JP3822787B2 - フライバック型スイッチング電源 - Google Patents
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Description
【発明の属する分野】
本発明は制御ICを使用したスイッチング電源に関するもので、特にフライバックコンバータと呼ばれる直流変換器のスタンバイ時の効率を改善する為に、連続発振、バーストモード切換えを行なう回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
図8はこの種のフライバックコンバータの回路構成図であり、図中1は直流電源、2はMOSFET(主スイッチング素子)、3は制御部、4は電流制限抵抗、5は出力電圧検出+信号帰還部、6はトランス(6−aは一次巻線、6−bは二次巻線、6−cは制御巻線)、7は二次出力整流ダイオード、8は出力コンデンサ、9は負荷である。図9の図中101は主スイッチング素子ドライブ用バッファ、110はANDゲート、111はスタンバイ切換え信号出力手段、117はリスタート手段、118はONOFF用RSフリップフロップ、119はオントリガ検出+オンタイミング信号出力手段、120はオン幅制御用コンパレータ、108は定電流回路、109は定電圧源、121はオン幅タイマ手段、125は間欠発振周期決定手段(タイマ)である。
【0003】
図9は図8回路に適用する制御部3のブロック図で先ず通常の動作について図8とともに説明する。直流電源1がオンし制御部3が動作するとリスタート手段117からオントリガ信号が出力されONOFF用RSフリップフロップ118をセットし、バッファ101を通して、主スイッチング素子2にドライブ電圧が供給され主スイッチング素子2がオンする。主スイッチング素子2がオンするとトランス1次巻線6−aに電流が流れ、エネルギーをトランス6に蓄積する。主スイッチング素子2は、制御部端子dの電圧とオン幅タイマ手段121とのコンパレータ120による比較結果で決まるオン時間経過後にOFFする。主スイッチング素子オン期間にトランス6に蓄積されたエネルギーは主スイッチング素子がオフの期間にトランス2次巻線6−b、2次整流ダイオード7を通して負荷9へ電流が流れるとともに出力コンデンサ8に充電される。
【0004】
これと同時に主スイッチング素子がオフしている期間には、制御巻線6−cにも電圧が発生しており、トランス6に蓄積されたエネルギーーが出力コンデンサ8+負荷9側へ放出されると、制御巻線6−cに発生していた電圧は減少し始める。このマイナスエッジをオントリガ検出+オンタイミング信号出力手段119で検出して、ONOFF用RSフリップフロップ118へセット信号を送る。ONOFF用RSフリップフロップ118はバッファ101を通して主スイッチング素子2にドライブ電圧を供給し、主スイッチング素子2はONする。この動作を繰り返し、出力コンデンサ8、負荷9の両端電圧(即ち出力電圧)が設定値に達すると、出力電圧検出+信号帰還部5で制御部端子dの電圧を制御し、主スイッチング素子のオン時間を調整することで、出力電圧を一定に安定化している。
【0005】
次に間欠周期固定方式のバーストモード動作は、スタンバイ信号が外部から入力され間欠発振周期決定手段(タイマ)125が一定期間RESET信号をRSフリップフロップ118へ送る。ONOFF用RSフリップフロップ118がRESETされている期間はリスタート手段117、オントリガ検出+オンタイミング信号出力手段119がONOFF用RSフリップフロップ118へセット信号を送ってもセットされない。主スイッチング素子2へのドライブ信号は間欠発振周期決定手段(タイマ)125がRESET信号をRSフリップフロップ118へ送っている期間は出力されない。よって、主スイッチング素子はオンせず発振停止している。間欠発振周期決定手段(タイマ)125がRESET信号出力を停止すると、リスタート手段117又は、オントリガ検出+オンタイミング信号出力手段119でONOFF用RSフリップフロップ118にセット信号を送りONOFF用RSフリップフロップ118はバッファ101を通してドライブ信号を主スイッチング素子2へ供給する。主スイッチング素子2がONすると以降は前記通常動作と同モードで出力電圧を制御し安定化するように動作する。再度間欠発振周期決定手段(タイマ)125がRESET信号をONOFF用RSフリップフロップ118へ出力すると発振停止する。この動作を繰り返すことによりバースト動作を行なっている。
【0006】
【解決すべき課題】
図8電源回路、図9制御部の組み合わせの間欠周期固定方式バーストモード動作では、間欠の周期をタイマで決定するので、間欠発振停止期間tと出力コンデンサ容量Cと負荷電流ILで決まる数式1の出力リプルが発生する。
【数1】
よって出力リプルの大きいバーストモードとなってしまうという欠点がでてしまう。又、バーストモード特有の問題点である間欠音の問題もでてくる。
【0007】
【課題を解決するための本発明の手段】
上記課題を解決するため請求項1の発明は一次巻線、二次巻線を有するトランスと、前記一次巻線に直列接続された半導体スイッチと、前記半導体スイッチをオンオフ制御する制御回路と、前記二次巻線に接続された整流回路と、前記整流回路により整流された出力電圧を検出し出力電圧の誤差信号を形成する手段と、前記出力電圧誤差信号を前記制御回路に出力電圧誤差帰還信号として伝達する手段と、前記出力電圧誤差帰還信号により出力電圧を調整する手段を備え前記半導体スイッチのオン時に前記トランスに蓄積されたエネルギーを前記半導体スイッチのオフ時に前記二次巻線より整流回路に放出するようにしたフライバック型スイッチング電源において、前記出力電圧誤差帰還信号に対して略比例して前記半導体スイッチのオン期間を調整する第一の動作モードと、前記出力電圧誤差帰還信号が第一の設定信号レベル以下に下がると第二の設定信号レベル以上に上がるまで半導体スイッチのオンを禁止する状態を維持し、第二の設定信号レベル以上に上がると第一の設定信号レベル以下になるまで半導体スイッチのオンの禁止を解除し連続発振動作とする出力電圧制御機能を有し、前記半導体スイッチの電流ピーク値を設定値に制限する手段をもった第二の動作モードを有し、前記第一の動作モードと前記第二の動作モードを切換える機能を有することを特徴とするスイッチング電源。この構成にすることにより、通常動作モード、スタンバイモードそれぞれに最適な動作モードを切換えることによりスタンバイ時の間欠うなり音の低減、出力リプルの低減、及びメイン電源とスタンバイ専用電源の機能をワンコンバータで実現することによりコストの低減効果も期待できる。
【0008】
【実施の態様】
図1は本発明を適用するフライバックコンバータの回路構成図で図8と相違する点は電流検出抵抗10が追加された点にある。図2は図1に適用する本発明の制御部の一実施例を示す。ブロック図で図中101は主スイッチング素子ドライブ用バッファ、117はリスタート手段、118はONOFF用RSフリップフロップ、119はオントリガ検出+オンタイミング信号出力手段、103、104、110はANDゲート、105はINVERTER、106はスタンバイモード電流制限用コンパレータ、107は定電圧源、108は定電流回路、109は定電圧源、111はスタンバイ切換え信号出力手段、112はスタンバイ用RSフリップフロップ、113はスタンバイモード発振開始用コンパレータ、114は定電圧源、115はスタンバイモード発振停止用コンパレータ、116は定電圧源、120はオン幅制御用コンパレータ、121はオン幅タイマ手段である。
【0009】
第一の動作モード(通常動作モード)はオン幅制御の周波数変調型フライバック電源であり、前述従来の技術の動作モードと同様である。第一の動作モード(通常動作モード)で動作中にスタンバイ切換え信号出力手段111へスタンバイ信号が入ると、第二の動作モード(スタンバイモード)へ切換る。オン幅制御用コンパレータ120の出力はONOFF用RSフリップフロップ102には出力されなくなり、スタンバイモード電流制限用コンパレータ106がONOFF用RSフリップフロップ118に信号を出力しオフタイミングを決定するように切り替わる。又、d端子電圧が定電圧源116電圧以下になるとONOFF用RSフリップフロップ118をRESET状態に維持し発振を停止し、定電圧源114電圧以上になるとONOFF用RSフリップフロップ118のRESETを解除し発振を開始する。この動作の繰り返しでバーストモード動作を行なう。
【0010】
スタンバイモード動作中は発振・停止制御となるので確実に間欠動作となり、間欠動作中の主スイッチング素子のピーク電流はスタンバイモード電流制限用コンパレータ106で制限されるので、間欠音も大幅に軽減される。又、通常動作モードと同じ出力電圧誤差帰還信号を使いバーストモード動作中も常に出力電圧制御しながら間欠動作を行なうので、出力電圧リプルも小さい値に抑えられる。
尚、図3はこのスタンバイ動作モードの動作波形であり、図中VF/Bは制御端子dの電圧、VGSは主スイッチング素子2のゲート・ソース間電圧、112RS-FFOUTはスタンバイ用フリップフロップ112の出力である。図3波形はVF/Bが任意の設定電圧以上で112RS-FFOUTは論理LOWとなりVGSが主スイッチング素子2に供給され発振する。又、VF/Bが任意の設定電圧以下で112RS-FFOUTは論理HIGHとなりVGSが出力されず発振停止しているところを示している。
【0011】
図4は制御部の他の実施例を示すブロック図で図2制御部と異なる点はオン幅制御用コンパレータ120及びオン幅タイマ手段121を省略し、電流制御用コンパレータ122を設けたところにある。
この第二実施例は、第一実施例の第一の動作モード(通常動作モード)がオン幅制御ではなく電流制御型の電源例を示している。その他の動作は第一実施例と同様である。
【0012】
図5はフライバックコンバータの他の回路構成図で図1と相違する点はトランス6の制御巻線6−c、電流制限抵抗4を削除した点にある。図6は図5に適用する制御部3の一実施例を示すブロック図で図中101は主スイッチング素子ドライブ用バッファ、102はORゲート、103、104、110はANDゲート、105はINVERTER、106はスタンバイモード電流制限用コンパレータ、107は定電圧源、108は定電流回路、109は定電圧源、111はスタンバイ切換え信号出力手段、112はスタンバイ用RSフリップフロップ、113はスタンバイモード発振開始用コンパレータ、114は定電圧源、115はスタンバイモード発振停止用コンパレータ、116は定電圧源、120はオン幅制御用コンパレータ、121はオン幅タイマ手段、123はONOFF用RSフリップフロップ、124は発振周波数決定用クロックである。
【0013】
図5と図6の組み合わせの電源回路を例としてPWM方式フライバック電源の通常動作モードを説明する。直流電源1がオンし制御部3が動作すると発振周波数決定用クロック124がオンオフ用RSフリップ123をセットし、バッファ101を通して、主スイッチング素子2にドライブ電圧が供給され主スイッチング素子2がオンする。主スイッチング素子2がオンするとトランス1次巻線6−aに電流が流れ、エネルギーーをトランス6に蓄積する。主スイッチング素子2は、制御部端子dの電圧とオン幅タイマ手段121とのオン幅制御用コンパレータ120による比較結果で決まるオン時間経過後にオフする。主スイッチング素子がオン期間中にトランス6に蓄積されたエネルギーーが出力コンデンサ8に充電される。再び発振周波数決定用クロック124がONOFF用RSフリップフロップ123をセットし、バッファ101を通して、主スイッチング素子2にドライブ電圧が供給され主スイッチング素子がオンする。この動作を繰り返し、出力コンデンサ8、負荷9の両端電圧(即ち出力電圧)が設定値に達すると、出力電圧検出+信号帰還部5で制御端子dの電圧を制御し、主スイッチング素子のオン時間を調整することで、出力電圧を一定に安定化している。
【0014】
第三実施例は第一実施例の周波数変調方式をPWM方式へ置き換えた時の電源例を示している。その他の動作は第一実施例と同様である。
【0015】
図7は制御部の他の実施例を示すブロック図で、図6制御部と異なる点は、オン幅制御用コンパレータ120及びオン幅タイマ手段121を省略し電流制御用コンパレータ122を設けたところにある。この第四実施例は第二実施例の周波数変調方式をPWM方式へ置き換えた時の電源例を示している。その他の動作は第二実施例と同様である。
【0016】
【発明の効果】
本発明の動作モード切換え機能を有するフライバック型スイッチング電源では、スタンバイ時の電力損失を低減できるバーストモードのメリットを生かしつつ、バーストモードの欠点である間欠時の音なり、出力電圧リプルを大幅に低減することが可能となった。
【図面の簡単な説明】
【図1】他励制御電流臨界方式フライバック電源の回路例1
【図2】本発明の電流臨界方式フライバック電源(オン幅制御型)制御部ブロック図
【図3】第二の動作モード(スタンバイ動作モード)の動作波形
【図4】本発明の電流臨界方式フライバック電源(電流制御型)制御部ブロック図
【図5】他励制御PWM方式フライバック電源の回路例
【図6】本発明のPWM方式フライバック電源(オン幅制御型)制御部ブロック図
【図7】本発明のPWM方式フライバック電源(電流制御型)制御部ブロック図
【図8】他励制御電流臨界方式フライバック電源の回路例2
【図9】公知の間欠周期固定方式のバーストモード制御部ブロック図
【符号の説明】
1:直流電源
2:MOSFET(主スイッチング素子)
3:制御部
4:電流制限抵抗
5:出力電圧検出+信号帰還部
6:トランス
6−a:一次巻線
6−b:二次巻線
6−c:制御巻線
7:二次整流ダイオード
8:出力コンデンサ
9:負荷
10:電流検出抵抗
101:主スイッチング素子ドライブ用バッファ
102:ORゲート
103、104、110:ANDゲート
105:INVERTER
106:スタンバイモード電流制限用コンパレータ
107、109、114、116:定電圧源
108:定電流回路
110:ANDゲート
111:スタンバイ切換え信号出力手段
112:スタンバイ用RSフリップフロップ
113:スタンバイモード発振開始用コンパレータ
115:スタンバイモード発振停止用コンパレータ
117:リスタート手段
118:ONOFF用RSフリップフロップ
119:オントリガ検出+オンタイミング信号出力手段
120:オン幅制御用コンパレータ
121:オン幅タイマ手段
122:電流制御用コンパレータ
123:ONOFF用RSフリップフロップ
124:発振周波数決定用クロック
125:間欠発振周期決定手段(タイマ)
Claims (5)
- 一次巻線、二次巻線を有するトランスと、前記一次巻線に直列接続された半導体スイッチと、前記半導体スイッチをオンオフ制御する制御回路と、前記二次巻線に接続された整流回路と、前記整流回路により整流された出力電圧を検出し出力電圧の誤差信号を形成する手段と、前記出力電圧誤差信号を前記制御回路に出力電圧誤差帰還信号として伝達する手段と、前記出力電圧誤差帰還信号により出力電圧を調整する手段とを備え、前記半導体スイッチのオン時に前記トランスに蓄積されたエネルギーを前記半導体スイッチのオフ時に前記二次巻線より整流回路に放出するようにしたフライバック型スイッチング電源において、前記出力電圧誤差帰還信号に対して略比例して前記半導体スイッチのオン期間を調整する第一の動作モードと、前記出力電圧誤差帰還信号が第一の設定信号レベル以下に下がると第二の設定信号レベル以上に上がるまで半導体スイッチのオンを禁止する状態を維持し、第二の設定信号レベル以上に上がると第一の設定信号レベル以下になるまで半導体スイッチのオンの禁止を解除し連続発振動作とする出力電圧制御機能を有し、前記半導体スイッチの電流ピーク値を設定値に制限する手段をもった第二の動作モードを有し、前記第一の動作モードと前記第二の動作モードを切換える機能を有することを特徴とするフライバック型スイッチング電源。
- 第一の動作モードと第二の動作モードを外部信号により切換える機能を有する請求項1に記載のフライバック型スイッチング電源。
- トランスに制御巻線を有し、前記制御巻線に発生する電圧を検出する手段を有し、前記制御回路は前記二次巻線の放出エネルギーーがゼロになるタイミングを検出するタイミング検出手段を有し、前記第一の動作状態において、前記半導体スイッチがオフ期間中に前記制御巻線の電圧が設定電圧以上にならないときに前記第一の動作モードから第二の動作モードに切換える機能を有し、前記第二の動作状態において前記半導体スイッチがオフ期間中に前記制御巻線の電圧が設定電圧以上になると第二の動作モードから第一の動作モードに切換る機能を有する請求項2に記載のフライバック型スイッチング電源。
- 第一の動作モードで動作中に前記半導体スイッチの電流ピーク値が設定電流以下になる状態が、設定時間継続すると、第二の動作モードに切換り、前記第二の動作モードで動作中に前記出力電圧誤差帰還信号が設定電圧値以上になると第一の動作モードに切換る機能を有することを特徴とする請求項1に記載のフライバック型スイッチング電源。
- 第一の動作モードで動作中に前記半導体スイッチの電流ピーク値が設定電流以下になる状態が、設定時間継続すると、第二の動作モードに切換り、前期第二の動作モードで動作中に連続発振期間が設定時間以上になると第一の動作モードに切換る機能を有することを特徴とする請求項1に記載のフライバック型スイッチング電源。
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