JP3980324B2 - モータ駆動電流制御装置およびその方法 - Google Patents
モータ駆動電流制御装置およびその方法 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、一端が中性点に共通接続された複数相のコイルへ供給するモータ駆動電流を制御するモータ駆動電流制御装置およびその方法、特にモータ駆動電流の振幅最大値の抑制に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、スター（星形）結合のモータコイルにおける中性点にバッテリを接続し、モータの各相電流を制御するインバータの電源ラインにコンデンサを接続するシステムが提案されている。例えば、特開平１０−３３７０４７号公報などに示されている。
【０００３】
このシステムでは、中性点を流れる各相電流以外の電流である零相電流に交流電流を重畳することによって、モータコイルを利用してバッテリ電圧をコンデンサの充電に利用することができ、かつモータの駆動は通常通り行うことができる。
【０００４】
さらに、特願２０００−３４６９６７号には、２つのモータコイルの中性点間にバッテリを配置し、２つのモータコイルへ接続されているインバータの電源電位（コンデンサ電圧）を制御することが示されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、これら従来技術では零相電流に交流電流が重畳され、これが各相コイルの相電流に加えられる。このため、各相コイルに流れる電流の大きさが大きくなり、必然的にインバータ内のデバイスの電流容量も大きくする必要があるという問題がある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、一端が中性点に共通接続された複数相のコイルへ供給するモータ駆動電流を制御するモータ駆動電流制御装置または方法において、前記中性点には、中性点電位を保持する電源が接続されており、各相コイルへ供給する電流を制御することで、前記中性点を出入りする相電流以外の電流である零相電流を変動させることによって、モータの出力トルクを所定のものに維持しつつ相電流の振幅の最大値を抑制することを特徴とする。
【０００７】
このように、モータの相電流の通電方法を工夫することにより、モータの中性点でのモータ相電流以外の電流の出入りを制御する。これによって、モータトルクを増加減することなく、相電流の最大電流値を抑制することができる。
【０００８】
すなわち、中性点でモータ相電流以外の電流の出入りがあるモータインバータシステムにおいて、モータトルクに影響するのは零相電流以外の相電流であり、零相電流を変更してもトルクには影響が無い。そこで、この零相電流を調整することによってモータトルクに影響を与えず、相電流の大きさを抑制することができる。
【０００９】
また、一端が中性点に共通接続された複数相のコイルからなるモータコイルを２つ以上有し、２つのモータコイルの各相のコイルへ供給するモータ駆動電流を制御するモータ駆動電流制御装置において、前記２つのモータコイルの中性点間に、これらの電位差を保持する電源が接続されており、前記２つのモータコイルのそれぞれの各相コイルへ供給する相電流を一方のモータコイルにおける相電流の振幅が最大となる部分の相電流を減少し、そのときに他方のモータコイルの相電流を対応して調整し、モータ出力トルクを所定のものに維持しつつ、相電流の振幅の最大値を抑制することができる。
【００１０】
このように、２つのモータコイルの中性点間に電源を接続したシステムにおいて、相電流の通電方法を工夫することにより、モータトルクを増加減することなく、相電流の最大電流値を抑制することができる。
【００１１】
２つのモータコイルを有するシステムでは、２つのモータコイルが協調してトルクを発生する電流を流している。すなわち、モータコイルの各々の相電流は、２つのモータコイルの和がトルクに影響するが、その配分は出力トルクに影響しない。そこで、本発明では、この配分を変更することで、モータ出力トルクに影響を与えることなくモータ電流の振幅最大値を抑制する。
【００１２】
さらに、前記中性点を出入りする相電流以外の電流である零相電流を変動させないという条件で、各相電流を調整することが好適である。
【００１３】
相電流の通電方法を工夫することにより、トルクリップルを増加することなく、トルクを増加減することなく、さらに零相電流を変化させることなく相電流の最大電流値を抑制することができる。これによって、零相電流の制御に対する悪影響の発生を排除することができる。
【００１４】
さらに、モータの回転数を検出する回転数検出手段を設け、モータ回転数が比較的高いときには、上記振幅最大値を抑制する制御は行わず、モータ回転数が比較的低いときに上記振幅最大値を抑制する制御を行うよう切り替えることが好適である。
【００１５】
高回転域は電流値が低く電流の周波数が高いので従来法により好適な電流制御が行え、かつ低回点領域では、振幅最大値をよくすることができる。
【００１６】
さらに、モータの回転数を検出する回転数検出手段を設け、モータ回転数が比較的高いときには、上記振幅の最大値を抑制する制御は行わず、モータ回転数が中程度の時には、前期中性点を出入りする相電流以外の電流である零相電流を変動させないという条件で上記振幅の最大値制御を行い、モータ回転数が比較的低いときに上記振幅最大値を抑制する制御を行うよう切り替えることが好適である。
【００１７】
中回転領域では、振幅最大値の抑制は、それほど大きくなくてもよいため、零相電流のリップルを抑制し、低回転領域では零相電流のリップルを許容して最大限の振幅最大値抑制を行うことができる。
【００１８】
さらに、トルクリップルを増加させないという条件で、各相電流を調整することが好適である。例えば、相電流の３倍の周期の高調波を利用することによって、モータ電流の変化はなだらかとなり、トルクリップルの発生を少なくすることができる。
【００１９】
このように、本発明によれば、トルクの増減を伴うことなく、相電流の最大電流値を抑制することができ、モータとしての機能を損なうことなく、デバイスの電流容量を小さくできる。このため、同等性能を保ちつつ、システムの低コスト化を実現できる。また、トルクリップルを抑制することで、モータの機能を十分なものに維持できる。
【００２０】
また、電流抑制には、高周波成分が電流に重畳する必要がある。このため、高周波域まで電流を制御することが必要になる。しかし、回転数により制御を切り替えることにより、より効果的な制御が可能になる。
【００２１】
すなわち、電流値が大きい低回転域で振幅最大値抑制を行うため、元々の制御周波数帯域が低いので，高調波を重畳しても制御が極端に難しくはならない。一方、高回転域では従来法を用いるため前述の高周波重畳時の制御問題は発生しない。さらに、中回転領域において、零相電流のリップルを抑制することで、適切な制御が行える。
【００２２】
このような制御の切り替えにより、電流抑制による制御上の問題を回避しつつ、効果的な電流抑制を実現できる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。
【００２４】
「システム構成（２ＹＤＣ）」
図１に、２つのモータコイルを有し、これらモータコイルの中性点間にバッテリＢを配置した２ＹＤＣ電圧可変型インバータを示す。コンデンサＣの一端は一定電圧の電源（例えば、アース）に接続されている。そして、このコンデンサＣの両端がインバータＩＮＶ１、インバータＩＮＶ２にそれぞれ接続されている。すなわち、コンデンサＣの出力が電源としてインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２に入力されている。
【００２５】
インバータＩＮＶ１は、３相の出力Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を有し、ここにモータコイルＭ１のＵ，Ｖ，Ｗの３相のコイルがそれぞれ接続されている。また、インバータＩＮＶ２は、３相の出力Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２を有し、ここにモータコイルＭ２のＵ，Ｖ，Ｗの３相のコイルがそれぞれ接続されている。
【００２６】
ここで、モータコイルＭ１、Ｍ２は、別々に示しているが、１つのモータのコイルであり、通常の場合モータに所定角度だけ異なるように配置され、その所定角度だけ異なる位相の電流が供給される。これによって、両モータコイルＭ１，Ｍ２に供給する電流の両方がモータ駆動電流として機能する。
【００２７】
モータコイルＭ１、Ｍ２の各相モータコイルは中性点で共通接続されており、モータコイルＭ１、Ｍ２の中性点同士がバッテリＢを介し接続されている。この例では、モータコイルＭ１の中性点にバッテリＢの正極が接続され、モータコイルＭ２の中性点にバッテリＢの負極が接続されている。
【００２８】
なお、図示は省略したが、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２は、それぞれ第１電源ｐと第２電源ｍ間（図示の例では第１電源ｐがアース）に配置された２つのスイッチングトランジスタの直列接続からなるアームを３つ有しており、これらアームの中点が各相コイル端に接続されている。
【００２９】
従って、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２内のスイッチングトランジスタのオンオフを制御することによって、コンデンサＣから所望の電流をモータコイルＭ１、Ｍ２に供給し、これらを駆動することができる。さらに、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２における上側トランジスタのオン期間と、下側トランジスタのオン期間の長さに差を付けることによって、モータコイルＭ１、Ｍ２における中性点から出入りするモータ駆動用の相電流以外の電流（零相電流）が制御される。
【００３０】
ここで、本実施形態では、１つのコンデンサＣの両端電圧（出力電圧）Ｖｃを電源としてインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２が駆動される。そして、バッテリＢの両端電圧（出力電圧）Ｅは基本的に変動しない。そこで、零相電流を制御することで、モータコイルＭ１、Ｍ２の中点電位をバッテリＢの電圧分だけの差を維持しつつ、任意に設定することができる。
【００３１】
なお、図１に示すように、第１電源ｐの電圧はＶｐ、第２電源ｍの電圧はＶｍ、コンデンサＣの出力電流はｉｃ、コンデンサＣの両端電圧はＶｃ（＝｜Ｖｍ−Ｖｐ｜）、インバータＩＮＶ１の第１電源ｐからの電流はｉｐ１、インバータＩＮＶ１の第２電源ｍからの電流はｉｍ１、インバータＩＮＶ２の第１電源ｐからの電流はｉｐ２、インバータＩＮＶ２の第２電源ｍからの電流はｉｍ２である。また、モータコイルＭ１について、ｕ相電流ｉｕ１，ｖ相電流ｉｖ１、ｗ相電流ｉｗ１、ｕ相端電圧Ｖｕ１、ｖ相端電圧Ｖｖ１、ｗ相端電圧Ｖｗ１、モータコイルＭ２について、ｕ相電流ｉｕ２、ｖ相電流ｉｖ２、ｗ相電流ｉｗ２、ｕ相端電圧Ｖｕ２，ｖ相端電圧Ｖｖ２、ｗ相端電圧Ｖｗ２である。モータコイルＭ１の中性点電圧はＶｚ１、モータコイルＭ２の中性点電圧はＶｚ２、バッテリＢ電圧はＥ、零相電流はｉｅである。
【００３２】
「２ＹＤＣにおけるコンデンサ電圧制御」
特に、本システムでは、モータコイルＭ１、Ｍ２の中性点電位Ｖｚ１，Ｖｚ２と、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の電源電圧、すなわちコンデンサＣの出力電圧Ｖｃの関係は、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２における上側トランジスタと、下側トランジスタのオン期間の比で定まり、２つのモータコイルＭ１、Ｍ２の中性点間の電位差は、バッテリＢの電圧Ｅ（＝｜Ｖｚ１−Ｖｚ２｜）である。従って、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の上側トランジスタと、下側トランジスタのオン期間の比（変調率）によって、コンデンサＣの両端電圧が決定されることになる。
【００３３】
また、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２は、内部のスイッチングトランジスタをＰＷＭ制御することによって、モータコイルＭ１、Ｍ２の中性点電位Ｖｚ１，Ｖｚ２を制御する。ここで、上側トランジスタのオン期間と下側トランジスタのオン期間の比（変調率）は、図２に示すように、三角波である搬送波の一周期に対する電圧指令値の振幅の割合である。すなわち、電圧指令値を高くすると、それだけ三角波が指令値を上回る期間が少なくなる。そして、三角波が指令値を上回る期間を各相の上側トランジスタのオン期間、下側トランジスタのオフ期間とすることで、上下トランジスタのオン期間の比（すなわち変調率）が決定される。図２（ａ）には、インバータＩＮＶ１の変調率ｄ１が示されており、図２（ｂ）には、インバータＩＮＶ２の変調率ｄ２が示されている。
【００３４】
このように、変調率によって、中性点電位が決定され、この中性点電位とコンデンサ電圧の比は、変調率で決定される。さらに、２つの中性点電位の電位差は、バッテリＢの電圧Ｅである。従って、変調率と、コンデンサ電圧Ｖｃの間には、次の関係がある。
【００３５】
Ｖｃ＝Ｅ／（ｄ１−ｄ２）
そこで、両インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の変調率を制御することで、コンデンサ電圧Ｖｃを決定することができる。
【００３６】
なお、上述の例では、インバータの搬送波周期Ｔｓに対し、デッドタイムをおかずにスイッチングトランジスタをオンオフした。すなわち、デューティー比５０％の場合には、上下トランジスタとも５０％の期間オンするようにした。しかし、スイッチング期間における貫通電流を完全になくすために、上下トランジスタを両方ともオフするデッドタイムＴｄを設ける場合も多い。この場合には、上述の式は、次のように書き換えて適用される。
【００３７】
Ｖｃ＝Ｅ／｛（ｄ１−Ｔｄ／Ｔｓ）−（ｄ２＋Ｔｄ／Ｔｓ）｝
このように、デッドタイムを設ける場合においても、変調率ｄ１，ｄ２を制御することでコンデンサ電圧Ｖｃを決定することができる。
【００３８】
「発明の効果」
実施形態に係る制御の具体例を説明する前に、モータ出力と相電流との関係をシミュレーションで示し、本発明の電流低減効果を示す。
【００３９】
このシミュレーションは以下の手順で行った。最初に、１つの相（ここでは、ｕ相）の相電流ｉｕ１を、一回転での平均値（直流成分）ｉｄｃとそれ以外の成分（交流成分）ｉａｃとに分ける。さらに、交流成分ｉａｃについては、その振幅Ｉａｃで規格化した関数ｇ（θ）を導入する。
【００４０】
すなわち、
【数１】
とする。
【００４１】
つづいて、本システムの電池電圧Ｅとコンデンサ電圧Ｖｃの関係から電圧Ｖｗを定義する。これは、相電流の振幅Ｉａｃは、コンデンサ電圧Ｖｃから電池電圧Ｅを減算した電圧が最大値になるからである。また、同時に各コイルに印加される電圧ｖｖは上述の電流ｉａｃと一定の位相差（力率ｃｏｓφ）で推移すると仮定する。
【００４２】
すなわち、
【数２】
Ｖｗ＝Ｖｃ−Ｅ （６）
ｖｖ＝Ｖｗｇ（θ＋φ） （７）
とする。
【００４３】
また、モータ出力Ｗｏと各コイルがする仕事との関係は、コイルが６本あるので、次式のように整理できる。
【００４４】
【数３】
また、モータ出力は損失が十分に小さいとしてＷｏ＝ｉｅＥと近似できる。これの関係より次式を得る。
【００４５】
【数４】
ｉｅ＝Ｗｏ／Ｅ （１３）
以上より、各相コイルを流れる電流は式（１２）、（１３）で求められるＩａｃ，ｉｅを利用し次式で求められる。ただし、ｉｅのリップル分は考慮していない。
【００４６】
【数５】
次に、解析に用いる条件を示す。電池電圧Ｅ＝４２Ｖまたは１０５Ｖ、コンデンサ電圧Ｖｃ＝２１０Ｖ（昇圧率Ｖｃ／Ｅ＝５，または２）、力率ｃｏｓθ＝０．８で、モータ出力Ｗｏに対する交流電流振幅の大きさの最大値の通電方法による違いを示す。
【００４７】
この結果を、図３〜図５に示す。これらの図は、昇圧率の違いによる相電流最大値の違いを示しており、横軸がモータ出力、縦軸が相電流最大値（ｉｍａｘ）、実線が相電流最大値、破線が相電流最大値のうちの直流成分（ｉｅ／３）を示している。
【００４８】
図３は従来の通電時の相電流最大値、図４は零相リップル非許容条件での最大抑制通電時の相電流最大値、図５は零相リップル許容条件での最大抑制通電方法（４．２．２ 節）時の、相電流最大値を示している。
【００４９】
これらの図より以下のことがわかる。
【００５０】
・いずれの場合にも、相電流の大きさは昇圧率により大きく変化し、昇圧率が高いほうが相電流に占める直流成分の比率が大きい。
【００５１】
・また、通電法の違いによる相電流の大きさの抑制効果が確認できる。
【００５２】
・Ｗｏ＝４０ｋＷ、昇圧比５倍で相電圧の最大値（交流成分、直流成分）を比較すると、図３の従来通電では、最大値４７７Ａ（１５９，３１７Ａ）、図４では、４５４Ａ（１３６，３１７Ａ）、図５では、４０２Ａ（８５，３１７Ａ）である。
【００５３】
「本発明の基本となる従来の通電方法の説明」
図３に示す２ＹＤＣ可変型インバータの従来の通電方法について、説明する。図１に示す２ＹＤＣ可変型インバータに、通常流される相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２は、零相電流をｉｅ、交流電流振幅をＡ、ロータ回転数、回転角をそれぞれω，θ（θ＝ωｔ）とすれば、次式で表される。
【００５４】
【数６】
ここで、Ａ＝１（Ａ），ｉｅ＝３（Ａ）とすると、式（１５）〜（２０）は、図６の関係が有る。ただし、図６は上段から、ｉｕ１，ｉｕ２各々の電流が１段目、ｉｕ１とｉｕ２との電流の和が２段目、相電流をｄｑ軸変換した後のｄ軸電流ｉｄ１，ｉｄ２が３段目、ｑ軸電流ｉｑ１，ｉｑ２が４段目、最終段が零相電流ｉｅの３分の１（１相分）を示してある。
【００５５】
ここで、リラクタンストルクを考えなければｉｑ１＋ｉｑ２がモータトルクに寄与する電流成分（今回のケースでは、磁石位置を解析に入れていないので、ｉｕ１＋ｉｕ２がモータトルクに寄与する電流成分ともいえる）、ｉｅが電池とコンデンサ間を流れる電流である。そして、この時の相電流の大きさの最大値は２．００（Ａ）である。図６の関係のうち、モータ駆動トルクを発生するための電流と電池・コンデンサ間の電流の条件は、式（２１）で書くことができる。
【００５６】
【数７】
さらに、式（２２）、（２３）を導入することにより、式（２１）は以下のようにも書きかえられる。なお、式（２４）において、ｉｄ，ｉｑは、ｄｑ軸で表される電流成分で、ここではコンスタントとなる。
【００５７】
【数８】
モータの巻線間に位相差がある場合（あるスター結線のコイル位置と、他のスター結線のコイル位置とが角度ξでずれている場合）には、通電される電流は式（２５）〜（３０）の様に書きかえられ、式（２４）は式（３１）となる。
【００５８】
【数９】
Ａ＝１（Ａ）、ｉｅ＝３（Ａ）、ξ＝３０°とすると、式（２５）〜（３０）は、図７の関係が有る。このように、コイルの位相差を考慮した場合にも図６と同様の関係があることが分かる。
【００５９】
「実施形態の２ＹＤＣ可変型インバータの説明」
図４の実施形態では、零相電流におけるリップルの発生を許容せずに相電流の最大値を抑制する。
【００６０】
すなわち、本実施形態では、図１の２ＹＤＣ可変型インバータにおいて、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１に対し所定の関数を加算することで、最大振幅を抑制する。そして、加算した関数を相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２から減算することで、モータの出力トルクを変動させることなく、電流の最大振幅を抑制する。また、本実施形態では、零相電流のリップルを許容しない。
【００６１】
モータ出力トルクおよび零相電流の大きさを変えずに、電流振幅を減少させるためには、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２は、式（２１）の関係を満足する必要がある。すなわち、次式（３２）を満足する必要がある。この式は、各スター結線の対応する相の電流の和が正弦波であり、かつ各スター結線内の各相の電流の総和が零相電流の値、若しくは零相電流の値の符号を変えたものに等しいことを意味している。
【００６２】
【数１０】
ここで式（３２）の左辺の行列のランクが４であり、２つのフリーパラメータｆｕ（θ），ｆｖ（θ）を導入し、式（３２）を満足するように、以下のような十分条件に書きかえることができる。
【００６３】
【数１１】
ここで、ｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）が、設計に利用できるパラメータ（自由度は２）である。
【００６４】
従って、式（３３）〜（４２）を満たすｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）（自由度は２）を与えることで、出力トルクおよび零相電流を変動させることなく、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２を変動させることができる。そして、ｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）を相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２の最大振幅を減少するように選択することで、所期の目的を達成することができる。
【００６５】
図５の実施形態では、条件を緩和し、零相電流におけるリップルの発生を許容して、相電流の最大値を抑制する。この場合には、式（３９）の条件をはずすことができる。従って、ｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）を選択する場合の自由度が広がる。そして、相電流の最大値をより小さくすることが可能となる。
【００６６】
また、上述の説明では、２つのモータコイルＭ１，Ｍ２間に位相差がないことを前提とした。実際には、コイル間に位相差を持たせて配置する場合も多い。この場合には、コイル電流に対応した位相差を持たせることで、位相差を持たせたことの影響を排除する。
【００６７】
このような各スター結線のコイル間に位相差ξを持つ場合には、式（３１）が、式（２１）に変わる条件となる。すなわち、モータ発生トルクや零相電流の大きさを変えずに電流振幅を減少するためには、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２が、式（４３）を満足する必要がある。この式は、各スター結線の対応するｄｑ軸電流の和が一定であり、かつ各スター結線内の各相の電流の総和が零相電流の値、若しくは零相電流の値の符号を変えたものに等しいことを意味している。
【００６８】
【数１２】
ここで、式（４３）を満たす解の１つとして、前述の場合と同様に以下の結果が導かれる。
【００６９】
【数１３】
ここで、ｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ），ｈｕ（θ），ｈｖ（θ），ｈｗ（θ）が、設計に利用できるパラメータである。さらに、ξ＝０°の時、式（３３）、（４２）の関数は、式（４４）、（５９）を満たす。
【００７０】
そして、式（４４）〜（５９）を満たすｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ），ｈｕ（θ），ｈｖ（θ），ｈｗ（θ）を与えることで、出力トルクおよび零相電流を変動させることなく、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２を変動させることができる。さらに、ｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ），ｈｕ（θ），ｈｖ（θ），ｈｗ（θ）を相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２の最大値を抑制できる形にすることで、所期の目的を達成することができる。
【００７１】
また、条件を緩和し、零相電流にリップル電流を許せば、式（５０）、（５１）に代り、ｆｕ（θ）＋ｆｖ（θ）＋ｆｗ（θ）＋ｈｕ（θ）＋ｈｖ（θ）＋ｈｗ（θ）＝０が条件となる。
【００７２】
「零相電流にリップルを許さない場合の具体例」
コイル間位相差ξ＝０°で、上述の条件を満足する通電方法は、ｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）を式（６０）〜（６２）のように設定することにより得られる。なお、式のｇ１は、式（４０）〜（４２）の条件を満たすために入れた定数で、この場合はｇ１＝０．８６７である。
【００７３】
【数１４】
Ａ＝１（Ａ），ｉｅ＝３（Ａ）の場合について、ｆｕ（θ）の波形をｉｕ１と比較し、図８、図９に示す。図８は、ｆｕ（θ）の図とｉｕ１の図の縦軸のスケールをあわせたもの、図９は、ｆｕ（θ）の波形を見やすくするために拡大したものである。図より、ｆｕ（θ）の波形は正弦波のピーク部分を６０度幅で切り出し、それを正側負側正側の順にならべ、負側の大きさを正側の２倍に設定した波形となっている。すなわち、ｉｕ１の最大ピークのところを最も抑制する波形となっている。
【００７４】
従って、このような形のｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）をサインカーブに加算することによって相電流を最大電流を抑制することができ、かつこれに基づく出力トルクの変化はない。さらに、この例では、零相電流を発生しないという条件も満たしている。
【００７５】
さらに、式（６０）〜（６２）の条件を用いた結果を図１０に示す。図より、以下のことがわかる。
【００７６】
・零相電流
零相電流はｉｅ＝３（Ａ）であり、リップル成分は含まれない。
【００７７】
・トルク
モータトルクを発生する電流（ｉｕ１＋ｉｕ２）は図６と同等で、意図どおりのトルクを発生している。
【００７８】
・相電流の大きさ
相電流の大きさの最大値は、１．８６６（Ａ）である。大きさの内訳は、交流による成分が０．８６６Ａ、直流による成分が１Ａである。
【００７９】
このように、式（６０）〜（６２）に示すｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）を利用することによって、零相電流、モータ出力トルクに影響を与えることなく、相電流の最大値を抑制することができる。
【００８０】
また、ξ＝０°で、零相電流にリップルを許さない場合の他の例として、３倍の高調波で交流振幅を変調する場合を示す。
【００８１】
すなわち、Ａ＝１（Ａ），ｉｅ＝３（Ａ）の場合について、ｆｕ（θ）の波形をｉｕ１と比較し、図１１に示す。この波形は、元々の交流波形の振幅を３倍の周波数を持つ正弦波で、次式のように変調した波形になっている。
【００８２】
【数１５】
さらに、式（６３）と（６４）はつぎのように整理できる。
【００８３】
【数１６】
ここで、ｆｕ（θ）＝αｓｉｎ（３θ）Ａｓｉｎ（θ）とおけば、式（３３）〜（４２）の条件を満足する。すなわち、ｆｕ（θ）＝αｓｉｎ（３θ）Ａｓｉｎ（θ）に設定することで、下記のような結果が得られる。
【００８４】
図１１は、このｆｕ（θ）を示したものである。さらに、このｆｕ（θ）を用いた結果を図１２に示す。図より、以下のことがわかる。
【００８５】
・零相電流
零相電流は平均値はｉｅ＝３（Ａ）である。その大きさは、加えたｆｕ（θ）の３倍の振幅である。
【００８６】
・トルク
モータトルクを発生する電流（ｉｕ１＋ｉｕ２）は図６と同等であり、意図どおりのトルクを発生している。
【００８７】
・相電流の大きさ
相電流の大きさの最大値は１．８７２（Ａ）である。大きさの内訳は、交流による成分が０．８７２Ａ、直流による成分が１Ａである。
【００８８】
次に、各スター結線間のコイル位置に位相差が３０°ずれた場合（ξ＝３０°）の結果を図１３に示す。この図より、以下のことがわかる。
【００８９】
・零相電流
零相電流は、ｉｅ＝３（Ａ）であり、リップル成分は含まれない。
【００９０】
・トルク
モータトルクを発生する電流（ｉｄとｉｑ）は図６と同等で、意図どおりのトルクを発生している。
【００９１】
・相電流の大きさ
相電流の大きさの最大値は、１．８６６（Ａ）である。大きさの内訳は、交流による成分が０．８６６Ａ、直流による成分が１Ａである。
【００９２】
・相電流の波形
ここで用いた指令値は、電流の大きさを抑制するために、急峻に変化する波形である。しかし、実際の場合には、これをフィルタリングし高周波成分を除くことにより実現する。ただし、その場合は若干電流の抑制効果は悪くなる。
【００９３】
「零相電流にリップルを許す場合の具体例」
ξ＝０°で、零相電流リップルを許す条件で、相電流の大きさを抑制できる通電方法の１つは、ｆｕ（θ）、ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）を式（６７）〜（６９）のように流すことである。なお、式のｇ２は、式（４０）〜（４２）の条件を満たすために入れた定数で、この場合はｇ２＝−０．６３７である。
【００９４】
【数１７】
Ａ＝１（Ａ）、ｉｅ＝３（Ａ）の場合について、ｆｕ（θ）の波形をｉｕ１と比較し、図１４に示す。さらに、式（６７）〜（６９）の条件を用いた結果を図１５に示す。図より、以下のことがわかる。
【００９５】
・零相電流
零相電流の平均値はｉｅ＝３（Ａ）であるが、リップル成分が含まれその大きさは０．４６Ａである。
【００９６】
・トルク
モータトルクを発生する電流（ｉｕ１＋ｉｕ２）は図６と同等で、意図どおりのトルクを発生している。
【００９７】
・相電流の大きさ
相電流の大きさの最大値は、１．６３（Ａ）である。大きさの内訳は、交流による成分が０．６３Ａ、直流による成分が１Ａである。
【００９８】
次に、ξ＝０°で、零相電流にリップルを許す場合のその他の方法の一例として、６倍の高調波を加える場合を示す。Ａ＝１（Ａ）、ｉｅ＝３（Ａ）の場合について、ｆｕ（θ）の波形をｉｕ１と比較し、図１６に示す。なお高調波の振幅は、相電流が最小になるように最適化した値を用いている。
【００９９】
さらに、このｆｕ（θ）を用いた結果を図１７に示す。図より、以下のことがわかる。
【０１００】
・零相電流
零相電流は平均値はｉｅ＝３（Ａ）であるが、リップル成分が含まれる。その大きさは、加えたｆｕ（θ）の３倍の振幅である。
【０１０１】
・トルク
モータトルクを発生する電流（ｉｕ１＋ｉｕ２）は図６と同等で、意図どおりのトルクを発生している。
【０１０２】
・相電流の大きさ
相電流の大きさの最大値は１．９６（Ａ）である。大きさの内訳は、交流による成分が０．９６Ａ、直流による成分が１Ａである。
【０１０３】
「１ＹＤＣ電圧可変型インバータでの通電」
モータコイルを１つとし、その中性点にバッテリを接続した１ＹＤＣ電圧可変型インバータにおける振幅最大値の低減について、説明する。
【０１０４】
図１８には、１ＹＤＣ電圧可変型インバータを利用したシステムの構成例が示されている。このように、基本的に、図１の２ＹＤＣ型のシステムにおいてインバータおよびモータを１つにした構成である。コンデンサＣは、インバータＩＮＶ１に電源として供給されており、このインバータＩＮＶ１の３相出力がモータコイルＭ１のＵ，Ｖ，Ｗ相のコイル端に接続されている。そして、バッテリＢは、負極がコンデンサの一端に接続され、正極がモータコイルＭ１の中性点に接続されている。
【０１０５】
従って、この構成によれば、バッテリ電圧Ｅに対するインバータＩＮＶ１の入力電圧Ｖｃは、インバータＩＮＶ１の変調率ｄによって、Ｖｃ＝Ｅ／ｄで決定される。
【０１０６】
「具体例」
このシステムにおいて、零相電流を制御することによって、出力トルクを変動させることなく、相電流の振幅の最大値を抑制する。すなわち、１ＹＤＣ電圧可変型インバータの電流低減方法の一例について説明する。ここでは、零相電流に回転周期の３倍の周期を持つ高調波を加える。
【０１０７】
Ａ＝１（Ａ）、ｉｅ＝３（Ａ）の場合について、３倍の高調波を加えない場合（従来）と加えた場合との比較を、図１９、２０に示す。なお高調波の振幅は、相電流が最小になるように最適化した値を用いている。図より、以下のことがわかる。
【０１０８】
・零相電流
零相電流は平均値はｉｅ＝３（Ａ）であるが、リップル成分が含まれる。
【０１０９】
・トルク
モータトルクを発生する電流（ｉｑ１とｉｄ１）は図１９と図２０と同等で、意図どおりのトルクを発生している。
【０１１０】
・相電流の大きさ
相電流の大きさの最大値は、１．８９（Ａ）であり、図１８の２Ａの最大値を、０．１１Ａ低減している。大きさの内訳は、交流による成分が０．８９Ａ、直流による成分が１Ａである。
【０１１１】
このように、零相電流に、回転周期の３倍の周期を持つ高周波を加えることによって、出力トルクに影響を与えることなく、相電流の振幅の最大値を抑制することができる。
【０１１２】
なお、ここでは、回転周期の３倍の周期を持つ高周波を加えたが、上述のように６倍の周期のものでも、他の関数でもよい。すなわち、モータトルクに影響を与えないという条件を維持でき、かつ相電流の最大振幅に同期して値が下がるような関数であれば、どのような関数を利用することもできる。
【０１１３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、トルクの増減を伴うことなく、相電流の最大電流値を抑制することができ、モータとしての機能を損なうことなく、デバイスの電流容量を下げられるので，同等性能を保ちつつ、システムの低コスト化を実現できる。トルクリップルを抑制することで、モータの機能を十分なものにできる。
【０１１４】
また、電流抑制には、高周波成分が電流に重畳する必要がある。このため、高周波域まで電流を制御することが必要になる。しかし、回転数により制御を切り替えることにより、より効果的な制御が可能になる。
【０１１５】
すなわち、電流値が大きい低回転域で振幅最大値抑制を行うため、元々の制御周波数帯域が低いので，高調波を重畳しても制御が極端に難しくはならない。一方、高回転域では従来法を用いるため前述の高周波重畳時の制御問題は発生しない。さらに、中回転領域において、零相電流のリップルを抑制することで、適切な制御が行える。
【０１１６】
このような制御の切り替えにより、電流抑制による制御上の問題を回避しつつ，電流抑制を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 ２ＹＤＣの装置構成を示す図である。
【図２】 電圧指令値と、インバータ搬送波の関係を示す図である。
【図３】 従来の通電方法における電流最大振幅値を示す図である。
【図４】 零相リップル非許容時における電流低減の場合の電流最大振幅値を示す図である。
【図５】 零相リップル許容時における電流低減の場合の電流最大振幅値を示す図である。
【図６】 従来の相電流と零相電流などを示す図である。
【図７】 従来の相電流と零相電流など（コイル間位相差作がある場合）を示す図である。
【図８】 リップル電流を抑制する場合における相電流と関数ｆを示す図である。
【図９】 図８の拡大図である。
【図１０】 リップル電流を抑制する場合における相電流などを示す図である。
【図１１】 ３倍の高調波で交流振幅を変調する場合における相電流およびその振幅最大値を示す図である。
【図１２】 ３倍の高調波で交流振幅を変調する場合における相電流などを示す図である。
【図１３】 リップルを抑制する場合（位相差あり）における相電流などを示す図である。
【図１４】 リップル電流を許容する場合における相電流および関数ｆを示す図である。
【図１５】 リップル電流を許容する場合における相電流などを示す図である。
【図１６】 ６倍の高調波で変調する場合における相電流およびその振幅最大値を示す図である。
【図１７】 ６倍の高調波で交流振幅を変調する場合における相電流などを示す図である。
【図１８】 １ＹＤＣの装置構成を示す図である。
【図１９】 １ＹＤＣの従来法における相電流などを示す図である。
【図２０】 １ＹＤＣにおいて３倍の高調波で交流振幅を変調する場合における相電流などを示す図である。
【符号の説明】
Ｂ バッテリ、Ｃ コンデンサ、ＩＮＶ１，ＩＮＶ２ インバータ、Ｍ１，Ｍ２ モータコイル。
【発明の属する技術分野】
本発明は、一端が中性点に共通接続された複数相のコイルへ供給するモータ駆動電流を制御するモータ駆動電流制御装置およびその方法、特にモータ駆動電流の振幅最大値の抑制に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、スター（星形）結合のモータコイルにおける中性点にバッテリを接続し、モータの各相電流を制御するインバータの電源ラインにコンデンサを接続するシステムが提案されている。例えば、特開平１０−３３７０４７号公報などに示されている。
【０００３】
このシステムでは、中性点を流れる各相電流以外の電流である零相電流に交流電流を重畳することによって、モータコイルを利用してバッテリ電圧をコンデンサの充電に利用することができ、かつモータの駆動は通常通り行うことができる。
【０００４】
さらに、特願２０００−３４６９６７号には、２つのモータコイルの中性点間にバッテリを配置し、２つのモータコイルへ接続されているインバータの電源電位（コンデンサ電圧）を制御することが示されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、これら従来技術では零相電流に交流電流が重畳され、これが各相コイルの相電流に加えられる。このため、各相コイルに流れる電流の大きさが大きくなり、必然的にインバータ内のデバイスの電流容量も大きくする必要があるという問題がある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、一端が中性点に共通接続された複数相のコイルへ供給するモータ駆動電流を制御するモータ駆動電流制御装置または方法において、前記中性点には、中性点電位を保持する電源が接続されており、各相コイルへ供給する電流を制御することで、前記中性点を出入りする相電流以外の電流である零相電流を変動させることによって、モータの出力トルクを所定のものに維持しつつ相電流の振幅の最大値を抑制することを特徴とする。
【０００７】
このように、モータの相電流の通電方法を工夫することにより、モータの中性点でのモータ相電流以外の電流の出入りを制御する。これによって、モータトルクを増加減することなく、相電流の最大電流値を抑制することができる。
【０００８】
すなわち、中性点でモータ相電流以外の電流の出入りがあるモータインバータシステムにおいて、モータトルクに影響するのは零相電流以外の相電流であり、零相電流を変更してもトルクには影響が無い。そこで、この零相電流を調整することによってモータトルクに影響を与えず、相電流の大きさを抑制することができる。
【０００９】
また、一端が中性点に共通接続された複数相のコイルからなるモータコイルを２つ以上有し、２つのモータコイルの各相のコイルへ供給するモータ駆動電流を制御するモータ駆動電流制御装置において、前記２つのモータコイルの中性点間に、これらの電位差を保持する電源が接続されており、前記２つのモータコイルのそれぞれの各相コイルへ供給する相電流を一方のモータコイルにおける相電流の振幅が最大となる部分の相電流を減少し、そのときに他方のモータコイルの相電流を対応して調整し、モータ出力トルクを所定のものに維持しつつ、相電流の振幅の最大値を抑制することができる。
【００１０】
このように、２つのモータコイルの中性点間に電源を接続したシステムにおいて、相電流の通電方法を工夫することにより、モータトルクを増加減することなく、相電流の最大電流値を抑制することができる。
【００１１】
２つのモータコイルを有するシステムでは、２つのモータコイルが協調してトルクを発生する電流を流している。すなわち、モータコイルの各々の相電流は、２つのモータコイルの和がトルクに影響するが、その配分は出力トルクに影響しない。そこで、本発明では、この配分を変更することで、モータ出力トルクに影響を与えることなくモータ電流の振幅最大値を抑制する。
【００１２】
さらに、前記中性点を出入りする相電流以外の電流である零相電流を変動させないという条件で、各相電流を調整することが好適である。
【００１３】
相電流の通電方法を工夫することにより、トルクリップルを増加することなく、トルクを増加減することなく、さらに零相電流を変化させることなく相電流の最大電流値を抑制することができる。これによって、零相電流の制御に対する悪影響の発生を排除することができる。
【００１４】
さらに、モータの回転数を検出する回転数検出手段を設け、モータ回転数が比較的高いときには、上記振幅最大値を抑制する制御は行わず、モータ回転数が比較的低いときに上記振幅最大値を抑制する制御を行うよう切り替えることが好適である。
【００１５】
高回転域は電流値が低く電流の周波数が高いので従来法により好適な電流制御が行え、かつ低回点領域では、振幅最大値をよくすることができる。
【００１６】
さらに、モータの回転数を検出する回転数検出手段を設け、モータ回転数が比較的高いときには、上記振幅の最大値を抑制する制御は行わず、モータ回転数が中程度の時には、前期中性点を出入りする相電流以外の電流である零相電流を変動させないという条件で上記振幅の最大値制御を行い、モータ回転数が比較的低いときに上記振幅最大値を抑制する制御を行うよう切り替えることが好適である。
【００１７】
中回転領域では、振幅最大値の抑制は、それほど大きくなくてもよいため、零相電流のリップルを抑制し、低回転領域では零相電流のリップルを許容して最大限の振幅最大値抑制を行うことができる。
【００１８】
さらに、トルクリップルを増加させないという条件で、各相電流を調整することが好適である。例えば、相電流の３倍の周期の高調波を利用することによって、モータ電流の変化はなだらかとなり、トルクリップルの発生を少なくすることができる。
【００１９】
このように、本発明によれば、トルクの増減を伴うことなく、相電流の最大電流値を抑制することができ、モータとしての機能を損なうことなく、デバイスの電流容量を小さくできる。このため、同等性能を保ちつつ、システムの低コスト化を実現できる。また、トルクリップルを抑制することで、モータの機能を十分なものに維持できる。
【００２０】
また、電流抑制には、高周波成分が電流に重畳する必要がある。このため、高周波域まで電流を制御することが必要になる。しかし、回転数により制御を切り替えることにより、より効果的な制御が可能になる。
【００２１】
すなわち、電流値が大きい低回転域で振幅最大値抑制を行うため、元々の制御周波数帯域が低いので，高調波を重畳しても制御が極端に難しくはならない。一方、高回転域では従来法を用いるため前述の高周波重畳時の制御問題は発生しない。さらに、中回転領域において、零相電流のリップルを抑制することで、適切な制御が行える。
【００２２】
このような制御の切り替えにより、電流抑制による制御上の問題を回避しつつ、効果的な電流抑制を実現できる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。
【００２４】
「システム構成（２ＹＤＣ）」
図１に、２つのモータコイルを有し、これらモータコイルの中性点間にバッテリＢを配置した２ＹＤＣ電圧可変型インバータを示す。コンデンサＣの一端は一定電圧の電源（例えば、アース）に接続されている。そして、このコンデンサＣの両端がインバータＩＮＶ１、インバータＩＮＶ２にそれぞれ接続されている。すなわち、コンデンサＣの出力が電源としてインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２に入力されている。
【００２５】
インバータＩＮＶ１は、３相の出力Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を有し、ここにモータコイルＭ１のＵ，Ｖ，Ｗの３相のコイルがそれぞれ接続されている。また、インバータＩＮＶ２は、３相の出力Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２を有し、ここにモータコイルＭ２のＵ，Ｖ，Ｗの３相のコイルがそれぞれ接続されている。
【００２６】
ここで、モータコイルＭ１、Ｍ２は、別々に示しているが、１つのモータのコイルであり、通常の場合モータに所定角度だけ異なるように配置され、その所定角度だけ異なる位相の電流が供給される。これによって、両モータコイルＭ１，Ｍ２に供給する電流の両方がモータ駆動電流として機能する。
【００２７】
モータコイルＭ１、Ｍ２の各相モータコイルは中性点で共通接続されており、モータコイルＭ１、Ｍ２の中性点同士がバッテリＢを介し接続されている。この例では、モータコイルＭ１の中性点にバッテリＢの正極が接続され、モータコイルＭ２の中性点にバッテリＢの負極が接続されている。
【００２８】
なお、図示は省略したが、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２は、それぞれ第１電源ｐと第２電源ｍ間（図示の例では第１電源ｐがアース）に配置された２つのスイッチングトランジスタの直列接続からなるアームを３つ有しており、これらアームの中点が各相コイル端に接続されている。
【００２９】
従って、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２内のスイッチングトランジスタのオンオフを制御することによって、コンデンサＣから所望の電流をモータコイルＭ１、Ｍ２に供給し、これらを駆動することができる。さらに、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２における上側トランジスタのオン期間と、下側トランジスタのオン期間の長さに差を付けることによって、モータコイルＭ１、Ｍ２における中性点から出入りするモータ駆動用の相電流以外の電流（零相電流）が制御される。
【００３０】
ここで、本実施形態では、１つのコンデンサＣの両端電圧（出力電圧）Ｖｃを電源としてインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２が駆動される。そして、バッテリＢの両端電圧（出力電圧）Ｅは基本的に変動しない。そこで、零相電流を制御することで、モータコイルＭ１、Ｍ２の中点電位をバッテリＢの電圧分だけの差を維持しつつ、任意に設定することができる。
【００３１】
なお、図１に示すように、第１電源ｐの電圧はＶｐ、第２電源ｍの電圧はＶｍ、コンデンサＣの出力電流はｉｃ、コンデンサＣの両端電圧はＶｃ（＝｜Ｖｍ−Ｖｐ｜）、インバータＩＮＶ１の第１電源ｐからの電流はｉｐ１、インバータＩＮＶ１の第２電源ｍからの電流はｉｍ１、インバータＩＮＶ２の第１電源ｐからの電流はｉｐ２、インバータＩＮＶ２の第２電源ｍからの電流はｉｍ２である。また、モータコイルＭ１について、ｕ相電流ｉｕ１，ｖ相電流ｉｖ１、ｗ相電流ｉｗ１、ｕ相端電圧Ｖｕ１、ｖ相端電圧Ｖｖ１、ｗ相端電圧Ｖｗ１、モータコイルＭ２について、ｕ相電流ｉｕ２、ｖ相電流ｉｖ２、ｗ相電流ｉｗ２、ｕ相端電圧Ｖｕ２，ｖ相端電圧Ｖｖ２、ｗ相端電圧Ｖｗ２である。モータコイルＭ１の中性点電圧はＶｚ１、モータコイルＭ２の中性点電圧はＶｚ２、バッテリＢ電圧はＥ、零相電流はｉｅである。
【００３２】
「２ＹＤＣにおけるコンデンサ電圧制御」
特に、本システムでは、モータコイルＭ１、Ｍ２の中性点電位Ｖｚ１，Ｖｚ２と、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の電源電圧、すなわちコンデンサＣの出力電圧Ｖｃの関係は、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２における上側トランジスタと、下側トランジスタのオン期間の比で定まり、２つのモータコイルＭ１、Ｍ２の中性点間の電位差は、バッテリＢの電圧Ｅ（＝｜Ｖｚ１−Ｖｚ２｜）である。従って、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の上側トランジスタと、下側トランジスタのオン期間の比（変調率）によって、コンデンサＣの両端電圧が決定されることになる。
【００３３】
また、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２は、内部のスイッチングトランジスタをＰＷＭ制御することによって、モータコイルＭ１、Ｍ２の中性点電位Ｖｚ１，Ｖｚ２を制御する。ここで、上側トランジスタのオン期間と下側トランジスタのオン期間の比（変調率）は、図２に示すように、三角波である搬送波の一周期に対する電圧指令値の振幅の割合である。すなわち、電圧指令値を高くすると、それだけ三角波が指令値を上回る期間が少なくなる。そして、三角波が指令値を上回る期間を各相の上側トランジスタのオン期間、下側トランジスタのオフ期間とすることで、上下トランジスタのオン期間の比（すなわち変調率）が決定される。図２（ａ）には、インバータＩＮＶ１の変調率ｄ１が示されており、図２（ｂ）には、インバータＩＮＶ２の変調率ｄ２が示されている。
【００３４】
このように、変調率によって、中性点電位が決定され、この中性点電位とコンデンサ電圧の比は、変調率で決定される。さらに、２つの中性点電位の電位差は、バッテリＢの電圧Ｅである。従って、変調率と、コンデンサ電圧Ｖｃの間には、次の関係がある。
【００３５】
Ｖｃ＝Ｅ／（ｄ１−ｄ２）
そこで、両インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の変調率を制御することで、コンデンサ電圧Ｖｃを決定することができる。
【００３６】
なお、上述の例では、インバータの搬送波周期Ｔｓに対し、デッドタイムをおかずにスイッチングトランジスタをオンオフした。すなわち、デューティー比５０％の場合には、上下トランジスタとも５０％の期間オンするようにした。しかし、スイッチング期間における貫通電流を完全になくすために、上下トランジスタを両方ともオフするデッドタイムＴｄを設ける場合も多い。この場合には、上述の式は、次のように書き換えて適用される。
【００３７】
Ｖｃ＝Ｅ／｛（ｄ１−Ｔｄ／Ｔｓ）−（ｄ２＋Ｔｄ／Ｔｓ）｝
このように、デッドタイムを設ける場合においても、変調率ｄ１，ｄ２を制御することでコンデンサ電圧Ｖｃを決定することができる。
【００３８】
「発明の効果」
実施形態に係る制御の具体例を説明する前に、モータ出力と相電流との関係をシミュレーションで示し、本発明の電流低減効果を示す。
【００３９】
このシミュレーションは以下の手順で行った。最初に、１つの相（ここでは、ｕ相）の相電流ｉｕ１を、一回転での平均値（直流成分）ｉｄｃとそれ以外の成分（交流成分）ｉａｃとに分ける。さらに、交流成分ｉａｃについては、その振幅Ｉａｃで規格化した関数ｇ（θ）を導入する。
【００４０】
すなわち、
【数１】
【００４１】
つづいて、本システムの電池電圧Ｅとコンデンサ電圧Ｖｃの関係から電圧Ｖｗを定義する。これは、相電流の振幅Ｉａｃは、コンデンサ電圧Ｖｃから電池電圧Ｅを減算した電圧が最大値になるからである。また、同時に各コイルに印加される電圧ｖｖは上述の電流ｉａｃと一定の位相差（力率ｃｏｓφ）で推移すると仮定する。
【００４２】
すなわち、
【数２】
Ｖｗ＝Ｖｃ−Ｅ （６）
ｖｖ＝Ｖｗｇ（θ＋φ） （７）
とする。
【００４３】
また、モータ出力Ｗｏと各コイルがする仕事との関係は、コイルが６本あるので、次式のように整理できる。
【００４４】
【数３】
【００４５】
【数４】
ｉｅ＝Ｗｏ／Ｅ （１３）
以上より、各相コイルを流れる電流は式（１２）、（１３）で求められるＩａｃ，ｉｅを利用し次式で求められる。ただし、ｉｅのリップル分は考慮していない。
【００４６】
【数５】
【００４７】
この結果を、図３〜図５に示す。これらの図は、昇圧率の違いによる相電流最大値の違いを示しており、横軸がモータ出力、縦軸が相電流最大値（ｉｍａｘ）、実線が相電流最大値、破線が相電流最大値のうちの直流成分（ｉｅ／３）を示している。
【００４８】
図３は従来の通電時の相電流最大値、図４は零相リップル非許容条件での最大抑制通電時の相電流最大値、図５は零相リップル許容条件での最大抑制通電方法（４．２．２ 節）時の、相電流最大値を示している。
【００４９】
これらの図より以下のことがわかる。
【００５０】
・いずれの場合にも、相電流の大きさは昇圧率により大きく変化し、昇圧率が高いほうが相電流に占める直流成分の比率が大きい。
【００５１】
・また、通電法の違いによる相電流の大きさの抑制効果が確認できる。
【００５２】
・Ｗｏ＝４０ｋＷ、昇圧比５倍で相電圧の最大値（交流成分、直流成分）を比較すると、図３の従来通電では、最大値４７７Ａ（１５９，３１７Ａ）、図４では、４５４Ａ（１３６，３１７Ａ）、図５では、４０２Ａ（８５，３１７Ａ）である。
【００５３】
「本発明の基本となる従来の通電方法の説明」
図３に示す２ＹＤＣ可変型インバータの従来の通電方法について、説明する。図１に示す２ＹＤＣ可変型インバータに、通常流される相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２は、零相電流をｉｅ、交流電流振幅をＡ、ロータ回転数、回転角をそれぞれω，θ（θ＝ωｔ）とすれば、次式で表される。
【００５４】
【数６】
【００５５】
ここで、リラクタンストルクを考えなければｉｑ１＋ｉｑ２がモータトルクに寄与する電流成分（今回のケースでは、磁石位置を解析に入れていないので、ｉｕ１＋ｉｕ２がモータトルクに寄与する電流成分ともいえる）、ｉｅが電池とコンデンサ間を流れる電流である。そして、この時の相電流の大きさの最大値は２．００（Ａ）である。図６の関係のうち、モータ駆動トルクを発生するための電流と電池・コンデンサ間の電流の条件は、式（２１）で書くことができる。
【００５６】
【数７】
【００５７】
【数８】
【００５８】
【数９】
【００５９】
「実施形態の２ＹＤＣ可変型インバータの説明」
図４の実施形態では、零相電流におけるリップルの発生を許容せずに相電流の最大値を抑制する。
【００６０】
すなわち、本実施形態では、図１の２ＹＤＣ可変型インバータにおいて、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１に対し所定の関数を加算することで、最大振幅を抑制する。そして、加算した関数を相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２から減算することで、モータの出力トルクを変動させることなく、電流の最大振幅を抑制する。また、本実施形態では、零相電流のリップルを許容しない。
【００６１】
モータ出力トルクおよび零相電流の大きさを変えずに、電流振幅を減少させるためには、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２は、式（２１）の関係を満足する必要がある。すなわち、次式（３２）を満足する必要がある。この式は、各スター結線の対応する相の電流の和が正弦波であり、かつ各スター結線内の各相の電流の総和が零相電流の値、若しくは零相電流の値の符号を変えたものに等しいことを意味している。
【００６２】
【数１０】
【００６３】
【数１１】
【００６４】
従って、式（３３）〜（４２）を満たすｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）（自由度は２）を与えることで、出力トルクおよび零相電流を変動させることなく、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２を変動させることができる。そして、ｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）を相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２の最大振幅を減少するように選択することで、所期の目的を達成することができる。
【００６５】
図５の実施形態では、条件を緩和し、零相電流におけるリップルの発生を許容して、相電流の最大値を抑制する。この場合には、式（３９）の条件をはずすことができる。従って、ｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）を選択する場合の自由度が広がる。そして、相電流の最大値をより小さくすることが可能となる。
【００６６】
また、上述の説明では、２つのモータコイルＭ１，Ｍ２間に位相差がないことを前提とした。実際には、コイル間に位相差を持たせて配置する場合も多い。この場合には、コイル電流に対応した位相差を持たせることで、位相差を持たせたことの影響を排除する。
【００６７】
このような各スター結線のコイル間に位相差ξを持つ場合には、式（３１）が、式（２１）に変わる条件となる。すなわち、モータ発生トルクや零相電流の大きさを変えずに電流振幅を減少するためには、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２が、式（４３）を満足する必要がある。この式は、各スター結線の対応するｄｑ軸電流の和が一定であり、かつ各スター結線内の各相の電流の総和が零相電流の値、若しくは零相電流の値の符号を変えたものに等しいことを意味している。
【００６８】
【数１２】
【００６９】
【数１３】
【００７０】
そして、式（４４）〜（５９）を満たすｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ），ｈｕ（θ），ｈｖ（θ），ｈｗ（θ）を与えることで、出力トルクおよび零相電流を変動させることなく、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２を変動させることができる。さらに、ｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ），ｈｕ（θ），ｈｖ（θ），ｈｗ（θ）を相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２の最大値を抑制できる形にすることで、所期の目的を達成することができる。
【００７１】
また、条件を緩和し、零相電流にリップル電流を許せば、式（５０）、（５１）に代り、ｆｕ（θ）＋ｆｖ（θ）＋ｆｗ（θ）＋ｈｕ（θ）＋ｈｖ（θ）＋ｈｗ（θ）＝０が条件となる。
【００７２】
「零相電流にリップルを許さない場合の具体例」
コイル間位相差ξ＝０°で、上述の条件を満足する通電方法は、ｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）を式（６０）〜（６２）のように設定することにより得られる。なお、式のｇ１は、式（４０）〜（４２）の条件を満たすために入れた定数で、この場合はｇ１＝０．８６７である。
【００７３】
【数１４】
【００７４】
従って、このような形のｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）をサインカーブに加算することによって相電流を最大電流を抑制することができ、かつこれに基づく出力トルクの変化はない。さらに、この例では、零相電流を発生しないという条件も満たしている。
【００７５】
さらに、式（６０）〜（６２）の条件を用いた結果を図１０に示す。図より、以下のことがわかる。
【００７６】
・零相電流
零相電流はｉｅ＝３（Ａ）であり、リップル成分は含まれない。
【００７７】
・トルク
モータトルクを発生する電流（ｉｕ１＋ｉｕ２）は図６と同等で、意図どおりのトルクを発生している。
【００７８】
・相電流の大きさ
相電流の大きさの最大値は、１．８６６（Ａ）である。大きさの内訳は、交流による成分が０．８６６Ａ、直流による成分が１Ａである。
【００７９】
このように、式（６０）〜（６２）に示すｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）を利用することによって、零相電流、モータ出力トルクに影響を与えることなく、相電流の最大値を抑制することができる。
【００８０】
また、ξ＝０°で、零相電流にリップルを許さない場合の他の例として、３倍の高調波で交流振幅を変調する場合を示す。
【００８１】
すなわち、Ａ＝１（Ａ），ｉｅ＝３（Ａ）の場合について、ｆｕ（θ）の波形をｉｕ１と比較し、図１１に示す。この波形は、元々の交流波形の振幅を３倍の周波数を持つ正弦波で、次式のように変調した波形になっている。
【００８２】
【数１５】
【００８３】
【数１６】
【００８４】
図１１は、このｆｕ（θ）を示したものである。さらに、このｆｕ（θ）を用いた結果を図１２に示す。図より、以下のことがわかる。
【００８５】
・零相電流
零相電流は平均値はｉｅ＝３（Ａ）である。その大きさは、加えたｆｕ（θ）の３倍の振幅である。
【００８６】
・トルク
モータトルクを発生する電流（ｉｕ１＋ｉｕ２）は図６と同等であり、意図どおりのトルクを発生している。
【００８７】
・相電流の大きさ
相電流の大きさの最大値は１．８７２（Ａ）である。大きさの内訳は、交流による成分が０．８７２Ａ、直流による成分が１Ａである。
【００８８】
次に、各スター結線間のコイル位置に位相差が３０°ずれた場合（ξ＝３０°）の結果を図１３に示す。この図より、以下のことがわかる。
【００８９】
・零相電流
零相電流は、ｉｅ＝３（Ａ）であり、リップル成分は含まれない。
【００９０】
・トルク
モータトルクを発生する電流（ｉｄとｉｑ）は図６と同等で、意図どおりのトルクを発生している。
【００９１】
・相電流の大きさ
相電流の大きさの最大値は、１．８６６（Ａ）である。大きさの内訳は、交流による成分が０．８６６Ａ、直流による成分が１Ａである。
【００９２】
・相電流の波形
ここで用いた指令値は、電流の大きさを抑制するために、急峻に変化する波形である。しかし、実際の場合には、これをフィルタリングし高周波成分を除くことにより実現する。ただし、その場合は若干電流の抑制効果は悪くなる。
【００９３】
「零相電流にリップルを許す場合の具体例」
ξ＝０°で、零相電流リップルを許す条件で、相電流の大きさを抑制できる通電方法の１つは、ｆｕ（θ）、ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）を式（６７）〜（６９）のように流すことである。なお、式のｇ２は、式（４０）〜（４２）の条件を満たすために入れた定数で、この場合はｇ２＝−０．６３７である。
【００９４】
【数１７】
【００９５】
・零相電流
零相電流の平均値はｉｅ＝３（Ａ）であるが、リップル成分が含まれその大きさは０．４６Ａである。
【００９６】
・トルク
モータトルクを発生する電流（ｉｕ１＋ｉｕ２）は図６と同等で、意図どおりのトルクを発生している。
【００９７】
・相電流の大きさ
相電流の大きさの最大値は、１．６３（Ａ）である。大きさの内訳は、交流による成分が０．６３Ａ、直流による成分が１Ａである。
【００９８】
次に、ξ＝０°で、零相電流にリップルを許す場合のその他の方法の一例として、６倍の高調波を加える場合を示す。Ａ＝１（Ａ）、ｉｅ＝３（Ａ）の場合について、ｆｕ（θ）の波形をｉｕ１と比較し、図１６に示す。なお高調波の振幅は、相電流が最小になるように最適化した値を用いている。
【００９９】
さらに、このｆｕ（θ）を用いた結果を図１７に示す。図より、以下のことがわかる。
【０１００】
・零相電流
零相電流は平均値はｉｅ＝３（Ａ）であるが、リップル成分が含まれる。その大きさは、加えたｆｕ（θ）の３倍の振幅である。
【０１０１】
・トルク
モータトルクを発生する電流（ｉｕ１＋ｉｕ２）は図６と同等で、意図どおりのトルクを発生している。
【０１０２】
・相電流の大きさ
相電流の大きさの最大値は１．９６（Ａ）である。大きさの内訳は、交流による成分が０．９６Ａ、直流による成分が１Ａである。
【０１０３】
「１ＹＤＣ電圧可変型インバータでの通電」
モータコイルを１つとし、その中性点にバッテリを接続した１ＹＤＣ電圧可変型インバータにおける振幅最大値の低減について、説明する。
【０１０４】
図１８には、１ＹＤＣ電圧可変型インバータを利用したシステムの構成例が示されている。このように、基本的に、図１の２ＹＤＣ型のシステムにおいてインバータおよびモータを１つにした構成である。コンデンサＣは、インバータＩＮＶ１に電源として供給されており、このインバータＩＮＶ１の３相出力がモータコイルＭ１のＵ，Ｖ，Ｗ相のコイル端に接続されている。そして、バッテリＢは、負極がコンデンサの一端に接続され、正極がモータコイルＭ１の中性点に接続されている。
【０１０５】
従って、この構成によれば、バッテリ電圧Ｅに対するインバータＩＮＶ１の入力電圧Ｖｃは、インバータＩＮＶ１の変調率ｄによって、Ｖｃ＝Ｅ／ｄで決定される。
【０１０６】
「具体例」
このシステムにおいて、零相電流を制御することによって、出力トルクを変動させることなく、相電流の振幅の最大値を抑制する。すなわち、１ＹＤＣ電圧可変型インバータの電流低減方法の一例について説明する。ここでは、零相電流に回転周期の３倍の周期を持つ高調波を加える。
【０１０７】
Ａ＝１（Ａ）、ｉｅ＝３（Ａ）の場合について、３倍の高調波を加えない場合（従来）と加えた場合との比較を、図１９、２０に示す。なお高調波の振幅は、相電流が最小になるように最適化した値を用いている。図より、以下のことがわかる。
【０１０８】
・零相電流
零相電流は平均値はｉｅ＝３（Ａ）であるが、リップル成分が含まれる。
【０１０９】
・トルク
モータトルクを発生する電流（ｉｑ１とｉｄ１）は図１９と図２０と同等で、意図どおりのトルクを発生している。
【０１１０】
・相電流の大きさ
相電流の大きさの最大値は、１．８９（Ａ）であり、図１８の２Ａの最大値を、０．１１Ａ低減している。大きさの内訳は、交流による成分が０．８９Ａ、直流による成分が１Ａである。
【０１１１】
このように、零相電流に、回転周期の３倍の周期を持つ高周波を加えることによって、出力トルクに影響を与えることなく、相電流の振幅の最大値を抑制することができる。
【０１１２】
なお、ここでは、回転周期の３倍の周期を持つ高周波を加えたが、上述のように６倍の周期のものでも、他の関数でもよい。すなわち、モータトルクに影響を与えないという条件を維持でき、かつ相電流の最大振幅に同期して値が下がるような関数であれば、どのような関数を利用することもできる。
【０１１３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、トルクの増減を伴うことなく、相電流の最大電流値を抑制することができ、モータとしての機能を損なうことなく、デバイスの電流容量を下げられるので，同等性能を保ちつつ、システムの低コスト化を実現できる。トルクリップルを抑制することで、モータの機能を十分なものにできる。
【０１１４】
また、電流抑制には、高周波成分が電流に重畳する必要がある。このため、高周波域まで電流を制御することが必要になる。しかし、回転数により制御を切り替えることにより、より効果的な制御が可能になる。
【０１１５】
すなわち、電流値が大きい低回転域で振幅最大値抑制を行うため、元々の制御周波数帯域が低いので，高調波を重畳しても制御が極端に難しくはならない。一方、高回転域では従来法を用いるため前述の高周波重畳時の制御問題は発生しない。さらに、中回転領域において、零相電流のリップルを抑制することで、適切な制御が行える。
【０１１６】
このような制御の切り替えにより、電流抑制による制御上の問題を回避しつつ，電流抑制を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 ２ＹＤＣの装置構成を示す図である。
【図２】 電圧指令値と、インバータ搬送波の関係を示す図である。
【図３】 従来の通電方法における電流最大振幅値を示す図である。
【図４】 零相リップル非許容時における電流低減の場合の電流最大振幅値を示す図である。
【図５】 零相リップル許容時における電流低減の場合の電流最大振幅値を示す図である。
【図６】 従来の相電流と零相電流などを示す図である。
【図７】 従来の相電流と零相電流など（コイル間位相差作がある場合）を示す図である。
【図８】 リップル電流を抑制する場合における相電流と関数ｆを示す図である。
【図９】 図８の拡大図である。
【図１０】 リップル電流を抑制する場合における相電流などを示す図である。
【図１１】 ３倍の高調波で交流振幅を変調する場合における相電流およびその振幅最大値を示す図である。
【図１２】 ３倍の高調波で交流振幅を変調する場合における相電流などを示す図である。
【図１３】 リップルを抑制する場合（位相差あり）における相電流などを示す図である。
【図１４】 リップル電流を許容する場合における相電流および関数ｆを示す図である。
【図１５】 リップル電流を許容する場合における相電流などを示す図である。
【図１６】 ６倍の高調波で変調する場合における相電流およびその振幅最大値を示す図である。
【図１７】 ６倍の高調波で交流振幅を変調する場合における相電流などを示す図である。
【図１８】 １ＹＤＣの装置構成を示す図である。
【図１９】 １ＹＤＣの従来法における相電流などを示す図である。
【図２０】 １ＹＤＣにおいて３倍の高調波で交流振幅を変調する場合における相電流などを示す図である。
【符号の説明】
Ｂ バッテリ、Ｃ コンデンサ、ＩＮＶ１，ＩＮＶ２ インバータ、Ｍ１，Ｍ２ モータコイル。
Claims (5)
- 一端が中性点に共通接続された複数相のコイルへ供給するモータ駆動電流を制御するモータ駆動電流制御装置において、
前記中性点には、中性点電位を保持する電源が接続されており、
各相コイルへ供給する電流を制御することで、前記中性点を出入りする相電流以外の電流である零相電流を変動させることによって、モータの出力トルクを所定のものに維持しつつ相電流の振幅の最大値を抑制するモータ駆動電流制御装置。 - 請求項１に記載の装置であって、
さらに、
モータの回転数を検出する回転数検出手段を設け、モータ回転数が比較的高いときには、上記振幅最大値を抑制する制御は行わず、モータ回転数が比較的低いときに上記振幅最大値を抑制する制御を行うよう切り替えるモータ駆動電流制御装置。 - 一端が中性点に共通接続された複数相のコイルからなるモータコイルを２つ以上有し、２つのモータコイルの各相のコイルへ供給するモータ駆動電流を制御するモータ駆動電流制御装置において、
前記２つのモータコイルの中性点間に、これらの電位差を保持する電源が接続されており、前記２つのモータコイルのそれぞれの各相コイルへ供給する相電流を一方のモータコイルにおける相電流の振幅が最大となる部分の相電流を減少し、そのときに他方のモータコイルの相電流を対応して調整し、モータ出力トルクを所定のものに維持しつつ、相電流の振幅の最大値を抑制し、かつ、前記中性点を出入りする相電流以外の電流である零相電流を変動させないという条件で、各相電流を調整するとともに、
さらに、モータの回転数を検出する回転数検出手段を設け、
モータ回転数が比較的高いときには、上記振幅の最大値を抑制する制御は行わず、モータ回転数が中程度の時には、前期中性点を出入りする相電流以外の電流である零相電流を変動させないという条件で上記振幅の最大値制御を行い、モータ回転数が比較的低いときに上記振幅最大値を抑制する制御を行うよう切り替えるモータ駆動電流制御装置。 - 請求項１〜３のいずれか１つに記載の装置において、
さらに、
トルクリップルを増加させないという条件で、各相電流を調整するモータ駆動電流制御装置。 - 一端が中性点に共通接続された複数相のコイルへ供給するモータ駆動電流を制御するモータ駆動電流制御方法において、
前記中性点には、中性点電位を保持する電源が接続されており、各相コイルへ供給する電流を制御することで、前記中性点を出入りする相電流以外の電流である零相電流を変動させることによって、モータの出力トルクを所定のものに維持しつつ相電流の振幅の最大値を抑制するモータ駆動電流制御方法。
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