JP3866709B2 - 弾性表面波共振子及び弾性表面波フィルタ - Google Patents

Description

この発明は弾性表面波共振子、および複数個の弾性表面波共振子を直列腕と並列腕とに配置した梯子型の弾性表面波フィルタに関する。

帯域通過型フィルタとして、複数の弾性表面波（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ：以下、ＳＡＷと呼ぶ）共振子を用いた梯子（ラダー）型ＳＡＷフィルタが知られている（たとえば、非特許文献１参照）。

図１に従来のラダー型のＳＡＷフィルタの構成図を示す。
ラダー型のＳＡＷフィルタは圧電基板上の入力端子Ｔｉと出力端子Ｔｏとの間に、直列腕ＳＡＷ共振子Ｓ１,Ｓ２を配置し、また、入力及び出力端子と接地端子Ｇとの間に、並列腕ＳＡＷ共振子Ｐ１,Ｐ２を配置して構成される。ＳＡＷ共振子Ｓ１,Ｓ２,Ｐ１,Ｐ２は、一般に一端子対ＳＡＷ共振子と呼ばれる。

図２に、この従来の一端子対ＳＡＷ共振子の構成図を示す。一端子対ＳＡＷ共振子は、電気的にＳＡＷを励振するためのインターディジタルトランスデューサ（Ｉｎｔｅｒｄｉｇｉｔａｌ Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ：以下、ＩＤＴと呼ぶ）と、励振されたＳＡＷをＩＤＴ内に閉じ込めるためにＳＡＷの伝搬路上に配置された反射器とを、圧電基板上に形成して構成される。なお、ＩＤＴ自体のＳＡＷの内部反射を利用して共振特性を得る場合、反射器が設けられない場合もある。

ＩＤＴは、図のように多数の電極をくし形形状に一定周期（ｐｉ）で配置したものである。
反射器は、多数のグレーティング電極を一定周期（ｐｒ）で配置したものであり、グレーティング反射器とも呼ばれる。
このＩＤＴでは、上下方向それぞれから伸長した、隣接する２本の電極を１つの単位としてＳＡＷが励振される。
ラダー型のＳＡＷフィルタでは、直列腕ＳＡＷ共振子Ｓ１,Ｓ２の共振周波数ｆｒｓと並列腕ＳＡＷ共振子Ｐ１,Ｐ２の***振周波数ｆａｐが、ほぼ一致するように設計される。

図３（ａ）に、ラダー型のＳＡＷフィルタの通過特性図を示す。また、図３（ｂ）に、このときの直列腕ＳＡＷ共振子Ｓ１,Ｓ２および並列腕ＳＡＷ共振子Ｐ１,Ｐ２単体のインピーダンス特性図を示す。図３（ｂ）のグラフｇ１が、直列腕ＳＡＷ共振子のグラフであり、グラフｇ２が並列腕ＳＡＷ共振子のグラフである。直列腕ＳＡＷ共振子のグラフｇ１では、インピーダンスが極小となる周波数が共振周波数ｆｒｓであり、インピーダンスが極大となる周波数が***振周波数ｆａｓである。

図４に、ラダー型のＳＡＷフィルタのような、帯域通過型フィルタに求められる周波数特性の説明図を示す。
ここで、特性値としては、所望の通過帯域幅（ＢＷ１，ＢＷ２）、仕様で定められた周波数での抑圧度（ＡＴＴ１，ＡＴＴ２）、抑圧度の幅ＢＷａｔｔ１，ＢＷａｔｔ２などがある。
また、ある一定の減衰量における帯域幅ＢＷ２とＢＷ１の比（ＢＷ１／ＢＷ２）をとって、角型比と呼ぶ。角型比は１に近いほどよく、高角型比であるという。ラダー型のＳＡＷフィルタでは、角型比はＳＡＷ共振子の共振周波数ｆｒと***振周波数ｆａの周波数差でほぼ決定する。

すなわち、低周波側の減衰域から通過域にかけての立ち上がりの急峻さは、並列腕ＳＡＷ共振子Ｐ１,Ｐ２の共振周波数ｆｒｐと***振周波数ｆａｐの周波数差（図３（ｂ）のΔｆｐ）に依存し、Δｆｐが小さいほど急峻な立ち上がりとなる。また、通過域から高周波側の減衰域にかけての立ち下がりの急峻さは、直列腕ＳＡＷ共振子Ｓ１,Ｓ２の共振周波数ｆｒｓと***振周波数ｆａｓの周波数差（図３（ｂ）のΔｆｓ）に依存し、Δｆｓが小さいほど急峻な立ち下がりとなる。

しかしながら、ΔｆｐおよびΔｆｓは、用いる圧電基板の電気機械結合係数によってほぼ決定されており、ＩＤＴの電極の対数や電極の交差幅を変えても変化しない。これに関して、特許文献１および特許文献２には、ＩＤＴの電極を外側ほど多く間引くことで、ΔｆｐおよびΔｆｓを小さくするＳＡＷ共振子が記載されている。

また、特許文献３には、ＩＤＴの電極を周期的に間引くことで、ΔｆｐおよびΔｆｓを小さくするＳＡＷ共振子が記載されている。これらの間引き手法を用いることにより、簡易な構成でΔｆｐおよびΔｆｓを調整でき、所望の通過帯域幅および通過帯域の端部の急峻性を有するラダー型のＳＡＷフィルタを実現している。
電子情報通信学会論文誌A Vol. J 76-A No.2 pp. 245-252 1993年 特開平８―２３２５６号公報 特願平１０―５１４１４９号公報 特開平１１―１６３６６４号公報

しかし、ＩＤＴの電極を周期的に間引きをした場合には、Δｆｐ（Δｆｓ）は小さくなり、高角型比のフィルタの実現は可能であるが、フィルタの通過帯域外に、スプリアスが発生してしまうという問題があった。この通過帯域外のスプリアスは、ＩＤＴの電極を間引く周期に応じて複数ヶ所に発生し、フィルタに要求される通過帯域外の減衰特性を満足できない場合が多かった。

一方、ＩＤＴの電極を外側ほど多く間引きをした場合には、通過帯域外に発生するスプリアスを小さく抑えることができ、かつΔｆｐ（Δｆｓ）も小さくなるので、良好な帯域外減衰特性を有し、かつ高角型比のフィルタの実現は可能であるが、この方法はＩＤＴの全電極本数に対する間引いた電極本数（間引き率Ｒ）に対するΔｆｐ（Δｆｓ）の縮小率が悪く、同じＲであっても、周期的に間引きをした場合に比べてΔｆｐ（Δｆｓ）の縮小率は半分程度になってしまう。

すなわち、同じΔｆ（角型比）を有するフィルタを作製しようとした場合、この方法では、周期的に間引く方法に比べて約２倍のＲが必要である。電極を間引くことでＩＤＴの静電容量は低下するので、これを補正するために、通常ＩＤＴの開口長の拡大または電極対数の増加が施される。つまり、Ｒが２倍になれば、ＩＤＴ面積の増大分は２倍以上になってしまい、フィルタチップサイズを小型化できないという問題があった。

そこで、この発明は、以上のような事情を考慮してなされたものであり、弾性表面波フィルタに用いられる弾性表面波共振子の構造を工夫することにより、弾性表面波共振子の共振周波数と***振周波数の周波数差を小さくし、かつ通過帯域外のスプリアスを抑え、かつフィルタチップサイズを小型化できる弾性表面波共振子、およびこれを用いた弾性表面波フィルタを実現することを課題とする。

この発明は、圧電基板上に形成された少なくとも１つのインターディジタルトランスデューサからなり、前記少なくとも１つのインターディジタルトランスデューサが所定数のくし形電極から構成され、かつ前記くし形電極の少なくとも３本の電極が間引きされ、間引きされた電極の位置が非周期的であり、前記インターディジタルトランスデューサを構成する所定数のくし形電極を、励振される弾性表面波の進行方向に平行な方向に見て、各分割領域内の電極本数の最大値と最小値との差が１本以下となるように３分割以上に領域分割した場合に、各分割領域の弾性表面波の平均規格化励振強度の最大値と最小値との差が０．３０以下となるようにくし形電極が間引きされ、電極を間引いた位置が、弾性表面波の進行方向に垂直なインターディジタルトランスデューサの中心線を軸とした鏡面対称でないことを特徴とする弾性表面波共振子を提供するものである。
また、圧電基板上に形成された少なくとも１つのインターディジタルトランスデューサからなり、前記少なくとも１つのインターディジタルトランスデューサが所定数のくし形電極から構成され、かつ前記くし形電極の少なくとも３本の電極が間引きされ、間引きされた電極の位置が非周期的であり、前記インターディジタルトランスデューサを構成する所定数のくし形電極を、励振される弾性表面波の進行方向に平行な方向に見て、各分割領域内の電極本数の最大値と最小値との差が１本以下となるように３つの領域に領域分割した場合に、中央領域に１本以上の間引き電極が存在し、かつ各分割領域内の電極本数の最大値と最小値との差が１本以下となるように３分割以上に領域分割した場合に、各分割領域内で間引きされた電極本数の最大値と最小値との差が２本以下であり、電極を間引いた位置が、弾性表面波の進行方向に垂直なインターディジタルトランスデューサの中心線を軸とした鏡面対称でないことを特徴とする弾性表面波共振子を提供するものである。
これによれば、弾性表面波共振子の共振周波数と***振周波数とを近づけることができ、弾性表面波フィルタの角型比を高め、かつ通過帯域外のスプリアスを抑えた、小型な弾性表面波フィルタを提供できる。

この発明によれば、弾性表面波共振子のＩＤＴを構成するくし形電極において、非周期的に電極を間引くようにしているので、弾性表面波共振子の共振周波数と***振周波数を任意に接近させることができ、高角型比の弾性表面波共振子及びラダー型ＳＡＷフィルタが実現可能である。
また、従来の周期的に間引く方法で発生していた通過帯域外のスプリアスも抑制することができる。
さらに、従来のＩＤＴの外側ほど多く間引く方法よりも少ない間引き率で同等のΔｆの縮小効果が得られるため、従来のものよりも素子の小型化が可能である。
非周期的に間引いた電極の位置に擬似間引き電極を設けた場合も同様に、弾性表面波共振子のΔｆの縮小、スプリアスの抑制、小型化が可能である。

この発明において、励振効率を効果的に低減する等の観点から、間引きされない場合のくし形電極の全電極本数をＲａ、間引きされた電極本数をＲｍとした場合、間引きされた電極間に存在する電極の本数Ｎが、１≦Ｎ≦０．４×（Ｒａ−Ｒｍ−４）であるようにした方が好ましい。

ここで、前記弾性表面波共振子において、間引きされた電極の本数が間引きされない場合の全電極本数の２％から２２％となるようにしてもよい。
さらに、前記弾性表面波共振子において、間引きされた電極位置に弾性表面波の励振に寄与しない擬似間引き電極を形成してもよい。
また、前記弾性表面波共振子において、励振された弾性表面波の進行方向と平行な方向であって、かつ前記インターディジタルトランスデューサの両側に反射器を近接配置してもよい。

さらに、圧電基板と、圧電基板上に形成され、かつ梯子型に電気的接続がされた複数個の弾性表面波共振子とからなる弾性表面波フィルタを形成する場合において、少なくとも１つの前記弾性表面波共振子を、前記したようなこの発明の弾性表面波共振子で構成してもよい。

この発明において、励振効率とは、一般的なモード結合理論で定義されている変換係数を意味し、ＩＤＴに付加される電圧による励振効率を表す（弾性表面波（ＳＡＷ）デバイスシミュレーション技術入門、橋本研也著、1997年、リアライズ社、p216参照）。

以下、図面に示す実施の形態に基づいてこの発明を詳述する。なお、これによってこの発明が限定されるものではない。

まず、この発明のＳＡＷ共振子の構成及び特性について、従来の一端子対弾性表面波共振子と対比しながら説明する。
図２の従来のＳＡＷ共振子では、圧電基板上に、ＩＤＴ（周期ｐｉ）とＩＤＴの両側にグレーティング反射器（周期ｐｒ）が、Ａｌ薄膜などによって形成されている。ｐｉ／２とｐｒは、およそ一致するように設計され、ＩＤＴの周期ｐｉと弾性表面波の速度ｖで決まる周波数ｆ（ｆ＝ｖ／ｐｉ）で鋭い共振を実現する。なお、ＩＤＴ自体のＳＡＷの内部反射を利用して共振特性を得る場合、反射器が設けられない場合もある。

図５に、この従来のＳＡＷ共振子のインピーダンス特性図を示す。一般にＳＡＷ共振子は、図５のように共振周波数ｆｒと***振周波数ｆａを持つ二重共振特性を示す。ここで、図中のΔｆは２つの周波数の差を表している。
また、ラダー型のＳＡＷフィルタは、図１のように弾性表面波共振子を並列と直列にいくつか接続した構成であるが、並列腕ＳＡＷ共振子Ｐ１,Ｐ２の***振周波数ｆａｐと直列腕ＳＡＷ共振子Ｓ１,Ｓ２の共振周波数ｆｒｓが、ほぼ一致するように共振子のＩＤＴが設計される（図３参照）。

フィルタ特性のうち角型比を向上させるためには、前記したようにＳＡＷ共振子の***振周波数ｆａと共振周波数ｆｒの周波数差Δｆ（＝ｆａ−ｆｒ）を小さくすることが必要である。
一般に、モード結合理論が知られているが、ＳＡＷフィルタにおいてこの理論を用いたシミュレーションを行い、「変換係数ζ」の値を小さくすると***振周波数ｆａが低周波側に移動し、ｆａとｆｒの周波数差Δｆが小さくなることが判明した。

図６に、規格化変換係数ζ／ζ₀（％）に対する共振点と***振点の周波数差Δｆ（ＭＨｚ）の変化のグラフを示す。ここでは、８００ＭＨｚ帯のＳＡＷ共振子を想定している。なお、規格化変換係数ζ／ζ₀とは、通常設計での変換係数ζ₀で規格化された変換係数のことである。規格化変換係数ζ／ζ₀が小さいほど励振効率が悪くなるということを示す。

図６によれば、ＳＡＷ共振子のＩＤＴにおけるＳＡＷの励振効率を低下させれば、***振周波数ｆａが低周波側に移動し、Δｆが小さくなるということを、我々はモード結合理論を用いたシミュレーションにより見出した。言いかえれば、ＩＤＴにおけるＳＡＷの励振を抑えるほど、共振点と***振点の周波数差Δｆは小さくなり、角型比を高くすることができることになる。

以下に、共振点と***振点の周波数差Δｆを効率的に小さくし、帯域外のスプリアスを抑え、角型比を高くすることのできるＳＡＷ共振子の実施例を示す。

図７に、この発明の一端子対ＳＡＷ共振子の一実施例の構成図を示す。
図７においては、ＩＤＴ（総電極本数４０本＝Ｒａ）の中に、擬似間引き電極を４本（＝Ｒｍ）設けている（Ｉ１〜Ｉ４）。間引き率Ｒ＝４／４０＝１０（％）である。ここで擬似間引き電極間に存在する電極の本数Ｎは、１≦Ｎ≦０．４×（４０−４−４）＝１２．８となるようにする。たとえば、図７では、擬似間引き電極Ｉ₁とＩ₂との間の電極本数Ｒｍは５本であり、擬似間引き電極Ｉ₂とＩ₃との間の電極本数Ｒｍは１１本である。

すべての電極を周期的に配置する通常設計の一端子対ＳＡＷ共振子のＩＤＴは、図２のように上側の端子に接続された電極Ｉａと下側の端子に接続された電極Ｉｂが交互に配列されている。これに対して、この発明の擬似間引き電極とは、通常設計で接続されるべき端子とは逆の端子に接続された電極のことをいう。
ＩＤＴの上側端子と下側端子には、逆極性の電圧が印加されている。接続端子の極性が逆なので、擬似間引き電極（Ｉ１〜Ｉ４）からは弾性表面波は励振されない。したがって、擬似間引き電極は、図７のように通常設計で接続されるべき端子と逆の端子に接続する場合のほか、完全に図７のＩ１〜Ｉ４の位置の電極を取り除いてしまっても、同じ特性のＳＡＷ共振子が形成される。

ところで、擬似間引き電極を形成した領域や電極を間引いた領域では、弾性表面波は励振されないので、ＩＤＴ全体のＳＡＷの励振効率は低下することになる。この励振効率の低下は、図６の変換係数ζの低下をもたらす。
図８に、図７に示したこの発明の間引きＳＡＷ共振子のインピーダンス特性図を示す。ここで実線が図７に示したこの発明のＳＡＷ共振子であり、破線が図２に示した従来のＳＡＷ共振子のグラフである。変換係数ζの低下の結果、ＳＡＷ共振子のインピーダンス特性は図８のように***振周波数ｆａが低周波側にシフト（ｆａからｆａ’）し、Δｆが小さくなる。

また、フィルタチップサイズを小さくする観点からは、ＩＤＴを励振されるＳＡＷの進行方向に平行な方向に見てほぼ均等な電極数となるように３分割以上に領域分割した場合において、各分割領域内でのＳＡＷの平均規格化励振強度が、すべての分割領域についてほぼ等しくなるように、くし形電極が間引きされているか、あるいは擬似間引き電極を設けることが好ましい。

図９に、従来のＳＡＷ共振子で周期的に擬似間引き電極（Ｉ１〜Ｉ４）を設けたＳＡＷ共振子の構造を示す。ＩＤＴの電極の総数は４０本で、擬似間引き電極は４本である。間引き率Ｒ＝４／４０＝１０（％）で、図７に示したこの発明のＳＡＷ共振子と同じ間引き率を持つ。

図１０に、図９に示した周期的に擬似間引き電極を設けた共振子のインピーダンス特性と、図７に示したこの発明のＳＡＷ共振子のインピーダンス特性の比較図を示す。間引き率Ｒが同じであるため、変換係数ζが同じだけ低下し、同じだけΔｆが小さくなっていることがわかる。

図１１に、図９に示した従来の周期的に擬似間引き電極を設けたＳＡＷ共振子と、図７に示したこの発明のＳＡＷ共振子を広帯域で測定した通過特性の比較図を示す。広帯域で見ると、図９に示した従来の周期的に擬似間引き電極を設けた共振子は、間引き位置の周期性に起因するスプリアスが等間隔で発生していることがわかる（破線のグラフ）。
一方、図７に示したこの発明のＳＡＷ共振子は、間引き電極間に存在する電極本数が一定でないため、帯域外のスプリアスが大幅に低減していることがわかる（実線のグラフ）。
以上の結果から、間引き電極は周期的に設けるよりも、周期性を持たせない（間引き電極間に存在する電極本数が一定でないようにする）方がΔｆの縮小効果は同じで、かつ帯域外スプリアスを抑制できるので、優れた共振子構造といえる。

図１２に、従来のＳＡＷ共振子で外側ほど多く擬似間引き電極を設けた共振子の構造を示す。ＩＤＴの電極の総数は４０本で擬似間引き電極（Ｉ１〜Ｉ４）は４本である。間引き率Ｒ＝４／４０＝１０（％）で、図７に示したこの発明のＳＡＷ共振子と同じ間引き率を持つ。

図１３に、図１２に示した外側ほど多く擬似間引き電極を設けた共振子と、図７に示したこの発明のＳＡＷ共振子を広帯域で測定した通過特性の比較図を示す。両共振子共に、間引き位置に周期性がないため、帯域外にスプリアスは観測されていない。
図１４に、図１２に示した外側ほど多く擬似間引き電極を設けた共振子のインピーダンス特性と、図７に示したこの発明のＳＡＷ共振子のインピーダンス特性の比較図を示す。間引き率Ｒが同じであるのにもかかわらず、図１２に示した外側ほど多く擬似間引き電極を設けた共振子（破線のグラフ）のΔｆはあまり小さくなっていないことがわかる。

以上の結果から、擬似間引き電極はＩＤＴの外側ほど多く設けるよりも、周期性を持たせずにＩＤＴ全体に非周期的に、すなわち間引き電極間に存在する電極本数が一定でないように設けた方（図７のＳＡＷ共振子）が、帯域外スプリアスを抑制でき、かつΔｆを効果的に小さくできるので、高角型比のフィルタを作製する上で優れた共振子構造であることがわかる。

また、図７に示したこの発明のＳＡＷ共振子はＲ＝１０％なので、間引きによるＩＤＴの静電容量の低下率は２０％程度である。これを補正するためのＩＤＴ面積の増大率は、１／（１−０．２）＝１．２５（倍）となる。
これに対して、図１２に示した外側ほど多く擬似間引き電極を設けた共振子で、図７に示したこの発明のＳＡＷ共振子と同程度のΔｆの縮小効果を出すためには、間引き率を約２倍にする必要がある（Ｒ＝２０％）。このとき、ＩＤＴ面積の増大率は、１／（１−０．４）＝１．６７（倍）となる。したがって、従来の図１２のＳＡＷ共振子よりも、この発明の図７のＳＡＷ共振子の方が、小型なＳＡＷフィルタを実現することができる。

次に、電極の間引き率について説明する。
ここで、間引き率Ｒとは、１つのＩＤＴを構成するくし形電極の全電極本数Ｒａに対する間引きした電極本数Ｒｍの割合と定義する。すなわち、Ｒ＝（Ｒｍ／Ｒａ）×１００（％）で表される。したがってＩＤＴの総電極本数が１００本で、間引きした電極本数が１０本の場合、間引き率Ｒ＝１０％である。また、擬似間引き電極を設けた場合は、この電極の本数をＲｍとする。

ＳＡＷフィルタに要求される角型比などの特性を満たす観点から、間引き率Ｒは、２％≦Ｒ≦２２％の範囲が好適である。なぜなら、この範囲を越えて間引き率Ｒを増加させた場合、帯域幅の減少と***振のＱ値の劣化を招き実用的でないからである。また間引き率Ｒが２％よりも小さいと、Δｆの変化はほとんどなく、角型比の改善が見られないからである。

図１５に、この発明の他の実施例として、ＩＤＴの３つの領域Ａ，Ｂ，Ｃにおける擬似間引き電極の本数の最大値と最小値の差が２本以下で、かつ間引き電極間に存在する電極本数が一定でない共振子の構成図を示す。
ここでは、ＩＤＴを３つの領域に分割した場合を示すが、これに限るものではなく、４分割以上に分割してもよく、３分割以上のいずれかの分割数で、各分割領域における擬似間引き電極本数の最大値と最小値の差が２本以下になるようにすればよい。

図１５において、各分割領域における、擬似間引き電極の最大値は３で最小値は１であり、その差は２である。このように、分割領域における間引き本数の最大値と最小値の差が２本以下にし、かつ、間引きされた電極間に存在する電極本数が一定にならないように構成した場合、図１１に示した実線のグラフと同様に、高角型比で帯域外スプリアスのない共振／フィルタ特性が得られる。

図１５のように、ＩＤＴを領域分割した場合において、別の観点から見ると、「平均規格化励振強度」なるパラメータを、すべての分割領域についてほぼ等しくなるように、擬似間引き電極を配置すれば、図１１のような高角形比で帯域外スプリアスのほとんどない共振／フィルタ特性が得られる。

ここで、ＩＤＴを領域分割した場合の、各分割領域における、ＳＡＷの「平均規格化励振強度」を、図１６を参照しながら定義する。図１６は２０本の電極から構成されるＩＤＴを、ほぼ均等な電極数となるように３分割した場合の例を示している。領域Ａ，Ｂ，Ｃはそれぞれ７本、６本、７本の電極から構成される。図１６では、各領域Ａ，Ｂ，Ｃ内に、１ヶ所だけ、擬似間引き電極Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３を設けている。擬似間引き電極ではない隣接する２本の電極の間で励振されるＳＡＷの強度を「規格化励振強度」として「１」と定義すれば、図１６の共振子において、もし擬似間引き電極を設けなかったとすると、各領域における規格化励振強度の合計値はそれぞれ、６．５，６，６．５である。

図１６のように擬似間引き電極を設けた場合、間引き電極Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３とその両側の電極の間でＳＡＷは励振されないので、間引き電極Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３とその両側の電極間の規格化励振強度は共に「０」となる。したがって、図１６のように擬似間引き電極を設けたとすると、各領域における規格化励振強度の合計値はそれぞれ４．５，４，４．５となる。これは、擬似間引き電極を設けた場合も、擬似間引き電極の位置に電極を設けない場合いわゆる間引きを施した場合も、同様である。

ここで、各分割領域において、間引く前の規格化励振強度の合計値に対する擬似間引き電極を設けた後の規格化励振強度の合計値の比を、「平均規格化励振強度」と定義する。図１６の場合、分割領域Ａ，Ｂ，Ｃにおける平均規格化励振強度はそれぞれ０．６９，０．６７，０．６９となり、すべての分割領域についてほぼ等しい。
このように、すべての分割領域において、ＳＡＷの平均規格化励振強度をほぼ同じとなるように、擬似間引き電極を設けるか、あるいはくし形電極を間引きする場合にも、高角形比でスプリアスがほとんどないＳＡＷ共振子／ＳＡＷフィルタを提供することができる。

なお、厳密に分割領域の電極の本数を同一に合わせる必要はなく、ほぼ均等な本数で分割し、分割領域における間引き本数の最大値と最小値の差が２本以下になるように間引きを施し、かつ、間引きされた電極間に存在する電極本数が一定でないようにすれば、角型比の高いフィルタ特性が得られる。

ここで、間引き電極間に存在する電極の本数Ｎは、前記したように１≦Ｎ≦０．４×（Ｒａ−Ｒｍ−４）の範囲であることが好ましい。この範囲外のＮを設定した場合には、ＳＡＷが励振する領域と励振しない領域がまばらにならず、ＩＤＴ全体としての励振効率を効果的に低減できないからである。つまり、この範囲外のＮを設定した場合には、間引き率に対するΔｆの縮小率が悪くなり、要求される小型なフィルタを実現するのが困難である。

以下に、この発明の弾性表面波共振子を用いた弾性表面波フィルタの具体的構成の一実施例について示す。
図１７に、この発明の弾性表面波共振子を用いたラダー型のＳＡＷフィルタの一実施例の構成図を示す。
これは、図１に示した従来のラダー型のＳＡＷフィルタと同様に２つの直列腕ＳＡＷ共振子Ｓ１，Ｓ２と２つの並列腕ＳＡＷ共振子Ｐ１，Ｐ２を有するＳＡＷフィルタである。
ただし、ＳＡＷ共振子として図７に示したような擬似間引き電極を有するものを用いる点で、図１に示した従来のラダー型のＳＡＷフィルタと異なる。

この発明のラダー型のＳＡＷフィルタは、図１７のものに限るものではなく、直列腕ＳＡＷ共振子のみに図７のこの発明のＳＡＷ共振子を用い、並列腕ＳＡＷ共振子は、図２に示したような従来のＳＡＷ共振子を用いてもよい。逆に、並列腕ＳＡＷ共振子のみに図７のＳＡＷ共振子を用いてもよい。さらに、直列腕及び並列腕のＳＡＷ共振子の数も、図１７のものに限るものではなく、要求される性能、仕様等に応じて３個以上の任意の数とすることができ、直列腕ＳＡＷ共振子と並列腕ＳＡＷ共振子の数は同数でなくてもよい。

＜第1実施例＞
まず、直列腕ＳＡＷ共振子のみについて、この発明の図７に示したＳＡＷ共振子を用いたラダー型のＳＡＷフィルタについて説明する。
ここでは、４２°Ｙカット−Ｘ伝搬ＬｉＴａＯ₃基板上に、直列に４つ、並列に２つＳＡＷ共振子を形成したラダー型ＳＡＷフィルタとする。

直列に接続したＳＡＷ共振子は図７のような構成で、ＩＤＴの周期ｐｉ＝４．６０μｍ、ＩＤＴの開口長＝１３３μｍ、ＩＤＴの対数１１６対、反射器の周期ｐｒ＝２．３０μｍ、反射器の電極の数＝１６０本、ＩＤＴの電極の間引き率Ｒ＝１２．５％とする。
擬似間引き電極間に存在する電極の本数Ｎは、１≦Ｎ≦７９．６となるようにする。ここで、Ｒａ＝２３２，Ｒｍ＝２９である。

並列に接続したＳＡＷ共振子は図２のような構成で、ＩＤＴの周期ｐｉ＝４．８０μｍ、ＩＤＴの開口長＝１２０μｍ、ＩＤＴの対数７８対、反射器の周期ｐｒ＝２．４０μｍ、反射器の電極の数＝１２０本である。

図１８に、この発明の第１実施例のＳＡＷフィルタと、図９のような従来の周期的な間引きをした共振子（Ｒ＝１２．５％）を直列腕に用いたフィルタと、図２のような従来の共振子のみで構成したＳＡＷフィルタ（図１）の周波数特性の比較図を示す。細い実線がこの発明のＳＡＷフィルタであり、破線が周期的な間引き共振子を用いたフィルタ、太い実線が従来のＳＡＷフィルタ（図１）の特性図である。

この図１８によれば、細い実線のこの発明のＳＡＷフィルタと、破線の周期的な間引き共振子を用いたフィルタは共に、直列腕ＳＡＷ共振子の共振点と***振点の周波数差Δｆが小さくなったため、通過域から高周波側の減衰域にかけての立ち下りが急峻になり、角型比が向上したことがわかる。

従来のＩＤＴの外側ほど多く間引く方法により、この発明と同様の角型特性を得るには、直列腕ＳＡＷ共振子の電極を２５％程度間引くことが必要である。このとき、ＩＤＴの静電容量の低下を補正するために、直列腕ＳＡＷ共振子のＩＤＴの開口長は２００μｍにまで拡げる必要がある。これは本発明によるＳＡＷ共振子（開口長＝１３３μｍ）に比べて、３５７５１μｍ²の面積の拡大となる。直列腕には４つのＳＡＷ共振子を用いているのでＳＡＷフィルタ全体としての面積の拡大分は１４３００５μｍ²となる。したがって、従来のＳＡＷ共振子は小型化が難しく、本発明のＳＡＷフィルタは、従来のＩＤＴの外側ほど多く間引く方法よりも小型化が可能である。

図１９に、この発明の第1実施例のラダー型ＳＡＷフィルタと、図９のような従来の周期的な間引きをした共振子（Ｒ＝１２．５％）を直列腕に用いたフィルタを広帯域で測定した周波数特性の比較図を示す。
従来の周期的な間引きをした共振子を用いたフィルタ（破線）では、通過帯域外にスプリアスが複数発生しているが、この発明のＳＡＷフィルタ（実線）では、このスプリアスは抑制されていることがわかる。したがって、本発明のＳＡＷフィルタは、従来の周期的に間引く方法よりも良好な帯域外減衰特性を実現できる。

＜第２実施例＞
並列腕ＳＡＷ共振子のみについて、この発明の図７に示したＳＡＷ共振子を用いたラダー型のＳＡＷフィルタについて説明する。
ここでは、４２°Ｙカット−Ｘ伝搬ＬｉＴａＯ₃基板上に、直列に４つ、並列に２つＳＡＷ共振子を形成したラダー型ＳＡＷフィルタとする。

直列に接続したＳＡＷ共振子は図２のような構成で、ＩＤＴの周期ｐｉ＝４．６０μｍ、ＩＤＴの開口長＝１００μｍ、ＩＤＴの対数１１６対、反射器の周期ｐｒ＝２．３０μｍ、反射器の電極の数＝１６０本とする。
並列に接続したＳＡＷ共振子は図７のような構成で、ＩＤＴの周期ｐｉ＝４．７６μｍ、ＩＤＴの開口長＝１６０μｍ、ＩＤＴの対数７８対、反射器の周期ｐｒ＝２．３８μｍ、反射器の電極の数＝１２０本、ＩＤＴの電極間引き率Ｒ＝１２．５％である。
擬似間引き電極間に存在する電極の本数Ｎは、１≦Ｎ≦５３．２となるようにする。ここで、Ｒａ＝１５６、Ｒｍ＝１９である。

図２０に、この発明の第２実施例のＳＡＷフィルタと、図９のような従来の周期的な間引きをした共振子（Ｒ＝１２．５％）を並列腕に用いたフィルタと、図２のような従来の共振子のみで構成したＳＡＷフィルタ（図１）の周波数特性の比較図を示す。細い実線がこの発明のＳＡＷフィルタであり、破線が周期的な間引き共振子を用いたフィルタ、太い実線が従来のＳＡＷフィルタ（図１）の特性図である。

図２０によれば、細い実線のこの発明のＳＡＷフィルタと、破線の周期的な間引き共振子を用いたフィルタは共に、並列腕ＳＡＷ共振子の共振点と***振点の周波数差Δｆが小さくなったため、低周波側の減衰域から通過域にかけての立ち上がりが急峻になり、角型比が向上したことがわかる。

従来のＩＤＴの外側ほど多く間引く方法により、この発明と同様の角型特性を得るには、並列腕ＳＡＷ共振子の電極を２５％程度間引くことが必要である。このとき、ＩＤＴの静電容量の低下を補正するために、並列腕ＳＡＷ共振子のＩＤＴの開口長は２４０μｍにまで拡げる必要がある。これは本発明によるＳＡＷ共振子（開口長＝１６０μｍ）に比べて２９７０２μｍ²の面積の拡大となる。並列腕には２つのＳＡＷ共振子を用いているのでＳＡＷフィルタ全体としての面積の拡大分は５９４０４μｍ²となる。したがって、従来のＳＡＷ共振子は小型化が難しく、本発明のＳＡＷフィルタは、従来のＩＤＴの外側ほど多く間引く方法よりも小型化が可能である。

図２１に、この発明の第２実施例のＳＡＷフィルタと、図９のような従来の周期的な間引きをした共振子（Ｒ＝１２．５％）を並列腕に用いたフィルタを広帯域で測定した周波数特性の比較図を示す。従来の周期的な間引きをした共振子を用いたフィルタ（破線）では、通過帯域外にスプリアスが複数発生しているが、この発明のＳＡＷフィルタ（実線）では、このスプリアスは抑制されていることがわかる。したがって、本発明のＳＡＷフィルタは、従来の周期的に間引く方法よりも良好な帯域外減衰特性を実現できる。

従来のラダー型のＳＡＷフィルタの構成図である。 従来の一端子対ＳＡＷ共振子の構成図である。 従来のラダー型ＳＡＷフィルタの通過特性図である。 帯域通過型フィルタに求められる周波数特性の説明図である。 従来のＳＡＷ共振子のインピーダンス特性図である。 規格化変換係数に対する周波数差Δｆの変化のグラフである。 この発明の一端子対ＳＡＷ共振子の一実施例の構成図である。 この発明のＳＡＷ共振子のインピーダンス特性図である。 従来のＳＡＷ共振子で、周期的に擬似間引き電極を設けたＳＡＷ共振子の構成図である。 従来とこの発明のＳＡＷ共振子のインピーダンス特性図である。 従来とこの発明のＳＡＷ共振子の通過特性の比較図である。 従来のＳＡＷ共振子で、外側ほど多くの擬似間引き電極を設けたＳＡＷ共振子の構成図である。 従来とこの発明のＳＡＷ共振子の通過特性の比較図である。 従来とこの発明のＳＡＷ共振子のインピーダンス特性の比較図である。 この発明のＳＡＷ共振子の一実施例の構成図である。 この発明のＳＡＷ共振子において、平均規格化励振強度の説明のための構成図である。 この発明のＳＡＷ共振子を用いたラダー型のＳＡＷフィルタの一実施例の構成図である。 従来とこの発明の第１実施例のＳＡＷフィルタの周波数特性の比較図である。 従来とこの発明の第１実施例のＳＡＷフィルタの周波数特性の比較図である。 従来とこの発明の第２実施例のＳＡＷフィルタの周波数特性の比較図である。 従来とこの発明の第２実施例のＳＡＷフィルタの周波数特性の比較図である。

符号の説明

１ ＩＤＴ
２ 反射器
Ｓ１ 直列腕ＳＡＷ共振子
Ｓ２ 直列腕ＳＡＷ共振子
Ｐ１ 並列腕ＳＡＷ共振子
Ｐ２ 並列腕ＳＡＷ共振子
Ｉ１〜Ｉ４ 擬似間引き電極
Ａ 分割領域
Ｂ 分割領域
Ｃ 分割領域

Claims (8)

1. 圧電基板上に形成された少なくとも１つのインターディジタルトランスデューサからなり、
   前記少なくとも１つのインターディジタルトランスデューサが所定数のくし形電極から構成され、かつ前記くし形電極の少なくとも３本の電極が間引きされ、間引きされた電極の位置が非周期的であり、
   前記インターディジタルトランスデューサを構成する所定数のくし形電極を、励振される弾性表面波の進行方向に平行な方向に見て、各分割領域内の電極本数の最大値と最小値との差が１本以下となるように３分割以上に領域分割した場合に、各分割領域の弾性表面波の平均規格化励振強度の最大値と最小値との差が０．３０以下となるようにくし形電極が間引きされ、電極を間引いた位置が、弾性表面波の進行方向に垂直なインターディジタルトランスデューサの中心線を軸とした鏡面対称でないことを特徴とする弾性表面波共振子。
2. 各分割領域内で間引きされた電極本数の最大値と最小値との差が２本以下であることを特徴とする請求項１の弾性表面波共振子。
3. 圧電基板上に形成された少なくとも１つのインターディジタルトランスデューサからなり、
   前記少なくとも１つのインターディジタルトランスデューサが所定数のくし形電極から構成され、かつ前記くし形電極の少なくとも３本の電極が間引きされ、間引きされた電極の位置が非周期的であり、
   前記インターディジタルトランスデューサを構成する所定数のくし形電極を、励振される弾性表面波の進行方向に平行な方向に見て、各分割領域内の電極本数の最大値と最小値との差が１本以下となるように３つの領域に領域分割した場合に、中央領域に１本以上の間引き電極が存在し、かつ各分割領域内の電極本数の最大値と最小値との差が１本以下となるように３分割以上に領域分割した場合に、各分割領域内で間引きされた電極本数の最大値と最小値との差が２本以下であり、電極を間引いた位置が、弾性表面波の進行方向に垂直なインターディジタルトランスデューサの中心線を軸とした鏡面対称でないことを特徴とする弾性表面波共振子。
4. 前記間引きされた電極の本数が間引きされない場合の全電極本数の２％から２２％であることを特徴とする請求項１に記載の弾性表面波共振子。
5. 間引きされない場合のくし形電極の全電極本数をＲａ、間引きされた電極の本数をＲｍとした場合、間引きされた電極間に存在する電極の本数Ｎが、１≦Ｎ≦０．４×（Ｒａ−Ｒｍ−４）であることを特徴とする請求項１に記載の弾性表面波共振子。
6. 間引きされた電極の位置に、弾性表面波の励振に寄与しない擬似間引き電極を形成したことを特徴とする請求項１に記載の弾性表面波共振子。
7. 励振された弾性表面波の進行方向と平行な方向であって、かつ前記インターディジタルトランスデューサの両側に反射器を近接配置したことを特徴とする請求項１に記載の弾性表面波共振子。
8. 圧電基板と、圧電基板上に形成され、かつ梯子型に電気的接続がされた複数個の弾性表面波共振子とからなり、少なくとも１つの前記弾性表面波共振子が、前記請求項１から７のいずれかに記載の弾性表面波共振子であることを特徴とする弾性表面波フィルタ。

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