JP3741866B2 - 適応変調方式 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動通信システム等に適用可能であって、特にチャネルパワー利得に基づいて変調指数を変化させる適応変調方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル通信、特に移動通信システムにおいは、外乱であるフェージング変動によって、回線品質（例えばビット誤り率）が著しく劣化することが知られている。これは、信号波が、散乱波を含む遅延波による影響を受ける結果、生じる現象であり、信号波の振幅及び位相の変動が時変的に発生する。このフェージング変動の範囲は数十ｄＢ以上である。
【０００３】
フェージングチャネルに適応しない変調方式（以後、非適応変調方式と呼ぶ）は、変調指数（Modulation Level）が固定である変調方式である。この非適応変調方式が採用される場合には、フェージングによりレベルが落ち込む（ディープフェードする）期間においてシステムが許容できる特性を維持するために、かなり大きなリンクマージンを確保する必要があった。リンクマージンを確保するためには、例えば、伝送帯域を犠牲にした強力な誤り訂正を適用しなければならない。即ち、非適応変調方式が採用されるシステムは最悪状態を基準として設計されている。このため、このようなシステムでは、良好及び劣悪なチャネル状態が時変的に発生するフェージングチャネルにおいて、通信容量（チャネルキャパシティ）が１００％活用されていなかった。
【０００４】
近年、このフェージングチャネルにおけるチャネルキャパシティを１００％活用することを目的とした適応変調方式の研究開発が活発に行われている。
変調方式のビット誤り率特性（受信機特性）は、その変調方式における信号点間距離対雑音比、即ちＥｂ／Ｎｏ（若しくはＥｓ／Ｎｏ）に依存しており、これは変調方式によらない。
【０００５】
通信特性を向上させるための誤り訂正技術も、冗長ビットを用いることによりこの信号点間距離を等価的に拡大する技術である。
非適応変調方式が採用される従来システムでは、要求ビット誤り率が最悪条件において満たされることを基準にした最悪値設計を行っている。しかし、最悪条件の時間率は一般にかなり小さい。このため、大部分の時間においては、要求ビット誤り率若しくは要求Ｅｂ／Ｎｏ（Ｅｓ／Ｎｏ）よりも良好な状態で通信が行われていることになる。そこで、チャネル状態に応じて、送信電力レベル、伝送シンボルレート、変調指数、誤り訂正における符号化率（若しくは訂正方式）、及びこれらの組合せを適応的に変化させて、要求ビット誤り率を維持するように制御することによって、最適伝送を実現できる。これが適応変調方式の原理である。
【０００６】
即ち、適応変調方式が採用されるシステムにおいては、チャネル状態の良好な期間では、情報ができるだけ多く伝送され、チャネル状態が劣悪な期間では、伝送レートが下げられ又は送信が中断される。
【０００７】
適応変調方式の原理図を、図１０(a) に示す。この図において、ｘ(i) は第１の局であるＡ局の送信機１００１から出力される送信信号、ｙ(i) はＡ局に対向する第２の局であるＢ局の受信機１００３で受信される受信信号、ｇ(i) はＡ局とＢ局を接続するチャネル１００２においてＡ局から送信された送信信号ｘ(i) が受けるフェージング変動、ｎ(i) はチャネル１００２においてＡ局から送信された送信信号ｘ(i) に重畳されるノイズ信号である。
【０００８】
双方向通信システムの場合には、伝送方向が互いに逆である２組の図１０(a) に示されるシステムが存在する。
チャネル１００２が、第１方向（Ａ局→Ｂ局）リンクのフェージングと第２方向（Ｂ局→Ａ局）リンクのフェージングとが相関のあるチャネル、例えばＴＤＤ（時分割多重）チャネルである場合には、下記制御が実行される。
【０００９】
まず、第１方向リンク上のＢ局の受信機１００３内のチャネル推定器１００６は、受信信号ｙ(i) に含まれる変調指数情報に基づいてチャネル１００２のパワー利得を推定し、算出した推定情報をそのＢ局の受信機１００３内の復調／復号器１００７に通知する。その復調／復号器１００７は、第１方向リンクから受信した受信信号ｙ(i) に対して、上記推定情報に応じた復調／復号処理を実行する。また、上記Ｂ局の受信機１００３内のチャネル推定器１００６は、それが算出した推定情報（或いはこれに外挿補間を行って得られる推定情報）を、第２方向リンク上のＢ局の送信機１００１内の適応変調／符号器１００４に通知する。適応変調／符号器１００４は、その通知された推定情報に従って変調指数情報を設定し、送信信号ｘ(i) を上記変調指数情報と共にチャネル１００２内の第２方向リンクに送信する。
【００１０】
第２方向リンク上のＡ局の受信機１００３内のチャネル推定器１００６は、受信信号ｙ(i) に含まれる変調指数情報に基づいてチャネル１００２のパワー利得を推定し、算出した推定情報をそのＡ局の受信機１００３内の復調／復号器１００７に通知する。その復調／復号器１００７は、第２方向リンクから受信した受信信号ｙ(i) に対して、上記推定情報に応じた復調／復号処理を実行する。また、上記Ａ局の受信機１００３内のチャネル推定器１００６は、それが算出した推定情報（或いはこれに外挿補間を行って得られる推定情報）を、第１方向リンク上のＡ局の送信機１００１内の適応変調／符号器１００４に通知する。この適応変調／符号器１００４は、その通知された推定情報に従って変調指数情報を設定し、送信信号ｘ(i) を上記変調指数情報と共にチャネル１００２内の第１方向リンクに送信する。
【００１１】
このようにして、変調指数情報のピンポン伝送が実現される。
一方、チャネル１００２が、第１方向リンクのフェージングと第２方向リンクのフェージングとが相関の無いチャネル、例えばＦＤＤ（周波数分割多重）チャネルである場合には、下記制御が実行される。
【００１２】
まず、第１方向リンク上のＢ局の受信機１００３内のチャネル推定器１００６は、受信信号ｙ(i) に含まれる変調指数情報に基づいてチャネル１００２のパワー利得を推定し、算出した推定情報をそのＢ局の受信機１００３内の復調／復号器１００７に通知する。その復調／復号器１００７は、第１方向リンクから受信した受信信号ｙ(i) に対して、上記推定情報に応じた復調／復号処理を実行する。また、上記Ｂ局の受信機１００３内のチャネル推定器１００６は、それが算出した推定情報（或いはこれに外挿補間を行って得られる推定情報）を、第１方向リンク用のフィードバックチャネル１００８を使って、第１方向リンク上のＡ局の送信機１００１（図１０(a) ）内の適応変調／符号器１００４にフィードバックさせる。この適応変調／符号器１００４は、そのフィードバックされた変調指数情報を設定し、送信信号ｘ(i) を上記変調指数情報と共にチャネル１００２内の第１方向リンクに送信する。
【００１３】
第２方向リンクについても、上記と全く同様のフィードバック機構が必要となる。
図１０(a) において、送信機１００１内の送信電力制御部１００５は、受信側でのビット誤り率が一定となるようなパワー適応処理を実現する。
【００１４】
図１０(b) は、送信機１００１内の適応変調／符号器１００４及び受信機１００３内の復調／復号器１００７において選択され得る各変調方式の信号点配置の例を示す図であり、ＱＰＳＫ（Quadri-Phase Shift Keying ）、１６ＱＡＭ（16 Quadrature Amplitude Modulation）、６４ＱＡＭ等のあらゆる変調方式が選択可能である。
【００１５】
上述したように、適応変調方式は、非適応変調方式と比較した場合に、変調方式の適応制御に関する処理部を有するため、通信特性と演算量（複雑度）に関してトレードオフを有する。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、上述の従来の適応変調方式では、送信機１００１が送信する送信信号ｘ(i) には、上述のように、その送信機１００１内の適応変調／符号器１００４で設定された変調指数情報を制御信号として重畳する必要があるため、信号の伝送効率が低下してしまうという問題点を有していた。
【００１７】
この制御信号は、チャネル状態の変化に応じて（例えば正規化フェージング周期）伝送されなければならない。そして、この制御信号の受信誤りは当該変調指数で変調された送信信号１ブロック分の全ての受信情報の紛失を引き起こすため、この制御信号の受信誤り率をかなり低く抑えなければならない。このため、従来の適応変調方式では、制御信号の誤り訂正のためのオーバーヘッド情報も必要になってしまうという問題点を有していた。
【００１８】
なおこれまでに、他の目的で用いられる制御信号中（例えばプリアンプル）に変調指数情報を埋め込み、受信側で復調（推定ではない）することにより、伝送効率の低下を防止する方式も提案されているが、上記制御信号のパターンに制限が加わるため、一般性、汎用性に欠けるものであった。
【００１９】
また、このような適応変調において、図１０のアとして示されるように、瞬時Ｅｓ／ＮｏつまりＢＥＲ（ビットエラーレート）が同一になるような適応電力制御を行うと、シングルユーザにおける伝送効率は最適となる反面、セルラーシステムなどでは他セル、他ユーザへの干渉が増加し、チャネル容量の著しい低下を引き起こすという問題がある。
【００２０】
よって、セルラなど基地局が密集しているシステムにおいては、図１０のイとして示されるように、チャネルパワー利得によって変調指数のみを変化させる方式が有効である。このような方式により、平均送信電力（図中、記号Ｓの上にバー「−」が付加されたもの）は、変調指数に依らず一定となる。本出願が先に出願した特願平１０−０７０７９７出願では、適応電力制御が行われることを前提とした最尤推定を行っている。このため、上記先願特許を、チャネルパワー利得によって変調指数のみを変化させる方式に、適用することはできなかった。
【００２１】
本発明の課題は、特にチャネルパワー利得に基づいて変調指数のみを変化させる適応変調方式において、送信側において制御信号を何ら送信することなく、受信側において変調指数を最尤推定可能とすることにより、信号の伝送効率の低下を防止することにある。ただし、前述した送信電力を適用制御するシステムにおいてもいかなる変更点もなく、特性的にも何ら問題なく用いることができる。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、伝搬路の状況に応じて適応的に変調指数を制御する無線伝送方法／システムを前提とする。
【００２３】
本発明の第１の態様は、以下の構成を有する。
まず、変調指数毎に、その変調指数において受信されるべき各信号点と受信信号の信号点との各距離のうちの最小値の自乗誤差が算出される。
【００２４】
また、受信信号の受信電力レベルが測定される。
次に、各変調指数毎に算出された自乗誤差に、その変調指数を切替える切替電力レベルと受信電力レベルとから算出される重みを演算して得られる値が、その各変調指数毎の尤度値として算出される。
【００２５】
そして、各変調指数毎の尤度値のうち最尤値に対応する変調指数が、受信信号の変調指数として推定される。
本発明の第２の態様は、以下の構成を有する。
【００２６】
まず、変調指数毎に、その変調指数において受信されるべき各信号点と受信信号の信号点との各距離のうちの最小値の自乗誤差が算出される。
また、受信信号の平均スループットが測定される。
【００２７】
次に、その平均スループットに基づいて、各変調指数を切り替える各切替電力レベルが変更される。
また、受信信号の受信電力レベルが測定される。
【００２８】
続いて、各変調指数毎に算出された自乗誤差に、その変調指数に対応する切替電力レベルと受信電力レベルとから算出される重みを演算して得られる値が、その各変調指数毎の尤度値として算出される。
【００２９】
そして、各変調指数毎の尤度値のうち最尤値に対応する変調指数が、受信信号の変調指数として推定される。
本発明の第３の態様は、以下の構成を有する。
【００３０】
まず、変調指数毎に、その変調指数において受信されるべき各信号点と受信信号の信号点との各距離のうちの最小値の自乗誤差が算出される。
また、受信信号の受信電力レベルが測定される。
【００３１】
また、受信信号の平均スループットが測定される。
次に、各変調指数毎に算出された自乗誤差に、その変調指数を切替える切替電力レベルと受信電力レベルと平均スループットとから算出される重みを演算して得られる値が、その各変調指数毎の尤度値として算出される。
【００３２】
そして、各変調指数毎の尤度値のうち最尤値に対応する変調指数が、受信信号の変調指数として推定される。
【００３３】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について詳細に説明する。
＜本発明の実施の形態のシステム構成＞
図１は、本発明の実施の形態のシステム構成図である。
【００３４】
本実施の形態では簡単のため、第１方向（Ａ局（＃Ａ）→Ｂ局（＃Ｂ））リンクのフェージングと第２方向（Ｂ局→Ａ局）リンクのフェージングとが相関のあるＴＤＤ（時分割多重）システムを対象としている。
【００３５】
Ａ局（＃Ａ）の送信機１０１内の適応変調／符号器１０４は、複数の変調指数のそれぞれ（変調指数ＭＬ）に対応する符号化及び変調処理を実行する。
Ａ局の送信機１０１内の変調指数決定部１０５は、Ａ局の受信機１０３内の受信電力測定器１０９から通知される平均受信電力γr と、変調指数ＭＬ毎の切替ＣＮＲ γMLとに基づいて送信信号の変調指数ＭＬを決定し、それをＡ局の送信機１０１内のデータセレクタ１０６に通知する。
【００３６】
Ａ局の送信機１０１内のデータセレクタ１０６は、適応変調／符号器１０４から出力される変調指数ＭＬ毎の変調信号のうち、変調指数決定部１０５から通知された変調指数に対応する変調信号を選択し、それをＢ局向けの送信信号として相関チャネル１０２に送出する。
【００３７】
Ｂ局（＃Ｂ）の受信機１０３内のパイロット補助チャネル推定器１０８は、相関チャネル１０２からの受信信号に含まれるパイロット信号に基づいて相関チャネル１０２のパワー利得を推定し、算出した推定情報をそのＢ局の受信機１０３内の復調／復号器１０７に通知する。
【００３８】
上記復調／復号器１０７は、受信信号に対して、上記推定情報に基づいて、各変調指数ＭＬに対応する復調／復号処理を実行する。このとき、復調／復号器１０７は、各変調指数ＭＬに対応する復調／復号処理毎に、各処理で復元される復元データとその変調指数ＭＬにおいて受信されるべき信号点との距離のうちの最小値の自乗誤差ｄ2 MLを算出し、各ｄ2 MLをＢ局の受信機１０３内の変調指数推定部１１０に通知する。
【００３９】
Ｂ局の受信機１０３内の受信電力測定器１０９は、受信信号につき、所定の測定区間毎の平均受信電力γr を測定し、それをＢ局の受信機１０３内の変調指数推定部１１０及びＢ局の送信機１０１内の変調指数決定部１０５に通知する。
【００４０】
Ｂ局の受信機１０３内の変調指数推定部１１０は、復調／復号器１０７から通知される変調指数ＭＬ毎の自乗誤差ｄ2 MLと、受信電力測定器１０９から通知される平均受信電力γr とに基づいて、受信信号の変調指数を最尤推定し、その推定結果をデータセレクタ１１１に通知する。
【００４１】
Ｂ局の受信機１０３のデータセレクタ１１１は、復調／復号器１０７から出力される変調指数ＭＬ毎の復元データのうち、変調指数推定部１１０から通知された変調指数に対応する復元データを選択し、それを受信信号として出力する。
【００４２】
Ｂ局の送信機１０１は、Ａ局の送信機１０１と同様の動作によってＡ局向けの送信信号を生成し、それを相関チャネル１０２に送出する。このとき、上記送信機１０１内の変調指数決定部１０５は、Ｂ局の受信機１０３内の受信電力測定器１０９から平均受信電力γr と、変調指数ＭＬ毎の切替ＣＮＲ γMLとに基づいて送信信号の変調指数ＭＬを決定する。
【００４３】
Ａ局の受信機１０３は、Ｂ局の受信機１０３と同様の動作によって、受信信号を復元する。このとき、上記受信機１０３内の受信電力測定器１０９は、受信信号に対して測定した平均受信電力γr を、Ａ局の送信機１０１内の変調指数決定部１０５に通知する。
【００４４】
以上のようにして、ＴＤＤによる双方向通信が実現される。
一方、チャネルが、双方向のそれぞれのフェージングが相関の無いチャネルとなるような通信システム、例えばＦＤＤ（周波数分割多重）システムの場合は、例えば図１０に示されるような形態でフィードバックチャネルを設けることにより対応することができ、ＴＤＤシステムとＦＤＤシステムの間に本質的な相違はない。
＜本発明の原理＞
上述のシステム構成に基づく本発明の実施の形態の更に具体的な構成及び動作について説明する前に、本発明の原理について、まず説明する。
（１）本発明は、各変調指数ＭＬの平均ＣＮＲ（キャリア対ノイズ比）の違いに着目するものである。
【００４５】
今、固定シンボル間隔Ｔｓを有するＳｑｕａｒｅ−ＱＡＭ変調方式につき考察する。変調指数ＭＬ＝ＭであるＭレベル変調方式は、Ｎ信号点（Ｎ＝２M ）を有し、暗黙的にＭビット／シンボルのスループットを有する。また各変調方式は、平均Ｅｓ／Ｎｏが平均ＳＮＲ（信号対雑音比）に等しくなるようなナイキストデータパルス（Ｂ＝１／Ｔｓ）を有すると仮定する。このような各変調方式のもとで、図１の受信機１０３において、フェージング補償がなされているとの仮定のもとで、受信信号についての平均ＣＮＲに基づいて変調指数ＭＬを制御することを考える。
【００４６】
例えば、４つの変調方式：伝送オフ（ＭＬ＝０）、ＱＰＳＫ（ＭＬ＝２）、１６ＱＡＭ（ＭＬ＝４）、及び６４ＱＡＭ（ＭＬ＝６）のそれぞれにおいて、平均ＣＮＲは、伝送オフの場合を除いてそれぞれ、γQPSK＝δ2 ／σN 2 、γ16QAM ＝５δ2 ／σN 2 、γ64QAM ＝２１δ2 ／σN 2 として算出される。ここで、２δは最小信号点間（ユークリッド）距離、σN 2 は熱雑音の分散である。伝送オフモードは信号電力が０でチャネルの平均ＣＮＲが非常に低い場合に選択される。各変調方式における理論的平均ＢＥＲ（ビット誤り率）は、この平均ＣＮＲに基づいて算出される。
【００４７】
上述の変調指数ＭＬ毎の平均ＣＮＲの値を見ればわかるように、信号点間距離と熱雑音の比が同一つまりＥｓ／Ｎｏが同一で平均ＢＥＲが同一であれば、各変調指数ＭＬにおける平均ＣＮＲが異なる。言い換えれば、チャネルの平均ＣＮＲが観測された場合に、そのチャネルのＢＥＲを或るターゲットＢＥＲ以上に維持するためには（又はそのチャネルの平均ＢＥＲを或るターゲットＢＥＲに維持するためには）、その観測された平均ＣＮＲに対応する変調指数ＭＬの変調方式で通信を行えばよいことになる。
【００４８】
図２は、変調指数ＭＬ毎の、平均ＣＮＲ対ＢＥＲ特性の例を示す図である。この図から理解されるように、ＢＥＲが任意のターゲットＢＥＲ（Target BER）に固定された場合には、ＱＰＳＫ（ＭＬ＝２）、１６ＱＡＭ（ＭＬ＝４）、及び６４ＱＡＭ（ＭＬ＝６）の各変調方式における平均ＣＮＲの比は、δ／σN 2 対５δ／σN 2 対２１δ／σN 2 ≒0.048 対0.24対１ となる。そこで、チャネルのＢＥＲをターゲットＢＥＲ（Target BER）以上に維持するために、まず例えば６４ＱＡＭ変調方式において、ＢＥＲがターゲットＢＥＲに等しくなるような平均ＣＮＲ γ64QAM の絶対値γが算出され、これが６４ＱＡＭ変調方式と１６ＱＡＭ変調方式とを切替える平均ＣＮＲの閾値（切替ＣＮＲ γ64QAM ）とされる。次に、切替ＣＮＲ γ64QAM ＝γを0.24倍して得られる絶対値0.24γが、１６ＱＡＭ変調方式とＱＰＳＫ変調方式とを切替える平均ＣＮＲの閾値（切替ＣＮＲ γ16QAM ）とされる。更に、切替ＣＮＲ γ64QAM ＝γを0.048 倍して得られる絶対値 0.048γが、ＱＰＳＫ変調方式と伝送オフモード（Ｎｏ−ｓｅｎｄ）とを切替える平均ＣＮＲの閾値（切替ＣＮＲ γQPSK）とされる。このようにして得られる例えば３つの切替ＣＮＲ γ，0.24γ，及び 0.048γを用いて、送信時には次のような制御が実現される。まず、伝送チャネルにおける平均ＣＮＲが観測される。次に、観測された平均ＣＮＲが切替ＣＮＲ γより大きければ、６４ＱＡＭ変調方式による送信が実行される。観測された平均ＣＮＲが切替ＣＮＲ 0.24γとγの範囲内にあれば、１６ＱＡＭ変調方式による送信が実行される。観測された平均ＣＮＲが切替ＣＮＲ 0.048γと0.24γの範囲内にあれば、ＱＰＳＫ変調方式による送信が実行される。観測された平均ＣＮＲが切替ＣＮＲ 0.048γ以下であれば、システムの規定に基づいて、伝送オフとされるか、或いは、ＱＰＳＫ変調方式による送信が実行される。
【００４９】
以上の適応変調制御動作を図１に示されるＴＤＤシステムにあてはめると、まず相関チャネル１０２に対する平均ＣＮＲの観測は各受信機１０３内の受信電力測定器１０９が平均受信電力γr の観測動作として行い、その観測結果と変調指数ＭＬ毎の切替ＣＮＲ γMLとに基づく変調指数ＭＬの決定動作は各送信機１０１内の変調指数決定部１０５が行う。
【００５０】
以上のような送信方式では、上述のようにして動的に選択される変調方式のそれぞれに、生成される送信信号の平均送信電力が予め規定された所定値になるような制御が組み込まれている。図１の例では、各送信機１０１内の適応変調／符号器１０４に上記制御が組込まれている。
【００５１】
このようにして、チャネルパワー利得によって変調指数のみが変化させられることにより、セルラなど基地局が密集しているシステムへの適応変調方式の適用が可能となる。また、ＣＮＲではなく、単純な変換式により他の信号電力基準も適用できるため、受信電力としてＥｂ／Ｎｏ、Ｅｓ／Ｎｏ、およびＳＮＲなどを用いてもよい。
【００５２】
ここで、受信側における受信レベル変動（例えば図１０中のｇ(i) ）の補償方式として、内挿パイロット信号方式などが知られている。この方式は、最大フェージング周波数のナイキスト間隔よりも小さい間隔でパイロットシンボルをチャネルに内挿することにより、特にフェージングにおける位相変動を補償するものである。この場合、ＳＮＲの復元は不可能であるが、振幅変調方式における相対値の補償は可能である。つまり、パイロットシンボルを最大振幅を持つ信号点とすれば、その最大振幅に対する送信信号点の相対位置だけは補償されるのである。
【００５３】
何らかのフェージング補償方式が用いられるとすると、その補償後のデータでは位相情報が復元され、そのデータはその瞬時のＳＮＲに応じた雑音を含む振幅情報を有していると考えられる。そこで、各変調指数ＭＬに対応する復調／復号処理毎に、各処理において適当な複数シンボル（Ｌシンボル）の間で復元される各復元データとその変調指数ＭＬにおいて受信されるべき信号点との距離のうちの最小値の自乗誤差ｄ2 MLが算出される。
【００５４】
【数１】
【００５５】
図３は、１６ＱＡＭ変調方式における上記自乗誤差ｄ2 MLの算出原理を示す図である。ここで、数１式の右辺括弧内の減算値（第２項）は、変調指数ＭＬにおいて受信されるべき信号点の中で実際の受信信号ｒ(i) に最も近い信号である。
【００５６】
ここで、前述のように送信信号の平均電力が一定という条件のもとでは、受信信号が、その受信信号に対する送信側の変調指数と同じ変調指数で復調された場合には、その変調指数についての数１式によって算出される自乗誤差ｄ2 MLは、理想的（雑音が０の場合）には０になるはずである。一方、受信信号が、その受信信号に対する送信側の変調指数とは異なる変調指数で復調された場合には、その変調指数についての自乗誤差ｄ2 MLは一定の分散を持った値になるはずである。
【００５７】
従って、各変調指数ＭＬに対応する復調／復号処理毎に数１式に基づいて算出される自乗誤差ｄ2 MLを受信側の変調指数ＭＬの推定のために用いることは、妥当な選択であると考えられる。定性的には、各変調指数ＭＬに対応する復調／復号処理毎に数１式に基づいて算出される自乗誤差ｄ2 MLのうちの最小値に対応する変調指数が、受信側で推定される変調指数ということになる。
【００５８】
さて前述したように、送信側ではチャネルの平均ＣＮＲに基づいて変調指数ＭＬが切り替えられる。よって、その受信レベルによって重み付けを行うことで、より確度の高い情報が得られるはずである。本発明においては、前述してように変調指数ＭＬを切り替えるための切替ＣＮＲ γMLは、相対的に一定比を有するため、前述したように代表値（例えば前述した絶対値γ）が決定すればその相対値（例えば前述0.24γ/0.048γ）も一意に決定される。
【００５９】
以上の点を考慮して、受信側において、各変調指数ＭＬが送信側の変調指数である確からしさを判定するための変調指数ＭＬ毎の尤度関数を、次式のように定義する。
【００６０】
【数２】
【００６１】
ここで、ｆ（γML，γr ）は、前述した数１式で算出される自乗誤差ｄ2 MLによる推定をより確度高いものとするための重み関数であり、変調指数ＭＬ毎の切替ＣＮＲ γMLと、受信データの測定区間（Ｌシンボル区間）における平均受信電力γr との距離、つまり信頼度に比例した関数である。また、演算子「＊」は結合演算子であり、その一例は乗算演算子である。尤度関数λMLは相対値比較でも構わないため、上記重み関数ｆ（γML，γr ）は或る変調方式においては定数であってもよい。この重み関数ｆ（γML，γr ）は、定性的には、ＳＮＲが小さくなればなるほど小さい値の変調指数ＭＬが推定されるように働き、その逆では大きい値の変調指数ＭＬが推定されるように働く。
【００６２】
以上より、本発明では、各変調指数ＭＬに対応する尤度関数λMLのうちの最尤値に対応する変調指数が、受信側での推定結果として用いられる。
上述の最尤推定方式は、チャネルパワー利得に基づいて変調指数のみを変化させる適応変調方式に対して有効であるのみならず、変調指数の制御に加えて適応電力制御も行うような適応変調方式に対しても有効である。この場合には、数２式の重み関数ｆ（γML，γr ）が有効に機能する（数１式はすべてのＭＬに対して同じであるため）。
（２）通信システムのサービスとしては、平均スループットを一定にするということは非常に重要な要因となる。例えばＡＴＭ（非同期転送モード）通信方式におけるＣＢＲ（Constant Bit Rate ）サービスなどが、平均スループット一定を必要条件としている。適応変調方式は、回線品質を一定に保持するために、チャネルの状況に応じた変調指数を提供する適応レート制御を行っている。
【００６３】
ここで特に、瞬時値の変化に対応して適応制御を行う適応変調方式の場合は、その瞬時（若しくは短区間）において、ＢＥＲ：一定／レート：可変を実現するが、長時間の変動に対しては何らの保証もしていない。よって、長時間（複数ブロック）における平均受信電力を一定とするような送信電力制御を行うことにより、ＢＥＲ：一定／レート：一定を実現することが考えられる。この送信電力制御は、上述したような、瞬時値に追従する送信電力制御（図１参照）ほどは干渉の増大を引き起こさないまでも、ある程度の影響は否めない。特に、セルのエッジに存在する移動端末は、定常的に平均受信電力が小さいため、これらの端末の送信電力はかなり大きいと考えられる。
【００６４】
そこで、瞬時における適応制御が前述のようなものであったとしても、長時間においてＢＥＲ：可変／レート：一定となるような適応制御システムも十分考えられる。これは、一切の送信電力制御を行わないシステムであり、長時間における平均ＢＥＲを一定に保持することは保証しないが、平均スループット（つまり伝送レート）が一定になるような保証をするものである。このシステムは、例えば前記セルエッジに存在する移動端末においては、所望のＢＥＲは保証できないが、伝送レートはシステムで規定された或る一定値になるような制御を行う。より具体的には、このシステムは、相関チャネルであれば送信側で、無相関チャネルであれば受信側で、平均スループットを測定し、それが或る閾値を下回った場合には、(a) 各切替ＣＮＲを上側にシフトさせることにより瞬時のスループットを向上させる（ＢＥＲは大きくなる）、又は(b) 受信レベルが切替ＣＮＲより小さくても変調指数を変更しない、等の制御を実行する。
【００６５】
ここでは、上記(a) の制御方式を考える。まず、変調指数ＭＬの推定を行う側つまり受信側において、送信側と同じ平均スループット測定アルゴリズムが実装されることにより、ブロック毎に送信側と受信側とで同じ切替ＣＮＲが使用されるような制御が行われる。当然、送信側と受信側とで同じ判定基準が適用されるため、ブロック毎に切替ＣＮＲの情報を伝送する必要はない。そして、前述の数２式で示される変調指数ＭＬ毎の尤度関数λMLを、次式のように修正する。
【００６６】
【数３】
【００６７】
ここで、変調指数ＭＬ毎の切替ＣＮＲ γML(blk(i))は、平均スループットを保持するために与えられたｉ番目のブロックの切替ＣＮＲである。
（３）上記（２）ではブロック毎に送信側と受信側とで同じ切替ＣＮＲが使用されるような制御が実行された。ここでは、上記（２）と同様に受信側において送信側と同じ平均スループット測定アルゴリズムが実装されるが、ブロック毎に、各変調指数ＭＬの切替ＣＮＲ γMLは変更せずに、数２式で示される各変調指数ＭＬの尤度関数λMLに更に、受信側で測定される平均スループットに基づく重み付けをする。すなわち、前述の数２式で示される変調指数ＭＬ毎の尤度関数λMLを、次式のように修正する。
【００６８】
【数４】
【００６９】
ここで、κ(blk(i)),ML)は、上述のように平均スループットを保持するために、現在設定されている変調指数を維持することを目的としたｉ番目のブロックに対する重み関数である。つまり、ここでは、当該変調指数ＭＬの尤度が高くなるような重み付けがなされる。
【００７０】
例えば平均スループットが保持されている場合は、
【００７１】
【数５】
【００７２】
である。一方、平均スループットが保持されない場合には、現在設定されている変調指数に対して、若しくは場合によってはチャネルの状況に反して変調指数を大きくする場合も考えられるので設定されている変調指数より大きい変調指数に対して、
【００７３】
【数６】
【００７４】
となるような設定が行われる。ここでは尤度関数λMLの値が小さいほど尤度は高いため、上記数６式により、現在設定されている変調指数若しくはそれよりも大きい変調指数が推定され易くなる。
【００７５】
図４は、送信側の伝送フォーマットの一例を、従来方式と本発明とで比較して示した図である。なお、フェージング補償用制御信号などは除かれている。ここでは、推定シンボル長Ｌ、フレーム長をＮFL（＞Ｌ）とする。図４(a) に示される従来方式のフォーマットでは更に、データ長ＮFLの情報信号の他にデータ長ＮMLの変調指数制御信号が変調指数を変化させる周期（例えば正規化フェージング周期）毎に内挿されている。これに対して、本発明では、この変調指数信号を持たず、システムで規定された上述の周期毎に、チャネル状態に応じた変調指数ＭＬで変調されたデータ長ＮFLの情報信号のみが伝送される。本発明では、受信側において、上述した数２式、数３式、又は数４式で定義される尤度関数λMLに基づいて、上記情報信号のみから変調指数ＭＬを推定し、参照信号無しにデータを復元することが可能となる。
以上の動作原理に基づく本発明の各実施の形態について順次説明する。
＜本発明の第１の実施の形態＞
図５は、図１に示されるシステムにおける受信機１０３の、本発明の第１の実施の形態の構成図である。図５において、図１の場合と同じ番号が付された部分は、図１においてその同じ番号が付された部分と同じ機能を有する。
【００７６】
まずＱＰＳＫデマッパ(demapper ）５０６、１６ＱＡＭデマッパ５０７、６４ＱＡＭデマッパ５０８は、ＮFLディレイ回路５０２を介して受信したＮFLフレーム長毎（図４(b) 参照）の受信信号フレーム５０１に対して、各デマッパに対応する変調指数ＭＬ＝２、４、６、８の復調／復号処理を実行し、ＮFLフレーム長の各復元データのうちのＬシンボルずつ（図４(b) 参照）を、Ｌディレイ回路５１０、５１１、５１２にそれぞれ一時保持する。これらのディレイ回路５１０〜５１２は、次に説明する各推定部５０３〜５０５での変調指数ＭＬの推定処理に必要なＬシンボル分の遅延を調整するための回路である。
【００７７】
次にＱＰＳＫ推定部５０３、１６ＱＡＭ推定部５０４、６４ＱＡＭ推定部５０５は、数２式に基づき、ＮFLディレイ回路５０２を介して受信した受信信号フレーム５０１中のＬシンボル毎（図４(b) 参照）に、各推定部に対応する各変調指数ＭＬ＝２、４、６、８の尤度関数λQPSK、λ16QAM 、λ64QAM を演算する。
【００７８】
そして、最小値セレクタ５０９が、各尤度関数λQPSK、λ16QAM 、λ64QAM のうち、最小値を有するものを選択し、データセレクタ１１１に対し、その最小値に対応するＬディレイ回路（５１０〜５１２のうちの何れか）の出力を受信信号５１３として出力させる。
【００７９】
伝送オフ抽出部５１４は、受信電力測定器１０９が平均受信電力γr ＝０（又はその近似値）を通知してきた場合に、伝送オフを検出する。
ここで、ＱＰＳＫ推定部５０３、１６ＱＡＭ推定部５０４、６４ＱＡＭ推定部５０５における、数２式に基づく各尤度関数λQPSK、λ16QAM 、λ64QAM の具体的な演算動作について説明する。
【００８０】
まず、数２式において、各自乗誤差ｄ2 ML＝ｄ2 QPSK、ｄ2 16QAM 、ｄ2 64QAM は、ＱＰＳＫデマッパ５０６、１６ＱＡＭデマッパ５０７、６４ＱＡＭデマッパ５０８のそれぞれからにおける復調動作の過程で算出できる。
【００８１】
次に、数２式において、各重み関数ｆ（γML，γr ）を算出するための平均ＣＮＲ＝平均受信電力γr は、図１に示される、受信機１０３内の受信電力測定器１０９が、次式に基づいて算出する。
【００８２】
【数７】
【００８３】
ここで、γr (i) は、フレーム長ＮFLを有するフレーム内の各シンボルの受信電力の瞬時値を示す。
次に、数２式において、各重み関数ｆ（γML，γr ）＝ｆ（γQPSK，γr ），ｆ（γ16QAM ，γr ），ｆ（γ64QAM ，γr ）は、例えば下記数８式〜数１０式、および結合演算子を乗算演算子として定義することにより、良好な変調指数ＭＬの推定特性が得られる。
【００８４】
【数８】
【００８５】
【数９】
【００８６】
【数１０】
【００８７】
ここで、γは、切替ＣＮＲの最大値、つまりγ64QAM の絶対値である。
この結果、図５のＱＰＳＫ推定部５０３、１６ＱＡＭ推定部５０４、６４ＱＡＭ推定部５０５は、それぞれ、受信機１０３内の受信電力測定器１０９から通知される平均受信電力γr （数７式）と、数８式〜数１０式及び数２式から得られる下記数１１式〜数１３式とに基づき、各尤度関数λQPSK、λ16QAM 、λ64QAM を算出することができる。
【００８８】
【数１１】
【００８９】
【数１２】
【００９０】
【数１３】
【００９１】
上記算出式から、本実施の形態では、雑音レベルを測定せずに、例えば受信レベル信号（ＲＳＳＩ）のみから各尤度関数を算出できることがわかる。
例えば、（γr ／γ）≧１のとき６４ＱＡＭ（ＭＬ＝６）、１＞（γr ／γ）≧0.24のとき１６ＱＡＭ（ＭＬ＝４）、0.24＞（γr ／γ）≧0.048 のときＱＰＳＫ（ＭＬ＝２）、0.048 ＞（γr ／γ）のとき伝送オフとなる。このとき、α＝0.6 ，β＝8.0 において良好な特性を示す。
【００９２】
更に、切替ＣＮＲを２ｄＢ低い値（×0.6 ）で設定する場合は、（γr ／γ）≧0.6 のとき６４ＱＡＭ、0.6 ＞（γr ／γ）≧0.14のとき１６ＱＡＭ、0.14＞（γr ／γ）≧0.029 のときＱＰＳＫ、0.029 ＞（γr ／γ）のとき伝送オフとなる。このとき、α＝0.6/0.6 ＝1.0 ，β＝8.0*0.6 ＝4.8 において、上述の場合と同等に良好な特性を示す。
【００９３】
また、切替レベル対受信レベル比（γr ／γ）は、送受信における雑音レベルが同一であれば、測定シンボル区間を十分に長く確保することにより（例えば前述のフレーム長ＮFL）、下記数１４式で示される、１ブロック内のチャネル利得の平均 外１ と同一であることは明らかである。よって、なんらかの手段によ
【００９４】
【外１】
【００９５】
りチャネル利得そのもの（８(i) ）が得られれば、これで代用することが可能となる。
【００９６】
【数１４】
【００９７】
また、瞬時値が変動してもそれに比べて長い区間における平均受信電力が一定であるならば、それに応じた切替値（相対値かつ固定値）を設定することで、受信レベル変動が或る確立密度分布で規定される場合に限り、平均スループットを一定に保持できることも明らかである。
【００９８】
そこで、受信レベルの変動要因を瞬時値（Rayleigh fading ）のみとしてシミュレーションを行った。実システムにおいては、基地局−端末間距離変動による距離減衰及びビルなどの遮弊物によるシャドーイング変動（短区間中央値変動）なども重畳しているが、本実施の形態による変調指数ＭＬの推定方式が受信レベルのみに追従することから、これらを省略しても問題はない。
【００９９】
図６及び図７は、それぞれα＝1.0 ，β＝5.0 、最大切替ＣＮＲ／平均電力比＝0.6 、平均スループット＝4.8 ビット／シンボルで、
(1) 変調方式：送信なし／ＱＰＳＫ／１６ＱＡＭ／６４ＱＡＭ、測定シンボル数：２０、 正規化フェージング周期（ｆｄＴs ）：0.001 （図６）
(2) 変調方式：送信なし／ＱＰＳＫ／１６ＱＡＭ／６４ＱＡＭ、測定シンボル数：６０、 正規化フェージング周期（ｆｄＴs ）：0.000125 （図７）
とした場合の推定誤差（ＥＥＲ）特定及び正しく推定されたブロックにおけるビット誤り率（ＢＥＲ）特性である。
【０１００】
これらの図から明らかなように、ＢＥＲ＝10-2を満たすような低いＣＮＲつまりＳＮＲにおいても３桁以上、ＳＮＲの改善比では情報ビットに対し５ｄＢ以上高品質な推定精度が得られた。これは、ＮFL＝1000ビット程度のフレームであれば、推定誤り（ＥＥＲ）によるフレーム誤り（ＦＥＲ）は全く情報信号のＢＥＲに影響しないことを示している。変調指数信号を制御ビットで送信する従来方式ではかなりの冗長度が要求され伝送効率の大なる低下は避けられないことを考えると、本実施の形態のシステムは大変に優れた方式であることがわかる。例えば、ＳＮＲにおいて最も高品質な回線を提供するＱＰＳＫで固定的に制御信号が送信される場合であっても、前述の条件下では、回線品質を１０ｄＢ以上改善させなければならず、その実現は冗長度の増大を許し、誤り訂正などを用いたとしても非現実的なものとなる。
＜本発明の第２の実施の形態＞
図８は、図１に示されるシステムにおける受信機１０３の、本発明の第２の実施の形態の構成図である。図８において、本発明の第１の実施の形態に係る図５の場合と同じ番号が付された部分は、図５においてその同じ番号が付された部分と同じ機能を有する。
【０１０１】
図８の構成は、ＱＰＳＫ推定部５０３、１６ＱＡＭ推定部５０４、６４ＱＡＭ推定部５０５が、数３式に基づく各尤度関数λQPSK、λ16QAM 、λ64QAM の演算を実現するものである。
【０１０２】
図８において、平均スループット測定器８０１は、データセレクタ１１１から出力される受信信号５１３及び伝送オフ抽出部５１４から出力される伝送オフ信号に基づき、所定ブロックblk(i)毎の平均スループットを算出し、それを切替ＣＮＲ算出部８０２に通知する。
【０１０３】
切替ＣＮＲ算出部８０２は、ブロックblk(i)毎に通知される平均スループットに対応する各切替ＣＮＲ γML(blk(i))＝γQPSK(blk(i))，γ16QAM (blk(i))，γ64QAM (blk(i))を、ＱＰＳＫ推定部５０３、１６ＱＡＭ推定部５０４、６４ＱＡＭ推定部５０５に通知する。
【０１０４】
各推定部５０３〜５０５は、例えばそれぞれ、数１１式〜数１３式に基づいて各尤度関数λQPSK、λ16QAM 、λ64QAM を演算する。この場合には、切替ＣＮＲ算出部８０２からＱＰＳＫ推定部５０３、１６ＱＡＭ推定部５０４、６４ＱＡＭ推定部５０５に通知する情報は、ブロックblk(i)毎に通知される平均スループットに対応する絶対値γ(blk(i))のみでよい。
＜本発明の第３の実施の形態＞
図９は、図１に示されるシステムにおける受信機１０３の、本発明の第３の実施の形態の構成図である。図９で、本発明の第１の実施の形態に係る図５の場合又は本発明の第２の実施の形態に係る図８の場合と同じ番号が付された部分は、図５又は図８においてその同じ番号が付された部分と同じ機能を有する。
【０１０５】
図９の構成は、ＱＰＳＫ推定部５０３、１６ＱＡＭ推定部５０４、６４ＱＡＭ推定部５０５が、数４式に基づく各尤度関数λQPSK、λ16QAM 、λ64QAM の演算を実現するものである。
【０１０６】
図９において、平均スループット測定器８０１は、データセレクタ１１１から出力される受信信号５１３及び伝送オフ抽出部５１４から出力される伝送オフ信号に基づき、所定ブロックblk(i)毎の平均スループットを算出し、それを重み関数算出部９０１に通知する。
【０１０７】
重み関数算出部９０１は、ブロックblk(i)毎に通知される平均スループットに対応する各重み関数κ(blk(i)),ML)＝κ(blk(i)),QPSK)，κ(blk(i)),16QAM) ，κ(blk(i)),64QAM) を、ＱＰＳＫ推定部５０３、１６ＱＡＭ推定部５０４、６４ＱＡＭ推定部５０５に通知する。
【０１０８】
各推定部５０３〜５０５は、例えばそれぞれ、数１１式〜数１３式の各右辺に上述の各重み関数を乗算する形式で、各尤度関数λQPSK、λ16QAM 、λ64QAM を演算する。
【０１０９】
【発明の効果】
本発明によれば、チャネルパワー利得に基づいて変調指数のみを変化させる適応変調方式又は変調指数の制御に加えて適応電力制御も行うような適応変調方式のいずれにおいても、送信側において制御信号を何ら送信することなく、受信側において変調指数を最尤推定することが可能となる。
【０１１０】
また、本発明によれば、平均スループットが向上しないような通信環境下において、ビット誤り率を制御することにより平均スループットを一定に維持する通信を実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態のシステム構成図である。
【図２】本発明の実施の形態における切替ＣＮＲ対ＢＥＲ特性の例を示す図である。
【図３】信号点間距離（１６ＱＡＭ）の説明図である。
【図４】伝送フォーマット図である。
【図５】受信機の第１の実施の形態の構成図である。
【図６】本発明の実施の形態の特性説明図（その１）である。
【図７】本発明の実施の形態の特性説明図（その２）である。
【図８】受信機の第２の実施の形態の構成図である。
【図９】受信機の第３の実施の形態の構成図である。
【図１０】適応変調方式の原理説明図である。
【符号の説明】
１０１ 送信機
１０２ 相関チャネル
１０３ 受信機
１０４ 適応変調／符号器
１０５ 変調指数決定部
１０６、１１１ データセレクタ
１０７ 復調／復号器
１０８ パイロット補助チャネル推定器
１０９ 受信電力測定器
１１０ 変調指数推定部
５０１ 受信フレーム
５０２ ＮFLディレイ回路
５０３ ＱＰＳＫ推定部
５０４ １６ＱＡＭ推定部
５０５ ６４ＱＡＭ推定部
５０６ ＱＰＳＫデマッパ
５０７ １６ＱＡＭデマッパ
５０８ ６４ＱＡＭデマッパ
５０９ 最小値セレクタ
５１０、５１１、５１２ Ｌディレイ回路
５１３ 受信信号
５１４ 伝送オフ抽出部
８０１ 平均スループット測定器
８０２ 切替ＣＮＲ算出部
９０１ 重み関数算出部
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動通信システム等に適用可能であって、特にチャネルパワー利得に基づいて変調指数を変化させる適応変調方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル通信、特に移動通信システムにおいは、外乱であるフェージング変動によって、回線品質（例えばビット誤り率）が著しく劣化することが知られている。これは、信号波が、散乱波を含む遅延波による影響を受ける結果、生じる現象であり、信号波の振幅及び位相の変動が時変的に発生する。このフェージング変動の範囲は数十ｄＢ以上である。
【０００３】
フェージングチャネルに適応しない変調方式（以後、非適応変調方式と呼ぶ）は、変調指数（Modulation Level）が固定である変調方式である。この非適応変調方式が採用される場合には、フェージングによりレベルが落ち込む（ディープフェードする）期間においてシステムが許容できる特性を維持するために、かなり大きなリンクマージンを確保する必要があった。リンクマージンを確保するためには、例えば、伝送帯域を犠牲にした強力な誤り訂正を適用しなければならない。即ち、非適応変調方式が採用されるシステムは最悪状態を基準として設計されている。このため、このようなシステムでは、良好及び劣悪なチャネル状態が時変的に発生するフェージングチャネルにおいて、通信容量（チャネルキャパシティ）が１００％活用されていなかった。
【０００４】
近年、このフェージングチャネルにおけるチャネルキャパシティを１００％活用することを目的とした適応変調方式の研究開発が活発に行われている。
変調方式のビット誤り率特性（受信機特性）は、その変調方式における信号点間距離対雑音比、即ちＥｂ／Ｎｏ（若しくはＥｓ／Ｎｏ）に依存しており、これは変調方式によらない。
【０００５】
通信特性を向上させるための誤り訂正技術も、冗長ビットを用いることによりこの信号点間距離を等価的に拡大する技術である。
非適応変調方式が採用される従来システムでは、要求ビット誤り率が最悪条件において満たされることを基準にした最悪値設計を行っている。しかし、最悪条件の時間率は一般にかなり小さい。このため、大部分の時間においては、要求ビット誤り率若しくは要求Ｅｂ／Ｎｏ（Ｅｓ／Ｎｏ）よりも良好な状態で通信が行われていることになる。そこで、チャネル状態に応じて、送信電力レベル、伝送シンボルレート、変調指数、誤り訂正における符号化率（若しくは訂正方式）、及びこれらの組合せを適応的に変化させて、要求ビット誤り率を維持するように制御することによって、最適伝送を実現できる。これが適応変調方式の原理である。
【０００６】
即ち、適応変調方式が採用されるシステムにおいては、チャネル状態の良好な期間では、情報ができるだけ多く伝送され、チャネル状態が劣悪な期間では、伝送レートが下げられ又は送信が中断される。
【０００７】
適応変調方式の原理図を、図１０(a) に示す。この図において、ｘ(i) は第１の局であるＡ局の送信機１００１から出力される送信信号、ｙ(i) はＡ局に対向する第２の局であるＢ局の受信機１００３で受信される受信信号、ｇ(i) はＡ局とＢ局を接続するチャネル１００２においてＡ局から送信された送信信号ｘ(i) が受けるフェージング変動、ｎ(i) はチャネル１００２においてＡ局から送信された送信信号ｘ(i) に重畳されるノイズ信号である。
【０００８】
双方向通信システムの場合には、伝送方向が互いに逆である２組の図１０(a) に示されるシステムが存在する。
チャネル１００２が、第１方向（Ａ局→Ｂ局）リンクのフェージングと第２方向（Ｂ局→Ａ局）リンクのフェージングとが相関のあるチャネル、例えばＴＤＤ（時分割多重）チャネルである場合には、下記制御が実行される。
【０００９】
まず、第１方向リンク上のＢ局の受信機１００３内のチャネル推定器１００６は、受信信号ｙ(i) に含まれる変調指数情報に基づいてチャネル１００２のパワー利得を推定し、算出した推定情報をそのＢ局の受信機１００３内の復調／復号器１００７に通知する。その復調／復号器１００７は、第１方向リンクから受信した受信信号ｙ(i) に対して、上記推定情報に応じた復調／復号処理を実行する。また、上記Ｂ局の受信機１００３内のチャネル推定器１００６は、それが算出した推定情報（或いはこれに外挿補間を行って得られる推定情報）を、第２方向リンク上のＢ局の送信機１００１内の適応変調／符号器１００４に通知する。適応変調／符号器１００４は、その通知された推定情報に従って変調指数情報を設定し、送信信号ｘ(i) を上記変調指数情報と共にチャネル１００２内の第２方向リンクに送信する。
【００１０】
第２方向リンク上のＡ局の受信機１００３内のチャネル推定器１００６は、受信信号ｙ(i) に含まれる変調指数情報に基づいてチャネル１００２のパワー利得を推定し、算出した推定情報をそのＡ局の受信機１００３内の復調／復号器１００７に通知する。その復調／復号器１００７は、第２方向リンクから受信した受信信号ｙ(i) に対して、上記推定情報に応じた復調／復号処理を実行する。また、上記Ａ局の受信機１００３内のチャネル推定器１００６は、それが算出した推定情報（或いはこれに外挿補間を行って得られる推定情報）を、第１方向リンク上のＡ局の送信機１００１内の適応変調／符号器１００４に通知する。この適応変調／符号器１００４は、その通知された推定情報に従って変調指数情報を設定し、送信信号ｘ(i) を上記変調指数情報と共にチャネル１００２内の第１方向リンクに送信する。
【００１１】
このようにして、変調指数情報のピンポン伝送が実現される。
一方、チャネル１００２が、第１方向リンクのフェージングと第２方向リンクのフェージングとが相関の無いチャネル、例えばＦＤＤ（周波数分割多重）チャネルである場合には、下記制御が実行される。
【００１２】
まず、第１方向リンク上のＢ局の受信機１００３内のチャネル推定器１００６は、受信信号ｙ(i) に含まれる変調指数情報に基づいてチャネル１００２のパワー利得を推定し、算出した推定情報をそのＢ局の受信機１００３内の復調／復号器１００７に通知する。その復調／復号器１００７は、第１方向リンクから受信した受信信号ｙ(i) に対して、上記推定情報に応じた復調／復号処理を実行する。また、上記Ｂ局の受信機１００３内のチャネル推定器１００６は、それが算出した推定情報（或いはこれに外挿補間を行って得られる推定情報）を、第１方向リンク用のフィードバックチャネル１００８を使って、第１方向リンク上のＡ局の送信機１００１（図１０(a) ）内の適応変調／符号器１００４にフィードバックさせる。この適応変調／符号器１００４は、そのフィードバックされた変調指数情報を設定し、送信信号ｘ(i) を上記変調指数情報と共にチャネル１００２内の第１方向リンクに送信する。
【００１３】
第２方向リンクについても、上記と全く同様のフィードバック機構が必要となる。
図１０(a) において、送信機１００１内の送信電力制御部１００５は、受信側でのビット誤り率が一定となるようなパワー適応処理を実現する。
【００１４】
図１０(b) は、送信機１００１内の適応変調／符号器１００４及び受信機１００３内の復調／復号器１００７において選択され得る各変調方式の信号点配置の例を示す図であり、ＱＰＳＫ（Quadri-Phase Shift Keying ）、１６ＱＡＭ（16 Quadrature Amplitude Modulation）、６４ＱＡＭ等のあらゆる変調方式が選択可能である。
【００１５】
上述したように、適応変調方式は、非適応変調方式と比較した場合に、変調方式の適応制御に関する処理部を有するため、通信特性と演算量（複雑度）に関してトレードオフを有する。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、上述の従来の適応変調方式では、送信機１００１が送信する送信信号ｘ(i) には、上述のように、その送信機１００１内の適応変調／符号器１００４で設定された変調指数情報を制御信号として重畳する必要があるため、信号の伝送効率が低下してしまうという問題点を有していた。
【００１７】
この制御信号は、チャネル状態の変化に応じて（例えば正規化フェージング周期）伝送されなければならない。そして、この制御信号の受信誤りは当該変調指数で変調された送信信号１ブロック分の全ての受信情報の紛失を引き起こすため、この制御信号の受信誤り率をかなり低く抑えなければならない。このため、従来の適応変調方式では、制御信号の誤り訂正のためのオーバーヘッド情報も必要になってしまうという問題点を有していた。
【００１８】
なおこれまでに、他の目的で用いられる制御信号中（例えばプリアンプル）に変調指数情報を埋め込み、受信側で復調（推定ではない）することにより、伝送効率の低下を防止する方式も提案されているが、上記制御信号のパターンに制限が加わるため、一般性、汎用性に欠けるものであった。
【００１９】
また、このような適応変調において、図１０のアとして示されるように、瞬時Ｅｓ／ＮｏつまりＢＥＲ（ビットエラーレート）が同一になるような適応電力制御を行うと、シングルユーザにおける伝送効率は最適となる反面、セルラーシステムなどでは他セル、他ユーザへの干渉が増加し、チャネル容量の著しい低下を引き起こすという問題がある。
【００２０】
よって、セルラなど基地局が密集しているシステムにおいては、図１０のイとして示されるように、チャネルパワー利得によって変調指数のみを変化させる方式が有効である。このような方式により、平均送信電力（図中、記号Ｓの上にバー「−」が付加されたもの）は、変調指数に依らず一定となる。本出願が先に出願した特願平１０−０７０７９７出願では、適応電力制御が行われることを前提とした最尤推定を行っている。このため、上記先願特許を、チャネルパワー利得によって変調指数のみを変化させる方式に、適用することはできなかった。
【００２１】
本発明の課題は、特にチャネルパワー利得に基づいて変調指数のみを変化させる適応変調方式において、送信側において制御信号を何ら送信することなく、受信側において変調指数を最尤推定可能とすることにより、信号の伝送効率の低下を防止することにある。ただし、前述した送信電力を適用制御するシステムにおいてもいかなる変更点もなく、特性的にも何ら問題なく用いることができる。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、伝搬路の状況に応じて適応的に変調指数を制御する無線伝送方法／システムを前提とする。
【００２３】
本発明の第１の態様は、以下の構成を有する。
まず、変調指数毎に、その変調指数において受信されるべき各信号点と受信信号の信号点との各距離のうちの最小値の自乗誤差が算出される。
【００２４】
また、受信信号の受信電力レベルが測定される。
次に、各変調指数毎に算出された自乗誤差に、その変調指数を切替える切替電力レベルと受信電力レベルとから算出される重みを演算して得られる値が、その各変調指数毎の尤度値として算出される。
【００２５】
そして、各変調指数毎の尤度値のうち最尤値に対応する変調指数が、受信信号の変調指数として推定される。
本発明の第２の態様は、以下の構成を有する。
【００２６】
まず、変調指数毎に、その変調指数において受信されるべき各信号点と受信信号の信号点との各距離のうちの最小値の自乗誤差が算出される。
また、受信信号の平均スループットが測定される。
【００２７】
次に、その平均スループットに基づいて、各変調指数を切り替える各切替電力レベルが変更される。
また、受信信号の受信電力レベルが測定される。
【００２８】
続いて、各変調指数毎に算出された自乗誤差に、その変調指数に対応する切替電力レベルと受信電力レベルとから算出される重みを演算して得られる値が、その各変調指数毎の尤度値として算出される。
【００２９】
そして、各変調指数毎の尤度値のうち最尤値に対応する変調指数が、受信信号の変調指数として推定される。
本発明の第３の態様は、以下の構成を有する。
【００３０】
まず、変調指数毎に、その変調指数において受信されるべき各信号点と受信信号の信号点との各距離のうちの最小値の自乗誤差が算出される。
また、受信信号の受信電力レベルが測定される。
【００３１】
また、受信信号の平均スループットが測定される。
次に、各変調指数毎に算出された自乗誤差に、その変調指数を切替える切替電力レベルと受信電力レベルと平均スループットとから算出される重みを演算して得られる値が、その各変調指数毎の尤度値として算出される。
【００３２】
そして、各変調指数毎の尤度値のうち最尤値に対応する変調指数が、受信信号の変調指数として推定される。
【００３３】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について詳細に説明する。
＜本発明の実施の形態のシステム構成＞
図１は、本発明の実施の形態のシステム構成図である。
【００３４】
本実施の形態では簡単のため、第１方向（Ａ局（＃Ａ）→Ｂ局（＃Ｂ））リンクのフェージングと第２方向（Ｂ局→Ａ局）リンクのフェージングとが相関のあるＴＤＤ（時分割多重）システムを対象としている。
【００３５】
Ａ局（＃Ａ）の送信機１０１内の適応変調／符号器１０４は、複数の変調指数のそれぞれ（変調指数ＭＬ）に対応する符号化及び変調処理を実行する。
Ａ局の送信機１０１内の変調指数決定部１０５は、Ａ局の受信機１０３内の受信電力測定器１０９から通知される平均受信電力γr と、変調指数ＭＬ毎の切替ＣＮＲ γMLとに基づいて送信信号の変調指数ＭＬを決定し、それをＡ局の送信機１０１内のデータセレクタ１０６に通知する。
【００３６】
Ａ局の送信機１０１内のデータセレクタ１０６は、適応変調／符号器１０４から出力される変調指数ＭＬ毎の変調信号のうち、変調指数決定部１０５から通知された変調指数に対応する変調信号を選択し、それをＢ局向けの送信信号として相関チャネル１０２に送出する。
【００３７】
Ｂ局（＃Ｂ）の受信機１０３内のパイロット補助チャネル推定器１０８は、相関チャネル１０２からの受信信号に含まれるパイロット信号に基づいて相関チャネル１０２のパワー利得を推定し、算出した推定情報をそのＢ局の受信機１０３内の復調／復号器１０７に通知する。
【００３８】
上記復調／復号器１０７は、受信信号に対して、上記推定情報に基づいて、各変調指数ＭＬに対応する復調／復号処理を実行する。このとき、復調／復号器１０７は、各変調指数ＭＬに対応する復調／復号処理毎に、各処理で復元される復元データとその変調指数ＭＬにおいて受信されるべき信号点との距離のうちの最小値の自乗誤差ｄ2 MLを算出し、各ｄ2 MLをＢ局の受信機１０３内の変調指数推定部１１０に通知する。
【００３９】
Ｂ局の受信機１０３内の受信電力測定器１０９は、受信信号につき、所定の測定区間毎の平均受信電力γr を測定し、それをＢ局の受信機１０３内の変調指数推定部１１０及びＢ局の送信機１０１内の変調指数決定部１０５に通知する。
【００４０】
Ｂ局の受信機１０３内の変調指数推定部１１０は、復調／復号器１０７から通知される変調指数ＭＬ毎の自乗誤差ｄ2 MLと、受信電力測定器１０９から通知される平均受信電力γr とに基づいて、受信信号の変調指数を最尤推定し、その推定結果をデータセレクタ１１１に通知する。
【００４１】
Ｂ局の受信機１０３のデータセレクタ１１１は、復調／復号器１０７から出力される変調指数ＭＬ毎の復元データのうち、変調指数推定部１１０から通知された変調指数に対応する復元データを選択し、それを受信信号として出力する。
【００４２】
Ｂ局の送信機１０１は、Ａ局の送信機１０１と同様の動作によってＡ局向けの送信信号を生成し、それを相関チャネル１０２に送出する。このとき、上記送信機１０１内の変調指数決定部１０５は、Ｂ局の受信機１０３内の受信電力測定器１０９から平均受信電力γr と、変調指数ＭＬ毎の切替ＣＮＲ γMLとに基づいて送信信号の変調指数ＭＬを決定する。
【００４３】
Ａ局の受信機１０３は、Ｂ局の受信機１０３と同様の動作によって、受信信号を復元する。このとき、上記受信機１０３内の受信電力測定器１０９は、受信信号に対して測定した平均受信電力γr を、Ａ局の送信機１０１内の変調指数決定部１０５に通知する。
【００４４】
以上のようにして、ＴＤＤによる双方向通信が実現される。
一方、チャネルが、双方向のそれぞれのフェージングが相関の無いチャネルとなるような通信システム、例えばＦＤＤ（周波数分割多重）システムの場合は、例えば図１０に示されるような形態でフィードバックチャネルを設けることにより対応することができ、ＴＤＤシステムとＦＤＤシステムの間に本質的な相違はない。
＜本発明の原理＞
上述のシステム構成に基づく本発明の実施の形態の更に具体的な構成及び動作について説明する前に、本発明の原理について、まず説明する。
（１）本発明は、各変調指数ＭＬの平均ＣＮＲ（キャリア対ノイズ比）の違いに着目するものである。
【００４５】
今、固定シンボル間隔Ｔｓを有するＳｑｕａｒｅ−ＱＡＭ変調方式につき考察する。変調指数ＭＬ＝ＭであるＭレベル変調方式は、Ｎ信号点（Ｎ＝２M ）を有し、暗黙的にＭビット／シンボルのスループットを有する。また各変調方式は、平均Ｅｓ／Ｎｏが平均ＳＮＲ（信号対雑音比）に等しくなるようなナイキストデータパルス（Ｂ＝１／Ｔｓ）を有すると仮定する。このような各変調方式のもとで、図１の受信機１０３において、フェージング補償がなされているとの仮定のもとで、受信信号についての平均ＣＮＲに基づいて変調指数ＭＬを制御することを考える。
【００４６】
例えば、４つの変調方式：伝送オフ（ＭＬ＝０）、ＱＰＳＫ（ＭＬ＝２）、１６ＱＡＭ（ＭＬ＝４）、及び６４ＱＡＭ（ＭＬ＝６）のそれぞれにおいて、平均ＣＮＲは、伝送オフの場合を除いてそれぞれ、γQPSK＝δ2 ／σN 2 、γ16QAM ＝５δ2 ／σN 2 、γ64QAM ＝２１δ2 ／σN 2 として算出される。ここで、２δは最小信号点間（ユークリッド）距離、σN 2 は熱雑音の分散である。伝送オフモードは信号電力が０でチャネルの平均ＣＮＲが非常に低い場合に選択される。各変調方式における理論的平均ＢＥＲ（ビット誤り率）は、この平均ＣＮＲに基づいて算出される。
【００４７】
上述の変調指数ＭＬ毎の平均ＣＮＲの値を見ればわかるように、信号点間距離と熱雑音の比が同一つまりＥｓ／Ｎｏが同一で平均ＢＥＲが同一であれば、各変調指数ＭＬにおける平均ＣＮＲが異なる。言い換えれば、チャネルの平均ＣＮＲが観測された場合に、そのチャネルのＢＥＲを或るターゲットＢＥＲ以上に維持するためには（又はそのチャネルの平均ＢＥＲを或るターゲットＢＥＲに維持するためには）、その観測された平均ＣＮＲに対応する変調指数ＭＬの変調方式で通信を行えばよいことになる。
【００４８】
図２は、変調指数ＭＬ毎の、平均ＣＮＲ対ＢＥＲ特性の例を示す図である。この図から理解されるように、ＢＥＲが任意のターゲットＢＥＲ（Target BER）に固定された場合には、ＱＰＳＫ（ＭＬ＝２）、１６ＱＡＭ（ＭＬ＝４）、及び６４ＱＡＭ（ＭＬ＝６）の各変調方式における平均ＣＮＲの比は、δ／σN 2 対５δ／σN 2 対２１δ／σN 2 ≒0.048 対0.24対１ となる。そこで、チャネルのＢＥＲをターゲットＢＥＲ（Target BER）以上に維持するために、まず例えば６４ＱＡＭ変調方式において、ＢＥＲがターゲットＢＥＲに等しくなるような平均ＣＮＲ γ64QAM の絶対値γが算出され、これが６４ＱＡＭ変調方式と１６ＱＡＭ変調方式とを切替える平均ＣＮＲの閾値（切替ＣＮＲ γ64QAM ）とされる。次に、切替ＣＮＲ γ64QAM ＝γを0.24倍して得られる絶対値0.24γが、１６ＱＡＭ変調方式とＱＰＳＫ変調方式とを切替える平均ＣＮＲの閾値（切替ＣＮＲ γ16QAM ）とされる。更に、切替ＣＮＲ γ64QAM ＝γを0.048 倍して得られる絶対値 0.048γが、ＱＰＳＫ変調方式と伝送オフモード（Ｎｏ−ｓｅｎｄ）とを切替える平均ＣＮＲの閾値（切替ＣＮＲ γQPSK）とされる。このようにして得られる例えば３つの切替ＣＮＲ γ，0.24γ，及び 0.048γを用いて、送信時には次のような制御が実現される。まず、伝送チャネルにおける平均ＣＮＲが観測される。次に、観測された平均ＣＮＲが切替ＣＮＲ γより大きければ、６４ＱＡＭ変調方式による送信が実行される。観測された平均ＣＮＲが切替ＣＮＲ 0.24γとγの範囲内にあれば、１６ＱＡＭ変調方式による送信が実行される。観測された平均ＣＮＲが切替ＣＮＲ 0.048γと0.24γの範囲内にあれば、ＱＰＳＫ変調方式による送信が実行される。観測された平均ＣＮＲが切替ＣＮＲ 0.048γ以下であれば、システムの規定に基づいて、伝送オフとされるか、或いは、ＱＰＳＫ変調方式による送信が実行される。
【００４９】
以上の適応変調制御動作を図１に示されるＴＤＤシステムにあてはめると、まず相関チャネル１０２に対する平均ＣＮＲの観測は各受信機１０３内の受信電力測定器１０９が平均受信電力γr の観測動作として行い、その観測結果と変調指数ＭＬ毎の切替ＣＮＲ γMLとに基づく変調指数ＭＬの決定動作は各送信機１０１内の変調指数決定部１０５が行う。
【００５０】
以上のような送信方式では、上述のようにして動的に選択される変調方式のそれぞれに、生成される送信信号の平均送信電力が予め規定された所定値になるような制御が組み込まれている。図１の例では、各送信機１０１内の適応変調／符号器１０４に上記制御が組込まれている。
【００５１】
このようにして、チャネルパワー利得によって変調指数のみが変化させられることにより、セルラなど基地局が密集しているシステムへの適応変調方式の適用が可能となる。また、ＣＮＲではなく、単純な変換式により他の信号電力基準も適用できるため、受信電力としてＥｂ／Ｎｏ、Ｅｓ／Ｎｏ、およびＳＮＲなどを用いてもよい。
【００５２】
ここで、受信側における受信レベル変動（例えば図１０中のｇ(i) ）の補償方式として、内挿パイロット信号方式などが知られている。この方式は、最大フェージング周波数のナイキスト間隔よりも小さい間隔でパイロットシンボルをチャネルに内挿することにより、特にフェージングにおける位相変動を補償するものである。この場合、ＳＮＲの復元は不可能であるが、振幅変調方式における相対値の補償は可能である。つまり、パイロットシンボルを最大振幅を持つ信号点とすれば、その最大振幅に対する送信信号点の相対位置だけは補償されるのである。
【００５３】
何らかのフェージング補償方式が用いられるとすると、その補償後のデータでは位相情報が復元され、そのデータはその瞬時のＳＮＲに応じた雑音を含む振幅情報を有していると考えられる。そこで、各変調指数ＭＬに対応する復調／復号処理毎に、各処理において適当な複数シンボル（Ｌシンボル）の間で復元される各復元データとその変調指数ＭＬにおいて受信されるべき信号点との距離のうちの最小値の自乗誤差ｄ2 MLが算出される。
【００５４】
【数１】
図３は、１６ＱＡＭ変調方式における上記自乗誤差ｄ2 MLの算出原理を示す図である。ここで、数１式の右辺括弧内の減算値（第２項）は、変調指数ＭＬにおいて受信されるべき信号点の中で実際の受信信号ｒ(i) に最も近い信号である。
【００５６】
ここで、前述のように送信信号の平均電力が一定という条件のもとでは、受信信号が、その受信信号に対する送信側の変調指数と同じ変調指数で復調された場合には、その変調指数についての数１式によって算出される自乗誤差ｄ2 MLは、理想的（雑音が０の場合）には０になるはずである。一方、受信信号が、その受信信号に対する送信側の変調指数とは異なる変調指数で復調された場合には、その変調指数についての自乗誤差ｄ2 MLは一定の分散を持った値になるはずである。
【００５７】
従って、各変調指数ＭＬに対応する復調／復号処理毎に数１式に基づいて算出される自乗誤差ｄ2 MLを受信側の変調指数ＭＬの推定のために用いることは、妥当な選択であると考えられる。定性的には、各変調指数ＭＬに対応する復調／復号処理毎に数１式に基づいて算出される自乗誤差ｄ2 MLのうちの最小値に対応する変調指数が、受信側で推定される変調指数ということになる。
【００５８】
さて前述したように、送信側ではチャネルの平均ＣＮＲに基づいて変調指数ＭＬが切り替えられる。よって、その受信レベルによって重み付けを行うことで、より確度の高い情報が得られるはずである。本発明においては、前述してように変調指数ＭＬを切り替えるための切替ＣＮＲ γMLは、相対的に一定比を有するため、前述したように代表値（例えば前述した絶対値γ）が決定すればその相対値（例えば前述0.24γ/0.048γ）も一意に決定される。
【００５９】
以上の点を考慮して、受信側において、各変調指数ＭＬが送信側の変調指数である確からしさを判定するための変調指数ＭＬ毎の尤度関数を、次式のように定義する。
【００６０】
【数２】
ここで、ｆ（γML，γr ）は、前述した数１式で算出される自乗誤差ｄ2 MLによる推定をより確度高いものとするための重み関数であり、変調指数ＭＬ毎の切替ＣＮＲ γMLと、受信データの測定区間（Ｌシンボル区間）における平均受信電力γr との距離、つまり信頼度に比例した関数である。また、演算子「＊」は結合演算子であり、その一例は乗算演算子である。尤度関数λMLは相対値比較でも構わないため、上記重み関数ｆ（γML，γr ）は或る変調方式においては定数であってもよい。この重み関数ｆ（γML，γr ）は、定性的には、ＳＮＲが小さくなればなるほど小さい値の変調指数ＭＬが推定されるように働き、その逆では大きい値の変調指数ＭＬが推定されるように働く。
【００６２】
以上より、本発明では、各変調指数ＭＬに対応する尤度関数λMLのうちの最尤値に対応する変調指数が、受信側での推定結果として用いられる。
上述の最尤推定方式は、チャネルパワー利得に基づいて変調指数のみを変化させる適応変調方式に対して有効であるのみならず、変調指数の制御に加えて適応電力制御も行うような適応変調方式に対しても有効である。この場合には、数２式の重み関数ｆ（γML，γr ）が有効に機能する（数１式はすべてのＭＬに対して同じであるため）。
（２）通信システムのサービスとしては、平均スループットを一定にするということは非常に重要な要因となる。例えばＡＴＭ（非同期転送モード）通信方式におけるＣＢＲ（Constant Bit Rate ）サービスなどが、平均スループット一定を必要条件としている。適応変調方式は、回線品質を一定に保持するために、チャネルの状況に応じた変調指数を提供する適応レート制御を行っている。
【００６３】
ここで特に、瞬時値の変化に対応して適応制御を行う適応変調方式の場合は、その瞬時（若しくは短区間）において、ＢＥＲ：一定／レート：可変を実現するが、長時間の変動に対しては何らの保証もしていない。よって、長時間（複数ブロック）における平均受信電力を一定とするような送信電力制御を行うことにより、ＢＥＲ：一定／レート：一定を実現することが考えられる。この送信電力制御は、上述したような、瞬時値に追従する送信電力制御（図１参照）ほどは干渉の増大を引き起こさないまでも、ある程度の影響は否めない。特に、セルのエッジに存在する移動端末は、定常的に平均受信電力が小さいため、これらの端末の送信電力はかなり大きいと考えられる。
【００６４】
そこで、瞬時における適応制御が前述のようなものであったとしても、長時間においてＢＥＲ：可変／レート：一定となるような適応制御システムも十分考えられる。これは、一切の送信電力制御を行わないシステムであり、長時間における平均ＢＥＲを一定に保持することは保証しないが、平均スループット（つまり伝送レート）が一定になるような保証をするものである。このシステムは、例えば前記セルエッジに存在する移動端末においては、所望のＢＥＲは保証できないが、伝送レートはシステムで規定された或る一定値になるような制御を行う。より具体的には、このシステムは、相関チャネルであれば送信側で、無相関チャネルであれば受信側で、平均スループットを測定し、それが或る閾値を下回った場合には、(a) 各切替ＣＮＲを上側にシフトさせることにより瞬時のスループットを向上させる（ＢＥＲは大きくなる）、又は(b) 受信レベルが切替ＣＮＲより小さくても変調指数を変更しない、等の制御を実行する。
【００６５】
ここでは、上記(a) の制御方式を考える。まず、変調指数ＭＬの推定を行う側つまり受信側において、送信側と同じ平均スループット測定アルゴリズムが実装されることにより、ブロック毎に送信側と受信側とで同じ切替ＣＮＲが使用されるような制御が行われる。当然、送信側と受信側とで同じ判定基準が適用されるため、ブロック毎に切替ＣＮＲの情報を伝送する必要はない。そして、前述の数２式で示される変調指数ＭＬ毎の尤度関数λMLを、次式のように修正する。
【００６６】
【数３】
ここで、変調指数ＭＬ毎の切替ＣＮＲ γML(blk(i))は、平均スループットを保持するために与えられたｉ番目のブロックの切替ＣＮＲである。
（３）上記（２）ではブロック毎に送信側と受信側とで同じ切替ＣＮＲが使用されるような制御が実行された。ここでは、上記（２）と同様に受信側において送信側と同じ平均スループット測定アルゴリズムが実装されるが、ブロック毎に、各変調指数ＭＬの切替ＣＮＲ γMLは変更せずに、数２式で示される各変調指数ＭＬの尤度関数λMLに更に、受信側で測定される平均スループットに基づく重み付けをする。すなわち、前述の数２式で示される変調指数ＭＬ毎の尤度関数λMLを、次式のように修正する。
【００６８】
【数４】
ここで、κ(blk(i)),ML)は、上述のように平均スループットを保持するために、現在設定されている変調指数を維持することを目的としたｉ番目のブロックに対する重み関数である。つまり、ここでは、当該変調指数ＭＬの尤度が高くなるような重み付けがなされる。
【００７０】
例えば平均スループットが保持されている場合は、
【００７１】
【数５】
である。一方、平均スループットが保持されない場合には、現在設定されている変調指数に対して、若しくは場合によってはチャネルの状況に反して変調指数を大きくする場合も考えられるので設定されている変調指数より大きい変調指数に対して、
【００７３】
【数６】
となるような設定が行われる。ここでは尤度関数λMLの値が小さいほど尤度は高いため、上記数６式により、現在設定されている変調指数若しくはそれよりも大きい変調指数が推定され易くなる。
【００７５】
図４は、送信側の伝送フォーマットの一例を、従来方式と本発明とで比較して示した図である。なお、フェージング補償用制御信号などは除かれている。ここでは、推定シンボル長Ｌ、フレーム長をＮFL（＞Ｌ）とする。図４(a) に示される従来方式のフォーマットでは更に、データ長ＮFLの情報信号の他にデータ長ＮMLの変調指数制御信号が変調指数を変化させる周期（例えば正規化フェージング周期）毎に内挿されている。これに対して、本発明では、この変調指数信号を持たず、システムで規定された上述の周期毎に、チャネル状態に応じた変調指数ＭＬで変調されたデータ長ＮFLの情報信号のみが伝送される。本発明では、受信側において、上述した数２式、数３式、又は数４式で定義される尤度関数λMLに基づいて、上記情報信号のみから変調指数ＭＬを推定し、参照信号無しにデータを復元することが可能となる。
以上の動作原理に基づく本発明の各実施の形態について順次説明する。
＜本発明の第１の実施の形態＞
図５は、図１に示されるシステムにおける受信機１０３の、本発明の第１の実施の形態の構成図である。図５において、図１の場合と同じ番号が付された部分は、図１においてその同じ番号が付された部分と同じ機能を有する。
【００７６】
まずＱＰＳＫデマッパ(demapper ）５０６、１６ＱＡＭデマッパ５０７、６４ＱＡＭデマッパ５０８は、ＮFLディレイ回路５０２を介して受信したＮFLフレーム長毎（図４(b) 参照）の受信信号フレーム５０１に対して、各デマッパに対応する変調指数ＭＬ＝２、４、６、８の復調／復号処理を実行し、ＮFLフレーム長の各復元データのうちのＬシンボルずつ（図４(b) 参照）を、Ｌディレイ回路５１０、５１１、５１２にそれぞれ一時保持する。これらのディレイ回路５１０〜５１２は、次に説明する各推定部５０３〜５０５での変調指数ＭＬの推定処理に必要なＬシンボル分の遅延を調整するための回路である。
【００７７】
次にＱＰＳＫ推定部５０３、１６ＱＡＭ推定部５０４、６４ＱＡＭ推定部５０５は、数２式に基づき、ＮFLディレイ回路５０２を介して受信した受信信号フレーム５０１中のＬシンボル毎（図４(b) 参照）に、各推定部に対応する各変調指数ＭＬ＝２、４、６、８の尤度関数λQPSK、λ16QAM 、λ64QAM を演算する。
【００７８】
そして、最小値セレクタ５０９が、各尤度関数λQPSK、λ16QAM 、λ64QAM のうち、最小値を有するものを選択し、データセレクタ１１１に対し、その最小値に対応するＬディレイ回路（５１０〜５１２のうちの何れか）の出力を受信信号５１３として出力させる。
【００７９】
伝送オフ抽出部５１４は、受信電力測定器１０９が平均受信電力γr ＝０（又はその近似値）を通知してきた場合に、伝送オフを検出する。
ここで、ＱＰＳＫ推定部５０３、１６ＱＡＭ推定部５０４、６４ＱＡＭ推定部５０５における、数２式に基づく各尤度関数λQPSK、λ16QAM 、λ64QAM の具体的な演算動作について説明する。
【００８０】
まず、数２式において、各自乗誤差ｄ2 ML＝ｄ2 QPSK、ｄ2 16QAM 、ｄ2 64QAM は、ＱＰＳＫデマッパ５０６、１６ＱＡＭデマッパ５０７、６４ＱＡＭデマッパ５０８のそれぞれからにおける復調動作の過程で算出できる。
【００８１】
次に、数２式において、各重み関数ｆ（γML，γr ）を算出するための平均ＣＮＲ＝平均受信電力γr は、図１に示される、受信機１０３内の受信電力測定器１０９が、次式に基づいて算出する。
【００８２】
【数７】
ここで、γr (i) は、フレーム長ＮFLを有するフレーム内の各シンボルの受信電力の瞬時値を示す。
次に、数２式において、各重み関数ｆ（γML，γr ）＝ｆ（γQPSK，γr ），ｆ（γ16QAM ，γr ），ｆ（γ64QAM ，γr ）は、例えば下記数８式〜数１０式、および結合演算子を乗算演算子として定義することにより、良好な変調指数ＭＬの推定特性が得られる。
【００８４】
【数８】
【数９】
【数１０】
ここで、γは、切替ＣＮＲの最大値、つまりγ64QAM の絶対値である。
この結果、図５のＱＰＳＫ推定部５０３、１６ＱＡＭ推定部５０４、６４ＱＡＭ推定部５０５は、それぞれ、受信機１０３内の受信電力測定器１０９から通知される平均受信電力γr （数７式）と、数８式〜数１０式及び数２式から得られる下記数１１式〜数１３式とに基づき、各尤度関数λQPSK、λ16QAM 、λ64QAM を算出することができる。
【００８８】
【数１１】
【数１２】
【数１３】
上記算出式から、本実施の形態では、雑音レベルを測定せずに、例えば受信レベル信号（ＲＳＳＩ）のみから各尤度関数を算出できることがわかる。
例えば、（γr ／γ）≧１のとき６４ＱＡＭ（ＭＬ＝６）、１＞（γr ／γ）≧0.24のとき１６ＱＡＭ（ＭＬ＝４）、0.24＞（γr ／γ）≧0.048 のときＱＰＳＫ（ＭＬ＝２）、0.048 ＞（γr ／γ）のとき伝送オフとなる。このとき、α＝0.6 ，β＝8.0 において良好な特性を示す。
【００９２】
更に、切替ＣＮＲを２ｄＢ低い値（×0.6 ）で設定する場合は、（γr ／γ）≧0.6 のとき６４ＱＡＭ、0.6 ＞（γr ／γ）≧0.14のとき１６ＱＡＭ、0.14＞（γr ／γ）≧0.029 のときＱＰＳＫ、0.029 ＞（γr ／γ）のとき伝送オフとなる。このとき、α＝0.6/0.6 ＝1.0 ，β＝8.0*0.6 ＝4.8 において、上述の場合と同等に良好な特性を示す。
【００９３】
また、切替レベル対受信レベル比（γr ／γ）は、送受信における雑音レベルが同一であれば、測定シンボル区間を十分に長く確保することにより（例えば前述のフレーム長ＮFL）、下記数１４式で示される、１ブロック内のチャネル利得の平均 外１ と同一であることは明らかである。よって、なんらかの手段によ
【００９４】
【外１】
りチャネル利得そのもの（８(i) ）が得られれば、これで代用することが可能となる。
【００９６】
【数１４】
また、瞬時値が変動してもそれに比べて長い区間における平均受信電力が一定であるならば、それに応じた切替値（相対値かつ固定値）を設定することで、受信レベル変動が或る確立密度分布で規定される場合に限り、平均スループットを一定に保持できることも明らかである。
【００９８】
そこで、受信レベルの変動要因を瞬時値（Rayleigh fading ）のみとしてシミュレーションを行った。実システムにおいては、基地局−端末間距離変動による距離減衰及びビルなどの遮弊物によるシャドーイング変動（短区間中央値変動）なども重畳しているが、本実施の形態による変調指数ＭＬの推定方式が受信レベルのみに追従することから、これらを省略しても問題はない。
【００９９】
図６及び図７は、それぞれα＝1.0 ，β＝5.0 、最大切替ＣＮＲ／平均電力比＝0.6 、平均スループット＝4.8 ビット／シンボルで、
(1) 変調方式：送信なし／ＱＰＳＫ／１６ＱＡＭ／６４ＱＡＭ、測定シンボル数：２０、 正規化フェージング周期（ｆｄＴs ）：0.001 （図６）
(2) 変調方式：送信なし／ＱＰＳＫ／１６ＱＡＭ／６４ＱＡＭ、測定シンボル数：６０、 正規化フェージング周期（ｆｄＴs ）：0.000125 （図７）
とした場合の推定誤差（ＥＥＲ）特定及び正しく推定されたブロックにおけるビット誤り率（ＢＥＲ）特性である。
【０１００】
これらの図から明らかなように、ＢＥＲ＝10-2を満たすような低いＣＮＲつまりＳＮＲにおいても３桁以上、ＳＮＲの改善比では情報ビットに対し５ｄＢ以上高品質な推定精度が得られた。これは、ＮFL＝1000ビット程度のフレームであれば、推定誤り（ＥＥＲ）によるフレーム誤り（ＦＥＲ）は全く情報信号のＢＥＲに影響しないことを示している。変調指数信号を制御ビットで送信する従来方式ではかなりの冗長度が要求され伝送効率の大なる低下は避けられないことを考えると、本実施の形態のシステムは大変に優れた方式であることがわかる。例えば、ＳＮＲにおいて最も高品質な回線を提供するＱＰＳＫで固定的に制御信号が送信される場合であっても、前述の条件下では、回線品質を１０ｄＢ以上改善させなければならず、その実現は冗長度の増大を許し、誤り訂正などを用いたとしても非現実的なものとなる。
＜本発明の第２の実施の形態＞
図８は、図１に示されるシステムにおける受信機１０３の、本発明の第２の実施の形態の構成図である。図８において、本発明の第１の実施の形態に係る図５の場合と同じ番号が付された部分は、図５においてその同じ番号が付された部分と同じ機能を有する。
【０１０１】
図８の構成は、ＱＰＳＫ推定部５０３、１６ＱＡＭ推定部５０４、６４ＱＡＭ推定部５０５が、数３式に基づく各尤度関数λQPSK、λ16QAM 、λ64QAM の演算を実現するものである。
【０１０２】
図８において、平均スループット測定器８０１は、データセレクタ１１１から出力される受信信号５１３及び伝送オフ抽出部５１４から出力される伝送オフ信号に基づき、所定ブロックblk(i)毎の平均スループットを算出し、それを切替ＣＮＲ算出部８０２に通知する。
【０１０３】
切替ＣＮＲ算出部８０２は、ブロックblk(i)毎に通知される平均スループットに対応する各切替ＣＮＲ γML(blk(i))＝γQPSK(blk(i))，γ16QAM (blk(i))，γ64QAM (blk(i))を、ＱＰＳＫ推定部５０３、１６ＱＡＭ推定部５０４、６４ＱＡＭ推定部５０５に通知する。
【０１０４】
各推定部５０３〜５０５は、例えばそれぞれ、数１１式〜数１３式に基づいて各尤度関数λQPSK、λ16QAM 、λ64QAM を演算する。この場合には、切替ＣＮＲ算出部８０２からＱＰＳＫ推定部５０３、１６ＱＡＭ推定部５０４、６４ＱＡＭ推定部５０５に通知する情報は、ブロックblk(i)毎に通知される平均スループットに対応する絶対値γ(blk(i))のみでよい。
＜本発明の第３の実施の形態＞
図９は、図１に示されるシステムにおける受信機１０３の、本発明の第３の実施の形態の構成図である。図９で、本発明の第１の実施の形態に係る図５の場合又は本発明の第２の実施の形態に係る図８の場合と同じ番号が付された部分は、図５又は図８においてその同じ番号が付された部分と同じ機能を有する。
【０１０５】
図９の構成は、ＱＰＳＫ推定部５０３、１６ＱＡＭ推定部５０４、６４ＱＡＭ推定部５０５が、数４式に基づく各尤度関数λQPSK、λ16QAM 、λ64QAM の演算を実現するものである。
【０１０６】
図９において、平均スループット測定器８０１は、データセレクタ１１１から出力される受信信号５１３及び伝送オフ抽出部５１４から出力される伝送オフ信号に基づき、所定ブロックblk(i)毎の平均スループットを算出し、それを重み関数算出部９０１に通知する。
【０１０７】
重み関数算出部９０１は、ブロックblk(i)毎に通知される平均スループットに対応する各重み関数κ(blk(i)),ML)＝κ(blk(i)),QPSK)，κ(blk(i)),16QAM) ，κ(blk(i)),64QAM) を、ＱＰＳＫ推定部５０３、１６ＱＡＭ推定部５０４、６４ＱＡＭ推定部５０５に通知する。
【０１０８】
各推定部５０３〜５０５は、例えばそれぞれ、数１１式〜数１３式の各右辺に上述の各重み関数を乗算する形式で、各尤度関数λQPSK、λ16QAM 、λ64QAM を演算する。
【０１０９】
【発明の効果】
本発明によれば、チャネルパワー利得に基づいて変調指数のみを変化させる適応変調方式又は変調指数の制御に加えて適応電力制御も行うような適応変調方式のいずれにおいても、送信側において制御信号を何ら送信することなく、受信側において変調指数を最尤推定することが可能となる。
【０１１０】
また、本発明によれば、平均スループットが向上しないような通信環境下において、ビット誤り率を制御することにより平均スループットを一定に維持する通信を実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態のシステム構成図である。
【図２】本発明の実施の形態における切替ＣＮＲ対ＢＥＲ特性の例を示す図である。
【図３】信号点間距離（１６ＱＡＭ）の説明図である。
【図４】伝送フォーマット図である。
【図５】受信機の第１の実施の形態の構成図である。
【図６】本発明の実施の形態の特性説明図（その１）である。
【図７】本発明の実施の形態の特性説明図（その２）である。
【図８】受信機の第２の実施の形態の構成図である。
【図９】受信機の第３の実施の形態の構成図である。
【図１０】適応変調方式の原理説明図である。
【符号の説明】
１０１ 送信機
１０２ 相関チャネル
１０３ 受信機
１０４ 適応変調／符号器
１０５ 変調指数決定部
１０６、１１１ データセレクタ
１０７ 復調／復号器
１０８ パイロット補助チャネル推定器
１０９ 受信電力測定器
１１０ 変調指数推定部
５０１ 受信フレーム
５０２ ＮFLディレイ回路
５０３ ＱＰＳＫ推定部
５０４ １６ＱＡＭ推定部
５０５ ６４ＱＡＭ推定部
５０６ ＱＰＳＫデマッパ
５０７ １６ＱＡＭデマッパ
５０８ ６４ＱＡＭデマッパ
５０９ 最小値セレクタ
５１０、５１１、５１２ Ｌディレイ回路
５１３ 受信信号
５１４ 伝送オフ抽出部
８０１ 平均スループット測定器
８０２ 切替ＣＮＲ算出部
９０１ 重み関数算出部
Claims (6)
- 伝搬路の状況に応じて適応的に変調指数を制御する無線伝送方法であって、
変調指数毎に、該変調指数において受信されるべき各信号点と受信信号の信号点との各距離のうちの最小値の自乗誤差を算出し、
前記受信信号の受信電力レベルを測定し、
前記各変調指数毎に算出された自乗誤差に、該変調指数を切替える切替電力レベルと前記受信電力レベルとから算出される重みを演算して得られる値を、該各変調指数毎の尤度値として算出し、
前記各変調指数毎の尤度値のうち最尤値に対応する変調指数を、前記受信信号の変調指数として推定する、
過程を含むことを特徴とする無線伝送方法。 - 伝搬路の状況に応じて適応的に変調指数を制御する無線伝送方法であって、
変調指数毎に、該変調指数において受信されるべき各信号点と受信信号の信号点との各距離のうちの最小値の自乗誤差を算出し、
前記受信信号の平均スループットを測定し、
該平均スループットに基づいて、前記各変調指数を切り替える各切替電力レベルを変更し、
前記受信信号の受信電力レベルを測定し、
前記各変調指数毎に算出された自乗誤差に、該変調指数に対応する前記切替電力レベルと前記受信電力レベルとから算出される重みを演算して得られる値を、該各変調指数毎の尤度値として算出し、
前記各変調指数毎の尤度値のうち最尤値に対応する変調指数を、前記受信信号の変調指数として推定する、
過程を含むことを特徴とする無線伝送方法。 - 伝搬路の状況に応じて適応的に変調指数を制御する無線伝送方法であって、
変調指数毎に、該変調指数において受信されるべき各信号点と受信信号の信号点との各距離のうちの最小値の自乗誤差を算出し、
前記受信信号の受信電力レベルを測定し、
前記受信信号の平均スループットを測定し、
前記各変調指数毎に算出された自乗誤差に、該変調指数を切替える切替電力レベルと前記受信電力レベルと前記平均スループットとから算出される重みを演算して得られる値を、該各変調指数毎の尤度値として算出し、
前記各変調指数毎の尤度値のうち最尤値に対応する変調指数を、前記受信信号の変調指数として推定する、
過程を含むことを特徴とする無線伝送方法。 - 伝搬路の状況に応じて適応的に変調指数を制御する無線伝送システムであって、
変調指数毎に、該変調指数において受信されるべき各信号点と受信信号の信号点との各距離のうちの最小値の自乗誤差を算出する回路と、
前記受信信号の受信電力レベルを測定する回路と、
前記各変調指数毎に算出された自乗誤差に、該変調指数を切替える切替電力レベルと前記受信電力レベルとから算出される重みを演算して得られる値を、該各変調指数毎の尤度値として算出する回路と、
前記各変調指数毎の尤度値のうち最尤値に対応する変調指数を、前記受信信号の変調指数として推定する回路と、
を含むことを特徴とする無線伝送システム。 - 伝搬路の状況に応じて適応的に変調指数を制御する無線伝送システムであって、
変調指数毎に、該変調指数において受信されるべき各信号点と受信信号の信号点との各距離のうちの最小値の自乗誤差を算出する回路と、
前記受信信号の平均スループットを測定する回路と、
該平均スループットに基づいて、前記各変調指数を切り替える各切替電力レベルを変更する回路と、
前記受信信号の受信電力レベルを測定する回路と、
前記各変調指数毎に算出された自乗誤差に、該変調指数に対応する前記切替電力レベルと前記受信電力レベルとから算出される重みを演算して得られる値を、該各変調指数毎の尤度値として算出する回路と、
前記各変調指数毎の尤度値のうち最尤値に対応する変調指数を、前記受信信号の変調指数として推定する回路と、
を含むことを特徴とする無線伝送システム。 - 伝搬路の状況に応じて適応的に変調指数を制御する無線伝送システムであって、
変調指数毎に、該変調指数において受信されるべき各信号点と受信信号の信号点との各距離のうちの最小値の自乗誤差を算出する回路と、
前記受信信号の受信電力レベルを測定する回路と、
前記受信信号の平均スループットを測定する回路と、
前記各変調指数毎に算出された自乗誤差に、該変調指数を切替える切替電力レベルと前記受信電力レベルと前記平均スループットとから算出される重みを演算して得られる値を、該各変調指数毎の尤度値として算出する回路と、
前記各変調指数毎の尤度値のうち最尤値に対応する変調指数を、前記受信信号の変調指数として推定する回路と、
を含むことを特徴とする無線伝送システム。
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