JP3932962B2 - バンドパスフィルタ及び通信機 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、バンドパスフィルタ及び通信機に関し、特に、入力側及び出力側における反射波を抑圧する構成が備えられたバンドパスフィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、マイクロ波帯〜ミリ波帯の高周波帯の発信回路や信号処理回路においてバンドパスフィルタが用いられている。この種のバンドパスフィルタとしては、例えば弾性表面波フィルタ、誘電体フィルタ、導波管を利用したフィルタ、マイクロストリップ線路を利用したフィルタ、またはリアクタンスを持つ集中定数部品（コンデンサ、チップインダクタ、空芯コイルなど）により構成されたフィルタなどが挙げられる。
【０００３】
図１２は、従来のバンドパスフィルタの一例としての、共振子型弾性表面波フィルタの模式的平面図である。共振子型弾性表面波フィルタ５００では、圧電単結晶基板５０１上に共振子型弾性表面波フィルタ部５０２が構成されている。このフィルタ部５０２は、表面波伝搬方向に沿って配置されたＩＤＴ５１４〜５１６と、ＩＤＴ５１４〜５１６が設けられている領域の表面波伝搬方向両側に設けられた反射器５１３，５１７とを有する。
【０００４】
中央のＩＤＴ５１５に、アース電位に接続される電極パッド５０９及び出力端子を構成する電極パッド５１２が、それぞれ、接続導電部５０４，５０７を介して接続されている。また、両側のＩＤＴ５１４，５１６の一方の櫛歯電極に、接続導電部５０３，５０５を介して、入力端子を構成する電極パッド５１１が接続されている。ＩＤＴ５１４，５１６の他方の櫛歯電極には、接続導電部５０６，５０８を介してアース電位に接続される電極パッド５１０が接続されている。
【０００５】
上記共振子型弾性表面波フィルタ５００として、１８０５〜１８８５ＭＨｚを通過帯域とする、特性インピーダンス５０Ωのバンドパスフィルタを構成した場合の特性の一例を図１３〜図１６に示す。図１３は、伝送特性を示し、図１４は、伝送特性の要部を拡大して示す図である。また、図１５は、上記共振子型弾性表面波フィルタ５００の通過帯域内の周波数における入力端子側インピーダンス特性を示すスミスチャートであり、図１６は、通過帯域内の周波数における出力端子側インピーダンス特性を示すスミスチャートである。
【０００６】
共振子型弾性表面波フィルタ５００の動作原理は、例えば「弾性波素子技術ハンドブック」（オーム社刊、日本学術振興会弾性波素子技術第１５０委員会編）に述べられている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
マイクロ波帯〜ミリ波帯で用いられているバンドパスフィルタでは、入出力端におけるインピーダンス整合が完全に図られていることが望ましい。すなわち、入出力端において、通過帯域内の信号がなるべく反射しないことが望ましい。通過帯域内の信号が反射により損失することが望ましくないだけでなく、発生した反射波がバンドパスフィルタに接続された電気回路に悪影響をもたらす恐れがあるからである。
【０００８】
携帯電話機の受信部において、アンテナと、増幅器との間に配置されるバンドパスフィルタを例にとり、上記問題点をより具体的に説明する。
通過帯域内信号に対し、バンドパスフィルタの入力端側におけるインピーダンス整合が図られていない場合、アンテナが受信した帯域内信号の一部がバンドパスフィルタの入力端で反射され、受信信号が損失する。この場合、受信信号の損失分だけ、必要な信号強度を保つため、増幅器の利得を高めねばならないことになる。従って、携帯電話機の消費電力が増加せざるを得ない。
【０００９】
また、受信信号の一部が損失すると、信号対雑音比（ＳＮ比）が悪化する。後段で増幅により信号レベルを高めたとしても、ＳＮ比は回復されない。よって、携帯電話機の受信性能が悪化する。
【００１０】
さらに、バンドパスフィルタの入力端で反射した受信信号の一部は、アンテナ端でも反射され、バンドパスフィルタに戻ってくる。従って、多重反射により、バンドパスフィルタにおいて位相遅れを有する受信信号が正常な受信信号に重畳されることになる。よって、この多重反射によっても受信信号が劣化し、携帯電話機の受信性能が損なわれる。
【００１１】
上記のように、バンドパスフィルタの入力端側における信号の反射は様々な悪影響をもたらす。従って、バンドパスフィルタの入力端においては、信号の反射をできるだけ小さくするように、通過帯域内においてできる限りインピーダンス整合が図られていることが求められる。
【００１２】
他方、バンドパスフィルタの出力端で帯域内インピーダンス整合が図られていない場合には、バンドパスフィルタの出力端と増幅器の入力端との間で帯域内信号の多重反射が生じる。そのため、帯域内信号に対して利得を有するように設計された増幅器の動作が不安定となり、最悪の場合、異常発振が生じる。バンドパスフィルタ出力端のインピーダンスの不整合がそれ程大きくない場合には、異常発振までは至らない。しかしながら、その場合であっても、インピーダンスの不整合により発生したバンドパスフィルタと増幅器との間の多重反射は、増幅器の正常な動作を多かれ少なかれ妨げることになる。従って、バンドパスフィルタの出力端側においても、信号の反射が生じないように、できる限りインピーダンス整合が図られていることが望ましい。
【００１３】
携帯電話機の受信部のアンテナと増幅器との間に配置されるバンドパスフィルタを例にとり説明したが、これに限らず、マイクロ波帯〜ミリ波帯を通過帯域とするバンドパスフィルタでは、一般的に、通過帯域内信号の入出力端における反射がなるべく生じないように、入出力端のインピーダンス整合が通過帯域内の全周波数範囲に渡り完全に図られていることが望ましい。
【００１４】
しかしながら、現実には、バンドパスフィルタの入出力インピーダンスが周波数特性を有するため、通過帯域内の全ての周波数範囲に渡り、完全に入出力端のインピーダンスを整合させることは事実上不可能であった。従って、通過帯域内の全ての周波数において、なるべく完全なインピーダンス整合に近い状態となるようにすることが重要である。
【００１５】
上述した従来の共振子型弾性表面波フィルタ５００の入出力端におけるインピーダンス特性では、図１５及び図１６から明らかなように、インピーダンスはスミスチャートの中心である完全整合点の近くに位置するものの、インピーダンスは完全に整合しているわけではない。すなわち、インピーダンス特性が周波数特性を持ちつつ、完全整合点の周辺を移動していることがわかる。従って、入出力インピーダンスの完全整合点からの距離に応じて、入出力端において信号の反射が生じていることがわかる。
【００１６】
本発明の目的は、通過帯域内の全ての周波数範囲に渡り、より一層良好なインピーダンス整合性を有するバンドパスフィルタを提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本願の第１の発明によれば、第１のフィルタと、少なくとも使用周波数帯域で周波数に対する特性が前記第１のフィルタと同一であり、かつ前記第１のフィルタに並列接続された第２のフィルタと、前記第１，第２のフィルタの入力側の並列接続点よりも後段において前記第１のフィルタの入力側にカスケード接続されており、かつ位相をｘ度ずらす第１の移相手段と、前記第１，第２のフィルタの出力側の並列接続点よりも前段において第１のフィルタの出力側にカスケード接続されており、かつ位相をｙ度ずらす第２の移相手段と、前記第１，第２のフィルタの入力側の並列接続点よりも後段において前記第２のフィルタの入力側にカスケード接続されており、かつ位相をｚ度ずらす第３の移相手段と、前記第１，第２のフィルタの出力側の並列接続点よりも前段において第２のフィルタの出力側にカスケード接続されており、かつ位相をｗ度ずらす第４の移相手段とを備えており、ｘ、ｙ、ｚ、ｗには式（１）〜（３）の関係が成立していることを特徴とするバンドパスフィルタが提供される。
【００１８】
▲１▼２ｘ−２ｚ＝１８０＋ｎ×３６０（ｎは任意の整数）
▲２▼２ｙ−２ｗ＝１８０＋ｍ×３６０（ｍは任意の整数）
▲３▼ｘ＋ｙ＝ｚ＋ｗ＋ｌ×３６０（ｌは任意の整数）
【００１９】
第２の発明によれば、第１のフィルタと、少なくとも使用周波数帯域で周波数に対する特性が前記第１のフィルタと同一であり、かつ前記第１のフィルタに並列接続されている第２のフィルタと、前記第１，第２のフィルタの出力側の並列接続点よりも前段において前記第１のフィルタの出力側にカスケード接続されており、かつ位相を略（９０＋ｎ×１８０）度（ここでｎは任意の整数）ずらす移相手段と、前記第１，第２のフィルタの入力側の並列接続点よりも後段において前記第２のフィルタの入力側にカスケード接続されており、かつ位相を略（９０＋ｍ×１８０）度（ここでｍは、ｎと奇偶の一致する任意の整数）ずらす移相手段とを備えることを特徴とするバンドパスフィルタが提供される。
【００２０】
第３の発明によれば、第１のフィルタと、少なくとも使用周波数帯域で周波数に対する特性が前記第１のフィルタと同一であり、かつ前記第１のフィルタに並列接続された第２のフィルタと、前記第１，第２のフィルタの入力側の並列接続点よりも後段において前記第１のフィルタの入力側にカスケード接続されており、かつ位相を略（９０＋ｎ×１８０）度（ここでｎは任意の整数）ずらす移相手段と、前記第１，第２のフィルタの出力側の並列接続点よりも前段において前記第１のフィルタの出力側にカスケード接続されており、かつ位相を略（９０＋ｍ×１８０）度（ここでｍは、ｎと奇偶の一致する任意の整数）ずらす移相手段とを備えることを特徴とするバンドパスフィルタが提供される。
【００２１】
本発明において、上述した移相手段は、位相をずらす構成である限り、特に公知の移相デバイス、例えばバンドパスフィルタを構成する配線などにより構成されてもよい。
【００２２】
本発明（第１〜第３の発明）のある特定の局面では、前記移相手段の少なくとも１つが遅延線により構成される。遅延線は、バンドパスフィルタを構成する回路基板や圧電基板上において容易に形成され得る。従って、本発明において、移相手段の少なくとも１つを遅延線により構成した場合、該移相手段を容易に構成することができる。
【００２３】
本発明の他の特定の局面では、前記移相手段の少なくとも１つがコンデンサ素子とインダクタンス素子から構成される。この場合には、コンデンサ素子及びインダクタンス素子の特性を選択することにより最適な移相手段を容易に構成することができる。
【００２４】
本発明に係るバンドパスフィルタでは、上記第１，第２のフィルタは、様々なバンドパスフィルタにより構成することができ、例えば、弾性表面波フィルタ、誘電体フィルタまたは圧電フィルタなどにより構成され得る。
【００２５】
本発明のさらに他の特定の局面では、前記第１のフィルタ及び第２のフィルタが圧電基板を有するを弾性表面波フィルタであって、前記遅延線が前記圧電基板上に形成された導体ストリップ線路からなる。この場合には、弾性表面波フィルタを構成する圧電基板上において、導体ストリップ線路を形成するだけで、容易に遅延線を構成することができ、かつ、遅延線が弾性表面波フィルタと一体に構成されるので、バンドパスフィルタの小型化を図ることができる。
【００２６】
本発明のさらに別の特定の局面では、前記第１のフィルタ及び第２のフィルタが圧電基板を有する弾性表面波フィルタであって、前記移相手段の１つ以上が、コンデンサ素子とインダクタンス素子から構成されていて、該コンデンサ素子は前記圧電基板上の対向電極によって形成されている。この場合には、コンデンサ素子が弾性表面波フィルタを構成する圧電基板上に対向電極を形成することにより構成されているので、コンデンサ素子を装置を大型化することなく容易に形成することができる。
【００２７】
本発明に係る通信機は、本発明に従って構成されたバンドパスフィルタを帯域フィルタとして備えることを特徴とする。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。
【００２９】
図１は、本発明の第１の実施形態に係るバンドパスフィルタの概略構成を示す回路図である。
本実施形態のバンドパスフィルタ１００では、通過帯域内においてほぼ同じ特性を有する第１，第２のバンドパスフィルタ１，２が用いられる。すなわち、入力端子対９と出力端子対１０との間に、周波数に対する入出力インピーダンス特性及び伝送特性がほぼ同一であるバンドパスフィルタ１，２が並列に接続されている。
【００３０】
入力端子対９と第１のバンドパスフィルタ１との間には、信号の位相をｘ°シフトさせる第１の移相手段としての移相器３がカスケード接続されており、バンドパスフィルタ１と出力端子対１０との間には、信号の位相をｙ°シフトさせる第２の移相手段としての移相器４がカスケード接続されている。同様に、第２のバンドパスフィルタ２と入力端子対９との間には、信号の位相ｚ°シフトさせる第３の移相手段としての移相器５がカスケード接続されており、、バンドパスフィルタ２と出力端子対１０との間には、信号の位相をｗ°シフトさせる第４の移相手段としての移相器６がカスケード接続されている。
【００３１】
言い換えれば、移相器３、バンドパスフィルタ１及び移相器４が順にカスケード接続されてなるフィルタ回路７と、移相器５、バンドパスフィルタ２及び移相器６が順にカスケード接続されてなるフィルタ回路８とが並列に接続されている。
【００３２】
フィルタ回路７，８を並列接続することにより、バンドパスフィルタ１００が構成されている。なお、入力端子対９及び出力端子対１０は、上記並列接続の並列接続点に接続されている。
【００３３】
本実施形態では、上記移相器３，４，５，６の位相シフト量ｘ，ｙ，ｚ，ｗの間に、下記の式（１）〜（３）が成立しており、後述するように、入出力端におけるインピーダンス整合を従来例に比べて完全整合に近くすることができる。
【００３４】
式（１）
２ｘ−２ｚ＝１８０°＋ｎ×３６０°（但し、ｎは任意の整数）
式（２）
２ｙ−２ｗ＝１８０°＋ｍ×３６０°（但し、ｍは任意の整数）
式（３）
ｘ＋ｙ＝ｚ＋ｗ＋ｉ×３６０°（ｉは任意の整数）
バンドパスフィルタ１００の動作と、インピーダンス整合が入出力端において図られることとを説明する。
【００３５】
まず、入力端子対９で生じる帯域内信号の反射につき説明する。入力端子対９で発生する反射波は、フィルタ回路７から発生した反射波と、フィルタ回路８から発生した反射波とが合成されてものとなる。仮に、移相器３及び移相器５が接続されていなかったとすると、バンドパスフィルタ１の帯域内特性とバンドパスフィルタ２の帯域内特性がほぼ同じであるため、フィルタ回路７から生じる反射波と、フィルタ回路８から生じる反射波は略同相であり、かつ略同振幅となる。
【００３６】
しかしながら、実際には、フィルタ回路７から発生した反射波は、バンドパスフィルタ１に向かって進行していくときと、バンドパスフィルタ１の入力端で反射されて入力端子対９に戻っていくときの２回、移相器３を通過する。従って、移相器３が接続されていなかった場合と比べれば、移相器３が接続されている場合には、反射波の位相は２ｘ°遅れることになる。
【００３７】
他方、フィルタ回路８から発生する反射波は、移相器５が接続されていなかった場合に比べて、その位相は２ｚ°だけ遅れることになる。
従って、フィルタ回路７から発生する反射波とフィルタ回路８から発生する反射波は、ほぼ同じ振幅でありながら、両者の間には２（ｘ−ｚ）°の位相差が生じることになる。
【００３８】
よって、式（１）は、フィルタ回路７から発生した反射波の位相と、フィルタ回路８から発生した反射波の位相とが逆転していることを意味する。すなわち、フィルタ回路７から発生する反射波と、フィルタ回路８から発生する反射波が、略逆相であり、かつ同振幅となる。よって、フィルタ回路７から発生する反射波と、フィルタ回路８から発生する反射波が打ち消し合い、入力端子対９では、反射波がほとんど発生しないことがわかる。
【００３９】
入力信号が通過帯域内の周波数である限り反射波がほとんど発生しないことになるため、本実施形態のバンドパスフィルタ１００では、通過帯域内の全周波数範囲に渡り入力端子側における反射がほとんど生じない。すなわち、入力端子側におけるインピーダンス整合特性が非常に良好なバンドパスフィルタを提供し得ることがわかる。
【００４０】
出力端子側においても、フィルタ回路７から発生した反射波と、フィルタ回路８で発生した反射波とが打ち消し合うことになる。すなわち、バンドパスフィルタ１とバンドパスフィルタ２の通過帯域内における特性が同じであること、並びに移相器４の位相シフト量ｙと、位相器６の位相シフト量ｗとが式（２）の関係を満たすことにより、通過帯域内の全周波数において、フィルタ回路７で発生する反射波とフィルタ回路８で発生する反射波とが打ち消し合い、出力端子対１０においても反射波はほとんど発生しない。
【００４１】
上記のように、本実施形態のバンドパスフィルタ１００では、通過帯域内の全周波数において、入力端子及び出力端子において反射がほとんど生じないので、入出力端のインピーダンス整合特性が良好なバンドパスフィルタが得られる。
【００４２】
次に、上記バンドパスフィルタ１００の帯域内伝送特性につき説明する。
バンドパスフィルタ１００を通過する進行波は、フィルタ回路７を通過する進行波と、フィルタ回路８を通過する進行波とが合成されたものとなる。フィルタ回路７を通過する進行波は、移相器３，４により、（ｘ＋ｙ）°の位相シフトを生じており、他方、フィルタ回路８を通過する進行波は移相器５，６により（ｚ＋ｗ）°の位相シフトを生じている。両者の位相シフト量の差は、式３から、３６０°の整数倍であることがわかる。
【００４３】
すなわち、フィルタ回路７を通過する進行波の位相と、フィルタ回路８を通過する進行波の位相は、移相器３〜６が設けられていない場合とほとんど変わらない。
【００４４】
移相器３〜６が設けられていない場合には、フィルタ回路７を通過する進行波はバンドパスフィルタ１を通過する進行波そのものとなり、フィルタ回路８を通過する進行波はバンドパスフィルタ２を通過する進行波そのものとなり、バンドパスフィルタ１とバンドパスフィルタ２の帯域内特性が同じであるため、両者は同相の進行波となる。
【００４５】
移相器３〜６が設けられている場合と設けられていない場合とで、フィルタ回路７を通過する進行波と、フィルタ回路８を通過する進行波の位相関係がほとんど変わらないため、移相器３〜６が設けられている場合においても、フィルタ回路７を通過する進行波とフィルタ回路８を通過する進行波とはほぼ同相となる。
【００４６】
従って、フィルタ回路７を通過する進行波と、フィルタ回路８を通過する進行波とが、ほぼ同相で効率よく重ね合わされ、バンドパスフィルタ１００からの出力進行波となる。
【００４７】
よって、バンドパスフィルタ１００全体の帯域内信号の伝送効率は、バンドパスフィルタ１，２のそれぞれの伝送効率と同程度である。
また、実際には、反射による損失が大幅に少なくなるため、バンドパスフィルタ１００の伝送効率は、バンドパスフィルタ１，２自体の伝送効率よりもさらに若干高められる。
【００４８】
なお、バンドパスフィルタ１，２の帯域内特性が仮に全く等しい場合であっても、実際には、バンドパスフィルタ１００の内部において、両者が完全に同じ反射特性を必ずしも示すわけではない。バンドパスフィルタ１とバンドパスフィルタ２の出力端の終端条件が同じであれば、両者の入力端の反射特性は全く等しくなり、バンドパスフィルタ１，２の入力端の終端条件が同じであれば、両者の出力端の反射特性は全く同じとなる。しかしながら、このような条件が満たされない場合には、バンドパスフィルタ１，２の内部で発生する多重反射の状態が両者の間で若干異なってくるため、その影響により、バンドパスフィルタ１，２の反射特性が若干異なることがある。
【００４９】
バンドパスフィルタ１００の内部においては、バンドパスフィルタ１とバンドパスフィルタ２の出入力端は同じ状態とはなっていないため、両者の反射特性はやはり、バンドパスフィルタ１，２の内部多重反射の影響により若干異なる。従って、フィルタ回路７からの反射波とフィルタ回路８からの反射波は完全に打ち消し合うわけではなく、やはりバンドパスフィルタ１００全体として若干の反射波は生じる。
【００５０】
しかしながら、バンドパスフィルタ１，２として、ある程度帯域内反射が小さいフィルタを用いる場合、バンドパスフィルタ１，２の通過帯域内におけるフィルタ内多重反射は非常に小さくなるため、上記のように、フィルタ回路７からの反射波とフィルタ回路８からの反射波がほぼ打ち消し合い、バンドパスフィルタ１００はバンドパスフィルタ１，２を単独で用いた場合よりもはるかに帯域内反射が小さいバンドパスフィルタとして動作する。この具体的な効果の程度については、後述の具体的な実験例により説明する。
【００５２】
なお、式（１）において、ｙが（９０°＋ｎ×１８０°）（ｎは任意の整数）、ｚが（９０°＋ｍ×１８０°）（ｍは、ｎと奇遇の一致する任意の整数）とした場合、ｘ＝ｗ＝０であっても式（１）及び（２）は成立する。すなわち、図２に示す変形例のように移相器３及び移相器６を省略してもよい。この場合、移相器４の位相シフト量ｙを略（９０°＋ｎ×１８０°）、移相器５の位相シフト量ｚを略（９０°＋ｍ×１８０°）とすれば、上記実施形態と同様に良好な結果を得ることができる。
【００５３】
また、式（１）〜（３）において、ｘを略（９０°＋ｎ×１８０°）、ｙを略（９０°＋ｍ×１８０°）（ｍはｎと奇偶の一致する任意の整数）とし、ｚ＝ｗ＝０としてもよい。この場合は、図３に示す変形例のように、移相器３及び移相器４のみが用いられ、第２のバンドパスフィルタ２側には移相器は接続されない。
【００５４】
図２及び図３に示した変形例では、それぞれ、２個の移相器を用いればよいため、図１に示したバンドパスフィルタ１００に比べて回路の簡略化を図ることができる。
【００５５】
なお、図２に示した変形例では、移相器４の位相シフト量ｙ＝略（９０°＋ｎ×１８０°）、移相器５の位相シフト量ｚ＝略（９０°＋ｍ×１８０°）とし、また、図３に示した変形例では、移相器３の位相シフト量ｘ＝略（９０°＋ｎ×１８０°）、移相器４の位相シフト量ｙ＝略（９０°＋ｍ×１８０°）としたが、ここで「略」は±３０％程度の誤差を許容することを意味する。
【００５６】
本発明では、移相手段が必要であるが、この移相手段の具体的構成としては、特に限定されず、従来より公知の様々の移相器を用いることができる。例えば、誘電体基板上に形成された導体ストリップ線路からなる遅延線により移相器を構成してもよい。導体ストリップ線路からなる遅延線は、その構造が単純であり、低コストで作製され得る。
【００５７】
また、コンデンサ素子と、コンデンサ素子に直列に接続されたインダクタンス素子とにより移相器を構成してもよい。コンデンサ素子やインダクタンス素子としては、マイクロ波帯〜ミリ波帯で使用され得る小型の素子が市販されている。また、薄膜微細加工技術を用いて表面波基板上にこれらのインダクタンス素子やコンデンサ素子を形成してもよく、それによって小型の移相器を構成することができ、本発明のバンドパスフィルタの小型化を図ることができる。
【００５８】
また、本発明における移相手段は、上記のような公知の移相器を用いて構成される必要は必ずしもなく、バンドパスフィルタを構成する配線やボンディングワイヤーを用いて構成してもよい。
【００５９】
本発明のバンドパスフィルタでは、第１，第２のバンドパスフィルタを有するため、バンドパスフィルタ全体の寸法が大きくなる恐れがある。しかしながら、小型化が可能な弾性表面波フィルタにより第１，第２のバンドパスフィルタを構成すれば、圧電基板上に超微細加工技術で弾性表面波フィルタ用電極を形成することができるので、全体の寸法をさほど大きくすることなく本発明のバンドパスフィルタを提供することができる。
【００６０】
従って、好ましくは、バンドパスフィルタ１，２として、弾性表面波フィルタが用いられる。このような弾性表面波フィルタとしては、共振子型弾性表面波フィルタ、トランスバーサル型弾性表面波フィルタ、あるいは複数の一端子対弾性表面波共振子を梯子型もしくはラティス型回路を構成するように組み合わせてなる弾性表面波フィルタなどが挙げられる。
【００６１】
また、近年、共振子型弾性表面波フィルタと一端子対弾性表面波共振子とを組み合わせることにより構成された弾性表面波フィルタが、携帯電話機用のバンドパスフィルタとして用いられているが、このような構成の弾性表面波フィルタを第１，第２のバンドパスフィルタ１，２として用いてもよい。
【００６２】
弾性表面波フィルタにより第１，第２のバンドパスフィルタを構成した場合には、第１，第２のバンドパスフィルタを同じ圧電基板上に形成し、さらに導体ストリップ線路を形成することにより移相器を構成すれば、本発明のバンドパスフィルタのより一層の小型化を図ることができる。
【００６３】
また、弾性表面波フィルタにより第１，第２のバンドパスフィルタ１，２を構成し、本発明のバンドパスフィルタを構成した場合には、第１，第２のバンドパスフィルタが形成されている同一圧電基板上に、対向電極を形成することによりコンデンサ素子を構成し、該コンデンサ素子を移相器を構成する部品の１つとすることにより、やはり、バンドパスフィルタの小型化が図られる。
【００６４】
次に、具体的な実験例につき説明する。
以下の実験例においては、まず比較のために、図１２に示した共振子型弾性表面波フィルタ５００を比較例として用意した。すなわち、比較例の共振子型弾性表面波フィルタ５００を、以下の要領で作製した。圧電基板５０１として、４０±５°回転ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ3基板を用いた。また、圧電基板５０１上の電極パターンは２１０ｎｍの厚みのＡｌ薄膜により形成した。ＩＤＴ５１４，５１６は、１２対の対向電極指からなるＩＤＴとし、電極指の線幅を０．６８μｍ、電極指ピッチを１．０８μｍとした。但し、ＩＤＴ５１４，５１６のＩＤＴの５１５と隣接する一対ずつの電極指では、線幅が０．５８μｍ、電極指ピッチは０．９７μｍとした。ＩＤＴ５１５は、１８．５対の対向電極指からなるＩＤＴとし、電極指の線幅を０．６８μｍ、電極指ピッチを１．０８μｍとした。但し、ＩＤＴ５１５の両端の一対の電極指では、線幅を０．５８μｍ、電極指ピッチを０．９７μｍとした。
【００６５】
反射器５１３，５１７は、それぞれ、１５０本の電極指を両端で短絡してなるグレーティング型反射器であり、電極指の線幅は０．６２μｍ、電極指ピッチは１．０９μｍとした。
【００６６】
また、反射器５１３とＩＤＴ５１４の距離（電極指中心間距離）を１．０９μｍ、ＩＤＴ５１４，５１５間の距離（電極指中心間距離）は０．９７μｍ、ＩＤＴ５１５，５１６間の距離（電極指中心間距離）は０．９７μｍ、ＩＤＴ５１６と反射器５１７の間の距離（電極指中心間距離）は１．０９μｍとした。また、ＩＤＴ５１４〜５１６の電極指交叉幅は２００μｍとした。
【００６７】
このようにして構成された比較例の伝送特性及び入力端子側及び出力端子側のインピーダンス特性が、前述した図１３〜図１６に示されており、かつ後述する図６〜図９において破線で示されている。
【００６８】
上記比較例に対し、以下の要領で図４及び図５に示す実施例のバンドパスフィルタを作製した。実施例のバンドパスフィルタ２００において、第１，第２のバンドパスフィルタ１，２は、上述した比較例の共振子型弾性表面波フィルタ５００と同様に設計した。また、４０±５°回転ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ3により圧電基板５０を構成し、比較例と同様に厚み２１０μｍのＡｌ薄膜により各電極を形成した。なお、バンドパスフィルタ１，２においては、ＩＤＴの電極指交叉幅は、１００μｍとした。これは、２個のバンドパスフィルタ１，２が並列接続されており、バンドパスフィルタ２００全体としてのインピーダンスを５０Ωとするために、各バンドパスフィルタ１，２のインピーダンスを共振子型弾性表面波フィルタ５００の２倍のインピーダンスである１００Ωとするためである。
【００６９】
圧電基板５０上には、上記バンドパスフィルタ１，２以外に、コンデンサ素子２１〜２４、電極パッド２７〜３５、接続導電部３６〜４５が形成されている。コンデンサ素子２１〜２４は、本実施例では、一対の櫛歯電極を互いの電極指が間挿し合うように配置することにより構成されている。すなわち、圧電基板５０上に一対の対向電極を形成することにより、各コンデンサ素子２１〜２４を構成した。コンデンサ素子の各電極指の幅は１．１１μｍ、スペース幅（対向幅）は１．１１μｍ、交叉幅は２０μｍとし、かつ電極指の対数は、コンデンサ素子２１〜２４において、それぞれ９２対、８７対、８７対、８９．５対とした。
【００７０】
図示しない誘電体基板上に、上記圧電基板５０と、コイル素子２５として作用する１０ｎＨのチップインダクタと、コイル素子２６として作用する１０ｎＨのチップインダクタとを実装した。
【００７１】
コイル素子２５の片方の端子を接地し、他方の端子を圧電基板５０上の電極パッド２７と導通させ、コイル素子２５をコンデンサ素子２１，２２に直列に接続した。コイル素子２６として動作するチップインダクタの一方の端子は接地し、他方の端子を圧電基板５０上の電極パッド２８に導通させ、コイル素子２６をコンデンサ素子２３，２４に直列に接続した。圧電基板５０上の電極パッド２９〜３３をアース電位に接続し、電極パッド３４を入力端子、電極パッド３５を出力端子とした。上記のようにして、図４に示す回路構成を実現し、通過帯域が１８０５〜１８８５ＭＨｚであるバンドパスフィルタ２００を構成した。
【００７２】
上記実施例では、コンデンサ素子２１〜２４が、一対の櫛歯電極を対向させてなる対向電極により構成されているが、これらのコンデンサ素子の１８０５〜１８８５ＭＨｚにおける静電容量は、それぞれ、０．８０ｐＦ、０．７０ｐＦ、０．７０ｐＦ及び０．７８ｐＦである。そして、１８０５〜１８８５ＭＨｚにおいて、コンデンサ素子２１，２２とコイル素子２５とは、全体として特性インピーダンス１００Ωの９０°移相器４として機能し、コンデンサ素子２３，３４及びコイル素子２６が、１８０５〜１８８５ＭＨｚにおいて特性インピーダンス１００Ωの９０°移相器５として機能する。
【００７３】
上記のように、バンドパスフィルタ１，２は、電極指交叉幅が比較例の共振子型弾性表面波フィルタ５００の電極指交叉幅２００μｍの半分である１００μｍとされている共振子型弾性表面波フィルタである。交叉幅を半分とすることにより、特性インピーダンスは１００Ωとされている。バンドパスフィルタ１及びバンドパスフィルタ２は、特性インピーダンスが１００Ωである点を除けば、伝送特性の周波数依存性や反射特性（特性インピーダンスで規格化された入出力インピーダンス特性）は、比較例のバンドパスフィルタ５００とほぼ同じ特性となる。
【００７４】
すなわち、バンドパスフィルタ１，バンドパスフィルタ２は、１８０５〜１８８５ＭＨｚを通過帯域とする特性インピーダンス１００Ωの各バンドパスフィルタである。
【００７５】
バンドパスフィルタ１と９０°移相器４とがカスケード接続されてフィルタ回路７が構成されており、９０°移相器５とバンドパスフィルタ２とがカスケード接続されてフィルタ回路８が構成されている。そしてフィルタ回路７とフィルタ回路８とが並列接続されて、上記バンドパスフィルタ２００が構成されている。
【００７６】
すなわち、本実施例のバンドパスフィルタ２００は、上述した図２に示したバンドパスフィルタと同様の回路構成を有する。
なお、フィルタ回路７，８の特性インピーダンスは１００Ωであるため、バンドパスフィルタ２００の特性インピーダンスが５０Ωとなる。
【００７７】
図６及び図７は、上記実施例及び比較例のバンドパスフィルタ２００及び共振子型弾性表面波フィルタ５００の伝送特性を示す図であり、図７は図６の要部を拡大して示す図である。図６及び図７において、実線が実施例の結果を、破線が比較例の結果を示す。また、図８及び図９は、１８０５〜１８８５ＭＨｚにおける入力端子側インピーダンス特性及び出力端子側インピーダンス特性を示すスミスチャートであり、実線が実施例を、破線が比較例の結果を示す。
【００７８】
図８及び図９から明らかなように、比較例の共振子型弾性表面波フィルタ５００の場合に比べて、実施例のバンドパスフィルタ２００では、通過帯域内の全周波数に渡り、入出力インピーダンスが整合点であるスミスチャートの中心に近づいており、従ってインピーダンス整合が良好であることがわかる。
【００７９】
すなわち、バンドパスフィルタ２００で用いられているバンドパスフィルタ１，２は、比較対象とされている共振子型弾性表面波フィルタ５００のインピーダンスを倍にしただけであり、他の構成は異ならない。図８及び図９に示されているインピーダンス整合特性の改善は、第１，第２のバンドパスフィルタと移相器とを組み合わせてなる本発明の構成によりもたらされたものである。
【００８０】
また、図６及び図７から明らかなように、バンドパスフィルタ２００では、共振子型弾性表面波フィルタ５００に比べて通過帯域内における信号伝送効率が良好となっていることがわかる。これは、入出力端子における帯域内信号反射が小さくなった分だけ、信号の損失が少なくなったためと考えられる。従って、本発明によれば、入出力端におけるインピーダンス整合を良好にし得るだけでなく、低損失化も果たし得ることがわかる。
【００８１】
なお、上記実施形態及び実施例では、バンドパスフィルタ１，バンドパスフィルタ２が全く同じバンドパスフィルタにより構成されていたが、両者は完全に同一である必要は必ずしもない。バンドパスフィルタ１，２は、その帯域内特性がほぼ一致していればよく、その帯域外の特性については全く異なっていてもよい。また、通過帯域内の伝送特性についても、その違いがそれ程大きくなければ、本発明の効果を得られることができる。従って、バンドパスフィルタ１とバンドパスフィルタ２の帯域内伝送特性はほぼ一致しておればよい。
【００８２】
なお、本願発明に類似した構成として、従来より、通過帯域の異なる複数のバンドパスフィルタを並列接続した構成が知られている。しかしながら、このような通過帯域が異なる複数のバンドパスフィルタを並列接続してなるバンドパスフィルタは、通過帯域を異ならせることにより広い通過帯域を実現しているのにすぎない。これに対して、本願発明に係るバンドパスフィルタは、広帯域化を図るために通過帯域の異なる複数のバンドパスフィルタを並列接続したものとは異なり、あえて同じ通過帯域のバンドパスフィルタを並列接続し、広帯域化ではなく、入出力端における反射の悪影響を防止するために、少なくとも一方のバンドパスフィルタに移相手段を接続したものである。従って、本願発明に係るバンドパスフィルタは、帯域の異なる２個のバンドパスフィルタを並列接続してなる従来のバンドパスフィルタとは、根本的に異なるものであることを指摘しておく。
【００８３】
さらに付言すれば、本発明に係るバンドパスフィルタでは、第１，第２のバンドパスフィルタの上流または下流の回路部分で生じる位相シフト量においても、従来の帯域が異なるバンドパスフィルタを複数並列接続したものと区別され得るものである。
【００８４】
また、好ましくは、上記バンドパスフィルタ２００において、入力端子対９と第１のバンドパスフィルタ１までの線路の長さと、入力端子対９と第２のバンドパスフィルタ２までの線路の長さが等しくされ、同様に、第１のバンドパスフィルタ１と出力端子対１０との間の線路の長さ及び第２のバンドパスフィルタ２と出力端子対１０との間の線路の長さが等しくされる。このように、バンドパスフィルタ１，２から入力端子対９または出力端子対１０までの線路の長さを等しくすることにより、移相器による反射波の打ち消し合いをより確実なものとすることができる。
【００８５】
図１０は、第２の実施形態に係るバンドパスフィルタの回路構成を示す図である。ここでは、バンドパスフィルタ３００は、第１のバンドパスフィルタ１と第２のバンドパスフィルタ２と、４５°移相器３と、−４５°移相器４と、−４５°移相器５と、４５°移相器６とを有する。バンドパスフィルタ１の特性インピーダンスは１００Ω、バンドパスフィルタ２の特性インピーダンスは５０Ωである。バンドパスフィルタ１，２は、特性インピーダンスが上記のように異なることを除いては、同様の特性、すなわち同様の信号伝送効率の周波数特性及び反射特性（特性インピーダンスで規格化された入出力インピーダンスの周波数特性）を有する。
【００８６】
バンドパスフィルタ１，２を弾性表面波フィルタで構成する場合には、バンドパスフィルタ２のＩＤＴの電極指交叉幅を、バンドパスフィルタ１の電極指交叉幅の２倍とすることにより、上記のような関係のバンドパスフィルタ１，２を容易に形成することができる。
【００８７】
移相器３〜６は、図１に示したバンドパスフィルタの場合と同様に接続されている。
４５°移相器３及び−４５°移相器４の特性インピーダンスは１００Ωであり、−４５°移相器５のバンドパスフィルタ２と接続されいる特性インピーダンスは５０Ωであり、他方の端子の特性インピーダンスは１００Ωである。４５°移相器６のバンドパスフィルタ２と接続されている側の端子の特性インピーダンスは５０Ωであり、他方の端子の特性インピーダンスは１００Ωである。
【００８８】
バンドパスフィルタ３００は、上記のように構成されているため、全体としてのインピーダンスは５０Ωであり、本実施形態においても、入出力インピーダンスの帯域内整合特性が良好とされている。
【００８９】
すなわち、バンドパスフィルタ３００では、バンドパスフィルタ１，２の特性インピーダンスは異なっており、その帯域内特性が大きく異なるようにも見える。しかしながら、帯域内特性を特性インピーダンスで規格化した場合、伝送特性（信号伝送効率の周波数特性）と、反射特性（特性インピーダンスで規格化された入出力インピーダンスの周波数特性）は、通過帯域内でほぼ同じとされているため、−４５°移相器５及び４５°移相器６にインピーダンス変換特性（トランス特性）持たせて、バンドパスフィルタ３００を構成することにより、本実施形態においてもフィルタ回路７及びフィルタ回路８において反射波同士が打ち消し合う。従って、第１の実施形態と同様に入出力インピーダンスの帯域内整合特性が高められたバンドパスフィルタを提供することができる。
【００９０】
このように、バンドパスフィルタ１，２の特性インピーダンスを異ならせた場合であっても、特性インピーダンスで規格化された帯域内特性がほぼ同じである場合には、本発明のバンドパスフィルタ１，２に含まれるものである。
【００９１】
また、上記実施形態に限定されず、２個のバンドパスフィルタの帯域内特性が一見大きく異なっているように見える場合であっても、移相器に補正機能を持たせることにより、実質的に２つのバンドパスフィルタの帯域内特性が同じであるかのように構成されれば、帯域内のほぼ全周波数において、フィルタ回路７とフィルタ回路８の反射波同士を打ち消し合うことができ、本発明の効果を得ることができる。
【００９２】
図１１は、本発明のさらに他の実施形態に係るバンドパスフィルタ６００を示す回路図である。バンドパスフィルタ６００では、上述した第１の実施形態の２個のバンドパスフィルタが並列接続されている。すなわち、第１の実施形態と同様に構成されたバンドパスフィルタ１００と、第１の実施形態とほぼ同様に構成されたバンドパスフィルタ１００Ａとが並列接続されている。もっとも、バンドパスフィルタ１００の通過帯域と、バンドパスフィルタ１００Ａの通過帯域は異ならされている。すなわち、バンドパスフィルタ１００Ａに用いられているバンドパスフィルタ１Ａ，２Ａの通過帯域は、バンドパスフィルタ１，２の通過帯域と異ならされている。
【００９３】
図１１に示すバンドパスフィルタ６００では、通過帯域が異なる、上記実施形態に従って構成されたバンドパスフィルタ１００，１００Ａが並列接続されているため、バンドパスフィルタ１００の通過帯域とバンドパスフィルタ１００Ａの通過帯域を利用することにより、広帯域化が図られている。しかも、各バンドパスフィルタ１００，１００Ａでは、本発明に従って、入出力端のインピーダンスの通過帯域内整合特性が高められている。
【００９４】
このように、本発明のバンドパスフィルタを複数並列接続し、各バンドパスフィルタの通過帯域を異ならせた場合、インピーダンスマッチングを適切に図ることにより、広帯域化も図ることができる。
【００９５】
【発明の効果】
第１の発明に係るバンドパスフィルタでは、少なくとも使用通過帯域で周波数に対する特性が同一の第１，第２のフィルタが並列接続されており、第１のフィルタの入力側に第１の移相手段、出力側に第２の移相手段が、第２のフィルタの入力側に第３の移相手段、出力側に第４の移相手段が接続されており、第１〜第４の移相手段の位相をずらす量ｘ、ｙ、ｚ及びｗが、上述した式（１）〜（３）を満たすように構成されているので、第２のフィルタで発生する反射波が打ち消し合い、入出力端のいずれにおいても、反射波がほとんど生じない。従って、入力端及び出力端における帯域内信号反射を低減することができ、入力端側におけるインピーダンス整合が良好なバンドパスフィルタを提供することができる。また、帯域内信号反射を低減することができるので、帯域内信号の伝送効率も高めることができる。
【００９６】
第２の発明に係るバンドパスフィルタでは、少なくとも使用通過帯域で周波数に対する特性が同一の第１，第２のフィルタが並列接続されており、第１のフィルタの出力側に位相を略（９０＋ｎ×１８０）度ずらす移相手段が、第２のフィルタの入力側に位相を略（９０＋ｍ×１８０）度ずらす移相手段がそれぞれ直列に接続されているので、第１の発明と同様に、入出力端における帯域内信号反射を低減することができ、入出力端におけるインピーダンス整合が良好なバンドパスフィルタを提供することができる。また、上記のように帯域内信号反射を低減することができるので、帯域内信号の伝送効率も高めることができる。
【００９７】
第３の発明によれば、少なくとも使用周波数帯域で周波数に対する特性が同一である第１，第２のフィルタが並列接続されており、第１のフィルタの入力側に位相を略（９０＋ｎ×１８０）度ずらす移相手段が、第２のフィルタの出力側に位相を略（９０＋ｍ×１８０）度ずらす移相手段がそれぞれ直列に接続されているので、第１の発明と同様に、入力端及び出力端の双方において帯域内信号反射を低減することができ、入出力端におけるインピーダンス整合がより一層良好なバンドパスフィルタを提供することができる。第３の発明においても、帯域内信号反射の低減により、帯域内信号の伝送効率も高められる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るバンドパスフィルタの回路構成を示す図。
【図２】第１の実施形態のバンドパスフィルタの変形例を説明するための回路図。
【図３】第１の実施形態のさらに他の変形例を示す回路図。
【図４】実施例のバンドパスフィルタの回路構成を示す回路図。
【図５】図４に示した実施例の具体的な構造を説明するための模式的平面図。
【図６】実施例のバンドパスフィルタ及び比較例の共振子型弾性表面波フィルタの伝送効率−周波数特性を示す図。
【図７】図６に示した伝送効率−周波数特性を拡大して示す図。
【図８】実施例のバンドパスフィルタ及び比較例の共振子型弾性表面波フィルタの入力端子側の通過帯域内インピーダンス特性を示すスミスチャート図。
【図９】実施例のバンドパスフィルタ及び比較例の共振子型弾性表面波フィルタの出力端子側の通過帯域内インピーダンス特性を示すスミスチャート図。
【図１０】本発明の第２の実施形態に係るバンドパスフィルタの回路図。
【図１１】本発明のバンドパスフィルタのさらに別の変形例を説明するための回路図。
【図１２】従来の共振子型弾性表面波フィルタの模式的平面図。
【図１３】従来の共振子型弾性表面波フィルタの伝送効率−周波数特性を示す図。
【図１４】図１３に示した伝送効率−周波数特性を拡大して示す図。
【図１５】従来の共振子型弾性表面波フィルタの入力端子側の通過帯域内インピーダンス特性を示す図。
【図１６】従来の共振子型弾性表面波フィルタの出力端子側の通過帯域内インピーダンス特性を示す図。
【符号の説明】
１…第１のバンドパスフィルタ
１Ａ，２Ａ…第１，第２のバンドパスフィルタ
２…第２のバンドパスフィルタ
３〜６…移相手段としての移相器
３Ａ〜６Ａ…移相器
７，８…第１，第２のフィルタ回路
９…入力端子対
１０…出力端子対
２１〜２４…コンデンサ素子
２５，２６…インダクタンス素子としてのコイル素子
２７〜３５…電極パッド
３６〜４５…接続導電部
５０…圧電基板
１００…バンドパスフィルタ
１００Ａ…バンドパスフィルタ
２００…バンドパスフィルタ
３００…バンドパスフィルタ
６００…バンドパスフィルタ
７００…バンドパスフィルタ
８００…バンドパスフィルタ
【発明の属する技術分野】
本発明は、バンドパスフィルタ及び通信機に関し、特に、入力側及び出力側における反射波を抑圧する構成が備えられたバンドパスフィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、マイクロ波帯〜ミリ波帯の高周波帯の発信回路や信号処理回路においてバンドパスフィルタが用いられている。この種のバンドパスフィルタとしては、例えば弾性表面波フィルタ、誘電体フィルタ、導波管を利用したフィルタ、マイクロストリップ線路を利用したフィルタ、またはリアクタンスを持つ集中定数部品（コンデンサ、チップインダクタ、空芯コイルなど）により構成されたフィルタなどが挙げられる。
【０００３】
図１２は、従来のバンドパスフィルタの一例としての、共振子型弾性表面波フィルタの模式的平面図である。共振子型弾性表面波フィルタ５００では、圧電単結晶基板５０１上に共振子型弾性表面波フィルタ部５０２が構成されている。このフィルタ部５０２は、表面波伝搬方向に沿って配置されたＩＤＴ５１４〜５１６と、ＩＤＴ５１４〜５１６が設けられている領域の表面波伝搬方向両側に設けられた反射器５１３，５１７とを有する。
【０００４】
中央のＩＤＴ５１５に、アース電位に接続される電極パッド５０９及び出力端子を構成する電極パッド５１２が、それぞれ、接続導電部５０４，５０７を介して接続されている。また、両側のＩＤＴ５１４，５１６の一方の櫛歯電極に、接続導電部５０３，５０５を介して、入力端子を構成する電極パッド５１１が接続されている。ＩＤＴ５１４，５１６の他方の櫛歯電極には、接続導電部５０６，５０８を介してアース電位に接続される電極パッド５１０が接続されている。
【０００５】
上記共振子型弾性表面波フィルタ５００として、１８０５〜１８８５ＭＨｚを通過帯域とする、特性インピーダンス５０Ωのバンドパスフィルタを構成した場合の特性の一例を図１３〜図１６に示す。図１３は、伝送特性を示し、図１４は、伝送特性の要部を拡大して示す図である。また、図１５は、上記共振子型弾性表面波フィルタ５００の通過帯域内の周波数における入力端子側インピーダンス特性を示すスミスチャートであり、図１６は、通過帯域内の周波数における出力端子側インピーダンス特性を示すスミスチャートである。
【０００６】
共振子型弾性表面波フィルタ５００の動作原理は、例えば「弾性波素子技術ハンドブック」（オーム社刊、日本学術振興会弾性波素子技術第１５０委員会編）に述べられている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
マイクロ波帯〜ミリ波帯で用いられているバンドパスフィルタでは、入出力端におけるインピーダンス整合が完全に図られていることが望ましい。すなわち、入出力端において、通過帯域内の信号がなるべく反射しないことが望ましい。通過帯域内の信号が反射により損失することが望ましくないだけでなく、発生した反射波がバンドパスフィルタに接続された電気回路に悪影響をもたらす恐れがあるからである。
【０００８】
携帯電話機の受信部において、アンテナと、増幅器との間に配置されるバンドパスフィルタを例にとり、上記問題点をより具体的に説明する。
通過帯域内信号に対し、バンドパスフィルタの入力端側におけるインピーダンス整合が図られていない場合、アンテナが受信した帯域内信号の一部がバンドパスフィルタの入力端で反射され、受信信号が損失する。この場合、受信信号の損失分だけ、必要な信号強度を保つため、増幅器の利得を高めねばならないことになる。従って、携帯電話機の消費電力が増加せざるを得ない。
【０００９】
また、受信信号の一部が損失すると、信号対雑音比（ＳＮ比）が悪化する。後段で増幅により信号レベルを高めたとしても、ＳＮ比は回復されない。よって、携帯電話機の受信性能が悪化する。
【００１０】
さらに、バンドパスフィルタの入力端で反射した受信信号の一部は、アンテナ端でも反射され、バンドパスフィルタに戻ってくる。従って、多重反射により、バンドパスフィルタにおいて位相遅れを有する受信信号が正常な受信信号に重畳されることになる。よって、この多重反射によっても受信信号が劣化し、携帯電話機の受信性能が損なわれる。
【００１１】
上記のように、バンドパスフィルタの入力端側における信号の反射は様々な悪影響をもたらす。従って、バンドパスフィルタの入力端においては、信号の反射をできるだけ小さくするように、通過帯域内においてできる限りインピーダンス整合が図られていることが求められる。
【００１２】
他方、バンドパスフィルタの出力端で帯域内インピーダンス整合が図られていない場合には、バンドパスフィルタの出力端と増幅器の入力端との間で帯域内信号の多重反射が生じる。そのため、帯域内信号に対して利得を有するように設計された増幅器の動作が不安定となり、最悪の場合、異常発振が生じる。バンドパスフィルタ出力端のインピーダンスの不整合がそれ程大きくない場合には、異常発振までは至らない。しかしながら、その場合であっても、インピーダンスの不整合により発生したバンドパスフィルタと増幅器との間の多重反射は、増幅器の正常な動作を多かれ少なかれ妨げることになる。従って、バンドパスフィルタの出力端側においても、信号の反射が生じないように、できる限りインピーダンス整合が図られていることが望ましい。
【００１３】
携帯電話機の受信部のアンテナと増幅器との間に配置されるバンドパスフィルタを例にとり説明したが、これに限らず、マイクロ波帯〜ミリ波帯を通過帯域とするバンドパスフィルタでは、一般的に、通過帯域内信号の入出力端における反射がなるべく生じないように、入出力端のインピーダンス整合が通過帯域内の全周波数範囲に渡り完全に図られていることが望ましい。
【００１４】
しかしながら、現実には、バンドパスフィルタの入出力インピーダンスが周波数特性を有するため、通過帯域内の全ての周波数範囲に渡り、完全に入出力端のインピーダンスを整合させることは事実上不可能であった。従って、通過帯域内の全ての周波数において、なるべく完全なインピーダンス整合に近い状態となるようにすることが重要である。
【００１５】
上述した従来の共振子型弾性表面波フィルタ５００の入出力端におけるインピーダンス特性では、図１５及び図１６から明らかなように、インピーダンスはスミスチャートの中心である完全整合点の近くに位置するものの、インピーダンスは完全に整合しているわけではない。すなわち、インピーダンス特性が周波数特性を持ちつつ、完全整合点の周辺を移動していることがわかる。従って、入出力インピーダンスの完全整合点からの距離に応じて、入出力端において信号の反射が生じていることがわかる。
【００１６】
本発明の目的は、通過帯域内の全ての周波数範囲に渡り、より一層良好なインピーダンス整合性を有するバンドパスフィルタを提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本願の第１の発明によれば、第１のフィルタと、少なくとも使用周波数帯域で周波数に対する特性が前記第１のフィルタと同一であり、かつ前記第１のフィルタに並列接続された第２のフィルタと、前記第１，第２のフィルタの入力側の並列接続点よりも後段において前記第１のフィルタの入力側にカスケード接続されており、かつ位相をｘ度ずらす第１の移相手段と、前記第１，第２のフィルタの出力側の並列接続点よりも前段において第１のフィルタの出力側にカスケード接続されており、かつ位相をｙ度ずらす第２の移相手段と、前記第１，第２のフィルタの入力側の並列接続点よりも後段において前記第２のフィルタの入力側にカスケード接続されており、かつ位相をｚ度ずらす第３の移相手段と、前記第１，第２のフィルタの出力側の並列接続点よりも前段において第２のフィルタの出力側にカスケード接続されており、かつ位相をｗ度ずらす第４の移相手段とを備えており、ｘ、ｙ、ｚ、ｗには式（１）〜（３）の関係が成立していることを特徴とするバンドパスフィルタが提供される。
【００１８】
▲１▼２ｘ−２ｚ＝１８０＋ｎ×３６０（ｎは任意の整数）
▲２▼２ｙ−２ｗ＝１８０＋ｍ×３６０（ｍは任意の整数）
▲３▼ｘ＋ｙ＝ｚ＋ｗ＋ｌ×３６０（ｌは任意の整数）
【００１９】
第２の発明によれば、第１のフィルタと、少なくとも使用周波数帯域で周波数に対する特性が前記第１のフィルタと同一であり、かつ前記第１のフィルタに並列接続されている第２のフィルタと、前記第１，第２のフィルタの出力側の並列接続点よりも前段において前記第１のフィルタの出力側にカスケード接続されており、かつ位相を略（９０＋ｎ×１８０）度（ここでｎは任意の整数）ずらす移相手段と、前記第１，第２のフィルタの入力側の並列接続点よりも後段において前記第２のフィルタの入力側にカスケード接続されており、かつ位相を略（９０＋ｍ×１８０）度（ここでｍは、ｎと奇偶の一致する任意の整数）ずらす移相手段とを備えることを特徴とするバンドパスフィルタが提供される。
【００２０】
第３の発明によれば、第１のフィルタと、少なくとも使用周波数帯域で周波数に対する特性が前記第１のフィルタと同一であり、かつ前記第１のフィルタに並列接続された第２のフィルタと、前記第１，第２のフィルタの入力側の並列接続点よりも後段において前記第１のフィルタの入力側にカスケード接続されており、かつ位相を略（９０＋ｎ×１８０）度（ここでｎは任意の整数）ずらす移相手段と、前記第１，第２のフィルタの出力側の並列接続点よりも前段において前記第１のフィルタの出力側にカスケード接続されており、かつ位相を略（９０＋ｍ×１８０）度（ここでｍは、ｎと奇偶の一致する任意の整数）ずらす移相手段とを備えることを特徴とするバンドパスフィルタが提供される。
【００２１】
本発明において、上述した移相手段は、位相をずらす構成である限り、特に公知の移相デバイス、例えばバンドパスフィルタを構成する配線などにより構成されてもよい。
【００２２】
本発明（第１〜第３の発明）のある特定の局面では、前記移相手段の少なくとも１つが遅延線により構成される。遅延線は、バンドパスフィルタを構成する回路基板や圧電基板上において容易に形成され得る。従って、本発明において、移相手段の少なくとも１つを遅延線により構成した場合、該移相手段を容易に構成することができる。
【００２３】
本発明の他の特定の局面では、前記移相手段の少なくとも１つがコンデンサ素子とインダクタンス素子から構成される。この場合には、コンデンサ素子及びインダクタンス素子の特性を選択することにより最適な移相手段を容易に構成することができる。
【００２４】
本発明に係るバンドパスフィルタでは、上記第１，第２のフィルタは、様々なバンドパスフィルタにより構成することができ、例えば、弾性表面波フィルタ、誘電体フィルタまたは圧電フィルタなどにより構成され得る。
【００２５】
本発明のさらに他の特定の局面では、前記第１のフィルタ及び第２のフィルタが圧電基板を有するを弾性表面波フィルタであって、前記遅延線が前記圧電基板上に形成された導体ストリップ線路からなる。この場合には、弾性表面波フィルタを構成する圧電基板上において、導体ストリップ線路を形成するだけで、容易に遅延線を構成することができ、かつ、遅延線が弾性表面波フィルタと一体に構成されるので、バンドパスフィルタの小型化を図ることができる。
【００２６】
本発明のさらに別の特定の局面では、前記第１のフィルタ及び第２のフィルタが圧電基板を有する弾性表面波フィルタであって、前記移相手段の１つ以上が、コンデンサ素子とインダクタンス素子から構成されていて、該コンデンサ素子は前記圧電基板上の対向電極によって形成されている。この場合には、コンデンサ素子が弾性表面波フィルタを構成する圧電基板上に対向電極を形成することにより構成されているので、コンデンサ素子を装置を大型化することなく容易に形成することができる。
【００２７】
本発明に係る通信機は、本発明に従って構成されたバンドパスフィルタを帯域フィルタとして備えることを特徴とする。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。
【００２９】
図１は、本発明の第１の実施形態に係るバンドパスフィルタの概略構成を示す回路図である。
本実施形態のバンドパスフィルタ１００では、通過帯域内においてほぼ同じ特性を有する第１，第２のバンドパスフィルタ１，２が用いられる。すなわち、入力端子対９と出力端子対１０との間に、周波数に対する入出力インピーダンス特性及び伝送特性がほぼ同一であるバンドパスフィルタ１，２が並列に接続されている。
【００３０】
入力端子対９と第１のバンドパスフィルタ１との間には、信号の位相をｘ°シフトさせる第１の移相手段としての移相器３がカスケード接続されており、バンドパスフィルタ１と出力端子対１０との間には、信号の位相をｙ°シフトさせる第２の移相手段としての移相器４がカスケード接続されている。同様に、第２のバンドパスフィルタ２と入力端子対９との間には、信号の位相ｚ°シフトさせる第３の移相手段としての移相器５がカスケード接続されており、、バンドパスフィルタ２と出力端子対１０との間には、信号の位相をｗ°シフトさせる第４の移相手段としての移相器６がカスケード接続されている。
【００３１】
言い換えれば、移相器３、バンドパスフィルタ１及び移相器４が順にカスケード接続されてなるフィルタ回路７と、移相器５、バンドパスフィルタ２及び移相器６が順にカスケード接続されてなるフィルタ回路８とが並列に接続されている。
【００３２】
フィルタ回路７，８を並列接続することにより、バンドパスフィルタ１００が構成されている。なお、入力端子対９及び出力端子対１０は、上記並列接続の並列接続点に接続されている。
【００３３】
本実施形態では、上記移相器３，４，５，６の位相シフト量ｘ，ｙ，ｚ，ｗの間に、下記の式（１）〜（３）が成立しており、後述するように、入出力端におけるインピーダンス整合を従来例に比べて完全整合に近くすることができる。
【００３４】
式（１）
２ｘ−２ｚ＝１８０°＋ｎ×３６０°（但し、ｎは任意の整数）
式（２）
２ｙ−２ｗ＝１８０°＋ｍ×３６０°（但し、ｍは任意の整数）
式（３）
ｘ＋ｙ＝ｚ＋ｗ＋ｉ×３６０°（ｉは任意の整数）
バンドパスフィルタ１００の動作と、インピーダンス整合が入出力端において図られることとを説明する。
【００３５】
まず、入力端子対９で生じる帯域内信号の反射につき説明する。入力端子対９で発生する反射波は、フィルタ回路７から発生した反射波と、フィルタ回路８から発生した反射波とが合成されてものとなる。仮に、移相器３及び移相器５が接続されていなかったとすると、バンドパスフィルタ１の帯域内特性とバンドパスフィルタ２の帯域内特性がほぼ同じであるため、フィルタ回路７から生じる反射波と、フィルタ回路８から生じる反射波は略同相であり、かつ略同振幅となる。
【００３６】
しかしながら、実際には、フィルタ回路７から発生した反射波は、バンドパスフィルタ１に向かって進行していくときと、バンドパスフィルタ１の入力端で反射されて入力端子対９に戻っていくときの２回、移相器３を通過する。従って、移相器３が接続されていなかった場合と比べれば、移相器３が接続されている場合には、反射波の位相は２ｘ°遅れることになる。
【００３７】
他方、フィルタ回路８から発生する反射波は、移相器５が接続されていなかった場合に比べて、その位相は２ｚ°だけ遅れることになる。
従って、フィルタ回路７から発生する反射波とフィルタ回路８から発生する反射波は、ほぼ同じ振幅でありながら、両者の間には２（ｘ−ｚ）°の位相差が生じることになる。
【００３８】
よって、式（１）は、フィルタ回路７から発生した反射波の位相と、フィルタ回路８から発生した反射波の位相とが逆転していることを意味する。すなわち、フィルタ回路７から発生する反射波と、フィルタ回路８から発生する反射波が、略逆相であり、かつ同振幅となる。よって、フィルタ回路７から発生する反射波と、フィルタ回路８から発生する反射波が打ち消し合い、入力端子対９では、反射波がほとんど発生しないことがわかる。
【００３９】
入力信号が通過帯域内の周波数である限り反射波がほとんど発生しないことになるため、本実施形態のバンドパスフィルタ１００では、通過帯域内の全周波数範囲に渡り入力端子側における反射がほとんど生じない。すなわち、入力端子側におけるインピーダンス整合特性が非常に良好なバンドパスフィルタを提供し得ることがわかる。
【００４０】
出力端子側においても、フィルタ回路７から発生した反射波と、フィルタ回路８で発生した反射波とが打ち消し合うことになる。すなわち、バンドパスフィルタ１とバンドパスフィルタ２の通過帯域内における特性が同じであること、並びに移相器４の位相シフト量ｙと、位相器６の位相シフト量ｗとが式（２）の関係を満たすことにより、通過帯域内の全周波数において、フィルタ回路７で発生する反射波とフィルタ回路８で発生する反射波とが打ち消し合い、出力端子対１０においても反射波はほとんど発生しない。
【００４１】
上記のように、本実施形態のバンドパスフィルタ１００では、通過帯域内の全周波数において、入力端子及び出力端子において反射がほとんど生じないので、入出力端のインピーダンス整合特性が良好なバンドパスフィルタが得られる。
【００４２】
次に、上記バンドパスフィルタ１００の帯域内伝送特性につき説明する。
バンドパスフィルタ１００を通過する進行波は、フィルタ回路７を通過する進行波と、フィルタ回路８を通過する進行波とが合成されたものとなる。フィルタ回路７を通過する進行波は、移相器３，４により、（ｘ＋ｙ）°の位相シフトを生じており、他方、フィルタ回路８を通過する進行波は移相器５，６により（ｚ＋ｗ）°の位相シフトを生じている。両者の位相シフト量の差は、式３から、３６０°の整数倍であることがわかる。
【００４３】
すなわち、フィルタ回路７を通過する進行波の位相と、フィルタ回路８を通過する進行波の位相は、移相器３〜６が設けられていない場合とほとんど変わらない。
【００４４】
移相器３〜６が設けられていない場合には、フィルタ回路７を通過する進行波はバンドパスフィルタ１を通過する進行波そのものとなり、フィルタ回路８を通過する進行波はバンドパスフィルタ２を通過する進行波そのものとなり、バンドパスフィルタ１とバンドパスフィルタ２の帯域内特性が同じであるため、両者は同相の進行波となる。
【００４５】
移相器３〜６が設けられている場合と設けられていない場合とで、フィルタ回路７を通過する進行波と、フィルタ回路８を通過する進行波の位相関係がほとんど変わらないため、移相器３〜６が設けられている場合においても、フィルタ回路７を通過する進行波とフィルタ回路８を通過する進行波とはほぼ同相となる。
【００４６】
従って、フィルタ回路７を通過する進行波と、フィルタ回路８を通過する進行波とが、ほぼ同相で効率よく重ね合わされ、バンドパスフィルタ１００からの出力進行波となる。
【００４７】
よって、バンドパスフィルタ１００全体の帯域内信号の伝送効率は、バンドパスフィルタ１，２のそれぞれの伝送効率と同程度である。
また、実際には、反射による損失が大幅に少なくなるため、バンドパスフィルタ１００の伝送効率は、バンドパスフィルタ１，２自体の伝送効率よりもさらに若干高められる。
【００４８】
なお、バンドパスフィルタ１，２の帯域内特性が仮に全く等しい場合であっても、実際には、バンドパスフィルタ１００の内部において、両者が完全に同じ反射特性を必ずしも示すわけではない。バンドパスフィルタ１とバンドパスフィルタ２の出力端の終端条件が同じであれば、両者の入力端の反射特性は全く等しくなり、バンドパスフィルタ１，２の入力端の終端条件が同じであれば、両者の出力端の反射特性は全く同じとなる。しかしながら、このような条件が満たされない場合には、バンドパスフィルタ１，２の内部で発生する多重反射の状態が両者の間で若干異なってくるため、その影響により、バンドパスフィルタ１，２の反射特性が若干異なることがある。
【００４９】
バンドパスフィルタ１００の内部においては、バンドパスフィルタ１とバンドパスフィルタ２の出入力端は同じ状態とはなっていないため、両者の反射特性はやはり、バンドパスフィルタ１，２の内部多重反射の影響により若干異なる。従って、フィルタ回路７からの反射波とフィルタ回路８からの反射波は完全に打ち消し合うわけではなく、やはりバンドパスフィルタ１００全体として若干の反射波は生じる。
【００５０】
しかしながら、バンドパスフィルタ１，２として、ある程度帯域内反射が小さいフィルタを用いる場合、バンドパスフィルタ１，２の通過帯域内におけるフィルタ内多重反射は非常に小さくなるため、上記のように、フィルタ回路７からの反射波とフィルタ回路８からの反射波がほぼ打ち消し合い、バンドパスフィルタ１００はバンドパスフィルタ１，２を単独で用いた場合よりもはるかに帯域内反射が小さいバンドパスフィルタとして動作する。この具体的な効果の程度については、後述の具体的な実験例により説明する。
【００５２】
なお、式（１）において、ｙが（９０°＋ｎ×１８０°）（ｎは任意の整数）、ｚが（９０°＋ｍ×１８０°）（ｍは、ｎと奇遇の一致する任意の整数）とした場合、ｘ＝ｗ＝０であっても式（１）及び（２）は成立する。すなわち、図２に示す変形例のように移相器３及び移相器６を省略してもよい。この場合、移相器４の位相シフト量ｙを略（９０°＋ｎ×１８０°）、移相器５の位相シフト量ｚを略（９０°＋ｍ×１８０°）とすれば、上記実施形態と同様に良好な結果を得ることができる。
【００５３】
また、式（１）〜（３）において、ｘを略（９０°＋ｎ×１８０°）、ｙを略（９０°＋ｍ×１８０°）（ｍはｎと奇偶の一致する任意の整数）とし、ｚ＝ｗ＝０としてもよい。この場合は、図３に示す変形例のように、移相器３及び移相器４のみが用いられ、第２のバンドパスフィルタ２側には移相器は接続されない。
【００５４】
図２及び図３に示した変形例では、それぞれ、２個の移相器を用いればよいため、図１に示したバンドパスフィルタ１００に比べて回路の簡略化を図ることができる。
【００５５】
なお、図２に示した変形例では、移相器４の位相シフト量ｙ＝略（９０°＋ｎ×１８０°）、移相器５の位相シフト量ｚ＝略（９０°＋ｍ×１８０°）とし、また、図３に示した変形例では、移相器３の位相シフト量ｘ＝略（９０°＋ｎ×１８０°）、移相器４の位相シフト量ｙ＝略（９０°＋ｍ×１８０°）としたが、ここで「略」は±３０％程度の誤差を許容することを意味する。
【００５６】
本発明では、移相手段が必要であるが、この移相手段の具体的構成としては、特に限定されず、従来より公知の様々の移相器を用いることができる。例えば、誘電体基板上に形成された導体ストリップ線路からなる遅延線により移相器を構成してもよい。導体ストリップ線路からなる遅延線は、その構造が単純であり、低コストで作製され得る。
【００５７】
また、コンデンサ素子と、コンデンサ素子に直列に接続されたインダクタンス素子とにより移相器を構成してもよい。コンデンサ素子やインダクタンス素子としては、マイクロ波帯〜ミリ波帯で使用され得る小型の素子が市販されている。また、薄膜微細加工技術を用いて表面波基板上にこれらのインダクタンス素子やコンデンサ素子を形成してもよく、それによって小型の移相器を構成することができ、本発明のバンドパスフィルタの小型化を図ることができる。
【００５８】
また、本発明における移相手段は、上記のような公知の移相器を用いて構成される必要は必ずしもなく、バンドパスフィルタを構成する配線やボンディングワイヤーを用いて構成してもよい。
【００５９】
本発明のバンドパスフィルタでは、第１，第２のバンドパスフィルタを有するため、バンドパスフィルタ全体の寸法が大きくなる恐れがある。しかしながら、小型化が可能な弾性表面波フィルタにより第１，第２のバンドパスフィルタを構成すれば、圧電基板上に超微細加工技術で弾性表面波フィルタ用電極を形成することができるので、全体の寸法をさほど大きくすることなく本発明のバンドパスフィルタを提供することができる。
【００６０】
従って、好ましくは、バンドパスフィルタ１，２として、弾性表面波フィルタが用いられる。このような弾性表面波フィルタとしては、共振子型弾性表面波フィルタ、トランスバーサル型弾性表面波フィルタ、あるいは複数の一端子対弾性表面波共振子を梯子型もしくはラティス型回路を構成するように組み合わせてなる弾性表面波フィルタなどが挙げられる。
【００６１】
また、近年、共振子型弾性表面波フィルタと一端子対弾性表面波共振子とを組み合わせることにより構成された弾性表面波フィルタが、携帯電話機用のバンドパスフィルタとして用いられているが、このような構成の弾性表面波フィルタを第１，第２のバンドパスフィルタ１，２として用いてもよい。
【００６２】
弾性表面波フィルタにより第１，第２のバンドパスフィルタを構成した場合には、第１，第２のバンドパスフィルタを同じ圧電基板上に形成し、さらに導体ストリップ線路を形成することにより移相器を構成すれば、本発明のバンドパスフィルタのより一層の小型化を図ることができる。
【００６３】
また、弾性表面波フィルタにより第１，第２のバンドパスフィルタ１，２を構成し、本発明のバンドパスフィルタを構成した場合には、第１，第２のバンドパスフィルタが形成されている同一圧電基板上に、対向電極を形成することによりコンデンサ素子を構成し、該コンデンサ素子を移相器を構成する部品の１つとすることにより、やはり、バンドパスフィルタの小型化が図られる。
【００６４】
次に、具体的な実験例につき説明する。
以下の実験例においては、まず比較のために、図１２に示した共振子型弾性表面波フィルタ５００を比較例として用意した。すなわち、比較例の共振子型弾性表面波フィルタ５００を、以下の要領で作製した。圧電基板５０１として、４０±５°回転ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ3基板を用いた。また、圧電基板５０１上の電極パターンは２１０ｎｍの厚みのＡｌ薄膜により形成した。ＩＤＴ５１４，５１６は、１２対の対向電極指からなるＩＤＴとし、電極指の線幅を０．６８μｍ、電極指ピッチを１．０８μｍとした。但し、ＩＤＴ５１４，５１６のＩＤＴの５１５と隣接する一対ずつの電極指では、線幅が０．５８μｍ、電極指ピッチは０．９７μｍとした。ＩＤＴ５１５は、１８．５対の対向電極指からなるＩＤＴとし、電極指の線幅を０．６８μｍ、電極指ピッチを１．０８μｍとした。但し、ＩＤＴ５１５の両端の一対の電極指では、線幅を０．５８μｍ、電極指ピッチを０．９７μｍとした。
【００６５】
反射器５１３，５１７は、それぞれ、１５０本の電極指を両端で短絡してなるグレーティング型反射器であり、電極指の線幅は０．６２μｍ、電極指ピッチは１．０９μｍとした。
【００６６】
また、反射器５１３とＩＤＴ５１４の距離（電極指中心間距離）を１．０９μｍ、ＩＤＴ５１４，５１５間の距離（電極指中心間距離）は０．９７μｍ、ＩＤＴ５１５，５１６間の距離（電極指中心間距離）は０．９７μｍ、ＩＤＴ５１６と反射器５１７の間の距離（電極指中心間距離）は１．０９μｍとした。また、ＩＤＴ５１４〜５１６の電極指交叉幅は２００μｍとした。
【００６７】
このようにして構成された比較例の伝送特性及び入力端子側及び出力端子側のインピーダンス特性が、前述した図１３〜図１６に示されており、かつ後述する図６〜図９において破線で示されている。
【００６８】
上記比較例に対し、以下の要領で図４及び図５に示す実施例のバンドパスフィルタを作製した。実施例のバンドパスフィルタ２００において、第１，第２のバンドパスフィルタ１，２は、上述した比較例の共振子型弾性表面波フィルタ５００と同様に設計した。また、４０±５°回転ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ3により圧電基板５０を構成し、比較例と同様に厚み２１０μｍのＡｌ薄膜により各電極を形成した。なお、バンドパスフィルタ１，２においては、ＩＤＴの電極指交叉幅は、１００μｍとした。これは、２個のバンドパスフィルタ１，２が並列接続されており、バンドパスフィルタ２００全体としてのインピーダンスを５０Ωとするために、各バンドパスフィルタ１，２のインピーダンスを共振子型弾性表面波フィルタ５００の２倍のインピーダンスである１００Ωとするためである。
【００６９】
圧電基板５０上には、上記バンドパスフィルタ１，２以外に、コンデンサ素子２１〜２４、電極パッド２７〜３５、接続導電部３６〜４５が形成されている。コンデンサ素子２１〜２４は、本実施例では、一対の櫛歯電極を互いの電極指が間挿し合うように配置することにより構成されている。すなわち、圧電基板５０上に一対の対向電極を形成することにより、各コンデンサ素子２１〜２４を構成した。コンデンサ素子の各電極指の幅は１．１１μｍ、スペース幅（対向幅）は１．１１μｍ、交叉幅は２０μｍとし、かつ電極指の対数は、コンデンサ素子２１〜２４において、それぞれ９２対、８７対、８７対、８９．５対とした。
【００７０】
図示しない誘電体基板上に、上記圧電基板５０と、コイル素子２５として作用する１０ｎＨのチップインダクタと、コイル素子２６として作用する１０ｎＨのチップインダクタとを実装した。
【００７１】
コイル素子２５の片方の端子を接地し、他方の端子を圧電基板５０上の電極パッド２７と導通させ、コイル素子２５をコンデンサ素子２１，２２に直列に接続した。コイル素子２６として動作するチップインダクタの一方の端子は接地し、他方の端子を圧電基板５０上の電極パッド２８に導通させ、コイル素子２６をコンデンサ素子２３，２４に直列に接続した。圧電基板５０上の電極パッド２９〜３３をアース電位に接続し、電極パッド３４を入力端子、電極パッド３５を出力端子とした。上記のようにして、図４に示す回路構成を実現し、通過帯域が１８０５〜１８８５ＭＨｚであるバンドパスフィルタ２００を構成した。
【００７２】
上記実施例では、コンデンサ素子２１〜２４が、一対の櫛歯電極を対向させてなる対向電極により構成されているが、これらのコンデンサ素子の１８０５〜１８８５ＭＨｚにおける静電容量は、それぞれ、０．８０ｐＦ、０．７０ｐＦ、０．７０ｐＦ及び０．７８ｐＦである。そして、１８０５〜１８８５ＭＨｚにおいて、コンデンサ素子２１，２２とコイル素子２５とは、全体として特性インピーダンス１００Ωの９０°移相器４として機能し、コンデンサ素子２３，３４及びコイル素子２６が、１８０５〜１８８５ＭＨｚにおいて特性インピーダンス１００Ωの９０°移相器５として機能する。
【００７３】
上記のように、バンドパスフィルタ１，２は、電極指交叉幅が比較例の共振子型弾性表面波フィルタ５００の電極指交叉幅２００μｍの半分である１００μｍとされている共振子型弾性表面波フィルタである。交叉幅を半分とすることにより、特性インピーダンスは１００Ωとされている。バンドパスフィルタ１及びバンドパスフィルタ２は、特性インピーダンスが１００Ωである点を除けば、伝送特性の周波数依存性や反射特性（特性インピーダンスで規格化された入出力インピーダンス特性）は、比較例のバンドパスフィルタ５００とほぼ同じ特性となる。
【００７４】
すなわち、バンドパスフィルタ１，バンドパスフィルタ２は、１８０５〜１８８５ＭＨｚを通過帯域とする特性インピーダンス１００Ωの各バンドパスフィルタである。
【００７５】
バンドパスフィルタ１と９０°移相器４とがカスケード接続されてフィルタ回路７が構成されており、９０°移相器５とバンドパスフィルタ２とがカスケード接続されてフィルタ回路８が構成されている。そしてフィルタ回路７とフィルタ回路８とが並列接続されて、上記バンドパスフィルタ２００が構成されている。
【００７６】
すなわち、本実施例のバンドパスフィルタ２００は、上述した図２に示したバンドパスフィルタと同様の回路構成を有する。
なお、フィルタ回路７，８の特性インピーダンスは１００Ωであるため、バンドパスフィルタ２００の特性インピーダンスが５０Ωとなる。
【００７７】
図６及び図７は、上記実施例及び比較例のバンドパスフィルタ２００及び共振子型弾性表面波フィルタ５００の伝送特性を示す図であり、図７は図６の要部を拡大して示す図である。図６及び図７において、実線が実施例の結果を、破線が比較例の結果を示す。また、図８及び図９は、１８０５〜１８８５ＭＨｚにおける入力端子側インピーダンス特性及び出力端子側インピーダンス特性を示すスミスチャートであり、実線が実施例を、破線が比較例の結果を示す。
【００７８】
図８及び図９から明らかなように、比較例の共振子型弾性表面波フィルタ５００の場合に比べて、実施例のバンドパスフィルタ２００では、通過帯域内の全周波数に渡り、入出力インピーダンスが整合点であるスミスチャートの中心に近づいており、従ってインピーダンス整合が良好であることがわかる。
【００７９】
すなわち、バンドパスフィルタ２００で用いられているバンドパスフィルタ１，２は、比較対象とされている共振子型弾性表面波フィルタ５００のインピーダンスを倍にしただけであり、他の構成は異ならない。図８及び図９に示されているインピーダンス整合特性の改善は、第１，第２のバンドパスフィルタと移相器とを組み合わせてなる本発明の構成によりもたらされたものである。
【００８０】
また、図６及び図７から明らかなように、バンドパスフィルタ２００では、共振子型弾性表面波フィルタ５００に比べて通過帯域内における信号伝送効率が良好となっていることがわかる。これは、入出力端子における帯域内信号反射が小さくなった分だけ、信号の損失が少なくなったためと考えられる。従って、本発明によれば、入出力端におけるインピーダンス整合を良好にし得るだけでなく、低損失化も果たし得ることがわかる。
【００８１】
なお、上記実施形態及び実施例では、バンドパスフィルタ１，バンドパスフィルタ２が全く同じバンドパスフィルタにより構成されていたが、両者は完全に同一である必要は必ずしもない。バンドパスフィルタ１，２は、その帯域内特性がほぼ一致していればよく、その帯域外の特性については全く異なっていてもよい。また、通過帯域内の伝送特性についても、その違いがそれ程大きくなければ、本発明の効果を得られることができる。従って、バンドパスフィルタ１とバンドパスフィルタ２の帯域内伝送特性はほぼ一致しておればよい。
【００８２】
なお、本願発明に類似した構成として、従来より、通過帯域の異なる複数のバンドパスフィルタを並列接続した構成が知られている。しかしながら、このような通過帯域が異なる複数のバンドパスフィルタを並列接続してなるバンドパスフィルタは、通過帯域を異ならせることにより広い通過帯域を実現しているのにすぎない。これに対して、本願発明に係るバンドパスフィルタは、広帯域化を図るために通過帯域の異なる複数のバンドパスフィルタを並列接続したものとは異なり、あえて同じ通過帯域のバンドパスフィルタを並列接続し、広帯域化ではなく、入出力端における反射の悪影響を防止するために、少なくとも一方のバンドパスフィルタに移相手段を接続したものである。従って、本願発明に係るバンドパスフィルタは、帯域の異なる２個のバンドパスフィルタを並列接続してなる従来のバンドパスフィルタとは、根本的に異なるものであることを指摘しておく。
【００８３】
さらに付言すれば、本発明に係るバンドパスフィルタでは、第１，第２のバンドパスフィルタの上流または下流の回路部分で生じる位相シフト量においても、従来の帯域が異なるバンドパスフィルタを複数並列接続したものと区別され得るものである。
【００８４】
また、好ましくは、上記バンドパスフィルタ２００において、入力端子対９と第１のバンドパスフィルタ１までの線路の長さと、入力端子対９と第２のバンドパスフィルタ２までの線路の長さが等しくされ、同様に、第１のバンドパスフィルタ１と出力端子対１０との間の線路の長さ及び第２のバンドパスフィルタ２と出力端子対１０との間の線路の長さが等しくされる。このように、バンドパスフィルタ１，２から入力端子対９または出力端子対１０までの線路の長さを等しくすることにより、移相器による反射波の打ち消し合いをより確実なものとすることができる。
【００８５】
図１０は、第２の実施形態に係るバンドパスフィルタの回路構成を示す図である。ここでは、バンドパスフィルタ３００は、第１のバンドパスフィルタ１と第２のバンドパスフィルタ２と、４５°移相器３と、−４５°移相器４と、−４５°移相器５と、４５°移相器６とを有する。バンドパスフィルタ１の特性インピーダンスは１００Ω、バンドパスフィルタ２の特性インピーダンスは５０Ωである。バンドパスフィルタ１，２は、特性インピーダンスが上記のように異なることを除いては、同様の特性、すなわち同様の信号伝送効率の周波数特性及び反射特性（特性インピーダンスで規格化された入出力インピーダンスの周波数特性）を有する。
【００８６】
バンドパスフィルタ１，２を弾性表面波フィルタで構成する場合には、バンドパスフィルタ２のＩＤＴの電極指交叉幅を、バンドパスフィルタ１の電極指交叉幅の２倍とすることにより、上記のような関係のバンドパスフィルタ１，２を容易に形成することができる。
【００８７】
移相器３〜６は、図１に示したバンドパスフィルタの場合と同様に接続されている。
４５°移相器３及び−４５°移相器４の特性インピーダンスは１００Ωであり、−４５°移相器５のバンドパスフィルタ２と接続されいる特性インピーダンスは５０Ωであり、他方の端子の特性インピーダンスは１００Ωである。４５°移相器６のバンドパスフィルタ２と接続されている側の端子の特性インピーダンスは５０Ωであり、他方の端子の特性インピーダンスは１００Ωである。
【００８８】
バンドパスフィルタ３００は、上記のように構成されているため、全体としてのインピーダンスは５０Ωであり、本実施形態においても、入出力インピーダンスの帯域内整合特性が良好とされている。
【００８９】
すなわち、バンドパスフィルタ３００では、バンドパスフィルタ１，２の特性インピーダンスは異なっており、その帯域内特性が大きく異なるようにも見える。しかしながら、帯域内特性を特性インピーダンスで規格化した場合、伝送特性（信号伝送効率の周波数特性）と、反射特性（特性インピーダンスで規格化された入出力インピーダンスの周波数特性）は、通過帯域内でほぼ同じとされているため、−４５°移相器５及び４５°移相器６にインピーダンス変換特性（トランス特性）持たせて、バンドパスフィルタ３００を構成することにより、本実施形態においてもフィルタ回路７及びフィルタ回路８において反射波同士が打ち消し合う。従って、第１の実施形態と同様に入出力インピーダンスの帯域内整合特性が高められたバンドパスフィルタを提供することができる。
【００９０】
このように、バンドパスフィルタ１，２の特性インピーダンスを異ならせた場合であっても、特性インピーダンスで規格化された帯域内特性がほぼ同じである場合には、本発明のバンドパスフィルタ１，２に含まれるものである。
【００９１】
また、上記実施形態に限定されず、２個のバンドパスフィルタの帯域内特性が一見大きく異なっているように見える場合であっても、移相器に補正機能を持たせることにより、実質的に２つのバンドパスフィルタの帯域内特性が同じであるかのように構成されれば、帯域内のほぼ全周波数において、フィルタ回路７とフィルタ回路８の反射波同士を打ち消し合うことができ、本発明の効果を得ることができる。
【００９２】
図１１は、本発明のさらに他の実施形態に係るバンドパスフィルタ６００を示す回路図である。バンドパスフィルタ６００では、上述した第１の実施形態の２個のバンドパスフィルタが並列接続されている。すなわち、第１の実施形態と同様に構成されたバンドパスフィルタ１００と、第１の実施形態とほぼ同様に構成されたバンドパスフィルタ１００Ａとが並列接続されている。もっとも、バンドパスフィルタ１００の通過帯域と、バンドパスフィルタ１００Ａの通過帯域は異ならされている。すなわち、バンドパスフィルタ１００Ａに用いられているバンドパスフィルタ１Ａ，２Ａの通過帯域は、バンドパスフィルタ１，２の通過帯域と異ならされている。
【００９３】
図１１に示すバンドパスフィルタ６００では、通過帯域が異なる、上記実施形態に従って構成されたバンドパスフィルタ１００，１００Ａが並列接続されているため、バンドパスフィルタ１００の通過帯域とバンドパスフィルタ１００Ａの通過帯域を利用することにより、広帯域化が図られている。しかも、各バンドパスフィルタ１００，１００Ａでは、本発明に従って、入出力端のインピーダンスの通過帯域内整合特性が高められている。
【００９４】
このように、本発明のバンドパスフィルタを複数並列接続し、各バンドパスフィルタの通過帯域を異ならせた場合、インピーダンスマッチングを適切に図ることにより、広帯域化も図ることができる。
【００９５】
【発明の効果】
第１の発明に係るバンドパスフィルタでは、少なくとも使用通過帯域で周波数に対する特性が同一の第１，第２のフィルタが並列接続されており、第１のフィルタの入力側に第１の移相手段、出力側に第２の移相手段が、第２のフィルタの入力側に第３の移相手段、出力側に第４の移相手段が接続されており、第１〜第４の移相手段の位相をずらす量ｘ、ｙ、ｚ及びｗが、上述した式（１）〜（３）を満たすように構成されているので、第２のフィルタで発生する反射波が打ち消し合い、入出力端のいずれにおいても、反射波がほとんど生じない。従って、入力端及び出力端における帯域内信号反射を低減することができ、入力端側におけるインピーダンス整合が良好なバンドパスフィルタを提供することができる。また、帯域内信号反射を低減することができるので、帯域内信号の伝送効率も高めることができる。
【００９６】
第２の発明に係るバンドパスフィルタでは、少なくとも使用通過帯域で周波数に対する特性が同一の第１，第２のフィルタが並列接続されており、第１のフィルタの出力側に位相を略（９０＋ｎ×１８０）度ずらす移相手段が、第２のフィルタの入力側に位相を略（９０＋ｍ×１８０）度ずらす移相手段がそれぞれ直列に接続されているので、第１の発明と同様に、入出力端における帯域内信号反射を低減することができ、入出力端におけるインピーダンス整合が良好なバンドパスフィルタを提供することができる。また、上記のように帯域内信号反射を低減することができるので、帯域内信号の伝送効率も高めることができる。
【００９７】
第３の発明によれば、少なくとも使用周波数帯域で周波数に対する特性が同一である第１，第２のフィルタが並列接続されており、第１のフィルタの入力側に位相を略（９０＋ｎ×１８０）度ずらす移相手段が、第２のフィルタの出力側に位相を略（９０＋ｍ×１８０）度ずらす移相手段がそれぞれ直列に接続されているので、第１の発明と同様に、入力端及び出力端の双方において帯域内信号反射を低減することができ、入出力端におけるインピーダンス整合がより一層良好なバンドパスフィルタを提供することができる。第３の発明においても、帯域内信号反射の低減により、帯域内信号の伝送効率も高められる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るバンドパスフィルタの回路構成を示す図。
【図２】第１の実施形態のバンドパスフィルタの変形例を説明するための回路図。
【図３】第１の実施形態のさらに他の変形例を示す回路図。
【図４】実施例のバンドパスフィルタの回路構成を示す回路図。
【図５】図４に示した実施例の具体的な構造を説明するための模式的平面図。
【図６】実施例のバンドパスフィルタ及び比較例の共振子型弾性表面波フィルタの伝送効率−周波数特性を示す図。
【図７】図６に示した伝送効率−周波数特性を拡大して示す図。
【図８】実施例のバンドパスフィルタ及び比較例の共振子型弾性表面波フィルタの入力端子側の通過帯域内インピーダンス特性を示すスミスチャート図。
【図９】実施例のバンドパスフィルタ及び比較例の共振子型弾性表面波フィルタの出力端子側の通過帯域内インピーダンス特性を示すスミスチャート図。
【図１０】本発明の第２の実施形態に係るバンドパスフィルタの回路図。
【図１１】本発明のバンドパスフィルタのさらに別の変形例を説明するための回路図。
【図１２】従来の共振子型弾性表面波フィルタの模式的平面図。
【図１３】従来の共振子型弾性表面波フィルタの伝送効率−周波数特性を示す図。
【図１４】図１３に示した伝送効率−周波数特性を拡大して示す図。
【図１５】従来の共振子型弾性表面波フィルタの入力端子側の通過帯域内インピーダンス特性を示す図。
【図１６】従来の共振子型弾性表面波フィルタの出力端子側の通過帯域内インピーダンス特性を示す図。
【符号の説明】
１…第１のバンドパスフィルタ
１Ａ，２Ａ…第１，第２のバンドパスフィルタ
２…第２のバンドパスフィルタ
３〜６…移相手段としての移相器
３Ａ〜６Ａ…移相器
７，８…第１，第２のフィルタ回路
９…入力端子対
１０…出力端子対
２１〜２４…コンデンサ素子
２５，２６…インダクタンス素子としてのコイル素子
２７〜３５…電極パッド
３６〜４５…接続導電部
５０…圧電基板
１００…バンドパスフィルタ
１００Ａ…バンドパスフィルタ
２００…バンドパスフィルタ
３００…バンドパスフィルタ
６００…バンドパスフィルタ
７００…バンドパスフィルタ
８００…バンドパスフィルタ
Claims (9)
- 第１のフィルタと、
少なくとも使用周波数帯域で周波数に対する特性が前記第１のフィルタと同一であり、かつ前記第１のフィルタに並列接続された第２のフィルタと、
前記第１，第２のフィルタの入力側の並列接続点よりも後段において前記第１のフィルタの入力側にカスケード接続されており、かつ位相をｘ度ずらす第１の移相手段と、
前記第１，第２のフィルタの出力側の並列接続点よりも前段において第１のフィルタの出力側にカスケード接続されており、かつ位相をｙ度ずらす第２の移相手段と、
前記第１，第２のフィルタの入力側の並列接続点よりも後段において前記第２のフィルタの入力側にカスケード接続されており、かつ位相をｚ度ずらす第３の移相手段と、
前記第１，第２のフィルタの出力側の並列接続点よりも前段において第２のフィルタの出力側にカスケード接続されており、かつ位相をｗ度ずらす第４の移相手段とを備えており、ｘ、ｙ、ｚ、ｗには下記の式（１）〜（３）の関係が成立していることを特徴とするバンドパスフィルタ。
（１）２ｘ−２ｚ＝１８０＋ｎ×３６０（ｎは任意の整数）
（２）２ｙ−２ｗ＝１８０＋ｍ×３６０（ｍは任意の整数）
（３）ｘ＋ｙ＝ｚ＋ｗ＋ｌ×３６０（ｌは任意の整数） - 第１のフィルタと、
少なくとも使用周波数帯域で周波数に対する特性が前記第１のフィルタと同一であり、かつ前記第１のフィルタに並列接続されている第２のフィルタと、
前記第１，第２のフィルタの出力側の並列接続点よりも前段において前記第１のフィルタの出力側にカスケード接続されており、かつ位相を略（９０＋ｎ×１８０）度（ここでｎは任意の整数）ずらす移相手段と、
前記第１，第２のフィルタの入力側の並列接続点よりも後段において前記第２のフィルタの入力側にカスケード接続されており、かつ位相を略（９０＋ｍ×１８０）度（ここでｍは、ｎと奇偶の一致する任意の整数）ずらす移相手段とを備えることを特徴とするバンドパスフィルタ。 - 第１のフィルタと、
少なくとも使用周波数帯域で周波数に対する特性が前記第１のフィルタと同一であり、かつ前記第１のフィルタに並列接続された第２のフィルタと、
前記第１，第２のフィルタの入力側の並列接続点よりも後段において前記第１のフィルタの入力側にカスケード接続されており、かつ位相を略（９０＋ｎ×１８０）度（ここでｎは任意の整数）ずらす移相手段と、
前記第１，第２のフィルタの出力側の並列接続点よりも前段において前記第１のフィルタの出力側にカスケード接続されており、かつ位相を略（９０＋ｍ×１８０）度（ここでｍは、ｎと奇偶の一致する任意の整数）ずらす移相手段とを備えることを特徴とするバンドパスフィルタ。 - 前記移相手段の少なくとも１つが遅延線であることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のバンドパスフィルタ。
- 前記移相手段の少なくとも１つがコンデンサ素子とインダクタンス素子から構成されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のバンドパスフィルタ。
- 前記第１のフィルタ及び第２のフィルタが、弾性表面波フィルタ、誘電体フィルタ、圧電フィルタのいずれかであることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の回路装置。
- 前記第１のフィルタ及び第２のフィルタが圧電基板を有する弾性表面波フィルタであって、前記遅延線が前記圧電基板上に形成された導体ストリップ線路からなることを特徴とする請求項４に記載のバンドパスフィルタ。
- 前記第１のフィルタ及び第２のフィルタが圧電基板を有する弾性表面波フィルタであって、前記移相手段の少なくとも１つが、コンデンサ素子とインダクタンス素子から構成されていて、該コンデンサ素子は前記圧電基板上に形成された対向電極によって構成されていることを特徴とする請求項５に記載のバンドパスフィルタ。
- 請求項１〜８のいずれかに記載のバンドパスフィルタを搭載したことを特徴とする通信機器。
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