JP4003575B2 - D級増幅器 - Google Patents
D級増幅器 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4003575B2 JP4003575B2 JP2002226632A JP2002226632A JP4003575B2 JP 4003575 B2 JP4003575 B2 JP 4003575B2 JP 2002226632 A JP2002226632 A JP 2002226632A JP 2002226632 A JP2002226632 A JP 2002226632A JP 4003575 B2 JP4003575 B2 JP 4003575B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power supply
- output
- circuit
- integrated circuit
- pulse signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Logic Circuits (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、音楽信号などのアナログ信号をパルス信号に変換して電力増幅するD級増幅器(デジタルアンプ)に関し、内部回路に供給される電源電圧を緩和(低下)させるための回路技術に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来、図5に示すように、音楽信号などのアナログ信号を入力信号SINとし、これをパルス信号に変換して電力増幅するD級増幅器AMPが知られている。このD級増幅器AMPは、PWM(Pulse Width Modulation)型の変調回路PCM、駆動回路DRV、出力用のパワーMOSトランジスタTP,TN等から構成され、駆動回路DRVは、インバータIVA,IVB、論理積ゲート回路ANP,ANN、過電流保護回路PRP,PRNから構成される。pチャネル型のパワーMOSトランジスタTPは、電源VB1,VB2(例えば+25V)を直列接続してなる高電源VB(例えば+50V)と出力端子TOとの間に電流経路が接続され、nチャネル型のパワーMOSトランジスタTNはグランドGNDと出力端子TOとの間に接続される。
【0003】
駆動回路DRVを構成するインバータIVA,IVBの入力部は、変調回路PCMの出力部に接続され、これらインバータIVA,IVBの出力部は論理積ゲート回路ANP,ANNの入力部にそれぞれ接続され、これら論理積ゲート回路ANP,ANNの出力部はパワーMOSトランジスタTP,TNのゲートに接続される。また、パワーMOSトランジスタTP,TNの電流経路上には過電流検出用の抵抗RP,RNが介挿されており、これら抵抗での電圧降下を過電流保護回路PRP,PRNが検出した場合には、論理積ゲート回路ANP,ANNを介してパワーMOSトランジスタTP,TNをそれぞれオフ状態に制御することにより出力段での過電流を遮断するようになっている。出力端子TOには、インダクタLおよびコンデンサCからなるローパスフィルタLFを介して、スピーカSPKの入力端子が接続される。
【0004】
このD級増幅器AMPによれば、変調回路PCMが入力信号SINをパルス信号にPWM変調する。PWM変調されたパルス信号は駆動回路DRV内のインバータIVAおよび論理積ゲート回路ANPを介してパワーMOSトランジスタTPのゲートに供給されると共に、インバータIVBおよび論理積ゲート回路ANNを介してパワーMOSトランジスタTNのゲートに供給される。これにより、1対の出力用のパワーMOSトランジスタTP,TNが相補的に駆動され、電力増幅されたパルス信号が出力端子TOを介してD級増幅器AMPから出力される。このパルス信号は、ローパスフィルタLFを通過することにより、電力増幅されたアナログ量の音楽信号に再生され、この音楽信号がスピーカSPKを駆動する。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述の従来技術に係るD級増幅器では、駆動回路DRVには最終段のパワーMOSトランジスタTPと共通の高電源VBが供給されており、この駆動回路DRVは、変調回路PCMと共に集積回路ICとして同一チップ上に集積されている。このため、集積回路ICを高耐圧用のトランジスタを用いて構成する必要があり、従って高耐圧プロセスを用いなければならず、製造コストの上昇や製造上の技術的困難性を抱えていた。
【0006】
この発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、出力段を除いて高耐圧プロセスを使用することなく実現することが可能なD級増幅器を提供することを目的とする。
【0007】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、この発明は以下の構成を有する。
即ち、請求項1に記載された発明は、高電源と出力端子との間に接続された第1の出力用トランジスタ(例えば後述するパワーMOSトランジスタTPに相当する構成要素)と、前記出力端子と低電源との間に接続された第2の出力用トランジスタ(例えば後述するパワーMOSトランジスタTNに相当する構成要素)とを有し、外部からの入力信号に応じて前記第1および第2の出力用トランジスタを相補的に導通させるように構成されたD級増幅器において、前記第2の出力用トランジスタの駆動に必要な振幅を満たすだけの耐圧を有し、前記高電源よりも低く且つ前記低電源を基準とした第1の標準電源が供給され、前記入力信号を第1のパルス信号に変調し、該第1のパルス信号に基づき前記第2の出力用トランジスタを駆動する駆動回路を構成する第1の集積回路(例えば後述する集積回路IC1に相当する構成要素)と、前記第1のパルス信号を、前記高電源を基準とした第2のパルス信号にレベル変換するレベル変換回路(例えば後述する電位シフト回路SFTに相当する構成要素)と、前記第1の出力用トランジスタの駆動に必要な振幅を満たすだけの耐圧を有し、前記高電源よりも低く且つ前記高電源を基準とした第2の標準電源が供給され、前記第2のパルス信号に基づき前記第1の出力用トランジスタを駆動する駆動回路を構成する第2の集積回路(例えば後述する集積回路IC2に相当する構成要素)と、を備え、前記第1および第2の出力用トランジスタは相補型のMOSトランジスタであり、前記第2の標準電源の正極は前記高電源の正極と共に前記第2の集積回路の電源端子に接続され、前記レベル変換回路がバイポーラトランジスタから構成され、そのベースに前記第1の標準電源が接続され、そのエミッタに前記第1のパルス信号が供給され、そのコレクタに前記第2の集積回路の入力部が接続されると共に該コレクタに抵抗を介して前記高電源が接続されたことを特徴とする。
【0008】
請求項2に記載された発明は、請求項1に記載されたD級増幅器において、前記第1の出力用トランジスタはpチャネル型であり、前記第2の出力用トランジスタはnチャネル型であることを特徴とする。
【0009】
この発明の構成によれば、第1の集積回路には第1の標準電源が供給され、第2の集積回路には第2の標準電源が供給され、従ってこれら集積回路は標準的な電源電圧の供給を受けて作動する。第1のパルス信号は、レベル変換回路により第2のパルス信号にレベル変換されて第2の集積回路に供給される。このため、第1の標準電源と第2の標準電源とが異なった電位を基準としていても、第1のパルスに応答して第2の集積回路が作動することが可能になる。また、この発明の構成によれば、出力用のパワーMOSトランジスタの前段側の回路を構成する素子に対して高電圧が印加されることがなくなるので、高耐圧プロセスを使用することなく実現することができる。
【0010】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、この発明の実施の形態を説明する。
図1に、この実施の形態に係るD級増幅器DAMPの構成を示す。同図において、入力信号SINを入力するD級増幅器DAMPはPWM増幅器であり、集積回路IC1,IC2、電位シフト回路SFT、pチャネル型のパワーMOSトランジスタTP、nチャネル型のパワーMOSトランジスタTN等を備える。ここで、集積回路IC1(第1の集積回路)として、変調回路PCM、インバータIVA,IVB、抵抗RA、論理積ゲート回路ANN、過電流保護回路PRNが一つのチップ上に集積され、また集積回路IC2(第2の集積回路)として、過電流保護回路PRP、論理積ゲート回路ANP、および後述の抵抗RB(図1では省略)が別のチップ上に集積されている。なお、電位シフト回路SFT、パワーMOSトランジスタTP,TN、抵抗R,RP,RNは集積回路IC1,IC2に対し外付けされている。
【0011】
さらに詳細に構成を説明する。集積回路IC1を構成する変調回路PCMは、入力信号SINをPWM変調するものであり、この変調回路PCMの出力部にはインバータIVA,IVBの各入力部が接続される。このうち、一方のインバータIVAの出力部は抵抗RAを介して電位シフト回路SFTの入力部に接続される。電位シフト回路SFTの出力部は集積回路IC2を構成する論理積ゲート回路ANPの一方の入力部に接続され、その他方の入力部には過電流保護回路PRPが接続される。他方のインバータIVBの出力部は、論理積ゲート回路ANNの一方の入力部に接続され、その他方の入力部には過電流保護回路PRNが接続される。
【0012】
電源VB1および電源VB2からなる高電源VBとグランドGND(低電源)との間には、パワーMOSトランジスタTPとパワーMOSトランジスタTNとが直列接続され、これらパワーMOSトランジスタはD級増幅器DAMPの出力段を構成する。具体的には、一方のパワーMOSトランジスタTPのソースは、過電流検出用の抵抗RPを介して電源VBに接続され、そのドレインは出力端子TOに接続され、そのゲートは論理積ゲート回路ANPの出力部に接続される。また、他方のパワーMOSトランジスタTNのソースは、過電流検出用の抵抗RNを介してグランドGNDに接続され、そのドレインは出力端子TOに接続され、そのゲートは論理積ゲート回路ANNの出力部に接続される。出力端子TOに現れる信号は抵抗Rを介して上述の変調回路PCMにフィードバックされ、帰還回路を構成している。
【0013】
ここで、電源VB1および電源VB2は高電源VBの2分の1の電圧をそれぞれ分担し、電源VB2の負極はグランドGNDに接続され、その正極は電源VB1の負極に接続され、電源VB1の正極は抵抗RPを介してパワーMOSトランジスタTPのソースに接続されると共に集積回路IC2の電源端子(図示なし)に接続される。また、集積回路IC1には標準電源VD1(例えば5V)が供給され、集積回路IC2には、高電源VBを基準とした標準電源VD2(例えば5V)が供給される。標準電源VD2の正極は高電源VBの正極と共に集積回路IC2の電源端子に接続され、この標準電源VD2の負極は集積回路IC2のグランド端子(図示なし)に接続される。標準電源VD1と標準電源VD2の電圧は概ね同一に設定される。これにより、集積回路IC2には、異なる電位を基準としながらも、この集積回路IC2のグランド端子を基準として見れば集積回路IC1と等価な電源電圧が供給される。
【0014】
出力端子TOには、インダクタLおよびコンデンサCからなるローパスフィルタLFを介してスピーカSPKの一方の端子が接続され、このスピーカSPKの他方の端子は上述の電源VB1の負極と電源VB2の正極に接続され、高電源VBの2分の1の電位にバイアスされる。
なお、インダクタLおよびコンデンサCからなるローパスフィルタLFの定数は、D級増幅器DAMPから出力されるパルス信号からキャリア周波数成分を除去し且つ音楽信号成分を通過させるように設定される。
【0015】
図2に、電位シフト回路SFTの構成例を示す。この例は、npn型のバイポーラトランジスタTQを用いたもので、このバイポーラトランジスタTQのエミッタは、集積回路IC1内部に集積形成された抵抗RAを介してインバータIVAの出力部に接続され、そのコレクタは、集積回路IC2内部に集積形成された抵抗RBを介して標準電源VD2の正極(即ち高電源VB)に接続され、そのベースは標準電源VD1にバイアスされる。
【0016】
この電位シフト回路SFTによれば、インバータIVAの出力信号がローレベルの場合、バイポーラトランジスタTQのベースとエミッタ間の電位差がしきい値電圧VEBを越え、バイポーラトランジスタTQがオン状態となる。この結果、論理積ゲート回路ANPの入力部がローレベルに駆動される。逆に、インバータIVAの出力信号がハイレベルの場合、バイポーラトランジスタTQのベースとエミッタの電位が等しくなり、このバイポーラトランジスタTQがオフ状態となる。この結果、論理積ゲート回路ANPの入力部は抵抗RBにより高電源VBにまで引き上げられてハイレベルになる。結局、インバータIVAの出力信号は、高電源VBを基準としてハイレベルとローレベルを有する信号にレベル変換される。
【0017】
図3に電位シフト回路SFTの他の構成例を示す。この例は、フォトカプラPCを用いて電位シフト回路SFTを構成したもので、フォトカプラPC内の発光ダイオードPD1のアノードは標準電源VD1の正極に接続され、そのカソードは上述の抵抗RAを介してインバータIVAの出力部に接続される。また、フォトカプラPC内の受光ダイオードPD2には信号増幅器SAが接続され、この信号増幅器SAの出力部は、論理積ゲート回路ANPの入力部に接続されると共に上述の抵抗RBを介して高電源VBに接続される。信号増幅器SAには、集積回路IC2と共通に標準電源VD2が供給され、その出力信号は集積回路IC2の入力特性に適合したものとなっている。
【0018】
図3に示す電位シフト回路によれば、インバータIVAの出力信号がローレベルの場合、発光ダイオードPD1が通電されて発光する。この発光を受けて、受光ダイオードPD2が電気信号を誘起し、信号増幅器SAがこの電気信号を増幅してローレベル(電源VD2の負極の電位)を出力する。逆に、インバータIVAの出力信号がハイレベルの場合、発光ダイオードPD1のアノードとカソードとの電位が等しくなり、発光ダイオードPD1は発光しない。従ってこの場合、信号増幅器SAはハイレベル(電源VD2の正極の電位)を出力する。結局、この構成例によっても、インバータIVAの出力信号が、高電源VBを基準としてハイレベルとローレベルを有する信号にレベル変換される。
【0019】
次に、図4を参照して、図1に示す本実施の形態に係るD級増幅器の動作を説明する。まず、変調回路200は、入力信号SINの情報成分をパルス幅に反映させてPWM変調を行い、パルス信号SP1(第1のパルス信号)を生成する。このパルス信号SP1は、インバータIVAにより反転されてパルス信号SP2とされると共にインバータIVBにより反転されてパルス信号SP3とされる。論理積ゲート回路ANNは、パルス信号SP3に基づきパワーMOSトランジスタTNを駆動する。一方、インバータIVAから出力されたパルス信号SP2は抵抗RAを介して電位シフト回路SFTに出力される。電位シフト回路SFTは、パルス信号SP2を入力し、この信号レベルをシフトさせて集積回路IC2に与える。集積回路IC2内の論理積ゲート回路ANPは、電位シフト回路SFTからパルス信号(第2のパルス信号)を入力し、このパルス信号に基づきパワーMOSトランジスタTPを駆動する。
【0020】
ここで、論理積ゲート回路ANNが出力するパルス信号のローレベルはグランドGNDに等しく、ハイレベルは標準電源VD1に等しなる。これによりパワーMOSトランジスタTNがオン状態またはオフ状態に制御される。また、論理積ゲート回路ANPが出力するパルス信号のハイレベルは高電源VBに等しく、ローレベルは、高電源VBから標準電源VD2の電源電圧分だけ降下した電位となる。これによりパワーMOSトランジスタTPがオン状態またはオフ状態に制御される。
【0021】
このとき、論理積ゲート回路ANNおよび論理積ゲート回路ANPからそれぞれ出力されるパルス信号により、パワーMOSトランジスタTPとパワーMOSトランジスタTNとが相補的に導通制御され、出力端子TOを介して電力増幅されたパルス信号が出力される。このパルス信号はローパスフィルタLFにより音楽信号に再生されてスピーカSPKに供給される。
以上の動作の過程において、集積回路IC1,IC2に着目すれば、その内部信号の振幅は標準電源VD1,VD2(5V)に等しい。従って、集積回路IC1,IC2は、高耐圧トランジスタを用いることなく構成することができ、通常のプロセスを用いて実現できる。
【0022】
ところで、パワーMOSトランジスタTP、TNの各ゲート電圧の振幅は、高電源VBの電圧ではなく、それぞれ標準電源VD2および標準電源VD1の電圧に等しい。従って、ゲートとソースとの間の電圧VGSが、前述の図5に示す従来技術に比較して小さくなり、従ってその分、各パワーMOSトランジスタのドレイン電流も小さくなる。しかしながら、図4に特性を示すように、電圧VGSが5V程度であっても、パワーMOSトランジスタの特性を適切に選択すれば、必要とされるドレイン電流IDが得られる。従って、集積回路IC1,IC2の電源として標準電源VD1,VD2を用いることによる技術的な不利益は事実上認められない。
【0023】
以下に、本実施形態の特徴をまとめる。
(1)従来、集積回路IC1と一体化されていた集積回路IC2を分離独立させる。そして、パワーMOSトランジスタTPの駆動回路を、その駆動に必要な振幅を満たすだけの耐圧を有する集積回路IC2により構成する。また、パワーMOSトランジスタTNの駆動回路を、その駆動に必要な振幅を満たすだけの耐圧を有する集積回路ICにより構成する。
(2)集積回路IC1と集積回路IC2との間の信号の受け渡しは、外付けの電位シフト回路SFTを介して行う。これにより、高電圧に対する耐圧を分担しながら集積回路IC1と集積回路IC2との間で信号を伝送する。パワーMOSトランジスタTNを駆動する集積回路IC1のグランド端子はグランドGNDに接続されるため、変調回路PCMも集積回路IC1に集積する。このように、D級増幅器の内部回路は、出力段に供給される高電源より低い標準電源で動作する2つの集積回路IC1,IC2にブロック分割される。多チャンネルアンプとして構成する場合は、各チャンネルの集積回路IC1をまとめて集積し、各チャンネルの集積回路IC2をまとめて集積する。これにより、本願の効果を一層有効に発揮できる。
【0024】
(3)集積回路IC1が形成されたチップと集積回路IC2が形成されたチップとを同一パッケージに収納すれば、プリント基板上の実装面積を減らすことができる。このようなパッケージの端子間に簡単な電位シフト回路を外付けするだけで、高価な高耐圧プロセスを使用してワンウェハで実現した場合と同等な機能を実現できる。
(4)集積回路IC2は、高電源VBから電圧VGSのドライブに必要な振幅が得られる電源電圧で動作すればよい。この電源電圧を5Vとすれば、図1に示す例では、高電源VBに正極が接続された5Vの電源により集積回路IC2が給電される。同様に、集積回路IC1にはグランドGNDに負極が接続された5Vの電源により給電される。
【0025】
(5)一例として、50W/4Ωの出力に要する高電源VBの電源電圧は約40Vであり、100W/4Ωの出力に要する高電源VBの電源電圧は約56Vであり、500W/4Ωの出力に要する高電源VBの電源電圧は約127Vである。如何なる出力に対して設計する場合であっても、集積回路IC1および集積回路IC2ともに出力段のパワーMOSトランジスタのゲート閾値電圧を越えるのに必要な電圧さえ確保できれば良い。上記の例における40Vから127Vまでの間の電圧も新規に設けた外部の電位シフト回路SFTが吸収する。
(6)また、本実施の形態の構成によれば耐圧の低いトランジスタからなる集積回路を用いて、任意のより高電圧が供給される出力段のパワーMOSトランジスタを駆動することも可能となる。
【0026】
以上、この発明の一実施形態を説明したが、この発明は、この実施の形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があっても本発明に含まれる。例えば、上述の実施の形態では、抵抗RNを介してパワーMOSトランジスタTNのソースをグランドGNDに接続し、グランドGNDと高電源VBとの間の振幅を有するパルス信号を出力端子TOを介してを出力するものとしたが、抵抗RNを介してパワーMOSトランジスタTNのソースを負電源(例えば−VB2)に接続し、正の電源と負の電源との間の振幅を有するパルス信号を出力するものとしてもよい。
【0027】
この場合、例えば、上述の実施の形態では高電源VBの2分の1の電位にバイアスされていたスピーカSPKの端子を、電源VB2の正極と共にグランドGNDに接続し、抵抗RNを介して電源VB2の負極をパワーMOSトランジスタTNのソースに接続し、また、論理積ゲート回路ANNと過電流保護回路PRNについては、例えば、グランド端子を負の電源(−VB2)に接続した別の集積回路として構成し、パルス信号SP3を、負の電源(−VB2)を基準としたパルス信号に変換して論理積ゲート回路ANNに与えるための電位シフト回路を設ければよい。これにより、電源VB1が正の電源として、また電源VB2が負の電源として振る舞い、従ってD級増幅器DAMPの出力信号として正電源と負電源との間の振幅を有するパルス信号が得られる。
【0028】
【発明の効果】
この発明によれば、第1の標準電源が供給された第1の集積回路が出力する第1のパルス信号を、レベル変換回路により高電源を基準とした第2のパルス信号にレベル変換し、この第2のパルス信号に基づき第2の集積回路により第1の出力用トランジスタを駆動し、また、第1のパルス信号に基づき第2の出力用トランジスタを駆動するようにしたので、第1および第2の集積回路の電源電圧を共に抑えながら、高電源が供給される出力段のパワーMOSトランジスタを駆動することが可能になる。従って高耐圧プロセスを使用することなく実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 この発明の実施の形態に係るD級増幅器の構成を示す回路図である。
【図2】 この実施の形態に係る電位シフト回路の構成例(バイポーラトランジスタを用いた例)を示す回路図である。
【図3】 この実施の形態に係る電位シフト回路の他の構成例(フォトカプラを用いた例)を示す回路図である。
【図4】 この実施の形態に係るパワーMOSトランジスタの特性を説明するための特性図である。
【図5】 従来技術に係るD級増幅器の構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
DAMP:D級増幅器、PCM;変調回路、IVA,IVB;インバータ、ANP,ANN;論理積ゲート回路、PRP,PRN;過電流保護回路、SFT;電位シフト回路、RP,RN;抵抗(過電流検出用)、TP;パワーMOSトランジスタ(pチャネル型)、TN;パワーMOSトランジスタ(nチャネル型)、LF;ローパスフィルタ、SPK;スピーカ、VD1,VD2;標準電源、VB1,VB2;電源、VB;高電源、TO;出力端子、GND;グランド。
Claims (2)
- 高電源と出力端子との間に接続された第1の出力用トランジスタと、前記出力端子と低電源との間に接続された第2の出力用トランジスタとを有し、外部からの入力信号に応じて前記第1および第2の出力用トランジスタを相補的に導通させるように構成されたD級増幅器において、
前記第2の出力用トランジスタの駆動に必要な振幅を満たすだけの耐圧を有し、前記高電源よりも低く且つ前記低電源を基準とした第1の標準電源が供給され、前記入力信号を第1のパルス信号に変調し、該第1のパルス信号に基づき前記第2の出力用トランジスタを駆動する駆動回路を構成する第1の集積回路と、
前記第1のパルス信号を、前記高電源を基準とした第2のパルス信号にレベル変換するレベル変換回路と、
前記第1の出力用トランジスタの駆動に必要な振幅を満たすだけの耐圧を有し、前記高電源よりも低く且つ前記高電源を基準とした第2の標準電源が供給され、前記第2のパルス信号に基づき前記第1の出力用トランジスタを駆動する駆動回路を構成する第2の集積回路と、
を備え、
前記第1および第2の出力用トランジスタは相補型のMOSトランジスタであり、
前記第2の標準電源の正極は前記高電源の正極と共に前記第2の集積回路の電源端子に接続され、
前記レベル変換回路がバイポーラトランジスタから構成され、そのベースに前記第1の標準電源が接続され、そのエミッタに前記第1のパルス信号が供給され、そのコレクタに前記第2の集積回路の入力部が接続されると共に該コレクタに抵抗を介して前記高電源が接続されたことを特徴とするD級増幅器。 - 前記第1の出力用トランジスタはpチャネル型であり、前記第2の出力用トランジスタはnチャネル型であることを特徴とする請求項1に記載されたD級増幅器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002226632A JP4003575B2 (ja) | 2002-08-02 | 2002-08-02 | D級増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002226632A JP4003575B2 (ja) | 2002-08-02 | 2002-08-02 | D級増幅器 |
Related Child Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2007128559A Division JP4416006B2 (ja) | 2007-05-14 | 2007-05-14 | D級増幅器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2004072277A JP2004072277A (ja) | 2004-03-04 |
JP4003575B2 true JP4003575B2 (ja) | 2007-11-07 |
Family
ID=32013917
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2002226632A Expired - Fee Related JP4003575B2 (ja) | 2002-08-02 | 2002-08-02 | D級増幅器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4003575B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006050151A (ja) * | 2004-08-03 | 2006-02-16 | Pioneer Electronic Corp | D級増幅器 |
JP5562781B2 (ja) * | 2010-09-21 | 2014-07-30 | ラピスセミコンダクタ株式会社 | 保護装置、相補型保護装置、信号出力装置、ラッチアップ阻止方法、及びプログラム |
JP6630538B2 (ja) * | 2015-10-29 | 2020-01-15 | パナソニック デバイスSunx株式会社 | 出力回路、出力ユニット、プログラマブルコントローラ |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS57170608A (en) * | 1981-04-10 | 1982-10-20 | Sony Corp | Amplifying circuit for pulse-width-modulated signal |
JPS57192113A (en) * | 1981-05-22 | 1982-11-26 | Hitachi Ltd | Pulse width modulation amplifying circuit |
JPS63111710A (ja) * | 1986-10-29 | 1988-05-17 | Toshiba Corp | パルス増幅器の駆動回路 |
JP2854587B2 (ja) * | 1988-09-02 | 1999-02-03 | 松下電工株式会社 | インバータ装置 |
JPH03285406A (ja) * | 1990-03-30 | 1991-12-16 | Hitachi Ltd | 増幅出力回路 |
JPH0758615A (ja) * | 1993-08-13 | 1995-03-03 | Toshiba Corp | 半導体集積回路 |
US5502412A (en) * | 1995-05-04 | 1996-03-26 | International Rectifier Corporation | Method and circuit for driving power transistors in a half bridge configuration from control signals referenced to any potential between the line voltage and the line voltage return and integrated circuit incorporating the circuit |
JP3509851B2 (ja) * | 2000-12-28 | 2004-03-22 | サンケン電気株式会社 | 電子回路装置及びこれを使用したスィチング回路装置 |
-
2002
- 2002-08-02 JP JP2002226632A patent/JP4003575B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2004072277A (ja) | 2004-03-04 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US7400191B2 (en) | Switching power amplifier | |
KR101606400B1 (ko) | 고속 차동 레벨 쉬프터 및 이를 포함하는 부트스트랩 드라이버 | |
US7463089B1 (en) | Class D audio power amplifier for mobile applications | |
JP2004336643A (ja) | 電力増幅回路 | |
KR100963310B1 (ko) | Dc/dc 컨버터의 제어 회로 및 dc/dc 컨버터 | |
US6937091B2 (en) | Class D amplifier | |
US20110096944A1 (en) | High perceived audio quality class d amplifier | |
US6859096B2 (en) | Class D amplifier | |
US7528651B2 (en) | Noise free implementation of PWM modulator combined with gate driver stage in a single die | |
WO2004010575A1 (ja) | パワーアンプ装置 | |
JP4351882B2 (ja) | デジタル電力増幅器 | |
JP4003575B2 (ja) | D級増幅器 | |
JP4146418B2 (ja) | スタティックウェル間のレベルシフトを伴う電源供給を必要としないゲートドライバ | |
JP4416006B2 (ja) | D級増幅器 | |
US6014054A (en) | Differential amplifier circuit and load driving circuit incorporating the differential amplifier circuit | |
JP2006501718A (ja) | 電力mosトランジスタのゲート駆動回路 | |
JP2006166391A (ja) | スイッチングアンプ及びスイッチングアンプの駆動方法 | |
JP2003264435A (ja) | D級増幅器 | |
JP5465548B2 (ja) | レベルシフト回路 | |
US7449948B2 (en) | Amplifier | |
JP2004032619A (ja) | 演算増幅回路 | |
US6433636B2 (en) | Operational amplifier designed to have increased output range | |
US6741375B2 (en) | Optical modulator drive circuit | |
JP4222389B2 (ja) | リンギング低減回路および該リンギング低減回路を備えた半導体集積回路 | |
KR100579212B1 (ko) | 하프 브릿지형 인버터 회로를 구동하기 위해 푸시/풀형 제어 칩을 사용하는 장치 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040722 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20060619 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060627 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060828 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070313 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070514 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20070731 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070813 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100831 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100831 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110831 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120831 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130831 Year of fee payment: 6 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |