JP3785578B2 - 多重搬送波変調のパルス整形 - Google Patents
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Description
発明の分野
本発明は電気通信装置に関係し、特に直交周波数分割多重(OFDM)システムでのデータ伝送用のパルス整形の方法と装置に関係する。
従来技術の歴史
無線電気通信装置において、情報を送信するための共通の技術は、情報を別々の単位に分割し、次いで各単位を別々のRF副搬送波で送信することである。次いで別々の単位は受信器で各副搬送波から受信され、元の情報が再構成される。この型式の送信技術は多重搬送波変調(MCM)として知られている。
直交周波数分割多重化(OFDM)はMCMの特別の方法である。OFDM信号は互いに多重化された多数の副搬送波から構成され、各副搬送波は異なる周波数で、各々レベルが連続的でなく離散的に変化している信号により変調される。
変調信号のレベルが離散的に変化しているため、各副搬送波のパワー・スペクトルは(sin x/x)2分布に従う。OFDMシステムでは、副搬送波周波数fk、k=0、……、N−1は、副搬送波が直交するように、すなわち、副搬送波の各各のパワー・スペクトルが他の副搬送波の各々の周波数で0となるように定義されている。
データ符号(シンボル)Ckの集合、ここでk=0、……、N−1、(すなわち送信すべき情報を表わす複素数)を使用してOFDMシステムのN副搬送波を変調する。各データ符号Ckは与えられた周波数fkで副搬送波を変調する。情報を複素数として表現する特定の方法は変調方法に依存する。一般的な変調方法は、位相シフト・キーイング(PSK)、差動位相シフト・キーイング(DPSK)、クォドレーチャ位相シフト・キーイング(QPSK)、差動クォドレーチャ位相シフト・キーイング(DQPSK)を含む。
OFDMシステムでのN副搬送波に対する副搬送波周波数fk、k=0、……、N−1、は以下の基底関数の組により定義される:
2つの基底関数が直交するような2つの関数fiとfjの最小の差は1/Tであり、従って副搬送波周波数は以下のように定義される:
ここでfcはシステムの搬送波周波数でTはシンボル時間(データシンボルの持続時間)である。副搬送波分離は従ってf0=1/Tとして定義される。
全てのN信号の和はOFDM信号と呼ばれる。時間間隔[0−T]での送信信号は以下のように表現可能である:
y(t)が受信器で受信される信号の場合、データは以下の演算により検出可能である:
ここでΨk *はΨk(t)の複素共役である。
上記の説明は一つの時間間隔[0−T]のみを考えている。等しい長さの他の時間間隔に対して同一の演算を実行することにより、全送信信号は、異なる時間間隔mに対して異なる組のデータシンボルCk (m)を有する時間遅延版x(t)を加算することにより構成、デコード可能である。
OFDM信号がいかに構成されているかの例として、N=4とし、2つの時間間隔m=1とm=2に対する8データシンボルの送信を考える。説明の都合上データシンボルの実数部分のみを考慮する。当業者には1つのシンボルを表わすデータは実数と虚数部分から構成されていることが理解出来る。8個のデータシンボルCk (m)は以下のように定義出来る:
C0 (1)=1 C1 (1)=1 C2 (1)=−1 C3 (1)=−1
C0 (2)=1 C1 (2)=−1 C2 (2)=1 C3 (2)=−1
ここで図1を参照すると、2つの時間間隔m=1とm=2で送信される8個のデータシンボルを有する2つのOFDMシンボルの実数及び虚数部分が図示されている。信号300は信号302、304、306、308の和である。信号302、304、306、308は、複合信号300を含む副搬送波周波数fk、ここでk=0、……、3のデータ信号の各々を表わす。例えば、シンボルC0 (1)=C0 (2)=1で、C1 (m)、C2 (m)、C3 (m)がm=1とm=2に対して0に等しい場合、送信信号は図1で信号308として現れる。
Ψk(t)のフーリエ変換はf=fkを中心としたsin(x)/x型の関数である。異なるΨkの周波数スペクトルはそれ故重なり合う。しかしながら、それらは依然として直交しており、特に、各スペクトルが最大のところでは、他は零である。
ここで図2を参照すると、Ψk(t)の周波数スペクトルが図示されている。スペクトルは図2ではk=0、....、7、すなわちN=8に対して図示されている。図2から、周波数fkで送信信号x(t)をサンプリングすることにより、他のシンボルからの干渉無しに個々のデータシンボルを再現可能であることが理解出来る。
OFDMの上記の説明は全てのN副搬送波で情報を送信している唯一人のユーザーがいることを想定している。これはモデムのような地点間装置又は高品位テレビ(HDTV)のような放送装置ではその通りである。しかしながら、OFDMはまた多重アクセス電気通信(テレコミュニケーション)装置にも応用例を有する。OFDMを使用した標準的な多重アクセスの電気通信システムでは、同じ周波数帯域内に周波数スペクトルを共有する多数のユーザーがいる。セルラー・システムがこの種のシステムの特定の例である。セルラー・システムのダウンリンク(基地局から移動局)通信では、基地局は異なる副搬送波上の全てのユーザーを多重化可能である。アップリンク(移動局から基地局)通信では、各移動局はリンクの特定の基地局により使用される副搬送波の全数より少ない副搬送波の組を割り当てられ、上述したようなOFDM信号の構成を実行可能である。
理想的には、加算白色ガウス雑音(AWGN)チャネルでは、OFDM信号x(t)は符号間干渉(ISIインターシンボルインタファレンス)なしで送受信可能である。しかしながら、標準的な無線チャネルでは、時間分散と周波数分散(ドップラー広がり又は拡散)が受信信号の正当性に影響する。図2から、個々の副搬送波スペクトルの零交差点は任意に移動するためドップラー拡散は副搬送波の直交性を破壊することは明らかである。これは異なる副搬送波で送信されたデータシンボル間のISIを生じる。加えて、図2からOFDMシステムにより生じた顕著な帯域外干渉があることが理解出来る。例えば、f7より上の周波数が第2のシステムに割り当てられていた場合、図2の副搬送波fkのスペクトルにより生じるその周波数帯域内の顕著な干渉がある。スペクトルがゆっくり減衰すればするほど干渉は大きくなる。
同様に、図1は送信信号に対する時間分散効果が隣接する時間間隔m=1とm=2のシンボル間の干渉を発生させることを指示している。
単一の搬送波システムではISIを処理する通常の方法は受信器でイコライザを利用することである。OFDMシステムでは、OFDMシステムのシンボル時間Tは一般に単一の搬送波システムより相当長いため、ISIは処理が簡単である。異なる副搬送波周波数上で搬送されるデータシンボル間のISIはシンボル時間T,従って副搬送波分離f0の適切な選択により減少可能である。時間間隔間のISIは、データシンボルが送信される時間間隔間にガード時間を導入することにより避けられる。ガード時間は、長さT+t、ここでtはガード間隔、で得られる送信信号x(t)の周期的延長により導入される。ガード時間を導入すると、受信値は以下の演算により検出される:
ここでy(t)は受信した信号である。この場合、最大時間拡散がガード時間より少ない場合には、k=0、……、N−1(位相シフトは例えばパイロット信号により再生されると仮定して)に対してCk=Ckreceivedである。
上述したようにガード期間を使用することにより、異なるデータのブロック間の干渉は避けられる。以前のブロックの全ての残部がチャネルから消えるまであるブロックの検出は発生しない。ガード期間がチャネル上の最長の時間分散より長い限りガード期間は時間遅延を処理する。しかしながら、より長い時間分散が存在する場合、副搬送波の直交性はもはや保存されず、性能の劣化を生じる。加えて、ガード期間の使用は帯域干渉外の受信信号に対するドップラー拡散効果、及び/又は周波数同期エラーを減少しない。
従って、時間分散に対してOFDM信号の感度を減少させ、又受信OFDM信号へのドップラー拡散の効果を減少させるOFDMシステムにおいて使用する方法と装置を提供することに利点がある。加えて、方法と装置が帯域外干渉を減少させる効果を有する場合は更に有利である。
発明の要旨
本発明は、受信OFDM信号に対する時間分散とドップラー広がり(拡散)符号間(インターシンボル)干渉(ISI)の両方の効果を減少させる直交周波数分割多重化システム(OFDM)におけるデータ伝送用のパルス整形の方法と装置を提供する。本発明は又OFDMシステムで帯域外干渉も減少させる。
ISIを減少させる従来の方法は、データシンボルを送信する期間の間にガード時間を導入することを含む。ガード時間はある時間長に対して送信信号の周期的延長により導入される。しかしながら、ガード時間の使用はドップラー拡散効果により発生するOFDM副搬送波間の干渉は減少させない。本発明は、時間分散とドップラー拡散効果の両方を減少させるという点でガード時間より有利である。
本発明では、シンボル期間Tを有する複数個のデータシンボルの各々が複数個の副搬送波の内の一つに変調されてOFDMデータ信号を含む複数個の変調副搬送波を発生する。次いで複合OFDMデータ信号は、システム・チャネル上でシステム搬送波で送信される前にパルス整形関数により乗算される。
発明の実施例では、パルス整形関数は期間Tの上昇余弦パルスでよい。本実施例では上昇余弦パルスのロールオフ(rolloff factor)係数がISIの減少量を決定する。ロールオフ係数(率)が大きければ大きいほどISIの減少は大きい。使用副搬送波の周波数もまた上昇余弦パルスのロールオフ係数によって決定される。ロールオフ係数が大きければ大きいほど使用可能な副搬送波の数の減少は大きい。システムに使用可能な一定の周波数帯域では、ロールオフ係数を使用する場合、パルス整形により生じる使用可能な副搬送波の数の減少はシンボル間干渉(ISI)の減少に有利となる。
【図面の簡単な説明】
図1は2つのOFDMシンボルの実数及び虚数部分を図示する。
図2はOFDM信号の周波数スペクトルを図示する。
図3A−図3Cは2つのパルス整形関数に対して各々時間領域パルス形状、周波数応答及び拡張スケールでの周波数応答を図示する。
図4Aと図4Bは本発明の教示にしたがって動作するOFDMシステムの各送信器と受信器の概略ブロック線図を図示する。
図5は本発明の教示に従って実行されたパルス整形から生じるOFDM信号の周波数スペクトルを図示する。
図6Aと図6Bは本発明の実施例で各々周期的延長回路と組み合せ回路によるデータ信号の発生を図示する。
発明の詳細な説明
本発明のデータ転送用のパルス整形は、信号をOFDMチャネルに送信する前にOFDM信号にパルス整形波形w(t)を乗算することにより実施される。発明では、各時間期間の送信OFDM信号x(t)は以下で与えられる:
fkは本発明では以下のように再定義される:
ここでαは使用したパルス整形関数w(t)に依存する周波数調節係数である。y(t)が受信信号の場合、データは以下の演算により受信器で検出可能である:
ここで図3A、3B、3Cを参照すると、パルス整形関数w1(t)とw2(t)の2つの例に対する時間領域信号、周波数応答、及び拡張スケールでの周波数応答が各々図示されている。比較の目的のため、パルス整形を使用しないチャネルの応答も図3A、3B、3Cに図示されている。時間及び周波数スケールはシンボル時間Tと副搬送波周波数fc=0に対して正規化されている。パルス整形関数はw1(T)ではロールオフ係数Bが1/2で、w2(t)では1の上昇余弦パルスとして定義される。上昇余弦パルスは次式で定義される:
そして、
全3ケースのパルス持続時間Tは図3Aで同じである。
図3Aはパルス整形関数w1(t)又はw2(t)によりx(t)に乗算することによるパルス整形の使用を図示し、w1(t)とw2(t)の振幅が期間Tの開始時にゆっくりと上昇し(raise)終了時に減衰(decay、立ち下り)するため、期間0≦t≦Tで信号x(t)の最初と最後の部分は減衰する。これは、OFDMシンボルの一部が時間分散のため異なる時間期間から重なり合う時の感度を減少させる。パルス整形を使用しない時には、信号x(t)は期間Tの間で減衰されない。
図3Bと3Cでは、パルス整形関数w1(t)とw2(t)の周波数応答におけるスペクトル密度の減衰率(decay rate)がパルス整形を使用しない時のチャネルのそれよりも非常に大きい。減衰率はロールオフ係数Bに直接依存する。乗算後、パルス整形の高速なスペクトル減衰により送信信号x(t)の各副搬送波パルス整形を行なわない副搬送波よりドップラー拡散(スプレッド)に対してより敏感でなくなる。この速いスペクトル減衰率は又速いスペクトル立ち下り率の全体システム帯域を生じる。これは帯域外干渉を減少させる。
図3Bと3Cは又、ロールオフ係数Bに応じて、各パルス整形関数のスペクトルがパルス整形を使用しない時の1つのチャネルの周波数応答のスペクトルより広いことも示している。例えば、Bが1のw2(t)の各スペクトルはパルス整形を使用しない時のチャネルの周波数応答のスペクトルの2倍の幅を有する。Bを0に設定することはパルス整形を全く使用しないことと等価であり、パルス整形なしに対して図示したスペクトルを生じる。パルス整形を使用した時のスペクトルの変化は特定の周波数帯域内での副搬送波の直交関係を変化させる。それ故、データ伝送時の直交性を保持するために、特定のパルス整形関数の使用は選択副搬送波の選択に調節を必要とする。周波数調節係数αはこの調節のために使用される。αは次式で定義される:
副搬送波周波数調節の一例として、ハニング関数(Hanning function)を含むパルス整形関数w2(t)を使用した場合、パルス整形関数は次式で定義される:
ハニング関数に対してはB=1でα=2である。本発明では副搬送波周波数は以下で定義される:
それ故、特定の帯域に対して、従来のOFDMと比較して、2番目ごとの副搬送波を利用してCk (m)により定義されるデータシンボルの組を送信する。各シンボルCkは上述のように定義された周波数fkを有する副搬送波で送信される。送信信号x(t)は従って:
y(t)が受信信号の場合、送信データは受信器で以下の演算により再生可能である:
ここで図5を参照すると、w(t)Ψk(t)の周波数スペクトル、ここでk=0、1、2、3が図示されている。図5から、送信信号x(t)を周波数fkでサンプリングすることにより、他の信号からの干渉なしに個々のデータシンボルが再現可能であることが理解出来る。
図5に示した周波数スペクトルはパルス整形から起因する副搬送波f0、f1、f2、f3の速いスペクトル減衰率を図示している。例えば図2に示すような従来のOFDMと比較すると、副搬送波間のドップラー拡散感度が減少していることは明らかである。スペクトル密度のより速い減衰のため帯域外干渉も減少していることも明らかである。
与えられた一定の帯域に対しては、本発明のパルス整形は、全ての利用可能な直交副搬送波を使用している従来のOFDMより単位時間当たりより少ないデータシンボルを必要としている。
上昇余弦パルスにより表わされるパルス整形関数を使用する本発明の実施例を以下に説明する。
図4Aと4Bを参照すると、本発明の教示により動作するOFDMシステムの送信器400と受信器430の各々の概略ブロック線図が図示されている。送信器400と受信器430は本発明を実施する多数の可能なハードウェア構成の内の一つである。本実施例では、OFDMシンボル時間Tと各時間Tで送信される時間サンプルの数Nは上述した従来のOFDMと比較して一定に保たれている。OFDMシンボル当たり送信されるデータシンボルCkの数N’はパルス整形の結果として減少している。本発明の実施例では、送信されるデータシンボルCkの数N’は副搬送波の数N’に等しく、N’=N/αとして定義される。
送信器400は直列並列変換器402、逆高速フーリエ変換(IFFT)回路404、周期延長回路405、パルス整形乗算器406、N対1マルチプレクサ(Mux)408、ディジタル・アナログ変換器(DAC)410及び変調器412を含む。送信器の動作では、直列並列変換器402はN’個のデータシンボルCk,k=0、……、N’−1、を含む直列のディジタル・データ流416を1個のOFDMブロック(OFDMシンボル)に変換する。OFDMブロックを含むN’個のデータシンボルCkは次いでIFFT回路404へ入力される。各シンボルCkは周波数fkを有する副搬送波と関連する入力へ入力される。IFFT回路404のk=0、……、N’−1の出力はここで各々以下により表わされる:
N’点IFFTの出力(zn、n=0、……、N’−1の信号)は送信したいデータを担持している時系列信号を表わす。本発明の本実施例では、OFDMシンボル時間(FFTフレーム)Tと各時間Tの時間サンプル数Nは与えられた周波数帯域に対して一定に保たれているため、周期延長回路405で信号znに対して周期延長が実行され、時間間隔Tに対してN個のサンプルを有する信号anを発生する。
周期延長回路405では、系列(series)znの多数の第1の相続く信号が時間離散系列(series)anの終わりに配置され、系列znの多数の終わりの相続く信号が時間離散系列anの最初に配置される。信号anは次式により定義される:
an=z(n-(N-N')/2mod N',n=0,1,……,N−1
ここで図6Aを参照すると、周期延長回路405により実行される機能が図示されている。図6Aは各OFDMシンボルのサンプルの数Nが10に等しく、データシンボルCkの数N’が6に等しい例を図示している。
時間領域でパルス整形を実行するため、時系列信号anは、選択したロールオフ係数Bを有する時間離散パルス整形関数からの適当な定数wn、n=0、……、N−1、によりパルス整形乗算器406で乗算されて値xk、k=0、……、N−1を発生する。時間離散パルス整形関数は次式により定義される:
次いで離散出力xn、……、xN’−1がMux408で時間多重化(タイムマルチプレクス)されて次式で表わされる離散時系列を形成する:
ここで1=(n−(N−N’)/2)modN’である。次いで離散時系列xnはDAC410へ入力され、ここでアナログ波形x(t)に変換される。アナログ波形x(t)は次いで変調器412に入力され、ここでアナログ波形418はfcのシステムRF搬送波に変調されてシステムRFチャネル414上で送信される。
受信器430は復調器432、アナログ・ディジタル変換器(ADC)434、直列並列変換器436、組合せ回路438、高速フーリエ変換(FFT)回路440、及び直列並列変換器442を含む。受信器の動作では、システムRF搬送波をシステムRFチャネル414で受信し、復調器432でシステムRF搬送波から復調して、送信波形x(t)の受信版(バージョン)である受信アナログ波形b(t)を得る。アナログ波形b(t)は次いでADC434へ入力され、ここで離散時系列信号bnに変換される。離散時系列信号bnは次いで直列並列変換器436に入力されて並列データ信号に変換される。並列データ信号は次いで組合せ回路438に入力される。組合せ回路438はbnのNサンプルからN’サンプルを組み合せて離散時系列信号ynを形成する。組合せ回路438では、離散時系列bnを処理して離散時系列yn、n=0、……、N’−1を発生する。信号ynは次式により定義される:
yn=bn+(N-N')/2+bn+(N+N')/2+bn(N-3N')/2
ここで図6Bを参照すると、組合せ回路438により実行される機能が図示されている。図6は信号bnの組み合せの例が図示されている、ここでN=10、N’=6である。bnは図6Aで図示した例で形成された送信信号anの受信版である。
Ynは次いでFFT回路440に入力される。次いでFFTが離散時間信号ynのN’サンプルに実行されて送信データシンボルCkreceivedを再現する、ここで:
OFDMブロックのデータシンボルCkreceivedは次いで並列直列変換器442に入力され、ここで直列データ444に変換される。
送信されるN’データシンボルの各OFDMブロック(OFDMシンボル)に対して送信器400と受信器430で同一の過程が繰り返される。
同じ周波数帯域を有するパルス整形なしのOFDMシステムと比較して、パルス整形に上昇余弦関数を利用することはαの因子分だけ使用可能な周波数の数を減少させるが、本発明の方法と装置は柔軟性があり、異なるパルス整形関数を使用した別の実施例を可能にする。例えば、B=1でα=2である既知の上昇余弦関数又は時間離散ハニング関数を図4Aと4Bの本発明の実施例に使用してもよい。時間離散ハニング関数は次式で定義される:
パルス整形にハニング関数を使用すると、使用可能な副搬送波周波数の数を2の因子だけ減少させる。選択したパルス整形関数のロールオフ係数Bが1から0へ移動するに連れて、使用可能な周波数の数は増加するがスペクトル減衰率とISI免疫性は減少する。
特定のパルス整形関数を選択することにより、使用可能な周波数の数はスペクトル減衰率の速度と交換することにより増大可能である。使用する特定のパルス整形関数は本発明を実装する特定の装置の要請に応じて選択すればよい。例えば、図3Bと3Cは、1/2のロールオフ係数Bを有するw1(t)によるパルス整形関数に対して、使用可能な周波数の数が1と1/2の因子だけ減少しているのを図示しており、これはBが1に等しい時の2の因子と対照的である。しかしながら、Bが小さくなるとISIの免疫性は低くなる。
記述してきた実施例はパルス整形関数として上昇余弦関数を使用しているが、他の形式のパルス整形関数も使用出来る。重要な要素は、パルス整形関数がその最大振幅より小さい振幅の部分を有していて送信波形がパルス整形により整形される点である。
以上の説明から理解出来るように、本発明はOFDMシステムにおけるデータ伝送用のパルス整形の方法と装置を提供する。本発明の使用は本発明を実装するOFDMシステムの性能を強化する。ドップラー拡散により生じるデータシンボル間のシンボル間干渉(ISI)の減少により性能が強化される。時間分散効果により生じる異なる時間期間のOFDMシンボル間のISIの減少によっても性能が強化される。本発明の使用は又帯域外干渉も減少させる。
本発明の動作と構成は以上の説明から明らかであり、本明細書で図示し説明してきた本発明は特定の実施例として特徴づけられているが、添付の請求の範囲に記述する本発明の要旨と範囲から逸脱することなく変更と修正が実施出来るものと信ずる。
Claims (24)
- システム搬送波の通信チャネルの複数個の副搬送波上で送信器と受信器との間の通信が実行される電気通信システムにおいて、前記通信チャネルでデータを送信する方法であって、
複数個のデータシンボルの各々を複数個の副搬送波の1つに変調して複数個の変調副搬送波を発生する変調段階であって、前記変調副搬送波は第1データ信号を含む前記変調段階と、
前記第1データ信号にパルス整形波形を乗算して第2データ信号を発生する乗算段階であって、前記パルス整形波形は少なくとも1個の第1及び第2振幅を有する関数を含み、前記第1振幅は前記第2振幅より大きい前記乗算段階と、
前記第2データ信号を前記システム搬送波上で送信する送信段階と、
を含み、更に
前記システム搬送波は周波数fcを有し、前記変調段階は、
シンボル期間Tを有する複数個のデータシンボルの各々Ckを周波数fk、k=0、……、N’−1、を有する副搬送波に変調する段階であって、ここでfk=fc+αk/Tでαは1より大きい定数であり、前記変調副搬送波は前記第1データ信号を含む前記変調段階と、
を含む方法。 - 請求の範囲第1項記載の方法において、
受信器で第3のデータ信号y(t)を受信する受信段階であって、前記第3データ信号は前記システム搬送波上の伝送後の前記第2データ信号を含む前記受信段階と、
前記受信器で前記データシンボルCk、k=0、……、N’−1、の組を検出する段階と、
を含む方法。 - 請求の範囲第1項記載の方法において、前記パルス整形波形は所定のロールオフ係数を有する上昇余弦パルスを含む方法。
- 請求の範囲第3項記載の方法において、前記パルス整形波形はハニング関数を含む方法。
- システム搬送波の通信チャネルの複数個の副搬送波上で送信器と受信器との間の通信が実行される電気通信システムにおいて、前記通信チャネルでデータを送信する方法であって、
複数個のデータシンボルの各々を複数個の副搬送波の1つに変調して複数個の変調副搬送波を発生する変調段階であって、前記変調副搬送波は第1データ信号を含む前記変調段階と、
前記第1データ信号にパルス整形波形を乗算して第2データ信号を発生する乗算段階であって、前記パルス整形波形は少なくとも1個の第1及び第2振幅を有する関数を含み、前記第1振幅は前記第2振幅より大きい前記乗算段階と、
前記第2データ信号を前記システム搬送波上で送信する送信段階と、
を含み、更に
前記変調段階は、
複数個のデータシンボルにN’点逆高速フーリエ変換(IFFT)を実行して前記第1データ信号を発生する段階を含み、更に
前記乗算段階は、
前記第1データ信号を周期的に延長して延長データ信号を発生する段階と、
前記延長データ信号に時間離散パルス整形関数を乗算して前記第2データ信号を発生する段階と、
を含む方法。 - 請求の範囲第5項記載の方法において、
受信器で第3データ信号を受信する受信段階であって、前記第3データ信号は前記通信チャネル上の伝送後の前記第2データ信号を含む前記受信段階と、
前記第3データ信号を組み合せて第4データ信号を発生する段階と、
前記第4データ信号にN’点高速フーリエ変換(FFT)を実行して前記データシンボルの組を発生する段階と、
を含む方法。 - 請求の範囲第5項記載の方法において、前記パルス整形関数は所定のロールオフ係数を有する時間離散上昇余弦関数を含む方法。
- 請求の範囲第7項記載の方法において、前記パルス整形関数は時間離散ハニング関数を含む方法。
- システム搬送波の通信チャネルの複数個の副搬送波上で送信器と受信器との間の通信が実行される電気通信システムにおいて、前記通信チャネルでデータを送信する方法であって、
複数個のデータシンボルの各々を複数個の副搬送波の1つに変調して複数個の変調副搬送波を発生する変調段階であって、前記変調副搬送波は第1データ信号を含む前記変調段階と、
前記第1データ信号にパルス整形波形を乗算して第2データ信号を発生する乗算段階であって、前記パルス整形波形は少なくとも1個の第1及び第2振幅を有する関数を含み、前記第1振幅は前記第2振幅より大きい前記乗算段階と、
前記第2データ信号を前記システム搬送波上で送信する送信段階と、
を含み、更に
前記システム搬送波は周波数fcを有し、前記変調段階は、
前記データシンボルにN’点逆高速フーリエ変換(IFFT)を実行して第1データ信号を発生する段階であって、該データシンボルは各々がシンボル期間Tを有する複数個のシンボルCk、k=0、……、N’−1、を含み、前記第1データ信号はN’個の時間離散値を含む信号znを含み、該時間離散値の各々は周波数領域で周波数fk、k=0、……、N’−1、に関連づけられて、fk=fc+αk/Tでαは1より大きい定数である前記段階と、
を含む方法。 - 請求の範囲第9項記載の方法において、前記乗算段階は、
前記シンボル期間Tに前記第1データ信号znを周期的に延長して、N個の時間離散値を含む延長データ信号anを発生する段階と、
前記期間T上で前記延長データ信号anに時間離散パルス整形関数wn=w0、w1、……、wN-1を乗算して前記第2データ信号xn=wnan、n=0、……、N−1、を発生する段階であって、前記パルス整形関数は第1振幅wn1と第2振幅wn2を有し、前記第1振幅は前記第2振幅より大きい前記段階と、を含む方法。 - 請求の範囲第10項記載の方法において、
受信器で第3データ信号bnを受信する段階であって、前記第3データ信号は前記通信チャネル上での伝送後の前記第2データ信号xnを含む前記段階と、
前記シンボル期間T上で前記第3データ信号bnを組み合せてN’個の時間離散値を含む第4データ信号ynを発生する段階と、
前記第4データ信号ynにN’点高速フーリエ変換(FFT)を実行して前記データシンボルCk、k=0、……、N’−1の組を発生する段階と、
を含む方法。 - 請求の範囲第10項記載の方法において、前記パルス整形関数wnは所定のロールオフ係数を有する時間離散上昇余弦関数を含む方法。
- 請求の範囲第12項記載の方法において、前記パルス整形関数wnは時間離散ハニング関数を含む方法。
- 送信器と受信器との間の通信がシステム搬送波の通信チャネルの複数個の副搬送波上で実行される電気通信システムにおいてデータを伝送する装置であって、
複数個のデータシンボルに逆高速フーリエ変換(IFFT)を実行し第1データ信号を発生するための逆高速フーリエ変換回路と、
前記第1データ信号に時間領域でパルス整形関数を乗算して第2データ信号を発生する乗算器であって、該パルス整形関数は所定のロールオフ係数を持つ上昇余弦パルスを含む、該乗算器と、
前記通信チャネルで前記第2データ信号を送信する送信器と
を含み、更に
前記乗算器は、
前記第1データ信号を周期的に延長して延長信号を発生する周期延長回路と、
前記延長信号に時間領域でパルス整形関数を乗算して前記第2データ信号を発生する乗算器と
を含む、データを伝送する装置。 - 請求の範囲第14項記載の装置において、前記複数個のデータシンボルは各々がシンボル期間Tを有する複数個のデータシンボルCk、k=0、……、N’−1を含み、前記第1のデータ信号はN’個の時間離散値を含む信号znを含み、該時間離散値の各々は周波数領域で周波数fk、k=0、……、N’−1と関連付けられて、fk=fc+αk/Tでαは1より大きい定数である、データを伝送する装置。
- 請求の範囲第15項記載の装置において、前記乗算器は、
前記第1データ信号znを周期的に延長してN個の離散時間値を含む延長信号anを発生する周期延長回路と、
前記期間T上の時間領域で前記延長信号anにパルス整形関数を乗算して前記第2データ信号を発生する乗算器と
を含む、データを伝送する装置。 - 請求の範囲第16項記載の装置において、前記乗算器は前記期間Tで前記延長信号anにパルス整形関数wn=w0、w1、……、wn、を乗算して前記第2データ信号を発生する乗算器を含み、前記第2データ信号は信号xn=wnan、n=0、……、N−1、を含み、前記パルス整形関数は少なくとも第1振幅wn1と第2振幅wn2とを持ち、ここで前記第1振幅は前記第2振幅より大きい、データを伝送する装置。
- 請求の範囲第17項記載の装置において、前記乗算器は複数個の乗算器を含み、前記乗算器の各々は前記延長信号の値anに時間領域で対応する値wnを乗算して前記第2データ信号を発生する、データを伝送する装置。
- 請求の範囲第17項記載の装置において、前記パルス整形関数は時間離散上昇余弦パルスを含む、データを伝送する装置。
- 請求の範囲第19項記載の装置において、前記パルス整形関数はハニング関数を含む、データを伝送する装置。
- 送信器と受信器との間の通信が周波数fcを持つシステム搬送波の通信チャネルの複数個の副搬送波上で実行される電気通信システムにおけるデータを受信する装置であって、
前記通信チャネルで送信された第1データ信号を受信し、N個の離散時間値を含む第2データ信号bnを与える受信器と、
前記第2データ信号bnを組み合せてN個の離散時間値を含む、組み合せ信号ynを発生する組合せ回路と、
前記組み合わせ信号ynに高速フーリエ変換を実行して複数個のデータシンボル(Ck,k=0,……,N’−1を発生し、前記ynの離散時間値の各々は前記高速フーリエ変換において周波数fk=fc+αk/Tと関連づけられて、αは1より大きい定数である高速フーリエ変換(FFT)回路と
を含む、データを受信する装置。 - 請求の範囲第21項記載の装置において、前記受信器は、前記第1データ信号を受信する受信器と、前記第1データ信号を前記第2データ信号に変換する直列並列変換器と、を含むデータを受信する装置。
- 請求の範囲第21項記載の装置において、前記複数個のデータシンボルを直列データに変換する並列直列変換器をさらに含む、データを受信する装置。
- 周波数fcを持つシステム搬送波の通信チャネルの複数個の副搬送波上で送信器と受信器との間の通信が実行される電気通信システムにおいて、前記通信チャネルでデータを送信する方法であって、
シンボル期間Tを有する複数個のデータシンボルの各々Ckを周波数fk,k=0,……,N’−1を有する副搬送波に変調してfk=fc+αk/Tでαは1より大きい定数である複数個の変調副搬送波を発生するステップであって、該変調副搬送波は第1データ信号を含む前記ステップと、
前記第1データ信号にパルス整形波形を乗算して第2データ信号を発生するステップであって、前記パルス整形波形は少なくとも1個の第1及び第2振幅を有する関数を含み、前記第1振幅は前記第2振幅より大きい前記第2データ信号を発生するステップと、
前記第2データ信号を前記システム搬送波上で送信するステップと、
を含む、データを送信する方法。
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