JP3741858B2 - 適応変調方式 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動通信システム等に適用可能であって、特にチャネルパワー利得に基づいて変調指数を変化させる適応変調方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル通信、特に移動通信システムにおいは、外乱であるフェージング変動によって、回線品質（例えばビット誤り率）が著しく劣化することが知られている。これは、信号波が、散乱波を含む遅延波による影響を受ける結果、生じる現象であり、信号波の振幅及び位相の変動が時変的に発生する。このフェージング変動の範囲は数十ｄＢである。
【０００３】
フェージングチャネルに適応しない変調方式（以後、非適応変調方式と呼ぶ）は、変調指数（Modulation Level）（及び送信電力）が固定である変調方式である。この変調方式が採用される場合には、フェージングによりレベルが落ち込む（ディープフェードする）期間においてシステムが許容できる特性を維持するために、かなり大きなリンクマージンを確保する必要があった。リンクマージンを確保するためには、例えば、伝送帯域を犠牲にした強力な誤り訂正を適用しなければならない。即ち、非適応変調方式が採用されるシステムは最悪状態を基準として設計されている。このため、このようなシステムでは、良好及び劣悪なチャネル状態が時変的に発生するフェージングチャネルにおいて、通信容量（チャネルキャパシティ）が１００％活用されていなかった。
【０００４】
近年、このフェージングチャネルにおけるチャネルキャパシティを１００％活用することを目的とした適応変調方式の研究開発が活発に行われている。
変調方式のビット誤り率特性（受信機特性）は、その変調方式における信号点間距離、即ちＥｂ／Ｎｏ（若しくはＥｓ／Ｎｏ）に依存しており、これは変調方式によらない。
【０００５】
通信特性を向上させるための誤り訂正技術も、冗長ビットを用いることによりこの信号点間距離を等価的に拡大する技術である。
非適応変調方式が採用される従来システムでは、要求ビット誤り率が最悪条件において満たされることを基準にした最悪値設計を行っている。しかし、最悪条件の時間率は、一般にかなり小さい。このため、大部分の時間においては、要求ビット誤り率若しくは要求Ｅｂ／Ｎｏよりも良好な状態で、通信が行われていることになる。そこで、チャネル状態に応じて、送信電カレベル、伝送シンボルレート、変調指数、誤り訂正における符号化率（若しくは訂正方式）、及びこれらの組合せを適応的に変化させて、要求ビット誤り率を維持するように制御することによって、最適伝送を実現できる。これが適応変調方式の原理である。
【０００６】
即ち、適応変調方式が採用されるシステムにおいては、チャネル状態の良好な期間では、情報ができるだけ多く伝送され、チャネル状態が劣悪な期間では、伝送レートが下げられ又は送信が中断される。
【０００７】
なお、上記機能に加えて、瞬時送信電力をも最適化する方式も提案されているが、単一セルでは最もよい特定を示すことが知られている。
適応変調方式の原理図を、図１５(a) に示す。この図において、ｘ(i) は第１の局であるＡ局の送信機１５０１から出力される送信信号、ｙ(i) はＡ局に対向する第２の局であるＢ局の受信機１５０１で受信される受信信号、ｇ(i) はＡ局とＢ局を接続するチャネル１５０２においてＡ局から送信された送信信号ｘ(i) が受けるフェージング変動、ｎ(i) はチャネル１５０２においてＡ局から送信された送信信号ｘ(i) に重畳されるノイズ信号である。
【０００８】
双方向通信システムの場合には、伝送方向が互いに逆である２組の図１５(a) に示されるシステムが存在する。
チャネル１５０２が、第１方向（Ａ局→Ｂ局）リンクのフェージングと第２方向（Ｂ局→Ａ局）リンクのフェージングとが相関のあるチャネル、例えばＴＤＤ（時分割）チャネルである場合には、下記制御が実行される。
【０００９】
まず、第１方向リンク上のＢ局の受信機１５０１内のチャネル推定器１５０６は、受信信号ｙ(i) に含まれる変調指数情報に基づいてチャネル１５０２のパワー利得を推定し、算出した推定情報をそのＢ局の受信機１５０１内の復調／復号器１５０７に通知する。その復調／復号器１５０７は、第１方向リンクから受信した受信信号ｙ(i) に対して、上記推定情報に応じた復調／復号処理を実行する。また、上記Ｂ局の受信機１５０１内のチャネル推定器１５０６は、それが算出した推定情報（或いはこれに外挿補間を行って得られる推定情報）を、第２方向リンク上のＢ局の送信機１５０１内の適応変調／符号器１５０４に通知する。この適応変調／符号器１５０４は、その通知された推定情報に従って変調指数情報を設定し、送信信号ｘ(i) を上記変調指数情報と共にチャネル１５０２内の第２方向リンクに送信する。
【００１０】
第２方向リンク上のＡ局の受信機１５０１内のチャネル推定器１５０６は、受信信号ｙ(i) に含まれる変調指数情報に基づいてチャネル１５０２のパワー利得を推定し、算出した推定情報をそのＡ局の受信機１５０１内の復調／復号器１５０７に通知する。その復調／復号器１５０７は、第２方向リンクから受信した受信信号ｙ(i) に対して、上記推定情報に応じた復調／復号処理を実行する。また、上記Ａ局の受信機１５０１内のチャネル推定器１５０６は、それが算出した推定情報（或いはこれに外挿補間を行って得られる推定情報）を、第１方向リンク上のＡ局の送信機１５０１内の適応変調／符号器１５０４に通知する。この適応変調／符号器１５０４は、その通知された推定情報に従って変調指数情報を設定し、送信信号ｘ(i) を上記変調指数情報と共にチャネル１５０２内の第１方向リンクに送信する。
【００１１】
このようにして、変調指数情報のピンポン伝送が実現される。
一方、チャネル１５０２が、第１方向リンクのフェージングと第２方向リンクのフェージングとが相関の無いチャネル、例えばＦＤＤ（周波数分割）チャネルである場合には、下記制御が実行される。
【００１２】
まず、第１方向リンク上のＢ局の受信機１５０１内のチャネル推定器１５０６は、受信信号ｙ(i) に含まれる変調指数情報に基づいてチャネル１５０２のパワー利得を推定し、算出した推定情報をそのＢ局の受信機１５０１内の復調／復号器１５０７に通知する。その復調／復号器１５０７は、第１方向リンクから受信した受信信号ｙ(i) に対して、上記推定情報に応じた復調／復号処理を実行する。また、上記Ｂ局の受信機１５０１内のチャネル推定器１５０６は、それが算出した推定情報（或いはこれに外挿補間を行って得られる推定情報）を、第１方向リンク用のフィードバックチャネル１５０８を使って、第１方向リンク上のＡ局の送信機１５０１（図１５(a) ）内の適応変調／符号器１５０４にフィードバックさせる。この適応変調／符号器１５０４は、そのフィードバックされた変調指数情報を設定し、送信信号ｘ(i) を上記変調指数情報と共にチャネル１５０２内の第１方向リンクに送信する。
【００１３】
第２方向リンクについても、上記と全く同様のフィードバック機構が必要となる。
図１５(a) において、送信機１５０１内の電力制御部１５０５は、前述したパワー適応処理を実現する。
【００１４】
図１５(b) は、送信機１５０１内の適応変調／符号器１５０４及び受信機１５０１内の復調／復号器１５０７において選択され得る各変調方式の信号点配置の例を示す図であり、ＱＰＳＫ（Quadri-Phase Shift Keying ）、１６ＱＡＭ（16 Quadrature Amplitude Modulation）、６４ＱＡＭ等の変調方式が選択可能である。
【００１５】
上述したように、適応変調方式は、変調方式の適応制御に関する処理部を有するため、非適応変調方式に比較して、通信特性と演算量（複雑度）に関してトレードオフを有する。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、上述の従来の適応変調方式では、送信機１５０１が送信する送信信号ｘ(i) には、上述のように、その送信機１５０１内の適応変調／符号器１５０４で設定された変調指数情報を制御信号として重畳する必要があるため、信号の伝送効率が低下してしまうという問題点を有していた。
【００１７】
この制御信号は、状態変化の周期（例えば正規化フェージング周期）毎に伝送されなければならない。そして、この制御信号の受信誤りは１周期（１ブロック）分の全ての受信情報の紛失を引き起こすため、この制御信号の受信誤り率をかなり低く抑えなければならない。このため、従来の適応変調方式では、制御信号の誤り訂正のためのオーバーヘッド情報も必要になってしまうという問題点を有していた。
【００１８】
なおこれまでに、他の目的で用いられる制御信号中（例えばプリアンプル）に変調指数情報を埋め込み、受信側で復調（推定ではない）することにより、伝送効率の低下を防止する方式も提案されているが、上記制御信号のパターンに制限が加わるため、一般性、汎用性に欠けるものであった。
【００１９】
本発明の課題は、特にチャネルパワー利得に基づいて変調指数を変化させる適応変調方式において、送信側において制御信号を何ら送信することなく、受信側において変調指数を最尤推定可能とすることにより、信号の伝送効率の低下を防止することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明は、伝搬路の状況に応じて適応的に変調指数を変化させる無線伝送技術を前提とする。
【００２１】
本発明の第１の態様は、以下の構成を有する。
まず、送信時の変調指数の情報が付加されていない受信信号に対して、各変調指数における搬送波電力の平均値又は期待値が算出される。
【００２２】
次に、その算出された各変調指数における搬送波電力の平均値又は期待値と、その各変調指数毎に予め規定される搬送波電力の基準平均値又は基準期待値との差がその各変調指数毎の尤度値として算出される。
【００２３】
そして、その各変調指数毎の尤度値のうち最尤値に対応する変調指数が、受信信号の変調指数として推定される。
上述の本発明の第１の態様の構成により、移動通信などの、フェージング環境下における運用が想定されるシステムにおいて、伝搬路の状況に応じて適応的に変調稽数（及び送信電力）を変化させる無線伝送技術において、ビット誤り率（つまり瞬時Ｅｓ／Ｎｏ）を一定とする際の各変調指数の平均ＣＮＲの違いに着目し、これを基にした尤度値を用いることで、従来必要であった送信時の変調指数に関する情報を得ることなく、送信された変調指数を受信信号のみから最尤推定することが可能となる。
【００２４】
上述の発明の構成において、受信シンボル毎に尤度計算を行うことにより、尤度値の絶対値を小さくするように構成することができる。
本発明の第２の態様は、以下の構成を有する。
【００２５】
まず、送信時の変調指数の情報が付加されていない受信信号に対して、各変調指数における搬送波電力の分散値が算出される。
次に、その算出された各変調指数における搬送波電力の分散値と、その各変調指数毎に予め規定される搬送波電力の基準分散値との差がその各変調指数毎の尤度値として算出される。
【００２６】
そして、その各変調指数毎の尤度値のうち最尤値に対応する変調指数が、受信信号の変調指数として推定される。
上述の本発明の第２の態様の構成により、各変調指数の信号点の分散の違いに着目し、これを基にした尤度値を用いることで、より精度のよい受信信号のみからの変調指数の最尤推定が可能となる。
【００２７】
本発明の第３の態様は、以下の構成を有する。
まず、送信時の変調指数の情報が付加されていない受信信号に対して、各変調指数における搬送波電力の標本分散値が算出される。
【００２８】
次に、その算出された各変調指数における搬送波電力の標本分散値と、その各変調指数毎に予め規定される搬送波電力の基準標本分散値との差がその各変調指数毎の尤度値として算出される。
【００２９】
そして、その各変調指数毎の尤度値のうち最尤値に対応する変調指数が、受信信号の変調指数として推定される。
上述の本発明の第３の態様の構成により、各変調指数の信号点の標本分散と基準標本分散との距離を基にした尤度値を用いることで、更に精度のよい受信信号のみからの変調指数の最尤推定が可能となる。
【００３０】
本発明の第４の態様は、以下の構成を有する。
まず、送信時の変調指数の情報が付加されていない受信信号に対して、各変調指数における搬送波電力の分散値が算出される。
【００３１】
次に、その算出された各変調指数における搬送波電力の分散値と、その各変調指数毎に予め規定される搬送波電力の基準標本分散値との差がその各変調指数毎の尤度値として算出される。
【００３２】
そして、その各変調指数毎の尤度値のうち最尤値に対応する変調指数が、受信信号の変調指数として推定される。
上述の本発明の第４の態様の構成により、各変調指数の信号点の分散と基準標本分散との距離を基にした尤度値を用いることで、精度のよくかつ演算効率のよい受信信号のみからの変調指数の最尤推定が可能となる。
【００３３】
ここまでの発明の構成において、システムにおいて許容された推定誤り率に応じて、同一の変調指数で送信される信号の推定ブロック長を設定するように構成することができる。これはまた、フェージング周期からブロック長が設定される場合、その推定シンボル数（ブロック長）は、それ以下の値で自由に設定できることを意味している。
【００３４】
ここまでの発明の構成において、受信信号レベルを取得し、その受信信号レベルに基づいて、尤度値を算出する変調指数の範囲を限定するように構成することができる。
【００３５】
ここまでの発明の構成において、前回の推定時に推定された変調指数に基づいて、今回の推定時に尤度値を算出する変調指数の範囲を限定するように構成することができる。
【００３６】
ここまでの発明の構成において、他の最尤判定アルゴリズムにおいて算出された信号点間距離情報があるスレッショルドを越えた場合に、その変調指数においてはそれ以降の尤度値の推定演算を中止するように構成することができる。
【００３７】
ここまでの発明の構成において、送信時の変調指数を固定に設定することにより非適応変調方式を実現することができる。
【００３８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について詳細に説明する。
＜本発明の第１の原理＞
図１は、本発明の原理図である。
【００３９】
本発明は、各変調指数の平均ＣＮＲの違いに着目するものである。
例えば、Ｓｑｕａｒｅ−ＱＡＭ変調方式が採用される場合に、その変調指数として、２（ＱＰＳＫ）、４（１６ＱＡＭ）、６（６４ＱＡＭ）において、上記平均ＣＮＲはそれぞれ、γQPSK＝δ／σN 2 、γ16QAM ＝５δ／σN 2 、γ64QAM ＝２１δ／σN 2 である。ここで、２δは（最小）信号点間距離、σ2 は熱雑音の分散である。また、それぞれの平均ビット誤り率の理論値はこの平均ＣＮＲに基づいて算出される。
【００４０】
これらの値を見ればわかるように、信号点間距離および熱雑音を同一、つまりＥｓ／Ｎｏを同一にすることでシンボル誤り率を同じくする条件において、各変調指数における平均ＣＮＲが異なる。本発明は、この事実を利用する。
【００４１】
具体的には本発明の第１の原理においては、熱雑音が無く（σN 2 −＞１とする）、かつ信号点間距離が２である時の各変調指数の平均搬送波電力（ＰML）、ＰQPSK＝2.0 、Ｐ16QAM ＝10.0、Ｐ64QAM ＝42.0を基準オフセットとして、受信信号電力が測定される。ここで、システムで予め設定された状態変化の周期（以後、ブロック長と呼ぶ）をＬとし、推定に用いるシンボル数（推定ブロック長）をＮ（Ｌ≧Ｎ）とし、また、時点ｉにおける受信信号点をｒ(i) とおくと、各変調指数（Modulation Level：ＭＬ）の尤度関数ΛMLは、
【００４２】
【数１】
【００４３】
である。これより、各変調指数に対応する尤度関数ΛQPSK、Λ16QAM 、Λ64QAM は、それぞれ、
【００４４】
【数２】
【００４５】
【数３】
【００４６】
【数４】
【００４７】
となる。
本発明の第１の原理では、各変調指数に対応する尤度関数ΛMLのうち最小値（最尤値）を有するものが、変調指数の推定結果として用いられる。
【００４８】
即ち図１に示されるように、各変調指数ＭＬ＃１、ＭＬ＃２、・・、ＭＬ＃Ｘ毎に、＃１〜＃Ｘの変調指数推定部１０２が、数１式（例えば数２〜数４式）に基づいて、受信信号１０１から尤度関数ΛML#1、ΛML#2、・・、ΛML#Xを演算する。
【００４９】
また、各変調指数ＭＬ＃１、ＭＬ＃２、・・、ＭＬ＃Ｘ毎に、＃１〜＃Ｘの変調指数復調部１０３が、それぞれの変調指数に対応する復調処理を実行する。
そして、最小尤度関数値セレクタ１０４が、＃１〜＃Ｘの変調指数推定部１０２から出力される各尤度関数ΛML#1、ΛML#2、・・、ΛML#Xのうち、最小値を有するものを選択し、データセレクタ１０５に対して、その最小値に対応する変調指数復調部１０３の出力を復調信号１０６として出力させる。
【００５０】
ただし、熱雑音の分散が同一であっても、同一測定シンボルにおける各変調指数の信号点分散は異なる。これはランダム情報源が仮定された場合に或る変調指数における全信号点の出現頻度を一定とするためには、変調指数が大きいほどシンボル数を大きくとる必要があるためである。例えば、数２式〜数４式に示されるサンプル数がＮである例における各変調指数の平均搬送波電力の分散には、
【００５１】
【数５】
【００５２】
の関係がある。これは本発明が、大数の法則に基づいており、Ｎを大きくとるほど、各変調指数の平均搬送波電力（期待値）の分散σ2 PMLが０に近づき、Ｎサンプルの標本平均値
【００５３】
【外１】
【００５４】
が期待値に近づくことを意味する。
上記のように本発明の第１の原理では、サンプル数Ｎを同一とする条件のもとで各尤度関数値が計算されるため、熱雑音の分散σ2 （これは各変調指数に関して同じである）及び各変調指数の平均搬送波電力（期待値）の分散σ PMLの、２つのパラメータを考慮しなくてはならない。
【００５５】
前者はＥｓ／Ｎｏに依存しており、後者は各変調指数（特に最大の伝送効率を有する変調指数）に依存している。特に後者については、十分な数のサンプルが測定されない（Ｎが小さい）場合、熱雑音が無い場合であっても、伝送誤り（軽減不能誤り）が発生する。当然、（従来のビタビアルゴリズムで用いられている基準である）前者の分散が大きい場合にも、測定サンプル数が少ないと、その精度は低下する。
【００５６】
よって、サンプル数Ｎをある程度大きくとれば、上記の相互作用に起因して発生する、変調指数の推定誤りを、抑圧できる。
システム設計においては、正規化フェージング周期の観点からだけではなく、ブロック誤り率（若しくは変調指数推定誤り率）の観点から、それらの推定誤り率の許容値を満たすサンプル数Ｎが決定される。
【００５７】
例えば変調指数の上記組合せでは、最大の伝送効率を有する６４ＱＡＭ変調方式において、Ｎ＝３０（シンボル）のときに、推定誤り率は４×１０-4程度と高品質になる。
【００５８】
上述のシンボル数Ｎ＝３０は、例えばフェージング補償に用いられるパイロット信号の周期Ｌに較べて伝送速度が小さい場合であっても、パイロット周期あたりのシンボル数（数十シンボル）と同程度のシンボル数であり、伝送速度が中高速の場合には、パイロット周期あたりのシンボル数（数百〜数千シンボル）に比較してかなり少ないシンボル数（サンプル数）となる。
【００５９】
つまり、パイロット信号の周期で変調指数が変化させられる場合には、特に中高速の場合に、かなり高品質（エラーレス）な推定精度を実現することが可能となる。
【００６０】
以上が本発明の第１の原理の基本である。
変調指数が大きい変調方式、特にＱＡＭ変調方式の復調処理においては、各信号点間の判定スレッショルドに基づいて信号点判定が行われる。この場合には、信号空間における受信信号の座標及びそれに最も近い信号点の座標が入力情報となる。よって、本発明が採用される場合に追加される演算は、受信信号のパワー値（二乗値）の計算部、１ブロック内でその累算を実行する累算部、及び推定変調指数の平均搬送波電力のオフセット加算（正確には減算）を実行する加算部のみである。ただし、この構成が、推定される変調指数の数に対応する組数だけ用意される。
【００６１】
これが本発明の第１の原理の具体的な構成例である。
ここで、数１式は、各シンボル毎の計算式の和の形式を有する次式に変形することが可能である。
【００６２】
【数６】
【００６３】
λi は変調指数推定用のブランチメトリック値となる。このブランチメトリック値は、平均搬送波電力と受信信号電力の差（相対値）であるため、数１式に示されるように平均搬送波電力の和と受信信号電力の和が別々に算出されてから最後にそれらの差が算出される方式よりも、計算時のダイナミックレンジを抑圧することができ、実際の装置において計算機資源を節約することが可能となる。
【００６４】
これが、本発明の第１の変形例である。
また、現状のシステムにおいては、ＡＧＣやＲＳＳＩ信号などにより受信信号レベルが測定されている。実際の通信においては、電波の伝搬ロスを考慮した回線設計（受信感度の設定）が行われており、この受信信号レベルの誤差がある範囲内にあれば、本発明において、この情報を補助情報として用いることが可能となる。例えば、ある受信信号レベルが測定できた場合、その受信信号レベルで送信される変調指数及びその前後の受信信号レベルで送信されるべき変調指数のみに対応する尤度関数値が計算されることにより、システムで設定された全ての変調指数を推定する必要はなくなる。これにより、全体の演算量を削減することが可能となる。
【００６５】
これが本発明の第１の原理における第２の変形例である。
また、高速伝送の場合などのように、伝送シンボルに対してフェージング変動が比較的緩やかなシステムにおいては、例えば変調指数のＵｐ／Ｄｏｗｎ（つまり±１ステップ）の制御が行われるように構成することができる。この場合は、変調指数の制御タイミング毎に、±１若しくは０の３状態のみの変調指数の変化のみを考慮すればよいことになる。このようなシステムにおいては、前回の推定値がメモリに記憶され（若しくは初期値のみが記憶され、その後は差推定値のみが記憶され）、その記憶されている推定値に対して±１若しくは０の３状態のみが今回の推定値とされることによって、全体の演算量を削減することが可能となる。
【００６６】
これが本発明の第１の原理における第３の変形例である。
本発明は変調指数を最尤推定する方式であり、他の最尤判定方式、例えば誤り訂正（符号化変調を含む）やフェージング補償（等化など）におけるビタビアルゴリズムとの統合を考えた場合、その親和性は高い方式である。このようなシステムにおいて、１つの変調指数における推定時に、従来のブランチメトリック値（信号点間距離）があるスレッショルドを超えた場合、その変調指数においてはそれ以降の計算を中止することによって全体の演算量を削減できる。例えば６４ＱＡＭ信号が送信されている場合において、ＱＰＳＫ信号が推定されるような場合には、信号パワーの大きい信号点が受信されたときにおける（最も近い信号と受信信号の）信号点間距離は著しく大きくなることは自明である。このような場合は、ある程度のトレランス判定も含めた判定処理に基づいて演算を中止することによって、推定誤りを減少させることができる。
【００６７】
これが本発明の第１の原理における第４の変形例である。
更に、本発明は、受信側で得られる情報のみを用いて推定する技術であり、前記従来技術の１つのように他の制御情報即ち送信信号をも用いていないため、変調指数を固定に設定するだけで非適応変調方式のシステムに対応することが可能である。これはつまり、適応変調方式と非適応変調方式の２方式が共存するシステムであって例えば片方向のみ適応変調方式が採用されるようなシステムでは、両方式の完全な共存が実現され、双方向で適応変調方式が採用されるようなシステムでは、基地局／端末において最大限のコモナリティを獲得することが可能となることを意味している。
【００６８】
これが本発明の第１の原理における第５の変形例である。
＜本発明の第１の原理に基づく各実施の形態＞
上述の本発明の第１の原理に基づく各実施の形態について、以下に詳細に説明する。
【００６９】
以下の各実施例では、変調指数２（ＱＰＳＫ変調方式）、変調指数４（１６ＱＡＭ変調方式）、変調指数６（６４ＱＡＭ変調方式）、及び変調指数８（２５６ＱＡＭ変調方式）が選択され得る適応変調方式が採用される。
【００７０】
図２は、図１に示される本発明の原理構成に対応する本発明の第１の実施の形態の構成図である。
各変調指数２、４、６、８毎に、ＱＰＳＫ推定部２０２、１６ＱＡＭ推定部２０３、６４ＱＡＭ推定部２０４、２５６ＱＡＭ推定部２０５が、前記数２式〜数４式等（２５６ＱＡＭの場合も同様）に基づいて、受信信号フレーム２０１から尤度関数ΛQPSK、Λ16QAM 、Λ64QAM 、Λ256QAMを演算する。
【００７１】
また各変調指数２、４、６、８毎に、ＱＰＳＫデマッパ(demapper）２０６、１６ＱＡＭデマッパ２０７、６４ＱＡＭデマッパ２０８、２５６ＱＡＭデマッパ２０９が、それぞれの変調指数に対応する復調処理を実行し、復調結果をＮディレイ回路２１１、２１２、２１３、２１４にそれぞれ一時保持する。
【００７２】
そして最小尤度関数値セレクタ２１０が、上記各尤度関数ΛQPSK、Λ16QAM 、Λ64QAM 、Λ256QAMのうち、最小値を有するものを選択し、データセレクタ２１５に対して、その最小値に対応するＮディレイ回路（２１１〜２１４のうちの何れか）の出力を復調信号２１６として出力させる。
【００７３】
図３は、送信側から送信される送信信号の伝送フォーマットの一例を、従来技術と本実施の形態とで比較した図である。なお、説明の簡単のため、フェージング補償用制御信号などは除かれている。
【００７４】
図３(a) に示される従来技術では、伝送フォーマット中には、情報信号Ｉの他に、変調指数を変化させる周期（例えば正規化フェージング周期）毎に、変調指数信号ＭＬが内挿されている。
【００７５】
一方、図３(b) に示される本実施の形態では、伝送フォーマット中には、変調指数信号は含まれず、システムで決定された上記周期毎に、チャネル状態に応じた変調指数を使って、情報信号が格納されている。上記周期（１ブロック＝Ｎシンボル）毎に変調指数が推定されることによって、参照信号無しに復調（及び復号）が可能となる。
【００７６】
図４は、システムで許容された推定誤り率を達成するシンボル数Ｎが上記Ｌより小さい場合における、図２に示される実施の形態の動作を示している。
この場合、受信側ではＮ個までのシンボルから算出される尤度関数値を用いて推定が行われるため、１ブロック中のＬ個の全シンボルについて計算を行わなくてよい。また、Ｌ個の全シンボルについて計算が行われる（Ｎ＝Ｌとする）ことにより、従来のシステムに較べてかなり高品質な推定精度を提供できる。
【００７７】
図５は、図１の各推定部２０２、２０３、２０４、又は２０５の具体的な回路構成を示す図である。
図５の構成では、前述の数１式に従い、まず二乗回路６０１が、受信信号ディテクタ５０８から出力される受信信号ｒ(i) （ｉ＝１、２、・・、Ｎ）に対して二乗演算を実行することにより、受信信号電力値ｒ2 (i) を算出する。
【００７８】
次に、加算器５０２とディレイ回路５０３からなる累算器が、二乗回路５０１から出力される受信信号電力値ｒ2 (i) を順次累算する。これは、数１式右辺のΣ項の演算に対応する。
【００７９】
次に、Ｎシンボルカウンタ５０４が１ブロック分のＮシンボルをカウントした時点で、上記累算値がスイッチ５０５から出力される。
続いて、減算器５０６が、各変調指数の平均搬送波電力値ＰML（ＭＬ＝ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、又は２５６ＱＡＭ）から上記累算値を減算し、更に絶対値演算回路６０７が、上記減算結果値の絶対値を演算し、その演算結果を尤度関数ΛML（ＭＬ＝ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、又は２５６ＱＡＭ）として出力する。
【００８０】
図６は、図２に示される本発明の第１の実施の形態におけるＱＰＳＫ推定部２０２、１６ＱＡＭ推定部２０３、６４ＱＡＭ推定部２０４、又は２５６ＱＡＭ推定部２０５を実現する本発明の第２の実施の形態の構成図であって、変調指数推定用ブランチメトリック値計算用モジュールを示している。この構成は、＜本発明の第１の原理＞で前述した本発明の第１の原理における第１の変形例に対応する。
【００８１】
図６の構成においては、前述の数６式に従い、まず減算器６０２が、二乗回路６０１から出力される受信信号電力値ｒ2 (i) （ｉ＝１、２、・・、Ｎ）から、各変調指数の平均搬送波電力値ＰML（ＭＬ＝ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、又は２５６ＱＡＭ）を減算することにより、ブランチメトリック値λi を算出する。
【００８２】
次に、加算器６０３とディレイ回路６０４からなる累算器が、減算器６０２から出力されるブランチメトリック値λi を順次累算する。
続いて、Ｎシンボルカウンタ６０５が１ブロック分のＮシンボルをカウントした時点で、上記累算値がスイッチ６０６から出力される。
【００８３】
そして、絶対値演算回路６０７が、上記累算値の絶対値を演算し、その演算結果を尤度関数ΛML（ＭＬ＝ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、又は２５６ＱＡＭ）として出力する。
【００８４】
このような回路構成により、前述したように、各回路素子のダイナミックレンジを抑圧することができる。
図７は、ＲＳＳＩ信号を用いた本発明の第３の実施の形態の構成図を示しており、＜本発明の第１の原理＞で前述した本発明の第１の原理における第２の変形例に対応する。この図において、本発明の第１の実施の形態に係る図２の場合と同じ番号又は記号が付された部分は、図２の場合と同じ機能を有する。
【００８５】
ＲＳＳＩ信号は受信信号レベルを表すが、一般にここで考えられている瞬時レベルの平均電力ではなく、もっと長時間における平均受信電力を測定するために用いられる。よって、瞬時若しくは短時間内の変動に追従するものではない。
【００８６】
ＲＳＳＩ測定器７０２は、スレッショルド判定によって、送信時の変調指数の大まかな推定を行う。これにより、変調指数の推定範囲が絞り込まれる。
この意味では、ＲＳＳＩ信号に基づいて得られた変調指数の推定値は補助情報とも考えられる。このように精粗２段の推定が行われることにより、演算量が多い後段における処理負荷を軽減させることが可能となる。
【００８７】
図７に示されるように、ＲＳＳＩ測定器７０２は、例えば１６ＱＡＭ変調方式に対応する受信信号レベルを測定した場合、４つある推定器２０２〜２０５のうち、１６ＱＡＭ推定部２０３、ＱＰＳＫ推定部２０２、及び６４ＱＡＭ推定部２０４の３つのみを動作させることを指示する選択信号ＭＬ＿ＳＥＬを変調指数セレクタ７０１に供給する。
【００８８】
この結果、変調指数セレクタ７０１は、上記３つの推定部に対してのみ、受信信号フレーム２０１を与えて動作指示を行う。
このようにして、変調指数の推定範囲が絞り込まれない場合に比較して、全体の演算量を３／４に削減できる。
【００８９】
図８は、変調指数のＵｐ／Ｄｏｗｎ制御を行う適応変調方式を用いた本発明の第４の実施の形態の構成図を示しており、＜本発明の第１の原理＞で前述した本発明の第１の原理における第３の変形例に対応する。この図において、本発明の第１の実施の形態に係る図２の場合と同じ番号又は記号が付された部分は、図２の場合と同じ機能を有する。
【００９０】
図８の構成では、最小尤度関数値セレクタ２１０における前回の推定値が、前推定値格納メモリ８０３に記憶される。
そして、推定範囲選択器８０２が、前推定値格納メモリ８０３に記憶されている前回の推定値に対して±１若しくは０の３状態のみを今回の推定値とする。
【００９１】
図８に示されるように、前推定値格納メモリ８０３に記憶されている前回の推定値が例えば１６ＱＡＭ変調方式である場合、推定範囲選択器８０２は、４つある推定器２０２〜２０５のうち、１６ＱＡＭ推定部２０３、ＱＰＳＫ推定部２０２、及び６４ＱＡＭ推定部２０４の３つのみを動作させることを指示する選択信号ＭＬ＿ＳＥＬを変調指数セレクタ８０１に供給する。
【００９２】
この結果、変調指数セレクタ８０１は、上記３つの推定部に対してのみ、受信信号フレーム２０１を与えて動作指示を行う。
このようにして、変調指数の推定範囲が絞り込まれない場合に比較して、全体の演算量を３／４に削減できる。
【００９３】
図９は、ビタビ復号法を用いた復号器との結合方式である本発明の第５の実施の形態の構成図を示しており、＜本発明の第１の原理＞で前述した本発明の第１の原理における第４の変形例に対応する。この図において、本発明の第１の実施の形態に係る図２及び図５の場合と同じ番号又は記号が付された部分は、それらの図の場合と同じ機能を有する。なお、図９では、ＱＰＳＫ変調方式に関する部分についてのみ示されているが、他の１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭの各変調方式についても同様の構成を有する。
【００９４】
ビタビアルゴリズムは、そのシンボルにおける尤度値（ブランチメトリック）μ(i) を、受信信号ディテクタ５０８で検出された受信ベクトルｒ(i) とそれに最も近い信号点ベクトルｒmin (i) との距離の二乗値、即ち、下記数７式として定義される。
【００９５】
【数７】
【００９６】
例えばＱＰＳＫ変調方式の場合、この尤度値μ(i) は図９に示されるように、距離算出器９０１が、受信信号ディテクタ５０８で検出された受信ベクトルｒ(i) とＱＰＳＫデマッパ２０６から出力される信号点ベクトルｒmin (i) との距離の二乗値を計算する。
【００９７】
本実施の形態では、この尤度値μ(i) が変調指数の推定のためにも使用されるため、変調指数ＭＬに対する尤度値μML(i) を、次式によって定義する。
【００９８】
【数８】
【００９９】
本実施の形態では、尤度値μML(i) に対するスレッショルド値εに対して、
【０１００】
【数９】
【０１０１】
が成立するとき、若しくは上記尤度値μML(i) であるブランチメトリック値の累算値であるパラメトリック値ΓMLが、これに対応するスレッショルド値Εに対して、
【０１０２】
【数１０】
【０１０３】
が成立するときに、その変調指数における推定及び復号処理が中止されるように構成される。なお、上記スレッショルド値ε又はΕは、本実施の形態のシステムにおいて規定されるＥｂ／Ｎｏの最悪値に基づいて決定される。
【０１０４】
例えば６４ＱＡＭ信号が送信されている場合においてＱＰＳＫ信号が推定される場合を考えてみる。６４ＱＡＭ変調方式においては、熱雑音が無い場合に最も外側の信号点ｒ(i) が伝送された時、その座標は例えば（＋７，＋７）となる。一方、ＱＰＳＫ推定部２０２において、上記信号点に最も近い信号点ｒmin (i) は（＋１，＋１）である。従って、ＱＰＳＫ変調方式において算出される尤度値μQPSK(i) は、次式に示されるようにして算出される。
【０１０５】
【数１１】
【０１０６】
この尤度値μQPSK(i) は、図１１に示されるように、７２となり、信号点間距離（＝２）に較べてかなり大きい値をもつことがわかる。このような場合には、ＱＰＳＫ推定部２０２における推定動作が中止される。
【０１０７】
より具体的には、距離算出器９０２から出力される尤度値μ(i) 又はそれを累算器９０２で累算して得られる累算値Γと、それぞれに対応するスレッショルド値ε又はΕとが、スレッショルドディテクタ９０３により比較される。そして、このディテクタは、上記数９式又は数１０式が成立する場合に、ＱＰＳＫ推定部２０２に対して、推定動作の中止（ＯＦＦ）を指示する。
【０１０８】
本発明の第５の実施の形態の上述の構成により、変調指数の推定誤りを減少させることができる。
図１２は、本発明の前提条件である適応変調方式を用いたシステムとそうではない非適応変調方式を用いたシステムとが共存するシステムの構成図を示しており、＜本発明の第１の原理＞で前述した本発明の第１の原理における第５の変形例に対応する。
【０１０９】
図１２の構成では、適応変調方式を用いたシステムと非適応変調方式を用いたシステムは、それぞれセルとして構成される。
前述したように、本発明では、適応変調方式において変調指数を変化させる際に、チャネル上で新たな制御信号を伝送する必要がないため、チャネル上のフレームフォーマットは全く同じとなる。
【０１１０】
よって本発明による適応変調方式が実装された基地局（ベースステーション）及び端末（モーバイルステーション）を用意しておくことにより、変調指数を固定にするだけで非適応変調方式に対応でき、かつ従来システムに何ら影響を与えないシステムを構成することが可能となる。
【０１１１】
本発明は受信側のみに閉じた技術であるため、システムの違いを意識せずに受信動作が可能である。つまり、送信側で変調指数を固定にして送れば、受信側でも推定結果が常にある特定の変調指数に固定される。従って、上／下どちらか一方のみのリンクにおいて適応変調方式が採用されるシステムにおいて、適応変調方式と非適応変調方式の完全な共存が可能となる。
【０１１２】
上り方向リンクのフェージングと下り方向リンクのフェージングとが相関の無いチャネルを有するＦＤＤシステム等に対しても、送信動作後所定時間内に、フィードバックチャネル（図１５(a) の１５０８を参照）を介して制御情報が返信されなければ最小の変調指数（例えばＱＰＳＫ変調方式）で送信されるように構成されることにより、フィードバックチャネルを必要としない本発明による適応変調方式システムを何ら変更を必要とせずに共存させることが可能となる。
【０１１３】
双方向に適応変調方式が採用されるシステムであっても、本発明の場合には共通のフレームフォーマットが使用できるという利点は変わらない。これにより、従来システムの共存時（特に新システムへの移行期）におけるデュアルモードシステム下での装置のコモナリティを最大限に確保することが可能となり、基地局／端末ともに、容量削減（１＋１＝１でよい）の効果が期待できる。
＜本発明の第２の原理＞
次に、本発明の第２の原理について説明する。
【０１１４】
ここまで説明した本発明の第１の原理に基づく適応変調方式では、前述の数１式に示されるように、各変調指数ＭＬにおける搬送波電力の平均若しくは期待値（１次モーメント）が各変調指数ＭＬの尤度関数ΛMLとして用いられている。この場合、受信信号レベルの平均値（絶対値）に対してかなりの精度が要求されることになる。
【０１１５】
そこで、本発明の第２の原理では、２次モーメントである搬送波電力の分散を尤度として用いることにより、相対値による比較を可能とする。これにより、受信信号レベルの平均値（絶対値）そのものを利用しなくても精度の高い推定が可能となる。
【０１１６】
具体的には、本発明の第２の原理は、各変調指数のＣＮＲの分散（２次モーメント）に着目するものである。
本発明の第１の原理の場合と同様に、例えば、Ｓｑｕａｒｅ−ＱＡＭ変調方式が採用される場合に、その変調指数として、２（ＱＰＳＫ）、４（１６ＱＡＭ）、６（６４ＱＡＭ）において、上記平均ＣＮＲはそれぞれ、γQPSK＝δ／σ2 、γ16QAM ＝５δ／σ2 、γ64QAM ＝２１δ／σ2 である。ここで、２δは（最小）信号点間距離、σ2 は熱雑音の分散である。また、それぞれの平均ビット誤り率の理論値はこの平均ＣＮＲに基づいて算出される。これらの値を見ればわかるように、信号点間距離およぴ熱雑音を同一、つまりＥｓ／Ｎｏを同一にすることでシンボル誤り率を同じくする条件において、各変調指数における平均ＣＮＲが異なる。
【０１１７】
しかし、この期待値若しくは標本平均の期待値は絶対値であるため、この値に対する精度は当然要求される。しかし、分散は、平均値からのばらつきを数値化する尺度であり、平均値の絶対値を知る必要はない。よって、受信信号レベルが精度良く得られなくても、送信された変調指数の推定精度には何ら影響を及ぼさない。
【０１１８】
今、時点ｉにおける受信信号をｒ(i) とすると、その電力はｒ2 (i) であり、これをランダム変数ｘ(i) と定義する。本発明の第１の原理では、数１式で示したように、次式によって定義されるランダム変数ｘ(i) の期待値（１次モーメント）と、平均搬送波電力ｘm との距離が、尤度関数値とされている。
【０１１９】
【数１２】
【０１２０】
ここでシステムで予め設定された状態変化の周期（以後、ブロック長と呼ぶ）をＬとし、推定に用いるシンボル数（推定ブロック長）をＮ（≦Ｌ）とする。このとき、受信信号の信号点の分散（２次モーメント）は、下記数１３式〜数１５式によって定義できる。
【０１２１】
【数１３】
【０１２２】
【数１４】
【０１２３】
【数１５】
【０１２４】
具体的には、本発明の第２の原理においては、熱雑音が無く（σN 2 −＞１）、かつ信号点間距離が２である時の各変調指数の平均搬送波電力（ＰML）の分散値、σ2 PQPSK＝0.0 、σ2 P16QAM ＝16.0、σ2 P64QAM ＝336.0を基準オフセットとして、受信信号電力の分散が測定される。このとき、各変調指数の尤度関数ΛMLは、
【０１２５】
【数１６】
【０１２６】
である。これより、各変調指数に対応する尤度関数ΛQPSK、Λ16QAM 、Λ64QAM は、それぞれ、
【０１２７】
【数１７】
【０１２８】
【数１８】
【０１２９】
【数１９】
【０１３０】
となる。
本発明の第２の原理では、本発明の第１の原理の場合と同様に、各変調指数に対応する尤度関数ΛMLのうち最小値を有するものが、変調指数の推定結果として用いられる。従って、システム的な原理構成は、本発明の第１の原理の場合と同様に、図１に示される。
【０１３１】
ただし、本発明の第２の原理では、本発明の第１の原理の場合と同様、熱雑音の分散が同一であっても、同一測定シンボルにおける各変調指数の信号点分散は異なる。これはランダム情報源が仮定された場合に或る変調指数における全信号点の出現頻度を一定とするためには、変調指数が大きいほどシンボル数を大きくとる必要があるためである。例えば、数１７式〜数１９式に示されるサンプル数がＮである例における各変調指数の平均搬送波電力の分散に対する信頼度νMLには、
【０１３２】
【数２０】
【０１３３】
の関係がある。これは本発明が、大数の法則に基づいており、Ｎを大きくとるほど、各変調指数の平均搬送波電力（期待値）の分散に関する信頼度νMLが０に近づき、Ｎサンプルの標本分散値σ2 (Ｎ)が真値に近づくことを意味する。
【０１３４】
上記のように本発明の第２の原理では、サンプル数Ｎを同一とする条件のもとで各尤度関数値が計算されるため、熱雑音の分散σ2 N （これは各変調指数に関して同じである）及び各変調指数の平均搬送波電力（期待値）の分散に関する信頼度νMLの、２つのパラメータを考慮しなくてはならない。
【０１３５】
前者はＥｓ／Ｎｏに依存しており、後者は各変調指数（特に最大の伝送効率を有する変調指数）に依存している。特に後者については、本発明の第１の原理の場合と同様に、十分な数のサンプルが測定されない（Ｎが小さい）場合、熱雑音が無い場合であっても、伝送誤り（軽減不能誤り）が発生する。また、本発明の第１の原理の場合と同様に、（従来のビタビアルゴリズムで用いられている基準である）前者の分散が大きい場合にも、測定サンプル数が少ないと、その精度は低下する。
【０１３６】
よって、本発明の第２の原理でも、本発明の第１の原理の場合と同様に、サンプル数Ｎをある程度大きくとれば、上記の相互作用に起因して発生する、変調指数の推定誤りを、抑圧できる。
【０１３７】
システム設計においては、本発明の第１の原理の場合と同様に、正規化フェージング周期の観点からだけではなく、ブロック誤り率（若しくは変調指数推定誤り率）の観点から、それらの推定誤り率の許容値を満たすサンプル数Ｎが決定される。
【０１３８】
例えば変調指数の上記組合せでは、最大の伝送効率を有する６４ＱＡＭ変調方式において、Ｎ＝５０（シンボル）のときに、推定誤り率は４×１０-4程度と高品質になる。
【０１３９】
上述のシンボル数Ｎ＝５０は、例えばフェージング補償に用いられるパイロット信号の周期Ｌに較べて伝送速度が小さい場合であっても、パイロット周期あたりのシンボル数（数十シンボル）と同程度のシンボル数であり、伝送速度が中高速の場合には、パイロット周期あたりのシンボル数（数百〜数千シンボル）に比較してかなり少ないシンボル数（サンプル数）となる。
【０１４０】
即ち、本発明の第２の原理においても、本発明の第１の原理の場合と同様に、パイロット信号の周期で変調指数が変化させられる場合には、特に中高速の場合に、かなり高品質（エラーレス）な推定精度を実現することが可能となる。
【０１４１】
以上が本発明の第２の原理の基本である。
次に尤度関数は、Ｎ個のランダム変数ｘ1 ，・・，ｘN の標本分散、
【０１４２】
【数２１】
【０１４３】
として考えることができる。ここで、標本平均は、
【０１４４】
【数２２】
【０１４５】
である。個々のランダム変数は、同じ平均値と分散、
【０１４６】
【数２３】
【０１４７】
【数２４】
【０１４８】
を持っている。そして、それらは無相関、つまり、
【０１４９】
【数２５】
【０１５０】
【数２６】
【０１５１】
である。このとき、その期待値は、
【０１５２】
【数２７】
【０１５３】
である。よって、受信信号のＮ個の標本分散ｒ1 ，・・，ｒN と、この期待値との距離を尤度関数値とすることができる。このようにランダム変数列として受信系列を捉えることにより、推定精度の向上が可能となる。
【０１５４】
具体的には、熱雑音が無く（σN 2 −＞１とする）、かつ信号点間距離が２であるときの各変調指数の平均搬送波電力（ＰML）の分散値、σ2 PQPSK＝0.0 、σ2 P16QAM ＝16.0、σ2 P64QAM ＝336.0に測定サンプル数Ｎに基づく係数｛（Ｎ−１）／Ｎ｝を基準オフセットとして、受信信号電力の分散が測定される。このとき、各変調指数の尤度関数ΛMLは、
【０１５５】
【数２８】
【０１５６】
である。これより、各変調指数に対応する尤度関数ΛQPSK、Λ16QAM 、Λ64QAM は、それぞれ、
【０１５７】
【数２９】
【０１５８】
【数３０】
【０１５９】
【数３１】
【０１６０】
となる。
これが、本発明の第２の原理の第１の変形例である。そして、この場合においても、各変調指数に対応する尤度関数ΛMLのうち最小値を有するものが、変調指数の推定結果として用いられる。この結果、推定誤り率を、１．５×１０-4と、Ｎシンボルの分散に基づいて最尤推定する数１７式〜数１９式に示される方式に比較して、ほぼ１／３程度に低減させることが可能となる。
【０１６１】
更に、数１３式〜数１５式に基づいて分散σ2 を計算しつつ、上記第１の変形例における基準オフセットを用いることにより、特定の改善を図ることも可能である。具体的には、各変調指数の尤度関数ΛMLは、
【０１６２】
【数３２】
【０１６３】
である。これより、各変調指数に対応する尤度関数ΛQPSK、Λ16QAM 、Λ64QAM は、それぞれ、
【０１６４】
【数３３】
【０１６５】
【数３４】
【０１６６】
【数３５】
【０１６７】
となる。
これが本発明の第２の原理の第２の変形例である。この結果、推定誤り率を、３×１０-4と、Ｎシンボルの分散に基づいて最尤推定する数１７式〜数１９式に示される方式に比較して、ほぼ３／４程度に低減させることが可能となる。
＜本発明の第２の原理に基づく各実施の形態＞
上述の本発明の第２の原理に基づく各実施の形態について、以下に詳細に説明する。
【０１６８】
以下の第６〜第８の各実施例の基本的な構成としては、本発明の第１の原理に基づく、前述した本発明の第１、第３、第４、又は第５の実施の形態の構成（図２、図７、図８、又は図９）を採用することができる。
【０１６９】
図１２は、図２、図７、図８、又は図９に示されるＱＰＳＫ推定部２０２、１６ＱＡＭ推定部２０３、６４ＱＡＭ推定部２０４、又は２５６ＱＡＭ推定部２０５を実現する本発明の第６の実施の形態の構成図である。これは、本発明の第２の原理の基本に基づく実施の形態である。
【０１７０】
図１２において、二乗回路１２０１、１２０２、１２０５、累算器１２０３、１２０４、減算器１２０７、及び除算器１２０６、１２０８は、前述した数１３式〜数１５式に基づいて、受信信号点の分散を算出する。
【０１７１】
減算器１２０９は、数１６式の右辺の絶対値の内部項を計算する。
そして、絶対値演算回路１２１０は、数１６式の右辺の絶対値演算を実行し、尤度関数値ΛMLを出力する。
【０１７２】
図１３は、図２、図７、図８、又は図９に示されるＱＰＳＫ推定部２０２、１６ＱＡＭ推定部２０３、６４ＱＡＭ推定部２０４、又は２５６ＱＡＭ推定部２０５を実現する本発明の第７の実施の形態の構成図である。これは、本発明の第２の原理における第１の変形例に対応する。
【０１７３】
図１３で、二乗回路１３０１、累算器１３０２、及び除算器１３０３は、前述した数２２式に基づく標本平均を計算し、減算器１３０４、二乗回路１３０５、及び除算回路１３０６は、数２１式に基づく標本分散を計算する。
【０１７４】
減算器１３０７は、数２８式の右辺の絶対値の内部項を計算する。
そして、絶対値演算回路１３０８は、数２８式の右辺の絶対値演算を実行し、尤度関数値ΛMLを出力する。
【０１７５】
図１４は、図２、図７、図８、又は図９に示されるＱＰＳＫ推定部２０２、１６ＱＡＭ推定部２０３、６４ＱＡＭ推定部２０４、又は２５６ＱＡＭ推定部２０５を実現する本発明の第８の実施の形態の構成図である。これは、本発明の第２の原理における第２の変形例に対応する。
【０１７６】
図１４において、二乗回路１２０１、１２０２、１２０５、累算器１２０３、１２０４、減算器１２０７、及び除算器１２０６、１２０８は、図１２の場合と同様であり、前述した数１３式〜数１５式に基づいて、受信信号点の分散を算出する。
【０１７７】
減算器１４０１は、数３２式の右辺の絶対値の内部項を計算する。
そして、絶対値演算回路１４０２は、数３２式の右辺の絶対値演算を実行し、尤度関数値ΛMLを出力する。
【０１７８】
【発明の効果】
本発明の第１の態様の構成によれば、移動通信などの、フェージング環境下における運用が想定されるシステムにおいて、伝搬路の状況に応じて適応的に変調指数（及び送信電力）を変化させる無線伝送技術において、ビット誤り率（つまり瞬時Ｅｓ／Ｎｏ）を一定とする際の各変調指数の平均ＣＮＲの違いに着目し、これを基にした尤度値を用いることで、従来必要であった送信時の変調指数に関する情報を得ることなく、送信された変調指数を受信信号のみから最尤推定することが可能となる。
【０１７９】
この場合、受信シンボル毎に尤度計算を行うことにより、尤度値の絶対値、即ち尤度値のダイナミックレンジを小さく抑えることが可能となり、実際の装置において計算機資源を節約することが可能となる。
【０１８０】
本発明の第２の態様の構成によれば、各変調指数の信号点の分散の違いに着目し、これを基にした尤度値を用いることで、更に精度のよい受信信号のみからの変調指数の最尤推定が可能となる。
【０１８１】
本発明の第３の態様の構成によれば、各変調指数の信号点の標本分散と基準標本分散との距離を基にした尤度値を用いることで、更に精度のよい受信信号のみからの変調指数の最尤推定が可能となる。
【０１８２】
本発明の第４の態様の構成によれば、各変調指数の信号点の分散と基準標本分散との距離を基にした尤度値を用いることで、精度のよくかつ演算効率のよい受信信号のみからの変調指数の最尤推定が可能となる。
【０１８３】
また、本発明において、システムにおいて許容された推定誤り率に応じて、同一の変調指数で送信される信号のブロック長が設定可能となることにより、特に中高速システムにおいて変調指数を変化させたい周期（例えば正規化フェージング周期）が大きくなるため、この周期全てにおいて変調指数の推定を行うことにより、更に高品質な変調指数の推定が可能とする。またこの場合、許容推定誤り率を変えずに推定ブロック長を短縮できるため、演算量の削減が可能となる。
【０１８４】
また、本発明において、受信信号レベルが取得され、その受信信号レベルに基づいて、尤度値を算出する変調指数の範囲が限定されることにより、推定全体の演算量を削減することが可能となる。
【０１８５】
また、本発明において、前回の推定時に推定された変調指数に基づいて、今回の推定時に尤度値を算出する変調指数の範囲が限定されることにより、推定全体の演算量を削減することが可能となる。
【０１８６】
また、本発明において、他の最尤判定アルゴリズムにおいて算出された信号点間距離情報があるスレッショルドを越えた場合に、その変調指数においてはそれ以降の尤度値の推定演算が中止されることにより、推定全体の演算量を削減することが可能となる。
【０１８７】
更に、本発明において、送信時の変調指数を固定に設定することにより非適応変調方式を実現することができ、適応変調方式と非適応変調方式の２方式が共存するシステムであって例えば片方向のみ適応変調方式が採用されるようなシステムでは、両方式の完全な共存を実現でき、双方向で適応変調方式が採用されるようなシステムでは、基地局／端末において最大限のコモナリティを提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態の構成図である。
【図３】伝送フォーマットの比較を示した図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態の動作説明図である。
【図５】本発明の第１の実施の形態における各推定部の構成図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態における各推定部（変調指数推定用ブランチメトリック値計算部）の構成図である。
【図７】ＲＳＳＩ信号を用いた本発明の第３の実施の形態の構成図である。
【図８】変調指数のＵｐ／Ｄｏｗｎ制御を行う適応変調方式を用いた本発明の第４の実施の形態の構成図である。
【図９】ビタビ復号法との結合方式である本発明の第５の実施の形態の構成図である。
【図１０】本発明の第５の実施の形態におけるスレッショルドによる演算中止の一例を示す図である。
【図１１】適応／非適応共存システムの構成図である。
【図１２】本発明の第６の実施の形態における各推定部の構成図である。
【図１３】本発明の第７の実施の形態における各推定部の構成図である。
【図１４】本発明の第８の実施の形態における各推定部の構成図である。
【図１５】適応変調方式の原理説明図である。
【符号の説明】
１０１ 受信信号
１０２ 変調指数推定部
１０３ 変調指数復調部
１０４、２１０ 最小尤度関数値セレクタ
１０５、２１５ データセレクタ
１０６、２１６ 復調信号
２０１ 受信信号フレーム
２０２ ＱＰＳＫ推定部
２０３ １６ＱＡＭ推定部
２０４ ６４ＱＡＭ推定部
２０５ ２５６ＱＡＭ推定部
２０６ ＱＰＳＫデマッパ
２０７ １６ＱＡＭデマッパ
２０８ ６４ＱＡＭデマッパ
２０９ ２５６ＱＡＭデマッパ
５０１、６０１、１２０１、１２０２、１３０１、１３０５ 二乗回路
５０２、６０３ 加算器
５０３、６０４ ディレイ回路
５０４、６０５ Ｎシンボルカウンタ
５０５、６０６ スイッチ
５０６、６０２、１２０７、１２０９、１３０４、１３０７、１４０１ 減算器
５０７、６０７、１２１０、１３０８、１４０２ 絶対値演算回路
５０８ 受信信号ディテクタ
７０１、８０１ 変調指数セレクタ
７０２ ＲＳＳＩ測定器
８０２ 推定範囲選択器
８０３ 前推定値格納メモリ
９０１ 距離算出器
９０２、１２０３、１２０４、１３０２ 累算器
９０３ スレッショルドディテクタ
１２０８、１３０３、１３０６ 除算器
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動通信システム等に適用可能であって、特にチャネルパワー利得に基づいて変調指数を変化させる適応変調方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル通信、特に移動通信システムにおいは、外乱であるフェージング変動によって、回線品質（例えばビット誤り率）が著しく劣化することが知られている。これは、信号波が、散乱波を含む遅延波による影響を受ける結果、生じる現象であり、信号波の振幅及び位相の変動が時変的に発生する。このフェージング変動の範囲は数十ｄＢである。
【０００３】
フェージングチャネルに適応しない変調方式（以後、非適応変調方式と呼ぶ）は、変調指数（Modulation Level）（及び送信電力）が固定である変調方式である。この変調方式が採用される場合には、フェージングによりレベルが落ち込む（ディープフェードする）期間においてシステムが許容できる特性を維持するために、かなり大きなリンクマージンを確保する必要があった。リンクマージンを確保するためには、例えば、伝送帯域を犠牲にした強力な誤り訂正を適用しなければならない。即ち、非適応変調方式が採用されるシステムは最悪状態を基準として設計されている。このため、このようなシステムでは、良好及び劣悪なチャネル状態が時変的に発生するフェージングチャネルにおいて、通信容量（チャネルキャパシティ）が１００％活用されていなかった。
【０００４】
近年、このフェージングチャネルにおけるチャネルキャパシティを１００％活用することを目的とした適応変調方式の研究開発が活発に行われている。
変調方式のビット誤り率特性（受信機特性）は、その変調方式における信号点間距離、即ちＥｂ／Ｎｏ（若しくはＥｓ／Ｎｏ）に依存しており、これは変調方式によらない。
【０００５】
通信特性を向上させるための誤り訂正技術も、冗長ビットを用いることによりこの信号点間距離を等価的に拡大する技術である。
非適応変調方式が採用される従来システムでは、要求ビット誤り率が最悪条件において満たされることを基準にした最悪値設計を行っている。しかし、最悪条件の時間率は、一般にかなり小さい。このため、大部分の時間においては、要求ビット誤り率若しくは要求Ｅｂ／Ｎｏよりも良好な状態で、通信が行われていることになる。そこで、チャネル状態に応じて、送信電カレベル、伝送シンボルレート、変調指数、誤り訂正における符号化率（若しくは訂正方式）、及びこれらの組合せを適応的に変化させて、要求ビット誤り率を維持するように制御することによって、最適伝送を実現できる。これが適応変調方式の原理である。
【０００６】
即ち、適応変調方式が採用されるシステムにおいては、チャネル状態の良好な期間では、情報ができるだけ多く伝送され、チャネル状態が劣悪な期間では、伝送レートが下げられ又は送信が中断される。
【０００７】
なお、上記機能に加えて、瞬時送信電力をも最適化する方式も提案されているが、単一セルでは最もよい特定を示すことが知られている。
適応変調方式の原理図を、図１５(a) に示す。この図において、ｘ(i) は第１の局であるＡ局の送信機１５０１から出力される送信信号、ｙ(i) はＡ局に対向する第２の局であるＢ局の受信機１５０１で受信される受信信号、ｇ(i) はＡ局とＢ局を接続するチャネル１５０２においてＡ局から送信された送信信号ｘ(i) が受けるフェージング変動、ｎ(i) はチャネル１５０２においてＡ局から送信された送信信号ｘ(i) に重畳されるノイズ信号である。
【０００８】
双方向通信システムの場合には、伝送方向が互いに逆である２組の図１５(a) に示されるシステムが存在する。
チャネル１５０２が、第１方向（Ａ局→Ｂ局）リンクのフェージングと第２方向（Ｂ局→Ａ局）リンクのフェージングとが相関のあるチャネル、例えばＴＤＤ（時分割）チャネルである場合には、下記制御が実行される。
【０００９】
まず、第１方向リンク上のＢ局の受信機１５０１内のチャネル推定器１５０６は、受信信号ｙ(i) に含まれる変調指数情報に基づいてチャネル１５０２のパワー利得を推定し、算出した推定情報をそのＢ局の受信機１５０１内の復調／復号器１５０７に通知する。その復調／復号器１５０７は、第１方向リンクから受信した受信信号ｙ(i) に対して、上記推定情報に応じた復調／復号処理を実行する。また、上記Ｂ局の受信機１５０１内のチャネル推定器１５０６は、それが算出した推定情報（或いはこれに外挿補間を行って得られる推定情報）を、第２方向リンク上のＢ局の送信機１５０１内の適応変調／符号器１５０４に通知する。この適応変調／符号器１５０４は、その通知された推定情報に従って変調指数情報を設定し、送信信号ｘ(i) を上記変調指数情報と共にチャネル１５０２内の第２方向リンクに送信する。
【００１０】
第２方向リンク上のＡ局の受信機１５０１内のチャネル推定器１５０６は、受信信号ｙ(i) に含まれる変調指数情報に基づいてチャネル１５０２のパワー利得を推定し、算出した推定情報をそのＡ局の受信機１５０１内の復調／復号器１５０７に通知する。その復調／復号器１５０７は、第２方向リンクから受信した受信信号ｙ(i) に対して、上記推定情報に応じた復調／復号処理を実行する。また、上記Ａ局の受信機１５０１内のチャネル推定器１５０６は、それが算出した推定情報（或いはこれに外挿補間を行って得られる推定情報）を、第１方向リンク上のＡ局の送信機１５０１内の適応変調／符号器１５０４に通知する。この適応変調／符号器１５０４は、その通知された推定情報に従って変調指数情報を設定し、送信信号ｘ(i) を上記変調指数情報と共にチャネル１５０２内の第１方向リンクに送信する。
【００１１】
このようにして、変調指数情報のピンポン伝送が実現される。
一方、チャネル１５０２が、第１方向リンクのフェージングと第２方向リンクのフェージングとが相関の無いチャネル、例えばＦＤＤ（周波数分割）チャネルである場合には、下記制御が実行される。
【００１２】
まず、第１方向リンク上のＢ局の受信機１５０１内のチャネル推定器１５０６は、受信信号ｙ(i) に含まれる変調指数情報に基づいてチャネル１５０２のパワー利得を推定し、算出した推定情報をそのＢ局の受信機１５０１内の復調／復号器１５０７に通知する。その復調／復号器１５０７は、第１方向リンクから受信した受信信号ｙ(i) に対して、上記推定情報に応じた復調／復号処理を実行する。また、上記Ｂ局の受信機１５０１内のチャネル推定器１５０６は、それが算出した推定情報（或いはこれに外挿補間を行って得られる推定情報）を、第１方向リンク用のフィードバックチャネル１５０８を使って、第１方向リンク上のＡ局の送信機１５０１（図１５(a) ）内の適応変調／符号器１５０４にフィードバックさせる。この適応変調／符号器１５０４は、そのフィードバックされた変調指数情報を設定し、送信信号ｘ(i) を上記変調指数情報と共にチャネル１５０２内の第１方向リンクに送信する。
【００１３】
第２方向リンクについても、上記と全く同様のフィードバック機構が必要となる。
図１５(a) において、送信機１５０１内の電力制御部１５０５は、前述したパワー適応処理を実現する。
【００１４】
図１５(b) は、送信機１５０１内の適応変調／符号器１５０４及び受信機１５０１内の復調／復号器１５０７において選択され得る各変調方式の信号点配置の例を示す図であり、ＱＰＳＫ（Quadri-Phase Shift Keying ）、１６ＱＡＭ（16 Quadrature Amplitude Modulation）、６４ＱＡＭ等の変調方式が選択可能である。
【００１５】
上述したように、適応変調方式は、変調方式の適応制御に関する処理部を有するため、非適応変調方式に比較して、通信特性と演算量（複雑度）に関してトレードオフを有する。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、上述の従来の適応変調方式では、送信機１５０１が送信する送信信号ｘ(i) には、上述のように、その送信機１５０１内の適応変調／符号器１５０４で設定された変調指数情報を制御信号として重畳する必要があるため、信号の伝送効率が低下してしまうという問題点を有していた。
【００１７】
この制御信号は、状態変化の周期（例えば正規化フェージング周期）毎に伝送されなければならない。そして、この制御信号の受信誤りは１周期（１ブロック）分の全ての受信情報の紛失を引き起こすため、この制御信号の受信誤り率をかなり低く抑えなければならない。このため、従来の適応変調方式では、制御信号の誤り訂正のためのオーバーヘッド情報も必要になってしまうという問題点を有していた。
【００１８】
なおこれまでに、他の目的で用いられる制御信号中（例えばプリアンプル）に変調指数情報を埋め込み、受信側で復調（推定ではない）することにより、伝送効率の低下を防止する方式も提案されているが、上記制御信号のパターンに制限が加わるため、一般性、汎用性に欠けるものであった。
【００１９】
本発明の課題は、特にチャネルパワー利得に基づいて変調指数を変化させる適応変調方式において、送信側において制御信号を何ら送信することなく、受信側において変調指数を最尤推定可能とすることにより、信号の伝送効率の低下を防止することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明は、伝搬路の状況に応じて適応的に変調指数を変化させる無線伝送技術を前提とする。
【００２１】
本発明の第１の態様は、以下の構成を有する。
まず、送信時の変調指数の情報が付加されていない受信信号に対して、各変調指数における搬送波電力の平均値又は期待値が算出される。
【００２２】
次に、その算出された各変調指数における搬送波電力の平均値又は期待値と、その各変調指数毎に予め規定される搬送波電力の基準平均値又は基準期待値との差がその各変調指数毎の尤度値として算出される。
【００２３】
そして、その各変調指数毎の尤度値のうち最尤値に対応する変調指数が、受信信号の変調指数として推定される。
上述の本発明の第１の態様の構成により、移動通信などの、フェージング環境下における運用が想定されるシステムにおいて、伝搬路の状況に応じて適応的に変調稽数（及び送信電力）を変化させる無線伝送技術において、ビット誤り率（つまり瞬時Ｅｓ／Ｎｏ）を一定とする際の各変調指数の平均ＣＮＲの違いに着目し、これを基にした尤度値を用いることで、従来必要であった送信時の変調指数に関する情報を得ることなく、送信された変調指数を受信信号のみから最尤推定することが可能となる。
【００２４】
上述の発明の構成において、受信シンボル毎に尤度計算を行うことにより、尤度値の絶対値を小さくするように構成することができる。
本発明の第２の態様は、以下の構成を有する。
【００２５】
まず、送信時の変調指数の情報が付加されていない受信信号に対して、各変調指数における搬送波電力の分散値が算出される。
次に、その算出された各変調指数における搬送波電力の分散値と、その各変調指数毎に予め規定される搬送波電力の基準分散値との差がその各変調指数毎の尤度値として算出される。
【００２６】
そして、その各変調指数毎の尤度値のうち最尤値に対応する変調指数が、受信信号の変調指数として推定される。
上述の本発明の第２の態様の構成により、各変調指数の信号点の分散の違いに着目し、これを基にした尤度値を用いることで、より精度のよい受信信号のみからの変調指数の最尤推定が可能となる。
【００２７】
本発明の第３の態様は、以下の構成を有する。
まず、送信時の変調指数の情報が付加されていない受信信号に対して、各変調指数における搬送波電力の標本分散値が算出される。
【００２８】
次に、その算出された各変調指数における搬送波電力の標本分散値と、その各変調指数毎に予め規定される搬送波電力の基準標本分散値との差がその各変調指数毎の尤度値として算出される。
【００２９】
そして、その各変調指数毎の尤度値のうち最尤値に対応する変調指数が、受信信号の変調指数として推定される。
上述の本発明の第３の態様の構成により、各変調指数の信号点の標本分散と基準標本分散との距離を基にした尤度値を用いることで、更に精度のよい受信信号のみからの変調指数の最尤推定が可能となる。
【００３０】
本発明の第４の態様は、以下の構成を有する。
まず、送信時の変調指数の情報が付加されていない受信信号に対して、各変調指数における搬送波電力の分散値が算出される。
【００３１】
次に、その算出された各変調指数における搬送波電力の分散値と、その各変調指数毎に予め規定される搬送波電力の基準標本分散値との差がその各変調指数毎の尤度値として算出される。
【００３２】
そして、その各変調指数毎の尤度値のうち最尤値に対応する変調指数が、受信信号の変調指数として推定される。
上述の本発明の第４の態様の構成により、各変調指数の信号点の分散と基準標本分散との距離を基にした尤度値を用いることで、精度のよくかつ演算効率のよい受信信号のみからの変調指数の最尤推定が可能となる。
【００３３】
ここまでの発明の構成において、システムにおいて許容された推定誤り率に応じて、同一の変調指数で送信される信号の推定ブロック長を設定するように構成することができる。これはまた、フェージング周期からブロック長が設定される場合、その推定シンボル数（ブロック長）は、それ以下の値で自由に設定できることを意味している。
【００３４】
ここまでの発明の構成において、受信信号レベルを取得し、その受信信号レベルに基づいて、尤度値を算出する変調指数の範囲を限定するように構成することができる。
【００３５】
ここまでの発明の構成において、前回の推定時に推定された変調指数に基づいて、今回の推定時に尤度値を算出する変調指数の範囲を限定するように構成することができる。
【００３６】
ここまでの発明の構成において、他の最尤判定アルゴリズムにおいて算出された信号点間距離情報があるスレッショルドを越えた場合に、その変調指数においてはそれ以降の尤度値の推定演算を中止するように構成することができる。
【００３７】
ここまでの発明の構成において、送信時の変調指数を固定に設定することにより非適応変調方式を実現することができる。
【００３８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について詳細に説明する。
＜本発明の第１の原理＞
図１は、本発明の原理図である。
【００３９】
本発明は、各変調指数の平均ＣＮＲの違いに着目するものである。
例えば、Ｓｑｕａｒｅ−ＱＡＭ変調方式が採用される場合に、その変調指数として、２（ＱＰＳＫ）、４（１６ＱＡＭ）、６（６４ＱＡＭ）において、上記平均ＣＮＲはそれぞれ、γQPSK＝δ／σN 2 、γ16QAM ＝５δ／σN 2 、γ64QAM ＝２１δ／σN 2 である。ここで、２δは（最小）信号点間距離、σ2 は熱雑音の分散である。また、それぞれの平均ビット誤り率の理論値はこの平均ＣＮＲに基づいて算出される。
【００４０】
これらの値を見ればわかるように、信号点間距離および熱雑音を同一、つまりＥｓ／Ｎｏを同一にすることでシンボル誤り率を同じくする条件において、各変調指数における平均ＣＮＲが異なる。本発明は、この事実を利用する。
【００４１】
具体的には本発明の第１の原理においては、熱雑音が無く（σN 2 −＞１とする）、かつ信号点間距離が２である時の各変調指数の平均搬送波電力（ＰML）、ＰQPSK＝2.0 、Ｐ16QAM ＝10.0、Ｐ64QAM ＝42.0を基準オフセットとして、受信信号電力が測定される。ここで、システムで予め設定された状態変化の周期（以後、ブロック長と呼ぶ）をＬとし、推定に用いるシンボル数（推定ブロック長）をＮ（Ｌ≧Ｎ）とし、また、時点ｉにおける受信信号点をｒ(i) とおくと、各変調指数（Modulation Level：ＭＬ）の尤度関数ΛMLは、
【００４２】
【数１】
である。これより、各変調指数に対応する尤度関数ΛQPSK、Λ16QAM 、Λ64QAM は、それぞれ、
【００４４】
【数２】
【数３】
【数４】
となる。
本発明の第１の原理では、各変調指数に対応する尤度関数ΛMLのうち最小値（最尤値）を有するものが、変調指数の推定結果として用いられる。
【００４８】
即ち図１に示されるように、各変調指数ＭＬ＃１、ＭＬ＃２、・・、ＭＬ＃Ｘ毎に、＃１〜＃Ｘの変調指数推定部１０２が、数１式（例えば数２〜数４式）に基づいて、受信信号１０１から尤度関数ΛML#1、ΛML#2、・・、ΛML#Xを演算する。
【００４９】
また、各変調指数ＭＬ＃１、ＭＬ＃２、・・、ＭＬ＃Ｘ毎に、＃１〜＃Ｘの変調指数復調部１０３が、それぞれの変調指数に対応する復調処理を実行する。
そして、最小尤度関数値セレクタ１０４が、＃１〜＃Ｘの変調指数推定部１０２から出力される各尤度関数ΛML#1、ΛML#2、・・、ΛML#Xのうち、最小値を有するものを選択し、データセレクタ１０５に対して、その最小値に対応する変調指数復調部１０３の出力を復調信号１０６として出力させる。
【００５０】
ただし、熱雑音の分散が同一であっても、同一測定シンボルにおける各変調指数の信号点分散は異なる。これはランダム情報源が仮定された場合に或る変調指数における全信号点の出現頻度を一定とするためには、変調指数が大きいほどシンボル数を大きくとる必要があるためである。例えば、数２式〜数４式に示されるサンプル数がＮである例における各変調指数の平均搬送波電力の分散には、
【００５１】
【数５】
の関係がある。これは本発明が、大数の法則に基づいており、Ｎを大きくとるほど、各変調指数の平均搬送波電力（期待値）の分散σ2 PMLが０に近づき、Ｎサンプルの標本平均値
【００５３】
【外１】
が期待値に近づくことを意味する。
上記のように本発明の第１の原理では、サンプル数Ｎを同一とする条件のもとで各尤度関数値が計算されるため、熱雑音の分散σ2 （これは各変調指数に関して同じである）及び各変調指数の平均搬送波電力（期待値）の分散σ PMLの、２つのパラメータを考慮しなくてはならない。
【００５５】
前者はＥｓ／Ｎｏに依存しており、後者は各変調指数（特に最大の伝送効率を有する変調指数）に依存している。特に後者については、十分な数のサンプルが測定されない（Ｎが小さい）場合、熱雑音が無い場合であっても、伝送誤り（軽減不能誤り）が発生する。当然、（従来のビタビアルゴリズムで用いられている基準である）前者の分散が大きい場合にも、測定サンプル数が少ないと、その精度は低下する。
【００５６】
よって、サンプル数Ｎをある程度大きくとれば、上記の相互作用に起因して発生する、変調指数の推定誤りを、抑圧できる。
システム設計においては、正規化フェージング周期の観点からだけではなく、ブロック誤り率（若しくは変調指数推定誤り率）の観点から、それらの推定誤り率の許容値を満たすサンプル数Ｎが決定される。
【００５７】
例えば変調指数の上記組合せでは、最大の伝送効率を有する６４ＱＡＭ変調方式において、Ｎ＝３０（シンボル）のときに、推定誤り率は４×１０-4程度と高品質になる。
【００５８】
上述のシンボル数Ｎ＝３０は、例えばフェージング補償に用いられるパイロット信号の周期Ｌに較べて伝送速度が小さい場合であっても、パイロット周期あたりのシンボル数（数十シンボル）と同程度のシンボル数であり、伝送速度が中高速の場合には、パイロット周期あたりのシンボル数（数百〜数千シンボル）に比較してかなり少ないシンボル数（サンプル数）となる。
【００５９】
つまり、パイロット信号の周期で変調指数が変化させられる場合には、特に中高速の場合に、かなり高品質（エラーレス）な推定精度を実現することが可能となる。
【００６０】
以上が本発明の第１の原理の基本である。
変調指数が大きい変調方式、特にＱＡＭ変調方式の復調処理においては、各信号点間の判定スレッショルドに基づいて信号点判定が行われる。この場合には、信号空間における受信信号の座標及びそれに最も近い信号点の座標が入力情報となる。よって、本発明が採用される場合に追加される演算は、受信信号のパワー値（二乗値）の計算部、１ブロック内でその累算を実行する累算部、及び推定変調指数の平均搬送波電力のオフセット加算（正確には減算）を実行する加算部のみである。ただし、この構成が、推定される変調指数の数に対応する組数だけ用意される。
【００６１】
これが本発明の第１の原理の具体的な構成例である。
ここで、数１式は、各シンボル毎の計算式の和の形式を有する次式に変形することが可能である。
【００６２】
【数６】
λi は変調指数推定用のブランチメトリック値となる。このブランチメトリック値は、平均搬送波電力と受信信号電力の差（相対値）であるため、数１式に示されるように平均搬送波電力の和と受信信号電力の和が別々に算出されてから最後にそれらの差が算出される方式よりも、計算時のダイナミックレンジを抑圧することができ、実際の装置において計算機資源を節約することが可能となる。
【００６４】
これが、本発明の第１の変形例である。
また、現状のシステムにおいては、ＡＧＣやＲＳＳＩ信号などにより受信信号レベルが測定されている。実際の通信においては、電波の伝搬ロスを考慮した回線設計（受信感度の設定）が行われており、この受信信号レベルの誤差がある範囲内にあれば、本発明において、この情報を補助情報として用いることが可能となる。例えば、ある受信信号レベルが測定できた場合、その受信信号レベルで送信される変調指数及びその前後の受信信号レベルで送信されるべき変調指数のみに対応する尤度関数値が計算されることにより、システムで設定された全ての変調指数を推定する必要はなくなる。これにより、全体の演算量を削減することが可能となる。
【００６５】
これが本発明の第１の原理における第２の変形例である。
また、高速伝送の場合などのように、伝送シンボルに対してフェージング変動が比較的緩やかなシステムにおいては、例えば変調指数のＵｐ／Ｄｏｗｎ（つまり±１ステップ）の制御が行われるように構成することができる。この場合は、変調指数の制御タイミング毎に、±１若しくは０の３状態のみの変調指数の変化のみを考慮すればよいことになる。このようなシステムにおいては、前回の推定値がメモリに記憶され（若しくは初期値のみが記憶され、その後は差推定値のみが記憶され）、その記憶されている推定値に対して±１若しくは０の３状態のみが今回の推定値とされることによって、全体の演算量を削減することが可能となる。
【００６６】
これが本発明の第１の原理における第３の変形例である。
本発明は変調指数を最尤推定する方式であり、他の最尤判定方式、例えば誤り訂正（符号化変調を含む）やフェージング補償（等化など）におけるビタビアルゴリズムとの統合を考えた場合、その親和性は高い方式である。このようなシステムにおいて、１つの変調指数における推定時に、従来のブランチメトリック値（信号点間距離）があるスレッショルドを超えた場合、その変調指数においてはそれ以降の計算を中止することによって全体の演算量を削減できる。例えば６４ＱＡＭ信号が送信されている場合において、ＱＰＳＫ信号が推定されるような場合には、信号パワーの大きい信号点が受信されたときにおける（最も近い信号と受信信号の）信号点間距離は著しく大きくなることは自明である。このような場合は、ある程度のトレランス判定も含めた判定処理に基づいて演算を中止することによって、推定誤りを減少させることができる。
【００６７】
これが本発明の第１の原理における第４の変形例である。
更に、本発明は、受信側で得られる情報のみを用いて推定する技術であり、前記従来技術の１つのように他の制御情報即ち送信信号をも用いていないため、変調指数を固定に設定するだけで非適応変調方式のシステムに対応することが可能である。これはつまり、適応変調方式と非適応変調方式の２方式が共存するシステムであって例えば片方向のみ適応変調方式が採用されるようなシステムでは、両方式の完全な共存が実現され、双方向で適応変調方式が採用されるようなシステムでは、基地局／端末において最大限のコモナリティを獲得することが可能となることを意味している。
【００６８】
これが本発明の第１の原理における第５の変形例である。
＜本発明の第１の原理に基づく各実施の形態＞
上述の本発明の第１の原理に基づく各実施の形態について、以下に詳細に説明する。
【００６９】
以下の各実施例では、変調指数２（ＱＰＳＫ変調方式）、変調指数４（１６ＱＡＭ変調方式）、変調指数６（６４ＱＡＭ変調方式）、及び変調指数８（２５６ＱＡＭ変調方式）が選択され得る適応変調方式が採用される。
【００７０】
図２は、図１に示される本発明の原理構成に対応する本発明の第１の実施の形態の構成図である。
各変調指数２、４、６、８毎に、ＱＰＳＫ推定部２０２、１６ＱＡＭ推定部２０３、６４ＱＡＭ推定部２０４、２５６ＱＡＭ推定部２０５が、前記数２式〜数４式等（２５６ＱＡＭの場合も同様）に基づいて、受信信号フレーム２０１から尤度関数ΛQPSK、Λ16QAM 、Λ64QAM 、Λ256QAMを演算する。
【００７１】
また各変調指数２、４、６、８毎に、ＱＰＳＫデマッパ(demapper）２０６、１６ＱＡＭデマッパ２０７、６４ＱＡＭデマッパ２０８、２５６ＱＡＭデマッパ２０９が、それぞれの変調指数に対応する復調処理を実行し、復調結果をＮディレイ回路２１１、２１２、２１３、２１４にそれぞれ一時保持する。
【００７２】
そして最小尤度関数値セレクタ２１０が、上記各尤度関数ΛQPSK、Λ16QAM 、Λ64QAM 、Λ256QAMのうち、最小値を有するものを選択し、データセレクタ２１５に対して、その最小値に対応するＮディレイ回路（２１１〜２１４のうちの何れか）の出力を復調信号２１６として出力させる。
【００７３】
図３は、送信側から送信される送信信号の伝送フォーマットの一例を、従来技術と本実施の形態とで比較した図である。なお、説明の簡単のため、フェージング補償用制御信号などは除かれている。
【００７４】
図３(a) に示される従来技術では、伝送フォーマット中には、情報信号Ｉの他に、変調指数を変化させる周期（例えば正規化フェージング周期）毎に、変調指数信号ＭＬが内挿されている。
【００７５】
一方、図３(b) に示される本実施の形態では、伝送フォーマット中には、変調指数信号は含まれず、システムで決定された上記周期毎に、チャネル状態に応じた変調指数を使って、情報信号が格納されている。上記周期（１ブロック＝Ｎシンボル）毎に変調指数が推定されることによって、参照信号無しに復調（及び復号）が可能となる。
【００７６】
図４は、システムで許容された推定誤り率を達成するシンボル数Ｎが上記Ｌより小さい場合における、図２に示される実施の形態の動作を示している。
この場合、受信側ではＮ個までのシンボルから算出される尤度関数値を用いて推定が行われるため、１ブロック中のＬ個の全シンボルについて計算を行わなくてよい。また、Ｌ個の全シンボルについて計算が行われる（Ｎ＝Ｌとする）ことにより、従来のシステムに較べてかなり高品質な推定精度を提供できる。
【００７７】
図５は、図１の各推定部２０２、２０３、２０４、又は２０５の具体的な回路構成を示す図である。
図５の構成では、前述の数１式に従い、まず二乗回路６０１が、受信信号ディテクタ５０８から出力される受信信号ｒ(i) （ｉ＝１、２、・・、Ｎ）に対して二乗演算を実行することにより、受信信号電力値ｒ2 (i) を算出する。
【００７８】
次に、加算器５０２とディレイ回路５０３からなる累算器が、二乗回路５０１から出力される受信信号電力値ｒ2 (i) を順次累算する。これは、数１式右辺のΣ項の演算に対応する。
【００７９】
次に、Ｎシンボルカウンタ５０４が１ブロック分のＮシンボルをカウントした時点で、上記累算値がスイッチ５０５から出力される。
続いて、減算器５０６が、各変調指数の平均搬送波電力値ＰML（ＭＬ＝ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、又は２５６ＱＡＭ）から上記累算値を減算し、更に絶対値演算回路６０７が、上記減算結果値の絶対値を演算し、その演算結果を尤度関数ΛML（ＭＬ＝ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、又は２５６ＱＡＭ）として出力する。
【００８０】
図６は、図２に示される本発明の第１の実施の形態におけるＱＰＳＫ推定部２０２、１６ＱＡＭ推定部２０３、６４ＱＡＭ推定部２０４、又は２５６ＱＡＭ推定部２０５を実現する本発明の第２の実施の形態の構成図であって、変調指数推定用ブランチメトリック値計算用モジュールを示している。この構成は、＜本発明の第１の原理＞で前述した本発明の第１の原理における第１の変形例に対応する。
【００８１】
図６の構成においては、前述の数６式に従い、まず減算器６０２が、二乗回路６０１から出力される受信信号電力値ｒ2 (i) （ｉ＝１、２、・・、Ｎ）から、各変調指数の平均搬送波電力値ＰML（ＭＬ＝ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、又は２５６ＱＡＭ）を減算することにより、ブランチメトリック値λi を算出する。
【００８２】
次に、加算器６０３とディレイ回路６０４からなる累算器が、減算器６０２から出力されるブランチメトリック値λi を順次累算する。
続いて、Ｎシンボルカウンタ６０５が１ブロック分のＮシンボルをカウントした時点で、上記累算値がスイッチ６０６から出力される。
【００８３】
そして、絶対値演算回路６０７が、上記累算値の絶対値を演算し、その演算結果を尤度関数ΛML（ＭＬ＝ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、又は２５６ＱＡＭ）として出力する。
【００８４】
このような回路構成により、前述したように、各回路素子のダイナミックレンジを抑圧することができる。
図７は、ＲＳＳＩ信号を用いた本発明の第３の実施の形態の構成図を示しており、＜本発明の第１の原理＞で前述した本発明の第１の原理における第２の変形例に対応する。この図において、本発明の第１の実施の形態に係る図２の場合と同じ番号又は記号が付された部分は、図２の場合と同じ機能を有する。
【００８５】
ＲＳＳＩ信号は受信信号レベルを表すが、一般にここで考えられている瞬時レベルの平均電力ではなく、もっと長時間における平均受信電力を測定するために用いられる。よって、瞬時若しくは短時間内の変動に追従するものではない。
【００８６】
ＲＳＳＩ測定器７０２は、スレッショルド判定によって、送信時の変調指数の大まかな推定を行う。これにより、変調指数の推定範囲が絞り込まれる。
この意味では、ＲＳＳＩ信号に基づいて得られた変調指数の推定値は補助情報とも考えられる。このように精粗２段の推定が行われることにより、演算量が多い後段における処理負荷を軽減させることが可能となる。
【００８７】
図７に示されるように、ＲＳＳＩ測定器７０２は、例えば１６ＱＡＭ変調方式に対応する受信信号レベルを測定した場合、４つある推定器２０２〜２０５のうち、１６ＱＡＭ推定部２０３、ＱＰＳＫ推定部２０２、及び６４ＱＡＭ推定部２０４の３つのみを動作させることを指示する選択信号ＭＬ＿ＳＥＬを変調指数セレクタ７０１に供給する。
【００８８】
この結果、変調指数セレクタ７０１は、上記３つの推定部に対してのみ、受信信号フレーム２０１を与えて動作指示を行う。
このようにして、変調指数の推定範囲が絞り込まれない場合に比較して、全体の演算量を３／４に削減できる。
【００８９】
図８は、変調指数のＵｐ／Ｄｏｗｎ制御を行う適応変調方式を用いた本発明の第４の実施の形態の構成図を示しており、＜本発明の第１の原理＞で前述した本発明の第１の原理における第３の変形例に対応する。この図において、本発明の第１の実施の形態に係る図２の場合と同じ番号又は記号が付された部分は、図２の場合と同じ機能を有する。
【００９０】
図８の構成では、最小尤度関数値セレクタ２１０における前回の推定値が、前推定値格納メモリ８０３に記憶される。
そして、推定範囲選択器８０２が、前推定値格納メモリ８０３に記憶されている前回の推定値に対して±１若しくは０の３状態のみを今回の推定値とする。
【００９１】
図８に示されるように、前推定値格納メモリ８０３に記憶されている前回の推定値が例えば１６ＱＡＭ変調方式である場合、推定範囲選択器８０２は、４つある推定器２０２〜２０５のうち、１６ＱＡＭ推定部２０３、ＱＰＳＫ推定部２０２、及び６４ＱＡＭ推定部２０４の３つのみを動作させることを指示する選択信号ＭＬ＿ＳＥＬを変調指数セレクタ８０１に供給する。
【００９２】
この結果、変調指数セレクタ８０１は、上記３つの推定部に対してのみ、受信信号フレーム２０１を与えて動作指示を行う。
このようにして、変調指数の推定範囲が絞り込まれない場合に比較して、全体の演算量を３／４に削減できる。
【００９３】
図９は、ビタビ復号法を用いた復号器との結合方式である本発明の第５の実施の形態の構成図を示しており、＜本発明の第１の原理＞で前述した本発明の第１の原理における第４の変形例に対応する。この図において、本発明の第１の実施の形態に係る図２及び図５の場合と同じ番号又は記号が付された部分は、それらの図の場合と同じ機能を有する。なお、図９では、ＱＰＳＫ変調方式に関する部分についてのみ示されているが、他の１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭの各変調方式についても同様の構成を有する。
【００９４】
ビタビアルゴリズムは、そのシンボルにおける尤度値（ブランチメトリック）μ(i) を、受信信号ディテクタ５０８で検出された受信ベクトルｒ(i) とそれに最も近い信号点ベクトルｒmin (i) との距離の二乗値、即ち、下記数７式として定義される。
【００９５】
【数７】
例えばＱＰＳＫ変調方式の場合、この尤度値μ(i) は図９に示されるように、距離算出器９０１が、受信信号ディテクタ５０８で検出された受信ベクトルｒ(i) とＱＰＳＫデマッパ２０６から出力される信号点ベクトルｒmin (i) との距離の二乗値を計算する。
【００９７】
本実施の形態では、この尤度値μ(i) が変調指数の推定のためにも使用されるため、変調指数ＭＬに対する尤度値μML(i) を、次式によって定義する。
【００９８】
【数８】
本実施の形態では、尤度値μML(i) に対するスレッショルド値εに対して、
【０１００】
【数９】
が成立するとき、若しくは上記尤度値μML(i) であるブランチメトリック値の累算値であるパラメトリック値ΓMLが、これに対応するスレッショルド値Εに対して、
【０１０２】
【数１０】
が成立するときに、その変調指数における推定及び復号処理が中止されるように構成される。なお、上記スレッショルド値ε又はΕは、本実施の形態のシステムにおいて規定されるＥｂ／Ｎｏの最悪値に基づいて決定される。
【０１０４】
例えば６４ＱＡＭ信号が送信されている場合においてＱＰＳＫ信号が推定される場合を考えてみる。６４ＱＡＭ変調方式においては、熱雑音が無い場合に最も外側の信号点ｒ(i) が伝送された時、その座標は例えば（＋７，＋７）となる。一方、ＱＰＳＫ推定部２０２において、上記信号点に最も近い信号点ｒmin (i) は（＋１，＋１）である。従って、ＱＰＳＫ変調方式において算出される尤度値μQPSK(i) は、次式に示されるようにして算出される。
【０１０５】
【数１１】
この尤度値μQPSK(i) は、図１１に示されるように、７２となり、信号点間距離（＝２）に較べてかなり大きい値をもつことがわかる。このような場合には、ＱＰＳＫ推定部２０２における推定動作が中止される。
【０１０７】
より具体的には、距離算出器９０２から出力される尤度値μ(i) 又はそれを累算器９０２で累算して得られる累算値Γと、それぞれに対応するスレッショルド値ε又はΕとが、スレッショルドディテクタ９０３により比較される。そして、このディテクタは、上記数９式又は数１０式が成立する場合に、ＱＰＳＫ推定部２０２に対して、推定動作の中止（ＯＦＦ）を指示する。
【０１０８】
本発明の第５の実施の形態の上述の構成により、変調指数の推定誤りを減少させることができる。
図１２は、本発明の前提条件である適応変調方式を用いたシステムとそうではない非適応変調方式を用いたシステムとが共存するシステムの構成図を示しており、＜本発明の第１の原理＞で前述した本発明の第１の原理における第５の変形例に対応する。
【０１０９】
図１２の構成では、適応変調方式を用いたシステムと非適応変調方式を用いたシステムは、それぞれセルとして構成される。
前述したように、本発明では、適応変調方式において変調指数を変化させる際に、チャネル上で新たな制御信号を伝送する必要がないため、チャネル上のフレームフォーマットは全く同じとなる。
【０１１０】
よって本発明による適応変調方式が実装された基地局（ベースステーション）及び端末（モーバイルステーション）を用意しておくことにより、変調指数を固定にするだけで非適応変調方式に対応でき、かつ従来システムに何ら影響を与えないシステムを構成することが可能となる。
【０１１１】
本発明は受信側のみに閉じた技術であるため、システムの違いを意識せずに受信動作が可能である。つまり、送信側で変調指数を固定にして送れば、受信側でも推定結果が常にある特定の変調指数に固定される。従って、上／下どちらか一方のみのリンクにおいて適応変調方式が採用されるシステムにおいて、適応変調方式と非適応変調方式の完全な共存が可能となる。
【０１１２】
上り方向リンクのフェージングと下り方向リンクのフェージングとが相関の無いチャネルを有するＦＤＤシステム等に対しても、送信動作後所定時間内に、フィードバックチャネル（図１５(a) の１５０８を参照）を介して制御情報が返信されなければ最小の変調指数（例えばＱＰＳＫ変調方式）で送信されるように構成されることにより、フィードバックチャネルを必要としない本発明による適応変調方式システムを何ら変更を必要とせずに共存させることが可能となる。
【０１１３】
双方向に適応変調方式が採用されるシステムであっても、本発明の場合には共通のフレームフォーマットが使用できるという利点は変わらない。これにより、従来システムの共存時（特に新システムへの移行期）におけるデュアルモードシステム下での装置のコモナリティを最大限に確保することが可能となり、基地局／端末ともに、容量削減（１＋１＝１でよい）の効果が期待できる。
＜本発明の第２の原理＞
次に、本発明の第２の原理について説明する。
【０１１４】
ここまで説明した本発明の第１の原理に基づく適応変調方式では、前述の数１式に示されるように、各変調指数ＭＬにおける搬送波電力の平均若しくは期待値（１次モーメント）が各変調指数ＭＬの尤度関数ΛMLとして用いられている。この場合、受信信号レベルの平均値（絶対値）に対してかなりの精度が要求されることになる。
【０１１５】
そこで、本発明の第２の原理では、２次モーメントである搬送波電力の分散を尤度として用いることにより、相対値による比較を可能とする。これにより、受信信号レベルの平均値（絶対値）そのものを利用しなくても精度の高い推定が可能となる。
【０１１６】
具体的には、本発明の第２の原理は、各変調指数のＣＮＲの分散（２次モーメント）に着目するものである。
本発明の第１の原理の場合と同様に、例えば、Ｓｑｕａｒｅ−ＱＡＭ変調方式が採用される場合に、その変調指数として、２（ＱＰＳＫ）、４（１６ＱＡＭ）、６（６４ＱＡＭ）において、上記平均ＣＮＲはそれぞれ、γQPSK＝δ／σ2 、γ16QAM ＝５δ／σ2 、γ64QAM ＝２１δ／σ2 である。ここで、２δは（最小）信号点間距離、σ2 は熱雑音の分散である。また、それぞれの平均ビット誤り率の理論値はこの平均ＣＮＲに基づいて算出される。これらの値を見ればわかるように、信号点間距離およぴ熱雑音を同一、つまりＥｓ／Ｎｏを同一にすることでシンボル誤り率を同じくする条件において、各変調指数における平均ＣＮＲが異なる。
【０１１７】
しかし、この期待値若しくは標本平均の期待値は絶対値であるため、この値に対する精度は当然要求される。しかし、分散は、平均値からのばらつきを数値化する尺度であり、平均値の絶対値を知る必要はない。よって、受信信号レベルが精度良く得られなくても、送信された変調指数の推定精度には何ら影響を及ぼさない。
【０１１８】
今、時点ｉにおける受信信号をｒ(i) とすると、その電力はｒ2 (i) であり、これをランダム変数ｘ(i) と定義する。本発明の第１の原理では、数１式で示したように、次式によって定義されるランダム変数ｘ(i) の期待値（１次モーメント）と、平均搬送波電力ｘm との距離が、尤度関数値とされている。
【０１１９】
【数１２】
ここでシステムで予め設定された状態変化の周期（以後、ブロック長と呼ぶ）をＬとし、推定に用いるシンボル数（推定ブロック長）をＮ（≦Ｌ）とする。このとき、受信信号の信号点の分散（２次モーメント）は、下記数１３式〜数１５式によって定義できる。
【０１２１】
【数１３】
【数１４】
【数１５】
具体的には、本発明の第２の原理においては、熱雑音が無く（σN 2 −＞１）、かつ信号点間距離が２である時の各変調指数の平均搬送波電力（ＰML）の分散値、σ2 PQPSK＝0.0 、σ2 P16QAM ＝16.0、σ2 P64QAM ＝336.0を基準オフセットとして、受信信号電力の分散が測定される。このとき、各変調指数の尤度関数ΛMLは、
【０１２５】
【数１６】
である。これより、各変調指数に対応する尤度関数ΛQPSK、Λ16QAM 、Λ64QAM は、それぞれ、
【０１２７】
【数１７】
【数１８】
【数１９】
となる。
本発明の第２の原理では、本発明の第１の原理の場合と同様に、各変調指数に対応する尤度関数ΛMLのうち最小値を有するものが、変調指数の推定結果として用いられる。従って、システム的な原理構成は、本発明の第１の原理の場合と同様に、図１に示される。
【０１３１】
ただし、本発明の第２の原理では、本発明の第１の原理の場合と同様、熱雑音の分散が同一であっても、同一測定シンボルにおける各変調指数の信号点分散は異なる。これはランダム情報源が仮定された場合に或る変調指数における全信号点の出現頻度を一定とするためには、変調指数が大きいほどシンボル数を大きくとる必要があるためである。例えば、数１７式〜数１９式に示されるサンプル数がＮである例における各変調指数の平均搬送波電力の分散に対する信頼度νMLには、
【０１３２】
【数２０】
の関係がある。これは本発明が、大数の法則に基づいており、Ｎを大きくとるほど、各変調指数の平均搬送波電力（期待値）の分散に関する信頼度νMLが０に近づき、Ｎサンプルの標本分散値σ2 (Ｎ)が真値に近づくことを意味する。
【０１３４】
上記のように本発明の第２の原理では、サンプル数Ｎを同一とする条件のもとで各尤度関数値が計算されるため、熱雑音の分散σ2 N （これは各変調指数に関して同じである）及び各変調指数の平均搬送波電力（期待値）の分散に関する信頼度νMLの、２つのパラメータを考慮しなくてはならない。
【０１３５】
前者はＥｓ／Ｎｏに依存しており、後者は各変調指数（特に最大の伝送効率を有する変調指数）に依存している。特に後者については、本発明の第１の原理の場合と同様に、十分な数のサンプルが測定されない（Ｎが小さい）場合、熱雑音が無い場合であっても、伝送誤り（軽減不能誤り）が発生する。また、本発明の第１の原理の場合と同様に、（従来のビタビアルゴリズムで用いられている基準である）前者の分散が大きい場合にも、測定サンプル数が少ないと、その精度は低下する。
【０１３６】
よって、本発明の第２の原理でも、本発明の第１の原理の場合と同様に、サンプル数Ｎをある程度大きくとれば、上記の相互作用に起因して発生する、変調指数の推定誤りを、抑圧できる。
【０１３７】
システム設計においては、本発明の第１の原理の場合と同様に、正規化フェージング周期の観点からだけではなく、ブロック誤り率（若しくは変調指数推定誤り率）の観点から、それらの推定誤り率の許容値を満たすサンプル数Ｎが決定される。
【０１３８】
例えば変調指数の上記組合せでは、最大の伝送効率を有する６４ＱＡＭ変調方式において、Ｎ＝５０（シンボル）のときに、推定誤り率は４×１０-4程度と高品質になる。
【０１３９】
上述のシンボル数Ｎ＝５０は、例えばフェージング補償に用いられるパイロット信号の周期Ｌに較べて伝送速度が小さい場合であっても、パイロット周期あたりのシンボル数（数十シンボル）と同程度のシンボル数であり、伝送速度が中高速の場合には、パイロット周期あたりのシンボル数（数百〜数千シンボル）に比較してかなり少ないシンボル数（サンプル数）となる。
【０１４０】
即ち、本発明の第２の原理においても、本発明の第１の原理の場合と同様に、パイロット信号の周期で変調指数が変化させられる場合には、特に中高速の場合に、かなり高品質（エラーレス）な推定精度を実現することが可能となる。
【０１４１】
以上が本発明の第２の原理の基本である。
次に尤度関数は、Ｎ個のランダム変数ｘ1 ，・・，ｘN の標本分散、
【０１４２】
【数２１】
として考えることができる。ここで、標本平均は、
【０１４４】
【数２２】
である。個々のランダム変数は、同じ平均値と分散、
【０１４６】
【数２３】
【数２４】
を持っている。そして、それらは無相関、つまり、
【０１４９】
【数２５】
【数２６】
である。このとき、その期待値は、
【０１５２】
【数２７】
である。よって、受信信号のＮ個の標本分散ｒ1 ，・・，ｒN と、この期待値との距離を尤度関数値とすることができる。このようにランダム変数列として受信系列を捉えることにより、推定精度の向上が可能となる。
【０１５４】
具体的には、熱雑音が無く（σN 2 −＞１とする）、かつ信号点間距離が２であるときの各変調指数の平均搬送波電力（ＰML）の分散値、σ2 PQPSK＝0.0 、σ2 P16QAM ＝16.0、σ2 P64QAM ＝336.0に測定サンプル数Ｎに基づく係数｛（Ｎ−１）／Ｎ｝を基準オフセットとして、受信信号電力の分散が測定される。このとき、各変調指数の尤度関数ΛMLは、
【０１５５】
【数２８】
である。これより、各変調指数に対応する尤度関数ΛQPSK、Λ16QAM 、Λ64QAM は、それぞれ、
【０１５７】
【数２９】
【数３０】
【数３１】
となる。
これが、本発明の第２の原理の第１の変形例である。そして、この場合においても、各変調指数に対応する尤度関数ΛMLのうち最小値を有するものが、変調指数の推定結果として用いられる。この結果、推定誤り率を、１．５×１０-4と、Ｎシンボルの分散に基づいて最尤推定する数１７式〜数１９式に示される方式に比較して、ほぼ１／３程度に低減させることが可能となる。
【０１６１】
更に、数１３式〜数１５式に基づいて分散σ2 を計算しつつ、上記第１の変形例における基準オフセットを用いることにより、特定の改善を図ることも可能である。具体的には、各変調指数の尤度関数ΛMLは、
【０１６２】
【数３２】
である。これより、各変調指数に対応する尤度関数ΛQPSK、Λ16QAM 、Λ64QAM は、それぞれ、
【０１６４】
【数３３】
【数３４】
【数３５】
となる。
これが本発明の第２の原理の第２の変形例である。この結果、推定誤り率を、３×１０-4と、Ｎシンボルの分散に基づいて最尤推定する数１７式〜数１９式に示される方式に比較して、ほぼ３／４程度に低減させることが可能となる。
＜本発明の第２の原理に基づく各実施の形態＞
上述の本発明の第２の原理に基づく各実施の形態について、以下に詳細に説明する。
【０１６８】
以下の第６〜第８の各実施例の基本的な構成としては、本発明の第１の原理に基づく、前述した本発明の第１、第３、第４、又は第５の実施の形態の構成（図２、図７、図８、又は図９）を採用することができる。
【０１６９】
図１２は、図２、図７、図８、又は図９に示されるＱＰＳＫ推定部２０２、１６ＱＡＭ推定部２０３、６４ＱＡＭ推定部２０４、又は２５６ＱＡＭ推定部２０５を実現する本発明の第６の実施の形態の構成図である。これは、本発明の第２の原理の基本に基づく実施の形態である。
【０１７０】
図１２において、二乗回路１２０１、１２０２、１２０５、累算器１２０３、１２０４、減算器１２０７、及び除算器１２０６、１２０８は、前述した数１３式〜数１５式に基づいて、受信信号点の分散を算出する。
【０１７１】
減算器１２０９は、数１６式の右辺の絶対値の内部項を計算する。
そして、絶対値演算回路１２１０は、数１６式の右辺の絶対値演算を実行し、尤度関数値ΛMLを出力する。
【０１７２】
図１３は、図２、図７、図８、又は図９に示されるＱＰＳＫ推定部２０２、１６ＱＡＭ推定部２０３、６４ＱＡＭ推定部２０４、又は２５６ＱＡＭ推定部２０５を実現する本発明の第７の実施の形態の構成図である。これは、本発明の第２の原理における第１の変形例に対応する。
【０１７３】
図１３で、二乗回路１３０１、累算器１３０２、及び除算器１３０３は、前述した数２２式に基づく標本平均を計算し、減算器１３０４、二乗回路１３０５、及び除算回路１３０６は、数２１式に基づく標本分散を計算する。
【０１７４】
減算器１３０７は、数２８式の右辺の絶対値の内部項を計算する。
そして、絶対値演算回路１３０８は、数２８式の右辺の絶対値演算を実行し、尤度関数値ΛMLを出力する。
【０１７５】
図１４は、図２、図７、図８、又は図９に示されるＱＰＳＫ推定部２０２、１６ＱＡＭ推定部２０３、６４ＱＡＭ推定部２０４、又は２５６ＱＡＭ推定部２０５を実現する本発明の第８の実施の形態の構成図である。これは、本発明の第２の原理における第２の変形例に対応する。
【０１７６】
図１４において、二乗回路１２０１、１２０２、１２０５、累算器１２０３、１２０４、減算器１２０７、及び除算器１２０６、１２０８は、図１２の場合と同様であり、前述した数１３式〜数１５式に基づいて、受信信号点の分散を算出する。
【０１７７】
減算器１４０１は、数３２式の右辺の絶対値の内部項を計算する。
そして、絶対値演算回路１４０２は、数３２式の右辺の絶対値演算を実行し、尤度関数値ΛMLを出力する。
【０１７８】
【発明の効果】
本発明の第１の態様の構成によれば、移動通信などの、フェージング環境下における運用が想定されるシステムにおいて、伝搬路の状況に応じて適応的に変調指数（及び送信電力）を変化させる無線伝送技術において、ビット誤り率（つまり瞬時Ｅｓ／Ｎｏ）を一定とする際の各変調指数の平均ＣＮＲの違いに着目し、これを基にした尤度値を用いることで、従来必要であった送信時の変調指数に関する情報を得ることなく、送信された変調指数を受信信号のみから最尤推定することが可能となる。
【０１７９】
この場合、受信シンボル毎に尤度計算を行うことにより、尤度値の絶対値、即ち尤度値のダイナミックレンジを小さく抑えることが可能となり、実際の装置において計算機資源を節約することが可能となる。
【０１８０】
本発明の第２の態様の構成によれば、各変調指数の信号点の分散の違いに着目し、これを基にした尤度値を用いることで、更に精度のよい受信信号のみからの変調指数の最尤推定が可能となる。
【０１８１】
本発明の第３の態様の構成によれば、各変調指数の信号点の標本分散と基準標本分散との距離を基にした尤度値を用いることで、更に精度のよい受信信号のみからの変調指数の最尤推定が可能となる。
【０１８２】
本発明の第４の態様の構成によれば、各変調指数の信号点の分散と基準標本分散との距離を基にした尤度値を用いることで、精度のよくかつ演算効率のよい受信信号のみからの変調指数の最尤推定が可能となる。
【０１８３】
また、本発明において、システムにおいて許容された推定誤り率に応じて、同一の変調指数で送信される信号のブロック長が設定可能となることにより、特に中高速システムにおいて変調指数を変化させたい周期（例えば正規化フェージング周期）が大きくなるため、この周期全てにおいて変調指数の推定を行うことにより、更に高品質な変調指数の推定が可能とする。またこの場合、許容推定誤り率を変えずに推定ブロック長を短縮できるため、演算量の削減が可能となる。
【０１８４】
また、本発明において、受信信号レベルが取得され、その受信信号レベルに基づいて、尤度値を算出する変調指数の範囲が限定されることにより、推定全体の演算量を削減することが可能となる。
【０１８５】
また、本発明において、前回の推定時に推定された変調指数に基づいて、今回の推定時に尤度値を算出する変調指数の範囲が限定されることにより、推定全体の演算量を削減することが可能となる。
【０１８６】
また、本発明において、他の最尤判定アルゴリズムにおいて算出された信号点間距離情報があるスレッショルドを越えた場合に、その変調指数においてはそれ以降の尤度値の推定演算が中止されることにより、推定全体の演算量を削減することが可能となる。
【０１８７】
更に、本発明において、送信時の変調指数を固定に設定することにより非適応変調方式を実現することができ、適応変調方式と非適応変調方式の２方式が共存するシステムであって例えば片方向のみ適応変調方式が採用されるようなシステムでは、両方式の完全な共存を実現でき、双方向で適応変調方式が採用されるようなシステムでは、基地局／端末において最大限のコモナリティを提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態の構成図である。
【図３】伝送フォーマットの比較を示した図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態の動作説明図である。
【図５】本発明の第１の実施の形態における各推定部の構成図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態における各推定部（変調指数推定用ブランチメトリック値計算部）の構成図である。
【図７】ＲＳＳＩ信号を用いた本発明の第３の実施の形態の構成図である。
【図８】変調指数のＵｐ／Ｄｏｗｎ制御を行う適応変調方式を用いた本発明の第４の実施の形態の構成図である。
【図９】ビタビ復号法との結合方式である本発明の第５の実施の形態の構成図である。
【図１０】本発明の第５の実施の形態におけるスレッショルドによる演算中止の一例を示す図である。
【図１１】適応／非適応共存システムの構成図である。
【図１２】本発明の第６の実施の形態における各推定部の構成図である。
【図１３】本発明の第７の実施の形態における各推定部の構成図である。
【図１４】本発明の第８の実施の形態における各推定部の構成図である。
【図１５】適応変調方式の原理説明図である。
【符号の説明】
１０１ 受信信号
１０２ 変調指数推定部
１０３ 変調指数復調部
１０４、２１０ 最小尤度関数値セレクタ
１０５、２１５ データセレクタ
１０６、２１６ 復調信号
２０１ 受信信号フレーム
２０２ ＱＰＳＫ推定部
２０３ １６ＱＡＭ推定部
２０４ ６４ＱＡＭ推定部
２０５ ２５６ＱＡＭ推定部
２０６ ＱＰＳＫデマッパ
２０７ １６ＱＡＭデマッパ
２０８ ６４ＱＡＭデマッパ
２０９ ２５６ＱＡＭデマッパ
５０１、６０１、１２０１、１２０２、１３０１、１３０５ 二乗回路
５０２、６０３ 加算器
５０３、６０４ ディレイ回路
５０４、６０５ Ｎシンボルカウンタ
５０５、６０６ スイッチ
５０６、６０２、１２０７、１２０９、１３０４、１３０７、１４０１ 減算器
５０７、６０７、１２１０、１３０８、１４０２ 絶対値演算回路
５０８ 受信信号ディテクタ
７０１、８０１ 変調指数セレクタ
７０２ ＲＳＳＩ測定器
８０２ 推定範囲選択器
８０３ 前推定値格納メモリ
９０１ 距離算出器
９０２、１２０３、１２０４、１３０２ 累算器
９０３ スレッショルドディテクタ
１２０８、１３０３、１３０６ 除算器
Claims (19)
- 伝搬路の状況に応じて適応的に変調指数を変化させる無線伝送方法であって、
送信時の変調指数の情報が付加されていない受信信号に対して、各変調指数における搬送波電力の平均値又は期待値を算出し、
該算出された各変調指数における搬送波電力の平均値又は期待値と、該各変調指数毎に予め規定される前記搬送波電力の基準平均値又は基準期待値との差を該各変調指数毎の尤度値として算出し、
該各変調指数毎の尤度値のうち最尤値に対応する変調指数を、前記受信信号の変調指数として推定する、
過程を含むことを特徴とする無線伝送方法。 - 請求項１に記載の方法であって、
受信シンボル毎に尤度計算を行うことにより、前記尤度値の絶対値を小さくする、
過程を含むことを特徴とする無線伝送方法。 - 伝搬路の状況に応じて適応的に変調指数を変化させる無線伝送方法であって、
送信時の変調指数の情報が付加されていない受信信号に対して、各変調指数における搬送波電力の分散値を算出し、
該算出された各変調指数における搬送波電力の分散値と、該各変調指数毎に予め規定される前記搬送波電力の基準分散値との差を該各変調指数毎の尤度値として算出し、
該各変調指数毎の尤度値のうち最尤値に対応する変調指数を、前記受信信号の変調指数として推定する、
過程を含むことを特徴とする無線伝送方法。 - 伝搬路の状況に応じて適応的に変調指数を変化させる無線伝送方法であって、
送信時の変調指数の情報が付加されていない受信信号に対して、各変調指数における搬送波電力の標本分散値を算出し、
該算出された各変調指数における搬送波電力の標本分散値と、該各変調指数毎に予め規定される前記搬送波電力の基準標本分散値との差を該各変調指数毎の尤度値として算出し、
該各変調指数毎の尤度値のうち最尤値に対応する変調指数を、前記受信信号の変調指数として推定する、
過程を含むことを特徴とする無線伝送方法。 - 伝搬路の状況に応じて適応的に変調指数を変化させる無線伝送方法であって、
送信時の変調指数の情報が付加されていない受信信号に対して、各変調指数における搬送波電力の分散値を算出し、
該算出された各変調指数における搬送波電力の分散値と、該各変調指数毎に予め規定される前記搬送波電力の基準標本分散値との差を該各変調指数毎の尤度値として算出し、
該各変調指数毎の尤度値のうち最尤値に対応する変調指数を、前記受信信号の変調指数として推定する、
過程を含むことを特徴とする無線伝送方法。 - 請求項１乃至５の何れか１項に記載の方法であって、
システムにおいて許容された推定誤り率に応じて、同一の変調指数で送信される信号の推定ブロック長を設定する、
過程を含むことを特徴とする無線伝送方法。 - 請求項１乃至５の何れか１項に記載の方法であって、
受信信号レベルを取得し、
該受信信号レベルに基づいて、前記尤度値を算出する変調指数の範囲を限定する、
過程を含むことを特徴とする無線伝送方法。 - 請求項１乃至５の何れか１項に記載の方法であって、
前回の推定時に推定された変調指数に基づいて、今回の推定時に前記尤度値を算出する変調指数の範囲を限定する、
過程を含むことを特徴とする無線伝送方法。 - 請求項１乃至５の何れか１項に記載の方法であって、
他の最尤判定アルゴリズムにおいて算出された信号点間距離情報があるスレッショルドを越えた場合に、その変調指数においてはそれ以降の前記尤度値の推定演算を中止する、
過程を含むことを特徴とする無線伝送方法。 - 請求項１乃至５の何れか１項に記載の方法であって、
送信時の変調指数を固定に設定することにより非適応変調方式を実現する、
過程を含むことを特徴とする無線伝送方法。 - 伝搬路の状況に応じて適応的に変調指数を変化させる無線伝送装置であって、
送信時の変調指数の情報が付加されていない受信信号に対して、各変調指数における搬送波電力の平均値又は期待値を算出する回路と、
該算出された各変調指数における搬送波電力の平均値又は期待値と、該各変調指数毎に予め規定される前記搬送波電力の基準平均値又は基準期待値との差を該各変調指数毎の尤度値として算出する回路と、
該各変調指数毎の尤度値のうち最尤値に対応する変調指数を、前記受信信号の変調指数として推定する回路と、
を含むことを特徴とする無線伝送装置。 - 請求項１１に記載の方法であって、
前記各変調指数毎に、
受信シンボル毎にその二乗値を計算する回路と、
その二乗値からその変調指数に予め規定される前記搬送波電力の基準平均値又は基準期待値を減算する回路と、
該減算結果を所定シンボル数だけ累算する回路と、
該累算結果の絶対値を演算し、その演算結果をその変調指数の尤度値として出力する回路と、
を含むことを特徴とする無線伝送装置。 - 伝搬路の状況に応じて適応的に変調指数を変化させる無線伝送装置であって、
送信時の変調指数の情報が付加されていない受信信号に対して、各変調指数における搬送波電力の分散値を算出する回路と、
該算出された各変調指数における搬送波電力の分散値と、該各変調指数毎に予め規定される前記搬送波電力の基準分散値との差を該各変調指数毎の尤度値として算出する回路と、
該各変調指数毎の尤度値のうち最尤値に対応する変調指数を、前記受信信号の変調指数として推定する回路と、
を含むことを特徴とする無線伝送装置。 - 伝搬路の状況に応じて適応的に変調指数を変化させる無線伝送装置であって、
送信時の変調指数の情報が付加されていない受信信号に対して、各変調指数における搬送波電力の標本分散値を算出する回路と、
該算出された各変調指数における搬送波電力の標本分散値と、該各変調指数毎に予め規定される前記搬送波電力の基準標本分散値との差を該各変調指数毎の尤度値として算出する回路と、
該各変調指数毎の尤度値のうち最尤値に対応する変調指数を、前記受信信号の変調指数として推定する回路と、
を含むことを特徴とする無線伝送装置。 - 伝搬路の状況に応じて適応的に変調指数を変化させる無線伝送装置であって、
送信時の変調指数の情報が付加されていない受信信号に対して、各変調指数における搬送波電力の分散値を算出する回路と、
該算出された各変調指数における搬送波電力の分散値と、該各変調指数毎に予め規定される前記搬送波電力の基準標本分散値との差を該各変調指数毎の尤度値として算出する回路と、
該各変調指数毎の尤度値のうち最尤値に対応する変調指数を、前記受信信号の変調指数として推定する回路と、
を含むことを特徴とする無線伝送装置。 - 請求項１１乃至１５の何れか１項に記載の装置であって、
システムにおいて許容された推定誤り率に応じて、同一の変調指数で送信される信号の推定ブロック長を設定する、
ことを特徴とする無線伝送装置。 - 請求項１１乃至１５の何れか１項に記載の装置であって、
受信信号レベルを取得する回路と、
該受信信号レベルに基づいて、前記尤度値を算出する変調指数の範囲を限定する回路と、
を含むことを特徴とする無線伝送装置。 - 請求項１１乃至１５の何れか１項に記載の装置であって、
前回の推定時に推定された変調指数を記憶する回路と、
該記憶されている前回の推定時に推定された変調指数に基づいて、今回の推定時に前記尤度値を算出する変調指数の範囲を限定する回路と、
を含むことを特徴とする無線伝送装置。 - 請求項１１乃至１５の何れか１項に記載の装置であって、
他の最尤判定アルゴリズムにおいて算出された信号点間距離情報があるスレッショルドを越えた場合に、その変調指数においてはそれ以降の前記尤度値の推定演算を中止する回路を含む、
ことを特徴とする無線伝送装置。
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