JP3721116B2 - 駆動装置，動力出力装置およびその制御方法 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、駆動装置，動力出力装置およびその制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種の動力出力装置としては、電動機に三相交流を印加するインバータ回路の正極母線と負極母線とに接続されたコンデンサとインバータ回路の正極母線または負極母線と電動機の中性点とに接続された直流電源とを備えるものが提案されている（例えば、特開平１０−３３７０４７号公報や特開平１１−１７８１１４号公報など）。この装置では、電動機の各相のコイルとインバータ回路のスイッチング素子からなる回路を直流電源の電圧を昇圧してコンデンサを充電する昇圧チョッパ回路として機能させる動作とインバータ回路をコンデンサの電圧を用いて電動機を駆動する本来の回路として機能させる動作とを時間分割により実現してコンデンサの充電と電動機の駆動の機能を有するものとしている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、こうした動力出力装置では、インバータ回路の入力電圧、即ちコンデンサの端子間電圧は、電動機の中性点からみた正負の母線の電圧の差の広がりを考慮すると、直流電源の電圧からその３倍程度の電圧までの範囲内に制御する必要がある。電動機の状態に応じてインバータ回路の入力電圧を制御できれば、効率よく電動機を駆動することができるが、その範囲が制限されると電動機の効率運転も制限されてしまう。
【０００４】
本発明の駆動装置，動力出力装置およびその制御方法は、インバータ回路の入力電圧を広い範囲で制御することを目的の一つとする。また、本発明の動力出力装置およびその制御方法は、電動機をより効率的に駆動することを目的の一つとする。
【０００５】
【課題を解決するための手段およびその作用・効果】
本発明の駆動装置，動力出力装置およびその制御方法は、上述の目的の少なくとも一部を達成するために以下の手段を採った。
【０００６】
本発明の駆動装置は、
巻線群を有する複数の多相交流負荷と、
該複数の多相交流負荷のうちの一つの多相交流負荷に接続されたインバータ回路と、
該インバータ回路が接続された多相交流負荷と該多相交流負荷とは異なる少なくとも一つの多相交流負荷との巻線群の中性点間に接続された少なくとも一つの副電源と、
該副電源が接続された多相交流負荷のうち前記インバータ回路が接続されていない多相交流負荷の有する巻線群の中性点の電位を制御する少なくとも一つの中性点電位制御手段と
を備えることを要旨とする。
【０００７】
この本発明の駆動装置では、インバータ回路の入力電圧は、副電源が接続された各々の巻線群の中性点電位により定まるが、インバータ回路が接続された多相交流負荷の巻線群の中性点電位はインバータ回路により可変であり、インバータ回路が接続されていない多相交流負荷の巻線群の中性点電位は中性点電位制御手段により可変であるから、副電源の電圧に拘わらず、インバータ回路の入力電圧を自由に設定することができる。
【０００８】
こうした本発明の駆動装置において、前記中性点電位制御手段は、該制御に係る多相交流負荷に接続されたインバータ回路を備える手段であるものとすることもできる。
【０００９】
また、本発明の駆動装置において、前記複数の多相交流負荷は、単一の電気機器が備える負荷であっても、複数の電気機器が備える負荷であってもよい。
【００１０】
本発明の動力出力装置は、
動力の出力が可能な動力出力装置であって、
二つの星形結線コイルと、
正極母線と負極母線とを共用して前記二つの星形結線コイルの各々に多相交流電力を供給可能な二つのインバータ回路と、
前記正極母線と前記負極母線とに接続された第１電源と、
前記二つの星形結線コイルの中性点間に接続された第２電源と
を備えることを要旨とする。
【００１１】
この本発明の動力出力装置では、正極母線と負極母線とを共用する二つのインバータ回路を制御することにより正極母線と負極母線とに接続された第１電源と電動機の二つの星形結線コイルの中性点間に接続された第２電源との電力授受を行なうと共に二つの星形結線コイルに多相交流電力を供給することにより、正極母線と負極母線との間の電圧を広い範囲で制御することができると共に二つの星形結線コイルに供給する電流を制御することができる。したがって、正極母線と負極母線との間の電位差、即ち二つのインバータ回路の入力電圧を制御することができ、電動機をより効率的に駆動することができる。
【００１２】
ここで、本発明の第１の動力出力装置において、前記第１電源として充放電可能な蓄電手段を用いることもできる。この蓄電手段を用いる場合、蓄電手段の端子間電圧を制御できるから、蓄電手段として容量の小さなものを用いることができる。
【００１３】
また、前記二つのインバータ回路は、前記正極母線と負極母線との間に配置された上側スイッチング素子と下側スイッチング素子の直列接続をそれぞれ複数有し、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子の接続点が対応する星形結線コイルの複数の端子にそれぞれ接続されており、前記二つのインバータ回路における、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子のオン期間の比である変調率をそれぞれ個別に制御することで、前記第１電源の電圧を制御することが好適である。この場合に、前記二つのインバータの一方における変調率をｄ１、前記二つのインバータの他方における変調率をｄ２、前記第２電源の出力電圧をＶｂ、前記第１電源の出力電圧をＶｃとしたときに、Ｖｃ＝Ｖｂ／（ｄ１−ｄ２）という式に基づいて、前記二つのインバータにおける変調率をそれぞれ制御することができる。これによって、第１電源の電圧値を容易に制御することができる。
【００１４】
また、前記二つのインバータにおける上側スイッチング素子および下側スイッチング素子の複数の直列接続について、すべてのスイッチング素子をオフとするデッドタイムを有する場合には、このデッドタイムを考慮して上記式を補正することが好適である。
【００１５】
さらに、前記二つのインバータにおけるオンオフ周期を決定する搬送波の周期をＴｓ、その搬送波の１周期に対する前記デッドタイムをＴｄとしたときに、上記補正された式は、Ｖｃ＝Ｖｂ／｛（ｄ１−Ｔｄ／Ｔｓ）−（ｄ２＋Ｔｄ／Ｔｓ）｝であることが好適である。
【００１６】
また、前記二つの星形結線コイルは、一つのロータに対応して設けられ、１つの電動機を構成することが好適である。この場合、前記電動機の二つの星形結線コイルに供給される各々の多相交流電力の位相差を該二つの星形結線コイルの位相差と同一として該電動機から所望のトルクを出力すると共に前記第１電源の電圧を目標電圧に保持するよう前記二つのインバータ回路の複数のスイッチング素子をスイッチング制御するとよい。
【００１７】
また、前記二つの星形結線コイルは、それぞれ別のロータに対応して設けられ、２つの別のモータを構成することも好適である。この場合、二つの電動機からそれぞれ所望のトルクを出力し、かつ、前記第１電源の電圧を目標電圧に保持するよう前記二つのインバータ回路の各々の複数のスイッチング素子をスイッチング制御するとよい。また、一方の星形結線コイルに供給する電流の振幅最大値を減少させ、その減少分に対応する電流を他方の星形結線コイルへ供給する電流に加算することが好適である。これによって、電流の振幅最大値を減少させることができ、インバータの耐圧など低くすることができる。
【００１８】
また、前記電動機の出力トルクに変動を生じないという条件で、前記振幅最大値を減少分および他方への加算を決定することが好適である。これによって、出力トルクへの影響を排除することができる。
【００１９】
また、前記二つの星形コイルの中性点間に流れる電流への影響を発生しないという条件で、前記振幅最大値を減少分および他方への加算を決定することが好適である。これによって、第１電源の電圧制御に悪影響がでることを防止できる。
【００２０】
なお、本動力出力装置において、「電動機」には、発電可能な発電電動機も含まれる。
【００２１】
本発明の第１の動力出力装置の制御方法は、
二つの星形結線コイルを有する電動機と、正極母線と負極母線とを共用して前記二つの星形結線コイルの各々に多相交流電力を供給可能な二つのインバータ回路と、前記正極母線と前記負極母線とに接続された蓄電手段と、前記電動機の二つの星形結線コイルの中性点間に接続された電源とを備える動力出力装置の制御方法であって、
前記電動機の二つの星形結線コイルに供給される各々の多相交流電力の位相差を該二つの星形結線コイルの位相差と同一とすると共に前記二つの星形結線コイルの中性点間の電位差を調節可能に前記二つのインバータ回路の複数のスイッチング素子をスイッチング制御することにより、該電動機から所望のトルクを出力すると共に前記正極母線と前記負極母線との間の電位差を所望の電位差にする
ことを要旨とする。
【００２２】
この本発明の第１の動力出力装置の制御方法によれば、正極母線と負極母線とを共用する二つのインバータ回路を制御することにより正極母線と負極母線とに接続された蓄電手段と電動機の二つの星形結線コイルの中性点間に接続された電源との電力授受を行なうと共に二つの星形結線コイルに多相交流電力を供給することにより、正極母線と負極母線との間の電圧を広い範囲で制御することができると共に電動機を駆動制御することができる。したがって、電動機の状態に応じて正極母線と負極母線との間の電位差、即ち二つのインバータ回路の入力電圧を制御することができ、電動機をより効率的に駆動することができる。
【００２３】
本発明の第２の動力出力装置の制御方法は、
星形結線コイルを有する第１の電動機と、星形結線コイルを有する第２の電動機と、前記第１の電動機に多相交流電力を供給可能な第１のインバータ回路と、該第１のインバータ回路の正負の母線を正負の母線として前記第２の電動機に多相交流電力を供給可能な第２のインバータ回路と、前記第１のインバータ回路の正負の母線に接続された蓄電手段と、前記第１の電動機の中性点と前記第２の電動機の中性点とに接続された電源とを備える動力出力装置の制御方法であって、前記第１の電動機の中性点と前記第２の電動機の中性点との間の電位差を調節可能に前記第１のインバータ回路および前記第２のインバータ回路の各々の複数のスイッチング素子をスイッチング制御することにより、前記第１の電動機から所望のトルクを出力すると共に前記第２の電動機から所望のトルクを出力し、かつ、前記正極母線と前記負極母線との間の電位差を所望の電位差にする
ことを要旨とする。
【００２４】
この本発明の第２の動力出力装置の制御方法によれば、正極母線と負極母線とを共用する第１のインバータ回路と第２のインバータ回路とを制御することにより正極母線と負極母線とに接続された蓄電手段と第１の電動機の中性点と第２の電動機の中性点とに接続された電源との電力授受を行なうと共に第１の電動機と第２の電動機とに多相交流電力を供給することにより、正極母線と負極母線との間の電圧を広い範囲で制御することができると共に第１の電動機と第２の電動機とを独立に駆動制御することができる。したがって、第１の電動機や第２の電動機の状態に応じて正極母線と負極母線との間の電位差、即ち二つのインバータ回路の入力電圧を制御することができ、第１の電動機や第２の電動機をより効率的に駆動することができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態を実施例を用いて説明する。図１は、本発明の一実施例である動力出力装置２０の構成の概略を示す構成図である。実施例の動力出力装置２０は、Ｙ結線された二つの三相コイル２４，２６を有する二重巻線モータ（以下、２Ｙモータという）２２と、二つの三相コイル２４，２６に各々接続され正極母線３４と負極母線３６を共用する二つのインバータ回路３０，３２と、正極母線３４と負極母線３６とに接続されたコンデンサ３８と、２Ｙモータ２２の二つの三相コイル２４，２６の中性点間に設けられた直流電源４０と、装置全体をコントロールする電子制御ユニット５０とを備える。
【００２６】
図２は、２Ｙモータ２２の二つの三相コイル２４，２６の関係を例示する説明図である。２Ｙモータ２２は、例えば外表面に永久磁石が貼り付けられたロータと、図２に例示するように二つの三相コイル２４，２６を回転方向に角度αだけずらして巻回されたステータとから構成されており、二つの三相コイル２４，２６が巻回されている点を除いて通常の発電可能な同期発電電動機と同様の構成をしている。三相コイル２４，２６は回転方向に角度αだけずれているから、２Ｙモータ２２は六相のモータと考えることもできる。こうした２Ｙモータ２２を駆動するには、インバータ回路３０により三相コイル２４に印加される三相交流に対して巻線ずれ角αだけ位相差をもった三相交流が三相コイル２６に印加されるようインバータ回路３２を制御すればよい。なお、２Ｙモータ２２の回転軸は実施例の動力出力装置２０の出力軸となっており、この回転軸から動力が出力される。実施例の２Ｙモータ２２は前述したように発電電動機として構成されているから、２Ｙモータ２２の回転軸に動力を入力すれば、２Ｙモータ２２により発電できるようになっている。
【００２７】
インバータ回路３０，３２は、共に６個のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６と６個のダイオードＤ１１〜Ｄ１６，Ｄ２１〜Ｄ２６とにより構成されている。６個のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６は、それぞれ正極母線３４と負極母線３６とに対してソース側とシンク側となるよう２個ずつペアで配置され、その接続点に２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６（ＵＶＷ）の各々が接続されている。したがって、正極母線３４と負極母線３６とに電圧が作用している状態で対をなすトランジスタＴ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６のオン時間の割合を巻線ずれ角αの位相差をもって制御すれば、２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６により回転磁界を形成し、２Ｙモータ２２を回転駆動することができる。
【００２８】
電子制御ユニット５０は、ＣＰＵ５２を中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、処理プログラムを記憶したＲＯＭ５４と、一時的にデータを記憶するＲＡＭ５６と、入出力ポート（図示せず）とを備える。この電子制御ユニット５０には、２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６のｕｖｗの各相に取り付けられた電流センサ６１〜６６からの各相電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１，Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２や２Ｙモータ２２の中性点に取り付けられた電流センサ６７からの中性点電流Ｉｏ，２Ｙモータ２２の回転軸に取り付けられた回転角センサ６８からの２Ｙモータ２２の回転子の回転角θ，コンデンサ３８に取り付けられた電圧センサ７０からのコンデンサ３８の端子間電圧Ｖｃ，２Ｙモータ２２の駆動に関する指令値などが入力ポートを介して入力されている。ここで、電流センサ６１〜６３および電流センサ６４〜６６のうちの各々いずれか一つは省略可能であり、いずれか一つを異常検出専用のセンサとして用いるものとしてもよい。また、電子制御ユニット５０からは、インバータ回路３０，３２のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６のスイッチング制御を行なうための制御信号などが出力ポートを介して出力されている。
【００２９】
次に、こうして構成された実施例の動力出力装置２０の動作原理について説明する。図３は、三相コイル２４の中性点と三相コイル２６の中性点と電位差Ｖ０１２が直流電源４０の電圧Ｖｂより小さい状態における電流の流れを２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６のｕ相の漏れインダクタンスに着目して説明する説明図である。いま、三相コイル２４の中性点と三相コイル２６の中性点との電位差Ｖ０１２が直流電源４０の電圧Ｖｂより小さい状態でインバータ回路３０のトランジスタＴ１２がオンの状態かインバータ回路３２のトランジスタＴ２１がオンの状態を考える。この場合、図３（ａ）か図３（ｂ）中に実線矢印で示す短絡回路が形成され、２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６のｕ相はリアクトルとして機能する。この状態からインバータ回路３０のトランジスタＴ１２をオフすると共にインバータ回路３２のトランジスタＴ２１をオフすると、リアクトルとして機能している三相コイルのｕ相に蓄えられたエネルギは、図３（ｃ）中実線矢印で示す充電回路によりコンデンサ３８に蓄えられる。したがって、この回路は、直流電源４０のエネルギをコンデンサ３８に蓄えるコンデンサ充電回路とみなすことができる。このコンデンサ充電回路は、昇圧チョッパ回路と同様の構成となっているから、コンデンサ３８の端子間電圧Ｖｃを直流電源４０の電圧Ｖｂより高く自由に操作することができる。２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６のｖｗ相も、ｕ相と同様にコンデンサ充電回路とみなすことができるから、三相コイル２４の中性点と三相コイル２６の中性点との電位差Ｖ０１２が直流電源４０の電圧Ｖｂより小さい状態とすると共にインバータ回路３０のトランジスタＴ１２，Ｔ１４，Ｔ１６やインバータ回路３２のトランジスタＴ２１，Ｔ２３，Ｔ２５をオンオフすることにより、直流電源４０によりコンデンサ３８を充電することができる。
【００３０】
図４は、三相コイル２４の中性点と三相コイル２６の中性点との電位差Ｖ０１２が直流電源４０の電圧Ｖｂより大きい状態における電流の流れを２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６のｕ相の漏れインダクタンスに着目して説明する説明図である。今度は、三相コイル２４の中性点と三相コイル２６の中性点との電位差Ｖ０１２が直流電源４０の電圧Ｖｂより大きい状態でインバータ回路３０のトランジスタＴ１１がオンでトランジスタＴ１２がオフおよびインバータ回路３２のトランジスタＴ２１がオフでトランジスタＴ２２がオンの状態を考える。この場合、図４（ａ）中に実線矢印で示す充電回路が形成され、コンデンサ３８の端子間電圧Ｖｃを用いて直流電源４０を充電する。このとき、２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６のｕ相は前述と同様にリアクトルとして機能する。この状態からインバータ回路３０のトランジスタＴ１１をオフするかインバータ回路３２のトランジスタＴ２２をオフすると、リアクトルとして機能している三相コイルのｕ相に蓄えられたエネルギは、図４（ｂ）または図４（ｃ）中実線矢印で示す充電回路により直流電源４０を充電する。したがって、この回路はコンデンサ３８のエネルギを直流電源４０に蓄える直流電源充電回路とみなすことができる。２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６のｖｗ相も、ｕ相と同様に直流電源充電回路とみなすことができるから、三相コイル２４の中性点と三相コイル２６の中性点との電位差Ｖ０１２が直流電源４０の電圧Ｖｂより大きい状態とすると共にインバータ回路３０のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６やインバータ回路３２のトランジスタＴ２１〜Ｔ２６をオンオフすることにより、コンデンサ３８により直流電源４０を充電することができる。
【００３１】
このように、実施例の動力出力装置２０では、直流電源４０によりコンデンサ３８を充電したり、逆にコンデンサ３８により直流電源４０を充電することができるから、コンデンサ３８の端子間電圧Ｖｃを所望の値に制御することができる。コンデンサ３８の端子間に電位差を生じさせると、インバータ回路３０，３２の正極母線３４と負極母線３６にはコンデンサ３８による直流電源が接続された状態となり、コンデンサ３８の端子間電圧Ｖｃがインバータ入力電圧Ｖｉとして作用するから、インバータ回路３０，３２のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６をスイッチング制御することにより、２Ｙモータ２２を駆動制御することができる。このとき、三相コイル２４に印加する三相交流の各相の電位Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１はインバータ回路３０のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング制御によりインバータ入力電圧Ｖｉの範囲内で自由に設定できると共に三相コイル２６に印加する三相交流の各相の電位Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２もインバータ回路３２のトランジスタＴ２１〜Ｔ２６のスイッチング制御によりインバータ入力電圧Ｖｉの範囲内で自由に設定できるから、２Ｙモータ２２の三相コイル２４の中性点の電位Ｖ０１や三相コイル２６の中性点の電位Ｖ０２を自由に操作することができる。図５に三相コイル２４の中性点の電位Ｖ０１と三相コイル２６の中性点の電位Ｖ０２との差が直流電源４０の電圧Ｖｂとなるよう操作したときの三相コイル２４の各相の電位Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１の波形（図５（ａ））と、三相コイル２６の各相の電位Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２の波形（図５（ｂ））の一例を示す。図中、αは前述した巻線ずれ角に基づく位相差であり、Ｖｘはインバータ入力電圧Ｖｉの中央値（Ｖｉ／２）である。したがって、２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６の中性点間の電位差Ｖ０１２が直流電源４０の電圧Ｖｂより低くなるように操作してコンデンサ３８を充電したり、逆に三相コイル２４，２６の中性点間の電位差Ｖ０１２が直流電源４０の電圧Ｖｂより高くなるように操作して直流電源４０を充電することができる。コンデンサ３８の充電電流や直流電源４０の充電電流は、三相コイル２４，２６の中性点間の電位差Ｖ０１２を昇降することにより制御することができる。
【００３２】
次に、実施例の動力出力装置２０の駆動制御について説明する。図６は、実施例の動力出力装置２０の電子制御ユニット５０で実行される駆動制御を制御ブロックとして示すブロック図である。図示するように、電流センサ６１〜６３，６４〜６６により検出されたモータ線電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１，Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２を回転角センサ６８により検出される２Ｙモータ２２の回転子の回転角θを用いて三相二相変換する電流変換部Ｍ１と、２Ｙモータ２２の駆動に関する指令値の一つとして入力される電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊から電流変換部Ｍ１により三相二相変換された電流Ｉｄ，Ｉｑとの偏差ΔＩｄ，ΔＩｑを演算する減算器Ｍ２と、偏差ΔＩｄ，ΔＩｑに対してＰＩゲインを用いてモータ電流調整用の操作量を演算するＰＩ制御部Ｍ３と、回転角センサ６８により検出される２Ｙモータ２２の回転子の回転角θを用いて回転速度演算部Ｍ４により演算された回転速度に基づいて速度起電力の予測値を演算する速度起電力予測演算部Ｍ５と、この速度起電力予測演算部Ｍ５により演算された速度起電力の予測値とＰＩ制御部Ｍ３で演算されたモータ電流調整用の操作量を加算して電圧操作量Ｖｄ，Ｖｑを演算する加算器Ｍ６と、電圧操作量Ｖｄ，Ｖｑを回転子の回転角θを用いて二相三相変換する二相三相変換部Ｍ７と、２Ｙモータ２２の駆動に関する指令値の一つとして入力されるコンデンサ電圧指令値Ｖｃ＊と電圧センサ７０により検出されたコンデンサ３８の端子間電圧Ｖｃとの偏差ΔＶｃを演算する減算器Ｍ８と、偏差ΔＶｃに対してＰＩゲインを用いてコンデンサ電圧調整用の電池電流操作量を演算するＰＩ制御部Ｍ９と、回転速度演算部Ｍ４により演算された回転速度と電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に基づいて電池電流の予測値を演算する電池電流予測演算部Ｍ１０と、この電池電流予測演算部Ｍ１０により演算された電池電流の予測値とＰＩ制御部Ｍ９により演算された電池電流操作量とを加算すると共にこの加算したものから電流センサ６７により検出される電池電流Ｉｂを減算する加減算器Ｍ１１と、加減算器Ｍ１１からの出力にＰＩゲインを用いて電池電流を調整するための三相コイル２４，２６の中性点間の電位差Ｖ０１２を設定するＰＩ制御部Ｍ１２と、この中性点間の電位差Ｖ０１２と二相三相変換部Ｍ７により得られる各相電位Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１，Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２とを加算して変調信号を得る加算器Ｍ１３と、変調信号を搬送波を用いてＰＷＭ信号を演算するＰＷＭ演算部Ｍ１４とを備える。なお、制御ブロックでは、三相コイル２４に対するブロックと三相コイル２６に対するブロックとを同一のブロックとして記載した。電流変換部Ｍ１から二相三相変換部Ｍ７および電流変換部Ｍ１４は、中性点間の電位差Ｖ０１２を加算する点および三相コイル２４と三相コイル２６とに対して巻線ずれ角αに相当する位相差をもって各々処理する点を除いて通常のモータ制御と同様である。二相三相変換部Ｍ７により得られた各相電位Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１，Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２に減算器Ｍ８からＰＩ制御部Ｍ１２により演算される中性点間の電位差Ｖ０１２を加算してＰＷＭ信号を演算することにより、直流電源４０に電流を流してインバータ入力電圧Ｖｉとしてのコンデンサ３８の電圧Ｖｃが指令値Ｖｃ＊に保持されるよう三相コイル２４，２６に印加される三相交流を図５に例示するように中央値Ｖｘからオフセットした波形とすることができる。
【００３３】
ここで、ＰＷＭ演算部Ｍ１４で用いる搬送波の三相コイル２４側に対する三相コイル２６側の位相角を変化させると、モータ線電流リップルが変化する。図７に周波数を１００Ｈｚ，コンデンサ３８の電圧Ｖｃを４００Ｖ，直流電源４０の電圧Ｖｂを１００Ｖ，巻線ずれ角αを３０度，電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を各々０Ａとした条件で搬送波位相角を０度としたときの電流リップルのシミュレーション結果（図７（ａ））と搬送波位相角を１８０度のときの電流リップルのシミュレーション結果（図７（ｂ））の一例を示す。図示するように、搬送波位相角を０度とした方が電流リップルは小さくなる。
【００３４】
以上説明した実施例の動力出力装置２０によれば、２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６の中性点間に直流電源４０を接続すると共に三相コイル２４，２６の中性点間の電位差Ｖ０１２を調節することにより、インバータ入力電圧Ｖｉとしてのコンデンサ３８の端子間電圧Ｖｃを自由に制御することができる。したがって、２Ｙモータ２２の駆動状態に基づいて自由にインバータ入力電圧Ｖｉを調節できるから、インバータ入力電圧Ｖｉが所定の範囲内に制限されている場合や所定の電圧に固定されている場合に比して、２Ｙモータ２２を効率よく駆動することができる。しかも、直流電源４０の電圧Ｖｂを自由に選べるから、直流電源４０に対する設計の自由度を著しく大きくすることができる。
【００３５】
実施例の動力出力装置２０では、三相コイル２４と三相コイル２６とを有する２Ｙモータ２２を駆動制御するものとしたが、図８の変形例の動力出力装置２０Ｂに示すように、三相コイル２４Ｂを有する第１モータ２２Ａと三相コイル２６Ｂを有する第２モータ２２Ｂとを駆動制御するものとしてもよい。この場合、第１モータ２２Ａと第２モータ２２Ｂに各々の回転子の回転角θａ，θｂを検出する回転角センサ６８Ａ，６８Ｂを設け、インバータ回路３０により第１モータ２２Ａに印加される三相交流を回転角センサ６８Ａからの回転角θａに基づいて制御し、インバータ回路３２により第２モータ２２Ｂに印加される三相交流を回転角センサ６８Ｂからの回転角θｂに基づいて制御すればよい。こうした制御により、第１モータ２２Ａと第２モータ２２Ｂとを完全に独立して駆動制御することができる。なお、この変形例の動力出力装置２０Ｂでは、第１モータ２２Ａの回転軸と第２モータ２２Ｂの回転軸の二つの出力軸を持つこととなる。
【００３６】
実施例の動力出力装置２０や変形例の動力出力装置２０Ｂでは、正極母線３４と負極母線３６とにコンデンサ３８を接続するものとしたが、コンデンサ３８に代えて直流電源を接続するものとしてもよい。
【００３７】
実施例の動力出力装置２０では、正極母線３４と負極母線３６とにコンデンサ３８を接続するものとしたが、図９の変形例の動力出力装置２０Ｃに例示するように、正極母線３４と三相コイル２４の中性点とにコンデンサ３８Ｃａを接続すると共に三相コイル２６の中性点と負極母線３６とにコンデンサ３８Ｃｂを接続するものとしてもよい。こうすれば、コンデンサ３８Ｃａ，３８Ｃｂの耐圧を低くすることができる。また、図１０の変形例の動力出力装置２０Ｄに例示するように、正極母線３４と三相コイル２４の中性点とにコンデンサ３８Ｄａを接続すると共に三相コイル２４の中性点と負極母線３６とにコンデンサ３８Ｄｂを接続するものとしたり、図１１の変形例の動力出力装置２０Ｅに例示するように、正極母線３４と三相コイル２６の中性点とにコンデンサ３８Ｅａを接続すると共に三相コイル２６の中性点と負極母線３６とにコンデンサ３８Ｅｂを接続するものとしてもよい。これらの変形例の動力出力装置２０Ｃ，２０Ｄ，２０Ｅでは、正極母線３４と負極母線３６とに電位差センサを設けて両母線間の電位差を検出してもよいし、各コンデンサの電位差を検出するものとしてもよい。
【００３８】
実施例の動力出力装置２０では、二つのインバータ回路３０，３２により電力供給される二つの三相コイル２４，２６の中性点間に直流電源４０を接続するものとしたが、図１２の変形例の動力出力装置２０Ｆに例示するように、三つ以上のインバータ回路３０ａ，３０ｂ，３０ｃ・・・により電力供給される三つ以上の三相コイル２４ａ，２４ｂ，２４ｃ・・・の各中性点間を直流電源４０ａ，４０ｂ，４０ｃ・・・で直列に接続するものとしてもよい。
【００３９】
実施例の動力出力装置２０では、二つの三相コイル２４，２６の中性点間に直流電源４０を接続するものとしたが、三相に限られず多相交流コイルの中性点間に直流電源を接続するものとしてもよい。
【００４０】
実施例の動力出力装置２０では、二重巻線モータを備える動力出力装置として説明したが、インバータ回路の入力電圧を可変に制御するものであれば、動力を出力しない装置にも適用することができるのは勿論である。
【００４１】
「２ＹＤＣにおけるコンデンサ電圧制御」
上述のように、本実施形態では、２つの多相コイルの中性点間に直流電源を配置し、２つの多相コイルへの電力供給を制御するインバータのスイッチングを制御することで、２つのインバータの電源であるコンデンサ電圧を制御した。
【００４２】
ここで、本実施形態の２ＹＤＣシステムをインバータの内部を省略して書き直すと図１３のように表すことができる。
【００４３】
すなわち、コンデンサＣの一端は一定電圧の電源（例えば、アース）に接続されている。そして、このコンデンサＣの両端がインバータＩＮＶ１、インバータＩＮＶ２にそれぞれ接続されている。すなわち、コンデンサＣの出力が電源としてインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２に入力されている。
【００４４】
インバータＩＮＶ１は、３相の出力Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を有し、ここにモータコイルＭ１のＵ，Ｖ，Ｗの３相のコイルがそれぞれ接続されている。また、インバータＩＮＶ２は、３相の出力Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２を有し、ここにモータコイルＭ２のＵ，Ｖ，Ｗの３相のコイルがそれぞれ接続されている。
【００４５】
ここで、モータコイルＭ１、Ｍ２は、別々に示しているが、１つのモータのコイルであり、通常の場合モータに所定角度だけ異なるように配置され、その所定角度だけ異なる位相の電流が供給される。これによって、両モータコイルＭ１，Ｍ２に供給する電流の両方がモータ駆動電流として機能する。
【００４６】
モータコイルＭ１、Ｍ２の各相モータコイルは中性点で共通接続されており、モータコイルＭ１、Ｍ２の中性点同士がバッテリＢを介し接続されている。この例では、モータコイルＭ１の中性点にバッテリＢの正極が接続され、モータコイルＭ２の中性点にバッテリＢの負極が接続されている。
【００４７】
なお、図示は省略したが、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２は、それぞれ第１電源ｐと第２電源ｍ間（図示の例では第１電源ｐがアース）に配置された２つのスイッチングトランジスタの直列接続からなるアームを３つ有しており、これらアームの中点が各相コイル端に接続されている。
【００４８】
従って、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２内のスイッチングトランジスタのオンオフを制御することによって、コンデンサＣから所望の電流をモータコイルＭ１、Ｍ２に供給し、これらを駆動することができる。さらに、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２における上側トランジスタのオン期間と、下側トランジスタのオン期間の長さに差を付けることによって、モータコイルＭ１、Ｍ２における中性点から出入りするモータ駆動用の相電流以外の電流（零相電流）が制御される。
【００４９】
ここで、本実施形態では、１つのコンデンサＣの両端電圧（出力電圧）Ｖｃを電源としてインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２が駆動される。そして、バッテリＢの両端電圧（出力電圧）Ｅは基本的に変動しない。そこで、零相電流を制御することで、モータコイルＭ１、Ｍ２の中点電位をバッテリＢの電圧分だけの差を維持しつつ、任意に設定することができる。
【００５０】
なお、図１３に示すように、第１電源ｐの電圧はＶｐ、第２電源ｍの電圧はＶｍ、コンデンサＣの出力電流はｉｃ、コンデンサＣの両端電圧はＶｃ（＝｜Ｖｍ−Ｖｐ｜）、インバータＩＮＶ１の第１電源ｐからの電流はｉｐ１、インバータＩＮＶ１の第２電源ｍからの電流はｉｍ１、インバータＩＮＶ２の第１電源ｐからの電流はｉｐ２、インバータＩＮＶ２の第２電源ｍからの電流はｉｍ２である。また、モータコイルＭ１について、ｕ相電流ｉｕ１，ｖ相電流ｉｖ１、ｗ相電流ｉｗ１、ｕ相端電圧Ｖｕ１、ｖ相端電圧Ｖｖ１、ｗ相端電圧Ｖｗ１、モータコイルＭ２について、ｕ相電流ｉｕ２、ｖ相電流ｉｖ２、ｗ相電流ｉｗ２、ｕ相端電圧Ｖｕ２，ｖ相端電圧Ｖｖ２、ｗ相端電圧Ｖｗ２である。モータコイルＭ１の中性点電圧はＶｚ１、モータコイルＭ２の中性点電圧はＶｚ２、バッテリＢ電圧はＥ、零相電流はｉｅである。
【００５１】
特に、本システムでは、モータコイルＭ１、Ｍ２の中性点電位Ｖｚ１，Ｖｚ２と、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の電源電圧、すなわちコンデンサＣの出力電圧Ｖｃの関係は、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２における上側トランジスタと、下側トランジスタのオン期間の比で定まり、２つのモータコイルＭ１、Ｍ２の中性点間の電位差は、バッテリＢ電圧Ｅ（＝｜Ｖｚ１−Ｖｚ２｜）である。従って、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の上側トランジスタと、下側トランジスタのオン期間の比（変調率）によって、コンデンサＣの両端電圧が決定されることになる。
【００５２】
また、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２は、内部のスイッチングトランジスタをＰＷＭ制御することによって、モータコイルＭ１、Ｍ２の中性点電位Ｖｚ１，Ｖｚ２を制御する。ここで、上側トランジスタのオン期間と下側トランジスタオン期間の比（変調率）は、図１４（ａ）、１４（ｂ）に示すように、三角波である搬送波の一周期に対する電圧指令値の振幅の割合である。すなわち、電圧指令値を高くすると、それだけ三角波が指令値を上回る期間が少なくなる。そして、三角波が指令値を上回る期間を各相の上側トランジスタのオン期間、下側トランジスタのオフ期間とすることで、上下トランジスタのオン期間の比（すなわち変調率）が決定される。図１４（ａ）には、インバータＩＮＶ１の変調率ｄ１が示されており、図１４（ｂ）には、インバータＩＮＶ２の変調率ｄ２が示されている。
【００５３】
このように、変調率によって、中性点電位が決定され、この中性点電位とコンデンサ電圧の比は、変調率で決定される。さらに、２つの中性点電位の電位差は、バッテリＢの電圧Ｅである。従って、変調率と、コンデンサ電圧Ｖｃの間には、次の関係がある。
【００５４】
Ｖｃ＝Ｅ／（ｄ１−ｄ２）
そこで、両インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の変調率を制御することで、コンデンサ電圧Ｖｃを決定することができる。
【００５５】
なお、上述の例では、インバータの搬送波周期Ｔｓに対し、デッドタイムをおかずにスイッチングトランジスタをオンオフした。すなわち、デューティー比５０％の場合には、上下トランジスタとも５０％の期間オンするようにした。しかし、スイッチング期間における貫通電流を完全になくすために、上下トランジスタを両方ともオフするデットタイムＴｄを設ける場合も多い。この場合には、上述の式は、次のように書き換えて適用される。
【００５６】
Ｖｃ＝Ｅ／｛（ｄ１−Ｔｄ／Ｔｓ）−（ｄ２＋Ｔｄ／Ｔｓ）｝
このように、デットタイムを設ける場合においても、変調率ｄ１，ｄ２を制御することでコンデンサ電圧Ｖｃを決定することができる。
【００５７】
さらに、図１５には、さらに他の変形例を示している。この例では、モータコイルとして、Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３の３つを有している。そして、モータコイルＭ１，Ｍ２の中性点間がバッテリＢ１で接続され、モータコイルＭ２，Ｍ３の中性点間がバッテリＢ２で接続されている。また、モータコイルＭ１には、インバータＩＮＶ１の出力が接続され、モータコイルＭ２には、インバータＩＮＶ２の出力が接続され、モータコイルＭ３には、インバータＩＮＶ３の出力が接続されている。そして、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３の入力には、コンデンサＣの両端が接続されている。
【００５８】
このようなシステムにおいて、コンデンサＣの出力電圧をＶｃ、バッテリＢ１の出力電圧をＥ１、バッテリＢ２の出力電圧をＥ２、インバータＩＮＶ１の変調率をｄ１、インバータＩＮＶ２の変調率をｄ２、インバータＩＮＶ３の変調率をｄ３とすると、これらには次の関係がある。
【００５９】
Ｖｃ＝Ｅ１／（ｄ１−ｄ２）＝Ｅ２／（ｄ２−ｄ３）
従って、この式を満足するようにして変調率ｄ１，ｄ２，ｄ３を制御することで、所望のコンデンサ電圧Ｖｃを得ることができる。また、Ｅ１／（ｄ１−ｄ２）と、Ｅ２／（ｄ２−ｄ３）の値を異ならせることで、バッテリＢ１，Ｂ２間における電荷を輸送することができる。
【００６０】
なお、モータコイルＭ１，Ｍ２，Ｍ３の３つとしたが、４以上としても同様の制御を行うことができる。また、複数のモータコイルは、１つの電動機を構成しても、複数の電動機を構成してもよい。
【００６１】
「振幅最大値の抑制」
次に、本システムにおける電流振幅最大値の抑制について説明する。これは、２つのモータコイルＭ１，Ｍ２への電流の分配を変更することで達成する。
【００６２】
「実施形態の効果」
実施形態に係る制御の具体例を説明する前に、モータ出力と相電流との関係をシミュレーションで示し、本発明の電流低減効果を示す。
【００６３】
このシミュレーションは以下の手順で行った。最初に、１つの相（ここでは、ｕ相）の相電流ｉｕ１を、一回転での平均値（直流成分）ｉｄｃとそれ以外の成分（交流成分）ｉａｃとに分ける。さらに、交流成分ｉａｃについては、その振幅Ｉａｃで規格化した関数ｇ（θ）を導入する。
【００６４】
すなわち、
【数１】

とする。
【００６５】
つづいて、本システムの電池電圧Ｅとコンデンサ電圧Ｖｃの関係から電圧Ｖｗを定義する。これは、相電流の振幅Ｉａｃは、コンデンサ電圧Ｖｃから電池電圧Ｅを減算した電圧が最大値になるからである。また、同時に各コイルに印加される電圧ｖｖは上述の電流ｉａｃと一定の位相差（力率ｃｏｓφ）で推移すると仮定する。
【００６６】
すなわち、
【数２】
Ｖｗ＝Ｖｃ−Ｅ （６）
ｖｖ＝Ｖｗｇ（θ＋φ） （７）
とする。
【００６７】
また、モータ出力Ｗｏと各コイルがする仕事との関係は、コイルが６本あるので、次式のように整理できる。
【００６８】
【数３】

また、モータ出力は損失が十分に小さいとしてＷｏ＝ｉｅＥと近似できる。これの関係より次式を得る。
【００６９】
【数４】
ｉｅ＝Ｗｏ／Ｅ （１３）
以上より、各相コイルを流れる電流は式（１２）、（１３）で求められるＩａｃ，ｉｅを利用し次式で求められる。ただし、ｉｅのリップル分は考慮していない。
【００７０】
【数５】

次に、解析に用いる条件を示す。電池電圧Ｅ＝４２Ｖまたは１０５Ｖ、コンデンサ電圧Ｖｃ＝２１０Ｖ（昇圧率Ｖｃ／Ｅ＝５，または２）、力率ｃｏｓθ＝０．８で、モータ出力Ｗｏに対する交流電流振幅の大きさの最大値の通電方法による違いを示す。
【００７１】
この結果を、図１６〜図１８に示す。これらの図は、昇圧率の違いによる相電流最大値の違いを示しており、横軸がモータ出力、縦軸が相電流最大値（ｉｍａｘ）、実線が相電流最大値、破線が相電流最大値のうちの直流成分（ｉｅ／３）を示している。
【００７２】
図１６は従来の通電時の相電流最大値、図１７は零相リップル非許容条件での最大抑制通電時の相電流最大値、図１８は零相リップル許容条件での最大抑制通電方法（４．２．２ 節）時の、相電流最大値を示している。
【００７３】
これらの図より以下のことがわかる。
【００７４】
・いずれの場合にも、相電流の大きさは昇圧率により大きく変化し、昇圧率が高いほうが相電流に占める直流成分の比率が大きい。
【００７５】
・また、通電法の違いによる相電流の大きさの抑制効果が確認できる。
【００７６】
・Ｗｏ＝４０ｋＷ、昇圧比５倍で相電圧の最大値（交流成分、直流成分）を比較すると、図１６の従来通電では、最大値４７７Ａ（１５９，３１７Ａ）、図１７では、４５４Ａ（１３６，３１７Ａ）、図１８では、４０２Ａ（８５，３１７Ａ）である。
【００７７】
「本発明の基本となる従来の通電方法の説明」
図１６に示す２ＹＤＣ可変型インバータの従来の通電方法について、説明する。図１３に示す２ＹＤＣ可変型インバータに、通常流される相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２は、零相電流をｉｅ、交流電流振幅をＡ、ロータ回転数、回転角をそれぞれω，θ（θ＝ωｔ）とすれば、次式で表される。
【００７８】
【数６】

ここで、Ａ＝１（Ａ），ｉｅ＝３（Ａ）とすると、式（１５）〜（２０）は、図１９の関係が有る。ただし、図１９は上段から、ｉｕ１，ｉｕ２各々の電流が１段目、ｉｕ１とｉｕ２との電流の和が２段目、相電流をｄｑ軸変換した後のｄ軸電流ｉｄ１，ｉｄ２が３段目、ｑ軸電流ｉｑ１，ｉｑ２が４段目、最終段が零相電流ｉｅの３分の１（１相分）を示してある。
【００７９】
ここで、リラクタンストルクを考えなければｉｑ１＋ｉｑ２がモータトルクに寄与する電流成分（今回のケースでは、磁石位置を解析に入れていないので、ｉｕ１＋ｉｕ２がモータトルクに寄与する電流成分ともいえる）、ｉｅが電池とコンデンサ間を流れる電流である。そして、この時の相電流の大きさの最大値は２．００（Ａ）である。図１９の関係のうち、モータ駆動トルクを発生するための電流と電池・コンデンサ間の電流の条件は、式（２１）で書くことができる。
【００８０】
【数７】

さらに、式（２２）、（２３）を導入することにより、式（２１）は以下のようにも書きかえれる。なお、式（２４）において、ｉｄ，ｉｑは、ｄｑ軸で表される電流成分で、ここではコンスタントとなる。
【００８１】
【数８】

モータの巻線間に位相差がある場合（あるスター結線のコイル位置と、他のスター結線のコイル位置とが角度ξでずれている場合）には、通電される電流は式（２５）〜（３０）の様に書きかえられ、式（２４）は式（３１）となる。
【００８２】
【数９】

Ａ＝１（Ａ）、ｉｅ＝３（Ａ）、ξ＝３０°とすると、式（２５）〜（３０）は、図２０の関係が有る。このように、コイルの位相差を考慮した場合にも図１９と同様の関係があることが分かる。
【００８３】
「実施形態の２ＹＤＣ可変型インバータの説明」
図１７の実施形態では、零相電流におけるリップルの発生を許容せずに相電流の最大値を抑制する。
【００８４】
すなわち、本実施形態では、図１３の２ＹＤＣ可変型インバータにおいて、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１に対し所定の関数を加算することで、最大振幅を抑制する。そして、加算した関数を相電流ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２から減算することで、モータの出力トルクを変動させることなく、電流の最大振幅を抑制する。また、本実施形態では、零相電流のリップルを許容しない。
【００８５】
モータ出力トルクおよび零相電流の大きさを変えずに、電流振幅を減少させるためには、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２は、式（２１）の関係を満足する必要がある。すなわち、次式（３２）を満足する必要がある。この式は、各スター結線の対応する相の電流の和が正弦波であり、かつ各スター結線内の各相の電流の総和が零相電流の値、若しくは零相電流の値の符号を変えたものに等しいことを意味している。
【００８６】
【数１０】

ここで式（３２）の左辺の行列のランクが４であり、２つのフリーパラメータｆｕ（θ），ｆｖ（θ）を導入し、式（３２）を満足するように、以下のような十分条件に書きかえることができる。
【００８７】
【数１１】

ここで、ｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）が、設計に利用できるパラメータ（自由度は２）である。
【００８８】
従って、式（３３）〜（４２）を満たすｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）（自由度は２）を与えることで、出力トルクおよび零相電流を変動させることなく、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２を変動させることができる。そして、ｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）を相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２の最大振幅を減少するように選択することで、所期の目的を達成することができる。
【００８９】
図１８の実施形態では、条件を緩和し、零相電流におけるリップルの発生を許容して、相電流の最大値を抑制する。この場合には、式（３９）の条件をはずすことができる。従って、ｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）を選択する場合の自由度が広がる。そして、相電流の最大値をより小さくすることが可能となる。
【００９０】
また、上述の説明では、２つのモータコイルＭ１，Ｍ２間に位相差がないことを前提とした。実際には、コイル間に位相差を持たせて配置する場合も多い。この場合には、コイル電流に対応した位相差を持たせることで、位相差を持たせたことの影響を排除する。
【００９１】
このような各スター結線のコイル間に位相差ξを持つ場合には、式（３１）が、式（２１）に変わる条件となる。すなわち、モータ発生トルクや零相電流の大きさを変えずに電流振幅を減少するためには、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２が、式（４３）を満足する必要がある。この式は、各スター結線の対応するｄｑ軸電流の和が一定であり、かつ各スター結線内の各相の電流の総和が零相電流の値、若しくは零相電流の値の符号を変えたものに等しいことを意味している。
【００９２】
【数１２】

ここで、式（４３）を満たす解の１つとして、前述の場合と同様に以下の結果が導かれる。
【００９３】
【数１３】

ここで、ｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ），ｈｕ（θ），ｈｖ（θ），ｈｗ（θ）が、設計に利用できるパラメータである。さらに、ξ＝０°の時、式（３３）、（４２）の関数は、式（４４）、（５９）を満たす。
【００９４】
そして、式（４４）〜（５９）を満たすｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ），ｈｕ（θ），ｈｖ（θ），ｈｗ（θ）を与えることで、出力トルクおよび零相電流を変動させることなく、相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２を変動させることができる。さらに、ｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ），ｈｕ（θ），ｈｖ（θ），ｈｗ（θ）を相電流ｉｕ１，ｉｖ１，ｉｗ１，ｉｕ２，ｉｖ２，ｉｗ２の最大値を抑制できる形にすることで、所期の目的を達成することができる。
【００９５】
また、条件を緩和し、零相電流にリップル電流を許せば、式（５０）、（５１）の条件に代り、ｆｕ＋ｆｖ＋ｆｗ＋ｈｕ＋ｈｖ＋ｈｗ＝０が条件となる。
【００９６】
「零相電流にリップルを許さない場合の具体例」
コイル間位相差ξ＝０°で、上述の条件を満足する通電方法は、ｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）を式（６０）〜（６２）のように設定することにより得られる。なお、式のｇ１は、式（４０）〜（４２）の条件を満たすために入れた定数で、この場合はｇ１＝０．８６７である。
【００９７】
【数１４】

Ａ＝１（Ａ），ｉｅ＝３（Ａ）の場合について、ｆｕ（θ）の波形をｉｕ１と比較し、図２１、図２２に示す。図２１は、ｆｕ（θ）の図とｉｕ１の図の縦軸のスケールをあわせたもの、図２２は、ｆｕ（θ）の波形を見やすくするために拡大したものである。図より、ｆｕ（θ）の波形は正弦波のピーク部分を６０度幅で切り出し、それを正側負側正側の順にならべ、負側の大きさを正側の２倍に設定した波形となっている。すなわち、ｉｕ１の最大ピークのところを最も抑制する波形となっている。
【００９８】
従って、このような形のｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）をサインカーブに加算することによって相電流を最大電流を抑制することができ、かつこれに基づく出力トルクの変化はない。さらに、この例では、零相電流を発生しないという条件も満たしている。
【００９９】
さらに、式（６０）〜（６２）の条件を用いた結果を図２３に示す。図より、以下のことがわかる。
【０１００】
・零相電流
零相電流はｉｅ＝３（Ａ）であり、リップル成分は含まれない。
【０１０１】
・トルク
モータトルクを発生する電流（ｉｕ１＋ｉｕ２）は図１９と同等で、意図どおりのトルクを発生している。
【０１０２】
・相電流の大きさ
相電流の大きさの最大値は、１．８６６（Ａ）である。大きさの内訳は、交流による成分が０．８６６Ａ、直流による成分が１Ａである。
【０１０３】
このように、式（６０）〜（６２）に示すｆｕ（θ），ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）を利用することによって、零相電流、モータ出力トルクに影響を与えることなく、相電流の最大値を抑制することができる。
【０１０４】
また、ξ＝０°で、零相電流にリップルを許さない場合の他の例として、３倍の高調波で交流振幅を変調する場合を示す。
【０１０５】
すなわち、Ａ＝１（Ａ），ｉｅ＝３（Ａ）の場合について、ｆｕ（θ）の波形をｉｕ１と比較し、図２４に示す。この波形は、元々の交流波形の振幅を３倍の周波数を持つ正弦波で、次式のように変調した波形になっている。
【０１０６】
【数１５】

さらに、式（６３）と（６４）はつぎのように整理できる。
【０１０７】
【数１６】

ここで、ｆｕ（θ）＝αｓｉｎ（３θ）Ａｓｉｎ（θ）とおけば、式（３３）〜（４２）の条件を満足する。すなわち、ｆｕ（θ）＝αｓｉｎ（３θ）Ａｓｉｎ（θ）に設定することで、下記のような結果が得られる。
【０１０８】
図２４は、このｆｕ（θ）を示したものである。さらに、このｆｕ（θ）を用いた結果を図２５に示す。図より、以下のことがわかる。
【０１０９】
・零相電流
零相電流は平均値はｉｅ＝３（Ａ）である。その大きさは、加えたｆｕ（θ）の３倍の振幅である。
【０１１０】
・トルク
モータトルクを発生する電流（ｉｕ１＋ｉｕ２）は図１９と同等であり、意図どおりのトルクを発生している。
【０１１１】
・相電流の大きさ
相電流の大きさの最大値は１．８７２（Ａ）である。大きさの内訳は、交流による成分が０．８７２Ａ、直流による成分が１Ａである。
【０１１２】
次に、各スター結線間のコイル位置に位相差が３０°ずれた場合（ξ＝３０°）の結果を図２６に示す。この図より、以下のことがわかる。
【０１１３】
・零相電流
零相電流は、ｉｅ＝３（Ａ）であり、リップル成分は含まれない。
【０１１４】
・トルク
モータトルクを発生する電流（ｉｄとｉｑ）は図１９と同等で、意図どおりのトルクを発生している。
【０１１５】
・相電流の大きさ
相電流の大きさの最大値は、１．８６６（Ａ）である。大きさの内訳は、交流による成分が０．８６６Ａ、直流による成分が１Ａである。
【０１１６】
・相電流の波形
ここで用いた指令値は、電流の大きさを抑制するために、急峻に変化する波形である。しかし、実際の場合には、これをフィルタリングし高周波成分を除くことにより実現する。ただし、その場合は若干電流の抑制効果は悪くなる。
【０１１７】
「零相電流にリップルを許す場合の具体例」
ξ＝０°で、零相電流リップルを許す条件で、相電流の大きさを抑制できる通電方法の１つは、ｆｕ（θ）、ｆｖ（θ），ｆｗ（θ）を式（６７）〜（６９）のように流すことである。なお、式のｇ２は、式（４０）〜（４２）の条件を満たすために入れた定数で、この場合はｇ２＝−０．６３７である。
【０１１８】
【数１７】

Ａ＝１（Ａ）、ｉｅ＝３（Ａ）の場合について、ｆｕ（θ）の波形をｉｕ１と比較し、図２７に示す。さらに、式（６７）〜（６９）の条件を用いた結果を図２８に示す。図より、以下のことがわかる。
【０１１９】
・零相電流
零相電流の平均値はｉｅ＝３（Ａ）であるが、リップル成分が含まれその大きさは０．４６Ａである。
【０１２０】
・トルク
モータトルクを発生する電流（ｉｕ１＋ｉｕ２）は図１９と同等で、意図どおりのトルクを発生している。
【０１２１】
・相電流の大きさ
相電流の大きさの最大値は、１．６３（Ａ）である。大きさの内訳は、交流による成分が０．６３Ａ、直流による成分が１Ａである。
【０１２２】
次に、ξ＝０°で、零相電流にリップルを許す場合のその他の方法の一例として、６倍の高調波を加える場合を示す。Ａ＝１（Ａ）、ｉｅ＝３（Ａ）の場合について、ｆｕ（θ）の波形をｉｕ１と比較し、図２９に示す。なお高調波の振幅は、相電流が最小になるように最適化した値を用いている。
【０１２３】
さらに、このｆｕ（θ）を用いた結果を図３０に示す。図より、以下のことがわかる。
【０１２４】
・零相電流
零相電流は平均値はｉｅ＝３（Ａ）であるが、リップル成分が含まれる。その大きさは、加えたｆｕ（θ）の３倍の振幅である。
【０１２５】
・トルク
モータトルクを発生する電流（ｉｕ１＋ｉｕ２）は図１９と同等で、意図どおりのトルクを発生している。
【０１２６】
・相電流の大きさ
相電流の大きさの最大値は１．９６（Ａ）である。大きさの内訳は、交流による成分が０．９６Ａ、直流による成分が１Ａである。
【０１２７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、トルクの増減を伴うことなく、相電流の最大電流値を抑制することができ、モータとしての機能を損なうことなく、デバイスの電流容量を下げられるので，同等性能を保ちつつ、システムの低コスト化を実現できる。トルクリップルを抑制することで、モータの機能を十分なものにできる。
【０１２８】
また、電流抑制には、高周波成分が電流に重畳する必要がある。このため、高周波域まで電流を制御することが必要になる。しかし、回転数により制御を切り替えることにより、より効果的な制御が可能になる。
【０１２９】
すなわち、電流値が大きい低回転域で振幅最大値抑制を行うため、元々の制御周波数帯域が低いので，高調波を重畳しても制御が極端に難しくはならない。一方、高回転域では従来法を用いるため前述の高周波重畳時の制御問題は発生しない。さらに、中回転領域において、零相電流のリップルを抑制することで、適切な制御が行える。
【０１３０】
このような制御の切り替えにより、電流抑制による制御上の問題を回避しつつ，電流抑制を実現できる。
【０１３１】
以上、本発明の実施の形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の一実施例である動力出力装置２０の構成の概略を示す構成図である。
【図２】 ２Ｙモータ２２の三相コイル２４と三相コイル２６との関係を説明する説明図である。
【図３】 三相コイル２４の中性点と三相コイル２６の中性点との電位差Ｖ０１２が直流電源４０の電圧Ｖｂより小さい状態における電流の流れを２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６のｕ相の漏れインダクタンスに着目して説明する説明図である。
【図４】 三相コイル２４の中性点と三相コイル２６の中性点との電位差Ｖ０１２が直流電源４０の電圧Ｖｂより大きい状態における電流の流れを２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６のｕ相の漏れインダクタンスに着目して説明する説明図である。
【図５】 三相コイル２４の中性点の電位Ｖ０１と三相コイル２６の中性点の電位Ｖ０２との差が直流電源４０の電圧Ｖｂとなるよう操作したときの三相コイル２４，２６の各相の電位Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１，Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２の波形の一例を示す説明図である。
【図６】 実施例の動力出力装置２０の電子制御ユニット５０で実行される駆動制御を制御ブロックとして示すブロック図である。
【図７】 搬送波位相角が０度と１８０度のときの電流リップルのシミュレーション結果の一例を示す説明図である。
【図８】 変形例の動力出力装置２０Ｂの構成の概略を示す構成図である。
【図９】 変形例の動力出力装置２０Ｃの構成の概略を示す構成図である。
【図１０】 変形例の動力出力装置２０Ｄの構成の概略を示す構成図である。
【図１１】 変形例の動力出力装置２０Ｅの構成の概略を示す構成図である。
【図１２】 変形例の動力出力装置２０Ｆの構成の概略を示す構成図である。
【図１３】 ２ＹＤＣの装置構成を示す図である。
【図１４】 電圧指令値と、インバータ搬送波の関係を示す図である。
【図１５】 モータコイルを３つとした例を示す図である。
【図１６】 従来の通電方法における電流最大振幅値を示す図である。
【図１７】 零相リップル非許容時における電流低減の場合の電流最大振幅値を示す図である。
【図１８】 零相リップル許容時における電流低減の場合の電流最大振幅値を示す図である。
【図１９】 従来の相電流と零相電流などを示す図である。
【図２０】 従来の相電流と零相電流など（コイル間位相差作がある場合）を示す図である。
【図２１】 リップル電流を抑制する場合における相電流と関数ｆを示す図である。
【図２２】 図２１の拡大図である。
【図２３】 リップル電流を抑制する場合における相電流などを示す図である。
【図２４】 ３倍の高調波で交流振幅を変調する場合における相電流およびその振幅最大値を示す図である。
【図２５】 ３倍の高調波で交流振幅を変調する場合における相電流などを示す図である。
【図２６】 リップルを抑制する場合（位相差あり）における相電流などを示す図である。
【図２７】 リップル電流を許容する場合における相電流および関数ｆを示す図である。
【図２８】 リップル電流を許容する場合における相電流などを示す図である。
【図２９】 ６倍の高調波で変調する場合における相電流およびその振幅最大値を示す図である。
【図３０】 ６倍の高調波で交流振幅を変調する場合における相電流などを示す図である。
【符号の説明】
２０，２０Ｂ 動力出力装置、２２ ２Ｙモータ、２２Ａ 第１モータ、２２Ｂ 第２モータ、２４，２４Ｂ，２６，２６Ｂ 三相コイル、３０，３２ インバータ回路、３４ 正極母線、３６ 負極母線、３８ コンデンサ、４０ 直流電源、５０ 電子制御ユニット、５２ ＣＰＵ、５４ ＲＯＭ、５６ ＲＡＭ、６１〜６７ 電流センサ、６８，６８Ａ，６８Ｂ 回転角センサ、Ｔ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６ トランジスタ、Ｄ１１〜Ｄ１６，Ｄ２１〜Ｄ２６ ダイオード、Ｂ バッテリ、Ｃ コンデンサ、ＩＮＶ１，ＩＮＶ２ インバータ、Ｍ１，Ｍ２ モータコイル。

Claims (19)

1. 巻線群を有する複数の多相交流負荷と、
   該複数の多相交流負荷のうちの一つの多相交流負荷に接続されたインバータ回路と、
   該インバータ回路が接続された多相交流負荷の巻線群と該多相交流負荷とは異なる少なくとも一つの多相交流負荷の巻線群の中性点間に接続された少なくとも一つの副電源と、
   該副電源が接続された多相交流負荷のうち前記インバータ回路が接続されていない多相交流負荷の有する巻線群の中性点の電位を制御する少なくとも一つの中性点電位制御手段と
   を備える駆動装置。
2. 請求項１に記載の装置において、前記中性点電位制御手段は、該制御に係る多相交流負荷に接続されたインバータ回路を備える手段である駆動装置。
3. 請求項１又は２に記載の装置において、前記複数の多相交流負荷は、単一の電気機器が備える負荷である駆動装置。
4. 動力の出力が可能な動力出力装置であって、
   二つの星形結線コイルと、
   正極母線と負極母線とを共用して前記少なくとも二つの星形結線コイルの各々に多相交流電力を供給可能な二つのインバータ回路と、
   前記正極母線と前記負極母線とに接続された第１電源と、
   前記二つの星形結線コイルの中性点間に接続された第２電源と、
   を備え、
   前記二つの星形結線コイルに電流を流すことで動力を出力する動力出力装置。
5. 前記第１電源は、充放電可能な蓄電手段である請求項４記載の動力出力装置。
6. 請求項５に記載の装置において、
   前記二つのインバータ回路は、前記正極母線と負極母線との間に配置された上側スイッチング素子と下側スイッチング素子の直列接続をそれぞれ複数有し、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子の接続点が対応する星形結線コイルの複数の端子にそれぞれ接続されており、
   前記二つのインバータ回路における、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子のオン期間の比である変調率をそれぞれ個別に制御することで、前記第１電源の電圧を制御する動力出力装置。
7. 請求項６に記載の装置において、
   前記二つのインバータの一方における変調率をｄ１、前記二つのインバータの他方における変調率をｄ２、前記第２電源の出力電圧をＶｂ、前記第１電源の出力電圧をＶｃとしたときに、Ｖｃ＝Ｖｂ／（ｄ１−ｄ２）という式に基づいて、前記二つのインバータにおける変調率をそれぞれ制御する動力出力装置。
8. 請求項７に記載の装置において、
   前記二つのインバータにおける上側スイッチング素子および下側スイッチング素子の複数の直列接続について、すべてのスイッチング素子をオフとするデッドタイムを有する場合には、このデッドタイムを考慮して上記式を補正する動力出力装置。
9. 請求項８に記載の装置において、
   前記二つのインバータにおけるオンオフ周期を決定する搬送波の周期をＴｓ、その搬送波の１周期に対する前記デッドタイムをＴｄとしたときに、上記補正された式は、Ｖｃ＝Ｖｂ／｛（ｄ１−Ｔｄ／Ｔｓ）−（ｄ２＋Ｔｄ／Ｔｓ）｝である動力出力装置。
10. 請求項４〜９のいずれか１つに記載の装置において、
    前記二つの星形結線コイルは、一つのロータに対応して設けられ、１つの電動機を構成する動力出力装置。
11. 請求項１０に記載の装置において、
    前記電動機の二つの星形結線コイルに供給される各々の多相交流電力の位相差を該二つの星形結線コイルの位相差と同一として該電動機から所望のトルクを出力すると共に前記第１電源の電圧を目標電圧に保持するよう前記二つのインバータ回路の複数のスイッチング素子をスイッチング制御する動力出力装置。
12. 請求項４〜９のいずれか１つに記載の装置において、
    前記二つの星形結線コイルは、それぞれ別のロータに対応して設けられ、２つの別のモータを構成する動力出力装置。
13. 請求項１２に記載の装置において、
    二つの電動機からそれぞれ所望のトルクを出力し、かつ、前記第１電源の電圧を目標電圧に保持するよう前記二つのインバータ回路の各々の複数のスイッチング素子をスイッチング制御する動力出力装置。
14. 請求項１０に記載の装置において、
    一方の星形結線コイルに供給する電流の振幅最大値を減少させ、その減少分に対応する電流を他方の星形結線コイルへ供給する電流に加算する動力出力装置。
15. 請求項１４に記載の装置において、
    前記電動機の出力トルクに変動を生じないという条件で、前記振幅最大値を減少分および他方への加算を決定する動力出力装置。
16. 請求項１５に記載の装置において、
    前記二つの星形コイルの中性点間に流れる電流への影響を発生しないという条件で、前記振幅最大値を減少分および他方への加算を決定する動力出力装置。
17. 二つの星形結線コイルを有する電動機と、正極母線と負極母線とを共用して前記二つの星形結線コイルの各々に多相交流電力を供給可能な二つのインバータ回路と、前記正極母線と前記負極母線とに接続された蓄電手段と、前記電動機の二つの星形結線コイルの中性点間に接続された電源とを備える動力出力装置の制御方法であって、
    前記電動機の二つの星形結線コイルに供給される各々の多相交流電力の位相差を該二つの星形結線コイルの位相差と同一とすると共に前記二つの星形結線コイルの中性点間の電位差を調節可能に前記二つのインバータ回路の複数のスイッチング素子をスイッチング制御することにより、該電動機から所望のトルクを出力すると共に前記正極母線と前記負極母線との間の電位差を所望の電位差にする動力出力装置の制御方法。
18. 星形結線コイルを有する第１の電動機と、星形結線コイルを有する第２の電動機と、前記第１の電動機に多相交流電力を供給可能な第１のインバータ回路と、該第１のインバータ回路の正負の母線を正負の母線として前記第２の電動機に多相交流電力を供給可能な第２のインバータ回路と、前記第１のインバータ回路の正負の母線に接続された蓄電手段と、前記第１の電動機の中性点と前記第２の電動機の中性点とに接続された電源とを備える動力出力装置の制御方法であって、
    前記第１の電動機の中性点と前記第２の電動機の中性点との間の電位差を調節可能に前記第１のインバータ回路および前記第２のインバータ回路の各々の複数のスイッチング素子をスイッチング制御することにより、前記第１の電動機から所望のトルクを出力すると共に前記第２の電動機から所望のトルクを出力し、かつ、前記正極母線と前記負極母線との間の電位差を所望の電位差にする動力出力装置の制御方法。
19. 請求項４〜１６のいずれか１つに記載の装置において、
    前記二つのインバータ回路をＰＷＭ駆動することで、前記二つのインバータから前記二つの星形コイルにＰＷＭ変調した電流を供給し、
    前記二つのインバータ回路におけるＰＷＭ駆動の搬送波の位相角の差を０度に制御する動力出力装置。

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