JP3997898B2 - 誘導加熱調理器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、一般家庭やオフィス、レストラン、工場等で使用される誘導加熱調理器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
誘導加熱調理器では、誘導加熱コイルから高周波磁界が発生し、加熱コイル近傍に置かれた金属製の鍋等の被加熱体に電磁誘導によって渦電流が発生し、被加熱体が加熱される。このような原理のため、誘導加熱には鉄をはじめとする高抵抗率金属製の被加熱体が適している。
【０００３】
しかしながら近年、誘導加熱調理器には、アルミ、銅等の低抵抗率金属製の鍋も誘導加熱できることが求められている。このような鍋を加熱するために、一般にはインバータの出力周波数を高めることで、被加熱体の表皮抵抗を増加させ、さらに加熱コイルのターン数を増加させると共に、インバータ電源を昇圧することで磁界を強める必要があった。
【０００４】
また、インバータ電源にリプルが生じている場合には、加熱コイルと低抵抗率金属製の鍋間の反発力に起因して、リプル周波数に応じた不快音が発生するため、インバータ電源を平滑する必要があった。
【０００５】
上記課題を解決するため（例えば、特許文献１参照）に開示された従来の誘導加熱調理器があった。図４は、従来の誘導加熱調理器の回路構成を示す図である。図において、電源１は商用電源であり、整流回路２によって整流され、第１の平滑コンデンサ３に伝達される。チョークコイル４は第２のスイッチング素子７の導通時にエネルギを蓄え、第２のスイッチング素子７が遮断された時に第１のダイオード６を通して第２の平滑コンデンサ１２に蓄えたエネルギを放出する。すなわち、チョークコイル４、第２のスイッチング素子７、第１のダイオード６は、昇圧手段を構成している。
【０００６】
また、第２のスイッチング素子７は、加熱コイル９と共振コンデンサ１０の共振周波数で共振する共振電流を発生させ、被加熱体である鍋１１に高周波磁界を供給し、誘導加熱する。第１のスイッチング素子５は、第２のスイッチング素子７が遮断期間中に、第２の平滑コンデンサ１２に蓄えられたエネルギを加熱コイル９及び共振コンデンサ１０に放出し、共振を継続させる。このように、第２の平滑コンデンサ１２に一度エネルギを蓄えることにより、加熱コイル９及び共振コンデンサ１０にかかる電圧及び流れる電流を平滑化することが可能となり、商用周波数で生じるリプルを軽減し、加熱コイル９と鍋１１間の反発力による不快音を抑制することが出来る。
【０００７】
【特許文献１】
特開２００２−７５６２０号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
前記従来の構成では、加熱時において加熱コイル９と鍋１１間の反発力による不快音を抑制するためにインバータ電源を平滑する手段として、第２の平滑コンデンサ１２を備えている。
【０００９】
しかしながら、第２の平滑コンデンサ１２の容量を非常に大きく設定すると、第２の平滑コンデンサ１２の電圧に比べて、整流回路２整流後の低電位側に対する商用電源電圧が高くなる期間が短くなり、図５に示すように商用電源１からの歪んだ入力電流が第２の平滑コンデンサ１２へ流入するために力率が低下していた。力率を改善するためには、図６に示すように、整流回路２整流後の高電位側と第１の平滑コンデンサ３高電位側間にチョークコイル１４を設け、導通角を広げることが、簡易な構成でかつ有効な手段である。
【００１０】
しかしながら、商用電源１からの歪んだ入力電流によるチョークコイル１４での電圧降下は、インバータ出力によって異なるため、その結果、インバータ出力によって第１の平滑コンデンサ３電圧も変化し、インバータ出力の電源電圧補正や、低電圧検知を行うために従来行っていた、第１の平滑コンデンサ３電圧検知（図示せず）を安定して行うことが出来ない。
【００１１】
また、第１の平滑コンデンサ３電圧の代わりに、整流回路２整流直後の電圧を検知した場合、商用電源１電圧ピークには整流回路２整流直後の電圧を精度良く検知できるが、商用電源１からの歪んだ入力電流が停止する時点において、整流回路２整流直後の電圧が不安定となるため、インバータを保護を目的とした整流回路２整流直後の電圧の急激な変化を検知する保護回路（図示せず）が誤動作する。
【００１２】
また、図７に示すように、端子雑音対策のため、整流回路２整流後にコンデンサ１５を設けた場合には、商用電源１からの歪んだ入力電流が停止する時点において、コンデンサ１５と第１の平滑コンデンサ３の電位差を埋めるべく第１の平滑コンデンサ３からコンデンサ１５へ電流が流れるが、それにより、第１の平滑コンデンサ３−チョークコイル１４−コンデンサ１５の閉回路で共振が生じるため、コンデンサ１５電圧が大きく振動する。その結果、インバータ保護を目的とした整流回路２整流直後の電圧の急激な変化を検知する保護回路（図示せず）が誤動作する。このように、従来の構成であれば、上記のような電圧変動のため、第１の平滑コンデンサ３電圧または整流回路２整流直後の電圧検知を安定して行うことが出来ない。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
前記従来の課題を解決するために、本発明は、高周波磁界を発生し低抵抗率かつ低透磁率材質からなる被加熱体を加熱する加熱コイルに高周波電流を供給するインバータと、前記インバータの出力を制御する制御手段と、前記インバータ電源を平滑する平滑手段と、商用電源を整流して前記インバータ電源を供給する整流手段と、前記平滑手段の高電位側と前記整流手段の出力の高電位側とに接続したチョークコイルと整流器の直列接続体を備え、前記整流手段による整流直後の電圧を電圧検出手段により検知するとともに、前記制御手段は、前記電圧検出手段の検知結果に応じた前記インバータ出力の補正または停止制御を行う誘導加熱調理器とするものである。
【００１４】
これによって、商用電源からの入力電流が歪んでおり、力率が低い状態においても、安定した電圧検知を行うことが可能な誘導加熱調理器を提供することが出来る。
【００１５】
【発明の実施の形態】
請求項１に記載の発明は、高周波磁界を発生し低抵抗率かつ低透磁率材質からなる被加熱体を加熱する加熱コイルに高周波電流を供給するインバータと、前記インバータの出力を制御する制御手段と、前記インバータ電源を平滑する平滑手段と、商用電源を整流して前記インバータ電源を供給する整流手段と、前記平滑手段の高電位側と前記整流手段の整流出力の高電位側とに接続したチョークコイルと整流器の直列接続体を備え、前記整流手段の整流出力の電圧を電圧検出手段により検知するとともに、前記制御手段は、前記電圧検出手段の検知結果に応じて前記インバータ出力の補正または停止制御を行う誘導加熱調理器とするものである。
【００１６】
特に、低抵抗率かつ低透磁率からなる被加熱体の誘導加熱時において、加熱コイルと被加熱体の反発力に起因する不快音を抑制するために、平滑手段容量を大きく設定した場合、商用電源からの入力電流が歪む影響により、上記従来の課題で説明したような整流手段整流直後の電圧の変動が発生する。
【００１７】
しかしながら、請求項１に記載の発明によれば、コイルと直列に接続された整流器により、コイルのインバータ側から電源側へ流れる電流が制限されるため、コイルと平滑手段による共振などによる電圧変動が生じない。その結果、通常誘導加熱時における整流手段整流直後の電圧が安定し、インバータ出力の電源電圧補正や、低電圧検知を行うための電圧検知を安定して行うことが可能となる。
【００１８】
また、インバータ保護を目的とした整流手段整流直後の電圧の急激な変化を検知する保護回路も誤動作することなく、正常な検知、保護制御を行うことが出来る。
【００１９】
【実施例】
以下本発明の実施例について、図面を参照しながら説明する。
【００２０】
（実施例１）
図１は、本実施例の誘導加熱調理器の回路構成を示す図である。
【００２１】
電源１６は低周波交流電源である２００Ｖ商用電源であり、ブリッジダイオードである整流回路１７の入力端に接続される。整流回路１７の出力端間にはコンデンサ１８が接続される。また、整流回路１７の正極端子には、第１のチョークコイル１９とダイオード２０の直列接続体２１が接続される。直列接続体２１と整流回路１７の負極端子間には、第１の平滑コンデンサ２２と、さらに第２のチョークコイル２３と第１のスイッチング素子２４の直列接続体が接続される。加熱コイル２５は被加熱体である鍋２６と対向して配置されている。
【００２２】
２７はインバータであり、第２の平滑コンデンサ２８の低電位側端子は整流回路１７の負極端子に接続され、第２の平滑コンデンサ２８の高電位側端子は第２のスイッチング素子２９の高電位側端子（コレクタ）に接続され、第２のスイッチング素子２９の低電位側端子（エミッタ）は第２のチョークコイル２３と第１のスイッチング素子２４の高電位側端子（コレクタ）との接続点に接続される。加熱コイル２５と共振コンデンサ３０の直列接続体が第１のスイッチング素子２４に並列に接続される。第１のダイオード３１は第１のスイッチング素子２４に逆並列に接続（第１のダイオード３１のカソードと第１のスイッチング素子２４のコレクタとを接続）され、第２のダイオード３２は第２のスイッチング素子２９に逆並列に接続される。
【００２３】
３８は微分回路を内包する第１の電圧検出手段であり、コンデンサ１８電圧の検知結果を制御手段３３に出力する。また、３９は微分回路を内包しない第２の電圧検出手段であり、同じくコンデンサ１８電圧の検知結果を制御手段３３に出力する。
【００２４】
制御手段３３は、第１のスイッチング素子２４を駆動する第１の駆動手段３５と、第２のスイッチング素子２９を駆動する第２の駆動手段３６に信号を出力する。また、制御手段３３は、電源１６からの入力電流を検知するカレントトランス３４の検知信号を入力する。
【００２５】
以上のように構成された誘導加熱調理器において、以下動作を説明する。電源１６は整流回路１７により全波整流され、第１のチョークコイル１９及びダイオード２０の直列接続体２１を通して、第１の平滑コンデンサ２２に供給される。この第１の平滑コンデンサ２２はインバータ２７に高周波電流を供給する供給源として働く。
【００２６】
図２は上記回路における各部波形を示す図であり、鍋２６の材質が低抵抗率金属であるアルミなどのものの場合である。
【００２７】
図２（ａ）は第１のスイッチング素子２４と第１のダイオード３１に流れる電流を、同図（ｂ）は第２のスイッチング素子２９と第２のダイオード３２に流れる電流を、同図（ｃ）は第１のスイッチング素子２４駆動制御端子（ゲート）電圧を、同図（ｄ）は第２のスイッチング素子２９駆動制御端子（ゲート）電圧を、同図（ｅ）は加熱コイル２５に流れる電流をそれぞれ示している。
【００２８】
第１の駆動手段３５は、制御手段３３からの信号に基づき、時点ｔ０から時点ｔ１まで図２（ｃ）に示すように第１のスイッチング素子２４ゲートに駆動期間がＴ１（約２４μ秒）である駆動信号を出力する。この駆動期間Ｔ１の間では第１のスイッチング素子２４及び第１のダイオード３１と、加熱コイル２５と、共振コンデンサ３０で形成される閉回路で共振し、鍋２６がアルミ製などの鍋であるときの共振周期（１／ｆ）が駆動期間Ｔ１の約２／３倍（約１６μ秒）となるように加熱コイル２５の巻き数（４４Ｔ）と共振コンデンサ３０の容量（０．０３μＦ）と、駆動期間Ｔ１が設定されている。
【００２９】
第２のチョークコイル２３はこの第１のスイッチング素子２４の駆動期間Ｔ１において、第１の平滑コンデンサ２２の静電エネルギを磁気エネルギとして蓄える。
【００３０】
次に、第１のスイッチング素子２４に流れる共振電流の第２番目のピークと共振電流が次に零となる間のタイミングである時点ｔ１、すなわち第１のスイッチング素子２４の順方向に電流が流れている時点で第１のスイッチング素子２４の駆動が停止される。
【００３１】
第１のスイッチング素子２４の遮断後、第１のスイッチング素子２４のコレクタと接続された第２のチョークコイル２３の端子電圧が立ち上がり、この電位が第２の平滑コンデンサ２８の電位を越えると、第２のダイオード３２を通して第２の平滑コンデンサ２８に充電して、第２のチョークコイル２３に蓄えた磁気エネルギを放出する。第２の平滑コンデンサ２８の電圧は、整流回路１７の出力電圧のピーク値よりも高くなるよう昇圧される。すなわち、第２のチョークコイル２３、第１のスイッチング素子２４及び第２のダイオード３２によって昇圧手段３７が構成され、第２の平滑コンデンサ２８は昇圧手段３７の出力を平滑する平滑手段となる。昇圧されるレベルは第１のスイッチング素子２４の駆動期間に依存し、駆動期間が長くなると第２の平滑コンデンサ２８に発生する電圧が高くなる傾向にある。
【００３２】
このように、第２の平滑コンデンサ２８−第２のスイッチング素子２９あるいは第２のダイオード３２−加熱コイル２５−共振コンデンサ３０で形成される閉回路で共振する際に直流電源として働く第２の平滑コンデンサ２８の電圧レベルが昇圧されることにより、図２（ａ）で示す第１のスイッチング素子２４に流れる共振電流の尖頭値、及び共振経路を変えて継続して共振する同図（ｂ）の第２のスイッチング素子２９に流れる共振電流の尖頭値が零とならないように、あるいは小さくならないようにして、高導電率で非磁性であるアルミなどの鍋を高出力で誘導加熱し、かつ出力を連続的に増減して制御するように出来る。
【００３３】
また、図２（ｃ）、（ｄ）で示すように、第２の駆動手段３６は、制御手段３３からの信号に基づき、時点ｔ１から両スイッチング素子が同時遮断期間後の時点ｔ２において、第２のスイッチング素子２９ゲートに駆動信号を出力する。この結果、同図（ｂ）に示すように加熱コイル２５−共振コンデンサ３０−第２のスイッチング素子２９または第２のダイオード３２−第２の平滑コンデンサ２８とからなる閉回路に経路を変えて共振電流が流れることになる。この駆動信号の駆動期間Ｔ２は、この場合にはＴ１とほぼ同じ期間に設定されているので、第１のスイッチング素子２４が導通していた場合と同様に、駆動期間Ｔ１の約２／３倍の周期の共振電流が流れる。
【００３４】
従って、加熱コイル２５に流れる電流は、図２（ｅ）に示すような波形となり、第１及び第２のスイッチング素子２４、２９の駆動周期（Ｔ１とＴ２と同時遮断期間の和）は共振電流の周期の約３倍となり、第１及び第２のスイッチング素子２４、２９の駆動周波数が約２０ｋＨｚであれば、加熱コイル２５に流れる共振電流の周波数は約６０ｋＨｚとなる。
【００３５】
以上のように構成されることで、鍋２６が低抵抗率の材質であっても、第１及び第２のスイッチング素子２４、２９のスイッチング損失を増加させることなく誘導加熱が可能であり、また鍋２６材質が低抵抗率であることに起因して生じる不快音を、第１の平滑コンデンサ２２及び第２の平滑コンデンサ２８による電源平滑により抑えることが出来る。
【００３６】
次に、インバータ２７に電源を供給する構成の動作について図３に基づいて説明する。同図（ａ）は電源１６からの入力電流を、同図（ｂ）は電源１６電圧を、同図（ｃ）はコンデンサ１８電圧を、同図（ｄ）は第１の平滑コンデンサ２２電圧を示している。本実施例の構成によると、第１の平滑コンデンサ２２及び第２の平滑コンデンサ２８により電源平滑を行っているために、電源１６電圧に対して第１の平滑コンデンサ２２電圧が低い期間Ｔ１にのみ、歪んだ入力電流が流れる。電源１６電圧がピークから下がり始め、時点ｔ１において歪んだ入力電流が停止すると、第１の平滑コンデンサ２２電圧に対してコンデンサ１８電圧が低くなるために、コンデンサ１８を充電すべく、第１の平滑コンデンサ２２から電流が流れようとする。
【００３７】
しかしながら、ダイオード２０によってこの電流が制限され、流れない。入力電流が流れない期間Ｔ２では、インバータ２７への電源供給は第１の平滑コンデンサ２２によって行われるため、コンデンサ１８に蓄積されたエネルギは消費されず、コンデンサ１８電圧は下降しない。電源１６電圧が逆位相のピークとなるべく再び上昇し始め、コンデンサ１８電圧を上回る時点ｔ２において、コンデンサ１８電圧は、電源１６電圧に対して整流回路１７の電圧分だけ低くなるよう充電され、ほぼ電源１６電圧と同じ波形となる。
【００３８】
一方、第１の平滑コンデンサ２２は、インバータ２７によって蓄積したエネルギを消費された結果、第１の平滑コンデンサ２２電圧が徐々に下降して、時点ｔ３においてコンデンサ１８電圧を下回る。このとき、電源１６から第１の平滑コンデンサ２２を充電すべく入力電流が流れ始める。
【００３９】
次に、コンデンサ１８電圧を検知する第１の電圧検出手段３８、第２の電圧検出手段３９に関する動作について説明する。
【００４０】
制御手段３３は、電源１６電圧のゼロ点でＨｉからＬｏｗ、ＬｏｗからＨｉに反転するゼロボルトパルス（回路など図示せず、以下ＺＶＰと称す）に同期して、電源１６電圧がほぼピークとなるタイミングで第２の電圧検出手段３９からの信号を取り込む。制御手段３３は、第２の電圧検出手段３９の検知結果が、所定値以下であると判断すると、インバータ２７部品に過大な負荷がかかることを抑制するため、制御手段３３内部に保持しているインバータ２７出力に関する上限値を下げるよう補正する。
【００４１】
また第２の電圧検出手段３９の検知結果が、さらに低く、インバータ２７を動作させるのに不適切な電源状態であると判断した場合には、インバータ２７を停止させる。
【００４２】
また、制御手段３３は、第１の電圧検出手段３８からの信号を常にモニタする。第１の電圧検出手段３８は微分回路を内包しているため、例えば、雷などによるサージや、電源１６の瞬低、瞬断による電源１６の急峻な電圧変化が生じた場合には検知結果を制御手段３３に出力する。制御手段３３は、第１の電圧検出手段３８からの急峻な電圧変化の検知結果を受け取ると、検知に応じた制御を最優先に行う。本実施例では、インバータ２７を所定期間停止させ、再度加熱開始する制御を行っている。
【００４３】
第１の電圧検出手段３８、第２の電圧検出手段３９は、コンデンサ１８の電圧が、電源１６電圧ピークではほぼ電源１６電圧と等しくなること、通常加熱時には急峻な電圧変化が生じないことから、安定した検知を行うことが可能となる。
【００４４】
【発明の効果】
以上のように、本発明は、商用電源からの入力電流が歪んでおり、力率が低い状態においても、安定した電圧検知を行うことで電源電圧が変動しても低抵抗率の鍋に対し安定した加熱が可能な誘導加熱調理器を提供することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施例１における誘導加熱調理器の回路構成を示す図
【図２】 同、各部波形を示す図
【図３】 同、各部波形を示す図
【図４】 従来の誘導加熱調理器の回路構成を示す図
【図５】 同、各部波形を示す図
【図６】 従来の誘導加熱調理器の回路構成を示す図
【図７】 従来の誘導加熱調理器の回路構成を示す図
【符号の説明】
１６ 電源
１７ 整流手段
１９ 第１のチョークコイル
２０ ダイオード（整流器）
２１ 直列接続体
２２ 第１の平滑コンデンサ（平滑手段）
２５ 加熱コイル
２６ 鍋（被加熱体）
２７ インバータ
２８ 第２の平滑コンデンサ（平滑手段）
３３ 制御手段
３８ 第１の電圧検出手段
３９ 第２の電圧検出手段
【発明の属する技術分野】
本発明は、一般家庭やオフィス、レストラン、工場等で使用される誘導加熱調理器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
誘導加熱調理器では、誘導加熱コイルから高周波磁界が発生し、加熱コイル近傍に置かれた金属製の鍋等の被加熱体に電磁誘導によって渦電流が発生し、被加熱体が加熱される。このような原理のため、誘導加熱には鉄をはじめとする高抵抗率金属製の被加熱体が適している。
【０００３】
しかしながら近年、誘導加熱調理器には、アルミ、銅等の低抵抗率金属製の鍋も誘導加熱できることが求められている。このような鍋を加熱するために、一般にはインバータの出力周波数を高めることで、被加熱体の表皮抵抗を増加させ、さらに加熱コイルのターン数を増加させると共に、インバータ電源を昇圧することで磁界を強める必要があった。
【０００４】
また、インバータ電源にリプルが生じている場合には、加熱コイルと低抵抗率金属製の鍋間の反発力に起因して、リプル周波数に応じた不快音が発生するため、インバータ電源を平滑する必要があった。
【０００５】
上記課題を解決するため（例えば、特許文献１参照）に開示された従来の誘導加熱調理器があった。図４は、従来の誘導加熱調理器の回路構成を示す図である。図において、電源１は商用電源であり、整流回路２によって整流され、第１の平滑コンデンサ３に伝達される。チョークコイル４は第２のスイッチング素子７の導通時にエネルギを蓄え、第２のスイッチング素子７が遮断された時に第１のダイオード６を通して第２の平滑コンデンサ１２に蓄えたエネルギを放出する。すなわち、チョークコイル４、第２のスイッチング素子７、第１のダイオード６は、昇圧手段を構成している。
【０００６】
また、第２のスイッチング素子７は、加熱コイル９と共振コンデンサ１０の共振周波数で共振する共振電流を発生させ、被加熱体である鍋１１に高周波磁界を供給し、誘導加熱する。第１のスイッチング素子５は、第２のスイッチング素子７が遮断期間中に、第２の平滑コンデンサ１２に蓄えられたエネルギを加熱コイル９及び共振コンデンサ１０に放出し、共振を継続させる。このように、第２の平滑コンデンサ１２に一度エネルギを蓄えることにより、加熱コイル９及び共振コンデンサ１０にかかる電圧及び流れる電流を平滑化することが可能となり、商用周波数で生じるリプルを軽減し、加熱コイル９と鍋１１間の反発力による不快音を抑制することが出来る。
【０００７】
【特許文献１】
特開２００２−７５６２０号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
前記従来の構成では、加熱時において加熱コイル９と鍋１１間の反発力による不快音を抑制するためにインバータ電源を平滑する手段として、第２の平滑コンデンサ１２を備えている。
【０００９】
しかしながら、第２の平滑コンデンサ１２の容量を非常に大きく設定すると、第２の平滑コンデンサ１２の電圧に比べて、整流回路２整流後の低電位側に対する商用電源電圧が高くなる期間が短くなり、図５に示すように商用電源１からの歪んだ入力電流が第２の平滑コンデンサ１２へ流入するために力率が低下していた。力率を改善するためには、図６に示すように、整流回路２整流後の高電位側と第１の平滑コンデンサ３高電位側間にチョークコイル１４を設け、導通角を広げることが、簡易な構成でかつ有効な手段である。
【００１０】
しかしながら、商用電源１からの歪んだ入力電流によるチョークコイル１４での電圧降下は、インバータ出力によって異なるため、その結果、インバータ出力によって第１の平滑コンデンサ３電圧も変化し、インバータ出力の電源電圧補正や、低電圧検知を行うために従来行っていた、第１の平滑コンデンサ３電圧検知（図示せず）を安定して行うことが出来ない。
【００１１】
また、第１の平滑コンデンサ３電圧の代わりに、整流回路２整流直後の電圧を検知した場合、商用電源１電圧ピークには整流回路２整流直後の電圧を精度良く検知できるが、商用電源１からの歪んだ入力電流が停止する時点において、整流回路２整流直後の電圧が不安定となるため、インバータを保護を目的とした整流回路２整流直後の電圧の急激な変化を検知する保護回路（図示せず）が誤動作する。
【００１２】
また、図７に示すように、端子雑音対策のため、整流回路２整流後にコンデンサ１５を設けた場合には、商用電源１からの歪んだ入力電流が停止する時点において、コンデンサ１５と第１の平滑コンデンサ３の電位差を埋めるべく第１の平滑コンデンサ３からコンデンサ１５へ電流が流れるが、それにより、第１の平滑コンデンサ３−チョークコイル１４−コンデンサ１５の閉回路で共振が生じるため、コンデンサ１５電圧が大きく振動する。その結果、インバータ保護を目的とした整流回路２整流直後の電圧の急激な変化を検知する保護回路（図示せず）が誤動作する。このように、従来の構成であれば、上記のような電圧変動のため、第１の平滑コンデンサ３電圧または整流回路２整流直後の電圧検知を安定して行うことが出来ない。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
前記従来の課題を解決するために、本発明は、高周波磁界を発生し低抵抗率かつ低透磁率材質からなる被加熱体を加熱する加熱コイルに高周波電流を供給するインバータと、前記インバータの出力を制御する制御手段と、前記インバータ電源を平滑する平滑手段と、商用電源を整流して前記インバータ電源を供給する整流手段と、前記平滑手段の高電位側と前記整流手段の出力の高電位側とに接続したチョークコイルと整流器の直列接続体を備え、前記整流手段による整流直後の電圧を電圧検出手段により検知するとともに、前記制御手段は、前記電圧検出手段の検知結果に応じた前記インバータ出力の補正または停止制御を行う誘導加熱調理器とするものである。
【００１４】
これによって、商用電源からの入力電流が歪んでおり、力率が低い状態においても、安定した電圧検知を行うことが可能な誘導加熱調理器を提供することが出来る。
【００１５】
【発明の実施の形態】
請求項１に記載の発明は、高周波磁界を発生し低抵抗率かつ低透磁率材質からなる被加熱体を加熱する加熱コイルに高周波電流を供給するインバータと、前記インバータの出力を制御する制御手段と、前記インバータ電源を平滑する平滑手段と、商用電源を整流して前記インバータ電源を供給する整流手段と、前記平滑手段の高電位側と前記整流手段の整流出力の高電位側とに接続したチョークコイルと整流器の直列接続体を備え、前記整流手段の整流出力の電圧を電圧検出手段により検知するとともに、前記制御手段は、前記電圧検出手段の検知結果に応じて前記インバータ出力の補正または停止制御を行う誘導加熱調理器とするものである。
【００１６】
特に、低抵抗率かつ低透磁率からなる被加熱体の誘導加熱時において、加熱コイルと被加熱体の反発力に起因する不快音を抑制するために、平滑手段容量を大きく設定した場合、商用電源からの入力電流が歪む影響により、上記従来の課題で説明したような整流手段整流直後の電圧の変動が発生する。
【００１７】
しかしながら、請求項１に記載の発明によれば、コイルと直列に接続された整流器により、コイルのインバータ側から電源側へ流れる電流が制限されるため、コイルと平滑手段による共振などによる電圧変動が生じない。その結果、通常誘導加熱時における整流手段整流直後の電圧が安定し、インバータ出力の電源電圧補正や、低電圧検知を行うための電圧検知を安定して行うことが可能となる。
【００１８】
また、インバータ保護を目的とした整流手段整流直後の電圧の急激な変化を検知する保護回路も誤動作することなく、正常な検知、保護制御を行うことが出来る。
【００１９】
【実施例】
以下本発明の実施例について、図面を参照しながら説明する。
【００２０】
（実施例１）
図１は、本実施例の誘導加熱調理器の回路構成を示す図である。
【００２１】
電源１６は低周波交流電源である２００Ｖ商用電源であり、ブリッジダイオードである整流回路１７の入力端に接続される。整流回路１７の出力端間にはコンデンサ１８が接続される。また、整流回路１７の正極端子には、第１のチョークコイル１９とダイオード２０の直列接続体２１が接続される。直列接続体２１と整流回路１７の負極端子間には、第１の平滑コンデンサ２２と、さらに第２のチョークコイル２３と第１のスイッチング素子２４の直列接続体が接続される。加熱コイル２５は被加熱体である鍋２６と対向して配置されている。
【００２２】
２７はインバータであり、第２の平滑コンデンサ２８の低電位側端子は整流回路１７の負極端子に接続され、第２の平滑コンデンサ２８の高電位側端子は第２のスイッチング素子２９の高電位側端子（コレクタ）に接続され、第２のスイッチング素子２９の低電位側端子（エミッタ）は第２のチョークコイル２３と第１のスイッチング素子２４の高電位側端子（コレクタ）との接続点に接続される。加熱コイル２５と共振コンデンサ３０の直列接続体が第１のスイッチング素子２４に並列に接続される。第１のダイオード３１は第１のスイッチング素子２４に逆並列に接続（第１のダイオード３１のカソードと第１のスイッチング素子２４のコレクタとを接続）され、第２のダイオード３２は第２のスイッチング素子２９に逆並列に接続される。
【００２３】
３８は微分回路を内包する第１の電圧検出手段であり、コンデンサ１８電圧の検知結果を制御手段３３に出力する。また、３９は微分回路を内包しない第２の電圧検出手段であり、同じくコンデンサ１８電圧の検知結果を制御手段３３に出力する。
【００２４】
制御手段３３は、第１のスイッチング素子２４を駆動する第１の駆動手段３５と、第２のスイッチング素子２９を駆動する第２の駆動手段３６に信号を出力する。また、制御手段３３は、電源１６からの入力電流を検知するカレントトランス３４の検知信号を入力する。
【００２５】
以上のように構成された誘導加熱調理器において、以下動作を説明する。電源１６は整流回路１７により全波整流され、第１のチョークコイル１９及びダイオード２０の直列接続体２１を通して、第１の平滑コンデンサ２２に供給される。この第１の平滑コンデンサ２２はインバータ２７に高周波電流を供給する供給源として働く。
【００２６】
図２は上記回路における各部波形を示す図であり、鍋２６の材質が低抵抗率金属であるアルミなどのものの場合である。
【００２７】
図２（ａ）は第１のスイッチング素子２４と第１のダイオード３１に流れる電流を、同図（ｂ）は第２のスイッチング素子２９と第２のダイオード３２に流れる電流を、同図（ｃ）は第１のスイッチング素子２４駆動制御端子（ゲート）電圧を、同図（ｄ）は第２のスイッチング素子２９駆動制御端子（ゲート）電圧を、同図（ｅ）は加熱コイル２５に流れる電流をそれぞれ示している。
【００２８】
第１の駆動手段３５は、制御手段３３からの信号に基づき、時点ｔ０から時点ｔ１まで図２（ｃ）に示すように第１のスイッチング素子２４ゲートに駆動期間がＴ１（約２４μ秒）である駆動信号を出力する。この駆動期間Ｔ１の間では第１のスイッチング素子２４及び第１のダイオード３１と、加熱コイル２５と、共振コンデンサ３０で形成される閉回路で共振し、鍋２６がアルミ製などの鍋であるときの共振周期（１／ｆ）が駆動期間Ｔ１の約２／３倍（約１６μ秒）となるように加熱コイル２５の巻き数（４４Ｔ）と共振コンデンサ３０の容量（０．０３μＦ）と、駆動期間Ｔ１が設定されている。
【００２９】
第２のチョークコイル２３はこの第１のスイッチング素子２４の駆動期間Ｔ１において、第１の平滑コンデンサ２２の静電エネルギを磁気エネルギとして蓄える。
【００３０】
次に、第１のスイッチング素子２４に流れる共振電流の第２番目のピークと共振電流が次に零となる間のタイミングである時点ｔ１、すなわち第１のスイッチング素子２４の順方向に電流が流れている時点で第１のスイッチング素子２４の駆動が停止される。
【００３１】
第１のスイッチング素子２４の遮断後、第１のスイッチング素子２４のコレクタと接続された第２のチョークコイル２３の端子電圧が立ち上がり、この電位が第２の平滑コンデンサ２８の電位を越えると、第２のダイオード３２を通して第２の平滑コンデンサ２８に充電して、第２のチョークコイル２３に蓄えた磁気エネルギを放出する。第２の平滑コンデンサ２８の電圧は、整流回路１７の出力電圧のピーク値よりも高くなるよう昇圧される。すなわち、第２のチョークコイル２３、第１のスイッチング素子２４及び第２のダイオード３２によって昇圧手段３７が構成され、第２の平滑コンデンサ２８は昇圧手段３７の出力を平滑する平滑手段となる。昇圧されるレベルは第１のスイッチング素子２４の駆動期間に依存し、駆動期間が長くなると第２の平滑コンデンサ２８に発生する電圧が高くなる傾向にある。
【００３２】
このように、第２の平滑コンデンサ２８−第２のスイッチング素子２９あるいは第２のダイオード３２−加熱コイル２５−共振コンデンサ３０で形成される閉回路で共振する際に直流電源として働く第２の平滑コンデンサ２８の電圧レベルが昇圧されることにより、図２（ａ）で示す第１のスイッチング素子２４に流れる共振電流の尖頭値、及び共振経路を変えて継続して共振する同図（ｂ）の第２のスイッチング素子２９に流れる共振電流の尖頭値が零とならないように、あるいは小さくならないようにして、高導電率で非磁性であるアルミなどの鍋を高出力で誘導加熱し、かつ出力を連続的に増減して制御するように出来る。
【００３３】
また、図２（ｃ）、（ｄ）で示すように、第２の駆動手段３６は、制御手段３３からの信号に基づき、時点ｔ１から両スイッチング素子が同時遮断期間後の時点ｔ２において、第２のスイッチング素子２９ゲートに駆動信号を出力する。この結果、同図（ｂ）に示すように加熱コイル２５−共振コンデンサ３０−第２のスイッチング素子２９または第２のダイオード３２−第２の平滑コンデンサ２８とからなる閉回路に経路を変えて共振電流が流れることになる。この駆動信号の駆動期間Ｔ２は、この場合にはＴ１とほぼ同じ期間に設定されているので、第１のスイッチング素子２４が導通していた場合と同様に、駆動期間Ｔ１の約２／３倍の周期の共振電流が流れる。
【００３４】
従って、加熱コイル２５に流れる電流は、図２（ｅ）に示すような波形となり、第１及び第２のスイッチング素子２４、２９の駆動周期（Ｔ１とＴ２と同時遮断期間の和）は共振電流の周期の約３倍となり、第１及び第２のスイッチング素子２４、２９の駆動周波数が約２０ｋＨｚであれば、加熱コイル２５に流れる共振電流の周波数は約６０ｋＨｚとなる。
【００３５】
以上のように構成されることで、鍋２６が低抵抗率の材質であっても、第１及び第２のスイッチング素子２４、２９のスイッチング損失を増加させることなく誘導加熱が可能であり、また鍋２６材質が低抵抗率であることに起因して生じる不快音を、第１の平滑コンデンサ２２及び第２の平滑コンデンサ２８による電源平滑により抑えることが出来る。
【００３６】
次に、インバータ２７に電源を供給する構成の動作について図３に基づいて説明する。同図（ａ）は電源１６からの入力電流を、同図（ｂ）は電源１６電圧を、同図（ｃ）はコンデンサ１８電圧を、同図（ｄ）は第１の平滑コンデンサ２２電圧を示している。本実施例の構成によると、第１の平滑コンデンサ２２及び第２の平滑コンデンサ２８により電源平滑を行っているために、電源１６電圧に対して第１の平滑コンデンサ２２電圧が低い期間Ｔ１にのみ、歪んだ入力電流が流れる。電源１６電圧がピークから下がり始め、時点ｔ１において歪んだ入力電流が停止すると、第１の平滑コンデンサ２２電圧に対してコンデンサ１８電圧が低くなるために、コンデンサ１８を充電すべく、第１の平滑コンデンサ２２から電流が流れようとする。
【００３７】
しかしながら、ダイオード２０によってこの電流が制限され、流れない。入力電流が流れない期間Ｔ２では、インバータ２７への電源供給は第１の平滑コンデンサ２２によって行われるため、コンデンサ１８に蓄積されたエネルギは消費されず、コンデンサ１８電圧は下降しない。電源１６電圧が逆位相のピークとなるべく再び上昇し始め、コンデンサ１８電圧を上回る時点ｔ２において、コンデンサ１８電圧は、電源１６電圧に対して整流回路１７の電圧分だけ低くなるよう充電され、ほぼ電源１６電圧と同じ波形となる。
【００３８】
一方、第１の平滑コンデンサ２２は、インバータ２７によって蓄積したエネルギを消費された結果、第１の平滑コンデンサ２２電圧が徐々に下降して、時点ｔ３においてコンデンサ１８電圧を下回る。このとき、電源１６から第１の平滑コンデンサ２２を充電すべく入力電流が流れ始める。
【００３９】
次に、コンデンサ１８電圧を検知する第１の電圧検出手段３８、第２の電圧検出手段３９に関する動作について説明する。
【００４０】
制御手段３３は、電源１６電圧のゼロ点でＨｉからＬｏｗ、ＬｏｗからＨｉに反転するゼロボルトパルス（回路など図示せず、以下ＺＶＰと称す）に同期して、電源１６電圧がほぼピークとなるタイミングで第２の電圧検出手段３９からの信号を取り込む。制御手段３３は、第２の電圧検出手段３９の検知結果が、所定値以下であると判断すると、インバータ２７部品に過大な負荷がかかることを抑制するため、制御手段３３内部に保持しているインバータ２７出力に関する上限値を下げるよう補正する。
【００４１】
また第２の電圧検出手段３９の検知結果が、さらに低く、インバータ２７を動作させるのに不適切な電源状態であると判断した場合には、インバータ２７を停止させる。
【００４２】
また、制御手段３３は、第１の電圧検出手段３８からの信号を常にモニタする。第１の電圧検出手段３８は微分回路を内包しているため、例えば、雷などによるサージや、電源１６の瞬低、瞬断による電源１６の急峻な電圧変化が生じた場合には検知結果を制御手段３３に出力する。制御手段３３は、第１の電圧検出手段３８からの急峻な電圧変化の検知結果を受け取ると、検知に応じた制御を最優先に行う。本実施例では、インバータ２７を所定期間停止させ、再度加熱開始する制御を行っている。
【００４３】
第１の電圧検出手段３８、第２の電圧検出手段３９は、コンデンサ１８の電圧が、電源１６電圧ピークではほぼ電源１６電圧と等しくなること、通常加熱時には急峻な電圧変化が生じないことから、安定した検知を行うことが可能となる。
【００４４】
【発明の効果】
以上のように、本発明は、商用電源からの入力電流が歪んでおり、力率が低い状態においても、安定した電圧検知を行うことで電源電圧が変動しても低抵抗率の鍋に対し安定した加熱が可能な誘導加熱調理器を提供することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施例１における誘導加熱調理器の回路構成を示す図
【図２】 同、各部波形を示す図
【図３】 同、各部波形を示す図
【図４】 従来の誘導加熱調理器の回路構成を示す図
【図５】 同、各部波形を示す図
【図６】 従来の誘導加熱調理器の回路構成を示す図
【図７】 従来の誘導加熱調理器の回路構成を示す図
【符号の説明】
１６ 電源
１７ 整流手段
１９ 第１のチョークコイル
２０ ダイオード（整流器）
２１ 直列接続体
２２ 第１の平滑コンデンサ（平滑手段）
２５ 加熱コイル
２６ 鍋（被加熱体）
２７ インバータ
２８ 第２の平滑コンデンサ（平滑手段）
３３ 制御手段
３８ 第１の電圧検出手段
３９ 第２の電圧検出手段
Claims (1)
- 高周波磁界を発生し低抵抗率かつ低透磁率材質からなる被加熱体を加熱する加熱コイルに高周波電流を供給するインバータと、前記インバータの出力を制御する制御手段と、前記インバータ電源を平滑する平滑手段と、商用電源を整流して前記インバータ電源を供給する整流手段と、前記平滑手段の高電位側と前記整流手段の整流出力の高電位側とに接続したチョークコイルと整流器の直列接続体を備え、前記整流手段の整流出力の電圧を電圧検出手段により検知するとともに、前記制御手段は、前記電圧検出手段の検知結果に応じて前記インバータ出力の補正または停止制御を行う誘導加熱調理器。
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