JP2006109641A

JP2006109641A - Inverter control device

Info

Publication number: JP2006109641A
Application number: JP2004294452A
Authority: JP
Inventors: Mitsuo Kajima; 美津夫鹿嶋; Makoto Tanigawa; 誠谷川
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2004-10-07
Filing date: 2004-10-07
Publication date: 2006-04-20
Anticipated expiration: 2024-10-07
Also published as: JP4389746B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To solve a problem wherein upper limit revolutions that can be driven is decreased, depending on the setting of switching cycle and ON-period of the time of lower arm switching elements, because an inverter control device is configured to charge capacitors of a charge-pump circuit, which functions as an upper-arm power source, by turning to ON-state the lower-arm switching elements for a prescribed period of time, at each prescribed period. <P>SOLUTION: An inverter circuit comprises bridge-connected switching elements of an upper arm and a lower arm. The power for the upper arms is generated by a charge-pump circuit system. This inverter circuit is provided with an initial charging signal generating portion 9 that generates signals for initially charging capacitors 4a-4c of the charge-pump circuit, which functions as the upper arm power source before starting outputting waveforms, a 120-degree-conduction-signal generating portion 10 that generates 120-degree conduction signals for switching and driving the lower arm of all phases at startup, and a sine-wave driving signal generating portion 11 that generates sine-wave drive signals at stationary times. <P>COPYRIGHT: (C)2006,JPO&NCIPI

Description

この発明は，上アーム電源にチャージポンプ回路方式を使用するインバータ制御装置に関するものである。 The present invention relates to an inverter control device using a charge pump circuit system for an upper arm power supply.

従来のインバータ制御装置は、正側直流電源線と負側直流電源線との間に上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とをブリッジ接続してなるスイッチング手段と、前記上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子を駆動するための駆動手段と、この駆動手段に駆動信号を与えるように制御する転流制御手段と、前記上アームスイッチング素子の駆動手段用電源となるコンデンサを有し、前記下アームスイッチング素子がオン状態にある期間に当該コンデンサを充電するチャージポンプ手段と、前記下アームスイッチング素子を所定周期毎に所定期間オン状態とする充電制御手段とを備えて構成されている（例えば，特許文献１参照）。 A conventional inverter control device includes a switching means in which an upper arm switching element and a lower arm switching element are bridge-connected between a positive DC power supply line and a negative DC power supply line, and the upper arm switching element and the lower arm. A drive means for driving the switching element; a commutation control means for controlling the drive means to give a drive signal; and a capacitor serving as a power supply for the drive means of the upper arm switching element. Charge pump means for charging the capacitor during a period in which the element is on, and charge control means for turning on the lower arm switching element for a predetermined period every predetermined period (for example, Patent Documents) 1).

特開２００１−３７２５８号公報。JP 2001-37258 A.

従来のインバータ制御装置は、下アームスイッチング素子を所定周期毎に所定期間オン状態とすることで上アーム電源となるチャージポンプ回路のコンデンサを充電する構成としていたので、下アームスイッチング素子のスイッチング周期およびオン時間の設定によっては、運転可能な上限回転数が小さくなるという問題があった。 Since the conventional inverter control device is configured to charge the capacitor of the charge pump circuit serving as the upper arm power supply by turning on the lower arm switching element for a predetermined period every predetermined period, the switching cycle of the lower arm switching element and Depending on the on-time setting, there is a problem that the upper limit number of revolutions that can be operated becomes small.

また、上記構成を実現するためには基本的に矩形波駆動が前提となるめ、例えば空気調和機に搭載される永久磁石同期電動機のファンモータなどに使用する場合は、振動や騒音が発生するため、構造的に防振対策を行う必要があった。 In addition, in order to realize the above-mentioned configuration, it is basically premised on rectangular wave driving. For example, when used for a fan motor of a permanent magnet synchronous motor mounted on an air conditioner, vibration and noise are generated. Therefore, it was necessary to take structural measures to prevent vibration.

この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、上アーム電源にチャージポンプ回路方式を使用するインバータ制御装置においても、運転可能範囲が狭くならないインバータ制御装置を得ることを第１の目的とするものである。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and it is a first object of the present invention to provide an inverter control device that does not reduce the operable range even in an inverter control device that uses a charge pump circuit system for an upper arm power supply. This is the purpose of 1.

また、空気調和機に搭載される永久磁石同期電動機のファンモータなどに使用する場合においても、振動や騒音が問題とならないインバータ制御装置を得ることを第２の目的とするものである。 A second object of the present invention is to obtain an inverter control device in which vibration and noise are not a problem even when used for a fan motor of a permanent magnet synchronous motor mounted on an air conditioner.

この発明は、三相の永久磁石同期電動機と、各相の磁極位置を検出するセンサと、そのセンサ信号に基づいて前記電動機を制御するインバータ制御装置において、インバータ回路は上アームと下アームのスイッチング素子をブリッジ接続して構成されており、その上アーム電源はチャージポンプ回路方式により生成するものであり、波形出力を開始する前に上アーム電源となるチャージポンプ回路のコンデンサを初期充電する信号を生成する初期充電信号生成部と、起動時は全相下アームをスイッチングして駆動する１２０度通電信号を生成する１２０度通電信号生成部と、定常時は正弦波駆動信号を生成する正弦波駆動信号生成部とを備えるようにしたものである。 The present invention relates to a three-phase permanent magnet synchronous motor, a sensor for detecting the magnetic pole position of each phase, and an inverter control device for controlling the motor based on the sensor signal. The inverter circuit is a switching between an upper arm and a lower arm. The upper arm power supply is generated by the charge pump circuit system, and the signal for initial charge of the capacitor of the charge pump circuit that becomes the upper arm power supply is started before waveform output is started. An initial charge signal generation unit for generating, a 120-degree energization signal generation unit for generating a 120-degree energization signal for switching and driving all the lower arms at start-up, and a sine wave drive for generating a sine-wave drive signal at a steady state And a signal generation unit.

この発明は、上述のように波形出力を開始する前に上アーム電源となるチャージポンプ回路のコンデンサを初期充電する信号を出力し、起動時は全相下アームをスイッチングして駆動する１２０度通電信号で制御し、定常時は正弦波駆動信号で制御するようにしたので、インバータ運転中は上アーム電源となるチャージポンプ回路のコンデンサ間電圧を所定値以上に確保することができ、上アーム電源にチャージポンプ回路方式を使用するインバータ制御装置においても、運転可能範囲が狭くならないインバータ制御装置を得ることができる。また、定常運転時は正弦波駆動で動作するようにしたので、空気調和機に搭載される永久磁石同期電動機のファンモータなどに使用する場合においても、振動や騒音が問題とならないインバータ制御装置を得ることができる。 This invention outputs a signal for initially charging the capacitor of the charge pump circuit serving as the upper arm power supply before starting the waveform output as described above, and switches 120 degrees energization for switching and driving the lower arm at the time of startup. Since it is controlled by a signal and controlled by a sine wave drive signal in the steady state, the voltage across the capacitor of the charge pump circuit, which is the upper arm power supply, can be secured above the predetermined value during the inverter operation. Even in an inverter control device that uses a charge pump circuit system, an inverter control device in which the operable range is not narrowed can be obtained. In addition, since it is operated by sinusoidal drive during steady operation, an inverter control device that does not cause vibration or noise when used in a fan motor of a permanent magnet synchronous motor mounted on an air conditioner or the like. Obtainable.

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１を示すインバータ制御装置のブロック図、図２は誘起電圧と位置信号の位置関係特性図である。図１において、直流電源１を交流に変換して三相永久磁石同期電動機３を駆動するインバータ回路２は、絶縁ゲート入力を持つ電力スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６と逆並列接続されたダイオードＤ１〜Ｄ６および前記スイッチング素子を駆動する駆動回路２ａ〜２ｆにより構成される。例えば、インバータ回路２はＩＰＭ（ＩｎｔｅｌｉｇｅｎｔＰｏｗｅｒＭｏｄｕｌｅ）により構成される。 Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a block diagram of an inverter control apparatus showing Embodiment 1 of the present invention, and FIG. 2 is a positional relationship characteristic diagram of an induced voltage and a position signal. In FIG. 1, an inverter circuit 2 that converts a DC power source 1 into AC and drives a three-phase permanent magnet synchronous motor 3 includes diodes D1 to D6 connected in reverse parallel to power switching elements SW1 to SW6 having insulated gate inputs, and The driving circuits 2a to 2f for driving the switching elements are configured. For example, the inverter circuit 2 is configured by an IPM (Intelligent Power Module).

前記三相永久磁石同期電動機３は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相からなる３相Ｙ結線された固定子巻線３ａと、永久磁石回転子３ｂと、各相の磁極位置を検出するホール素子センサ３ｃ〜３ｅとから構成される。ここで、ホール素子センサによる信号（以下、位置信号と称す）は、図２に示す誘起電圧と位置信号の位置関係特性図のとおり、各相とも誘起電圧に対して３０度遅れて出力されるようになっている。 The three-phase permanent magnet synchronous motor 3 includes a three-phase Y-connected stator winding 3a composed of a U phase, a V phase, and a W phase, a permanent magnet rotor 3b, and a Hall element that detects the magnetic pole position of each phase. It consists of sensors 3c-3e. Here, a signal from the Hall element sensor (hereinafter referred to as a position signal) is output with a delay of 30 degrees with respect to the induced voltage in each phase as shown in the positional relationship characteristic diagram of the induced voltage and the position signal shown in FIG. It is like that.

図１に示すチャージポンプ回路主構成部４のコンデンサ４ａ〜４ｃは、それぞれ前記インバータ回路２の上アーム駆動回路２ａ〜２ｃの駆動用電源となり、対応する下アームスイッチング素子ＳＷ４〜６をＯＮ状態とすることで、駆動回路用電源５から電流制限抵抗４ｄ、ダイオード４ｅ〜４ｇを介して所定の電圧に充電される。また、前記インバータ回路２の下アーム駆動回路２ｄ〜２ｆの駆動用電源は、前記駆動回路用電源５から直接供給される。 Capacitors 4a to 4c of the charge pump circuit main component 4 shown in FIG. 1 serve as driving power sources for the upper arm drive circuits 2a to 2c of the inverter circuit 2, and turn on the corresponding lower arm switching elements SW4 to SW6. As a result, the drive circuit power supply 5 is charged to a predetermined voltage via the current limiting resistor 4d and the diodes 4e to 4g. The drive power for the lower arm drive circuits 2 d to 2 f of the inverter circuit 2 is directly supplied from the drive circuit power supply 5.

また、図１に示す前記直流電源１の電圧（以下、母線電圧と称す）を検出するための母線電圧検出回路６は、前記直流電源１を抵抗６ａ、６ｂおよびコンデンサ６ｃにより分圧・フィルタしてインバータ制御部７に接続している。 A bus voltage detection circuit 6 for detecting the voltage (hereinafter referred to as bus voltage) of the DC power source 1 shown in FIG. 1 divides and filters the DC power source 1 by resistors 6a and 6b and a capacitor 6c. Connected to the inverter control unit 7.

前記インバータ制御部７は、以下に示す駆動信号生成処理切換部８、初期充電信号生成部９、１２０度通電信号生成部１０、正弦波駆動信号生成部１１とにより構成されており、例えばマイクロプロセッサにより実現することができる。前記駆動信号生成処理切換部８は、波形出力を開始する前は上アーム電源となるチャージポンプ回路４のコンデンサ４ａ〜４ｃを初期充電する信号を生成する初期充電信号生成部９を選択し、起動時は全相下アームをスイッチングして駆動する１２０度通電信号を生成する１２０度通電信号生成部１０を選択し、定常時は正弦波駆動信号を生成する正弦波駆動信号生成部１１を選択する。これらにより選択された駆動信号に基づいてインバータ回路２が制御され、直流電源１を交流に変換して三相永久磁石同期電動機３を駆動する。 The inverter control unit 7 includes a drive signal generation process switching unit 8, an initial charge signal generation unit 9, a 120-degree energization signal generation unit 10, and a sine wave drive signal generation unit 11 described below. Can be realized. The drive signal generation processing switching unit 8 selects and activates an initial charge signal generation unit 9 that generates a signal for initially charging the capacitors 4a to 4c of the charge pump circuit 4 serving as the upper arm power supply before starting waveform output. At times, the 120-degree energization signal generator 10 that generates a 120-degree energization signal for switching and driving the lower arms of all phases is selected, and at the normal time, the sine wave drive signal generator 11 that generates a sine wave drive signal is selected. . The inverter circuit 2 is controlled based on the drive signal selected by these, and the DC power source 1 is converted into AC to drive the three-phase permanent magnet synchronous motor 3.

次に動作について説明する。図３は、この発明の実施の形態１におけるインバータ制御部７のタイミングチャート図である。図において、（ａ）は回転数（実線：目標回転数、点線：位置信号を基に算出される実行回転数）、（ｂ）は位置信号ＨＵ〜ＨＷ、（ｃ）は駆動信号ＵＰ〜ＷＮ、（ｄ）は運転モードである。外部から与えられる目標回転数が０［ｒｐｍ］以外になった場合、運転モードを初期充電に設定し、全相下アームの駆動信号ＵＮ〜ＷＮをＯＮとし、上アーム電源となる前記チャージポンプ回路４のコンデンサ４ａ〜４ｃを初期充電する。 Next, the operation will be described. FIG. 3 is a timing chart of inverter control unit 7 in the first embodiment of the present invention. In the figure, (a) is the rotation speed (solid line: target rotation speed, dotted line: effective rotation speed calculated based on the position signal), (b) is the position signal HU to HW, and (c) is the drive signal UP to WN. , (D) is an operation mode. When the target rotational speed given from outside becomes other than 0 [rpm], the operation mode is set to the initial charge, the drive signals UN to WN of all the lower arms are turned ON, and the charge pump circuit serving as the upper arm power supply 4 capacitors 4a to 4c are initially charged.

次に、初期充電信号を所定時間出力後、運転モードを１２０度通電に移行し位置信号ＨＵ〜ＨＷのパターンに合わせて、全相下アームをスイッチングして駆動する１２０度通電信号を出力する。位置信号パターンが正回転方向に２回変化したとき、運転モードを正弦波駆動に移行し駆動信号として正弦波駆動出力を行う。正弦波駆動出力時の初期出力は３相変調とする。正弦波駆動出力時、実行回転数が３相変調→２相変調切換え回転数（以下、ｆ３ＴＯ２）以上となったとき、変調方式として２相変調を選択する。実行回転数が２相変調→３相変調切換え回転数（以下、ｆ２ＴＯ３）以下となったとき、変調方式として３相変調を選択する。ここで、ｆ３ＴＯ２＞ｆ２ＴＯ３となるように設定することで、変調方式を安定して切換えることができる。 Next, after the initial charge signal is output for a predetermined time, the operation mode is shifted to 120 degree energization, and a 120 degree energization signal for switching and driving all the lower arms is output in accordance with the pattern of the position signals HU to HW. When the position signal pattern changes twice in the forward rotation direction, the operation mode is shifted to sine wave drive, and a sine wave drive output is performed as a drive signal. The initial output at the sine wave drive output is assumed to be three-phase modulation. At the time of sine wave drive output, when the effective rotational speed becomes equal to or higher than the three-phase modulation → two-phase modulation switching rotational speed (hereinafter referred to as f3TO2), the two-phase modulation is selected as the modulation method. When the effective rotational speed is equal to or lower than the two-phase modulation → three-phase modulation switching rotational speed (hereinafter, f2TO3), the three-phase modulation is selected as the modulation method. Here, by setting so that f3TO2> f2TO3, the modulation method can be switched stably.

次に、図４に示すインバータ制御部の出力開始処理フローチャートを説明する。出力開始処理は、例えば５０ｍｓ毎に行う。ＳＴＥＰ１で、外部から与えられる目標回転数によりインバータ出力開始を行うかどうかを判定し、目標回転数が０［ｒｐｍ］以外の場合、インバータ出力禁止かどうかを判定（ＳＴＥＰ２）し、インバータ出力禁止のときは、運転モードとして初期充電を選択（ＳＴＥＰ３）し、出力電圧指令値を出力電圧指令値初期値に設定（ＳＴＥＰ４）し、正弦波駆動時の変調方式として３相変調を選択（ＳＴＥＰ５）し、インバータ出力許可（ＳＴＥＰ６）とする。ＳＴＥＰ２でインバータ出力許可のときは、出力電圧指令値の算出処理を行う（ＳＴＥＰ７）。また、ＳＴＥＰ１で目標回転数が０［ｒｐｍ］の場合は、インバータ出力禁止（ＳＴＥＰ８）とし、全駆動信号ＵＰ〜ＷＮをＯＦＦ出力（ＳＴＥＰ９）にしインバータ出力を停止する。 Next, an output start process flowchart of the inverter control unit shown in FIG. 4 will be described. The output start process is performed every 50 ms, for example. In STEP 1, it is determined whether to start the inverter output based on the target rotational speed given from the outside. If the target rotational speed is other than 0 [rpm], it is determined whether the inverter output is prohibited (STEP 2). When the initial charging is selected as the operation mode (STEP 3), the output voltage command value is set to the initial value of the output voltage command value (STEP 4), and the three-phase modulation is selected as the modulation method at the time of the sine wave drive (STEP 5). Inverter output permission (STEP 6). When the inverter output is permitted in STEP 2, the output voltage command value is calculated (STEP 7). Further, when the target rotational speed is 0 [rpm] in STEP1, the inverter output is prohibited (STEP8), all the drive signals UP to WN are turned OFF (STEP9), and the inverter output is stopped.

前記、ＳＴＥＰ７の出力電圧指令値算出処理について図５に示す出力電圧指令値算出処理フローチャートを用いて説明する。運転モードが１２０度通電の場合（ＳＴＥＰ１０）は、出力電圧指令値をα［Ｖ］加算する（ＳＴＥＰ１１）。また、運転モードが１２０度通電でない場合は、運転モードが正弦波駆動かを判定し、正弦波駆動の場合（ＳＴＥＰ１２）は、目標回転数と実行回転数を比較し、目標回転数＞実行回転数のとき（ＳＴＥＰ１３）は、出力電圧指令値をβ［Ｖ］加算（ＳＴＥＰ１４）する。また、目標回転数と実行回転数を比較の結果、目標回転数＜実行回転数のとき（ＳＴＥＰ１５）は、出力電圧指令値をβ［Ｖ］減算し（ＳＴＥＰ１６）、実行回転数が目標回転数に近づくように出力電圧指令値を制御する。運転モードが１２０度通電、正弦波駆動以外の場合は、出力電圧指令値は変更しない。 The output voltage command value calculation process in STEP 7 will be described with reference to the output voltage command value calculation process flowchart shown in FIG. When the operation mode is 120 ° energization (STEP 10), α [V] is added to the output voltage command value (STEP 11). Further, when the operation mode is not 120 degrees energization, it is determined whether the operation mode is a sine wave drive. When the operation mode is a sine wave drive (STEP 12), the target rotation speed is compared with the execution rotation speed, and the target rotation speed> the execution rotation. When it is a number (STEP 13), β [V] is added to the output voltage command value (STEP 14). When the target rotational speed and the effective rotational speed are compared, if the target rotational speed is smaller than the effective rotational speed (STEP 15), β [V] is subtracted from the output voltage command value (STEP 16), and the effective rotational speed is the target rotational speed. The output voltage command value is controlled so as to approach. When the operation mode is other than 120-degree energization and sine wave drive, the output voltage command value is not changed.

続いて、前記駆動信号生成処理切換部８の動作について図６に示す駆動信号生成処理切換部フローチャートで説明する。駆動信号生成処理は、例えば駆動信号のキャリア周期毎に行う。ＳＴＥＰ１７はインバータ出力許可かどうか判定する処理であり、インバータ出力禁止の場合は処理を行わなく終了する。ＳＴＥＰ１７でインバータ出力許可の場合、運転モードにより駆動信号生成処理を切換える（ＳＴＥＰ１８）。運転モードの初期値は初期充電であり、初期充電信号生成処理がまず行われる（ＳＴＥＰ１９）。所定時間初期充電信号出力後、運転モードを１２０度通電に移行し１２０度通電信号生成処理を行う（ＳＴＥＰ２０）。１２０度通電出力時に正回転方向に２回位置信号パターンが変化したとき、運転モードを正弦波駆動に移行し正弦波駆動信号生成処理を行う（ＳＴＥＰ２１）。 Next, the operation of the drive signal generation process switching unit 8 will be described with reference to the drive signal generation process switching unit flowchart shown in FIG. The drive signal generation process is performed, for example, every carrier cycle of the drive signal. STEP 17 is a process for determining whether or not the inverter output is permitted. If the inverter output is prohibited, the process is terminated without performing the process. When the inverter output is permitted in STEP 17, the drive signal generation process is switched depending on the operation mode (STEP 18). The initial value of the operation mode is initial charging, and initial charging signal generation processing is first performed (STEP 19). After the initial charge signal is output for a predetermined time, the operation mode is shifted to 120 degree energization and 120 degree energization signal generation processing is performed (STEP 20). When the position signal pattern changes twice in the forward rotation direction during 120-degree energization output, the operation mode is shifted to sine wave drive, and sine wave drive signal generation processing is performed (STEP 21).

次に、初期充電信号生成部９の動作（ＳＴＥＰ１９の処理）について図７に示す初期充電信号生成部フローチャートを用いて説明する。ＳＴＥＰ２２は、上アーム駆動回路２ａ〜２ｃの駆動用電源となるコンデンサ４ａ〜４ｃを初期充電するための駆動信号出力処理であり、下アームスイッチング素子ＳＷ４〜６の駆動信号ＵＮ〜ＷＮをＯＮ状態とする。所定時間初期充電信号出力後（ＳＴＥＰ２３）、運転モードを１２０度通電に移行する（ＳＴＥＰ２４）。上記所定時間は、コンデンサ４ａ〜４ｃのコンデンサ間電圧を所定値以上に確保することができる値に設定する。 Next, the operation of the initial charge signal generation unit 9 (processing of STEP 19) will be described using the initial charge signal generation unit flowchart shown in FIG. STEP 22 is a drive signal output process for initially charging the capacitors 4a to 4c serving as the drive power sources for the upper arm drive circuits 2a to 2c. The drive signals UN to WN of the lower arm switching elements SW4 to SW6 are turned on. To do. After the initial charge signal is output for a predetermined time (STEP 23), the operation mode is shifted to 120-degree energization (STEP 24). The predetermined time is set to a value that can ensure the inter-capacitor voltages of the capacitors 4a to 4c at or above a predetermined value.

次に、１２０度通電信号生成部１０の動作（ＳＴＥＰ２０の処理）について図８に示す１２０度通電信号生成部フローチャートを用いて説明する。まず位置信号ＨＵ〜ＨＷにより位置信号パターンを検出（ＳＴＥＰ２５）し、母線電圧検出回路６から出力される値を母線電圧値に換算（ＳＴＥＰ２６）し、前記位置信号パターンと出力電圧指令値と母線電圧値より、１２０度通電信号出力を行う（ＳＴＥＰ２７）。位置信号パターンが正回転方向に２回変化した場合（ＳＴＥＰ２８）、正弦波パラメータ演算を行い（ＳＴＥＰ２９）、運転モードを正弦波駆動に移行する（ＳＴＥＰ３０）、また、位置信号パターンが正回転方向に２回変化しない場合（ＳＴＥＰ２８）は、そのまま終了する。 Next, the operation of the 120-degree energization signal generation unit 10 (the process of STEP 20) will be described using the 120-degree energization signal generation unit flowchart shown in FIG. First, a position signal pattern is detected from the position signals HU to HW (STEP 25), a value output from the bus voltage detection circuit 6 is converted into a bus voltage value (STEP 26), and the position signal pattern, output voltage command value, and bus voltage are converted. From the value, a 120-degree energization signal is output (STEP 27). When the position signal pattern changes twice in the forward rotation direction (STEP 28), the sine wave parameter calculation is performed (STEP 29), the operation mode is shifted to the sine wave drive (STEP 30), and the position signal pattern is moved in the forward rotation direction. If it does not change twice (STEP 28), the process ends.

ここで、１２０度通電信号出力の生成方法について説明する。図９に、位置信号ＨＵ〜ＨＷと位置信号パターンおよび１２０度通電時の通電相との関係を示す。例えば、位置信号ＨＵ＝Ｌ、ＨＶ＝Ｈ、ＨＷ＝Ｈのときは、位置信号パターンとして５を検出し、上アーム通電相はＷ相（上アーム非通電相はＵ相とＶ相）、下アーム通電相はＵ相（下アーム非通電相はＶ相とＷ相）となる。 Here, a method for generating a 120-degree energization signal output will be described. FIG. 9 shows the relationship between the position signals HU to HW, the position signal pattern, and the energized phase at 120 degrees energization. For example, when the position signals HU = L, HV = H, and HW = H, 5 is detected as the position signal pattern, the upper arm energized phase is the W phase (the upper arm non-energized phases are the U phase and V phase), and the lower The arm energized phase is the U phase (the lower arm non-energized phases are the V phase and the W phase).

この位置信号パターン５のときの駆動信号について、図１０に示す１２０度通電信号生成時タイミングチャート図を用いて説明する。（ａ）は位置信号ＨＵ〜ＨＷ、（ｂ）はＰＷＭ信号に変換するためのキャリア、（ｃ）は１２０度通電時の駆動信号ＵＰ〜ＷＮである。前記図９に示す位置信号パターン５のときは、下アーム非通電相であるＶ相、Ｗ相の出力指令値を０．５固定とし、下アーム通電相であるＵ相の出力指令を次の式１により求める。 The drive signal in the case of the position signal pattern 5 will be described with reference to the timing chart at the time of 120-degree energization signal generation shown in FIG. (A) is a position signal HU to HW, (b) is a carrier for converting to a PWM signal, and (c) is a drive signal UP to WN at 120 degrees energization. In the case of the position signal pattern 5 shown in FIG. 9, the output command values of the V-phase and W-phase which are the lower arm non-energized phases are fixed to 0.5, and the output command of the U-phase which is the lower arm energized phase is Obtained by Equation 1.

式１→下アーム通電相出力指令値＝下アームＤＵＴＹ５０％出力指令値−（出力電圧指令値／母線電圧値） Formula 1 → Lower arm energized phase output command value = Lower arm DUTY 50% output command value-(Output voltage command value / Bus voltage value)

出力指令値をキャリアと比較して、出力指令値の方がキャリアより高いときはＯＮ、出力指令値の方が低いときはＯＦＦとする上アーム駆動信号を得る。下アーム駆動信号は上アーム駆動信号に対して上下短絡防止時間Ｔｄを設けて相補に出力される。ただし、上アーム非通電相（位置信号パターンが５のときはＵＰ、ＶＰ）には通電させないため、強制的にＯＦＦ状態とする。同様に位置信号パターン１〜６について駆動信号を出力することで、全相下アームをスイッチングして駆動する１２０度通電信号を得ることができる。 The output command value is compared with the carrier, and an upper arm drive signal is obtained that is ON when the output command value is higher than the carrier, and OFF when the output command value is lower. The lower arm drive signal is complementarily output with respect to the upper arm drive signal with a vertical short circuit prevention time Td. However, since the upper arm non-energized phase (UP and VP when the position signal pattern is 5) is not energized, it is forcibly turned off. Similarly, by outputting drive signals for the position signal patterns 1 to 6, it is possible to obtain a 120-degree energization signal for switching and driving all the lower arms.

次に、ＳＴＥＰ３２の正弦波パラメータ演算処理について図１１に示す正弦波パラメータ演算処理フローチャートを用いて説明する。まず位置信号パターンにより正弦波駆動信号生成用角度θを設定（ＳＴＥＰ３１）し、位置信号パターン間隔である６０°時間ΔＴより、キャリア周期当りの角度Δθを次の式２により算出し（ＳＴＥＰ３２）、実行回転数を式３より算出し（ＳＴＥＰ３３）、実行回転数と位相調整角度θａｄｊのテーブルよりθａｄｊを求める（ＳＴＥＰ３４）。ここで、図１２は位置信号パターンと正弦波駆動信号生成用角度θとの関係を示す特性図であり、例えば位置信号パターンが６→１になったときは、θとして３０°を設定する。また、実行回転数と位相調整角度θａｄｊのテーブルは図１３に示すようになっている。このテーブルは、例えば振動または騒音が最小となるように設定する。 Next, the sine wave parameter calculation process of STEP 32 will be described with reference to the sine wave parameter calculation process flowchart shown in FIG. First, a sine wave drive signal generation angle θ is set by a position signal pattern (STEP 31), and an angle Δθ per carrier period is calculated from the position signal pattern interval 60 ° time ΔT by the following equation 2 (STEP 32). The effective rotational speed is calculated from Equation 3 (STEP 33), and θadj is obtained from the table of the effective rotational speed and the phase adjustment angle θadj (STEP 34). Here, FIG. 12 is a characteristic diagram showing the relationship between the position signal pattern and the sine wave drive signal generation angle θ. For example, when the position signal pattern changes from 6 → 1, 30 ° is set as θ. Further, the table of the execution speed and the phase adjustment angle θadj is as shown in FIG. This table is set to minimize vibration or noise, for example.

式２→Δθ＝（Ｔｃ／ΔＴ）×６０°
ここで、Δθ：キャリア周期当りの角度
Ｔｃ：キャリア周期
ΔＴ：位置信号パターン間隔 Formula 2 → Δθ = (Tc / ΔT) × 60 °
Where Δθ: angle per carrier cycle
Tc: carrier cycle
ΔT: Position signal pattern interval

式３→実行回転数［ｒｐｍ］＝６０／（ΔＴ×６×ｐｐ）
ここで、ΔＴ：位置信号パターン間隔
ｐｐ：極対数 Expression 3 → Execution speed [rpm] = 60 / (ΔT × 6 × pp)
Where ΔT: position signal pattern interval
pp: Number of pole pairs

次に、正弦波駆動信号生成部１１の動作（ＳＴＥＰ２１の処理）について図１４に示す正弦波駆動信号生成部フローチャートを用いて説明する。図１４において、まず位置信号ＨＵ〜ＨＷにより位置信号パターンを検出（ＳＴＥＰ３５）、母線電圧検出回路６から出力される値を母線電圧値に換算（ＳＴＥＰ３６）し、正弦波駆動信号生成用角度θをΔθ分進める（ＳＴＥＰ３７）。位置信号パターンが変化したとき（ＳＴＥＰ３８）、正弦波パラメータ演算を行い（ＳＴＥＰ３９）、変調方式選択処理４０〜４９を行う。ここで、ＳＴＥＰ３５、ＳＴＥＰ３６、ＳＴＥＰ３７処理内容はそれぞれ図８に示すＳＴＥＰ２５、ＳＴＥＰ２６、ＳＴＥＰ２７と同じである。実行回転数が２相変調→３相変調切換え回転数（ｆ２ＴＯ３）以下の場合（ＳＴＥＰ４０）、変調方式として３相変調を選択する（ＳＴＥＰ４１）。実行回転数が３相変調→２相変調切換え回転数（Ｆ３ＴＯ２）以上の場合（ＳＴＥＰ４２）、変調方式として２相変調を選択する（ＳＴＥＰ４３）。ｆ２ＴＯ３＜実行回転数＜ｆ３ＴＯ２の場合は、変調方式は前回の変調方式のままである。正弦波駆動信号生成角度θから位相調整角度θａｄｊを減算した値である位相調整後角度θx（ＳＴＥＰ４４）と、次の式４より算出される出力電圧正規化値（ＳＴＥＰ４５）より、変調方式として３相変調選択時（ＳＴＥＰ４６）は、３相変調による正弦波駆動信号出力を行い（ＳＴＥＰ４７）、２相変調選択時は２相変調による正弦波駆動信号出力を行う（ＳＴＥＰ４８）。 Next, the operation of the sine wave drive signal generation unit 11 (processing of STEP 21) will be described with reference to the sine wave drive signal generation unit flowchart shown in FIG. In FIG. 14, first, a position signal pattern is detected from the position signals HU to HW (STEP 35), a value output from the bus voltage detection circuit 6 is converted into a bus voltage value (STEP 36), and the sine wave drive signal generation angle θ is set. Advance by Δθ (STEP 37). When the position signal pattern changes (STEP 38), sine wave parameter calculation is performed (STEP 39), and modulation method selection processing 40 to 49 is performed. Here, STEP 35, STEP 36, and STEP 37 are the same as STEP 25, STEP 26, and STEP 27 shown in FIG. When the execution rotation speed is equal to or less than the two-phase modulation → three-phase modulation switching rotation speed (f2TO3) (STEP 40), the three-phase modulation is selected as the modulation method (STEP 41). When the execution rotation speed is equal to or higher than the three-phase modulation → two-phase modulation switching rotation speed (F3TO2) (STEP 42), the two-phase modulation is selected as the modulation method (STEP 43). If f2TO3 <execution speed <f3TO2, the modulation scheme remains the previous modulation scheme. From the phase adjustment angle θx (STEP 44), which is a value obtained by subtracting the phase adjustment angle θadj from the sine wave drive signal generation angle θ, and the output voltage normalized value (STEP 45) calculated by the following equation 4, 3 is used as the modulation method. When phase modulation is selected (STEP 46), a sine wave drive signal is output by three-phase modulation (STEP 47), and when two-phase modulation is selected, a sine wave drive signal is output by two-phase modulation (STEP 48).

式４→出力電圧正規化値＝ √2 ×（出力電圧指令値）／（母線電圧値） Formula 4 → Output voltage normalized value = √2 × (Output voltage command value) / (Bus voltage value)

ここで、図１５に示す３相変調時の正弦波駆動信号生成時タイミングチャートおよび図１６に示す３相変調による正弦波駆動出力指令値算出方法説明図について説明する。図１５において、（ａ）は位相調整後角度θｘ、（ｂ）は３相変調時のノード、（ｃ）は３相変調時のノードθ、（ｄ）は３相変調時出力指令で、出力電圧正規化値＝１のときの出力指令値Ｕ＊、Ｖ＊、Ｗ＊である。３相変調時、ノードとノードθは位相調整後角度θｘより、図１５の関係になるように求める。ノードとノードθおよび出力電圧正規化値を基に、図１６の３相変調時の出力指令値算出方法に従って、３相変調時の出力指令値Ｕ＊、Ｖ＊、Ｗ＊を求めることができる。求められた出力指令値はキャリア（図示せず）と比較することでＰＷＭ波形に生成されて、駆動信号ＵＰ〜ＷＰが得られる。出力指令値Ｕ＊、Ｖ＊、Ｗ＊から駆動信号ＵＰ〜ＷＰに変換する方法は１２０度通電信号生成時と同じ方法である。 Here, a sine wave drive signal generation timing chart at the time of three-phase modulation shown in FIG. 15 and a sine wave drive output command value calculation method explanatory diagram by three-phase modulation shown in FIG. 16 will be described. In FIG. 15, (a) is a phase-adjusted angle θx, (b) is a node during three-phase modulation, (c) is a node θ during three-phase modulation, and (d) is an output command during three-phase modulation. Output command values U *, V *, and W * when the voltage normalized value = 1. At the time of three-phase modulation, the node and the node θ are obtained from the phase-adjusted angle θx so as to have the relationship shown in FIG. Based on the node, the node θ, and the output voltage normalized value, the output command values U *, V *, and W * at the time of three-phase modulation can be obtained according to the output command value calculation method at the time of three-phase modulation in FIG. . The obtained output command value is compared with a carrier (not shown) to generate a PWM waveform, and drive signals UP to WP are obtained. The method of converting the output command values U *, V *, and W * into the drive signals UP to WP is the same as that used when generating the 120-degree energization signal.

次に、図１７に示す２相変調時の正弦波駆動信号生成時のタイミングチャートおよび図１８に示す２相変調時の出力指令値算出方法説明図について説明する。図１７において、（ａ）は位相調整後角度θx、（ｂ）は２相変調時のノード、（ｃ）は２相変調時のノードθ、（ｄ）は２相変調時の出力指令値Ｕ＊、Ｖ＊、Ｗ＊で、出力電圧正規化値＝１のときの出力指令値Ｕ＊、Ｖ＊、Ｗ＊である。２相変調時、ノードとノードθは位相調整後角度θxより、図１７に示す関係になるように求める。ノードとノードθおよび出力電圧正規化値を基に、図１８に示す２相変調時の出力指令値算出方法に従って、２相変調時の出力指令値Ｕ＊、Ｖ＊、Ｗ＊を求めることができる。求められた出力指令値はキャリア（図示せず）と比較することでＰＷＭ波形に生成されて、駆動信号ＵＰ〜ＷＰが得られる。出力指令値Ｕ＊、Ｖ＊、Ｗ＊から駆動信号ＵＰ〜ＷＰに変換する方法は１２０度通電信号生成時と同じ方法である。 Next, a timing chart when generating a sine wave drive signal during two-phase modulation shown in FIG. 17 and an output command value calculation method explanatory diagram during two-phase modulation shown in FIG. 18 will be described. In FIG. 17, (a) is the phase-adjusted angle θx, (b) is the node during two-phase modulation, (c) is the node θ during two-phase modulation, and (d) is the output command value U during two-phase modulation. *, V *, W * and output command values U *, V *, W * when the output voltage normalized value = 1. During the two-phase modulation, the node and the node θ are obtained from the phase-adjusted angle θx so as to have the relationship shown in FIG. Based on the node, the node θ, and the output voltage normalized value, output command values U *, V *, and W * at the time of two-phase modulation can be obtained according to the output command value calculation method at the time of two-phase modulation shown in FIG. it can. The obtained output command value is compared with a carrier (not shown) to generate a PWM waveform, and drive signals UP to WP are obtained. The method of converting the output command values U *, V *, and W * into the drive signals UP to WP is the same as that used when generating the 120-degree energization signal.

上述正弦波駆動時の駆動信号において、短絡防止時間Ｔｄの補正処理を行った方がいいのは言うまでもない。 Needless to say, it is better to correct the short-circuit prevention time Td in the drive signal during the sine wave drive.

以上のように、三相の永久磁石同期電動機と、各相の磁極位置を検出するセンサと、そのセンサ信号に基づいて前記電動機を制御するインバータ制御装置において、インバータ回路は上アームと下アームのスイッチング素子をブリッジ接続して構成されており、その上アーム電源はチャージポンプ回路方式により生成するものである場合に、波形出力を開始する前に上アーム電源となるチャージポンプ回路のコンデンサを初期充電する信号を生成する初期充電信号生成部と、起動時は全相下アームをスイッチングして駆動する１２０度通電信号を生成する１２０度通電信号生成部と、定常時は正弦波駆動信号を生成する正弦波駆動信号生成部とを備えるようにしたので、インバータ運転中は上アーム電源となるチャージポンプ回路のコンデンサ間電圧を所定値以上に確保することができ、上アーム電源にチャージポンプ回路方式を使用するインバータ制御装置においても、運転可能範囲が狭くならないインバータ制御装置を得ることができる。また、定常運転時は正弦波駆動で動作するようにしたので，空気調和機に搭載される永久磁石同期電動機のファンモータなどに使用する場合においても、振動や騒音が問題とならないインバータ制御装置を得ることができる。 As described above, in the three-phase permanent magnet synchronous motor, the sensor that detects the magnetic pole position of each phase, and the inverter control device that controls the motor based on the sensor signal, the inverter circuit includes the upper arm and the lower arm. When the switching element is configured by bridge connection and the upper arm power supply is generated by the charge pump circuit system, the capacitor of the charge pump circuit that becomes the upper arm power supply is initially charged before the waveform output is started. An initial charge signal generation unit that generates a signal to be generated, a 120-degree energization signal generation unit that generates a 120-degree energization signal that switches and drives all lower-phase arms at the time of startup, and a sine wave drive signal at the time of steady operation And a sine wave drive signal generator, so that the capacitor of the charge pump circuit that is the upper arm power supply during inverter operation Between the voltage can be secured to a predetermined value or more, even in the inverter control device that uses a charge pump circuit system on arm power, it is possible to obtain the inverter control device operating range is not narrow. In addition, since it is operated by sinusoidal drive during steady operation, an inverter control device that does not cause vibration or noise when used in a fan motor of a permanent magnet synchronous motor mounted on an air conditioner or the like. Obtainable.

また、各相の磁極位置を矩形波として検出するセンサを使用する場合において、磁極位置検出センサ信号の組合わせのパターンが正回転方向に２回変化したときに１２０度通電から正弦波駆動に切換えるようにすることで、１２０度通電時に発生する振動および騒音を極力短い時間に抑えることができる。 Also, when using a sensor that detects the magnetic pole position of each phase as a rectangular wave, switching from 120 degrees energization to sinusoidal driving when the combination pattern of magnetic pole position detection sensor signals changes twice in the forward rotation direction. By doing so, it is possible to suppress the vibration and noise generated during 120-degree energization to be as short as possible.

また、１２０度通電時も同相の上アームと下アームが上下短絡時間を設けて相補にスイッチングする相補ＰＷＭモードで制御するようにすることで、１２０度通電から正弦波駆動にスムーズに移行することができる。 In addition, even when 120 ° energization is performed, the upper and lower arms of the same phase are controlled in a complementary PWM mode in which the upper and lower short-circuiting times are provided to perform complementary switching, so that a smooth transition from 120 ° energization to sine wave drive is possible. Can do.

また、１２０度通電時の上アーム通電相のデューティを５０％前後に固定することで、確実に起動に必要な電圧を確保でき、またチャージポンプ回路のコンデンサを充電するのに必要な下アームスイッチング素子をＯＮ状態にできるパルス幅を確保することができる。 In addition, by fixing the duty of the upper arm energization phase at 120 degrees energization to around 50%, it is possible to ensure the voltage necessary for starting reliably and lower arm switching necessary to charge the capacitor of the charge pump circuit. A pulse width that can turn on the element can be secured.

また、正弦波駆動時、低回転時は３相変調、高回転時は２相変調で制御するようにすることで、低回転時でも確実に上アーム電源となるチャージポンプ回路のコンデンサ間電圧を所定値以上に確保することができ、電流が大きくなる高回転時はスイッチング回数を減らすことができ、スイッチング損失の低減およびノイズの抑制を図ることができる。 In addition, the voltage between the capacitors of the charge pump circuit that reliably serves as the upper arm power supply can be ensured even when driving at low speeds by controlling it with three-phase modulation at low rotations and two-phase modulation at high rotations during sinusoidal drive. More than a predetermined value can be ensured, the number of times of switching can be reduced at the time of high rotation when the current increases, and switching loss can be reduced and noise can be suppressed.

この発明の実施の形態１におけるインバータ制御装置を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the inverter control apparatus in Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１における三相永久磁石同期電動機の誘起電圧と位置信号の位置関係を示す特性図である。It is a characteristic view which shows the positional relationship of the induced voltage and position signal of the three-phase permanent magnet synchronous motor in Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１におけるインバータ制御部のタイミングチャート図である。It is a timing chart figure of the inverter control part in Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１におけるインバータ制御部の出力開始処理のフローチャート図である。It is a flowchart figure of the output start process of the inverter control part in Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１におけるインバータ制御部の出力電圧指令値算出処理のフローチャート図である。It is a flowchart figure of the output voltage command value calculation process of the inverter control part in Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１における駆動信号生成処理切換部のフローチャート図である。It is a flowchart figure of the drive signal generation process switching part in Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１における初期充電信号生成部のフローチャート図である。It is a flowchart figure of the initial stage charge signal generation part in Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１における１２０度通電信号生成部のフローチャート図ある。It is a flowchart figure of the 120 degree | times energization signal generation part in Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１における位置信号，位置信号パターンと１２０度通電時の通電相の関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the position signal in Embodiment 1 of this invention, a position signal pattern, and the energization phase at the time of 120 degree | times energization. この発明の実施の形態１における１２０度通電信号生成時のタイミングチャート図である。It is a timing chart figure at the time of the 120-degree energization signal generation in Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１におけるインバータ制御部の正弦波パラメータ演算のフローチャート図である。It is a flowchart figure of the sine wave parameter calculation of the inverter control part in Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１における位置信号，位置信号パターンと正弦波駆動信号生成用角度θの関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the position signal in the Embodiment 1 of this invention, a position signal pattern, and the angle (theta) for sine wave drive signal generation | occurrence | production. この発明の実施の形態１における実行回転数と位相調整角度θadjの関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the execution rotation speed in Embodiment 1 of this invention, and phase adjustment angle (theta) adj. この発明の実施の形態１における正弦波駆動信号生成部のフローチャート図である。It is a flowchart figure of the sine wave drive signal generation part in Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１における３相変調時の正弦波駆動信号生成時のタイミングチャート図である。It is a timing chart figure at the time of the sine wave drive signal generation at the time of three-phase modulation in Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１における３相変調時の出力指令値算出方法を示す図である。It is a figure which shows the output command value calculation method at the time of the three-phase modulation in Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１における２相変調時の正弦波駆動信号生成時のタイミングチャート図である。It is a timing chart figure at the time of the sine wave drive signal generation at the time of two phase modulation in Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１における２相変調時の出力指令値算出方法を示す図である。It is a figure which shows the output command value calculation method at the time of the two-phase modulation in Embodiment 1 of this invention.

符号の説明Explanation of symbols

１直流電源、２インバータ回路、３三相永久磁石同期電動機、３c〜３e ホール素子センサ、４チャージポンプ回路主構成部、５駆動回路用電源、６母線電圧検出回路、７インバータ制御部、８駆動信号生成処理切換部、９初期充電信号生成部、１０１２０度通電信号生成部、１１正弦波駆動信号生成部。 1 DC power supply, 2 inverter circuit, 3 three-phase permanent magnet synchronous motor, 3c-3e Hall element sensor, 4 charge pump circuit main component, 5 drive circuit power supply, 6 bus voltage detection circuit, 7 inverter control unit, 8 drive Signal generation process switching unit, 9 initial charge signal generation unit, 10 120-degree energization signal generation unit, 11 sine wave drive signal generation unit.

Claims

三相の永久磁石同期電動機と、各相の磁極位置を検出するセンサと、そのセンサ信号に基づいて前記電動機を制御するインバータ制御装置において、インバータ回路は上アームと下アームのスイッチング素子をブリッジ接続して構成されており、その上アーム電源はチャージポンプ回路方式により生成するものであり、波形出力を開始する前に上アーム電源となるチャージポンプ回路のコンデンサを初期充電する信号を生成する初期充電信号生成部と、起動時は全相下アームをスイッチングして駆動する１２０度通電信号を生成する１２０度通電信号生成部と、定常時は正弦波駆動信号を生成する正弦波駆動信号生成部とを備えていることを特徴とするインバータ制御装置。 In the inverter control device that controls a three-phase permanent magnet synchronous motor, a magnetic pole position of each phase, and the motor based on the sensor signal, the inverter circuit bridge-connects the switching elements of the upper arm and the lower arm The upper arm power supply is generated by the charge pump circuit method, and the initial charge for generating a signal for initial charging the capacitor of the charge pump circuit serving as the upper arm power supply before starting waveform output. A signal generation unit, a 120-degree energization signal generation unit that generates a 120-degree energization signal that switches and drives the lower arms of all phases at the time of startup, and a sine wave drive signal generation unit that generates a sine wave drive signal at a normal time An inverter control device comprising:

前記磁極位置検出センサ信号の組合わせのパターンが正回転方向に２回変化したときに１２０度通電から正弦波駆動に切換えることを特徴とする請求項１記載のインバータ制御装置。 2. The inverter control device according to claim 1, wherein when the pattern of the combination of the magnetic pole position detection sensor signals changes twice in the forward rotation direction, switching from 120-degree energization to sinusoidal drive is performed.

１２０度通電時も同相の上アームと下アームが上下短絡時間を設けて相補にスイッチングする相補ＰＷＭモードで制御することを特徴とする請求項１または２に記載のインバータ制御装置。 3. The inverter control device according to claim 1, wherein the control is performed in a complementary PWM mode in which the upper and lower arms of the same phase are switched in a complementary manner by providing an upper and lower short-circuit time even when the current is 120 degrees.

１２０度通電時の上アーム通電相のデューティを５０％前後に固定することを特徴とする請求項１または２に記載のインバータ制御装置。 The inverter control device according to claim 1 or 2, wherein the duty of the upper arm energization phase at the time of energization at 120 degrees is fixed to around 50%.

正弦波駆動時、低回転時は３相変調、高回転時は２相変調で制御することを特徴とする請求項１または２に記載のインバータ制御装置。 3. The inverter control device according to claim 1, wherein the inverter control device is controlled by three-phase modulation during sine wave driving, low rotation, and two-phase modulation during high rotation.