JP4025434B2 - 電流源スイッチ回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は大規模集積回路(LSI)に係り、更に詳しくは例えばCMOS LSIの電流源から負荷に供給する電流をオン,オフさせる電流源スイッチ回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
LSIの電流源を制御する回路として、ボルテージコントロールドオシレータ(VCO)や、フェーズロックドループ(PLL)に使用されるループフィルタ、RCの時定数を使用したタイマなど、様々な回路がある。
【0003】
電流源から負荷に流れる電流をオン,オフする電流源スイッチ回路の従来例を図9、図10に示す。図9では、例えばグランド側に接続され、電流源を構成するMOS FET50、電流源50による電流をオン,オフするためのスイッチとしてのFET51、および例えば電源に接続された負荷52が直列になっている。この回路は、負荷52に電流を流す必要がなくなった場合には、FET51のゲートへの制御信号によってFET51をオフとさせ、電流源50と負荷52とを切り離すものである。
【0004】
図10は高速のディジタル/アナログ変換器などによく使用される回路で、例えば電源と図9のノードN1、すなわち電流源50とスイッチ51との接続点との間にFET53が接続され、またそのゲートには図9でスイッチ51のゲートに与えられる制御信号を反転してゲート電圧を供給するインバータ54が接続されている。この回路では、負荷52に電流を流す必要がなくなった時には、制御信号によってスイッチ51がオフとされ、代わってスイッチ53がオンとされることによって、電流源50を流れる電流は電源側に戻される、すなわち捨てられることになる。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
図9に示した従来例では、スイッチ51がオフすることによって電流源50自体もオフとなり、再び負荷52に電流を流そうとしてスイッチ51をオンとしても、ノードN1の電圧が電流源50を動作させるために必要な値まで立ち上るのに時間がかかり、またFETのジャンクション容量へのスイッチのオン/オフ時における電荷の移動量も大きく、高速のスイッチングが困難であるという問題点があった。
【0006】
図10の従来例では、この問題点を解決するために常に電流源50をオフさせることなく、ジャンクション容量への電荷の移動を最小限にして、高速なスイッチングを可能なようにしている。しかしながら負荷52に電流を流す必要がない時にも電流源50を動作させる必要があり、消費電力を増加させてしまうという問題点があった。
【0007】
本発明は、消費電力を増加させることなく、高速のスイッチングを可能とする電流源スイッチ回路を提供することを目的とする。
【0008】
【課題を解決するための手段】
図1は本発明の原理構成ブロック図である。同図は、電流源を構成するトランジスタ1とスイッチ2とを有する電流源スイッチ回路における、本発明の原理構成を示すブロック図である。
【0009】
図1において、負荷3への電流が必要でなくなる期間中に、電流源を構成するトランジスタ1の電流源としての動作状態における電圧の値をトランジスタ1に対して印加する電圧印加手段4が備えられる。
【0010】
本発明の1つの実施形態においては、トランジスタ1によって構成される電流源がカレントミラー回路におけるミラー側、すなわち電流が移される側の電流源となり、電圧印加手段4はそのカレントミラー回路内でダイオードに模擬されるトランジスタとカレントミラー回路の原電流源との接続点の電圧をトランジスタ1に印加することになる。
【0011】
また本発明の異なる実施形態においては、電圧印加手段4は負荷3への電流が必要でなくなる期間において、負荷3に次に電流を流す時点で負荷3に与えるべき端子電圧に依存する電圧、例えば時間的に変化する電圧に同期した電圧を印加する。
【0012】
本発明においては、図1において電流源を構成するトランジスタ1とスイッチ2との接続点に、負荷3への電流が必要なくなった時点においても、トランジスタ1が飽和領域で動作するように電圧印加手段4によって電圧が印加される。トランジスタのジャンクション容量は、例えばドレインとゲート間の電圧に大きく左右されるが、飽和領域ではあまりその値に変化がなく、そのためスイッチ2をオン,オフしてもジャンクション容量の充放電は少なくなり、従ってスイッチングを高速化することができ、安定な電流を得ることができる。
【0013】
【発明の実施の形態】
図2は本発明の実施形態の原理説明図である。同図において、例えばグランド側に接続され、電流源を接続するトランジスタ11、スイッチ▲1▼12、および例えば電源に接続された負荷13が直列に接続され、またトランジスタ11とスイッチ▲1▼12との接続点としてのノードN3に対して、電源14とスイッチ▲2▼15とが直列に接続されている。そして負荷13への電流が必要なくなった時点でスイッチ▲1▼12がオフとされる。その代わりにスイッチ▲2▼15がオンとされることによって、電源14の電圧がノードN3に印加される。この電圧の値を、電流源を構成するトランジスタ11が電流源として動作するような値、すなわち飽和領域で動作する値に設定することによって、高速のスイッチングが可能となり、安定な電流を得ることができる。
【0014】
図3、図4は図10で説明した従来例の問題点、すなわち負荷に電流を流さない場合に電源側に電流を戻すことによる、消費電力増加という問題点の本発明による解決の説明図である。図3は従来例、すなわち図10における電流の説明図である。同図においては、図10の電流源を構成するトランジスタ50を流れる電流をカレントミラー回路によって供給するために、トランジスタ16を使用するものとする。そしてトランジスタ16と50とのエミッタ面積の比をm:nとすると、負荷52への電流が必要なくなった場合にトランジスタ51をオフさせても、インバータ17によってトランジスタ18をオンとさせることによって、回路全体に流れる電流は次式によって与えられる。
【0015】
【数1】
【0016】
図4は本発明を使用した場合の電流の説明図である。図4において、電流源を構成するトランジスタ11への電流は、負荷13に電流が流れている場合にはカレントミラー回路によって供給される。そして負荷13に電流を流す必要がなくなった時にはトランジスタ19はオフ、20はオンとされる。これによってトランジスタ11と16とは並列に接続されることになり、この回路全体に流れる電流はカレントミラー回路の原電流源の電流値、すなわちIに固定されているために流れる電流はIとなり、負荷に電流を流さない時に全体として回路に流れる電流は図3の場合より少なくなる。
【0017】
図5は本発明の第1の実施形態の説明図である。同図において、電流源を構成するトランジスタ11への電流はカレントミラー回路によって供給される。その原電流源21の電流はIである。カレントミラー回路でダイオードに模擬されるトランジスタ22のベースと例えばドレインとはスイッチ▲2▼15の片側に接続され、スイッチ▲2▼15の反対側は電流源を構成するトランジスタ11とスイッチ▲1▼12との接続点、すなわちノードN3に接続される。
【0018】
図5においてスイッチ▲1▼12と▲2▼15との動作の位相は反転しており、一方がオンすれば他方はオフとなる。従って負荷13に電流を流さない場合には、ノードN3の電圧はダイオードに模擬されるトランジスタ22のドレイン−ソース間電圧と等しくなり、従って電流源を構成するトランジスタ11はカットオフすることはなくなり、負荷13に再び電流を流すためにスイッチ▲1▼12がオフからオンとなる場合にも、負荷13への電流を高速、かつ安定に供給することができる。また図4で説明したように、負荷13に電流を流さない場合にも従来例に比較して電源に電流を捨てることはなくなり、消費電力は削減される。
【0019】
図6は本発明の電流源スイッチ回路を利用した三角波発生回路であり、これを本発明の第2の実施形態として説明する。図6において図5の負荷13は静電容量25に相当する。
【0020】
2つのカレントミラー回路の電流源のうち、電流源21の電流はI、電流源30の電流はI′であるとする。これらの値は必ずしも異なる値である必要はなく、三角波発生のためにはむしろ同じ値としてもよい。
【0021】
図6においてスイッチ▲1▼12と▲4▼29は同時にオンとされ、これらの2つのスイッチがオンである間は、スイッチ▲2▼15と▲3▼28はオフとされる。これらのスイッチのオン/オフは制御信号作成部26の作成する制御信号によって制御されるが、スイッチ▲2▼15、▲3▼28に対しては制御信号がインバータ32を介して反転されて与えられることにより、スイッチ▲1▼12,▲4▼29と、▲2▼15,▲3▼28との動作位相は互いに逆位相の関係にある。
【0022】
図6の三角波発生回路の動作を図7を用いて説明する。図7は図6におけるノードN4、すなわち静電容量25の端子電圧の変化の説明図である。図6において先ずスイッチ▲1▼12,▲4▼29がオフ、▲2▼15,▲3▼28がオンの状態を考える。この場合、例えば電源側で、図5のトランジスタ11に相当するトランジスタ27が電流源として動作し、スイッチ▲3▼28を介して静電容量25は充電され、その端子電圧は直線的に上昇する。例えばあらかじめ設定された最大値に達すると、制御信号作成部26によってスイッチ▲2▼15,▲3▼28をオフ、スイッチ▲1▼12,スイッチ▲4▼29をオンとさせる制御信号が作成され、スイッチの切り替えが行われる。その結果、負荷を構成する静電容量25に対する電流源としてはトランジスタ11が有効となり、トランジスタ11がノードN4から例えばグランド側に電流を流すことにより、静電容量25の放電が行われ、その端子電圧は直線的に減少する。
【0023】
静電容量25の端子電圧があらかじめ定められた最小値に達すると、制御信号作成部26によってスイッチ▲1▼12,▲4▼29をオフ、▲2▼15,▲3▼28をオンとする制御信号が作成され、再びトランジスタ27によるスイッチ▲3▼28を介する静電容量25の充電が開始される。これを繰り返すことにより三角波発生が行われる。
【0024】
図6において、スイッチ▲1▼12がオフとされる期間においてはスイッチ▲2▼15がオンとされ、また例えば電源側でも同様にスイッチ▲3▼28がオフとされる期間においてはスイッチ▲4▼29がオンとされる。これによって静電容量25の充放電に使用される電流源としてのトランジスタ11と27はともにカットオフされることなく、負荷に電流を流さない期間においても飽和領域で動作を続けることになる。
【0025】
図7の破線は、図9の従来例を使用した場合の発生波形の例である。この例ではスイッチ▲1▼12がオフからオン、▲3▼28がオンからオフになる瞬間、すなわち静電容量25の端子電圧が最大値に達した瞬間に電圧が跳ね上るように描かれているが、これは一例であり、スイッチの切り替えの瞬間に電圧が跳ね上るとは限らない。この変化は、例えばスイッチ▲1▼12と▲3▼28とのオン/オフ動作の微妙な時間ずれなどによって決定される。例えばスイッチ▲3▼28がオフとなった後にスイッチ▲1▼12がオンとなっても、トランジスタ11は従来例ではカットオフしており、ノードN5は電源電圧になっているため、ノードN4の電圧は一度電源側に引っ張られることになり、電圧が跳ね上ることになる。
【0026】
この原因は更に詳しくは、トランジスタのドレインとゲートの間の寄生容量の充放電に起因するが、ここではその詳細な説明は省略する。いずれにせよ静電容量25の端子電圧はこの跳ね上った電圧から減少することになるため、その電圧変化は実線に示した本発明の場合に比較して遅れ、等価的には三角波の周期が長くなってしまうことになる。
【0027】
これに比べて本発明の電流源スイッチ回路を利用する場合には、電流源を構成するトランジスタが負荷に電流を流さない場合にも飽和領域で動作しているため、ジャンクション容量への充放電も少なく、高速で安定なスイッチングが可能となる。そして破線で示したように三角波の周期が長くなることもないため、その周期を決める電流源の電流の値や静電容量の値を小さく設定することができ、LSIにおけるレイアウト面積を小さくすることが可能になり、更に消費電力も削減できることになる。
【0028】
図8は本発明の第3の実施形態としての三角波発生回路(その2)の説明図である。同図は、図2において負荷に電流を流さない場合にノードN3に与える電圧の値を、負荷13に電流が流れていた場合のノードN4の電圧に依存した電圧にホールドされるように設定する実施例である。図8において図6と直接に対応するトランジスタ11,27、静電容量25、スイッチ12,28には同じ符号を付してある。
【0029】
図8においてスイッチ12,37,41は同時にオンとされ、これらのスイッチがオンとされている期間においてはスイッチ28,38,42は同時にオフとされている。静電容量36は静電容量25とほぼ同じ電圧を得るためのものである。このためトランジスタ40は27と同じものを、39は11と同じものを使用するものとし、2つの静電容量36,25の値は同じであるとする。
【0030】
スイッチ28,38および42がオンとなる期間においては、図6におけると同様に2つの静電容量25、36は充電され、その端子電圧は直線的に上昇する。これら3つのスイッチがオフとさ、スイッチ12,37,41がオンとされると2つの静電容量25,36の放電が行われ、それらの端子電圧は直線的に減少する。これらの動作は図6におけるとほぼ同様である。
【0031】
図6の第2の実施形態においては、スイッチ▲1▼12がオフとなっている期間においてノードN3に印加される電圧は、カレントミラー回路においてダイオードに模擬されるトランジスタ22の両端の電圧に相当し、実際にはスイッチ▲1▼12を構成するトランジスタのドレイン−ソース間電圧の変化(寄生容量への充放電を含む)を考慮すれば、負荷13(静電容量25)の端子電圧、すなわちノードN4の電圧とは等しくない。これに対して図8の第3の実施形態では、トランジスタ11の例えばドレイン電圧を、スイッチ38をオンさせることによって静電容量36の端子電圧と同じに保つこと、すなわち負荷としての静電容量25の端子電圧と同じに保つことが可能となり、次にスイッチ12をオンとする瞬間にもドレイン電圧の不連続を避けることが可能となる。
【0032】
以上の説明においては、FETトランジスタとして主としてCMOS FETを対象として発明の実施形態を説明したが、本発明の電流源スイッチ回路はCMOSに限らず、NMOS,PMOSのFETを用いて実現することも当然可能である。また例えば電流源だけをバイポーラトランジスタによって構成することも当然可能である。
【0033】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明によれば負荷に電流を流す必要がなくなった時にも電流源を構成するトランジスタを飽和領域で動作させ続けることが可能となり、再び負荷に電流を流す時のスイッチングを高速に行うことができ、電流を安定化させることが可能となる。また例えばトランジスタのドレインに印加する電圧を、再び負荷に電流を流す瞬間の負荷の端子電圧とほぼ等しくさせることにより、更に安定で高速なスイッチングが可能となる。更に本発明の電流源スイッチ回路を各種の回路に応用することによって、LSIのレイアウト面積を小さくし、また消費電力を削減することが可能となり、LSIの性能向上に寄与するところが大きい。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の原理構成ブロック図である。
【図2】本発明の実施形態としての電流源スイッチ回路の基本構成を説明する図である。
【図3】従来例において回路全体に流れる電流を説明する図である。
【図4】本発明の電流源スイッチ回路において流れる電流を説明する図である。
【図5】本発明の第1の実施形態としての電流源スイッチ回路の構成を示す図である。
【図6】本発明の第2の実施形態としての電流源スイッチ回路を利用した三角波発生回路(その1)の構成を示す図である。
【図7】図6における静電容量の端子電圧の変化を説明する図である。
【図8】本発明の第3の実施形態としての三角波発生回路(その2)の構成を示す図である。
【図9】電流源スイッチ回路の従来例(その1)を示す図である。
【図10】電流源スイッチ回路の従来例(その2)を示す図である。
【符号の説明】
1 電流源を構成するトランジスタ
2 スイッチ
3 負荷
4 電圧印加手段
11,27 (電流源を構成する)トランジスタ
12,29 スイッチ(同時にオン)
15,28 スイッチ(同時にオフ)
22,31 (ダイオードに模擬される)トランジスタ
21,30 電流源
14 定電圧源
Claims (3)
- 電流源を構成するトランジスタとスイッチとを有する電流源スイッチ回路において、
前記電流源はカレントミラー回路におけるミラー側の電流源であり、
負荷への電流が不要となる期間において、前記カレントミラー回路内でダイオードに模擬されるトランジスタと該ダイオードに模擬されるトランジスタに電流を供給する原電流源との接続点の電圧を、前記電流源を構成するトランジスタの前記スイッチと接続される側の端子に印加する電圧印加手段を備えることを特徴とする電流源スイッチ回路。 - 前記負荷の端子電圧を別に保持させる電圧保持手段、を更に備え、
前記電圧印加手段は、前記負荷への電流が不要となる期間において、前記接続点の電圧の代わりに、前記電圧保持手段が保持する端子電圧を印加することを特徴とする請求項1記載の電流源スイッチ回路。 - 前記負荷の端子電圧は、時間的に変化する電圧であることを特徴とする請求項2記載の電流源スイッチ回路。
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