JP3980324B2 - モータ駆動電流制御装置およびその方法 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、一端が中性点に共通接続された複数相のコイルへ供給するモータ駆動電流を制御するモータ駆動電流制御装置およびその方法、特にモータ駆動電流の振幅最大値の抑制に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来より、スター(星形)結合のモータコイルにおける中性点にバッテリを接続し、モータの各相電流を制御するインバータの電源ラインにコンデンサを接続するシステムが提案されている。例えば、特開平10−337047号公報などに示されている。
【0003】
このシステムでは、中性点を流れる各相電流以外の電流である零相電流に交流電流を重畳することによって、モータコイルを利用してバッテリ電圧をコンデンサの充電に利用することができ、かつモータの駆動は通常通り行うことができる。
【0004】
さらに、特願2000−346967号には、2つのモータコイルの中性点間にバッテリを配置し、2つのモータコイルへ接続されているインバータの電源電位(コンデンサ電圧)を制御することが示されている。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、これら従来技術では零相電流に交流電流が重畳され、これが各相コイルの相電流に加えられる。このため、各相コイルに流れる電流の大きさが大きくなり、必然的にインバータ内のデバイスの電流容量も大きくする必要があるという問題がある。
【0006】
【課題を解決するための手段】
本発明は、一端が中性点に共通接続された複数相のコイルへ供給するモータ駆動電流を制御するモータ駆動電流制御装置または方法において、前記中性点には、中性点電位を保持する電源が接続されており、各相コイルへ供給する電流を制御することで、前記中性点を出入りする相電流以外の電流である零相電流を変動させることによって、モータの出力トルクを所定のものに維持しつつ相電流の振幅の最大値を抑制することを特徴とする。
【0007】
このように、モータの相電流の通電方法を工夫することにより、モータの中性点でのモータ相電流以外の電流の出入りを制御する。これによって、モータトルクを増加減することなく、相電流の最大電流値を抑制することができる。
【0008】
すなわち、中性点でモータ相電流以外の電流の出入りがあるモータインバータシステムにおいて、モータトルクに影響するのは零相電流以外の相電流であり、零相電流を変更してもトルクには影響が無い。そこで、この零相電流を調整することによってモータトルクに影響を与えず、相電流の大きさを抑制することができる。
【0009】
また、一端が中性点に共通接続された複数相のコイルからなるモータコイルを2つ以上有し、2つのモータコイルの各相のコイルへ供給するモータ駆動電流を制御するモータ駆動電流制御装置において、前記2つのモータコイルの中性点間に、これらの電位差を保持する電源が接続されており、前記2つのモータコイルのそれぞれの各相コイルへ供給する相電流を一方のモータコイルにおける相電流の振幅が最大となる部分の相電流を減少し、そのときに他方のモータコイルの相電流を対応して調整し、モータ出力トルクを所定のものに維持しつつ、相電流の振幅の最大値を抑制することができる。
【0010】
このように、2つのモータコイルの中性点間に電源を接続したシステムにおいて、相電流の通電方法を工夫することにより、モータトルクを増加減することなく、相電流の最大電流値を抑制することができる。
【0011】
2つのモータコイルを有するシステムでは、2つのモータコイルが協調してトルクを発生する電流を流している。すなわち、モータコイルの各々の相電流は、2つのモータコイルの和がトルクに影響するが、その配分は出力トルクに影響しない。そこで、本発明では、この配分を変更することで、モータ出力トルクに影響を与えることなくモータ電流の振幅最大値を抑制する。
【0012】
さらに、前記中性点を出入りする相電流以外の電流である零相電流を変動させないという条件で、各相電流を調整することが好適である。
【0013】
相電流の通電方法を工夫することにより、トルクリップルを増加することなく、トルクを増加減することなく、さらに零相電流を変化させることなく相電流の最大電流値を抑制することができる。これによって、零相電流の制御に対する悪影響の発生を排除することができる。
【0014】
さらに、モータの回転数を検出する回転数検出手段を設け、モータ回転数が比較的高いときには、上記振幅最大値を抑制する制御は行わず、モータ回転数が比較的低いときに上記振幅最大値を抑制する制御を行うよう切り替えることが好適である。
【0015】
高回転域は電流値が低く電流の周波数が高いので従来法により好適な電流制御が行え、かつ低回点領域では、振幅最大値をよくすることができる。
【0016】
さらに、モータの回転数を検出する回転数検出手段を設け、モータ回転数が比較的高いときには、上記振幅の最大値を抑制する制御は行わず、モータ回転数が中程度の時には、前期中性点を出入りする相電流以外の電流である零相電流を変動させないという条件で上記振幅の最大値制御を行い、モータ回転数が比較的低いときに上記振幅最大値を抑制する制御を行うよう切り替えることが好適である。
【0017】
中回転領域では、振幅最大値の抑制は、それほど大きくなくてもよいため、零相電流のリップルを抑制し、低回転領域では零相電流のリップルを許容して最大限の振幅最大値抑制を行うことができる。
【0018】
さらに、トルクリップルを増加させないという条件で、各相電流を調整することが好適である。例えば、相電流の3倍の周期の高調波を利用することによって、モータ電流の変化はなだらかとなり、トルクリップルの発生を少なくすることができる。
【0019】
このように、本発明によれば、トルクの増減を伴うことなく、相電流の最大電流値を抑制することができ、モータとしての機能を損なうことなく、デバイスの電流容量を小さくできる。このため、同等性能を保ちつつ、システムの低コスト化を実現できる。また、トルクリップルを抑制することで、モータの機能を十分なものに維持できる。
【0020】
また、電流抑制には、高周波成分が電流に重畳する必要がある。このため、高周波域まで電流を制御することが必要になる。しかし、回転数により制御を切り替えることにより、より効果的な制御が可能になる。
【0021】
すなわち、電流値が大きい低回転域で振幅最大値抑制を行うため、元々の制御周波数帯域が低いので,高調波を重畳しても制御が極端に難しくはならない。一方、高回転域では従来法を用いるため前述の高周波重畳時の制御問題は発生しない。さらに、中回転領域において、零相電流のリップルを抑制することで、適切な制御が行える。
【0022】
このような制御の切り替えにより、電流抑制による制御上の問題を回避しつつ、効果的な電流抑制を実現できる。
【0023】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。
【0024】
「システム構成(2YDC)」
図1に、2つのモータコイルを有し、これらモータコイルの中性点間にバッテリBを配置した2YDC電圧可変型インバータを示す。コンデンサCの一端は一定電圧の電源(例えば、アース)に接続されている。そして、このコンデンサCの両端がインバータINV1、インバータINV2にそれぞれ接続されている。すなわち、コンデンサCの出力が電源としてインバータINV1、INV2に入力されている。
【0025】
インバータINV1は、3相の出力U1,V1,W1を有し、ここにモータコイルM1のU,V,Wの3相のコイルがそれぞれ接続されている。また、インバータINV2は、3相の出力U2,V2,W2を有し、ここにモータコイルM2のU,V,Wの3相のコイルがそれぞれ接続されている。
【0026】
ここで、モータコイルM1、M2は、別々に示しているが、1つのモータのコイルであり、通常の場合モータに所定角度だけ異なるように配置され、その所定角度だけ異なる位相の電流が供給される。これによって、両モータコイルM1,M2に供給する電流の両方がモータ駆動電流として機能する。
【0027】
モータコイルM1、M2の各相モータコイルは中性点で共通接続されており、モータコイルM1、M2の中性点同士がバッテリBを介し接続されている。この例では、モータコイルM1の中性点にバッテリBの正極が接続され、モータコイルM2の中性点にバッテリBの負極が接続されている。
【0028】
なお、図示は省略したが、インバータINV1、INV2は、それぞれ第1電源pと第2電源m間(図示の例では第1電源pがアース)に配置された2つのスイッチングトランジスタの直列接続からなるアームを3つ有しており、これらアームの中点が各相コイル端に接続されている。
【0029】
従って、インバータINV1、INV2内のスイッチングトランジスタのオンオフを制御することによって、コンデンサCから所望の電流をモータコイルM1、M2に供給し、これらを駆動することができる。さらに、インバータINV1、INV2における上側トランジスタのオン期間と、下側トランジスタのオン期間の長さに差を付けることによって、モータコイルM1、M2における中性点から出入りするモータ駆動用の相電流以外の電流(零相電流)が制御される。
【0030】
ここで、本実施形態では、1つのコンデンサCの両端電圧(出力電圧)Vcを電源としてインバータINV1、INV2が駆動される。そして、バッテリBの両端電圧(出力電圧)Eは基本的に変動しない。そこで、零相電流を制御することで、モータコイルM1、M2の中点電位をバッテリBの電圧分だけの差を維持しつつ、任意に設定することができる。
【0031】
なお、図1に示すように、第1電源pの電圧はVp、第2電源mの電圧はVm、コンデンサCの出力電流はic、コンデンサCの両端電圧はVc(=|Vm−Vp|)、インバータINV1の第1電源pからの電流はip1、インバータINV1の第2電源mからの電流はim1、インバータINV2の第1電源pからの電流はip2、インバータINV2の第2電源mからの電流はim2である。また、モータコイルM1について、u相電流iu1,v相電流iv1、w相電流iw1、u相端電圧Vu1、v相端電圧Vv1、w相端電圧Vw1、モータコイルM2について、u相電流iu2、v相電流iv2、w相電流iw2、u相端電圧Vu2,v相端電圧Vv2、w相端電圧Vw2である。モータコイルM1の中性点電圧はVz1、モータコイルM2の中性点電圧はVz2、バッテリB電圧はE、零相電流はieである。
【0032】
「2YDCにおけるコンデンサ電圧制御」
特に、本システムでは、モータコイルM1、M2の中性点電位Vz1,Vz2と、インバータINV1、INV2の電源電圧、すなわちコンデンサCの出力電圧Vcの関係は、インバータINV1、INV2における上側トランジスタと、下側トランジスタのオン期間の比で定まり、2つのモータコイルM1、M2の中性点間の電位差は、バッテリBの電圧E(=|Vz1−Vz2|)である。従って、インバータINV1、INV2の上側トランジスタと、下側トランジスタのオン期間の比(変調率)によって、コンデンサCの両端電圧が決定されることになる。
【0033】
また、インバータINV1、INV2は、内部のスイッチングトランジスタをPWM制御することによって、モータコイルM1、M2の中性点電位Vz1,Vz2を制御する。ここで、上側トランジスタのオン期間と下側トランジスタのオン期間の比(変調率)は、図2に示すように、三角波である搬送波の一周期に対する電圧指令値の振幅の割合である。すなわち、電圧指令値を高くすると、それだけ三角波が指令値を上回る期間が少なくなる。そして、三角波が指令値を上回る期間を各相の上側トランジスタのオン期間、下側トランジスタのオフ期間とすることで、上下トランジスタのオン期間の比(すなわち変調率)が決定される。図2(a)には、インバータINV1の変調率d1が示されており、図2(b)には、インバータINV2の変調率d2が示されている。
【0034】
このように、変調率によって、中性点電位が決定され、この中性点電位とコンデンサ電圧の比は、変調率で決定される。さらに、2つの中性点電位の電位差は、バッテリBの電圧Eである。従って、変調率と、コンデンサ電圧Vcの間には、次の関係がある。
【0035】
Vc=E/(d1−d2)
そこで、両インバータINV1、INV2の変調率を制御することで、コンデンサ電圧Vcを決定することができる。
【0036】
なお、上述の例では、インバータの搬送波周期Tsに対し、デッドタイムをおかずにスイッチングトランジスタをオンオフした。すなわち、デューティー比50%の場合には、上下トランジスタとも50%の期間オンするようにした。しかし、スイッチング期間における貫通電流を完全になくすために、上下トランジスタを両方ともオフするデッドタイムTdを設ける場合も多い。この場合には、上述の式は、次のように書き換えて適用される。
【0037】
Vc=E/{(d1−Td/Ts)−(d2+Td/Ts)}
このように、デッドタイムを設ける場合においても、変調率d1,d2を制御することでコンデンサ電圧Vcを決定することができる。
【0038】
「発明の効果」
実施形態に係る制御の具体例を説明する前に、モータ出力と相電流との関係をシミュレーションで示し、本発明の電流低減効果を示す。
【0039】
このシミュレーションは以下の手順で行った。最初に、1つの相(ここでは、u相)の相電流iu1を、一回転での平均値(直流成分)idcとそれ以外の成分(交流成分)iacとに分ける。さらに、交流成分iacについては、その振幅Iacで規格化した関数g(θ)を導入する。
【0040】
すなわち、
【数1】
とする。
【0041】
つづいて、本システムの電池電圧Eとコンデンサ電圧Vcの関係から電圧Vwを定義する。これは、相電流の振幅Iacは、コンデンサ電圧Vcから電池電圧Eを減算した電圧が最大値になるからである。また、同時に各コイルに印加される電圧vvは上述の電流iacと一定の位相差(力率cosφ)で推移すると仮定する。
【0042】
すなわち、
【数2】
Vw=Vc−E (6)
vv=Vwg(θ+φ) (7)
とする。
【0043】
また、モータ出力Woと各コイルがする仕事との関係は、コイルが6本あるので、次式のように整理できる。
【0044】
【数3】
また、モータ出力は損失が十分に小さいとしてWo=ieEと近似できる。これの関係より次式を得る。
【0045】
【数4】
ie=Wo/E (13)
以上より、各相コイルを流れる電流は式(12)、(13)で求められるIac,ieを利用し次式で求められる。ただし、ieのリップル分は考慮していない。
【0046】
【数5】
次に、解析に用いる条件を示す。電池電圧E=42Vまたは105V、コンデンサ電圧Vc=210V(昇圧率Vc/E=5,または2)、力率cosθ=0.8で、モータ出力Woに対する交流電流振幅の大きさの最大値の通電方法による違いを示す。
【0047】
この結果を、図3〜図5に示す。これらの図は、昇圧率の違いによる相電流最大値の違いを示しており、横軸がモータ出力、縦軸が相電流最大値(imax)、実線が相電流最大値、破線が相電流最大値のうちの直流成分(ie/3)を示している。
【0048】
図3は従来の通電時の相電流最大値、図4は零相リップル非許容条件での最大抑制通電時の相電流最大値、図5は零相リップル許容条件での最大抑制通電方法(4.2.2 節)時の、相電流最大値を示している。
【0049】
これらの図より以下のことがわかる。
【0050】
・いずれの場合にも、相電流の大きさは昇圧率により大きく変化し、昇圧率が高いほうが相電流に占める直流成分の比率が大きい。
【0051】
・また、通電法の違いによる相電流の大きさの抑制効果が確認できる。
【0052】
・Wo=40kW、昇圧比5倍で相電圧の最大値(交流成分、直流成分)を比較すると、図3の従来通電では、最大値477A(159,317A)、図4では、454A(136,317A)、図5では、402A(85,317A)である。
【0053】
「本発明の基本となる従来の通電方法の説明」
図3に示す2YDC可変型インバータの従来の通電方法について、説明する。図1に示す2YDC可変型インバータに、通常流される相電流iu1,iv1,iw1,iu2,iv2,iw2は、零相電流をie、交流電流振幅をA、ロータ回転数、回転角をそれぞれω,θ(θ=ωt)とすれば、次式で表される。
【0054】
【数6】
ここで、A=1(A),ie=3(A)とすると、式(15)〜(20)は、図6の関係が有る。ただし、図6は上段から、iu1,iu2各々の電流が1段目、iu1とiu2との電流の和が2段目、相電流をdq軸変換した後のd軸電流id1,id2が3段目、q軸電流iq1,iq2が4段目、最終段が零相電流ieの3分の1(1相分)を示してある。
【0055】
ここで、リラクタンストルクを考えなければiq1+iq2がモータトルクに寄与する電流成分(今回のケースでは、磁石位置を解析に入れていないので、iu1+iu2がモータトルクに寄与する電流成分ともいえる)、ieが電池とコンデンサ間を流れる電流である。そして、この時の相電流の大きさの最大値は2.00(A)である。図6の関係のうち、モータ駆動トルクを発生するための電流と電池・コンデンサ間の電流の条件は、式(21)で書くことができる。
【0056】
【数7】
さらに、式(22)、(23)を導入することにより、式(21)は以下のようにも書きかえられる。なお、式(24)において、id,iqは、dq軸で表される電流成分で、ここではコンスタントとなる。
【0057】
【数8】
モータの巻線間に位相差がある場合(あるスター結線のコイル位置と、他のスター結線のコイル位置とが角度ξでずれている場合)には、通電される電流は式(25)〜(30)の様に書きかえられ、式(24)は式(31)となる。
【0058】
【数9】
A=1(A)、ie=3(A)、ξ=30°とすると、式(25)〜(30)は、図7の関係が有る。このように、コイルの位相差を考慮した場合にも図6と同様の関係があることが分かる。
【0059】
「実施形態の2YDC可変型インバータの説明」
図4の実施形態では、零相電流におけるリップルの発生を許容せずに相電流の最大値を抑制する。
【0060】
すなわち、本実施形態では、図1の2YDC可変型インバータにおいて、相電流iu1,iv1,iw1に対し所定の関数を加算することで、最大振幅を抑制する。そして、加算した関数を相電流iu2,iv2,iw2から減算することで、モータの出力トルクを変動させることなく、電流の最大振幅を抑制する。また、本実施形態では、零相電流のリップルを許容しない。
【0061】
モータ出力トルクおよび零相電流の大きさを変えずに、電流振幅を減少させるためには、相電流iu1,iv1,iw1,iu2,iv2,iw2は、式(21)の関係を満足する必要がある。すなわち、次式(32)を満足する必要がある。この式は、各スター結線の対応する相の電流の和が正弦波であり、かつ各スター結線内の各相の電流の総和が零相電流の値、若しくは零相電流の値の符号を変えたものに等しいことを意味している。
【0062】
【数10】
ここで式(32)の左辺の行列のランクが4であり、2つのフリーパラメータfu(θ),fv(θ)を導入し、式(32)を満足するように、以下のような十分条件に書きかえることができる。
【0063】
【数11】
ここで、fu(θ),fv(θ),fw(θ)が、設計に利用できるパラメータ(自由度は2)である。
【0064】
従って、式(33)〜(42)を満たすfu(θ),fv(θ),fw(θ)(自由度は2)を与えることで、出力トルクおよび零相電流を変動させることなく、相電流iu1,iv1,iw1,iu2,iv2,iw2を変動させることができる。そして、fu(θ),fv(θ),fw(θ)を相電流iu1,iv1,iw1,iu2,iv2,iw2の最大振幅を減少するように選択することで、所期の目的を達成することができる。
【0065】
図5の実施形態では、条件を緩和し、零相電流におけるリップルの発生を許容して、相電流の最大値を抑制する。この場合には、式(39)の条件をはずすことができる。従って、fu(θ),fv(θ),fw(θ)を選択する場合の自由度が広がる。そして、相電流の最大値をより小さくすることが可能となる。
【0066】
また、上述の説明では、2つのモータコイルM1,M2間に位相差がないことを前提とした。実際には、コイル間に位相差を持たせて配置する場合も多い。この場合には、コイル電流に対応した位相差を持たせることで、位相差を持たせたことの影響を排除する。
【0067】
このような各スター結線のコイル間に位相差ξを持つ場合には、式(31)が、式(21)に変わる条件となる。すなわち、モータ発生トルクや零相電流の大きさを変えずに電流振幅を減少するためには、相電流iu1,iv1,iw1,iu2,iv2,iw2が、式(43)を満足する必要がある。この式は、各スター結線の対応するdq軸電流の和が一定であり、かつ各スター結線内の各相の電流の総和が零相電流の値、若しくは零相電流の値の符号を変えたものに等しいことを意味している。
【0068】
【数12】
ここで、式(43)を満たす解の1つとして、前述の場合と同様に以下の結果が導かれる。
【0069】
【数13】
ここで、fu(θ),fv(θ),fw(θ),hu(θ),hv(θ),hw(θ)が、設計に利用できるパラメータである。さらに、ξ=0°の時、式(33)、(42)の関数は、式(44)、(59)を満たす。
【0070】
そして、式(44)〜(59)を満たすfu(θ),fv(θ),fw(θ),hu(θ),hv(θ),hw(θ)を与えることで、出力トルクおよび零相電流を変動させることなく、相電流iu1,iv1,iw1,iu2,iv2,iw2を変動させることができる。さらに、fu(θ),fv(θ),fw(θ),hu(θ),hv(θ),hw(θ)を相電流iu1,iv1,iw1,iu2,iv2,iw2の最大値を抑制できる形にすることで、所期の目的を達成することができる。
【0071】
また、条件を緩和し、零相電流にリップル電流を許せば、式(50)、(51)に代り、fu(θ)+fv(θ)+fw(θ)+hu(θ)+hv(θ)+hw(θ)=0が条件となる。
【0072】
「零相電流にリップルを許さない場合の具体例」
コイル間位相差ξ=0°で、上述の条件を満足する通電方法は、fu(θ),fv(θ),fw(θ)を式(60)〜(62)のように設定することにより得られる。なお、式のg1は、式(40)〜(42)の条件を満たすために入れた定数で、この場合はg1=0.867である。
【0073】
【数14】
A=1(A),ie=3(A)の場合について、fu(θ)の波形をiu1と比較し、図8、図9に示す。図8は、fu(θ)の図とiu1の図の縦軸のスケールをあわせたもの、図9は、fu(θ)の波形を見やすくするために拡大したものである。図より、fu(θ)の波形は正弦波のピーク部分を60度幅で切り出し、それを正側負側正側の順にならべ、負側の大きさを正側の2倍に設定した波形となっている。すなわち、iu1の最大ピークのところを最も抑制する波形となっている。
【0074】
従って、このような形のfu(θ),fv(θ),fw(θ)をサインカーブに加算することによって相電流を最大電流を抑制することができ、かつこれに基づく出力トルクの変化はない。さらに、この例では、零相電流を発生しないという条件も満たしている。
【0075】
さらに、式(60)〜(62)の条件を用いた結果を図10に示す。図より、以下のことがわかる。
【0076】
・零相電流
零相電流はie=3(A)であり、リップル成分は含まれない。
【0077】
・トルク
モータトルクを発生する電流(iu1+iu2)は図6と同等で、意図どおりのトルクを発生している。
【0078】
・相電流の大きさ
相電流の大きさの最大値は、1.866(A)である。大きさの内訳は、交流による成分が0.866A、直流による成分が1Aである。
【0079】
このように、式(60)〜(62)に示すfu(θ),fv(θ),fw(θ)を利用することによって、零相電流、モータ出力トルクに影響を与えることなく、相電流の最大値を抑制することができる。
【0080】
また、ξ=0°で、零相電流にリップルを許さない場合の他の例として、3倍の高調波で交流振幅を変調する場合を示す。
【0081】
すなわち、A=1(A),ie=3(A)の場合について、fu(θ)の波形をiu1と比較し、図11に示す。この波形は、元々の交流波形の振幅を3倍の周波数を持つ正弦波で、次式のように変調した波形になっている。
【0082】
【数15】
さらに、式(63)と(64)はつぎのように整理できる。
【0083】
【数16】
ここで、fu(θ)=αsin(3θ)Asin(θ)とおけば、式(33)〜(42)の条件を満足する。すなわち、fu(θ)=αsin(3θ)Asin(θ)に設定することで、下記のような結果が得られる。
【0084】
図11は、このfu(θ)を示したものである。さらに、このfu(θ)を用いた結果を図12に示す。図より、以下のことがわかる。
【0085】
・零相電流
零相電流は平均値はie=3(A)である。その大きさは、加えたfu(θ)の3倍の振幅である。
【0086】
・トルク
モータトルクを発生する電流(iu1+iu2)は図6と同等であり、意図どおりのトルクを発生している。
【0087】
・相電流の大きさ
相電流の大きさの最大値は1.872(A)である。大きさの内訳は、交流による成分が0.872A、直流による成分が1Aである。
【0088】
次に、各スター結線間のコイル位置に位相差が30°ずれた場合(ξ=30°)の結果を図13に示す。この図より、以下のことがわかる。
【0089】
・零相電流
零相電流は、ie=3(A)であり、リップル成分は含まれない。
【0090】
・トルク
モータトルクを発生する電流(idとiq)は図6と同等で、意図どおりのトルクを発生している。
【0091】
・相電流の大きさ
相電流の大きさの最大値は、1.866(A)である。大きさの内訳は、交流による成分が0.866A、直流による成分が1Aである。
【0092】
・相電流の波形
ここで用いた指令値は、電流の大きさを抑制するために、急峻に変化する波形である。しかし、実際の場合には、これをフィルタリングし高周波成分を除くことにより実現する。ただし、その場合は若干電流の抑制効果は悪くなる。
【0093】
「零相電流にリップルを許す場合の具体例」
ξ=0°で、零相電流リップルを許す条件で、相電流の大きさを抑制できる通電方法の1つは、fu(θ)、fv(θ),fw(θ)を式(67)〜(69)のように流すことである。なお、式のg2は、式(40)〜(42)の条件を満たすために入れた定数で、この場合はg2=−0.637である。
【0094】
【数17】
A=1(A)、ie=3(A)の場合について、fu(θ)の波形をiu1と比較し、図14に示す。さらに、式(67)〜(69)の条件を用いた結果を図15に示す。図より、以下のことがわかる。
【0095】
・零相電流
零相電流の平均値はie=3(A)であるが、リップル成分が含まれその大きさは0.46Aである。
【0096】
・トルク
モータトルクを発生する電流(iu1+iu2)は図6と同等で、意図どおりのトルクを発生している。
【0097】
・相電流の大きさ
相電流の大きさの最大値は、1.63(A)である。大きさの内訳は、交流による成分が0.63A、直流による成分が1Aである。
【0098】
次に、ξ=0°で、零相電流にリップルを許す場合のその他の方法の一例として、6倍の高調波を加える場合を示す。A=1(A)、ie=3(A)の場合について、fu(θ)の波形をiu1と比較し、図16に示す。なお高調波の振幅は、相電流が最小になるように最適化した値を用いている。
【0099】
さらに、このfu(θ)を用いた結果を図17に示す。図より、以下のことがわかる。
【0100】
・零相電流
零相電流は平均値はie=3(A)であるが、リップル成分が含まれる。その大きさは、加えたfu(θ)の3倍の振幅である。
【0101】
・トルク
モータトルクを発生する電流(iu1+iu2)は図6と同等で、意図どおりのトルクを発生している。
【0102】
・相電流の大きさ
相電流の大きさの最大値は1.96(A)である。大きさの内訳は、交流による成分が0.96A、直流による成分が1Aである。
【0103】
「1YDC電圧可変型インバータでの通電」
モータコイルを1つとし、その中性点にバッテリを接続した1YDC電圧可変型インバータにおける振幅最大値の低減について、説明する。
【0104】
図18には、1YDC電圧可変型インバータを利用したシステムの構成例が示されている。このように、基本的に、図1の2YDC型のシステムにおいてインバータおよびモータを1つにした構成である。コンデンサCは、インバータINV1に電源として供給されており、このインバータINV1の3相出力がモータコイルM1のU,V,W相のコイル端に接続されている。そして、バッテリBは、負極がコンデンサの一端に接続され、正極がモータコイルM1の中性点に接続されている。
【0105】
従って、この構成によれば、バッテリ電圧Eに対するインバータINV1の入力電圧Vcは、インバータINV1の変調率dによって、Vc=E/dで決定される。
【0106】
「具体例」
このシステムにおいて、零相電流を制御することによって、出力トルクを変動させることなく、相電流の振幅の最大値を抑制する。すなわち、1YDC電圧可変型インバータの電流低減方法の一例について説明する。ここでは、零相電流に回転周期の3倍の周期を持つ高調波を加える。
【0107】
A=1(A)、ie=3(A)の場合について、3倍の高調波を加えない場合(従来)と加えた場合との比較を、図19、20に示す。なお高調波の振幅は、相電流が最小になるように最適化した値を用いている。図より、以下のことがわかる。
【0108】
・零相電流
零相電流は平均値はie=3(A)であるが、リップル成分が含まれる。
【0109】
・トルク
モータトルクを発生する電流(iq1とid1)は図19と図20と同等で、意図どおりのトルクを発生している。
【0110】
・相電流の大きさ
相電流の大きさの最大値は、1.89(A)であり、図18の2Aの最大値を、0.11A低減している。大きさの内訳は、交流による成分が0.89A、直流による成分が1Aである。
【0111】
このように、零相電流に、回転周期の3倍の周期を持つ高周波を加えることによって、出力トルクに影響を与えることなく、相電流の振幅の最大値を抑制することができる。
【0112】
なお、ここでは、回転周期の3倍の周期を持つ高周波を加えたが、上述のように6倍の周期のものでも、他の関数でもよい。すなわち、モータトルクに影響を与えないという条件を維持でき、かつ相電流の最大振幅に同期して値が下がるような関数であれば、どのような関数を利用することもできる。
【0113】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、トルクの増減を伴うことなく、相電流の最大電流値を抑制することができ、モータとしての機能を損なうことなく、デバイスの電流容量を下げられるので,同等性能を保ちつつ、システムの低コスト化を実現できる。トルクリップルを抑制することで、モータの機能を十分なものにできる。
【0114】
また、電流抑制には、高周波成分が電流に重畳する必要がある。このため、高周波域まで電流を制御することが必要になる。しかし、回転数により制御を切り替えることにより、より効果的な制御が可能になる。
【0115】
すなわち、電流値が大きい低回転域で振幅最大値抑制を行うため、元々の制御周波数帯域が低いので,高調波を重畳しても制御が極端に難しくはならない。一方、高回転域では従来法を用いるため前述の高周波重畳時の制御問題は発生しない。さらに、中回転領域において、零相電流のリップルを抑制することで、適切な制御が行える。
【0116】
このような制御の切り替えにより、電流抑制による制御上の問題を回避しつつ,電流抑制を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 2YDCの装置構成を示す図である。
【図2】 電圧指令値と、インバータ搬送波の関係を示す図である。
【図3】 従来の通電方法における電流最大振幅値を示す図である。
【図4】 零相リップル非許容時における電流低減の場合の電流最大振幅値を示す図である。
【図5】 零相リップル許容時における電流低減の場合の電流最大振幅値を示す図である。
【図6】 従来の相電流と零相電流などを示す図である。
【図7】 従来の相電流と零相電流など(コイル間位相差作がある場合)を示す図である。
【図8】 リップル電流を抑制する場合における相電流と関数fを示す図である。
【図9】 図8の拡大図である。
【図10】 リップル電流を抑制する場合における相電流などを示す図である。
【図11】 3倍の高調波で交流振幅を変調する場合における相電流およびその振幅最大値を示す図である。
【図12】 3倍の高調波で交流振幅を変調する場合における相電流などを示す図である。
【図13】 リップルを抑制する場合(位相差あり)における相電流などを示す図である。
【図14】 リップル電流を許容する場合における相電流および関数fを示す図である。
【図15】 リップル電流を許容する場合における相電流などを示す図である。
【図16】 6倍の高調波で変調する場合における相電流およびその振幅最大値を示す図である。
【図17】 6倍の高調波で交流振幅を変調する場合における相電流などを示す図である。
【図18】 1YDCの装置構成を示す図である。
【図19】 1YDCの従来法における相電流などを示す図である。
【図20】 1YDCにおいて3倍の高調波で交流振幅を変調する場合における相電流などを示す図である。
【符号の説明】
B バッテリ、C コンデンサ、INV1,INV2 インバータ、M1,M2 モータコイル。
Claims (5)
- 一端が中性点に共通接続された複数相のコイルへ供給するモータ駆動電流を制御するモータ駆動電流制御装置において、
前記中性点には、中性点電位を保持する電源が接続されており、
各相コイルへ供給する電流を制御することで、前記中性点を出入りする相電流以外の電流である零相電流を変動させることによって、モータの出力トルクを所定のものに維持しつつ相電流の振幅の最大値を抑制するモータ駆動電流制御装置。 - 請求項1に記載の装置であって、
さらに、
モータの回転数を検出する回転数検出手段を設け、モータ回転数が比較的高いときには、上記振幅最大値を抑制する制御は行わず、モータ回転数が比較的低いときに上記振幅最大値を抑制する制御を行うよう切り替えるモータ駆動電流制御装置。 - 一端が中性点に共通接続された複数相のコイルからなるモータコイルを2つ以上有し、2つのモータコイルの各相のコイルへ供給するモータ駆動電流を制御するモータ駆動電流制御装置において、
前記2つのモータコイルの中性点間に、これらの電位差を保持する電源が接続されており、前記2つのモータコイルのそれぞれの各相コイルへ供給する相電流を一方のモータコイルにおける相電流の振幅が最大となる部分の相電流を減少し、そのときに他方のモータコイルの相電流を対応して調整し、モータ出力トルクを所定のものに維持しつつ、相電流の振幅の最大値を抑制し、かつ、前記中性点を出入りする相電流以外の電流である零相電流を変動させないという条件で、各相電流を調整するとともに、
さらに、モータの回転数を検出する回転数検出手段を設け、
モータ回転数が比較的高いときには、上記振幅の最大値を抑制する制御は行わず、モータ回転数が中程度の時には、前期中性点を出入りする相電流以外の電流である零相電流を変動させないという条件で上記振幅の最大値制御を行い、モータ回転数が比較的低いときに上記振幅最大値を抑制する制御を行うよう切り替えるモータ駆動電流制御装置。 - 請求項1〜3のいずれか1つに記載の装置において、
さらに、
トルクリップルを増加させないという条件で、各相電流を調整するモータ駆動電流制御装置。 - 一端が中性点に共通接続された複数相のコイルへ供給するモータ駆動電流を制御するモータ駆動電流制御方法において、
前記中性点には、中性点電位を保持する電源が接続されており、各相コイルへ供給する電流を制御することで、前記中性点を出入りする相電流以外の電流である零相電流を変動させることによって、モータの出力トルクを所定のものに維持しつつ相電流の振幅の最大値を抑制するモータ駆動電流制御方法。
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