JP5451737B2 - フロントエンドモジュール - Google Patents

Description

本発明はフロントエンドモジュールに関し，特に，マルチバンド対応の通信装置において用いられるフロントエンドモジュールに関する。

複数の通信方式を利用して通話やデータ送受信を行うことができるマルチバンド対応の携帯電話機が普及している。このようなマルチバンド対応の携帯電話機は，高周波スイッチ，フィルタ，増幅素子等から成るＲＦ回路を単一のパッケージに複合化したフロントエンドモジュールを備えることが一般的である。複数の周波数帯域の信号が重畳されたマルチバンド受信信号は，フロントエンドモジュールにより周波数帯域ごとに分離され，受信機等の後段の回路に出力される。

増幅素子を複数の周波数帯で共用することでフロントエンドモジュールを小型化した開示例がある。例えば，特開２００５−６４７７８号公報（特許文献１）には，互いに異なる周波数帯域を通過帯域とする一組のバンドパスフィルタを共通の入力端子と共通の出力端子との間に並列に配置し，この一組のバンドパスフィルタの入力側と出力側のそれぞれにスイッチを接続して成る出力端子共有型のフロントエンドモジュールが開示されている（特許文献１の図８−Ｂ参照）。

特開２００５−６４７７８号公報

特許文献１に記載されたフロントエンドモジュールは，フィルタの入力側と出力側のそれぞれにスイッチを設けているため，各フィルタは他方のフィルタから分離された状態で駆動される。したがって，各フィルタの入力インピーダンスを基準インピーダンスに整合させることが容易である。しかし，このフロントエンドモジュールにおいては，受信信号がスイッチを通過するたびに減衰されるため挿入損失が大きくなる。そこで，本発明の様々な実施形態によって，入力インピーダンスを容易に整合させることができるとともに挿入損失が抑制された出力端子共有型のフロントエンドモジュールを提供する。その他の課題は，下記の詳細な説明，添付図面等の記載から理解される。

本発明の一実施態様に係るフロントエンドモジュールは，入力端子と，出力端子と，前記入力端子と前記出力端子との間に配置され，第１入力ポート及び第１出力ポートを備える第１フィルタ回路と，前記入力端子と前記出力端子との間に配置され，第２入力ポート及び第２出力ポートを備える第２フィルタ回路と，前記入力端子と前記第１入力ポート及び第２入力ポートとの間に配置され、前記入力端子を前記第１及び第２のフィルタ回路に選択的に接続するスイッチと，前記第１出力ポートと前記第２出力ポートとの接続点と前記出力端子との間に配置された整合回路と，を備える。一実施形態において，前記第１フィルタ回路は，第３入力ポートと第３出力ポートとを備え，第１の通過帯域の信号を通過させる第１フィルタ素子を含み，前記第２フィルタ回路は，第４入力ポートと第４出力ポートとを備え，前記第１の通過帯域とは異なる第２の通過帯域の信号を通過させる第２フィルタ素子と，前記第２フィルタ素子の第４出力ポートと前記整合回路との間に配置された第１移相器と，を含む。一実施形態において，前記スイッチの切り替えにより前記入力端子を前記第２フィルタ回路から切断し且つ前記第１移相器を除去するとともに前記接続点を開放した状態で前記第４出力ポートから見た前記第２フィルタ素子の前記第１の通過帯域における反射係数の位相は，前記スイッチの切り替えにより前記入力端子を前記第１フィルタ回路から切断し且つ前記接続点を開放した状態で前記第３出力ポートから見た前記第１フィルタ素子の前記第２の通過帯域における反射係数の位相よりも０°〜１８０°の位相差だけ進んでいる。

本発明の様々な実施態様によれば，インピーダンスを容易に整合させることができるとともに挿入損失が抑制された出力端子共有型のフロントエンドモジュールを提供できる。

本発明の一実施形態に係るフロントエンドモジュールを示す回路図 バンドパスフィルタ４６の平衡ポートＰ３−２，Ｐ３−３側から見た入力インピーダンスの周波数特性を示すスミスチャート バンドパスフィルタ４８の平衡ポートＰ４−２，Ｐ４−３側から見た入力インピーダンスの周波数特性を示すスミスチャート 整合回路３８の出力端子４０側から見た入力インピーダンスの周波数特性を示すスミスチャート 第２フィルタ回路３６の接続点Ｊ１，Ｊ２側から見た入力インピーダンスの周波数特性を示すスミスチャート 反射係数の位相差を説明する概略図 バンドパスフィルタ４６の動作時における入力端子１２及び出力端子４０側から見たフロントエンドモジュール１０（移相器５０，５２を除去したもの）の入力インピーダンスの周波数特性を示すスミスチャート バンドパスフィルタ４６の動作時における入力端子１２及び出力端子４０側から見たフロントエンドモジュール１０の（移相器５０，５２を含むもの）入力インピーダンスの周波数特性を示すスミスチャート バンドパスフィルタ４８の動作時における入力端子１２及び出力端子４０側から見たフロントエンドモジュール１０（移相器５０，５２を除去したもの）の入力インピーダンスの周波数特性を示すスミスチャート バンドパスフィルタ４８の動作時における入力端子１２及び出力端子４０側から見たフロントエンドモジュール１０（移相器５０，５２を含むもの）の入力インピーダンスの周波数特性を示すスミスチャート

本発明の様々な実施形態について添付図面を参照して説明する。図１は，本発明の一実施形態に係るフロントエンドモジュール１０を表す回路図である。図示のとおり，本発明の一実施形態に係るフロントエンドモジュール１０は，アンテナ端子１２に接続されたスイッチ１４と，スイッチ１４の後段にスイッチ用整合回路３２を介してそれぞれ接続された第１フィルタ回路３４及び第２フィルタ回路３６と，第１フィルタ回路３４及び第２フィルタ回路３６の出力側に接続された整合回路３８と，平衡出力端子４０−ａ，４０−ｂとを備える。不図示のアンテナからアンテナ端子１２を介して入力されたマルチバンド信号は，スイッチ１４のスイッチング動作に従って第１フィルタ回路３４，第２フィルタ回路３６の一方に選択的に伝送される。第１フィルタ回路３４又は第２フィルタ回路３６を通過した信号は，出力端子４０−ａ，４０−ｂから後段の受信機（不図示）に出力される。このフロントエンドモジュール１０は，送信信号用のモジュールとして用いることもできる。つまり，出力端子４０−ａ，４０−ｂの後段に送信機（不図示）を接続することができ，この送信機からの送信信号をアンテナ端子１２を介してアンテナから無線送信することができる。なお，本明細書においては，出力端子４０−ａ，４０−ｂを「出力端子４０」又は単に「出力端子」と総称することがある。

一実施形態におけるスイッチ１４は，例えば，アンテナ端子１２に接続された第１端子１６と第２端子１８と第３端子２０とを備えるＳＰＤＴ（Single Pole Dual Throw）型のスイッチである。スイッチ１４は，電圧を供給するための電圧供給用端子（不図示）と，制御信号を入力するための制御用端子（不図示）をさらに備え，この制御用端子から入力される制御信号に基づいて，第１端子１６が第２端子１８又は第３端子２０の一方と選択的に接続されるように構成される。スイッチ１４の端子数は，回路構成に応じて任意に設定することができる。例えば，スイッチ１４は，ＳＰ３Ｔスイッチ，ＳＰ４Ｔスイッチ，ＳＰ８Ｔスイッチ，ＤＰＤＴスイッチ，又はＤＰ４Ｔスイッチとすることができる。スイッチ１４を構成するスイッチ素子として，例えば，電界効果トランジスタを用いることができる。

スイッチ１４の後段には，スイッチ１４の入力インピーダンスを基準インピーダンスに整合させるスイッチ用整合回路３２が配置される。スイッチ用整合回路３２は，例えば，一端がスイッチ１４の第２端子１８に接続され他端が後述の第１バンドパスフィルタ４６に接続されたインダクタ４２と，一端がスイッチ１４の第３端子２０に接続され他端が後述の第２バンドパスフィルタ４８に接続されたインダクタ４４とを含む。インダクタ４２及びインダクタ４４のインダクタンス値を公知の手法により適切な値に調整することで，スイッチ１４の入力インピーダンスを基準インピーダンスに整合させることができる。スイッチ用整合回路３２の具体的構成は，図１に例示したものに限られず，適宜変更することが可能である。

スイッチ用整合回路３２の後段には，第１フィルタ回路３４及び第２フィルタ回路３６が配置される。第１フィルタ回路３４は，不平衡ポートＰ１−１と一組の平衡ポートＰ１−２，Ｐ１−３を備えており，不平衡ポートＰ１−１を介してスイッチ用整合回路３２に接続される。また，第２フィルタ回路３６は，不平衡ポートＰ２−１と一組の平衡ポートＰ２−２，Ｐ２−３を備えており，不平衡ポートＰ２−１を介してスイッチ用整合回路３２に接続される。第１フィルタ回路３４の平衡ポートＰ１−２と第２フィルタ回路３６の平衡ポートＰ２−３との接続点Ｊ１は整合回路３８を介して出力端子４０−ａに接続されており，第１フィルタ回路の平衡ポートＰ１−３と第２フィルタ回路３６の平衡ポートＰ２−２との接続点Ｊ２は整合回路３８を介して出力端子４０−ｂに接続されている。本明細書においては，平衡ポートＰ１−２及び平衡ポートＰ１−３を「第１出力ポート」と総称し，平衡ポートＰ２−２及び平衡ポートＰ２−３を「第２出力ポート」と総称することがある。

第１フィルタ回路３４は，第１の通過帯域を有する第１のバンドパスフィルタ４６を備える。第１のバンドパスフィルタ４６は，入力された信号のうち第１の通過帯域の信号を後段の回路に伝送するとともに第１の通過帯域以外の信号を抑圧する。図１には，第１のバンドパスフィルタ４６の一例として，不平衡ポートＰ３−１と一組の平衡ポートＰ３−２，Ｐ３−３を備える平衡型のバンドパスフィルタを示した。この平衡型の第１のバンドパスフィルタ４６は，不平衡ポートＰ３−１から入力された不平衡信号を平衡信号に変換して平衡ポートＰ３−２，Ｐ３−３から出力することができる。

第２フィルタ回路３６は，第２の通過帯域を有する第２のバンドパスフィルタ４８と，移相器５０，５２とを備える。図１に例示された第２のバンドパスフィルタ４８は，第１のバンドパスフィルタ４６と同様に，不平衡ポートＰ４−１と一組の平衡ポートＰ４−２，Ｐ４−３とを有し，不平衡ポートＰ４−１から入力された不平衡信号を平衡信号に変換して平衡ポートＰ４−２，Ｐ４−３の各々から出力することができる。本明細書においては，平衡ポートＰ３−２及び平衡ポートＰ３−３を「第３出力ポート」と総称し，平衡ポートＰ４−２及び平衡ポートＰ４−３を「第４出力ポート」と総称することがある。平衡ポートＰ４−２には移相器５０が接続され，平衡ポートＰ４−３には移相器５２が接続されている。移相器５０，５２は，ストリップライン，マイクロストリップライン等の任意の分布定数線路から成り，その線路長に応じた移相量だけ入力信号の位相を回転させる。この移相器は集中定数素子によって，又は集中定数素子を含んで構成することもできる。一実施形態においては，第２のバンドパスフィルタ４８と整合回路３８との間の配線を移相器５０，５２として用いることができる。

後述するように，スイッチ１４の切り替えにより入力端子１２を第２フィルタ回路３６から切断し且つ移相器５０，５２を除去するとともに接続点Ｊ１，Ｊ２を開放（つまり，接続点Ｊ１，Ｊ２をフィルタ素子４８から切断）した状態で平衡ポートＰ４−２，Ｐ４−３（第４出力ポート）から見た第２フィルタ素子４８の第１の通過帯域における反射係数の位相は，スイッチ１４の切り替えにより入力端子１２を第１フィルタ回路３４から切断し且つ接続点Ｊ１，Ｊ２を開放（つまり，接続点Ｊ１，Ｊ２をフィルタ素子４６から切断）した状態で平衡ポートＰ３−２，Ｐ３−３（第３出力ポート）から見た第１フィルタ素子４６の第２の通過帯域における反射係数の位相よりも０°〜１８０°の位相差だけ進んでいる。本発明の一実施形態においては，第１フィルタ回路３４，第２フィルタ回路３６のうち，位相が進んでいる方の反射波を生成するバンドパスフィルタ（図１では第２のバンドパスフィルタ４８）を含むフィルタ回路（図１では第２フィルタ回路３６）に移相器５０，５２を設ける。

一実施形態において，第１のバンドパスフィルタ４６及び第２のバンドパスフィルタ４８は，表面弾性波フィルタ（ＳＡＷフィルタ）やバルク弾性波フィルタ（ＢＡＷフィルタ）から成る。第１のバンドパスフィルタ４６及び第２のバンドパスフィルタ４８の通過帯域は，例えば，ＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommunication System）で規定されている様々なバンドの受信用帯域又は送信用帯域に設定できる。第１のバンドパスフィルタ４６及び第２のバンドパスフィルタ４８は不平衡信号を出力する不平衡型のバンドパスフィルタであってもよい。

整合回路３８は，アンテナ端子１２側及び／又は出力端子４０側から見たフロントエンドモジュール１０の入力インピーダンスが，第１のバンドパスフィルタ４６及び第２のバンドパスフィルタ４８の通過帯域において，出力端子４０の後段に接続される外部回路に整合するように構成される。つまり，スイッチ１４の第１端子１６を第２端子１８と接続して第１のバンドパスフィルタ４６を動作させる場合に，フロントエンドモジュール１０の入力インピーダンスが第１のバンドパスフィルタ４６の通過帯域において基準インピーダンスに整合するとともに，スイッチ１４の第１端子１６を第３端子２０と接続して第２のバンドパスフィルタ４８を動作させる場合に，フロントエンドモジュール１０の入力インピーダンスが第２のバンドパスフィルタ４８の通過帯域において基準インピーダンスに整合するように整合回路３８を構成することができる。一実施形態における整合回路３８は，出力端子４０−ａと出力端子４０−ｂとに接続されたインダクタ５４から成る。整合回路３８についてはさらに後述する。

このように、本発明の一実施形態に係るフロントエンドモジュール１０においては，第１フィルタ回路３４，第２フィルタ回路３６の出力ポート同士を整合回路３８を介して共通の出力端子４０−ａ，４０−ｂに接続することにより、一組のバンドパスフィルタの後段にスイッチを設けた従来のフロントエンドモジュール（特許文献１の図８−Ｂ参照）と比較して挿入損失を抑制することができる。

一方，本発明の一実施形態に係るフロントエンドモジュール１０においては，第１フィルタ回路３４と第２フィルタ回路３６の出力側にスイッチではなく整合回路３８を設けているため，第１フィルタ回路３４と第２フィルタ回路３６とが常時接続されている。したがって，スイッチ１４の切り替えにより第１のバンドパスフィルタ４６と第２のバンドパスフィルタ４８のうち一方を駆動する場合に，駆動されていないフィルタ回路が駆動されているフィルタ回路に対してリアクタンス素子として作用するので，駆動されているフィルタ回路の通過帯域における入力インピーダンスが基準インピーダンスから外れ，その結果，フロントエンドモジュール１０の挿入損失が劣化するおそれがある。例えば，スイッチ１４において第１端子１６を第２端子１８と接続し第１のバンドパスフィルタ４６を駆動する場合には，駆動されていない第２のバンドパスフィルタ４８の影響によりフロントエンドモジュール１０の入力インピーダンスが第１の通過帯域において基準インピーダンスから外れる可能性がある。そこで，駆動されていないフィルタ回路が駆動されているフィルタ回路のインピーダンス整合に与える影響を相殺するように，整合回路３８を構成する（具体的には整合回路３８を構成するリアクタンス素子の素子値や配置を調整する）。

しかし，第１のバンドパスフィルタ４６と第２のバンドパスフィルタが互いの通過帯域におけるインピーダンス整合に与える影響は異なる（つまり，第１のバンドパスフィルタ４６が第２の通過帯域におけるインピーダンス整合に与える影響は，第２のバンドパスフィルタ４８が第１の通過帯域におけるインピーダンス整合に与える影響と異なる）ため，整合回路３８を構成するリアクタンス素子の素子値の調整のみによっては，第１のバンドパスフィルタ４６と第２のバンドパスフィルタが互いのインピーダンス整合に与える影響を両方とも精度良く相殺することは困難である。そこで，本発明の一実施形態においては，スイッチ１４の第１端子１６を第２端子１８から切断し（スイッチ１４の第１端子１６を第３端子２０と接続し），且つ，接続点Ｊ１，Ｊ２を開放した状態で，第３出力ポート（平衡ポートＰ３−２，Ｐ３−３）から見た第２の通過帯域における第１のバンドパスフィルタ４６の反射係数の位相と，スイッチ１４の第１端子１６を第３端子２０から切断し（スイッチ１４の第1端子１６を第２端子１８と接続し），且つ，接続点Ｊ１，Ｊ２を開放するとともに移相器５０，５２を除去した状態で，第４出力ポート（平衡ポートＰ４−２，Ｐ４−３）から見た第２のバンドパスフィルタ４８の第１の通過帯域における反射係数の位相とを比較し，この反射係数の位相が０°〜１８０°の位相差の範囲で進んでいる方のフィルタの後段に移相器（図１の例では移相器５０，５２）を設ける。これにより，図２〜図５を参照して詳述されるように，第１のバンドパスフィルタ４６と第２のバンドパスフィルタが互いのインピーダンス整合に与える影響を精度良く相殺して，整合回路３８によって，第１のバンドパスフィルタ４６と第２のバンドパスフィルタの両方のインピーダンス整合を維持することができる。

図２〜図５を参照して，移相器５０，５２及び整合回路３８を用いたインピーダンス整合について説明する。図２は，スイッチ１４の第１端子１６を第２端子１８から切断し（スイッチ１４の第１端子１６を第３端子２０と接続し），且つ，接続点Ｊ１，Ｊ２を開放した状態において，平衡ポートＰ３−２，Ｐ３−３側から見た第１のバンドパスフィルタ４６の入力インピーダンスの周波数特性を示すスミスチャートであり，平衡ポートＰ３−２，Ｐ３−３間にトランスを設けシングルエンドに変換した状態で第１のバンドパスフィルタ４６の入力インピーダンスをシミュレートした結果を示す。また，図３は，スイッチ１４の第１端子１６を第２端子２０から切断し（スイッチ１４の第１端子１６を第２端子１８と接続し），且つ，接続点Ｊ１，Ｊ２を開放するとともに移相器５０，５２を除去した状態で，平衡ポートＰ４−２，Ｐ４−３側から見た第２のバンドパスフィルタ４８の入力インピーダンスの周波数特性を示すスミスチャートであり，図２と同様にシングルエンドに変換した状態でのシミュレーション結果を示す。図４は，出力端子４０−ａ，４０−ｂ側から見た整合回路３８単体の入力インピーダンス（つまり，図１において接続点Ｊ１及びＪ２が開放された状態における整合回路３８の入力インピーダンス）の周波数特性を示すスミスチャートである。また，図５は，スイッチ１４の第１端子１６を第３端子２０から切断し（スイッチ１４の第１端子１６を第２端子１８に接続した），且つ，接続点Ｊ１，Ｊ２を開放した状態で，平衡ポートＰ２−２，Ｐ２−３（第２出力ポート）から見た第２フィルタ回路３６の入力インピーダンスの周波数特性を示すスミスチャートである。

シミュレーションを行う際には，バンドパスフィルタ４６の通過帯域をＵＭＴＳのバンドVIIIの受信用に割り当てられた９２５〜９６０ＭＨｚに設定するとともにバンドパスフィルタ４８の通過帯域をＵＭＴＳのバンドVの受信用に割り当てられた８６９〜８９４ＭＨｚに設定し，不平衡側の基準インピーダンスを50Ω，平衡側の基準インピーダンスを100Ωとした。また，インダクタ４２，４４のインダクタンス値をそれぞれ１．５ｎＨとし，インダクタ５４のインダクタンス値を１３．５ｎＨとした。また，移相器５０，５２の線路長は，０．９５ＧＨｚの入力信号を２５度位相回転させる長さとした。図２〜図５において，第１のバンドパスフィルタ４６の通過帯域の中心周波数はマーカｍ２で表されており，バンドパスフィルタ４８の通過帯域の中心周波数はマーカｍ１で表されている。

図２に示すとおり，第１のバンドパスフィルタ４６は，マーカｍ１が第１のバンドパスフィルタ４６の入力インピーダンスを示すスミスチャートにおいて容量性の領域に存在しているので，第２のバンドパスフィルタ４８に対して容量性の素子として作用することが分かる。したがって，スイッチ１４の第１端子１６を第３端子２０に接続して第２のバンドパスフィルタ４８を駆動するときには，第２のバンドパスフィルタ４８の通過信号は，容量性素子として働く第１のバンドパスフィルタ４６の影響を受ける。図２に示すシミュレーション結果によれば，第１のバンドパスフィルタ４６のバンドVの中心周波数における入力インピーダンスの虚数成分は，約−７４Ωである。この第１のバンドパスフィルタ４６がインピーダンス整合に与える影響は，整合回路３８の作用によって相殺される。つまり，図４に示すように，マーカｍ１は，整合回路３８の入力インピーダンスを示すスミスチャートにおいて誘導性の領域に存在しているので，第２のバンドパスフィルタ４８を駆動するときには，第２のバンドパスフィルタ４８の通過信号は誘導性素子として働く整合回路３８の影響を受ける。図４のシミュレーション結果によれば，整合回路３８のバンドVの中心周波数における入力インピーダンスの虚数成分は，約＋７４Ωである。このように，スイッチ１４の第１端子１６を第２端子１８から切断し且つ接続点Ｊ１，Ｊ２を開放した状態において平衡ポートＰ１−２，Ｐ１−３側から見た第１フィルタ回路３４の第２の通過帯域における入力インピーダンス（図１の例では，平衡ポートＰ３−２，Ｐ３−３側から見た第１のバンドパスフィルタ４６の第２の通過帯域における入力インピーダンスに等しい）の虚数成分が，出力端子４０−ａ，４０−ｂ側から見た整合回路３８単体の第２の通過帯域における入力インピーダンスの虚数成分と極性（正負の符号）が逆で大きさが実質的に等しくなるように整合回路３８を構成することにより，第２のバンドパスフィルタ４８の駆動時における第１のバンドパスフィルタ４６によるインピーダンス整合への影響を整合回路３８によって相殺することができる。本シミュレーションにおいては，インダクタ５４のインダクタンス値を１３．５ｎＨとすることにより，第１のバンドパスフィルタ４６の第２の通過帯域の通過信号に対する影響を相殺することができる。

一方，図３に示すとおり，マーカｍ２は第２のバンドパスフィルタ４８の入力インピーダンスを示すスミスチャートにおいて容量性の領域に存在しているので，バンドパスフィルタ４８は第１のバンドパスフィルタ４６に対して容量性の素子として作用する。したがって，スイッチ１４の第１端子１６を第２端子１８に接続して第１のバンドパスフィルタ４６を駆動するときには，第１のバンドパスフィルタ４６の通過信号は，容量性素子として働く第２のバンドパスフィルタ４８の影響を受ける。図３に示すシミュレーション結果によれば，第２のバンドパスフィルタ４８のバンドVIIIの中心周波数における入力インピーダンスの虚数成分は約−１９８Ωである。また，図４に示すように，マーカｍ２は整合回路３８の入力インピーダンスを示すスミスチャートにおいて誘導性の領域に存在しており，バンドVIIIの中心周波数における整合回路３８の入力インピーダンスの虚数成分は，約８０Ωであることが分かる。したがって，第１のバンドパスフィルタ４６の駆動時における第２のバンドパスフィルタ４８によるインピーダンス整合への影響は，第１のバンドパスフィルタ４６による影響を相殺するために最適化された整合回路３８のみによっては相殺できない。

そこで，本発明の一実施形態においては，第２のバンドパスフィルタ４８の後段に移相器５０，５２を設けることにより，第２のバンドパスフィルタ４８が第１のバンドパスフィルタ４６の通過信号に与える影響を変化させ，整合回路３８によって第２のバンドパスフィルタ４８の影響についても相殺できるようにした。本シミュレーションにおいては，移相器５０，５２の特性インピーダンスを50Ωとし，その線路長を０．９５ＧＨｚの入力信号を２５度位相回転させる長さに設定することにより，図５に示すように，第２フィルタ回路３６の入力インピーダンスの周波数特性は，図３に示す第２のバンドパスフィルタ４８単体の入力インピーダンスの周波数特性を移相器５０，５２の線路長に応じた角度だけ時計回り方向に回転させたものとなる。この図５に示すスミスチャートにおいて，マーカｍ２は，図３に示す第２のバンドパスフィルタ４８単体の入力インピーダンスの周波数特性と比較して，移相器の電気長の分だけ位相が遅れた位置（時計回りに回転した位置）にある。この位相回転により，第２フィルタ回路３６のバンドVIIIの中心周波数における入力インピーダンスの虚数成分は約−８０Ωとなっている。上述したように，整合回路３８のバンドVIIIの中心周波数における入力インピーダンスの虚数成分は約＋８０Ωであるから，第１のバンドパスフィルタ４６を駆動する際の第２のバンドパスフィルタ４８による第１の通過帯域におけるインピーダンス整合への影響を整合回路３８によって相殺できるようになる。

このように，スイッチ１４の第１端子１６を第２端子１８から切断し且つ接続点Ｊ１，Ｊ２を開放した状態において平衡ポートＰ１−２，Ｐ１−３側から見た第１フィルタ回路３４の第２の通過帯域における入力インピーダンスの虚数成分が，出力端子４０−ａ，４０−ｂから見た整合回路３８単体の第２の通過帯域における入力インピーダンスの虚数成分と極性が逆で大きさが実質的に等しくなるように整合回路３８を構成することにより，第２のバンドパスフィルタ４８の駆動時における第１のバンドパスフィルタ４６による影響を整合回路３８によって相殺でき，第２の通過帯域におけるインピーダンス整合を維持することができる。また，スイッチ１４の第１端子１６を第２端子２０から切断し且つ接続点Ｊ１，Ｊ２を開放した状態において平衡ポートＰ２−２，Ｐ２−３から見た第２フィルタ回路３６の第１の通過帯域における入力インピーダンスの虚数成分が，出力端子４０−ａ，４０−ｂから見た整合回路３８単体の第１の通過帯域における入力インピーダンスの虚数成分と極性が逆で大きさが実質的に等しくなるように移相器５０，５２を構成することにより，第１のバンドパスフィルタ４６の駆動時における第２のバンドパスフィルタ４８による影響についても整合回路３８によって相殺でき，第２の通過帯域においてもインピーダンス整合を維持することができる。

一実施形態において，移相器５０，５２は，スイッチ１４の第１端子１６を第２端子１８から切断し且つ接続点Ｊ１，Ｊ２を開放した状態で平衡ポートＰ３−２，Ｐ３−３から見た第２の通過帯域における第１のバンドパスフィルタ４６の反射係数の位相と，スイッチ１４の第１端子１６を第３端子２０から切断し且つ接続点Ｊ１，Ｊ２を開放するとともに移相器５０，５２を除去した状態で平衡ポートＰ４−２，Ｐ４−３から見た第２のバンドパスフィルタ４８の第１の通過帯域における反射係数の位相とを比較し，反射係数の位相が０°〜１８０°の位相差だけ進んでいる側のフィルタ素子を有するフィルタ回路に設けられる。例えば，図２〜図５に示した例では，図３に示されている第２のバンドパスフィルタ４８の第１の通過帯域における反射係数の位相（図３のマーカｍ２の位相に相当）が，図２に示されている第１のバンドパスフィルタ４６の第２の通過帯域における反射係数の位相（図２のマーカｍ１の位相に相当）よりも約５０度進んでいる（つまり，図３のマーカｍ２の位相が図２のマーカｍ１の位相よりも反時計回りに約５０度回転した位置に存在する）ので，この相対的に位相が進んだ反射係数を有する第２のバンドパスフィルタ４８に移相器５０，５２を接続する。バンドパスフィルタ４６とバンドパスフィルタ４８のどちらの位相が進んでいるかは，各バンドパスフィルタの具体的な構成により異なる。したがって，図２及び図３の例とは異なりバンドパスフィルタ４６の第２の通過帯域における反射係数の位相がバンドパスフィルタ４８の第１の通過帯域における反射係数の位相よりも進んでいる場合には，バンドパスフィルタ４６を有する第１フィルタ回路３４に移相器が設けられる。

図２及び図３には，第１のバンドパスフィルタ４６の第２の通過帯域における反射係数の位相（マーカｍ１の位相）及び第２のバンドパスフィルタ４８の第１の通過帯域における反射係数の位相（マーカｍ２の位相）がともに−１８０°〜０°の範囲に存在する例を示したが，各バンドパスフィルタの反射係数の位相は様々な値を取り得る。第１のバンドパスフィルタ４６及び第２のバンドパスフィルタ４８の反射係数の他の例について図６を参照して説明する。図６（ａ）〜図６（ｄ）には，第１のバンドパスフィルタ４６及び第２のバンドパスフィルタ４８の構成や通過帯域を変更した場合において，スイッチ１４の第１端子１６を第３端子２０から切断し且つ接続点Ｊ１，Ｊ２を開放するとともに移相器５０，５２を除去した状態で平衡ポートＰ４−２，Ｐ４−３から見た第２のバンドパスフィルタ４８の第１の通過帯域における反射係数の位相（マーカｍ２で示す）が，スイッチ１４の第１端子１６を第２端子１８から切断し且つ接続点Ｊ１，Ｊ２を開放した状態で平衡ポートＰ３−２，Ｐ３−３から見た第２の通過帯域における第１のバンドパスフィルタ４６の反射係数の位相（マーカｍ１で示す）よりも０°〜１８０°の範囲の位相差だけ進んでいる様々な例を模式的に示す。図６（ａ）は，図２及び図３で示した例と同様に，マーカｍ１の位相が−１８０°〜−９０°の範囲に存在し，マーカｍ２の位相が−９０°〜０°の範囲に存在する場合の例を示す。図６（ｂ）は，マーカｍ２の位相が０°〜９０°の範囲に存在し，マーカｍ１の位相が−９０°〜０°の範囲に存在する場合の例，図６（ｃ）は，マーカｍ２の位相が９０°〜１８０°の範囲に存在し，マーカｍ１の位相が０°〜９０°の範囲に存在する場合の例，図６（ｄ）は，マーカｍ２の位相が−１８０°〜−９０°の範囲に存在し，マーカｍ１の位相が９０°〜１８０°の範囲に存在する場合の例である。図示したいずれの場合においても，マーカｍ２の位相がマーカｍ１の位相よりも０°〜１８０°の位相差の範囲で進んでいるため，このマーカｍ２に対応する第２のバンドパスフィルタ４８を含む第２フィルタ回路３６に移相器を設け，この位相差を調整する。図６（ａ）〜図６（ｄ）には，マーカｍ１，ｍ２がスミスチャート上の互いに異なる象限に存在する場合について例示したが，マーカｍ１，ｍ２は同じ象限に存在していてもよい。例えば，マーカｍ１，ｍ２がともに，−９０°〜０°の範囲にあってもよい。このように，マーカｍ１とマーカｍ２とが同一の象限に存在する場合には，両者の位相差が０°〜９０°の範囲となる。

図７ａ及び図７ｂは，第１のバンドパスフィルタ４６の駆動時におけるフロントエンドモジュールの入力インピーダンスの周波数特性を示すスミスチャートであり，図８ａ及び図８ｂは，第２のバンドパスフィルタ４８の駆動時におけるフロントエンドモジュールの入力インピーダンスの周波数特性を示すスミスチャートである。図７ａ及び図８ａは図１に示すフロントエンドモジュール１０から移相器５０，５２を除去したモジュールのシミュレーション結果を示し，図７ｂ及び図８ｂは図１に示すフロントエンドモジュール１０のシミュレーション結果を示す。各図の左側のチャートは各モジュールを出力端子４０−ａ，４０−ｂ側から見た入力インピーダンスを示し，右側のチャートはアンテナ端子１２側から見た入力インピーダンスを示す。これらの図において，第１のバンドパスフィルタ４６の通過帯域の中心周波数はマーカｍ２又はマーカｍ４で示されており，第２のバンドパスフィルタ４８の通過帯域の中心周波数はマーカｍ１又はマーカｍ３で示されている。図７ａ及び図８ａに示されているとおり，移相器５０，５２を備えていないフロントエンドモジュールにおいては，マーカｍ２，ｍ４が基準インピーダンスから外れていることが分かる。これに対し，図７ｂ及び図８ｂに示されているとおり，本発明の一実施形態に係るフロントエンドモジュール１０においては，マーカｍ２，ｍ４が基準インピーダンスに整合していることが分かる。

図１に示したフロントエンドモジュール１０の回路構成は適宜変更することができる。例えば，本明細書において説明した第１及び第２のバンドパスフィルタ４６，４８の通過帯域は一例であり，これらのフィルタに代えて様々な通過帯域を有するフィルタを用いることができる。また，第１フィルタ回路３４は，第１のバンドパスフィルタ４６に加えて他の回路素子を備えることもできる。例えば，第１のバンドパスフィルタ４６の後段に，平衡ポートＰ３−２，Ｐ３−３にそれぞれ接続された移相器を設けることができる。この場合，整合回路３８は，接続点Ｊ１，Ｊ２から見た第１フィルタ回路３４の第２の通過帯域における入力インピーダンスの虚数成分が，出力端子４０−ａ，４０−ｂ側から見た整合回路３８の第２の通過帯域における入力インピーダンスの虚数成分と極性が逆で大きさが実質的に等しくなるように構成される。

本明細書で明示的に説明される整合回路３８の構成は例示に過ぎず，整合回路３８は，例えば，キャパシタ及びインダクタ等の受動素子を様々な態様で組み合わせて構成することができる。整合回路３８の入力インピーダンスは，整合回路３８を構成する受動素子の素子値を調整することにより，望ましい値に調整することができる。また，本発明のフロントエンドモジュール１０に設けることのできるバンドパスフィルタの数は任意であり，例えば，３つ以上のバンドパスフィルタをスイッチ１４の後段に並列に配置することができる。本発明に係るフロントエンドモジュールは，携帯電話機以外の様々な無線通信装置に搭載され得る。本発明に係るフロントエンドモジュールは，ＬＴＣＣ（低温同時焼成セラミックス）多層回路基板に作りこむことで小型化することができる。本発明の実施形態は，以上明示的に述べた態様に限られず，本発明の趣旨を逸脱しない範囲で，本明細書において説明した実施形態に対して様々な変更を行うことができる。

１０・・・フロントエンドモジュール，１２・・・アンテナ端子，１４・・・スイッチ，３４・・・第１フィルタ回路，３６・・・第２フィルタ回路，３８・・・整合回路，４０−ａ，４０−ｂ・・・出力端子，４６・・・第１のバンドパスフィルタ，４８・・・第２のバンドパスフィルタ

Claims (5)

1. 入力端子と，
   出力端子と，
   前記入力端子と前記出力端子との間に配置され，第１入力ポート及び第１出力ポートを備える第１フィルタ回路と，
   前記入力端子と前記出力端子との間に配置され，第２入力ポート及び第２出力ポートを備える第２フィルタ回路と，
   前記入力端子と前記第１入力ポート及び第２入力ポートとの間に配置され、前記入力端子を前記第１及び第２のフィルタ回路に選択的に接続するスイッチと，
   前記第１出力ポートと前記第２出力ポートとの接続点と前記出力端子との間に配置された整合回路と，
   を備え，
   前記第１フィルタ回路は，第３入力ポートと第３出力ポートとを備え，第１の通過帯域の信号を通過させる第１フィルタ素子を含み，
   前記第２フィルタ回路は，第４入力ポートと第４出力ポートとを備え，前記第１の通過帯域とは異なる第２の通過帯域の信号を通過させる第２フィルタ素子と，前記第２フィルタ素子の第４出力ポートと前記整合回路との間に配置された第１移相器と，を含み，
   前記スイッチの切り替えにより前記入力端子を前記第２フィルタ回路から切断し且つ前記第１移相器を除去するとともに前記接続点を開放した状態で前記第４出力ポートから見た前記第２フィルタ素子の前記第１の通過帯域における反射係数の位相が，前記スイッチの切り替えにより前記入力端子を前記第１フィルタ回路から切断し且つ前記接続点を開放した状態で前記第３出力ポートから見た前記第１フィルタ素子の前記第２の通過帯域における反射係数の位相よりも０°〜１８０°の位相差だけ進んでいる，
   フロントエンドモジュール。
2. 前記スイッチの切り替えにより前記入力端子を前記第１フィルタ回路から切断し且つ前記接続点を開放した状態で前記第１出力ポートから見た前記第１フィルタ回路の前記第２の通過帯域における入力インピーダンスの虚数成分が，前記整合回路の前記第２の通過帯域における入力インピーダンスの虚数成分と極性が逆で大きさが実質的に等しい請求項１に記載のフロントエンドモジュール。
3. 前記スイッチの切り替えにより前記入力端子を前記第２フィルタ回路から切断し且つ前記接続点を開放した状態で前記第２出力ポートから見た前記第２フィルタ回路の前記第１の通過帯域における入力インピーダンスの虚数成分が，前記整合回路の前記第１の通過帯域における入力インピーダンスの虚数成分と極性が逆で大きさが実質的に等しい請求項１又は２に記載のフロントエンドモジュール
4. 前記第１フィルタ回路が，第１移送器よりも短い電気長を有し前記第１フィルタ素子と前記整合回路との間に配置された第２移相器をさらに備える請求項１のフロントエンドモジュール。
5. 請求項１ないし４のいずれか１項に記載のフロントエンドモジュールを備える無線通信装置。

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