JP4617855B2 - 誘導加熱装置 - Google Patents

Description

本発明は、一般家庭やオフィス、レストラン、工場などで使用される誘導加熱装置に関するものであり、干渉音を抑制可能としたものである。

従来、この種の誘導加熱装置において、複数台の誘導加熱手段が近接設置された場合、各誘導加熱手段の加熱コイルがそれぞれ異なる周波数で駆動される際に干渉音が発生する。これを抑制するために、複数の加熱コイルを同じ周波数で駆動するようにした技術（例えば、特許文献１参照）や、複数の加熱コイルの駆動周波数差が可聴周波数以下または以上となるように設定する技術（例えば、特許文献２参照）が知られている。
特開２００２−８８４０号公報 特開２００４−３７７７５号公報

しかしながら、前記従来の構成では、いずれも誘導加熱装置におけるインバータ回路または昇圧回路による高周波電力制御と、力率改善回路による高調波電流抑制とを同時に行う際に、それぞれの回路に内蔵される磁性体を有する複数のインダクタ、すなわち複数の加熱コイルまたは防磁コア材近傍に設置されたインダクタにそれぞれの回路の動作周波数に基づいた周波数の電流が流れると、複数のインダクタの駆動周波数差に基づいて発生する干渉音を抑制することができないという課題があった。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、インバータ回路と昇圧回路と力率改善回路に内蔵される複数のインダクタの駆動周波数差に基づいて発生する干渉音を抑制する、または聞こえなくすることを可能とした誘導加熱装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明の誘導加熱装置は、商用電源整流後に接続され、スイッチング素子のオン・オフによって力率を改善する力率改善回路と、前記力率改
善回路の出力に接続され、スイッチング素子のオン・オフによって前記力率改善回路の出力以上の電圧に昇圧する昇圧回路と、前記昇圧回路の出力に接続され、スイッチング素子のオン・オフによって高周波電流を発生させるインバータ回路と、前記力率改善回路、前記昇圧回路及び前記インバータ回路にそれぞれ内蔵される磁性体を有するインダクタとを備え、前記インバータ回路の前記スイッチング素子を、動作周期Ｔ_１で動作周期数Ｎ_１回、動作させた後、動作周期Ｔ_１’で動作周期数Ｎ_１’回、動作させて、前記インバータ回路に内蔵したインダクタの駆動周波数を変化させる動作を繰り返し、前記昇圧回路の前記スイッチング素子を、動作周期Ｔ_３で動作させた後、動作周期Ｔ _３’で動作させて、前記昇圧回路に内蔵したインダクタの駆動周波数を変化させる動作を繰り返し、前記力率改善回路の前記スイッチング素子を、動作周期Ｔ_４で動作させた後、動作周期Ｔ _４’で動作させて、前記力率改善回路に内蔵したインダクタの駆動周波数を変化させる動作を繰り返すことにより、可聴周期以下の所定周期Ｔａ（ただし、Ｔａ＝Ｔ_１・Ｎ_１＋Ｔ_１’・Ｎ_１’）毎に、前記インバータ回路の前記スイッチング素子、前記昇圧回路の前記スイッチング素子、前記力率改善回路の前記スイッチング素子のゲート電圧位相が略同じになるようにしたものである。

これによって、干渉音が抑制可能となる。

本発明の誘導加熱装置は、インバータ回路、昇圧回路、力率改善回路に内蔵される磁性体を有する複数のインダクタの駆動周波数差Δｆに起因して発生する干渉音を抑制する、または聞こえなくすることが可能となるものである。

第１の発明は、商用電源整流後に接続され、スイッチング素子のオン・オフによって力率を改善する力率改善回路と、前記力率改善回路の出力に接続され、スイッチング素子のオン・オフによって前記力率改善回路の出力以上の電圧に昇圧する昇圧回路と、前記昇圧回路の出力に接続され、スイッチング素子のオン・オフによって高周波電流を発生させるインバータ回路と、前記力率改善回路、前記昇圧回路及び前記インバータ回路にそれぞれ内蔵される磁性体を有するインダクタとを備え、前記インバータ回路の前記スイッチング素子を、動作周期Ｔ_１で動作周期数Ｎ_１回、動作させた後、動作周期Ｔ_１’で動作周期数Ｎ_１’回、動作させて、前記インバータ回路に内蔵したインダクタの駆動周波数を変化させる動作を繰り返し、前記昇圧回路の前記スイッチング素子を、動作周期Ｔ_３で動作させた後、動作周期Ｔ _３’で動作させて、前記昇圧回路に内蔵したインダクタの駆動周波数を変化させる動作を繰り返し、前記力率改善回路の前記スイッチング素子を、動作周期Ｔ_４で動作させた後、動作周期Ｔ _４’で動作させて、前記力率改善回路に内蔵したインダクタの駆動周波数を変化させる動作を繰り返すことにより、可聴周期以下の所定周期Ｔａ（ただし、Ｔａ＝Ｔ_１・Ｎ_１＋Ｔ_１’・Ｎ_１’）毎に、前記インバータ回路の前記スイッチング素子、前記昇圧回路の前記スイッチング素子、前記力率改善回路の前記スイッチング素子のゲート電圧位相が略同じになるようにした誘導加熱装置とすることにより、干渉音が抑制可能となる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態）
図１は、本発明の実施の形態における誘導加熱装置として誘導加熱調理器を示したものである。

図に示すように、商用電源１は低周波交流電源である２００Ｖ商用電源であり、ブリッジダイオードである整流回路と低周波フィルター（以下、整流回路）２の入力端に接続される。そして、商用電源整流後に接続され、スイッチング素子のオン・オフによって力率を改善する力率改善回路３３と、力率改善回路３３の出力に接続され、スイッチング素子のオン・オフによって力率改善回路の出力以上の電圧に昇圧する昇圧回路１０と、昇圧回路１０の出力に接続され、スイッチング素子のオン・オフによって高周波電流を発生させるインバータ回路１１とを備えている。

力率改善回路３３は第４のスイッチング素子３１のオン・オフによって力率を改善し、昇圧回路１０は第３のスイッチング素子５のオン・オフによって任意の電圧に昇圧し、インバータ回路１１は第１のスイッチング素子１２及び第２のスイッチング素子１３のオン・オフによって高周波電流を発生させるものであり、加熱コイル１７と対向して配置される鍋１９を加熱するように構成している。

また、整流回路２のカソード側の出力端に力率改善用に用いられる第２のチョークコイル３０が接続される。さらに、第２のチョークコイル３０と整流回路２のアノード側の出力端間に第３のスナバコンデンサ３９と第４のスイッチング素子３１の並列接続体が接続される。また、第４のダイオード３２は第４のスイッチング素子３１の高電位側端子（コレクタ）に接続するよう配置される。第２のチョークコイル３０、第４のスイッチング素子３１、第４のダイオード３２、第３のスナバコンデンサ３９は力率改善回路３３を構成
する。

力率改善回路３３の出力端、つまり第４のダイオード３２のカソード側端子と第４のスイッチング素子３１の低電位側端子（エミッタ）間に第１の第１の平滑コンデンサ３が接続される。第１の平滑コンデンサ３は、入力電圧を平滑して昇圧回路１０にエネルギーを供給するものである。

第１の平滑コンデンサ３の高電位側出力端間には第１のチョークコイル４が接続される。第１のチョークコイル４の出力端と第１の平滑コンデンサ３の低電位側端子間に第１のスナバコンデンサ８と第４のダイオード７と第３のスイッチング素子５の並列接続体が接続される。また、第３のスイッチング素子５の高電位側端子（コレクタ）に第３のダイオード６が接続するように配置される。さらに、第３のダイオード６のカソード側端子と第３のスイッチング素子５の低電位側端子（エミッタ）間に第２の平滑コンデンサ９が接続される。第１のチョークコイル４、第３のスイッチング素子５、第３のダイオード６、第４のダイオード７、第１のスナバコンデンサ８、第２の平滑コンデンサ９は昇圧回路１０を構成する。第２の平滑コンデンサ９は、第１の平滑コンデンサ３の電圧を昇圧した電圧をインバータ回路１１に供給するものである。

インバータ回路１１は昇圧回路１０の出力端、つまり第２の平滑コンデンサ９の両端に接続される。第２の平滑コンデンサ９の両端には、第１のスイッチング素子１２と第２のスイッチング素子１３とを直列接続したものが接続される。第１のスイッチング素子１２と第２のスイッチング素子１３にはそれぞれ第１のダイオード（逆導通素子）１４、第２のダイオード（逆導通素子）１５が逆並列に（スイッチング素子の高電位側端子（コレクタ）とダイオードのカソードが接続されるように）接続される。また、第２のスイッチング素子１３（第１のスイッチング素子１２であってもよい）に並列に第２のスナバコンデンサ１６が接続される。さらに、第２のスイッチング素子１３（第１のスイッチング素子１２であってもよい）に並列に加熱コイル１７と共振コンデンサ１８の直列接続体が接続される。加熱コイル１７は負荷である鍋１９と対向して配置されている。

また、インバータ回路１１の入力電流を検知する入力検知部２０と、使用者による操作に基づいた入力設定に応じた電流参照値を出力する入力設定部４２が第１の比較部２２によって比較され、第１の比較部２２と入力設定に応じた発信周波数信号を出力する第１の発振部（マイコン）２１から出力された信号が第１の可変導通比設定部２３に出力される。第１の可変導通比設定部２３では、第１の発振部２１に基づいた駆動周波数で、第１のスイッチング素子１２と第２のスイッチング素子１３の導通比を設定し、第１のスイッチング素子１２と第２のスイッチング素子１３を排他的に導通制御する。第１の制御回路２４は、これらの入力検知部２０、第１の発振部２１、第１の比較部２２、第１の可変導通比設定部２３、入力設定部４２を内包する。

また、インバータ回路１１の入力電圧となる第２の平滑コンデンサ９電圧を検知する電圧検知部２５から出力された信号は、基準電圧２６と第２の比較部２７によって比較され、第２の比較部２７からは所定のインバータ回路１１の入力電圧が得られるよう第２の可変導通比設定部２８に信号が出力される。第２の可変導通比設定部２８では、第２の発振部（マイコン）４１による基準発振に基づいた駆動周波数で、第３のスイッチング素子５の導通比を設定し、第３のスイッチング素子５の導通制御を行う。第２の制御回路２９は、これらの電圧検知部２５、第２の比較部２７、第２の可変導通比設定部２８、第２の発振部４１を内包する。

また、力率改善回路３３の第４のスイッチング素子３１を制御する第３の制御回路４０は、誘導加熱装置の入力電流を検知する入力電流検知器３５を備え、入力電流検知器３５
の出力と参照正弦波発生回路３４の出力を第３の比較部３６で比較し、第３の比較部３６からは参照正弦波と同等の入力電流が得られるよう第３の可変導通比設定部３８に信号が出力される。第３の可変導通比設定部３８では、第３の発振器（マイコン）３７による基準発振に基づいた駆動周波数で第４のスイッチング素子３１の導通比を設定し、第４のスイッチング素子３１の導通制御を行う。この際、第３の発振部３７の発振周波数が昇圧回路１０及びインバータ回路１１の動作周波数よりも高くなるように設定する。これにより、図２に示すように、各回路の入力に相当する電圧値が最も低くなる力率改善回路３３のスイッチング回数が増えることになり、スイッチング損失の増加を極力少なくすることが可能である。第３の制御回路４０は、これらの参照正弦波発生回路３４、入力電流検知器３５、第３の比較部３６、第３の発振部３７、第３の可変導通比設定部３８を内包する。

さらに、第１、２及び３の発振部２１、３７、４１は互いの発振周波数を認識できるように電気的に配線・接続されており、他の発振部の発振周波数をもとに所定周期Ｔａ期間内における力率改善回路３３と昇圧回路１０とインバータ回路１１に内蔵される磁性体を有する複数のインダクタ、すなわち複数の加熱コイルまたは防磁コア材近傍に設置されたインダクタの駆動周波数を設定するものである。

以上のように構成された誘導加熱調理器において、以下動作を説明する。

まず、商用電源１は整流回路２により全波整流され、整流回路２の出力端に接続された力率改善回路３３に供給され、力率改善回路３３の出力端には第１の平滑コンデンサ３が接続されている。第１の平滑コンデンサ３は非常に大きな容量に設定されているため、第１の平滑コンデンサ３電圧のエンベロープ（包絡線）が平滑されて昇圧回路１０に供給される。

力率改善回路３３は商用電源１が第１の平滑コンデンサ３の電圧よりも小さい場合に力率改善回路３３に含まれる第４のダイオード３２がターンオンできずに入力電流波形が歪み、力率が著しく低くなる際に、入力電流検知器３５が参照正弦波発生回路３４の出力と等しくなるように第３の可変導通比設定部３８の出力を変化させる第３の制御回路４０により第４のスイッチング素子３１がターンオンする。これにより、商用電源１から第２のチョークコイル３０を介して入力電流が流れるようになり、商用電源１側に歪んだ入力電流を流さないようにするものである。

第４のスイッチング素子３１がターンオンすると整流回路２のダイオードブリッジがターンオンするため、商用電源１に流れる電流が急激に第４のスイッチング素子３１に流れるため、第４のスイッチング素子３１は、ターンオン時はハードスイッチング動作することになる。第３の可変導通比設定部３８で設定されたオン時間が経過してスイッチング素子３１がターンオフすると、第３のスナバコンデンサ３９が第４のスイッチング素子３１に並列に接続されているため、第４のスイッチング素子３１に印加される電圧が緩やかな時間変化率（第３のスナバコンデンサ３９の容量に依存）で上昇するＺＶＳ動作をする。第３の発振部３７の基準発振周波数が決定する１周期が経過すると再び第４のスイッチング素子３１がターンオンするものである。以上が力率改善回路３３の１周期における動作であり、力率改善回路３３の各部動作波形は図３に示すようになる。

第１の平滑コンデンサ３電圧は昇圧回路１０により任意の電圧に昇圧され、第２の平滑コンデンサ９を介してインバータ回路１１に供給される。

昇圧回路１０は、図４に示す動作波形のように、第３のスイッチング素子５がターンオンしている期間中に第１のチョークコイル４にエネルギーを蓄え、第３のスイッチング素子５がターンオフすると、第１のチョークコイル４に蓄えられたエネルギーが第３のダイ
オード６を介して第２の平滑コンデンサ９を充電することで昇圧動作をするものである。つまり第３のスイッチング素子５の導通期間を長く設定することで、より高い電圧を出力することができる。また、第３のスイッチング素子５は第４のダイオード７と第１のスナバコンデンサ８が並列に接続されているため、第３のスイッチング素子５をオフする時、第１のスナバコンデンサ８が傾きをもって充電開始し、第３のスイッチング素子５はＺＶＳターンオフ動作を実現する。第３のスイッチング素子５がオフしている期間中に第１のスナバコンデンサ８は充電後に放電を開始し、第１のスナバコンデンサ８が放電完了すると、第４のダイオード７がオンする。第４のダイオード７がオンしている期間中に第３のスイッチング素子５のゲートにオン信号を入力しておくと、第４のダイオード７がオフして、第３のスイッチング素子５に電流が転流し、第３のスイッチング素子５はＺＶＳ＆ＺＣＳターンオン動作を実現し、再びチョークコイル４にエネルギーを蓄える。以上が昇圧回路１０の１周期の動作である。力率改善回路３３の出力にあたる第１の平滑コンデンサ３が、昇圧回路１０によって図２（ｄ）に示すように昇圧され第２の平滑コンデンサ９に出力される。

昇圧回路１０によって昇圧された第２の平滑コンデンサ９電圧はインバータ回路１１に供給される。インバータ回路１１は、図５に示すように、第１のスイッチング素子１２及び第２のスイッチング素子１３のオン・オフによって加熱コイル１７に所定の周波数の高周波電流を発生するように動作させ鍋１９を加熱する。第１のスイッチング素子１２がオンしている状態から、オフすると第２のスナバコンデンサ１６が傾きをもって放電するため、第１のスイッチング素子１２はＺＶＳターンオフ動作を実現する。第２のスナバコンデンサ１６が放電しきると、第２のダイオード１５がオンし、第２のダイオード１５がオンしている期間中に第２のスイッチング素子１３のゲートにオン信号を加えると、第２のダイオード１５がターンオフして第２のスイッチング素子１３に電流が転流し、第２のスイッチング素子１３はＺＶＳ＆ＺＣＳターンオフ動作を実現する。第２のスイッチング素子１３がオンしている状態からオフすると、第２のスナバコンデンサ１６は傾きをもって充電するため、第２のスイッチング素子１３はＺＶＳターンオフ動作を実現する。第２のスナバコンデンサ１６が商用電源１と同じ電圧まで充電されると、第１のダイオード１４がオンし、第１のダイオード１４がオンしている期間中に第１のスイッチング素子１２のゲートにオン信号を加えると、第１のダイオード１４がターンオフして第１のスイッチング素子１２に電流が転流し、第１のスイッチング素子１２はＺＶＳ＆ＺＣＳターンオン動作を実現する。以上がインバータ回路１１の１周期の動作である。

ここで、図７に基づき、発明者らが実験から得た干渉音についての知見について説明する。干渉音は２つ以上の周波数の異なる音波が干渉することによって発生する、ものである。

図７は、周波数の異なる２つの音波のある地点（位相差がｋとなる地点）における干渉の様子を示している。図に示すように、周波数ｆ１＝２０ｋＨｚの音波ｙ_１（ｔ）４３と、周波数ｆ２＝２２ｋＨｚの音波ｙ_２（ｔ）４４の合成波ｙ（ｔ）４５は重ね合わせの定理により（数１）のように表される。

前記合成波ｙ（ｔ）４５は、前記（式３）より包絡波形となり、その周波数は（数２）で与えられることが分かる。

図７に示すように、合成波ｙ（ｔ）４５の音圧レベルは包絡線４６の１周期中に小→大→小→大→小と変化して２度人間の鼓膜を圧迫することになる。つまり人間には合成波ｙ（ｔ）４５の包絡線４６の半周期を１周期とする干渉音が聞こえることになり、その周波数は（数３）で表される。

結局、２つの音波の周波数差に相当する音が干渉音として人間の耳に聴こえることになる。

つまり、各誘導加熱装置の加熱コイルやインダクタ近傍に設置され防磁コア材などの振動要因となる物質から発生する加熱コイルやインダクタに流れる電流周波数に依存する複数の音波が干渉することで、図に示すような合成波ｙ（ｔ）４５が生じることになり、合成波ｙ（ｔ）４５の包絡線４６の半周期、つまり複数の音波の周波数差に相当する干渉音が発生する。

本実施の形態においては、力率改善回路３３、昇圧回路１０及びインバータ回路１１にそれぞれ内蔵される磁性体を有する複数のインダクタの駆動周期を所定の整数倍した期間が、可聴周期以下に設定された所定周期毎に略同じになるように複数のインダクタの駆動周波数を周期的に変化させるものである。

つまり、第１の制御回路２４と第２の制御回路２９と第３の制御回路４０において、第１のスイッチング素子１２、第２のスイッチング素子１３、第３のスイッチング素子５、第４のスイッチング素子３１の各スイッチングタイミングを設定する際に、例えば、図６に示すようなゲート電圧信号を設定する。このことにより、所定周期Ｔａ期間内に第１のスイッチング素子１２と第２のスイッチング素子１３をＴ_１で２周期動作させ、その後Ｔ_１’に変化させて１周期動作させ、また、第３のスイッチング素子５の動作周期をＴ_３で３周期動作させて、その後Ｔ_３’に変化させ１周期動作させ、さらに、第４のスイッチング素子３１の動作周期をＴ_４で８周期動作させ、その後Ｔ_４’に変化させて１周期動作させるようにする。すると、図６に示すように、所定周期Ｔａ経過後には第１のスイッチング素子１２、第２のスイッチング素子１３、第３のスイッチング素子５、第４のスイッチ
ング素子３１におけるゲート電圧信号の位相差が略同じにすることが可能となり、力率改善回路３３と昇圧回路１０とインバータ回路１１にそれぞれ内蔵される磁性体を有する複数のインダクタから発生する音波の干渉音を抑制できる。

ただし、図６は（数４）における（式４）（式５）及び（式６）で表される第１のスイッチング素子１２と第２のスイッチング素子１３のオン、オフの時比率１、第３のスイッチング素子５の時比率３、及び第４のスイッチング素子３１の時比率４が０．５の場合を示しているが、各時比率がそれぞれ０．５以外でも何ら問題ないことは言うまでもない。

さらに、図６におけるＴ_１’及びＴ _３ ’とその動作周期数Ｎ_１’及びＮ_２’は、Ｔ_１及びＴ _３ の動作周期数をＮ_１及びＮ_２とすると、（式７）を満たすように選定される。

Ｔ_１・Ｎ_１＋Ｔ_１’・Ｎ_１’＝Ｔ _３ ・Ｎ_２＋Ｔ _３ ’・Ｎ_２’＝Ｔａ 式７
また、所定周期Ｔａはインバータ回路１１の動作周期Ｔ_１、昇圧回路１０の動作周期Ｔ_３、及び力率改善回路３３の動作周期Ｔ_４よりも長く、さらに可聴周波数に相当する周期Ｔｂよりも短く設定される期間であり、（式８）を満たすように選定される。

Ｔ_１＜Ｔａ∩Ｔ _３ ＜Ｔａ∩Ｔａ＜Ｔｂ 式８
（式７）及び（式８）を満足することにより、可聴周波数に相当する周期Ｔｂよりも短い所定の周期Ｔａ毎に第１のスイッチング素子１２、第２のスイッチング素子１３、第３のスイッチング素子５、第４のスイッチング素子３１におけるゲート電圧信号の位相差が略同じに補正することが可能となり、インバータ動作周波数に起因する音波の合成波が有する包絡線波形の半周期は可聴周波数に相当する周期Ｔｂよりも短いため、干渉音は可聴周波数以上となり、干渉音を抑制することができる。さらに、（式７）及び（式８）を満たすようにＴ_１、Ｎ_１、Ｔ_１’、Ｎ_１’、Ｔ _３ 、Ｎ_２、Ｔ _３ ’、Ｎ_２’、Ｔａを変化させることにより、インバータ回路１１の動作周波数を変化させると加熱コイル１７に発生する高周波電力が変化することになり、インバータ回路１１の動作周波数を変化させるＰＦＭ方式で電力制御することができる。

上記のように本実施の形態における誘導加熱装置は、力率改善回路３３、昇圧回路１０及びインバータ回路１１にそれぞれ内蔵される磁性体を有する複数のインダクタの駆動周期を所定の整数倍した期間が、可聴周期以下に設定された所定周期毎に略同じになるように複数のインダクタの駆動周波数を周期的に変化させることにより、複数の音波の周波数差が可聴周波数領域以上になるため、合成波が人間の鼓膜を圧迫する周波数が可聴周波数以上となり干渉音が抑制可能となる。

また、所定周期Ｔａは、複数のインダクタの駆動周期以上かつ駆動周期の最小公倍数以下の範囲で可聴周期以下または以上となるように決定することにより、複数の音波の周波数差に相当する周期よりも短い周期毎に、力率改善回路３３と昇圧回路１０とインバータ回路１１にそれぞれ内蔵される複数のインダクタから発生する周波数の異なる音波の位相差を略同じに補正し、複数の音波の周波数差を可聴周波数以上とすることが可能となり、複数のインダクタから発生する音波が干渉することによって発生する干渉音を抑制するこ
とができる。

また、力率改善回路３３、昇圧回路１０、インバータ回路１１に含まれるそれぞれ磁性体を有するインダクタの駆動周波数を、それぞれ所定周期期間内に２パターン以上の異なる駆動周波数で動作させることにより、所定周期毎に複数の誘導加熱装置から発生する周波数の異なる音波のある地点における合成波の位相差を略同じに補正することが可能となり、複数のインダクタから発生する音波が干渉することによって発生する干渉音を抑制することができる。

また、高周波電力制御は、昇圧回路１０及びインバータ回路１１それぞれに含まれる磁性体を有するインダクタの駆動周波数を変化させることで制御することにより、力率改善回路３３と昇圧回路１０とインバータ回路１１の動作周波数を変化させるＰＦＭ方式を用いて干渉音を抑制しながら複数の誘導加熱装置の電力を制御することができる。

また、高周波電力制御は、所定周期Ｔａを変化させることで制御することにより、複数のインダクタの駆動周波数を切り替えるパターン数が増やせるようになり、複数のインダクタの駆動周波数、つまり力率改善回路と昇圧回路とインバータ回路の動作周波数を変化させるＰＦＭ方式を用いて干渉音を抑制しながら複数の誘導加熱装置の電力を制御することができる。

また、力率改善回路３３に含まれる磁性体を有するインダクタの駆動周波数を、昇圧回路１０及びインバータ回路１１に含まれる磁性体を有するインダクタの駆動周波数より高く設定することにより、昇圧回路１０及びインバータ回路１１よりも入力電力が低い力率改善回路３３のスイッチング回数を増やすことになり、各回路の動作周波数の高周波化に伴うスイッチング損失の増大を極力少なくすることができる。

さらに、力率改善回路３３、昇圧回路１０、インバータ回路１１は、各回路に含まれる磁性体を有するインダクタの駆動周波数差が可聴周波数以下または以上になると、所定の出力に応じた駆動周波数に固定して、所定周期期間内に各回路に含まれる磁性体を有するインダクタの駆動周波数を変化させないようにしたことにより、供給する高周波電力を所定周期期間内に周期的に変化させることなく安定した所定の高周波電力を供給することが可能となり、複数のインダクタの駆動周波数差が可聴周波数以下または可聴周波数以上となる範囲において複数のインダクタの駆動周波数、つまり力率改善回路と昇圧回路とインバータ回路の動作周波数を所定の出力に応じて変化させるＰＦＭ方式を用いて干渉音を抑制しながら複数の誘導加熱装置の電力を制御することができる。

以上のように、本発明にかかる誘導加熱装置は、インバータ回路、昇圧回路、力率改善回路に内蔵される磁性体を有する複数のインダクタの駆動周波数差Δｆに起因して発生する干渉音を抑制する、または聞こえなくすることが可能となるものであるので、誘導加熱調理器としてはもちろんのこと、誘導加熱式コピーローラー、誘導加熱式溶解炉、誘導加熱式ジャー炊飯、またはその他の誘導加熱式加熱装置としても適用できる。

本発明の実施の形態における誘導加熱装置の回路図 同誘導加熱装置における各回路の電圧波形図 同誘導加熱装置における力率改善回路の電流・電圧波形図 同誘導加熱装置における昇圧回路の電流・電圧波形図 同誘導加熱装置におけるインバータ回路の電流・電圧波形図 同誘導加熱装置における各スイッチング素子の制御信号を示す図 誘導加熱装置における周波数が異なる音波の干渉の様子を示す図

１ 商用電源
１０ 昇圧回路
１１ インバータ回路
１７ 加熱コイル
１９ 鍋
２４ 第１の制御回路
２９ 第２の制御回路
４０ 第３の制御回路

Claims (1)

1. 商用電源整流後に接続され、スイッチング素子のオン・オフによって力率を改善する力率改善回路と、前記力率改善回路の出力に接続され、スイッチング素子のオン・オフによって前記力率改善回路の出力以上の電圧に昇圧する昇圧回路と、前記昇圧回路の出力に接続され、スイッチング素子のオン・オフによって高周波電流を発生させるインバータ回路と、
   前記力率改善回路、前記昇圧回路及び前記インバータ回路にそれぞれ内蔵される磁性体を有するインダクタとを備え、
   前記インバータ回路の前記スイッチング素子を、
   動作周期Ｔ_１で動作周期数Ｎ_１回、動作させた後、動作周期Ｔ_１’で動作周期数Ｎ_１’回、動作させて、前記インバータ回路に内蔵したインダクタの駆動周波数を変化させる動作を繰り返し、
   前記昇圧回路の前記スイッチング素子を、動作周期Ｔ_３で動作させた後、動作周期Ｔ _３’で動作させて、前記昇圧回路に内蔵したインダクタの駆動周波数を変化させる動作を繰り返し、
   前記力率改善回路の前記スイッチング素子を、動作周期Ｔ_４で動作させた後、動作周期Ｔ _４’で動作させて、前記力率改善回路に内蔵したインダクタの駆動周波数を変化させる動作を繰り返すことにより、
   可聴周期以下の所定周期Ｔａ（ただし、Ｔａ＝Ｔ_１・Ｎ_１＋Ｔ_１’・Ｎ_１’）毎に、前記インバータ回路の前記スイッチング素子、前記昇圧回路の前記スイッチング素子、前記力率改善回路の前記スイッチング素子のゲート電圧位相が略同じになるようにした誘導加熱装置。

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