JP4637061B2 - 無線送信装置及びガードインターバル挿入方法 - Google Patents

Description

本発明は、無線送信装置及びガードインターバル挿入方法に関し、例えば、送信データブロックに対してガードインターバルを付加する通信方式に用いて好適な技術に関する。

次世代移動通信の無線アクセス方式として、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）に代表される、サイクリックプレフィクス（Cyclic Prefix）などのガードインターバル（ＧＩ）を信号に付加し、周波数領域での信号処理を行なう伝送方式が検討されている。その特徴としては、周波数選択性の強い、広帯域の無線チャネルへの耐性が高いことがよく知られている。

ここで、ＯＦＤＭ方式の原理について説明する。
図１５は、ＯＦＤＭ方式を採用した一般的な無線送信装置の要部に着目した構成例を示すブロック図で、この図１５に示す無線送信装置１００は、移動通信システムを構成する基地局装置（ＢＴＳ：Base Transceiver Station）や移動端末（ＭＳ：Mobile Station）の送信系に適用することができ、例えば、ターボ符号器１０１，データ変調部１０２，データ・パイロット信号多重部１０３，ＩＦＦＴ部１０４，ＧＩ挿入部１０５，Ｄ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換部１０６，送信ＲＦ部１０７及び送信アンテナ１０８をそなえて構成されている。

かかる構成を有する無線送信装置（以下、送信局ともいう）１００では、まず、送信すべきデータ信号に対して、ターボ符号器１０１において誤り訂正符号化の一種であるターボ符号化を施し、データ変調部１０２において例えばＱＰＳＫ（Quadrature phase shift keying）や１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation），６４ＱＡＭ等の多値直交変調方式を用いてデータ変調を行ない、データ・パイロット信号多重部１０３において、変調データ信号と、無線受信装置（以下、受信局ともいう）２００との間で既知の信号であるパイロット信号とを時間あるいは周波数多重する。

その多重信号は、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）部１０４において、一定量のサンプル（ＯＦＤＭシンボル）単位でＩＦＦＴ処理されることにより、周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換された後、ＧＩ挿入部１０５において、ＧＩとしてサイクリックプレフィクスが挿入（付加）される。
具体的には、例えば図１６に示すように、ＩＦＦＴ処理後の各ＯＦＤＭシンボル（＝Ｎ_FFTサンプル）のうち、後部のＮ_CPreサンプル（斜線部６００参照）を巡回的にコピーし、各ＯＦＤＭシンボルの先頭にサイクリックプレフィクス６０１として挿入（付加）することにより、各ＯＦＤＭシンボルのガード区間としての役割をもたせている。ここで、サイクリックプレフィクス６０１は巡回的にコピーされているため、サイクリックプレフィクス６０１挿入後の（Ｎ_FFT＋Ｎ_CPre）サンプルの区間で、信号は連続していることになる。

次に、ＧＩ挿入後の信号は、Ｄ／Ａ変換部１０６にてＤ／Ａ変換された後、送信ＲＦ部１０７において、直交変調や、ベースバンド信号から無線周波数（ＲＦ）信号への周波数変換（アップコンバート）などを含む所要の無線送信処理を施されて、送信アンテナ１０８から受信局２００に向けて送信される。
一方、図１７は、ＯＦＤＭ方式を採用した一般的な無線受信装置２００の要部に着目した構成を示すブロック図で、この図１７に示す無線受信装置２００は、ＢＴＳやＭＳの受信系に適用することができ、例えば、受信アンテナ２０１，受信ＲＦ部２０２，Ａ／Ｄ変換部２０３，ＦＦＴタイミング検出部２０４，ＧＩ削除部２０５，ＦＦＴ部２０６，データ・パイロット信号分離部２０７，チャネル推定部２０８，チャネル補償部２０９，データ復調部２１０及びターボ復号器２１１をそなえて構成される。

かかる構成を有する受信局２００では、送信局１００から送信されたＲＦ信号が受信アンテナ２０１にて受信され、受信ＲＦ部２０２にて、ベースバンド信号への周波数変換（ダウンコンバート）や直交復調を含む所要の無線受信処理を施された後、Ａ／Ｄ変換部２０３にてＡ／Ｄ変換され、ＦＦＴタイミング検出部２０４とＧＩ削除部２０５とに入力される。

ＦＦＴタイミング検出部２０４では、Ａ／Ｄ変換部２０３からの受信信号と送信パイロット信号のレプリカ（パイロットレプリカ）との相関演算を行なうことにより、当該受信信号（直接波）の受信タイミング（有効信号成分の始点）を検出する。
ＧＩ削除部２０５では、このＦＦＴタイミング検出部２０４で検出された受信タイミング情報に基づいて、Ａ／Ｄ変換部２０３からの受信信号から前記サイクリックプレフィクスを削除し、各ＯＦＤＭシンボルの有効信号成分（例えば、Ｎ_FFTサンプル）を切り出す。

図１８は、その様子を表す例である。この図１８では、説明の都合上、受信信号を各パスの成分（パス＃１，＃２）に分離して表しており、熱雑音の影響を無視すると、パス＃１については、サイクリックプレフィクス６０１を除いたＯＦＤＭシンボルｎの有効信号成分のみがＮ_FFTサンプル区間（ＦＦＴウィンドウともいう）により正確に切り出されることが分かる。これに対し、パス＃２については、サイクリックプレフィクス６０１の一部を含んだ形で信号が切り出されるが、サイクリックプレフィクス６０１は、既述のようにＯＦＤＭシンボルの有効信号成分が巡回的にコピーされたものなので、結果的に、ＯＦＤＭシンボルｎの有効信号成分（Ｎ_FFTサンプル）のみが正確に切り出されていることになる。つまり、遅延時間がサイクリックプレフィクス６０１（ＧＩ）長以内のマルチパス成分については、ＯＦＤＭシンボル間干渉を生じることなく受信することができるのである。

さて、サイクリックプレフィクス６０１削除後の信号は、ＦＦＴ部２０６にてＦＦＴ処理されることにより、時間領域から周波数領域の信号へ変換された後、データ・パイロット信号分離部２０７にて、時間あるいは周波数多重されたデータ信号とパイロット信号とに分離され、受信パイロット信号はチャネル推定部２０８へ、受信データ信号はチャネル補償部２０９へそれぞれ入力される。

そして、チャネル推定部２０８では、上記受信パイロット信号と送信パイロット信号のレプリカとの相関演算を行なうことにより、無線チャネルにおけるチャネル歪みを推定し（チャネル推定値を求め）、チャネル補償部２０９では、このチャネル推定部２０８で得られたチャネル推定値の複素共役を、データ・パイロット信号分離部２０７にて分離された受信データ信号に乗ずることにより、チャネル歪みを抑圧（補償）する。チャネル補償後の受信データ信号は、データ復調部２１０においてデータ復調され、ターボ復号器においてターボ復号（誤り訂正復号）される。

次に、ＯＦＤＭ方式における送信信号の周波数スペクトルについて考える。図１９は、図１５により上述した送信局１００から送信された信号の周波数スペクトルの一例を示す図で、横軸はシステム帯域幅で規格化された周波数を表し、縦軸は中心周波数付近の送信電力で規格化された電力（相対電力）を表している。
この図１９に示す例では、有効サブキャリアの外側で電力が緩やかに収束しているため、隣接帯域輻射が大きい。その原因は、図１６に示したＯＦＤＭ方式のフレームフォーマットに由来する。即ち、サイクリックプレフィクス６０１挿入後の信号において、１ＯＦＤＭシンボル（＝Ｎ_FFT＋Ｎ_CPreサンプル）の内部では、前述のように信号が連続しているが、各ＯＦＤＭシンボルの境界では、信号が不連続になっており、これは、ＯＦＤＭシンボル単位で矩形の時間領域の窓関数（以下、時間窓と略称することがある）をかけることに相当するため、周波数スペクトルにおいては、Sinc関数が畳み込まれた波形になり、電力の収束が緩やかになるためである。

かかる隣接帯域輻射を小さくする手法の一つとして、ＯＦＤＭシンボルの境界で信号が緩やかに減衰するよう、矩形以外の時間窓をかけることが知られている。図２０は、サイクリックプレフィクス６０１挿入後の信号に対して、矩形以外の時間窓をかける様子を示している。
即ち、図２０の（１）及び（２）に示すように、まず、時間窓によって信号を減衰させる区間（窓幅）をＮ_winサンプルとすると、ＯＦＤＭシンボル毎に、サイクリックプレフィクス６０１（Ｎ_CPreサンプル）を除く２箇所（斜線部６０２，６０３）で巡回的にコピーした各Ｎ_win／２サンプルをＯＦＤＭシンボルの両側に挿入する。なお、挿入後の（Ｎ_FFT＋Ｎ_CPre＋Ｎ_win）サンプル区間で信号は連続している。次に、図２０の（３）に示すように、この（Ｎ_FFT＋Ｎ_CPre＋Ｎ_win）サンプル区間のうち両側のＮ_winサンプル区間で時間窓をかける。ただし、ここでは、窓関数としてRaised cosine関数を用いている。

その後、図２０の（４）に示すように、時間窓によって信号を減衰させる区間が、隣接するＯＦＤＭシンボル間でオーバーラップするように、各ＯＦＤＭシンボルを連結する。図２１に、Raised cosine関数の時間窓をかけた場合の送信信号の周波数スペクトルを示す。この図２１に示すように、Raised cosine関数の時間窓をかけることにより、ＯＦＤＭシンボル境界における不連続点付近で信号を減衰させているため、図１９に示す矩形の時間窓をかけた場合と比べて、電力の収束が急峻になることが分かる。

なお、隣接帯域輻射は、上記のような窓関数に限らず、急峻な周波数特性をもつ帯域制限フィルタ等を用いることによっても小さくすることが可能である。
また、ガードインターバルを用いるマルチキャリア伝送の従来技術として、他に、下記特許文献１及び２により提案されている技術もある。
特許文献１の技術では、立ち上がり／立ち下りの過渡応答変動が大きなフィルタをマルチキャリア信号の濾波に用いる場合に、逆離散フーリエ変換された１バーストのマルチキャリア信号の先頭と末尾に、前記過渡応答時間に対応する時間幅の信号を付加することで、前記フィルタの過渡応答に起因する送信波形歪による伝送特性劣化を低減することが提案されている。

特許文献２の技術は、ＯＦＤＭ信号のシンボル間の不連続によるスプリアス抑圧のための窓関数処理に係る演算量を低減する技術に関するもので、既述のような時間的に切り出したデータ区間の前後で不連続を防ぐための窓関数処理、即ち、ＯＦＤＭシンボルの先頭部と末尾部のサンプルに対し、所定の重み係数を乗算してシンボルの両側が滑らかに“０”に近付くようにする処理において、乗算器を不要として、データ伝送速度が高速化されても、無線送信装置の高コスト化や高消費電力化を回避可能になっている。
特開２００１−１５６７４０号公報 特開２００３−３４８０４１号公報

図２２は、前記の送信局１００において前記時間窓をかけた場合に、受信局２００のＧＩ削除部２０５において、受信信号からサイクリックプレフィクスを削除し、各ＯＦＤＭシンボルの有効信号成分を切り出す様子を示している。この図２２では、図１８に示した例と同様に、ＯＦＤＭ方式における一般的な切り出し位置、即ち、ＦＦＴ部２０６でのＦＦＴ対象とするサンプル数（Ｎ_FFTサンプル区間）で受信信号を切り出した場合、パス＃２については、ＯＦＤＭシンボルｎの有効信号成分（Ｎ_FFTサンプル）のみが正確に切り出されているが、パス＃１については、前記の窓関数処理に起因して、切り出し位置（Ｎ_FFTサンプル区間）の末端（斜線部３００参照）でＯＦＤＭシンボルｎの有効信号成分が歪んでおり、さらに隣りのＯＦＤＭシンボル（ｎ＋１）からの信号が干渉として混入するため、最終的な受信特性は劣化してしまう。

かかる特性劣化を回避するには、受信局２００において、時間窓（帯域制限）領域（例えば、前記の斜線部３００で示す領域）を含まないように受信信号を切り出す必要がある。各送信局１００で共通の時間窓（帯域制限）をかけることが通信システム全体で規定されている場合には、受信局２００は、共通の時間窓を考慮して、受信信号の切り出し位置を容易に調整できる。

しかしながら、隣接帯域輻射の上限値のみが規定されていて、共通の時間窓をかけることが規定されていない場合には、送信局１００は、サポートする伝送速度や回路規模の制約などに応じて、隣接帯域輻射を低減する方法を選択して設計されるものと考えられるため、このような状況では、送信局１００によって時間窓のかけ方が異なることが容易に想定され、上述したような受信特性の劣化が生じる。

本発明は、このような課題に鑑み創案されたもので、データの不連続性を防止するために適用する窓関数（帯域制限）として異なる窓関数（帯域制限）を適用した信号が混在して受信され得る環境においても、受信側が、ＧＩを有効に活用しつつ、帯域制限の影響を受けずに受信信号を復調できるようにして、受信特性の向上を図ることを目的とする。

上記の課題を解決するために、本発明では、下記の無線送信装置及びガードインターバル挿入方法を用いることを特徴としている。即ち、
（１）本発明の無線送信装置は、送信データ信号に対して、所定のデータブロック毎に、当該データブロックの一部を巡回的にコピーしたガードインターバルを挿入するガードインターバル挿入手段と、前記ガードインターバル挿入後の信号ブロック境界を含む或る時間区間において信号減衰処理を行なう波形整形手段と、該波形整形手段による信号減衰区間である前記時間区間を除く時間区間に前記データブロックが位置するように、該ガードインターバル挿入手段による前記ガードインターバルの挿入区間を制御する制御手段とをそなえ、該ガードインターバル挿入手段が、前記データブロックの一部を巡回的にコピーして当該データブロックの先頭及び末尾にそれぞれ前記ガードインターバルとして挿入する巡回コピー挿入部をそなえるとともに、該制御手段が、前記データブロックの先頭及び末尾に対する前記ガードインターバルの挿入比率を制御することにより、前記信号減衰区間を除く時間区間に前記データブロックを位置させる挿入比率制御部をそなえて構成されたことを特徴としている。

（２）また、該波形整形手段は、前記ガードインターバル挿入後の信号ブロックに対して時間領域の窓関数を乗算することにより前記信号減衰処理を実施する窓関数乗算部として構成されるとともに、該挿入比率制御部は、前記窓関数の窓幅に応じて前記データブロックの先頭及び末尾に対する前記ガードインターバルの挿入比率を制御するようにしてもよい。

（３）さらに、該挿入比率制御部は、前記送信データ信号の伝搬路環境に基づいて決定される送信処理方法に関する送信パラメータに応じて前記挿入比率を制御するようにしてもよい。
（４）また、前記送信パラメータは、前記送信データ信号の変調方式に関するパラメータ、あるいは、前記送信データ信号の符号化率に関するパラメータであってもよい。

（５）この場合、該挿入比率制御部は、前記変調方式に関するパラメータの示す変調方式の多値数が少ないほど、あるいは、前記符号化率に関するパラメータの示す符号化率が小さいほど、前記データブロックの末尾に対するガードインターバルの挿入区間を短くして、前記データブロックの先頭に対するガードインターバルの挿入区間を長くするのが好ましい。

（６）また、該挿入比率制御部は、前記送信データ信号の伝搬路のマルチパス遅延量に応じて前記挿入比率を制御するようにしてもよい。
（７）この場合、該挿入比率制御部は、前記マルチパス遅延量が大きいほど、前記データブロックの末尾に対するガードインターバルの挿入区間を短くして、前記データブロックの先頭に対するガードインターバルの挿入区間を長くするのが好ましい。

（８）さらに、本発明のガードインターバル挿入方法は、送信データ信号に対して、所定のデータブロック毎に、当該データブロックの一部を巡回的にコピーしたガードインターバルを挿入するガードインターバル挿入過程と、前記ガードインターバル挿入後の信号ブロック境界を含む或る時間区間において信号減衰処理を行なう波形整形過程と、前記波形整形過程での信号減衰区間である前記時間区間を除く時間区間に前記データブロックが位置するように、前記ガードインターバルの挿入区間を制御する制御過程とを有し、前記ガードインターバル挿入過程において、前記データブロックの一部を巡回的にコピーして当該データブロックの先頭及び末尾にそれぞれ前記ガードインターバルとして挿入し、前記制御過程が、前記データブロックの先頭及び末尾に対する前記ガードインターバルの挿入比率を制御することにより、前記信号減衰区間を除く時間区間に前記データブロックを位置させる挿入比率制御過程を含むことを特徴としている。

上記本発明によれば、少なくとも以下に示すいずれかの効果ないし利点が得られる。
（１）波形整形手段による信号減衰区間を除く時間区間にデータブロックが位置するように、ガードインターバルの挿入区間を制御するので、送信データ信号に波形整形（例えば、窓関数）を適用する無線送信装置と、波形整形を適用しない無線送信装置とが混在する環境であっても、受信側では、受信データ信号から有効信号成分（データブロック）を切り出す時間区間を前記波形整形の適用の有無や異同によって変更することなく固定の時間区間で、有効信号成分を前記波形整形に起因する歪み成分を含むことなく切り出すことができ、ガードインターバルを有効に活用しつつ、受信特性の劣化を防ぐことができる。

（２）また、データブロックの先頭及び末尾に対するガードインターバルの挿入比率を伝搬路環境に基づいて決定される送信処理方法（例えば、送信データ信号の変調方式や符号化率）に応じて制御（調整）することができるので、送信データ信号の伝搬路環境によって、受信側での前記波形整形に起因する歪み成分による影響を優先して抑制したり、データブロック間干渉による影響を優先して抑制したり、伝播路環境に応じた適切で柔軟な送信処理を実現することができる。

（３）例えば、送信データ信号の変調の多値数が少ないほど、あるいは、符号化率が小さいほど、前記データブロックの先頭よりも末尾に対するガードインターバルの挿入区間が長くなるように挿入比率を制御すれば、所望の受信特性を維持しつつ、遅延時間が大きい伝搬路（パス）の隣接データブロックからの干渉を優先してより効果的に防ぐことができる。

（４）また、データブロックの先頭及び末尾に対するガードインターバルの挿入比率を、送信データ信号の伝播路のマルチパス遅延量に応じて制御（調整）すれば、例えばマルチパス遅延量が大きいほど、前記データブロックの先頭よりも末尾に対するガードインターバルの挿入区間が長くなるように挿入比率を制御すれば、所望の受信特性を維持しつつ、遅延時間が大きいパスの隣接データブロックからの干渉を優先してより効果的に防ぐことができる。

以下、図面を参照しながら、本発明の実施の形態について説明する。ただし、本発明は、以下の各実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施できることはいうまでもない。
〔Ａ〕第１実施形態の説明
図１は本発明の第１実施形態に係る無線送信装置の要部に着目した構成を示すブロック図であり、図５は当該無線送信装置から送信された信号を受信し得る無線受信装置の要部に着目した構成を示すブロック図である。なお、図１に示す無線送信装置（送信局）１０は、例えば、移動通信システムにおけるＭＳあるいはＢＴＳの送信系として適用することができ、図５に示す無線受信装置（受信局）３０は、ＢＴＳあるいはＭＳの受信系として適用することができるが、以下では、移動通信システムの下りリンクのように、ＭＳの受信系としての無線受信装置３０において、１つのＢＴＳの送信系としての無線送信装置１０からの信号のみを受信、復調する場合を想定して説明を行なう。

（Ａ１）送信局の説明
そして、図１に示すように、送信局１０は、送信処理系として、例えば、ターボ符号器１１，データ変調部１２，データ・パイロット信号多重部１３，ＩＦＦＴ部１４，窓関数生成部１５，ガードインターバル（ＧＩ）挿入部１６，時間窓乗算部１７，Ｄ／Ａ変換部１８，送信ＲＦ部１９，送信アンテナ２０及びパイロット信号生成部２７をそなえて構成される。

ここで、ターボ符号器（誤り訂正符号化部）１１は、送信すべきデータ信号を例えばターボ符号化（誤り訂正符号化）するものであり、データ変調部１２は、このターボ符号器１１からの符号化データを変調するものであり、パイロット信号生成部２７は、受信局３０との間で既知の信号であるパイロット信号を生成するものである。
データ・パイロット信号多重部１３は、データ変調部１２により得られた変調データ信号と、パイロット信号生成部２７により生成されたパイロット信号とを時間あるいは周波数多重するものであり、ＩＦＦＴ部１４は、上記データ・パイロット信号多重部１３により得られた多重信号についてＩＦＦＴ処理（逆離散フーリエ変換）を施すことにより周波数領域から時間領域の信号への変換を行なうものである。

窓関数生成部１５は、ＯＦＤＭシンボル単位の帯域制限（波形整形）のための窓関数（時間窓）を生成するもので、本例では、例えば、窓幅Ｎ_winのRaised cosine関数を生成（適用）できるようになっている。
ＧＩ挿入部１６は、ＩＦＦＴ部１４でＩＦＦＴ処理された多重信号にＧＩを所定サンプル数Ｎ_FFTのデータブロック（ＦＦＴブロック）毎に挿入（付加）するもので、本例では、時間領域において、ＦＦＴブロック単位で、その先頭にサイクリックプレフィクスを、末尾にサイクリックポストフィクスをそれぞれＧＩとして挿入（付加）するとともに、それぞれの長さ（ＧＩ長）を前記窓関数の窓幅Ｎ_winに応じて調整できるようになっている。

より詳細に説明すると、当該ＧＩ挿入部１６は、まず、例えば図２の（１）及び（２）に示すように、ＩＦＦＴ部１４の出力のＮ_FFTサンプル（ＦＦＴブロック）の末尾Ｎ_CPreサンプルを巡回的にコピー（以下、巡回コピーという）して当該ＦＦＴブロックの先頭にサイクリックプレフィクス６１として付加するとともに、先頭Ｎ_CPostサンプルを巡回コピーして当該ＦＦＴブロックの末尾にサイクリックポストフィクス６２として付加する（網掛け部参照）。これにより、１ＯＦＤＭシンボルが構成される。

ここで、サイクリックポストフィクス６２の長さＮ_CPostは、ＧＩ全体の長さ（Ｎ_CPre＋Ｎ_CPost）を各送信局１０で一定としたまま、送信局１０で適用する時間窓の窓幅Ｎ_winに応じて調整され、例えば、Ｎ_CPost＝Ｎ_win／２とする。これは、システムで用いる一定長Ｎ_GI（＝Ｎ_CPre＋Ｎ_CPost）のＧＩの一部であるＮ_CPost＝Ｎ_win／２サンプルをサイクリックポストフィクス６２としてＦＦＴブロックの末尾に付加し、残りのＮ_CPre（＝Ｎ_GI−Ｎ_win／２）サンプルをサイクリックプレフィクス６１としてＦＦＴブロックの先頭に付加していることに相当する。なお、サイクリックプレフィクス６１及びサイクリックポストフィクス６２は巡回コピーされているため、サイクリックプレフィクス６１及びサイクリックポストフィクス６２挿入後の（Ｎ_FFT＋Ｎ_CPre＋Ｎ_CPost）サンプルの区間で、信号は連続している。

そのため、本例のＧＩ挿入部１６は、例えば図３に示すように、付加割合決定部１６１，サイクリックプレフィクス生成部１６２，サイクリックポストフィクス生成部１６３及びサイクリックプレフィクス・サイクリックポストフィクス連結部１６４をそなえて構成される。
ここで、付加割合決定部１６１は、窓関数生成部１５で生成された窓関数の窓幅Ｎ_winに基づいて、付加すべきサイクリックプレフィクス６１のサンプル数Ｎ_CPre及びサイクリックポストフィクス６２のサンプル数Ｎ_CPostの割合（比率）を決定するもので、上記のように例えばＮ_CPost＝Ｎ_win／２、Ｎ_CPre＝Ｎ_GI−Ｎ_win／２と決定するようになっている。

サイクリックプレフィクス生成部１６２は、この付加割合決定部１６１で決定されたサイクリックプレフィクス６１のサンプル数Ｎ_CPreだけＩＦＦＴ部１４の出力（Ｎ_FFTサンプル）の末尾部分を巡回コピーしてサイクリックプレフィクス６１を生成するものであり、サイクリックポストフィクス生成部１６３は、同様に、付加割合決定部１６１で決定されたサイクリックポストフィクス６２のサンプル数Ｎ_CPostだけＩＦＦＴ部１４の出力（Ｎ_FFTサンプル）の先頭部分を巡回コピーしてサイクリックポストフィクス６２を生成するものである。

サイクリックプレフィクス・サイクリックポストフィクス連結部１６４は、ＩＦＦＴ部１４の出力Ｎ_FFTサンプル、つまり、１ＦＦＴブロックに対して、サイクリックプレフィクス生成部１６２及びサイクリックポストフィクス生成部１６３でそれぞれ生成されたサイクリックプレフィクス６１及びサイクリックポストフィクス６２を図２の（１）及び（２）により上述したごとく付加（連結）するものである。

つまり、上記のサイクリックプレフィクス生成部１６２，サイクリックポストフィクス生成部１６３及びサイクリックプレフィクス・サイクリックポストフィクス連結部１６４は、ＦＦＴブロックの一部を巡回的にコピーして当該ＦＦＴブロックの先頭及び末尾にそれぞれＧＩとして挿入する巡回コピー挿入部としての機能を果たしていることになる。
なお、本例のように一定長のＧＩの一部をサイクリックポストフィクス６２として挿入することにより、サイクリックプレフィクス長が本来よりも短くなるため、マルチパス干渉への耐性が低下するおそれがあるが、サイクリックポストフィクス６２の長さを適切に設定することにより、その低下量は最小限にとどめられる。

次に、図１において、時間窓乗算部（波形整形手段）１７は、帯域外漏洩電力の低減を目的として、ＧＩ挿入部１６の出力に対して、ＯＦＤＭシンボル単位で、窓関数生成部１５により生成された窓関数〔例えば図２の（４）に示すようなRaised cosine関数〕を乗じることにより波形整形（帯域制限）を行なって、ＯＦＤＭシンボル（ＧＩ挿入後の信号ブロック）の境界を含む或る時間区間（窓幅Ｎ_win）において信号減衰処理を行なうものである。

ただし、本例の時間窓乗算部１７は、当該乗算の際に、例えば図２の（２）及び（３）に示すように、Ｎ_FFTサンプルの一部（窓幅Ｎ_winに応じたサンプル数で、本例では符号６３及び６４で示す２箇所のＮ_win／２サンプル）を巡回コピーして、ＧＩ（サイクリックプレフィクス６１及びサイクリックポストフィクス６２）付加後のシンボルの先頭及び末尾にそれぞれ付加するようになっている。これにより、当該シンボル末尾に付加された巡回コピーサンプル部分６２，６４の長さは合計Ｎ_winとなる。

そのため、本例の時間窓乗算部１７は、例えば図４に示すように、巡回コピー生成部１７１，１７２，巡回コピー連結部１７３及び乗算部１７４をそなえて構成され、各巡回コピー生成部１７１及び１７２にてＧＩ挿入部１６の出力の一部〔図２の（２）に斜線部６３，６４で示す元のＯＦＤＭシンボルの一部であって、ここでは、Ｎ_win／２サンプル〕を巡回コピーし、巡回コピー連結部１７３にて図２の（３）に示すごとくシンボルの先頭及び末尾に付加した上で、乗算部１７４にて窓関数生成部１５により生成された窓幅Ｎ_winの窓関数〔例えば図２の（４）に示すようなRaised cosine関数〕を乗算するようになっている。これにより、例えば図２の（５）に示すように、各ＯＦＤＭシンボル連結後の信号に対して時間窓による帯域制限（波形整形）によって歪みが生じる区間はサイクリックポストフィクス６２に対応することになる。

換言すれば、窓関数生成部１５及びＧＩ挿入部１６の付加割合決定部１６１は、窓関数乗算部１７の窓幅Ｎ_win（信号減衰区間）を除く時間区間にＯＦＤＭシンボルの有効信号成分（データブロック）が位置するように、ＧＩ（サイクリックプレフィクス６１及びサイクリックポストフィクス６２）の挿入区間（挿入比率）を制御（調整）する制御手段（挿入比率制御部）としての機能を果たしていることになる。

次に、図１において、Ｄ／Ａ変換部１８は、この時間窓乗算部１７の出力（ディジタル信号）をアナログ信号に変換するものであり、送信ＲＦ部１９は、このＤ／Ａ変換部１８の出力について、直交変調や、ベースバンド信号から無線周波数（ＲＦ）信号への周波数変換（アップコンバート）などを含む所要の無線送信処理を施すものであり、送信アンテナ２０は、この送信ＲＦ部１９により得られた送信ＲＦ信号を受信局３０へ向けて空間に放射するものである。

以下、上述のごとく構成された本実施形態の送信局１０の動作について説明する。
受信局３０へ送信すべきデータ信号は、まず、ターボ符号器１１にてターボ符号化された後、データ変調部１２にてデータ変調され、データ・パイロット信号多重部１３にて、送信パイロット信号と時間あるいは周波数多重されて、ＩＦＦＴ部１４に入力される。
ＩＦＦＴ部１４では、上記多重信号に対して一定量（Ｎ_FFT）のサンプル（ＦＦＴブロック）単位でＩＦＦＴ処理を施すことにより周波数領域から時間領域の信号への変換を行なってＧＩ挿入部１６に出力する。

ＧＩ挿入部１６では、付加割合決定部１６１により時間窓の窓幅Ｎ_winに応じて決定されたサイクリックプレフィクス６１及びサイクリックポストフィクス６２の付加割合に従って、それぞれ指定サンプル数Ｎ_CPre及びＮ_CPostのサイクリックプレフィクス６１及びサイクリックポストフィクス６２がサイクリックプレフィクス生成部１６２及びサイクリックポストフィクス生成部１６３にて既述の巡回コピーにより生成され、連結部１６４によって、それぞれＯＦＤＭシンボルの先頭及び末尾にＧＩとして連結（付加）される〔図２の（１）及び（２）参照〕。

このようにしてＧＩを付加された送信信号は、次いで、時間窓乗算部１７にて、図２の（２）及び（３）に示すごとく、巡回コピー生成部１７１，１７２及び巡回コピー連結部１７３によりＯＦＤＭシンボルの一部（Ｎ_win／２サンプル）６３，６４が巡回コピーされて当該ＯＦＤＭシンボルの先頭及び末尾に付加されてＯＦＤＭシンボル末尾の巡回コピー部分６２，６４の長さが時間窓の窓幅Ｎ_winに調整された上で、窓関数生成部１５で生成された時間窓が乗算されて帯域制限（波形整形）を施される。

その後、かかる帯域制限を施された各ＯＦＤＭシンボル〔図２の（５）参照〕は、Ｄ／Ａ変換部１８にてアナログ信号に変換され、送信ＲＦ部１９にて、直交変調やアップコンバートなどを含む所要の無線送信処理を施された上で、送信アンテナ２０を通じて受信局３０に向けて送信される。
（Ａ２）受信局３０の説明
一方、前記受信局３０は、その要部に着目すると、例えば図５に示すように、受信処理系として、受信アンテナ３１，受信ＲＦ部３２，Ａ／Ｄ変換部３３，ＦＦＴタイミング検出部３４，ＧＩ削除部３５，ＦＦＴ部３６，データ・パイロット信号分離部３７，チャネル推定部３８，チャネル補償部３９，データ復調部４０及びターボ復号器４１をそなえて構成されている。

ここで、受信アンテナ３１は、送信局１０から送信されたＲＦ信号を受信するものであり、受信ＲＦ部３２は、この受信アンテナ３１で受信されたＲＦ信号に対して、ベースバンド信号への変換や直交復調などを含む所要の無線受信処理を施すものであり、Ａ／Ｄ変換部３３は、この受信ＲＦ部３２の出力をＡ／Ｄ変換して復調ディジタル信号を得るものである。

ＦＦＴタイミング検出部３４は、上記復調ディジタル信号と送信パイロット信号のレプリカとの相関演算を行なうことにより、送信局１０との間の各パスの受信タイミング（有効信号成分の始点）を検出するものであり、ＧＩ削除部３５は、前記受信タイミングの情報に基づいて、受信信号からＧＩ（サイクリックプレフィクス６１及びサイクリックポストフィクス６２）を削除し、ＦＦＴ部３６でのＦＦＴ対象とする各ＯＦＤＭシンボルの有効信号成分（Ｎ_FFTサンプル）を切り出す（抽出する）ものである。

ＦＦＴ部３６は、上記ＧＩ削除部３５によるＧＩ削除後の信号をＮ_FFTサンプル単位でＦＦＴ（離散フーリエ変換）処理することにより時間領域から周波数領域の信号へ変換するものであり、データ・パイロット信号分離部３７は、このＦＦＴ部３６の出力から、時間あるいは周波数多重されたデータ信号とパイロット信号とを分離するもので、分離後のデータ信号はチャネル補償部３９へ、パイロット信号はチャネル推定部３８へそれぞれ入力されるようになっている。

チャネル推定部３８は、上記データ・パイロット信号分離部３７から入力される受信パイロット信号と、送信パイロット信号のレプリカとの相関演算を行なうことにより、無線チャネルにおけるチャネル歪みを推定する（つまり、チャネル推定値を求める）ものであり、チャネル補償部３９は、データ・パイロット信号分離部３７から入力されるデータ信号に、当該チャネル推定値の複素共役を乗ずることにより、チャネル歪みを等化（補償）して抑圧するものである。

データ復調部４０は、上記チャネル補償後のデータ信号を復調するものであり、ターボ復号器４１は、その復調信号についてターボ復号（誤り訂正復号）を行なって、復元されたデータ信号を得るものである。
以下、上述のごとく構成された本実施形態の受信局３０の動作について説明する。
受信アンテナ３１で受信されたＲＦ信号は、まず、受信ＲＦ部３２にて、ＲＦからベースバンドの信号へのダウンコンバートや直交復調などの所要の無線受信処理を施され後、Ａ／Ｄ変換部３３にてＡ／Ｄ変換されてＦＦＴタイミング検出部３４及びＧＩ削除部３５にそれぞれ出力される。

ＦＦＴタイミング検出部３４では、上記Ａ／Ｄ変換部３３からの受信信号と送信パイロット信号のレプリカとの相関演算を行なうことにより、送信局１０との間の各パスの受信タイミング（有効信号成分の始点）を検出し、ＧＩ削除部３５では、検出された受信タイミングの情報に基づいて、受信信号からＧＩ（サイクリックプレフィクス６１及びサイクリックポストフィクス６２）を削除して、各ＯＦＤＭシンボルの有効信号成分（Ｎ_FFTサンプル）を切り出す。

ここで、ＧＩ削除部３５にて各ＯＦＤＭシンボルの有効信号成分を切り出す様子を図６に示す。この図６においても、図２２と同様に、受信信号を各パスの成分（パス＃１，＃２）に分離して表しており、パス＃２については、サイクリックプレフィクス６１の一部を含んだ形で信号が切り出されるが、当該サイクリックプレフィクス６１は、既述のようにＯＦＤＭシンボルの有効信号成分が巡回的にコピーされたものなので、結果的に、ＯＦＤＭシンボルｎの有効信号成分（Ｎ_FFTサンプル）のみが正確に切り出されていることになる。

これに対し、パス＃１については、サイクリックプレフィクス６１及びサイクリックポストフィクス６２をそれぞれ含まない形で信号が切り出されることになる。つまり、図２２と比較してみれば分かるように、送信局１０での時間窓による帯域制限（波形整形）によって信号に歪みが生じる区間はサイクリックポストフィクス６２に対応するため、図２２では歪みが生じていた、パス＃１の受信タイミング情報に基づいて切り出された有効信号成分には歪みが生じない。従って、従来技術における受信特性の劣化の課題を回避することができる。

さて、上述のごとくＧＩ削除部３５によりＧＩを削除された後の受信信号は、ＦＦＴ部３６にてＮ_FFTサンプル単位でＦＦＴ処理されて時間領域から周波数領域の信号へ変換された後、データ・パイロット信号分離部３７にて、時間あるいは周波数多重されたデータ信号とパイロット信号とが受信信号から分離され、受信パイロット信号はチャネル推定部３８へ出力され、受信データ信号はチャネル補償部３９へ出力される。

チャネル推定部３８では、上述のごとく受信信号から分離された受信パイロット信号と、送信パイロット信号のレプリカとの相関演算を行なうことにより、無線チャネルにおけるチャネル歪みを推定してチャネル推定値を求め、チャネル補償部３９では、上記受信データ信号に、チャネル推定部３８で得られたチャネル推定値の複素共役を乗ずることにより、チャネル歪みを抑圧（補償）する。

チャネル補償後の受信信号は、データ復調部４０にて、データ復調された後、ターボ復号器４１にて、ターボ復号（誤り訂正復号）され、これにより、元の送信データ信号が復元される。
以上のように、本実施形態によれば、送信局１０において、送信データ信号に付加するＧＩ（サイクリックプレフィクス６１及びサイクリックポストフィクス６２）の付加割合を帯域制限（波形整形）のための窓関数の窓幅Ｎ_winに応じて調整して有効信号成分をＧＩを除く時間区間に位置させることができるので、受信局３０において、受信信号の有効信号成分を常に適切なタイミングで切り出すことができる。

即ち、受信信号の中で送信局１０での窓関数の適用により歪みが生じる区間をサイクリックポストフィクス６２（又はサイクリックプレフィクス６１）に対応させることができるため、受信局３０において、受信タイミング情報に基づいて切り出された有効信号成分には歪みが生じない。従って、ＧＩを有効に活用しつつ、窓関数の適用による受信特性の劣化を回避することができる。

また、窓関数のかけ方（例えば、ロールオフ率α）が送信局１０によって異なる場合でも、受信局３０では有効信号成分の切り出し方法（サンプル数）を変更する必要がない（つまり、Ｎ_FFTサンプル固定のＦＦＴウィンドウを用いればよい）ため、送信局１０は、サポートする伝送速度や回路規模の制約などに応じて、窓関数のかけ方を自由に決めることができ、送信局１０で適用した窓関数に関する情報を受信局３０に通知する必要もない。

〔Ｂ〕第２実施形態の説明
上述した実施形態では、サイクリックプレフィクス６１及びサイクリックポストフィクス６２の付加割合を、窓関数（時間窓）の窓幅Ｎ_winのみに基づいて決定していたが、無線チャネルのマルチパス遅延量やデータ信号の送信方法を加味して決定することも可能である。

例えば、無線チャネルの遅延分散（マルチパス遅延量：最大遅延、平均遅延、遅延スプレッド等）が規定の閾値を超えた場合、遅延時間の大きいパスの隣接ＯＦＤＭシンボルからの干渉を防ぐことを優先して、サイクリックポストフィクス６２を一定量短くして、サイクリックプレフィクス６１を長くする。
あるいは、受信局３０からフィードバックされる下りリンクの受信品質の指標である受信ＳＩＲ、あるいは、これを基に求められるチャネル状態情報（ＣＱＩ：Channel Quality Indicator）に基づいて、送信局１０が変調方式や符号化率を適応的に変更する適応変調符号化（ＡＭＣ：Adaptive Modulation and Coding）方式でデータ伝送を行なうシステムにおいて、データ信号の変調方式がＱＰＳＫの場合や符号化率が規定の閾値を下回った場合（一般に、受信局３０での受信ＳＩＲが良くない場合）は、復調するＯＦＤＭシンボルの窓関数適用による歪みの影響は比較的小さいため、サイクリックポストフィクス６２を一定量短くすることにより、受信特性を維持したまま、サイクリックプレフィクス６１を長くできる。

以下、その実現例を説明する。
図７は本発明の第２実施形態に係る無線送信装置（送信局）の要部に着目した構成を示すブロック図であり、図１０は当該送信局から送信された信号を受信し得る無線受信装置（受信局）の要部に着目した構成を示すブロック図である。なお、図７に示す送信局１０の構成は、例えば、移動通信システムにおけるＭＳあるいはＢＴＳに適用することができ、図１０に示す受信局３０の構成は、ＢＴＳあるいはＭＳに適用することができる。ただし、以下では、送信局１０をＢＴＳ、受信局３０をＭＳとし、下りリンクについて前記ＡＭＣ方式で送信局１０から受信局３０へのデータ伝送が行なわれることを前提にして説明を行なう。

（Ｂ１）送信局１０の説明
そして、図７に示すように、送信局１０は、その要部に着目すると、例えば、ターボ符号器１１，データ変調部１２，データ・パイロット・制御信号多重部１３Ａ，ＩＦＦＴ部１４，窓関数生成部１５，ＧＩ挿入部１６Ａ，時間窓乗算部１７，Ｄ／Ａ変換部１８，送信ＲＦ部１９，送信アンテナ２０，受信アンテナ２１，制御信号復調部２２，ＭＣＳ（Modulation and Coding Scheme）制御部２３，制御信号生成部２４，畳込み符号器２５，ＱＰＳＫ変調部２６及びパイロット信号生成部２７をそなえて構成されている。

ここで、受信系及び制御系に着目すると、まず、受信アンテナ２１は、受信局３０から送信された（上りリンクの）ＲＦ信号を受信するものであり、制御信号復調部２２は、この受信アンテナ２１で受信されたＲＦ信号を復調して制御信号（下りリンクの遅延分散情報や、前記ＣＱＩ、即ち、下りリンクの受信ＳＩＲに関する情報が含まれる）を抽出する機能を具備するものである。

ＭＣＳ制御部２３は、上記制御信号復調部２２で得られた制御信号に含まれるＣＱＩ値〔下りリンクの伝搬路環境（受信ＳＩＲ）に関する情報〕に基づいて、下りリンクのデータ信号の変調方式（１６ＱＡＭ又はＱＰＳＫ等）及び符号化率等の送信処理に関する送信パラメータを決定し、当該送信パラメータに従ってターボ符号器１１での符号化率やデータ変調部１２での変調方式を適応的に制御（ＡＭＣ制御）するものである。なお、送信パラメータには、他に、トランスポートブロックサイズやコード多重数、レートマッチング（パンクチャ、レペティション）処理に関するパラメータも含まれる。

ここで、ＡＭＣ方式では、通常、ＣＱＩ値が大きいほど、つまり、下りリンクの無線チャネルの受信環境（受信ＳＩＲ）が良いほど、より高速で（より大きなトランスポートブロックサイズで）データ伝送可能な多値数の大きい変調方式（１６ＱＡＭ）や大きな符号化率を選択し、逆に、ＣＱＩ値が小さいほど、つまり、下りリンクの無線チャネルの受信環境（受信ＳＩＲ）が悪いほど、より低速で（少ないトランスポートブロックサイズで）データ伝送する多値数の小さい変調方式（ＱＰＳＫ）や誤り訂正能力の高い低符号化率を選択する。

そのため、ＭＣＳ制御部２３は、ＣＱＩ値と前記送信パラメータとを対応付けたマッピングテーブル（図示省略）を具備しており、受信局３０からフィードバックされたＣＱＩ値（以下、ＣＱＩ報告値ともいう）を基に当該マッピングテーブルを検索して対応する送信パラメータを取得し、その送信パラメータに従ってターボ符号器１１での符号化率やデータ変調部１２での変調方式を制御するようになっている。なお、マッピングテーブルから取得した送信パラメータ（つまり、データ信号のＭＣＳ情報）は、後述するように、ＧＩ挿入部１６Ａでのサイクリックプレフィクス６１及びサイクリックポストフィクス６２の付加割合の決定にも用いられる。

制御信号生成部２４は、上記データ信号のＭＣＳ情報を受信局３０へ通知するための制御信号を生成するものであり、畳込み符号器２５は、この制御信号生成部２４で生成された制御信号を誤り訂正符号化（畳込み符号化）するものであり、ＱＰＳＫ変調部２６は、当該畳込み符号化後の制御信号をＱＰＳＫ変調するもので、これにより得られた変調制御信号は、データ・パイロット・制御信号多重部１３Ａにて、データ変調部１２により得られた変調データ信号及びパイロット信号生成部２７で生成されたパイロット信号と時間あるいは周波数多重されるようになっている。

一方、データ信号の送信系に着目すると、ターボ符号器１１は、受信局３０へ送信すべき（下りリンクの）データ信号をターボ符号化（誤り訂正符号化）するものであり、データ変調部１２は、ターボ符号化された送信データ信号をＱＰＳＫや１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭ等の多値直交変調方式によりデータ変調するもので、本例では、前記ＭＣＳ制御部２３からのＭＣＳ情報により指定される符号化率及び変調方式に従って適応的に符号化及びデータ変調をそれぞれ行なうようになっている。

パイロット信号生成部２７は、受信局３０との間で既知の信号であるパイロット信号を生成するものであり、データ・パイロット・制御信号多重部（以下、単に「多重部」ともいう）１３Ａは、上記データ変調後のデータ信号と、前述したように制御信号生成部２４で生成され畳込み符号器２５及びＱＰＳＫ変調部２６で畳込み符号化及びＱＰＳＫ変調された制御信号（データ信号のＭＣＳ情報）と、パイロット信号生成部２７で生成されたパイロット信号とを周波数あるいは時間多重するものである。

ＩＦＦＴ部１４は、上記多重部１３Ａからの多重信号を一定量のサンプル（ＯＦＤＭシンボル）単位でＩＦＦＴ（逆離散フーリエ変換）処理することにより周波数領域から時間領域の信号へ変換するものである。
ＧＩ挿入部１６Ａは、当該ＩＦＦＴ処理後の多重信号にＮ_FFTサンプル（ＦＦＴブロック）毎にＧＩ（サイクリックプレフィクス６１及びサイクリックポストフィクス６２）を挿入（付加）するもので、本例では、制御信号復調部２２及びＭＣＳ制御部２３で得られる下りリンクの遅延分散及び受信ＳＩＲに関する情報に基づいて、サイクリックプレフィクス６１及びサイクリックポストフィクス６２の付加割合を決定（調整）できるようになっている。具体的には、例えば、無線チャネルの遅延分散が規定の閾値を超えた場合、あるいは受信ＳＩＲが規定の閾値を下回った場合（変調方式がＱＰＳＫの場合や符号化率が規定の閾値を下回った場合など）には、サイクリックポストフィクス６２の長さＮ_CPostをＮ_win／２よりも一定量短くする（その分、サイクリックプレフィクス６１を長くする）ことができるようになっている。

そのため、本例のＧＩ挿入部１６Ａは、例えば図８に示すように、図３により前述したものとそれぞれ同様のサイクリックプレフィクス生成部１６２，サイクリックポストフィクス生成部１６３及びサイクリックプレフィクス・サイクリックポストフィクス連結部１６４をそなえるとともに、図３により前述した付加割合決定部１６１に代えて付加割合決定部１６５をそなえて構成される。

ここで、付加割合決定部１６５は、時間窓乗算部１７で適用する窓関数（時間窓）の窓幅Ｎ_winと、ＭＣＳ制御部２３で得られたデータ信号のＭＣＳ情報と、制御信号復調部２２で得られた下りリンクの遅延分散とに基づいて、サイクリックプレフィクス６１及びサイクリックポストフィクス６２の付加割合、即ち、サイクリックプレフィクス生成部１６２で生成（巡回コピー）すべきサイクリックプレフィクス６１のサンプル数（サイクリックプレフィクス長）Ｎ_CPreと、サイクリックポストフィクス生成部１６３で生成（巡回コピー）すべきサイクリックポストフィクス６２のサンプル数（サイクリックポストフィクス長）Ｎ_CPostとを決定するものである。

より詳細には、付加割合決定部１６５は、例えば、制御信号復調部２２により得られる下りリンクの遅延分散が規定の閾値を超えた場合、あるいは、ＭＣＳ制御部２３からのＭＣＳ情報が変調方式としてＱＰＳＫを示す場合や符号化率が規定の閾値を下回ることを示す場合、ＧＩ全体（Ｎ_GI）に占めるサイクリックポストフィクス６２の長さＮ_CPostをＮ_win／２よりも短い値ａに決定し、その分、サイクリックプレフィクス６１の長さＮ_CPreを長い値（Ｎ_GI−ａ）に決定する。なお、受信局３０から通知されるＣＱＩ値が規定の閾値よりも小さいほど、サイクリックポストフィクス長Ｎ_CPostをより短く（サイクリックプレフィクス長Ｎ_CPreをより長く）することも可能である。

次に、図７において、窓関数生成部１５は、既述のものと同様に、帯域制限のための窓関数（時間窓）を生成するもので、例えば、窓幅Ｎ_winのRaised cosine関数を生成（適用）できるようになっている。
時間窓乗算部１７は、上記ＧＩ挿入部１６ＡによるＧＩ挿入後の信号に、上記窓関数生成部１５により生成された時間窓（Raised cosine関数）を乗算することにより、当該信号の帯域制限（波形整形）処理を行なうもので、本例においても、図４により前述した構成と同様の構成を有し、例えば図９の（２）及び（３）に示すごとく、ＯＦＤＭシンボルの一部（窓幅Ｎ_winに応じたサンプル数で、例えば、Ｎ_win／２サンプル６３，６４）を巡回コピーして当該ＯＦＤＭシンボルの先頭及び末尾にそれぞれ挿入（付加）できるようになっている。

Ｄ／Ａ変換部１８は、上記帯域制限後のデータ信号をアナログ信号に変換するものであり、送信ＲＦ部１９は、このＤ／Ａ変換部１８により得られたアナログデータ信号に対して、直交変調や、ベースバンド信号から無線周波数（ＲＦ）信号への周波数変換（アップコンバート）などを含む所要の無線送信処理を施すものであり、送信アンテナ２０は、この送信ＲＦ部１９により得られたＲＦ信号を受信局３０に向けて空間に放射するものである。

以下、上述のごとく構成された本実施形態の送信局１０の動作について説明する。
まず、受信局３０から送信されたＲＦ信号（制御信号）は、受信アンテナ２１にて受信され、制御信号復調部２２にて復調される。これにより、下りリンクの受信ＳＩＲ（ＣＱＩ報告値）および無線チャネルの遅延分散の情報が得られ、前者はＭＣＳ制御部２３へ、後者はＧＩ挿入部１６Ａへそれぞれ出力される。

ＭＣＳ制御部２３では、上記の下りリンクのＣＱＩ報告値（受信ＳＩＲ）に基づいて、受信ＳＩＲが低下するに従い、データ信号についてのＭＣＳを変調多値数、符号化率の小さい組み合わせに切り替え、逆に、受信ＳＩＲが向上するに従い、データ信号についてのＭＣＳを変調多値数、符号化率の大きい組み合わせに切り替える制御を行なう。
即ち、ＭＣＳ制御部２３で決定したＭＣＳ情報に従って、データ信号に対して、ターボ符号器１１にてターボ符号化（誤り訂正符号化）を行ない、データ変調部１２にてデータ変調を行なう。このようにすることにより、各々の通信環境に応じて、伝送効率を向上することができる。

なお、上記のデータ信号のＭＣＳ情報は、受信局３０へ通知する情報として、制御信号生成部２４にて下りリンクの制御信号にマッピングされ、畳込み符号器２５で誤り訂正符号化された後、ＱＰＳＫ変調部２６でＱＰＳＫ変調されて、多重部１３Ａに入力される。
多重部１３Ａでは、データ変調部１２により得られた変調データ信号と、ＱＰＳＫ変調部２６でＱＰＳＫ変調された制御信号と、パイロット生成部２７で生成されたパイロット信号とを時間あるいは周波数多重する。

次に、上記多重部１３Ａにより得られた多重信号は、ＩＦＦＴ部１４において、ＩＦＦＴ処理されて時間領域の信号に変換された後、ＧＩ挿入部１６Ａにおいて、図９の（１）及び（２）に示すごとく、付加割合決定部１６５でそれぞれ決定された長さ（サンプル数）Ｎ_CPreのサイクリックプレフィクス６１及び長さＮ_CPostのサイクリックポストフィクス６２がそれぞれＯＦＤＭシンボルの先頭及び末尾に、サイクリックプレフィクス生成部１６２，サイクリックポストフィクス生成部１６３及び連結部１６４によって挿入される。

その際、上記付加割合決定部１６５は、制御信号復調部２２で得られた下りリンクの無線チャネルの遅延分散が規定の閾値を超えている場合、あるいはＭＣＳ制御部２３からのＭＣＳ情報の示す変調方式がＱＰＳＫの場合や符号化率が規定の閾値を下回っている場合、図９の（２）及び（３）に示すように、サイクリックポストフィクス長N_CPostをＮ_win／２よりも一定量短くして、その分、サイクリックプレフィクス長Ｎ_CPreを長くするように、それぞれの巡回コピーサンプル数を決定する。

その後、サイクリックプレフィクス６１及びサイクリックポストフィクス６２を挿入されたデータ信号は、時間窓乗算部１７において、巡回コピー生成部１７１，１７２及び巡回コピー連結部１７３（図４参照）によって、図９の（２）及び（３）に示すごとく、ＯＦＤＭシンボルの先頭及び末尾にその一部（Ｎ_win／２サンプル６３，６４）の巡回コピーが付加された上で、乗算部１７４により、図９の（４）に示すごとく、窓関数生成部１５で生成された窓幅Ｎ_winの時間窓が乗算されて帯域制限が施される。

次いで、帯域制限後のデータ信号〔図９の（５）参照〕は、Ｄ／Ａ変換部１８にて、アナログ信号に変換された後、送信ＲＦ部１９にて、直交変調やＲＦ信号へのアップコンバートを含む所要の無線送信処理を施されて、送信アンテナ２０から受信局３０に向けて送信される。
（Ｂ２）受信局３０の説明
上述した送信局１０の構成に対して、受信局３０は、その要部に着目すると、例えば図１０に示すように、受信アンテナ３１，受信ＲＦ部３２，Ａ／Ｄ変換部３３，ＦＦＴタイミング検出部３４Ａ，ＧＩ削除部３５，ＦＦＴ部３６，データ・パイロット・制御信号分離部３７Ａ，チャネル推定部３８，データチャネル補償部３９Ａ，制御チャネル補償部３９Ｂ，データ復調部４０Ａ，ＱＰＳＫ復調部４０Ｂ，ターボ復号器４１Ａ，ビタビ（Viterbi）復号器４１Ｂ，ＳＩＲ推定部４２，制御信号変調部４３及び送信アンテナ４４をそなえて構成されている。

ここで、受信アンテナ３１は、送信局１０から送信されたＲＦ信号を受信するものであり、受信ＲＦ部３２は、当該受信アンテナ３１で受信されたＲＦ信号に対して、ベースバンド信号へのダウンコンバートや直交復調を含む所要の無線受信処理を施すものであり、Ａ／Ｄ変換部３３は、この受信ＲＦ部３２で無線受信処理を施された受信信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するものである。

ＦＦＴタイミング検出部３４Ａは、上記復調ディジタル信号と送信パイロット信号のレプリカとの相関演算を行なうことにより、送信局１０との間の各パスの受信タイミング（有効信号成分の始点）を検出するとともに、その検出結果を用いて下りリンクの遅延分散を検出（計算）するもので、前者はＧＩ削除部３５へ、後者は制御信号変調部４３へ提供されるようになっている。

ＧＩ削除部３５は、上記ＦＦＴタイミング検出部３４Ａで検出された受信タイミング情報に基づいて、Ａ／Ｄ変換部３３によるＡ／Ｄ変換後の受信信号からＧＩ（サイクリックプレフィクス６１及びサイクリックポストフィクス６２）を削除し、ＦＦＴ部３６でのＦＦＴ対象とする各ＯＦＤＭシンボルの有効信号成分（Ｎ_FFTサンプル）を切り出す（抽出する）ものである。

ＦＦＴ部３６は、上記ＧＩ削除部３５によるＧＩ削除後の信号をＮ_FFTサンプル単位でＦＦＴ（離散フーリエ変換）処理することにより時間領域から周波数領域の信号へ変換するものであり、データ・パイロット・制御信号分離部３７Ａは、このＦＦＴ部３６の出力から、時間あるいは周波数多重されたデータ信号とパイロット信号と制御信号とを分離するもので、分離後のデータ信号はデータチャネル補償部３９Ａへ、パイロット信号はチャネル推定部３８へ、制御信号は制御チャネル補償部３９Ｂへそれぞれ入力されるようになっている。

チャネル推定部３８は、本例においても、上記分離部３７Ａから入力される受信パイロット信号と、送信パイロット信号のレプリカとの相関演算を行なうことにより、無線チャネルにおけるチャネル歪みを推定する（つまり、チャネル推定値を求める）ものである。
データチャネル補償部３９Ａは、分離部３７Ａから入力されるデータ信号に、上記チャネル推定部３８により得られたチャネル推定値の複素共役を乗ずることにより、チャネル歪みを等化（補償）して抑圧するものであり、制御チャネル補償部３９Ｂは、分離部３７Ａからの制御信号に対して、上記チャネル推定値の複素共役を乗ずることにより、チャネル歪みを等化（補償）して抑圧するものである。

ＱＰＳＫ復調部（制御チャネル復調部）４０Ｂは、制御チャネル補償部３９Ｂによる補償後の制御信号を、送信局１０での制御信号の変調方式に対応した復調方式でデータ信号に先行して、復調（ＱＰＳＫ復調）するものであり、ビタビ復号器４１Ｂは、このＱＰＳＫ復調部４０Ｂにより復調された制御信号を送信局１０での符号化方式（本例では、畳込み符号化）に対応した復号方式で復号（ビタビ復号）して、データ信号の復調及び復号に必要な情報（送信局１０で決定したＭＣＳ情報）を取得するものである。なお、制御チャネルの復調及び復号に関しては、勿論、ＱＰＳＫやビタビ復号に限定されず、送信局１０での変調方式や符号化方式に対応する復調及び復号方式を採用すれば良い。

データ復調部４０Ａは、データチャネル補償部３９Ａによる補償後のデータ信号を、上記復号により得られたＭＣＳ情報により特定される送信局１０での変調方式に対応した復調方式で、復調するものであり、ターボ復号器４１Ａは、このデータ復調部４０Ａにより復調されたデータ信号に対して、上記ＭＣＳ情報により特定される送信局１０での符号化率に応じた復号処理〔ターボ復号（誤り訂正復号）〕を施して元の送信データ信号を得るものである。

ＳＩＲ推定部４２は、チャネル推定部３８により得られたチャネル推定値に基づいて送信局１０との間の下りリンクの受信ＳＩＲを推定（測定）するものであり、制御信号変調部４３は、前記のＦＦＴタイミング検出部３４Ａで得られた下りリンクの遅延分散の情報と、ＳＩＲ推定部４２で求められた受信ＳＩＲ（又は当該受信ＳＩＲを変換したＣＱＩ値）とを上りリンクの制御信号にマッピングするものであり、送信アンテナ４３は、当該制御信号を送信局１０に向けて空間に放射するものである。

以下、上述のごとく構成された受信局３０の動作について説明する。
送信局１０から送信されたＲＦ信号は、受信アンテナ３１で受信され、受信ＲＦ部３２にて、ベースバンド信号へのダウンコンバートや直交復調を含む所要の無線受信処理を施され、さらに、Ａ／Ｄ変換部３３にて、以降のディジタル信号処理のために、ディジタル信号に変換されて、ＧＩ削除部３５とＦＦＴタイミング検出部３４Ａとにそれぞれ入力される。

ＦＦＴタイミング検出部３４Ａでは、受信信号に含まれるパイロット信号と、送信パイロット信号のレプリカとの相関演算を行なうことにより、送信局１０との間の各パスの受信タイミング（有効信号成分の始点）を検出するとともに、その受信タイミングを基に下りリンクの遅延分散を検出（計算）し、前者はＧＩ削除部３５へ、後者は制御信号変調部４３へ提供する。

ＧＩ削除部３５では、上記受信タイミングの情報に基づいて、送信局１０においてＯＦＤＭシンボル単位で付加されたＧＩ（サイクリックプレフィクス６１及びサイクリックポストフィクス６２）を受信信号から削除して、Ｎ_FFTサンプルの有効信号成分を切り出す。
ここで、図１１に、ＧＩ削除部３５で、受信信号からサイクリックプレフィクス６１及びサイクリックポストフィクス６２を削除し、各ＯＦＤＭシンボルの有効信号成分（Ｎ_FFTサンプル）を切り出す様子を示す。

この図１１においても、受信信号を各パスの成分（パス＃１，＃２）に分離して表しており、パス＃２については、サイクリックプレフィクス６１の一部を含んだ形で信号が切り出されるが、当該サイクリックプレフィクス６１は、既述のようにＯＦＤＭシンボルの有効信号成分が巡回的にコピーされたものなので、結果的に、ＯＦＤＭシンボルｎの有効信号成分（Ｎ_FFTサンプル）のみが正確に切り出されていることになる。

これに対し、パス＃１については、下りリンクの無線チャネルの遅延分散が規定の閾値を超えた場合、あるいは変調方式がＱＰＳＫの場合や符号化率が規定の閾値を下回った場合に、送信局１０での既述のサイクリックポストフィクス６２及びサイクリックプレフィクス６１の長さ調整により、サイクリックポストフィクス６２が通常よりも短いため、切り出された有効信号成分（Ｎ_FFTサンプル）の一部に、窓幅Ｎ_winの時間窓による帯域制限の影響による歪みが生じ得る。しかし、その反面、サイクリックプレフィクス６１が通常よりも長いため、遅延時間が大きいパスの隣接ＯＦＤＭシンボルからの干渉をより効果的に防ぐことが可能となる。

ＧＩ削除後の受信信号は、ＦＦＴ部３６にてＮ_FFTサンプル単位でＦＦＴ処理されて周波数領域の信号に変換された後、分離部３７Ａにて、時間あるいは周波数多重されたデータ信号，パイロット信号及び制御信号がそれぞれ分離され、受信データ信号はデータチャネル補償部３９Ａへ、受信パイロット信号はチャネル推定部３８へ、制御信号は制御チャネル補償部３９Ｂへそれぞれ入力される。

そして、チャネル推定部３８では、分離部３７Ａからの受信パイロット信号と、送信パイロット信号のレプリカとの相関演算を行なうことにより、無線チャネルにおけるチャネル歪みを推定する（チャネル推定値を求める）。
次いで、データ信号に先行して、まず、分離部３７Ａで受信信号から分離された制御信号に対して、制御チャネル補償部３９Ｂにて、上記チャネル推定値の複素共役が乗じられて、制御信号のチャネル歪みが補償され、ＱＰＳＫ復調部４０ＢにてＱＰＳＫ復調が施された後、ビタビ復号器４１Ｂにてビタビ復号が施されて、元の制御信号が復元され、受信データ信号の復調及び復号に必要なＭＣＳ情報が得られる。

これにより、分離部３７Ａで受信信号から分離された受信データ信号に対し、データチャネル補償部３９Ａにて、前記チャネル推定値の複素共役が乗じられることにより、受信データ信号のチャネル歪みが補償され、データ復調部４０Ａ及びターボ復号器４１Ａにて、それぞれ、ビタビ復号器４１Ｂにより得られた前記ＭＣＳ情報に従ってデータ復調及びターボ復号が施されて、元の送信データ信号が復元される。

ところで、上記チャネル推定部３８で求められたチャネル推定値はＳＩＲ推定部４２にも入力され、ＳＩＲ推定部４２では、当該チャネル推定値を用いて受信ＳＩＲを推定する。具体的には、複素数で表されるチャネル推定値の実数部と虚数部のそれぞれの２乗和を希望信号成分Ｓとみなし、複数のシンボルにおける分散値を干渉信号電力Ｉとみなし、ＳとＩの比を受信ＳＩＲの推定値とする。

この受信ＳＩＲの推定値（又はこれをＣＱＩに変換した値）は、制御信号変調部４３へ入力され、制御信号変調部４３にて、ＦＦＴタイミング検出部３４Ａにて得られた下りリンクの無線チャネルの遅延分散の情報とともに、上りリンクの制御信号にマッピングされて、送信アンテナ４４から送信局１０に向けて送信される。これにより、送信局１０では、前述したとおり、送信ＯＦＤＭシンボルに対するサイクリックプレフィクス６１及びサイクリックポストフィクス６２の付加割合が適応的に調整されることになる。

つまり、本例では、受信局３０が、受信信号の遅延分散を測定し、その遅延分散の情報を送信局１０に通知し、送信局１０は、通知された遅延分散の情報に応じて、送信データ信号のＧＩ長（サイクリックプレフィクス６１及びサイクリックポストフィクス６２）の挿入比率を決定（制御）することができるようになっているのである。
〔Ｃ〕第３実施形態の説明
次に、本実施形態では、第１及び第２実施形態とは異なり、移動通信システムにおける上りリンクのように、受信局３０において、複数の送信局１０（例えば、送信局＃１〜＃Ｋ：Ｋは２以上の整数）からの信号を復調、復号する場合の例について述べる。

ここで、ＯＦＤＭ方式のような、ＦＦＴとサイクリックプレフィクス６１及びサイクリックポストフィクス６２とを併用した伝送方式を上りリンクに適用する場合、送信局１０間の干渉を防ぐためには、各送信局１０からの信号がほぼ同期して受信局３０で受信される必要がある。そこで、各送信局１０からの直接波の受信タイミングの目標値と、実際の受信タイミングとの時間差に基づいて、各送信局１０からの信号の送信タイミングを制御する。

そのため、各送信局１０は、例えば図１２に示すように構成され、受信局３０は、例えば図１３に示すように構成される。
（Ｃ１）送信局１０の説明
即ち、各送信局１０は、その要部に着目すると、図１２に示すように、第１及び第２実施形態でそれぞれ既述のものと同様のターボ符号器１１，データ変調部１２，ＩＦＦＴ部１４，窓関数生成部１５，ＧＩ挿入部１６Ａ，時間窓乗算部１７，Ｄ／Ａ変換部１８，送信ＲＦ部１９，送信アンテナ２０及びパイロット信号生成部２７と、第２実施形態でそれぞれ既述のものとそれぞれ同様のデータ・パイロット・制御信号多重部１３Ａ，受信アンテナ２１，制御信号生成部２４，畳込み符号器２５及びＱＰＳＫ変調部２６とをそなえるほか、制御信号復調部２２Ｂ及び送信タイミング制御部２８をそなえて構成される。

ここで、制御信号復調部２２Ｂは、受信アンテナ２１で受信されたＲＦ信号を復調して制御信号にマッピングされている、上りリンクの遅延分散、データ信号のＭＣＳ及び送信タイミング制御に関する情報を抽出する機能を具備するもので、上りリンクの遅延分散の情報はＧＩ挿入部１６Ａへ、データ信号のＭＣＳ情報はＧＩ挿入部１６Ａ，ターボ符号器１１，データ変調部１２及び制御信号生成部２４へ、送信タイミング制御情報（以下、送信タイミング制御値ともいう）は送信タイミング制御部２８へそれぞれ提供されるようになっている。

つまり、本例では、後述するように、ＭＣＳ情報（送信パラメータ）が、受信局３０での受信ＳＩＲに基づいて決定されて当該受信局３０から制御信号により通知され、同様に、遅延分散に関する情報も、受信局３０で測定され当該受信局３０から通知されるようになっている。
そして、送信タイミング制御部２８は、送信局１０間の干渉を防ぐ目的で、受信局３０で求められ上記制御信号によりフィードバックされてきた上記送信タイミング制御情報に従ってデータ信号の送信タイミングを制御（調整）するものである。なお、送信タイミング制御情報は、後述するように送信局１０からの直接波の受信タイミングの目標値と受信局３０での実際の受信タイミングとの時間差として求められ、その詳細については後述する。

また、ＧＩ挿入部１６Ａは、上記制御信号から得られた上りリンクの無線チャネルの遅延分散が規定の閾値を超えている場合、あるいは上記制御信号から得られたデータ信号のＭＣＳ情報の示す変調方式がＱＰＳＫの場合や符号化率が規定の閾値を下回っている場合に、第２実施形態において、図９の（２）及び（３）により前述したように、サイクリックポストフィクス長N_CPostをＮ_win／２よりも一定量短くして、その分、サイクリックプレフィクス長Ｎ_CPreを長くする調整を行なうようになっている。

以下、上述のごとく構成された本実施形態の送信局１０の動作について説明する。
まず、受信局３０から送信されたＲＦ信号が受信アンテナ２１で受信されると、当該受信ＲＦ信号（制御信号）は、制御信号復調部２２Ｂにて復調され、制御信号にマッピングされている送信タイミング制御情報、上りリンクの遅延分散及びデータ信号のＭＣＳの情報が抽出される。

これにより得られたＭＣＳ情報に従って、受信局３０へ送信すべきデータ信号に対して、ターボ符号器１１でターボ符号化（誤り訂正符号化）が施され、データ変調部１２でデータ変調が施される。
また、上記データ信号のＭＣＳ情報は、制御信号生成部２４にて受信局３０への制御信号にマッピングされ、畳込み符号器２５で畳込み符号化（誤り訂正符号化）され、さらに、ＱＰＳＫ変調部２６でＱＰＳＫ変調される。

これにより得られた変調制御信号は、データ・パイロット・制御信号多重部１３Ａにて、データ変調部１２により得られた変調データ信号及びパイロット信号生成部２７で生成されたパイロット信号と時間あるいは周波数多重される。得られた多重信号は、さらに、ＩＦＦＴ部１４にてＩＦＦＴ処理されることにより時間領域の信号に変換され、ＧＩ挿入部１６Ａに入力される。

ＧＩ挿入部１６Ａでは、上記制御信号から得られた上りリンクの無線チャネルの遅延分散が規定の閾値を超えている場合、あるいは上記制御信号から得られたデータ信号のＭＣＳ情報の示す変調方式がＱＰＳＫの場合や符号化率が規定の閾値を下回っている場合に、第２実施形態において図９の（２）及び（３）により前述したごとく、サイクリックポストフィクス長N_CPostをＮ_win／２よりも一定量短く、その分、サイクリックプレフィクス長Ｎ_CPreを長くして、それぞれの付加を行なう。

その後、サイクリックプレフィクス６１及びサイクリックポストフィクス６２を付加された信号は、時間窓乗算部１７にて、窓関数生成部１５で生成された時間窓（窓幅Ｎ_win）が乗算されて帯域制限（波形整形）が施された上で、送信タイミング制御部２８により、例えば、１無線フレーム分（Ｔ_frame時間）の信号が、制御信号復調部２２Ｂで得られた送信タイミング制御値により定まるタイミングでＤ／Ａ変換部１８に転送される。

この転送タイミングの決め方について、詳しく説明する。送信タイミング制御を行なわないシステムにおいては、通常、或るフレームｎの転送開始時刻は、前フレーム（ｎ−１）の転送開始時刻に対して、Ｔ_frame後であるが、本実施形態では、送信タイミング制御値により、ΔＴ時間だけ送信タイミングを早めるよう指示された場合、送信タイミング制御部２８は、フレームｎの転送開始時刻を、前フレーム（ｎ−１）の転送開始時刻に対して、（Ｔ_frame−ΔＴ）後とする。

以降、送信タイミング制御部２８から転送された信号は、Ｄ／Ａ変換部１８にて、アナログ信号に変換され、送信ＲＦ部１９にて、直交変調や、ベースバンド信号からＲＦ信号へのアップコンバートなどを含む所要の無線送信処理を施された上で、送信アンテナ２０から受信局３０に向けて送信される。
（Ｃ２）受信局３０の説明
一方、本例における受信局３０は、その要部の構成に着目すると、図１３に示すように、受信アンテナ３１，受信ＲＦ部３２，Ａ／Ｄ変換部３３，ＦＦＴタイミング検出部３４Ｂ，ＧＩ削除部３５Ｂ，ＦＦＴ部３６，データ・パイロット・制御信号分離部３７Ｂ，複数（Ｋ台）の送信局１０（＃１〜＃Ｋ）に対応した複数の復調部３９−１〜３９−Ｋ，制御信号変調部４３Ｂ，送信アンテナ４４及び送信タイミング制御値生成部４６をそなえて構成され、さらに、各復調部３９−ｉ（ｉ＝１〜Ｋ）として、図１０により前述したものとそれぞれ同様の、チャネル推定部３８，データチャネル補償部３９Ａ，制御チャネル補償部３９Ｂ，データ復調部４０Ａ，ＱＰＳＫ復調部４０Ｂ，ターボ復号器４１Ａ，ビタビ復号器４１Ｂ及びＳＩＲ推定部４２と、図７により前述したＭＣＳ制御部２３と同様のＭＣＳ制御部４５とをそれぞれそなえて構成される。

ここで、受信アンテナ３１は、各送信局１０から送信されてくるＲＦ信号を受信するものであり、受信ＲＦ部３２は、当該受信アンテナ３１で受信されたＲＦ信号に対して、ベースバンド信号へのダウンコンバートや直交復調を含む所要の無線受信処理を施すものであり、Ａ／Ｄ変換部３３は、この受信ＲＦ部３２にて無線受信処理を施された受信信号を以降のディジタル信号処理のためにディジタル信号に変換するものである。

ＦＦＴタイミング検出部３４Ｂは、Ａ／Ｄ変換部３３によるＡ／Ｄ変換後の受信信号と各送信局１０の送信パイロット信号のレプリカとの相関演算を行なうことにより、各送信局１０からの各パスの受信タイミングを検出（推定）し、これを用いて各送信局１０と受信局３０との間の無線チャネルの遅延分散を求めるものである。
送信タイミング制御値生成部４６は、ＦＦＴタイミング検出部３４Ｂで推定された各送信局１０からの受信タイミング情報に基づいて、各送信局１０に対する送信タイミング制御値を算出、生成するもので、その詳細については後述する。

ＧＩ削除部３５Ｂは、各送信局１０からの信号が多重された受信信号に対して、後述する目標受信タイミングに基づいて、ＯＦＤＭシンボル単位でＧＩ（サイクリックプレフィクス６１及びサイクリックポストフィクス６２）を削除し、各ＯＦＤＭシンボルの有効信号成分（Ｎ_FFTサンプル）を切り出すものである。
ＦＦＴ部３６は、上記ＧＩ削除後の受信データ信号をＯＦＤＭシンボル単位でＦＦＴ処理することにより時間領域から周波数領域の信号に変換するものであり、データ・パイロット・制御信号分離部３７Ｂは、当該ＦＦＴ処理後の受信データ信号から周波数領域において送信局１０毎にデータ信号と制御信号とパイロット信号とを分離するもので、受信データ信号はデータチャネル補償部３９Ａへ、受信制御信号は制御チャネル補償部３９Ｂへ、受信パイロット信号はチャネル推定部３８へそれぞれ送信局１０（復調部３９−ｉ）別に入力されるようになっている。

そして、復調部３９−ｉは、送信局１０（＃ｉ）別に、それぞれの受信信号を第２実施形態と同様に復調、復号するものである。
即ち、各復調部３９−ｉにおいて、それぞれ、チャネル推定部３８は、上記分離部３７Ｂで分離された受信パイロット信号と、送信局＃ｉの送信パイロット信号のレプリカとの相関演算を行なうことにより、無線チャネルにおけるチャネル歪みを推定する（チャネル推定値を求める）ものであり、データチャネル補償部３９Ａは、分離部３７Ｂで分離された受信データ信号に、上記チャネル推定部３８により得られたチャネル推定値の複素共役を乗ずることにより、チャネル歪みを等化（補償）して抑圧するものであり、制御チャネル補償部３９Ｂは、分離部３７Ｂで分離された受信制御信号に対して、上記チャネル推定値の複素共役を乗ずることにより、チャネル歪みを等化（補償）して抑圧するものである。

ＱＰＳＫ復調部（制御チャネル復調部）４０Ｂは、制御チャネル補償部３９Ｂによる補償後の制御信号を、送信局１０での制御信号の変調方式に対応した復調方式で受信データ信号に先行して、復調（ＱＰＳＫ復調）するものであり、ビタビ復号器４１Ｂは、このＱＰＳＫ復調部４０Ｂにより復調された制御信号を送信局＃ｉでの符号化方式（畳込み符号化）に対応した復号方式で復号（ビタビ復号）して、データ信号の復調及び復号に必要な情報（送信局＃ｉの送信データ信号のＭＣＳ情報）を取得するものである。なお、本例においても、制御チャネルの復調及び復号に関しては、勿論、ＱＰＳＫやビタビ復号に限定されず、送信局＃ｉでの変調方式や符号化方式に対応する復調及び復号方式を採用すれば良い。

データ復調部４０Ａは、データチャネル補償部３９Ａによる補償後のデータ信号を、上記復号により得られたＭＣＳ情報により特定される変調方式に対応した復調方式で、復調するものであり、ターボ復号器４１Ａは、このデータ復調部４０Ａにより復調されたデータ信号に対して、上記ＭＣＳ情報により特定される符号化率に応じた復号処理〔ターボ復号（誤り訂正復号）〕を施して送信局＃ｉが送信した元のデータ信号を復元するものである。

ＳＩＲ推定部４２は、チャネル推定部３８により得られたチャネル推定値に基づいて送信局＃ｉとの間の（上りリンク）の受信ＳＩＲを推定（測定）するものであり、ＭＣＳ制御部４５は、このＳＩＲ推定部４２で得られた受信ＳＩＲに基づいて送信局＃ｉが送信する（上りリンクの）データ信号についてのＭＣＳ情報を生成するものである。
制御信号変調部４３Ｂは、ＦＦＴタイミング検出部３４Ｂで求められた各送信局１０の遅延分散の情報と、送信タイミング制御値生成部４６で生成された送信タイミング制御値と、各復調部３９−ｉのＭＣＳ制御部４５により得られた送信局＃ｉ毎のＭＣＳ情報とを変調して送信局１０への（下りリンクの）制御信号にマッピングするものであり、送信アンテナ４４は、この制御信号変調部４３Ｂからの制御信号をＲＦ信号により送信局１０に向けて空間に放射するものである。

つまり、本例では、受信局３０側で、送信局１０で用いるべき送信処理方法（変調方式や符号化率、レペティション数等の送信パラメータ）を決定し、決定した送信処理方法に関する情報（ＭＣＳ情報）を送信局１０に通知し、送信局１０は、通知されたＭＣＳ情報に応じて、ＧＩ長（サイクリックプレフィクス６１及びサイクリックポストフィクス６２の挿入比率）を決定（制御）できるようになっているのである。

以下、上述のごとく構成された本実施形態の受信局３０の動作について説明する。
各送信局１０から送信されたＲＦ信号は、空間で多重された状態で受信アンテナ３１にて受信され、受信ＲＦ部３２にて前記無線受信処理を施された後、Ａ／Ｄ変換部３３にてディジタル信号処理のためにディジタル信号に変換されて、ＦＦＴタイミング検出部３４ＢとＧＩ削除部３５Ｂとにそれぞれ入力される。

ＦＦＴタイミング検出部３４Ｂでは、Ａ／Ｄ変換後の受信信号と各送信局＃ｉの送信パイロット信号とのレプリカの相関演算を行なうことにより、各送信局＃ｉからの各パスの受信タイミングを検出し、これを用いて各送信局＃ｉと受信局３０との間の無線チャネルの遅延分散を求める。
ＧＩ削除部３５Ｂでは、Ａ／Ｄ変換後の各送信局＃ｉからの信号が多重された受信信号に対して、後述する目標受信タイミングに基づいて、ＯＦＤＭシンボル単位でＧＩ（サイクリックプレフィクス６１及びサイクリックポストフィクス６２）を削除し、各ＯＦＤＭシンボルの有効信号成分（Ｎ_FFTサンプル）を切り出す。

ＧＩ削除後の受信信号（有効信号成分）は、ＦＦＴ部３６にてＦＦＴ処理されて周波数領域の信号に変換され、分離部３７Ｂにて、送信局＃ｉ別に、時間あるいは周波数多重された各送信局＃ｉからのデータ信号とパイロット信号と制御信号とが分離され、受信データ信号はデータチャネル補償部３９Ａへ、受信制御信号は制御チャネル補償部３９Ｂへ、受信パイロット信号はチャネル推定部３８へそれぞれ入力される。

そして、チャネル推定部３８では、上記受信パイロット信号と、送信局＃ｉの送信パイロット信号のレプリカとの相関演算を行なうことにより、（上りリンクの）無線チャネルにおけるチャネル歪みを推定する（チャネル推定値を求める）。
次いで、データ信号に先行して、まず、分離部３７Ｂからの受信制御信号に対して、制御チャネル補償部３９Ｂにて、上記チャネル推定値の複素共役が乗じられて、制御信号のチャネル歪みが補償され、ＱＰＳＫ復調部４０ＢにてＱＰＳＫ復調が施された後、ビタビ復号器４１Ｂにてビタビ復号が施されて、元の制御信号が復元され、受信データ信号の復調及び復号に必要なＭＣＳ情報が得られる。

これにより、分離部３７Ｂからの受信データ信号に対し、データチャネル補償部３９Ａにて、前記チャネル推定値の複素共役が乗じられることにより、受信データ信号のチャネル歪みが補償され、データ復調部４０Ａ及びターボ復号器４１Ａにて、それぞれ、ビタビ復号器４１により得られた前記ＭＣＳ情報に従ってデータ復調及びターボ復号が施されて、元の送信データ信号が復元される。

ところで、各復調部３９−ｉにおいて、上記チャネル推定部３８で求められたチャネル推定値はＳＩＲ推定部４２にも入力され、ＳＩＲ推定部４２では、当該チャネル推定値を用いて（上りリンクの）受信ＳＩＲを推定する。具体的には、本例においても、複素数で表されるチャネル推定値の実数部と虚数部のそれぞれの２乗和を希望信号成分Ｓとみなし、複数のシンボルにおける分散値を干渉信号電力Ｉとみなし、ＳとＩの比を受信ＳＩＲの推定値とする。そして、当該受信ＳＩＲに基づき、ＭＣＳ制御部４５において、送信局＃ｉの送信データ信号についてのＭＣＳが決定される。

また、送信タイミング制御値生成部４６では、ＦＦＴタイミング検出部３４Ｂで推定された各送信局１０からの特定パスの受信タイミング情報に基づいて、各送信局１０に対する送信タイミング制御値を算出する。例えば、各送信局１０で共通の目標受信タイミングＴＴ₀を設定し、これと実際の受信タイミングとの時間差を基に、送信タイミング制御値を求める。その詳細を、図１４（Ａ）に示す概念図を用いて説明する。

即ち、図１４（Ａ）において、送信局＃１については、目標受信タイミングＴＴ₀に対して、実際の受信タイミングＲＴ₁がΔＴ₁＝ＲＴ₁−ＴＴ₀だけ遅れているため、ΔＴ₁を送信タイミング制御値とする。送信局＃２についても、同様の方法で送信タイミング制御値ΔＴ₂＝ＲＴ₂−ＴＴ₀を求める。
制御信号変調部４３Ｂでは、このように送信タイミング制御値生成部４６で算出された各送信局１０に対する送信タイミング制御値と、各復調部３９−ｉのＭＣＳ制御部４５で求められたＭＣＳ情報と、ＦＦＴタイミング検出部３４Ｂで得られた無線チャネルの遅延分散の情報とを送信局１０への制御信号にマッピングして、送信アンテナ４４を通じて各送信局１０にフィードバック（通知）する。

各送信局１０は、それぞれ、送信タイミング制御部２８によって前述したごとくフィードバックされた上記送信タイミング制御値に従って受信局３０へのデータ信号の送信タイミングを制御し、その後、送信タイミング制御が収束すると、例えば図１４（Ｂ）に示すように、時間窓が適用された送信局＃１からの信号（パス＃１の信号成分）についても、時間窓が適用されていない送信局＃２からの信号（パス＃１の信号成分）についても、ＧＩ削除部３５によって切り出された有効信号成分（Ｎ_FFTサンプル）中に、時間窓の適用により歪みが生じた成分、干渉を受けた成分が含まれないため、受信特性の劣化を防ぐことができる。

また、窓関数の適用法が各送信局１０で異なる場合でも、受信局３０において、ＦＦＴタイミング検出部３４ＢでのＦＦＴタイミング検出および送信タイミング制御部２８による送信タイミング制御の方法を変更する必要がないため、送信局１０は、サポートする伝送速度や回路規模の制約などに応じて、時間窓の適用法を自由に決めることができ、また、時間窓に関する情報を受信局３０に通知する必要もない。

また、本例においても、第２実施形態と同様に、送信局１０において、時間窓の窓幅Ｎ_winだけでなく、無線チャネルの遅延分散（マルチパス遅延量）やデータ信号の送信方法（変調方式や符号化率）を加味してサイクリックプレフィクス６１及びサイクリックポストフィクス６２の付加割合を決定しているので、第２実施形態と同様の作用効果も得られる。

即ち、例えば、無線チャネルの遅延分散が規定の閾値を超えた場合、サイクリックポストフィクス６２を一定量短くし、サイクリックプレフィクス６１を長くすることで、遅延時間が大きいパスの隣接ＯＦＤＭシンボルからの干渉を防ぐことを優先する。あるいは、データ信号の変調方式がＱＰＳＫの場合や符号化率が規定の閾値を下回った場合には、復調するＯＦＤＭシンボルの時間窓による歪みの影響は比較的小さいため、サイクリックポストフィクス６２を一定量短くすることにより、受信特性を維持したまま、サイクリックプレフィクス６１を長くすることができる。

もっとも、第１実施形態と同様に、時間窓の窓幅Ｎ_winのみに基づいてサイクリックプレフィクス６１及びサイクリックポストフィクス６２の付加割合を決定することも可能である。
また、上述した各実施形態では、ＯＦＤＭ方式を前提としているが、サイクリックプレフィクス６１及びサイクリックポストフィクス６２によってＧＩを付加し、周波数領域の信号処理を行なう、その他の伝送方式（例えば、SC-FDE: Single Carrier - Frequency Domain Equalizer等）にも適用でき、上述した各実施形態と同様の作用効果を得ることができる。

〔Ｄ〕付記
（付記１）
送信データ信号に対して、所定のデータブロック毎に、当該データブロックの一部を巡回的にコピーしたガードインターバルを挿入するガードインターバル挿入手段と、
前記ガードインターバル挿入後の信号ブロック境界を含む或る時間区間において信号減衰処理を行なう波形整形手段と、
該波形整形手段による信号減衰区間である前記時間区間を除く時間区間に前記データブロックが位置するように、該ガードインターバル挿入手段による前記ガードインターバルの挿入区間を制御する制御手段とをそなえて構成されたことを特徴とする、無線送信装置。

（付記２）
該ガードインターバル挿入手段が、
前記データブロックの一部を巡回的にコピーして当該データブロックの先頭及び末尾にそれぞれ前記ガードインターバルとして挿入する巡回コピー挿入部をそなえるとともに、
該制御手段が、
前記データブロックの先頭及び末尾に対する前記ガードインターバルの挿入比率を制御することにより、前記信号減衰区間を除く時間区間に前記データブロックを位置させる挿入比率制御部をそなえて構成されたことを特徴とする、付記１記載の無線送信装置。

（付記３）
該波形整形手段が、
前記ガードインターバル挿入後の信号ブロックに対して時間領域の窓関数を乗算することにより前記信号減衰処理を実施する窓関数乗算部として構成されるとともに、
該挿入比率制御部が、
前記窓関数の窓幅に応じて前記データブロックの先頭及び末尾に対する前記ガードインターバルの挿入比率を制御することを特徴とする、付記２記載の無線送信装置。

（付記４）
該挿入比率制御部が、
前記送信データ信号の伝搬路環境に基づいて決定される送信処理方法に関する送信パラメータに応じて前記挿入比率を制御することを特徴とする、付記３記載の無線送信装置。
（付記５）
前記送信パラメータが、前記送信データ信号の変調方式に関するパラメータ、あるいは、前記送信データ信号の符号化率に関するパラメータであることを特徴とする、付記４記載の無線送信装置。

（付記６）
該挿入比率制御部が、
前記変調方式に関するパラメータの示す変調方式の多値数が少ないほど、あるいは、前記符号化率に関するパラメータの示す符号化率が小さいほど、前記データブロックの末尾に対するガードインターバルの挿入区間を短くして、前記データブロックの先頭に対するガードインターバルの挿入区間を長くすることを特徴とする、付記５記載の無線送信装置。

（付記７）
該挿入比率制御部が、
前記送信データ信号の伝搬路のマルチパス遅延量に応じて前記挿入比率を制御することを特徴とする、付記３記載の無線送信装置。
（付記８）
該挿入比率制御部が、
前記マルチパス遅延量が大きいほど、前記データブロックの末尾に対するガードインターバルの挿入区間を短くして、前記データブロックの先頭に対するガードインターバルの挿入区間を長くすることを特徴とする、付記７記載の無線送信装置。

（付記９）
前記送信パラメータは、前記送信データ信号の受信側での当該送信データ信号の受信品質に基づいて決定されて当該受信側から通知されることを特徴とする、付記４〜６のいずれか１項に記載の無線送信装置。
（付記１０）
前記マルチパス遅延量は、前記送信データ信号の受信側で受信された当該送信データ信号に基づいて測定され当該受信側から通知されることを特徴とする、付記７又は８に記載の無線送信装置。

（付記１１）
送信データ信号に対して、所定のデータブロック毎に、当該データブロックの一部を巡回的にコピーしたガードインターバルを挿入するガードインターバル挿入過程と、
前記ガードインターバル挿入後の信号ブロック境界を含む或る時間区間において信号減衰処理を行なう波形整形過程と、
前記波形整形過程での信号減衰区間である前記時間区間を除く時間区間に前記データブロックが位置するように、前記ガードインターバルの挿入区間を制御する制御過程とを有することを特徴とする、ガードインターバル挿入方法。

（付記１２）
前記ガードインターバル挿入過程において、
前記データブロックの一部を巡回的にコピーして当該データブロックの先頭及び末尾にそれぞれ前記ガードインターバルとして挿入し、
前記制御過程が、
前記データブロックの先頭及び末尾に対する前記ガードインターバルの挿入比率を制御することにより、前記信号減衰区間を除く時間区間に前記データブロックを位置させる挿入比率制御過程を含むことを特徴とする、付記１１記載のガードインターバル挿入方法。

（付記１３）
前記波形整形過程において、
前記ガードインターバル挿入後の信号ブロックに対して時間領域の窓関数を乗算することにより前記信号減衰処理を実施し、
前記挿入比率制御過程において、
前記窓関数の窓幅に応じて前記データブロックの先頭及び末尾に対する前記ガードインターバルの挿入比率を制御することを特徴とする、付記１２記載のガードインターバル挿入方法。

（付記１４）
前記挿入比率制御過程において、
前記送信データ信号の伝搬路環境に基づいて決定される送信処理方法に関する送信パラメータに応じて前記挿入比率を制御することを特徴とする、付記１３記載のガードインターバル挿入方法。

（付記１５）
前記送信パラメータが、前記送信データ信号の変調方式に関するパラメータ、あるいは、前記送信データ信号の符号化率に関するパラメータであることを特徴とする、付記１４記載のガードインターバル挿入方法。
（付記１６）
該挿入比率制御過程において、
前記変調方式に関するパラメータの示す変調方式の多値数が少ないほど、あるいは、前記符号化率に関するパラメータの示す符号化率が小さいほど、前記データブロックの末尾に対するガードインターバルの挿入区間を短くして、前記データブロックの先頭に対するガードインターバルの挿入区間を長くすることを特徴とする、付記１５記載のガードインターバル挿入方法。

（付記１７）
該挿入比率制御過程において、
前記送信データの伝搬路のマルチパス遅延量に応じて前記挿入比率を制御することを特徴とする、付記１３記載のガードインターバル挿入方法。
（付記１８）
該挿入比率制御過程において、
前記マルチパス遅延量が大きいほど、前記データブロックの末尾に対するガードインターバルの挿入区間を短くして、前記データブロックの先頭に対するガードインターバルの挿入区間を長くすることを特徴とする、付記１７記載のガードインターバル挿入方法。

（付記１９）
前記送信パラメータは、前記送信データ信号の受信側での当該送信データ信号の受信品質に基づいて決定されて当該受信側から通知されることを特徴とする、付記１４〜１６のいずれか１項に記載のガードインターバル挿入方法。
（付記２０）
前記マルチパス遅延量は、前記送信データ信号の受信側で受信された当該送信データ信号に基づいて測定され当該受信側から通知されることを特徴とする、付記１７又は１８に記載のガードインターバル挿入方法。

以上詳述したように、本発明によれば、受信側において、受信データ信号から有効信号成分（データブロック）を切り出す時間区間を前記波形整形の適用の有無や異同によって変更することなく固定の時間区間で、有効信号成分を前記波形整形に起因する歪み成分を含むことなく切り出すことができ、ＧＩを有効に活用しつつ、受信特性の劣化を防ぐことができる。したがって、移動通信システムなどの無線通信技術分野に極めて有用と考えられる。

本発明の第１実施形態に係る無線送信装置の要部に着目した構成を示すブロック図である。 図１に示す無線送信装置におけるＧＩ挿入及び時間窓の適用方法を説明するための模式図である。 図１に示すＧＩ挿入部の構成例を示すブロック図である。 図１に示す時間窓乗算部の構成例を示すブロック図である。 図１に示す無線送信装置から送信された信号を受信し得る無線受信装置の要部に着目した構成を示すブロック図である。 図５に示す無線受信装置における受信信号からの有効信号成分の切り出し方法を説明するための模式図である。 本発明の第２実施形態に係る無線送信装置の要部に着目した構成を示すブロック図である。 図７に示すＧＩ挿入部の構成例を示すブロック図である。 図７に示す無線送信装置におけるＧＩ挿入及び時間窓の適用方法を説明するための模式図である。 図７に示す無線送信装置から送信された信号を受信し得る無線受信装置の要部に着目した構成を示すブロック図である。 図１０に示す無線受信装置における受信信号からの有効信号成分の切り出し方法を説明するための模式図である。 本発明の第３実施形態に係る無線送信装置の要部に着目した構成を示すブロック図である。 図１２に示す無線送信装置から送信された信号を受信し得る無線受信装置の要部に着目した構成を示すブロック図である。 （Ａ）は図１２に示す無線送信装置での送信タイミング制御収束前の図１３に示す無線受信装置での受信タイミング例を示す模式図、（Ｂ）は図１２に示す無線送信装置での送信タイミング制御収束後の図１３に示す無線受信装置での受信タイミング例を示す模式図である。 ＯＦＤＭ方式を採用した一般的な無線送信装置の要部に着目した構成例を示すブロック図である。 図１５に示す無線送信装置におけるサイクリックプレフィクス（ＧＩ）の挿入方法を説明するための模式図である。 ＯＦＤＭ方式を採用した一般的な無線受信装置の要部に着目した構成例を示すブロック図である。 図１７に示す無線受信装置における受信信号からの有効信号成分の切り出し方法を説明するための模式図である。 図１５に示す無線送信装置から送信された信号の周波数スペクトルの一例を示す図である。 図１５に示す無線送信装置におけるＧＩ挿入及び時間窓の適用方法を説明するための模式図である。 図１５に示す無線送信装置で時間窓を適用した場合と適用しない場合の送信信号の周波数スペクトルを比較して示す図である。 図１５に示す無線送信装置で時間窓を適用した場合の図１７に示す無線受信装置における受信信号からの有効信号成分の切り出し方法による課題を説明するための模式図である。

符号の説明

１０ 送信局（無線送信装置）
１１ ターボ符号器（誤り訂正符号化部）
１２ データ変調部
１３ データ・パイロット信号多重部
１３Ａ データ・パイロット・制御信号多重部
１４ ＩＦＦＴ部
１５ 窓関数生成部
１６，１６Ａ ガードインターバル（ＧＩ）挿入部
１６１，１６５ 付加割合決定部
１６２ サイクリックプレフィクス生成部
１６３ サイクリックポストフィクス生成部
１６４ サイクリックプレフィクス・サイクリックポストフィクス連結部
１７ 時間窓乗算部
１７１，１７２ 巡回コピー生成部
１７３ 巡回コピー連結部
１７４ 乗算部
１８ Ｄ／Ａ変換部
１９ 送信ＲＦ部
２０ 送信アンテナ
２１ 受信アンテナ
２２，２２Ｂ 制御信号復調部
２３ ＭＣＳ（Modulation and Coding Scheme）制御部
２４ 制御信号生成部
２５ 畳込み符号器
２６ ＱＰＳＫ変調部
２７ パイロット信号生成部
２８ 送信タイミング制御部
３０ 受信局（無線受信装置）
３１ 受信アンテナ
３２ 受信ＲＦ部
３３ Ａ／Ｄ変換部
３４，３４Ａ ＦＦＴタイミング検出部
３５，３５Ｂ ＧＩ削除部
３６ ＦＦＴ部
３７ データ・パイロット信号分離部
３７Ａ，３７Ｂ データ・パイロット・制御信号分離部
３８ チャネル推定部
３９ チャネル補償部
３９Ａ データチャネル補償部
３９Ｂ 制御チャネル補償部
３９−１〜３９−Ｋ 復調部
４０ データ復調部
４０Ａ データ復調部
４０Ｂ ＱＰＳＫ復調部
４１，４１Ａ ターボ復号器
４１Ｂ ビタビ（Viterbi）復号器
４２ ＳＩＲ推定部
４３，４３Ｂ 制御信号変調部
４４ 送信アンテナ
４５ ＭＣＳ制御部
４６ 送信タイミング制御値生成部
６１ サイクリックプレフィクス（ＧＩ）
６２ サイクリックポストフィクス（ＧＩ）

Claims (8)

1. 送信データ信号に対して、所定のデータブロック毎に、当該データブロックの一部を巡回的にコピーしたガードインターバルを挿入するガードインターバル挿入手段と、
   前記ガードインターバル挿入後の信号ブロック境界を含む或る時間区間において信号減衰処理を行なう波形整形手段と、
   該波形整形手段による信号減衰区間である前記時間区間を除く時間区間に前記データブロックが位置するように、該ガードインターバル挿入手段による前記ガードインターバルの挿入区間を制御する制御手段とをそなえ、
   該ガードインターバル挿入手段が、
   前記データブロックの一部を巡回的にコピーして当該データブロックの先頭及び末尾にそれぞれ前記ガードインターバルとして挿入する巡回コピー挿入部をそなえるとともに、
   該制御手段が、
   前記データブロックの先頭及び末尾に対する前記ガードインターバルの挿入比率を制御することにより、前記信号減衰区間を除く時間区間に前記データブロックを位置させる挿入比率制御部をそなえて構成されたことを特徴とする、無線送信装置。
2. 該波形整形手段が、
   前記ガードインターバル挿入後の信号ブロックに対して時間領域の窓関数を乗算することにより前記信号減衰処理を実施する窓関数乗算部として構成されるとともに、
   該挿入比率制御部が、
   前記窓関数の窓幅に応じて前記データブロックの先頭及び末尾に対する前記ガードインターバルの挿入比率を制御することを特徴とする、請求項１記載の無線送信装置。
3. 該挿入比率制御部が、
   前記送信データ信号の伝搬路環境に基づいて決定される送信処理方法に関する送信パラメータに応じて前記挿入比率を制御することを特徴とする、請求項２記載の無線送信装置。
4. 前記送信パラメータが、前記送信データ信号の変調方式に関するパラメータ、あるいは、前記送信データ信号の符号化率に関するパラメータであることを特徴とする、請求項３記載の無線送信装置。
5. 該挿入比率制御部が、
   前記変調方式に関するパラメータの示す変調方式の多値数が少ないほど、あるいは、前記符号化率に関するパラメータの示す符号化率が小さいほど、前記データブロックの末尾に対するガードインターバルの挿入区間を短くして、前記データブロックの先頭に対するガードインターバルの挿入区間を長くすることを特徴とする、請求項４記載の無線送信装置。
6. 該挿入比率制御部が、
   前記送信データ信号の伝搬路のマルチパス遅延量に応じて前記挿入比率を制御することを特徴とする、請求項２記載の無線送信装置。
7. 該挿入比率制御部が、
   前記マルチパス遅延量が大きいほど、前記データブロックの末尾に対するガードインターバルの挿入区間を短くして、前記データブロックの先頭に対するガードインターバルの挿入区間を長くすることを特徴とする、請求項６記載の無線送信装置。
8. 送信データ信号に対して、所定のデータブロック毎に、当該データブロックの一部を巡回的にコピーしたガードインターバルを挿入するガードインターバル挿入過程と、
   前記ガードインターバル挿入後の信号ブロック境界を含む或る時間区間において信号減衰処理を行なう波形整形過程と、
   前記波形整形過程での信号減衰区間である前記時間区間を除く時間区間に前記データブロックが位置するように、前記ガードインターバルの挿入区間を制御する制御過程とを有し、
   前記ガードインターバル挿入過程において、
   前記データブロックの一部を巡回的にコピーして当該データブロックの先頭及び末尾にそれぞれ前記ガードインターバルとして挿入し、
   前記制御過程が、
   前記データブロックの先頭及び末尾に対する前記ガードインターバルの挿入比率を制御することにより、前記信号減衰区間を除く時間区間に前記データブロックを位置させる挿入比率制御過程を含む、
   ことを特徴とする、ガードインターバル挿入方法。

Images