heating the cooker, and a series circuit of first and second switching elements, and supplying a high-frequency current to the resonance circuit. Based on a common carrier signal generated by a timer and one or more electromagnetic cooking units paired with a half-bridge type inverter circuit Upper and lower phases with dead time of U phase, V phase and W phase Built-in PWM function for motor drive to generate PWM signal, and performs PWM control of the inverter circuit based on this PWM function ROM, RAM, A / D conversion function integrated on a single chip And a processor.
[0009]
According to such a configuration, a PWM function for driving the motor is provided. 1 chip Since the processors are mass-produced and supplied at a low price, the manufacturing cost can be reduced as compared with the case where the PWM function is configured by an individual semiconductor or an ASIC. Moreover, by using a processor having a PWM function for driving a motor, it is not necessary to newly develop a microcomputer or the like having a PWM function for driving a half-bridge type inverter circuit. Development period can be shortened. Therefore, the induction heating cooker can be provided at a low cost.
[0010]
Furthermore, Claim 1 In the induction heating cooker described above, the processor incorporates the PWM function capable of generating a PWM signal equal to or more than "the number of the electromagnetic cooking units + 1" phase based on the common carrier signal, Based on comparing the count value of the timer with a set comparison value, the carrier is configured to output a PWM signal corresponding to the “number of electromagnetic cooking units + 1” phase mutually complemented, and the carrier The fixed PWM signal for the “1” phase in which the duty ratio per cycle of the signal is fixed, and the fixed PWM signal are in an opposite phase relationship, and the duty per cycle of the carrier signal is not overlapped with each other. And a variable PWM signal corresponding to the “number of electromagnetic cooking units” phase set so that the ratio is adjustable, and one fixed switching signal of the inverter circuit is connected to the fixed PWM signal. And the variable PWM signal is output to the other switching element of the inverter circuit to perform the PWM control and adjust the duty ratio of the variable PWM signal to the cooker. The amount of heating is controlled.
[0011]
According to such a configuration, the PWM function for driving the motor can easily output the PWM signal based on the setting of the comparison value and the frequency of the carrier signal. The half bridge type inverter circuit can be driven. In addition, since the frequency of the carrier signal and the duty ratio of the fixed PWM signal are fixed and the duty ratio of the variable PWM signal is changed, the amount of high-frequency current supplied to the inverter circuit, that is, the amount of heating can be adjusted. The PWM control of the circuit is simple, and the control program can be easily created. Furthermore, since each PWM signal is generated based on a common timer, the fundamental frequency of the high-frequency current supplied to the plurality of heating coils can be made equal, and the occurrence of beat can be suppressed.
[0012]
Claim 2 The induction heating cooker described includes a current phase detection unit that detects a phase of a current flowing through the heating coil, and the processor is capable of generating a PWM signal based on the common carrier signal. The same number of PWM functions are incorporated as the number of the electromagnetic cooking units, and for each PWM function, the “1” phase mutually complemented based on comparing the count value of the timer with the set comparison value. A fixed PWM signal in which a duty ratio per cycle of the carrier signal is fixed, and an inverted PWM signal in which the first fixed PWM signal is in a mutually complementary relationship, The fixed PWM signal is output to one switching element of the inverter circuit, and the other switching element of the inverter circuit The PWM control is performed by outputting an inverted PWM signal, and the phase of the current detected by the current phase detecting means is compared with the phase of the fixed PWM signal or the inverted PWM signal. The heating amount to the cooker is controlled based on adjusting the frequency.
[0013]
According to such a configuration, the PWM function for driving the motor can easily output the PWM signal based on the setting of the comparison value and the frequency of the carrier signal. Therefore, the comparison value is fixed, By adjusting the frequency, PWM control of the half-bridge type inverter circuit can be easily performed. In addition, since the duty ratio of the fixed PWM signal and the inverted PWM signal is fixed, and the amount of high-frequency current supplied to the inverter circuit, that is, the amount of heating can be adjusted simply by adjusting the frequency of the carrier signal, PWM control of the inverter circuit Is simple and the control program can be easily created. For example, when the comparison value of the PWM signal generated for each inverter circuit is made common, the number of registers for setting the comparison value can be reduced.
[0014]
Claim 3 The induction heating cooker described is a half bridge that includes a resonance circuit including a heating coil and a resonance capacitor for heating the cooking device, and a series circuit of first and second switching elements, and supplies a high-frequency current to the resonance circuit. One or more electromagnetic cooking units paired with a type inverter circuit and the same number of timers as the electromagnetic cooking units are provided, and independent PWM signals are generated based on carrier signals generated by these timers. A high-speed arithmetic processing type processor with a built-in PWM function for motor drive, Current phase detection means for detecting the phase of the current flowing through the heating coil; Inverted signal generating means for generating an inverted signal of the PWM signal, and delay means for delaying the PWM signal and the inverted signal, and the processor compares the counter value set for each timer. Based on the comparison with the values, the PWM signals for the “1” phases complemented with each other are output, and the fixed PWM signal in which the duty ratio per cycle of each carrier signal is fixed Generating and outputting the fixed PWM signal to one switching element of the inverter circuit, and outputting the inverted PWM signal obtained by inverting the fixed PWM signal to the other switching element of the inverter circuit, PWM control of the inverter circuit, the phase of the current detected by the current phase detection means, and the phase of the fixed PWM signal Based on adjusting the frequency of the carrier signal while comparing, and controlling the heating amount to the cooker.
[0015]
Even with such a configuration, the claims 2 The same effect can be obtained. In addition, a processor incorporating a single PWM function having a plurality of timers is less expensive than a processor incorporating a plurality of PWM functions, and the inversion signal generating means and the delay means are also low in cost. The manufacturing cost can be further reduced.
[0016]
Claim 4 The induction heating cooker described includes a snubber circuit including a snubber capacitor for reducing switching loss of the first and second switching elements, and a third switching element for controlling energization of the snubber capacitor. And the processor performs energization control of the third switching element by using the PWM signal for PWM control of the first and second switching elements as a trigger.
According to such a configuration, the energization control of the snubber circuit can be processed in software by a processor having a PWM function for driving the motor. In addition, the program for controlling the snubber circuit can be simplified.
[0017]
Claim 5 The induction heating cooker described includes emergency stop means for detecting an abnormality in an external state and outputting an emergency stop signal, and the processor receives the PWM signal when the emergency stop signal is input from the outside. An output stop means for forcibly stopping the output is provided.
According to such a configuration, when an abnormality occurs in an external state such as a power source, for example, it can be immediately detected and PWM control of the inverter circuit can be stopped. Accidents can be prevented.
[0018]
Claim 6 In the induction heating cooker described above, the emergency stop means is configured to output the emergency stop signal when an input voltage to the inverter circuit is abnormally high.
According to such a configuration, when an abnormality occurs in the drive source of the inverter circuit, it can be immediately detected and PWM control of the inverter circuit can be stopped. 5 The same effect can be obtained.
[0019]
Claim 7 The induction heating cooker described above is characterized in that the emergency stop means is configured to output the emergency stop signal when the drive voltage of the processor is abnormally low.
According to such a configuration, when an abnormality occurs in the drive source of the processor, it can be immediately detected and the PWM control of the inverter circuit can be stopped. 5 The same effect can be obtained.
[0020]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
[First embodiment]
Hereinafter, referring to FIG. 1 to FIG. 5 for a first embodiment in which the induction cooking device of the present invention is applied to an electromagnetic cooking device having two heating coils and having a half-bridge type inverter circuit. To explain.
[0021]
First, FIG. 2 shows the external appearance of the electromagnetic cooking device 1. In FIG. 2, a top plate 3 made of heat-resistant glass is provided on the upper surface of the main body 2 having a rectangular shape, and two circular heating ports 4 a for placing a cooking device on the upper surface of the top plate 3 and 4b is printed. Below the top plate 3 where the heating ports 4a and 4b are located, heating coils 5a and 5b (see FIG. 1) (not shown) are arranged.
[0022]
On the right side of the front part of the main body 2, an operation unit 6 including a heating start button 6a, a heating stop button 6b, a heating amount setting button 6c, a heating amount display unit 6d, and the like is provided for the respective heating ports 4a and 4b. ing. An electric circuit board (not shown) for performing drive control of the electromagnetic cooking device 1 is mounted on the back side of the operation unit 6. In addition, a roaster door 7 built in the main body 2 is provided on the left side of the front portion of the main body 2.
[0023]
Next, FIG. 1 is a block diagram showing an electrical configuration of the electromagnetic cooking device 1. In FIG. 1, the control circuit 8 is composed of an electric circuit mainly composed of a microcomputer (hereinafter simply referred to as a microcomputer), although not shown. By reading a control program written in the ROM, the control circuit 8 Electric control of the entire cooking device 1 is performed. The control circuit 8 performs conduction control of the operation unit 6, a serial communication function 10 (described later) of a DSP (digital signal processor) 9 as a processor, and a PWM signal output from the DSP 9 to the drive circuits 11a and 11b. Connected to the switches 12a and 12b, based on a heating command from the operation unit 6, drive control of the DSP 9 and conduction control of the switches 12a and 12b are performed.
[0024]
FIG. 3 is a block diagram showing an internal configuration of a general-purpose DSP 9 having a built-in PWM function for driving a three-phase motor. DSP9 is a high-speed arithmetic processing type 1 chip A serial communication function 10, an external interrupt function 14, a timer interrupt function 15, and a general purpose I / O for communicating with other microcomputers to a main CPU (central processing unit) 13 having a structure. A function 16, a ROM 17, a RAM 18, an A / D converter 19, a watchdog timer function 20, and a PWM function 21 that generates three-phase (U, V, and W phase) PWM signals are connected.
[0025]
The PWM function 21 includes a timer 21a for generating a carrier signal, a compare register 21b for storing a set comparison value, a comparison unit 21c for comparing the count value of the timer 21a with the comparison value, and an output from the comparison unit 21c. Based on the PWM signal generation unit 21d that generates a three-phase PWM signal based on the three-phase PWM signal, the dead time generation unit 21e that generates a dead time based on the three-phase PWM signal, and the three-phase PWM signal that takes the dead time into account The PWM signal output unit 21f outputs a PWM signal of U, _U, V, _V, W and _W phases (an underbar means an inverted phase) including the inverted phase.
[0026]
The DSP 9 operates by being supplied with an oscillation signal having a predetermined period from an oscillation circuit (not shown). Based on the DSP control program written in the ROM 17, generation and output of PWM signals and set control signals are performed.
[0027]
Returning to FIG. 1, the U-phase PWM signal output terminal of the PWM signal output unit 21f of the DSP 9 is commonly connected to the drive circuits 11a and 11b via the switches 12a and 12b, and the _V and _W-phase PWM signal output terminals are connected. Are individually connected to the drive circuits 11a and 11b via the switches 12a and 12b. Further, in the DSP 9, a snubber control signal for controlling energization of IGBTs 23a and 23b, which are third switching elements of snubber circuits 22a and 22b, which will be described later, is generated, and terminals set to output these snubber control signals are The drive circuits 11a and 11b are connected in common via the switches 12a and 12b. Further, the A / D converter 19 of the DSP 9 is connected to current detection units 24a and 24b and voltage detection units 25a, 25b and 45 (both described later) serving as emergency stop means.
[0028]
The control circuit 8, the DSP 9, the switches 12a and 12b, the operation unit 6, the oscillation circuit, the drive circuits 11a and 11b, the current detection units 24a and 24b, and the voltage detection units 25, 25b, and 45 are constant voltages (not shown). A predetermined DC voltage is supplied from the circuit to operate.
[0029]
Next, the configuration of the electromagnetic cooking units 26a and 26b will be described. Since the electromagnetic cooking units 26a and 26b are equivalent, only the electromagnetic cooking unit 26a will be described, and the electromagnetic cooking unit 26b will be given only the reference numerals and the description thereof will be omitted. It shall be. The commercial power supply 27 is connected to an AC input terminal of a rectifier circuit 28 formed of a diode bridge, and a DC output terminal of the rectifier circuit 28 is connected to a series circuit including a coil 29 and a smoothing capacitor 30. The rectifier circuit 28, the coil 29, and the smoothing capacitor 30 constitute a DC voltage source 31.
[0030]
A DC bus 32 is connected to the common connection point of the coil 29 and the smoothing capacitor 30, and a DC bus 33 is connected to the other end of the smoothing capacitor 30. Between these DC buses 32 and 33, 1 The switching element of the IGBT 34a, 2 The series circuit to which the collector of the IGBT 35a as the switching element is connected is connected so that the collector of the IGBT 34a is on the bus 32 side. IGBT 34a as well as 35a Are connected to the V and U phase PWM signal output terminals of the drive circuit 11a. (Note that the gates of the IGBTs 34b and 35b in the electromagnetic cooking unit 26b are connected to the W and U phase PWM signal output terminals of the drive circuit 11b.) Also, the anodes of the IGBTs 34a and 35a are on the emitter side. Thus, the freewheel diodes 36 and 37 are connected in parallel. The IGBTs 34a and 35a and the freewheel diodes 36 and 37 constitute a half bridge type inverter circuit 38a.
[0031]
Between the output terminal 39 and the bus bar 33 of the inverter circuit 38, a resonance circuit 46a in which the heating coil 5a and the resonance capacitor 40 are connected in series is connected. A diode 41 is connected in parallel to the resonance capacitor 40 so that the anode is on the bus 33 side. Further, the snubber circuit 22a in which one end of the snubber capacitor 42 and the collector of the IGBT 23a are connected between the output terminal 39 and the bus 33 of the inverter circuit 38 is arranged such that the other end of the snubber capacitor 42 is on the output terminal 39 side. Connected. A snubber control signal output terminal of the drive circuit 11a is connected to the base of the IGBT 23a, and a diode 43 is connected between the collector and the emitter so that the anode is on the emitter side. The snubber circuit 22a is for reducing switching loss when the IGBTs 34a and 35a are turned off. The direct current voltage source 31, the inverter circuit 38, the snubber circuit 22a, the heating coil 5a, and the like constitute an electromagnetic cooking unit 26a.
[0032]
By the way, a current transformer 44 is inserted in the bus on the AC input terminal side of the rectifier circuit 28, and this current transformer 44 is connected to the current detector 24a. The current transformer 44 and the current detector 24a detect an input current to the inverter circuit 38 and output it to the DSP 9.
[0033]
The voltage detection unit 25 is connected to the bus 32. The voltage detection unit 25 detects an input voltage to the inverter circuit 38 and outputs the detected voltage to the DSP 9, and outputs an emergency stop signal to the DSP 9 when the input voltage is higher than a predetermined voltage value (abnormally high). It is supposed to be.
[0034]
Further, a voltage detection unit 45 is connected to a drive voltage input terminal (not shown) of the DSP 9. The voltage detector 45 detects the driving voltage of the DSP 9 and outputs an emergency stop signal to the DSP 9 when the driving voltage is lower than a predetermined voltage value (when it is abnormally low).
[0035]
<Description of operation of electromagnetic cooker 1>
Next, the operation of the electromagnetic cooker 1 will be described. Since the operations of the electromagnetic cooking units 26a and 26b are equivalent, only 26a will be described, and description of 26b will be omitted. Here, it is assumed that when the user presses the heating start button 6a, a heating start command is output from the operation unit 6, and the switches 12a and 12b are set to ON by the control circuit 8.
[0036]
FIG. 4 shows a timing chart of each PWM signal generated based on the carrier signal. In the DSP 9, the timer 21a in the PWM function 21 is up-counted from zero to a predetermined value, and is reset when the predetermined value is reached, whereby a carrier signal (for example, a triangular wave) having a fixed period T (for example, 46 μs) is generated. Is generated (see FIG. 4A). The carrier signal is not limited to a triangular wave. For example, the timer 21a may be configured with an up / down counter to generate a sawtooth wave.
[0037]
First, a method of generating a U-phase PWM signal that is a fixed PWM signal output to the gate of the IGBT 35a will be described. A comparison value in which the duty ratio of the U-phase PWM signal is fixed to 50% is set in advance in the compare register 21b. The comparison unit 21c compares the comparison value with the count value of the timer 21a. The PWM signal generation unit 21d falls from the high level to the low level when the timer count value is zero, and matches the comparison value. At this point, a U-phase source signal that rises from a low level to a high level is generated (see FIG. 4B).
[0038]
In the dead time generation unit 21e, a U-phase dead time signal having a predetermined width as shown in FIG. 4C is generated based on the U-phase original signal, and this U-phase dead time signal is added to the U-phase original signal. Is done. In the PWM signal output unit 21f, the U-phase PWM signal that is at a low level during the U-phase dead time period as shown in FIGS. A PWM signal is generated. The U-phase PWM signal generated in this way is output to the gate of the IGBT 35a via the drive circuit 11a. In other words, the IGBT 35a is intermittently turned on / off at the period T by the U-phase PWM signal.
[0039]
Next, a method of generating a _V-phase PWM signal that is a variable PWM signal output to the gate of the IGBT 34a will be described. The V-phase comparison value set in the compare register can be adjusted from 50% to 100% by the external interrupt function 14. By adjusting the duty ratio, the amount of high-frequency current supplied to the heating coil 5a is adjusted, that is, the amount of heating to the cooker placed in the heating port 4a is controlled.
As described above, in the DSP 9, the U-phase PWM signal corresponding to the fixed PWM signal corresponding to the “1” phase and the _V and _W phase corresponding to the variable PWM signal corresponding to the “number of electromagnetic cooking units” phase. A PWM signal is generated.
[0040]
In the control circuit 8, the heating amount set by the heating amount setting button 6c is stored, and the set heating amount is output to the external interrupt function 14 of the DSP 9. In the DSP 9, the input power amount to the inverter circuit 38a is estimated and set based on integrating the input voltage value and the input current value to the inverter circuit 38a detected by the voltage detection unit 25a and the current detection unit 24a. A V-phase comparison value for supplying the amount of power corresponding to the amount of heating to the heating coil 5a is set. Similarly to the U phase, a _V phase PWM signal, which is a fixed PWM signal, is generated through the comparison unit 21c, the PWM signal generation unit 21d, the dead time generation unit 21e, and the PWM signal output unit 21f. The PWM signal is output to the gate of the IGBT 34a through the drive circuit 11a (see FIGS. 4F to 4I).
[0041]
Next, a method for generating a snubber control signal output to the gate of the IGBT 23a will be described. This snubber control signal is triggered when the U-phase PWM signal rises from the low level to the high level, and becomes a high level after a predetermined time Tα (for example, 3 μs), and when the _V-phase PWM signal falls from the high level to the low level. Is generated so as to become a low level after elapse of a predetermined time Tβ (for example, 3 μs) (see FIG. 4J). This snubber control signal is generated in software by a DSP control program in the CPU 51 of the DSP 9.
[0042]
The IGBT 23a is turned on after a certain time Tα has elapsed after the IGBT 35a is turned on by this snubber control signal, and is turned off after a certain time Tβ has elapsed after the IGBT 34a is turned off. As a result, when the IGBTs 34a and 35a shift from the on state to the off state, the voltage change between the collectors and the emitters is moderated to prevent the occurrence of switching loss, and a short-circuit current is generated in the snubber capacitor 42 when the IGBT 35a is on. It also prevents the flow.
[0043]
The U-phase PWM signal is output to the gate of the IGBT 35b of the electromagnetic cooking unit 26b, and the _W-phase PWM signal generated in the same manner as the _V-phase PWM signal is output to the gate of the IGBT 34b. The Similarly to the snubber control signal, a snubber control signal that goes to a high level based on the U-phase PWM signal and goes to a low level based on the _W-phase PWM signal is output to the gate of the IGBT 23b (FIG. 4 (k) to (o)).
[0044]
As described above, in the electromagnetic cooking units 26a and 26b, the IGBTs 34a and 35a or the IGBTs 34b and 35b are alternately turned on, and by adjusting the duty ratio of the PWM signals of the _V and _W phases, A high frequency current is supplied, and the cooker placed in the heating ports 4a and 4b is heated.
[0045]
By the way, while the PWM control to the electromagnetic cooking units 26a and 26b is being performed, the voltage detection units 25a and 25b detect abnormality in the input voltage to the inverter circuits 38a and 38b and the drive voltage of the DSP 9. Has been done. When an abnormality is detected and an emergency stop signal is output, the DSP 9 which also serves as an output stop means forcibly stops output of all PWM signals (to a low level), and outputs to the inverter circuits 38a and 38b. PWM control is stopped.
[0046]
In addition, in order to stop the heating to a cooking appliance, a user should just press the heating stop button 6b of the operation part 6, and in this case, the switches 12a and 12b are set to OFF by the control circuit 8, and all The IGBTs 34a, 34b, 35a, 35b, 23a and 23b are turned off, and the supply of high-frequency current to the heating coils 5a and 5b is stopped.
[0047]
FIG. 5 shows a timing chart of the PWM signal output to the gates of the IGBTs 34a, 34b, 35a, 35b, 23a and 23b. As described above, in the first embodiment, the DSP 9 estimates the input power amount based on detecting the input voltage value and the input current value to the inverter circuits 38a and 38b, and is set by the heating amount setting button 6c. The PWM control of the IGBTs 34a and 34b is performed by adjusting the duty ratio of the PWM signals of the _V phase and the _W phase so that a high-frequency current corresponding to the heating amount to be supplied is supplied to the heating coils 5a and 5b. Also, the PWM control of the IGBTs 35a and 35b is performed using a U-phase PWM signal having a fixed duty ratio in common. Furthermore, the energization of the IGBTs 23a and 23b of the snubber circuits 22a and 22b is caused by a snubber control signal that becomes high level at the rise time of the U-phase PWM signal and becomes low level at the fall time of the _V-phase or _W-phase PWM signal. Control was done.
[0048]
According to such a configuration, since the DSP 9 having the PWM function 21 for driving the motor is mass-produced and supplied at a low price, electromagnetic cooking is performed as compared with the case where the PWM function 21 is configured by an individual semiconductor or an ASIC. The manufacturing cost of the device 1 can be reduced. Moreover, by using the DSP 9 having the PWM function 21 for driving the motor, it is not necessary to newly develop a microcomputer or the like having a PWM function for driving the half-bridge type inverter circuits 38a and 38b. The development period of the electromagnetic cooking device 1 can be shortened. Therefore, the electromagnetic cooker 1 including the high-performance half-bridge type inverter circuits 38a and 38b can be provided at low cost.
[0049]
Further, since the PWM function 21 for driving the motor can easily generate a PWM signal based on the setting of the comparison value and the frequency of the carrier signal, the compare register is different from the method for driving the motor normally. By adjusting the comparison value 21b, the half-bridge inverter circuits 38a and 38b can be easily driven. In addition, since the carrier signal frequency and the U-phase comparison value are fixed and the V- and W-phase comparison values are adjusted, the amount of power supplied to the inverter circuits 38a and 38b, that is, the heating amount can be adjusted. The PWM control of the inverter circuits 38a and 38b is simple, and the control program can be easily created.
[0050]
Further, since the PWM signal of each phase is generated based on the common timer 21a, the fundamental frequency of the high-frequency current supplied to the two heating coils 5a and 5b can be made equal, and the occurrence of beat is suppressed. can do.
[0051]
Further, in the DSP 9 having such a general-purpose motor driving PWM function 21, the energization control of the snubber circuits 22a and 22b can be performed. Moreover, a control program for controlling the snubber circuits 22a and 22b can be simplified.
[0052]
Further, when the input voltage to the inverter circuits 38a and 38b is abnormally high, or when the driving voltage of the DSP 9 is abnormally low, it can be immediately detected and the PWM control of the inverter circuits 38a and 38b can be stopped. In addition, failure of the inverter circuits 38a and 38b and accidents accompanying the failure can be prevented.
[0053]
[Second Embodiment]
Hereinafter, the induction heating cooker of the present invention will be described with reference to FIGS. 6 to 9 for a second embodiment when applied to an electromagnetic cooker having two heating coils and having a half-bridge type inverter circuit. To explain. The same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted, and only different parts will be described below.
[0054]
First, FIG. 6 is a block diagram showing an electrical configuration of the electromagnetic cooking device 50. In FIG. 6, a DSP 51 is a general-purpose device that incorporates two PWM functions 52a and 52b so that two three-phase motors can be driven (see FIG. 7). The PWM functions 52a and 52b are configured in the same manner as the PWM function 21 shown in the first embodiment. Both of these PWM functions 52a and 52b are used for PWM control of the electromagnetic cooking units 53a and 53b, respectively. For example, the connection configuration of the PWM function 52a and the electromagnetic cooking unit 53a will be described. The PWM signal output terminals U and _U of the PWM signal output unit (not shown) are connected to the drive circuit 11a via the switch 12a. The connection configuration of the PWM function 52b and the electromagnetic cooking unit 53b is the same as described above.
[0055]
Next, the configuration of the electromagnetic cooking units 53a and 53b will be described. Since the electromagnetic cooking units 53a and 53b are equivalent, only the electromagnetic cooking unit 53a will be described, and the electromagnetic cooking unit 53b will be given only the reference numerals and description thereof will be omitted. It shall be.
[0056]
In the electromagnetic cooking unit 53a, a resonance capacitor 54 is connected between the bus 32 and the common connection point of the heating coil 5a and the resonance capacitor 40. Snubber capacitors 55 and 56 are connected between the collector and emitter of the IGBTs 34a and 35b of the inverter circuit 38a. Further, a current transformer 57 is interposed between the common connection point of the IGBTs 34a and 35a and the heating coil 5a, and this current transformer 57 is connected to a current phase detector 58a which is a current phase detector. The current transformer 57 and the current phase detector 58a detect the phase of the input current to the heating coil 5a and output it to the DSP 9. The heating coil 5a and the resonance capacitors 40 and 54 constitute a resonance circuit 59a having a predetermined resonance frequency, and the heating coil 5b and the resonance capacitors 40 and 54 constitute a resonance circuit 59b having a predetermined resonance frequency. Has been.
[0057]
<Description of operation of electromagnetic cooker 50>
Then, the effect | action of the electromagnetic cooker 50 is demonstrated. In this 2nd Example, since the effect | action of the electromagnetic cooking parts 53a and 53b is equivalent, only 53a is demonstrated and description shall be abbreviate | omitted about 53b. Here, it is assumed that a heating command is output from the operation unit 6 when the user presses the heating start button 6a, and the switches 12a and 12b are set to ON by the control circuit 8.
[0058]
FIG. 8 is a timing chart of PWM signals generated based on the respective carrier signals in the PWM functions 52a and 52b. Hereinafter, the operation of the PWM function 52a will be described as an example. In the DSP 51, as in the first embodiment, a carrier signal (for example, a triangular wave) having a predetermined period T1 is generated by a timer (not shown) (see FIG. 8A). However, the period T1 (frequency) of the carrier signal can be adjusted by adjusting the count value (reset value) for resetting the timer by the timer interrupt function 15.
[0059]
In the compare register (not shown), a comparison value in which the duty ratio of the U-phase PWM signal, which is a fixed PWM signal, is fixed to 50% is set in advance as in the first embodiment. As a result, a U-phase original signal is generated (see FIG. 8B), a U-phase dead time signal is generated (see FIG. 8C), and the U-phase PWM signal and the inverted PWM signal are the _U-phase PWM. A signal is generated (see FIGS. 8D and 8E). Then, the U phase and _U phase PWM signals of period T1 are output to the IGBTs 34a and 35a, and the IGBTs 34a and 35a are alternately turned on to supply a high-frequency current to the heating coil 5a and the cooking placed in the heating port 4a. The vessel is heated.
[0060]
The gates of the IGBTs 34b and 35b of the electromagnetic cooking unit 53b are similar to the PWM function 52a, and the U-phase PWM signal, which is a fixed PWM signal generated based on the carrier signal of the predetermined period T2 by the PWM function 52b, and A _U-phase PWM signal that is an inverted PWM signal is output (see FIGS. 8F to 8J).
As described above, the DSP 51 generates, for each PWM function 52a and 52b, a U-phase PWM signal corresponding to a fixed PWM signal for "1" phase and a _U-phase PWM signal corresponding to an inverted PWM signal. Is done.
[0061]
The control of the heating amount by the DSP 51 is performed as follows. First, when the heating amount set in the control circuit 8 is output to the external interrupt function of the DSP 51, the DSP 9 estimates the input power amount to the inverter circuit 38a in the same manner as in the first embodiment. Then, the frequency control of the U-phase and _U-phase PWM signals is performed so that the input power amount becomes the power amount corresponding to the heating amount.
[0062]
Specifically, when the input power amount is lower than the power amount corresponding to the heating amount, the frequency of the PWM signal is set to be close to that of the resonance circuit 59a by bringing the phase of the high-frequency current close to the phase of the PWM signal. The amount of input power is increased close to the resonance frequency. On the other hand, when the input power amount is higher than the power amount according to the heating amount, the frequency of the PWM signal is set to the resonance frequency of the resonance circuit 59a by keeping the phase of the high frequency current and the phase of the PWM signal away from each other. Reduce the input energy away from.
[0063]
As described above, in the electromagnetic cooking units 53a and 53b, the high frequency current is supplied to the heating coils 5a and 5b by adjusting the frequency of the PWM signal while the IGBTs 34a and 35a or the IGBTs 34b and 35b are alternately turned on. The cooker placed in the heating ports 4a and 4b is heated.
[0064]
FIG. 9 shows a timing chart of PWM signals output to the bases of the IGBTs 34a, 34b, 35a and 35b in the electromagnetic cookers 53a and 53b. As described above, in the second embodiment, the DSP 51 detects the phase difference amount between the phase of the high-frequency current supplied to the heating coils 5a and 5b and the phase of the U and _U phase PWM signals, and sets the heating amount. The PWM signal periods T1 and T2 are adjusted so that a high-frequency current corresponding to the heating amount set by the button 6c is supplied to the heating coils 5a and 5b, and PWM control of the IGBTs 34a, 34b, 35a and 35b is performed. I made it.
[0065]
According to such a configuration, the PWM functions 52a and 52b for driving the motor can easily output the PWM signal based on the comparison value and the setting of the periods T1 and T2 of the carrier signal. The half-bridge inverter circuits 38a and 38b can be easily driven by fixing the comparison value and adjusting the carrier signal periods T1 and T2 by a method different from the driving method. In addition, the amount of high-frequency current supplied to the inverter circuits 38a and 38b, that is, the amount of heating can be adjusted simply by changing the carrier signal periods T1 and T2 while fixing the comparison value of each phase. The PWM control of 38b is simple, and the control program can be created easily.
[0066]
[Third embodiment]
Hereinafter, referring to FIG. 10 and FIG. 11 for a third embodiment when the induction heating cooker of the present invention is applied to an electromagnetic cooker having two heating coils and having a half-bridge type inverter circuit. To explain. The same parts as those of the second embodiment are designated by the same reference numerals and the description thereof is omitted, and only different parts will be described below.
[0067]
First, FIG. 10 is a block diagram showing an electrical configuration of the electromagnetic cooker 70. In FIG. 10, the DSP 71 includes two timers 72a and 72b, which are the same number as the electromagnetic cooking units 53a and 53b, so that PWM control and PAM control of one three-phase motor can be performed in, for example, an active inverter circuit. The PWM function 73 is a general-purpose one with a built-in function.
[0068]
FIG. 11 is a block diagram showing the internal configuration of the DSP 71. As shown in FIG. In FIG. 11, a PWM function 73 compares timers 72a and 72b for generating carrier signals, compare registers 74a and 74b for storing set comparison values, and count values and comparison values of timers 72a and 72b. Based on outputs from the comparison units 75a and 75b and comparison units 75a and 75b, a PWM signal generation unit 76 that generates independent PWM signals (PAM signals are also possible), and a PWM signal output unit 77 that outputs these PWM signals. It consists of
[0069]
The PWM function 73 generates and outputs a PWM signal for “1” phase (for example, equivalent to the U-phase PWM source signal in the second embodiment) for each of the timers 72a and 72b. . For example, the connection configuration of the PWM function 73 and the electromagnetic cooking unit 53a will be described. The U-phase PWM signal output terminal of the PWM signal output unit 77 is connected via a delay unit 79a, a switch 12a, and a drive circuit 11a serving as a delay unit. In addition to being connected to the IGBT 34a, it is also connected to the IGBT 35a via an inverted signal generator 78a, a delay unit 79a, a switch 12a, and a drive circuit 11a as an inverted signal generator. The connection configuration of the PWM function 73 and the electromagnetic cooking unit 53b is the same as described above.
[0070]
<Description of operation of electromagnetic cooker 70>
Then, the effect | action of the electromagnetic cooker 70 is demonstrated. In the third embodiment, similarly to the second embodiment, the PWM control of the inverter circuits 38a and 38b is performed by generating the fixed PWM signal and the inverted PWM signal and adjusting the frequency of each PWM signal. Since this is performed, the description of the PWM control is omitted, and only the operation of generating the fixed PWM signal and the inverted PWM signal will be described. Moreover, since the effect | action which produces | generates each PWM signal of the electromagnetic cooking parts 53a and 53b is equivalent, only 53a side is demonstrated and description shall be abbreviate | omitted about the 53b side.
[0071]
In the DSP 71, a carrier signal (for example, a triangular wave) having a predetermined period T1 is generated by the timer 72a in the same manner as in the first embodiment (corresponding to FIG. 8A). However, the period T1 (frequency) of the carrier signal can be adjusted by adjusting the count value (reset value) for resetting the timer by the timer interrupt function 15.
In the compare register 74a, a comparison value in which the duty ratio of the U-phase PWM signal, which is a fixed PWM signal, is fixed to 50% is set in advance as in the first embodiment. Thereby, a U-phase original signal is generated (corresponding to FIG. 8B) and output.
[0072]
The U-phase original signal output to the delay unit 79a is added with a delay time (low level) corresponding to the dead time at the rise of the waveform in the delay unit 79a to generate a U-phase PWM signal as a fixed PWM signal. It is output to the IGBT 34a (corresponding to FIG. 8D). The U-phase original signal output to the inverted signal generation unit 78a is inverted between the low level and the high level by the inverted signal generation unit 78a, and the delay time corresponding to the dead time at the rising edge of the waveform by the delay unit 79a. In consideration of (low level), a _U-phase PWM signal as an inverted PWM signal is generated and output to the IGBT 35a (corresponding to FIG. 8E).
As described above, the DSP 71 generates the fixed PWM signal for the “1” phase for each of the timers 72a and 72b.
[0073]
Even in such a configuration, similarly to the second embodiment, in the electromagnetic cooking units 53a and 53b, by adjusting the frequency of the PWM signal while turning on the IGBTs 34a and 35a or the IGBTs 34b and 35b alternately, A high-frequency current is supplied to the heating coils 5a and 5b, and the cooker placed in the heating ports 4a and 4b is heated.
[0074]
Thereby, the same effect as in the third aspect can be obtained. In addition, the DSP 71 having one PWM function 73 having two timers 72a and 72b is cheaper than the DSP 51 having two PWM functions 52a and 52b, and the inverted signal generators 78a and 78b and the delay. Since the parts 79a and 79b can also be configured at a low cost, the manufacturing cost of the electromagnetic cooker 79 can be further reduced.
[0075]
The present invention is not limited to the embodiments described above and shown in the drawings, and the following modifications and expansions are possible.
In the embodiment of the present invention, the induction heating cooker is applied to the electromagnetic cooker, but is not limited to this, for example, electric rice cooker In a vessel Is also applicable.
In the embodiment of the present invention, the processor is applied to the DSP. However, the present invention is not limited to this. For example, the processor may be applied to a RISC type microcomputer having a built-in PWM function. Any processor that has a built-in PWM function for driving and that can perform PWM control of a half-bridge inverter circuit using the PWM function may be used.
[0076]
In the embodiment of the present invention, the processor is applied to a DSP incorporating a PWM function for driving a three-phase motor. However, the present invention is not limited to this. For example, the processor is applied to a DSP incorporating a PWM function for driving a single-phase motor. May be. The phase of the PWM signal for controlling the first switching element and the second switching element is not limited to that shown in the embodiment, and any phase may be used.
[0077]
In the embodiment of the present invention, the switching element is applied to the IGBT. However, the present invention is not limited to this, and may be applied to, for example, a MOSFET or a bipolar transistor.
In the first embodiment of the present invention, the snubber circuit is provided. However, this snubber circuit may be provided as necessary.
In the embodiment of the present invention, emergency stop means and output stop means are provided. However, these emergency stop means and output stop means may be provided as necessary.
[0078]
In the embodiment of the present invention, the input power value is estimated by integrating the input voltage value and the input current value to the inverter circuit detected by the voltage detection unit and the current detection unit, and the heating amount in which this input power amount is set. The duty ratio or frequency of the PWM signal is adjusted so that the amount of electric power is in accordance with the above. However, the present invention is not limited to this. For example, the heating amount is not provided without the voltage detection unit and the current detection unit. And the duty ratio or frequency of the PWM signal may be recorded in advance as data, and the duty ratio or frequency may be set while referring to this correspondence.
[0079]
【The invention's effect】
As is apparent from the above description, the induction heating cooker of the present invention has a built-in PWM function for driving a motor that generates a PWM signal for the number of “electromagnetic cooking units + 1” phases based on a common carrier signal. The fixed PWM signal for the “1” phase with a fixed duty ratio by the processor and the fixed PWM signal are in an opposite phase relationship, and the duty ratio is set according to the set heating amount so as not to overlap each other. A variable PWM signal corresponding to the adjusted “number of electromagnetic cooking units” phase is generated, and PWM control for alternately turning on and off both switching elements of the half-bridge type inverter circuit based on these PWM signals is performed. Therefore, the manufacturing cost can be reduced and the PWM control of the inverter circuit can be performed as compared with the case where the PWM function is configured by an individual semiconductor or an ASIC. The control program can be developed in a short period of time, therefore, it is possible to provide an induction heating cooker having a low-cost and high-performance half-bridge type inverter circuit.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an electric block diagram of an electromagnetic cooker showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a perspective view of an electromagnetic cooker.
FIG. 3 is an electric block diagram showing the internal configuration of the DSP.
FIG. 4 is a timing chart of each PWM signal generated based on a carrier signal.
FIG. 5 is a timing chart of a PWM signal output to each switching element.
FIG. 6 is a view corresponding to FIG. 1 showing a second embodiment of the present invention.
7 is a view corresponding to FIG.
FIG. 8 is a view corresponding to FIG.
FIG. 9 is a view corresponding to FIG.
FIG. 10 is a view corresponding to FIG. 1, showing a third embodiment of the present invention.
11 is a view corresponding to FIG.
12 is a view corresponding to FIG. 1 showing a conventional example.
[Explanation of symbols]
In the drawings, 1, 50 and 70 are electromagnetic cookers (induction heating cookers), 5a and 5b are heating coils, 6 is an operation unit, 8 is a control circuit, and 9, 51 and 71 are DSPs (processors, output stop means). , 13 is a CPU, 21, 52a, 52b and 73 are PWM functions, 21a, 72a and 72b are timers, 22a and 22b are snubber circuits, 23a and 23b are IGBTs (third switching elements), and 24a and 24b are current detections. , 25a, 25b, 45 are voltage detectors (emergency stop means), 26a, 26b, 53a, 53b are electromagnetic cooking units, 34a, 34b are IGBTs (second switching elements), and 35a, 35b are IGBTs (first). 38a and 38b are half-bridge inverter circuits, 46a, 46b, 59a and 59b are resonance circuits, and 58a and 58b are current phase detectors. Shows a section (current phase detecting means).

Claims (7)

調理器を加熱するための加熱コイル及び共振コンデンサからなる共振回路と、第１及び第２のスイッチング素子の直列回路からなり前記共振回路に高周波電流を供給するハーフブリッジ型のインバータ回路とで対を為す１以上の電磁調理部と、
タイマにより生成される共通のキャリア信号に基づいてＵ相、Ｖ相、Ｗ相のデッドタイム付き上下相ＰＷＭ信号を生成するモータ駆動用のＰＷＭ機能を内蔵し、このＰＷＭ機能に基づいて前記インバータ回路のＰＷＭ制御を行うＲＯＭ、ＲＡＭ、Ａ／Ｄ変換機能を１チップに集積したプロセッサとを具備し、
前記プロセッサは、内蔵の前記ＰＷＭ機能が「前記電磁調理部の数＋１」相分以上のＰＷＭ信号を生成することが可能で、前記タイマのカウント値と設定された比較値とを比較することに基づいて、互いに相互補完された前記「前記電磁調理部の数＋１」相分のＰＷＭ信号を出力するように構成され、
前記キャリア信号の１周期当たりのデューティー比が固定された「１」相分の固定ＰＷＭ信号と、この固定ＰＷＭ信号とは逆相の関係にあり、互いに重ならないように前記キャリア信号の１周期当たりのデューティー比が調節可能に設定された「前記電磁調理部の数」相分の可変ＰＷＭ信号とを生成し、
前記インバータ回路の一方のスイッチング素子には、前記固定ＰＷＭ信号を出力し、前記インバータ回路の他方のスイッチング素子には、前記可変ＰＷＭ信号を出力することにより、前記ＰＷＭ制御を行い、
前記可変ＰＷＭ信号のデューティー比を調節することに基づいて、前記調理器への加熱量を制御することを特徴とする誘導加熱調理器。A resonance circuit comprising a heating coil and a resonance capacitor for heating the cooker, and a half-bridge inverter circuit comprising a series circuit of first and second switching elements and supplying a high-frequency current to the resonance circuit. One or more electromagnetic cooking units,
Built-in PWM function for motor driving that generates upper and lower phase PWM signals with dead time of U phase, V phase and W phase based on a common carrier signal generated by a timer, and based on this PWM function, the inverter circuit comprising a ROM for performing PWM control, RAM, a processor with integrated a / D conversion function in one chip,
The processor is capable of generating a PWM signal whose built-in PWM function is equal to or more than the “number of electromagnetic cooking units + 1” phase, and compares the count value of the timer with a set comparison value. Based on each other, configured to output PWM signals for the "number of electromagnetic cooking units +1" phase mutually complemented,
The fixed PWM signal for the “1” phase in which the duty ratio per cycle of the carrier signal is fixed, and the fixed PWM signal are in an opposite phase relationship, so that the carrier signal does not overlap each other. A variable PWM signal corresponding to the “number of electromagnetic cooking units” phase set so that the duty ratio can be adjusted,
The PWM control is performed by outputting the fixed PWM signal to one switching element of the inverter circuit and outputting the variable PWM signal to the other switching element of the inverter circuit,
An induction heating cooker characterized by controlling a heating amount to the cooker based on adjusting a duty ratio of the variable PWM signal . 調理器を加熱するための加熱コイル及び共振コンデンサからなる共振回路と、第１及び第２のスイッチング素子の直列回路からなり前記共振回路に高周波電流を供給するハーフブリッジ型のインバータ回路とで対を為す１以上の電磁調理部と、
タイマにより生成される共通のキャリア信号に基づいてＵ相、Ｖ相、Ｗ相のデッドタイム付き上下相ＰＷＭ信号を生成するモータ駆動用のＰＷＭ機能を内蔵し、このＰＷＭ機能に基づいて前記インバータ回路のＰＷＭ制御を行うＲＯＭ、ＲＡＭ、Ａ／Ｄ変換機能を１チップに集積したプロセッサと、
前記加熱コイルに流れる電流の位相を検出する電流位相検出手段とを具備し、
前記プロセッサは、前記共通のキャリア信号に基づいて、ＰＷＭ信号を生成することが可能なモータ駆動用のＰＷＭ機能を前記電磁調理部と同数だけ内蔵し、前記ＰＷＭ機能毎に、前記タイマのカウント値と設定された比較値とを比較することに基づいて、互いに相互補完された「１」相分のＰＷＭ信号を出力するように構成され、
前記キャリア信号の１周期当たりのデューティー比が固定された固定ＰＷＭ信号と、この第１の固定ＰＷＭ信号とは相互補完の関係にある反転ＰＷＭ信号とを生成し、
前記インバータ回路の一方のスイッチング素子には、前記固定ＰＷＭ信号を出力し、前記インバータ回路の他方のスイッチング素子には、前記反転ＰＷＭ信号を出力することにより、前記ＰＷＭ制御を行い、
前記電流位相検出手段にて検出される電流の位相と、前記固定ＰＷＭ信号或いは前記反転ＰＷＭ信号の位相とを比較しながら前記キャリア信号の周波数を調節することに基づいて、前記調理器への加熱量を制御することを特徴とする誘導加熱調理器。 A resonance circuit comprising a heating coil and a resonance capacitor for heating the cooker, and a half-bridge inverter circuit comprising a series circuit of first and second switching elements and supplying a high-frequency current to the resonance circuit. One or more electromagnetic cooking units,
Built-in PWM function for motor driving that generates upper and lower phase PWM signals with dead time of U phase, V phase and W phase based on a common carrier signal generated by a timer, and based on this PWM function, the inverter circuit A processor that integrates ROM, RAM, and A / D conversion functions for performing PWM control on a single chip;
Current phase detection means for detecting the phase of the current flowing through the heating coil,
The processor has the same number of PWM functions for motor driving that can generate PWM signals as the electromagnetic cooking unit based on the common carrier signal, and the count value of the timer for each PWM function. Are configured to output PWM signals for "1" phases that are mutually complemented based on the comparison with the set comparison value,
A fixed PWM signal in which a duty ratio per cycle of the carrier signal is fixed, and an inverted PWM signal in which the first fixed PWM signal is in a mutually complementary relationship;
The PWM control is performed by outputting the fixed PWM signal to one switching element of the inverter circuit and outputting the inverted PWM signal to the other switching element of the inverter circuit,
Heating the cooker based on adjusting the frequency of the carrier signal while comparing the phase of the current detected by the current phase detection means with the phase of the fixed PWM signal or the inverted PWM signal An induction heating cooker characterized by controlling the amount . 調理器を加熱するための加熱コイル及び共振コンデンサからなる共振回路と、第１及び第２のスイッチング素子の直列回路からなり前記共振回路に高周波電流を供給するハーフブリッジ型のインバータ回路とで対を為す１以上の電磁調理部と、
前記電磁調理部と同数のタイマを備え、これら各タイマにより生成される各キャリア信号に基づいて、夫々独立したＰＷＭ信号を生成することが可能なモータ駆動用のＰＷＭ機能を内蔵した高速演算処理型のプロセッサと、
前記加熱コイルに流れる電流の位相を検出する電流位相検出手段と、
前記ＰＷＭ信号の反転信号を生成する反転信号生成手段と、
前記ＰＷＭ信号及び前記反転信号を遅延させる遅延手段とを具備し、
前記プロセッサは、前記各タイマ毎に、そのカウンタ値と設定された比較値とを比較することに基づいて、互いに相互補完された「１」相分のＰＷＭ信号を出力するように構成され、
前記各キャリア信号の１周期当たりのデューティー比が固定された固定ＰＷＭ信号を生成し、
前記インバータ回路の一方のスイッチング素子には、前記固定ＰＷＭ信号を出力し、前記インバータ回路の他方のスイッチング素子には、前記固定ＰＷＭ信号を反転させた反転ＰＷＭ信号を出力することにより、前記インバータ回路のＰＷＭ制御を行い、
前記電流位相検出手段にて検出される電流の位相と、前記固定ＰＷＭ信号の位相とを比較しながら前記キャリア信号の周波数を調節することに基づいて、前記調理器への加熱量を制御することを特徴とする誘導加熱調理器。 A resonance circuit comprising a heating coil and a resonance capacitor for heating the cooker, and a half-bridge inverter circuit comprising a series circuit of first and second switching elements and supplying a high-frequency current to the resonance circuit. One or more electromagnetic cooking units,
A high-speed arithmetic processing type equipped with a PWM function for driving a motor that includes the same number of timers as the electromagnetic cooking unit and can generate independent PWM signals based on carrier signals generated by the timers. Processor
Current phase detection means for detecting the phase of the current flowing through the heating coil;
An inverted signal generating means for generating an inverted signal of the PWM signal;
Delay means for delaying the PWM signal and the inverted signal;
The processor is configured to output, for each of the timers, a PWM signal for the “1” phase mutually complemented based on comparing the counter value with a set comparison value,
Generating a fixed PWM signal in which a duty ratio per cycle of each carrier signal is fixed;
The inverter circuit outputs the fixed PWM signal to one switching element of the inverter circuit, and outputs the inverted PWM signal obtained by inverting the fixed PWM signal to the other switching element of the inverter circuit. PWM control of
Controlling the amount of heating to the cooker based on adjusting the frequency of the carrier signal while comparing the phase of the current detected by the current phase detection means and the phase of the fixed PWM signal. Induction heating cooker characterized by . 調理器を加熱するための加熱コイル及び共振コンデンサからなる共振回路と、第１及び第２のスイッチング素子の直列回路からなり前記共振回路に高周波電流を供給するハーフブリッジ型のインバータ回路とで対を為す１以上の電磁調理部と、
タイマにより生成される共通のキャリア信号に基づいてＵ相、Ｖ相、Ｗ相のデッドタイム付き上下相ＰＷＭ信号を生成するモータ駆動用のＰＷＭ機能を内蔵し、このＰＷＭ機能に基づいて前記インバータ回路のＰＷＭ制御を行うＲＯＭ、ＲＡＭ、Ａ／Ｄ変換機能を１チップに集積したプロセッサと、
前記第１及び第２のスイッチング素子のスイッチング損失を低減するためのスナバコンデンサと、このスナバコンデンサの通電を制御する第３のスイッチング素子とで構成されるスナバ回路とを具備し、
前記プロセッサは、前記第１及び第２のスイッチング素子をＰＷＭ制御するための前記ＰＷＭ信号をトリガとして、前記第３のスイッチング素子に短絡電流が流れないように、前記第３のスイッチング素子の通電制御を行うことを特徴とする誘導加熱調理器。 A resonance circuit comprising a heating coil and a resonance capacitor for heating the cooker, and a half-bridge inverter circuit comprising a series circuit of first and second switching elements and supplying a high-frequency current to the resonance circuit. One or more electromagnetic cooking units,
Built-in PWM function for motor driving that generates upper and lower phase PWM signals with dead time of U phase, V phase and W phase based on a common carrier signal generated by a timer, and based on this PWM function, the inverter circuit A processor that integrates ROM, RAM, and A / D conversion functions for performing PWM control on a single chip;
A snubber circuit including a snubber capacitor for reducing switching loss of the first and second switching elements, and a third switching element for controlling energization of the snubber capacitor;
The processor controls the energization of the third switching element so that a short-circuit current does not flow through the third switching element using the PWM signal for PWM control of the first and second switching elements as a trigger. An induction heating cooker characterized by performing . 調理器を加熱するための加熱コイル及び共振コンデンサからなる共振回路と、第１及び第２のスイッチング素子の直列回路からなり前記共振回路に高周波電流を供給するハーフブリッジ型のインバータ回路とで対を為す１以上の電磁調理部と、
タイマにより生成される共通のキャリア信号に基づいてＵ相、Ｖ相、Ｗ相のデッドタイム付き上下相ＰＷＭ信号を生成するモータ駆動用のＰＷＭ機能を内蔵し、このＰＷＭ機能に基づいて前記インバータ回路のＰＷＭ制御を行うＲＯＭ、ＲＡＭ、Ａ／Ｄ変換機能を１チップに集積したプロセッサと、
外部の状態の異常を検出して非常停止信号を出力する非常停止手段とを具備し、
前記プロセッサは、外部から前記非常停止信号が入力された場合には、前記ＰＷＭ信号の出力を強制的に停止する出力停止手段を備えていることを特徴とする誘導加熱調理器。 A resonance circuit comprising a heating coil and a resonance capacitor for heating the cooker, and a half-bridge inverter circuit comprising a series circuit of first and second switching elements and supplying a high-frequency current to the resonance circuit. One or more electromagnetic cooking units,
Built-in PWM function for motor driving that generates upper and lower phase PWM signals with dead time of U phase, V phase and W phase based on a common carrier signal generated by a timer, and based on this PWM function, the inverter circuit A processor that integrates ROM, RAM, and A / D conversion functions for performing PWM control on a single chip;
Emergency stop means for detecting an external condition abnormality and outputting an emergency stop signal,
The induction heating cooker, wherein the processor includes output stop means for forcibly stopping the output of the PWM signal when the emergency stop signal is input from the outside . 前記非常停止手段は、前記インバータ回路への入力電圧が異常に高い場合に前記非常停止信号を出力するように構成されていることを特徴とする請求項５記載の誘導加熱調理器。The induction heating cooker according to claim 5, wherein the emergency stop means is configured to output the emergency stop signal when an input voltage to the inverter circuit is abnormally high . 前記非常停止手段は、前記プロセッサの駆動電圧が異常に低い場合に前記非常停止信号を出力するように構成されていることを特徴とする請求項５記載の誘導加熱調理器。The induction heating cooker according to claim 5 , wherein the emergency stop means is configured to output the emergency stop signal when the drive voltage of the processor is abnormally low .

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