JP3740008B2 - 車載イグナイタ、絶縁ゲート半導体装置及びエンジンシステム - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、絶縁ゲート型半導体装置を主スイッチング素子として用いる車載イグナイタにかかり、特に電流制限機能を有する車載イグナイタ、絶縁ゲート型半導体装置及びエンジンシステムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
自動車の省エネ化のためにエンジンの点火装置（イグナイタ）の高性能化が強く求められている。イグナイタは、エンジンの回転数に合わせて車載の低電圧のバッテリーから数万[Ｖ]の高電圧を発生し、点火プラグを放電させて燃料に着火させる。
【０００３】
絶縁ゲート型半導体装置を主スイッチング素子として用いる車載イグナイタは、特開平９−２８０１４７号公報に開示されている。
【０００４】
過電流を抑制する電流制限回路を備えたイグナイタには、この電流制限回路が動作し始めるところで振動が発生してしまい、ノイズの発生、機器の破損などの多くの問題を引き越すことが知られている。この対策として、上記公報では、コレクタからゲートに電流を供給する電流供給回路を設け、電流制限作用の初期に発生するコレクタ電圧の急激な増加を、コレクタからゲートに電流を供給することで抑制している。この電流供給回路の具体例として上記公報の図１、図８及び図９では高耐圧の定電流素子を用い、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴを組み合わせることが開示されており、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴの飽和特性を使ってコレクタからゲートに流れる電流を一定値に制限している。また、上記公報の図７では抵抗とコンデンサを用いている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術で電流供給回路として使用するＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴの飽和電流は温度による変化が大きく、温度が増加するにつれて減少する傾向がある。また、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴは、飽和特性のばらつきが個体間で必ず存在する。このような電流供給回路の特性のばらつきにより、主絶縁ゲート型半導体装置（以下、ＩＧＢＴの場合につき説明する）の制限電流値がばらつき、イグナイタの回路全体の電流容量を大きく設計しなければならない。例えば制限電流値が１０[Ａ]の場合に、ばらつきが２[Ａ]とすると、少なくとも回路の許容電流容量を１２[Ａ]以上の設計しなければならない。このため、使用する回路部品（例えば、コンデンサや抵抗等）の容量及び配線太さも大きくなって、イグナイタの容積・重量の増加を招く。これはエンジンの大型化につながり、燃費の悪化をひきおこす。また、電流容量を大きくするためにはイグニッションコイルの配線の太線化も必要となりコイル自体が太くなる。すると、エンジン一気筒につきイグニッションコイルを一個ずつ配置するいわゆるディストリビューターレスイグニッションシステムでは、エンジン本体にコイルを差し込んでいるために、コイルの大型化によりエンジンブロック本体の大型化を招く。また、コイルをエンジンブロックに差し込む穴が大きくなりエンジンブロックの強度の低下が起こり、その結果、エンジンの耐久性の低下を招くという問題もある。
【０００６】
また、電流供給回路として、抵抗とコンデンサを用いた場合には、上述した特性のばらつきという問題は発生しないが、ＩＧＢＴが誤動作するという問題がある。例えば、一般的にイグナイタでは、点火コイルに着火させるためにＩＧＢＴをターンオフさせた時にはＩＧＢＴのコレクタとエミッタの間には４００[Ｖ]程度の高い電圧が印加される。しかし、上記の回路ではコレクタからゲートに流れ込む電流によりゲート電圧が増加し、ＩＧＢＴが再びオンしてコレクタ−エミッタ間の電圧を制限してしまう。これはイグナイタ本来の機能を抑制し、イグニッションコイルの二次側の電圧も減少して点火プラグに火花が飛ばなくなってしまう。これを回避するために抵抗値を大きくすると、今度は振動を制限するための電流供給が不十分となり、振動抑制機能が低下するという問題がある。
【０００７】
本発明の目的は、小形・小容量にして振動のない電流制限機能を備えた車載イグナイタ、絶縁ゲート半導体装置又はエンジンシステムを提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明はその一面において、ＩＧＢＴやパワーＭＯＳＦＥＴなどの絶縁ゲート型半導体装置を主スイッチング素子として用いるとともに、振動抑制用の電流供給回路を備えた車載イグナイタにおいて、前記電流供給回路を、前記主スイッチング素子の電位の高い方の主端子を他の半導体スイッチング素子を介することなく前記主スイッチング素子の制御端子に電位的に接続することを特徴とする。
【０００９】
ここで、「電位的に接続する」とは、抵抗器やダイオードを通して接続し電流を供給することによって、両端子を同電位にする機能を持つことであって、例えば、コンデンサにはこの機能は無く除外される。望ましい一実施態様においては、前記電流供給回路を、抵抗とダイオードの直列接続体で構成し、前記電位の高い方の主端子と前記制御端子との間に接続する。
【００１０】
これにより、温度特性にばらつきを生じ易い半導体スイッチング素子を用いることなく、振動のない電流制限機能を備えた車載イグナイタを提供できる。
【００１１】
本発明は他の一面において、振動抑制用の電流供給回路を備えた車載イグナイタにおいて、主絶縁ゲート型半導体素子を駆動する信号がその制御端子に入力されていない時に、前記電流供給回路を一対の主端子の電位の低い方の主端子側にバイパスする回路を設けたことを特徴とする。望ましくは、前記電流供給回路と前記一対の主端子の電位の低い方の主端子側との間に接続されたバイパス用のスイッチング素子と、このスイッチング素子を主半導体素子を駆動する信号がその制御端子に入力されていない時にオンさせる回路を設けることである。
【００１２】
本発明はまた他の一面において、振動抑制用の電流供給回路を備えた車載イグナイタにおいて、前記電流供給回路を、主絶縁ゲート型半導体素子の電位の高い方の主端子からその制御端子に電流を供給し、この電流を一定値に制限する回路としたことを特徴とする。
【００１３】
本発明はまた他の一面において、振動抑制用の電流供給回路を備えた車載イグナイタにおいて、前記電流供給回路を、主絶縁ゲート型半導体素子の電位の高い方の主端子の電圧が所定値より低い時に、この主端子からその制御端子に電流を供給し、前記主端子の電圧が所定値よりも高い時には、前記制御端子への電流の供給を制限する回路としたことを特徴とする。その望ましい一実施態様においては、前記電位の高い方の主端子から制御電極に向けて接続された２つの抵抗の直列回路と、その直列接続点の電位を所定値に制限する定電圧素子を備える。
【００１４】
本発明は更に他の一面において、半導体基体の主表面に絶縁膜を介して形成された制御電極を備えた絶縁ゲート半導体装置において、前記絶縁膜を部分的に厚い構造を持つように構成したことを特徴とする。
【００１５】
本発明は更に他の一面において、直流電源に直列接続されたイグニッションコイルの一次側と絶縁ゲート型半導体素子と、イグニッションコイルの二次側に接続される点火プラグと、前記半導体素子の主電流を所定値以内に制限する電流制限回路と、前記半導体素子の一対の主端子のうち電位の高い方の主端子から前記制御電極に電流を供給する電流供給回路とを備えたエンジンシステムにおいて、前記電流供給回路は抵抗を通してスイッチング素子を介することなく前記電位の高い方の主端子を前記制御電極に接続し、前記半導体素子、前記電流制限回路及び前記電流供給回路をチップ化して内蔵したイグニッションコイル部と、その一端に設けた前記点火プラグの接続端子と、この接続端子に接続した点火プラグとを備え、これらイグニッションコイル部と点火プラグを一体化してエンジン隔壁に埋め込み、燃焼室に前記点火プラグを露出させたことを特徴とする。
【００１６】
【発明の実施の形態】
（実施例１）
図１は本発明による乗用車用のイグナイタの一実施例電気回路図である。１は絶縁ゲート型半導体装置であり、ここでは電流検出端子付きの主ＩＧＢＴである。入力端子２に与えられる入力電圧ＶＩＮをＨｉ（高）からＬｏ（低）に切換えたとき、主ＩＧＢＴ１をターンオフさせ、イグニッションコイル３の一次側３１を介して同二次側３２に高電圧を発生し、点火プラグ４を放電させて燃料に着火させるものである。
【００１７】
図１の回路をエンジンの各気筒毎に設け、いわゆるＤＩＳ（Distributorless ignition system）タイプとすることが望ましく、例えば4気筒のエンジンでは、4つの点火プラグと4本のイグニッションコイル、そして4組の主半導体装置及びその駆動回路を設ける。
【００１８】
さて、主ＩＧＢＴ１は、コレクタ電流Ｉｃの１／１００〜１／１００００程度の微少な検出電流を流すように設定された電流検出端子５を備える。この電流検出端子５には電流制限回路６内の検出抵抗６１が接続される。検出抵抗６１の一方の端子はコンパレータ６２に接続され、基準電圧発生回路６３で生成された基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。コンパレータ６２は基準電圧Ｖｒｅｆより検出電圧の方が高くなった時に信号を出力し、ゲート電圧制限用のＭＯＳＦＥＴ６４をオンさせて主ＩＧＢＴ１のゲート電圧を下げる。これら検出抵抗６１、コンパレータ６２、基準電圧発生回路６３及びＭＯＳＦＥＴ６４からなる電流制限回路６は、主ＩＧＢＴ１の主電流を所定値以内に制限する役目を持つ。
【００１９】
まず、本回路の基本動作を、図２の動作波形を参照して説明する。図２において期間ｔ０〜ｔ１までの主ＩＧＢＴ１のオフ状態、すなわちコレクタ電流Ｉｃが流れていない期間では、検出端子５の電圧は０[Ｖ]であり、コンパレータ６２の出力はＬｏ（低）レベルでありＭＯＳＦＥＴ６４はオフしている。次に、時刻t1において、入力端子２に数[Ｖ]程度の入力信号電圧ＶＩＮを印加すると、主ＩＧＢＴ１のゲート電圧ＶＧＥを高め、主ＩＧＢＴ１がオンしてバッテリー７からイグニッションコイル３の一次側３１を通り、主ＩＧＢＴ１にコレクタ電流Ｉｃが流れる。負荷がインダクタンスであるのでコレクタ電流Icは時間と共に単調増加する。続いて、時点ｔ２で入力信号電圧ＶＩＮを０[Ｖ]にすると、コレクタ電流Ｉｃが減少するが、この時の負の電流変化率、いわゆるマイナスのｄIc／ｄｔによりイグニッションコイル３の一次側３１に、Ｖ１＝Ｌ×（ｄＩｃ／ｄｔ）の電圧を発生する。この電圧がイグニッションコイル３の二次側３２で数万[Ｖ]に昇圧され、点火プラグ４を放電させる。このようにして燃料に着火しエンジンは推進力を得る。エンジンの回転数を監視しながらこのオン期間の幅を調整し、最適な電流値Ｉｃを得るよう入力信号ＶＩＮが制御されており、このパルス幅は約数[μs]〜数十[ms]程度である。
【００２０】
次に、電流制限回路６の働きについて説明する。先に述べたように、オン期間はエンジンの回転数に合わせて決められているが、何らかの原因でエンジンが予期しない停止状態になった場合には、入力信号ＶＩＮが１[ms]を越える極めて長い信号となってしまう。コレクタ電流Ｉｃは入力信号電圧ＶＩＮが入力され続ける間増加し続けようとする。そこで、コレクタ電流Ｉｃを一定値に制限する電流制限回路６が必要となる。図２のt4でオンした主ＩＧＢＴ１のコレクタ電流Ｉｃが、時刻t5で所定の電流値を超えると、コンパレータ６２の出力がＨｉ（高）になってＭＯＳＦＥＴ６４をオンする。ＭＯＳＦＥＴ６４がオンすると主ＩＧＢＴ１のゲート電圧ＶＧＥが、ゲート抵抗８とＭＯＳＦＥＴ６４のインピーダンスの分圧比で決まる電圧まで低減され、コレクタ電流Ｉｃが制限される。このように、エンジンストールなどの予期せぬ状態が生じても、コレクタ電流を制限し、コイルや回路の破壊などのトラブルを防止する。
【００２１】
本実施例では、過大な電圧がコレクタ端子９に印加された場合の保護機能を果たすコレクタ電圧制限用のツェナーダイオード１０を設けている。エンジンの動作中に何らかの原因で燃料への着火に失敗した場合、イグニッションコイル３の一次側３１の電圧が所定の電圧より遙かに高い電圧になるという現象がある。この時、コレクタ端子９の電圧がＩＧＢＴ１の耐圧を越えて増大するとＩＧＢＴ１が破壊してしまう。そこで、コレクタ電圧制限用のツェナーダイオード１０を設け、このダイオードの降伏電圧をＩＧＢＴ１の耐圧より低く設定することによってＩＧＢＴ１を保護している。すなわち過大な電圧がコレクタ端子９に印加された時、ツェナーダイオード１０が降伏してゲート端子１１の電圧が上昇し、ＩＧＢＴ１を再びオンさせてコレクタ端子電圧の増大を抑制する。
【００２２】
本実施例ではこの他に、主ＩＧＢＴ１のゲート保護用のツェナーダイオード１２と、主ＩＧＢＴ１のターンオン時とターンオフ時でゲート抵抗を変え、オンとオフのスピードを調整するターンオフ用のダイオード１３及びゲート抵抗１４を備える。ゲート抵抗８は制限される電流値を調整するために比較的大きな値、例えば１〜１０[ｋΩ]程度に設定する一方、このゲート抵抗８に逆並列にダイオード１３と抵抗１４の直列回路を挿入しターンオフ時のスピードアップを図っている。このような理由で、ゲート抵抗１４の抵抗値は同８より小さく、例えば５０[Ω]〜１[ｋΩ]程度にしている。
【００２３】
ところで、先に述べた特開平９−２８０１４７号公報の図３に開示されているように、電流制限機能が動作し始めるところで振動が発生する。本実施例では、振動抑制のために電流供給回路１５を設け、主ＩＧＢＴ１がオンしている期間には、コレクタから振動抑制電流をゲートに供給し、一方、主ＩＧＢＴ１のオフ期間には、電流供給回路１５の出力をエミッタにバイパス（短絡）する。
【００２４】
電流供給回路１５は、振動抑制電流供給用の抵抗１５１及びゲート−コレクタ間の逆流防止用のダイオード１５２の直列体を備えている。インバータ回路１６は、入力信号を受けて動作するＭＯＳＦＥＴ１６１とコレクタ端子に接続されたコレクタ分圧用抵抗１６２、出力抵抗１６３及び保護用のツェナーダイオード１６４から成る。バイパス回路１７は、インバータ回路１６の出力を受けて動作するバイパス（短絡）用のＭＯＳＦＥＴ１７１で構成されている。
【００２５】
図３の動作波形を参照して、振動抑制動作を説明する。初めに、時刻ｔ１までの主ＩＧＢＴ１がオフの状態を考えると、入力電圧ＶＩＮは０[Ｖ]であり、ＭＯＳＦＥＴ１６１もオフになっており、インバータ回路１６の出力はＨｉ（高）である。したがってバイパス回路１７のＭＯＳＦＥＴ１７１はオンしており、電流供給回路１５内の振動抑制電流供給用の抵抗１５１と逆流防止用ダイオード１５２の接続点はエミッタ端子１８に接続されている。主ＩＧＢＴ１がオフであるのでコレクタ端子９にはバッテリー７の電圧、例えば乗用車で１２[Ｖ]、トラック・バスなどで２４[Ｖ]程度が印加されている。この時、ＭＯＳＦＥＴ１７１がオンしているので振動抑制電流供給用の抵抗１５１を通して流れてくる漏れ電流はバイパス用のＭＯＳＦＥＴ１７１によりすべてエミッタ端子１８にバイパスされ、ＩＧＢＴ１のゲート電圧を持ち上げることはない。従って、漏れ電流によるＩＧＢＴ１の誤動作は生じない。バイパス用ＭＯＳＦＥＴ１７１は漏れ電流を流せればよく、主ＩＧＢＴ１よりも遙かに小さい容量・サイズでよい。また、バイパス用のＭＯＳＦＥＴ１７１を駆動するインバータ回路１６の容量も小さく、コレクタ分圧抵抗１６２を十分に大きくでき、流れる漏れ電流も十分に小さい。
【００２６】
次に、主ＩＧＢＴ１のオン状態について説明する。図３の時刻ｔ１で入力端子２に入力信号が印加されると、主ＩＧＢＴ１のゲート電圧が増大し、主ＩＧＢＴ１がオンしてコレクタ電流が流れ始め、コレクタ電圧は急激に数[Ｖ]程度まで低下する。インバータ回路１６にもオン信号が入力されるためにＭＯＳＦＥＴ１６１もオンし、インバータ回路１６の出力はＬｏ（低）になる。このためバイパス用ＭＯＳＦＥＴ１７１がオフして電流供給回路１５の抵抗１５１がエミッタ端子１８から切り離される。この時、主ＩＧＢＴ１はすでにオンしているので、コレクタ端子９の電位は数[Ｖ]程度まで低下している。一方、主ＩＧＢＴ１のゲート電極（端子）１１には入力電圧ＶＩＮが印加されているため、ゲート電極１１の電位の方がコレクタ端子９の電位より高くなるが、逆流防止用のダイオード１５２の働きにより、ゲート電極１１からコレクタ端子９には電流は流れない。この逆流防止用ダイオード１５１は、入力端子２からコレクタ端子９に向かう電流を阻止し、主ＩＧＢＴ１の駆動損失の増加を防止している。この逆流防止用ダイオード１５２の耐圧は入力電圧より十分に高ければよく、６〜９[Ｖ]程度である。
【００２７】
次に、図３の時刻t2になりコレクタ電流Icが所定値を超えると検出電圧が基準電圧Ｖrefより高くなり、コンパレータ６２がＨｉ（高）を出力して、ゲート電圧制限用のＭＯＳＦＥＴ６４がオンする。その結果、主ＩＧＢＴ１のゲート電極１１の電位はゲート抵抗８とゲート電圧制限用ＭＯＳＦＥＴ６４のオン時のインピーダンスの比で決まる電位に制限され、コレクタ電圧ＶＣＥが急激に増大しようとする。しかし、コレクタ端子９の電位ＶＣＥが増加してゲート電極１１の電位よりも高くなると、短絡用ＭＯＳＦＥＴ１７１がオフしている状態では、コレクタからゲートに電流が供給され、振動を防止する。
【００２８】
電流供給回路１５の抵抗１５１は抵抗値が小さくなるほど、すなわちコレクタからゲートに流れる電流が大きいほど振動抑制の効果は高まるが、この抵抗１５１はオフ状態でのコレクタの漏れ電流の原因となるため、できるだけ大きな抵抗値とするのが好ましい。実験によれば、この抵抗値Ｒｃは図４に示す適正範囲があることがわかった。図４の横軸は主ＩＧＢＴ１の定格電流値と電流供給抵抗１５１の抵抗値Ｒｃの積であり縦軸は、電流制限開始時にコレクタ電圧に発生するスパイク電圧値（振動の最初の電圧ピークの値）を示す。この結果をみると、定格電流値と電流供給抵抗値の積が１×１０6より大きくなるとスパイク電圧が急激に増大する。例えば、定格電流が１０[Ａ]の主ＩＧＢＴの場合には、電流供給用の抵抗１５１の抵抗値Ｒｃが１００[ｋΩ]より大きくなるとスパイクが発生する。したがって、図４の横軸の１×１０6以下の範囲で使用するのが好ましい。
【００２９】
次に、主ＩＧＢＴ１がオン状態からオフ状態になるターンオフについて説明する。図３の時点ｔ３において、主ＩＧＢＴ１をオフするために入力信号電圧を０[Ｖ]にすると、インバータ回路１６への入力も０[Ｖ]になるためにその出力はＨｉになり、バイパス用のＭＯＳＦＥＴ１７１はオン状態になる。ゲート電極１１の電位がわずかでも低下すると、コレクタ電流Ｉｃが減少に転じ、このときのマイナスのｄＩｃ／ｄｔにより、イグニッションコイル３の一次側３１にＶ＝Ｌ×ｄＩｃ／ｄｔの電圧が発生し、これがコレクタ端子９に印加される。するとコレクタ端子９の電位がゲート電極１１の電位より高くなるためにコレクタから電流が流れ込むが、バイパス用のＭＯＳＦＥＴ１７１がオンしているため、この漏れ電流はすべてエミッタ端子１８にバイパスされ、ゲートに流れ込むことはない。このため漏れ電流によるＩＧＢＴ１の誤動作を防止できる。
【００３０】
以上説明したように本実施例では、電流供給回路１５からの振動抑制用の電流供給が必要な場合、すなわち主ＩＧＢＴ１がオンしている時だけ、電流供給回路１５からゲートに電流を供給し、コレクタからゲートへの漏れ電流が問題となるＩＧＢＴ１のオフ時には、バイパス回路１７により、電流供給回路１５からの電流をエミッタ端子１８にバイパスして主ＩＧＢＴ１の誤動作を防止している。このように、電流制限回路６と振動抑制用の電流供給回路１５を備えた車載イグナイタにおいて、インバータ回路１６とバイパス回路１７により、制御入力がないとき電流供給回路１５の出力を主エミッタ端子１８にバイパスさせるものであり、電流供給回路１５内にＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子を必要とせず、抵抗やダイオードなど電位的に接続が可能な受動素子だけで構成でき、温度変化や製造のばらつきが少ない回路を構成できる。
【００３１】
本実施例によれば、電流制限値のばらつきを低減することができるため、イグナイタの電流容量を小さく設計でき回路を小型化できる。また、電流容量の低減からイグニッションコイルも小型化でき、エンジンの小型化に貢献できる。更に、コイルの小型化によりエンジンブロックのコイルの取り付け穴も小径化でき、エンジン強度の向上・耐久性の強化に効果がある。
（実施例２）
図５は本発明の第２の実施例による車載イグナイタの電気回路図である。図５において、図１と同一の構成要素には同じ符号を付け説明を省略する。本実施例が図１と異なる点は、振動抑制用の電流供給回路１５の構成であり、まず、２つの抵抗１５３と１５４及びダイオード１５５を直列接続し、２つの抵抗の直列接続点を定電圧素子例えばツェナーダイオード１５６を介してエミッタ端子１８に接続したことである。
【００３２】
動作を説明する。まず、主ＩＧＢＴ１のオフ状態では、主ＩＧＢＴ１のコレクタ−エミッタ間にはバッテリー７の電圧例えば１２[Ｖ]が印加されている。この時、電流制限用のＭＯＳＦＥＴ６４はオフしているので、コレクタ電圧は、振動抑制電流供給用の抵抗１５３と分圧用抵抗１５４及びゲート抵抗８により分圧され、主ＩＧＢＴ１のゲート端子１１にはゲート抵抗８の両端電圧が印加されることになる。ゲート抵抗８は数百[Ω]〜１０[ｋΩ]程度に設定され、振動抑制電流供給用抵抗１５３及び１５４の合計の抵抗値は１０〜１００[ｋΩ]程度に設定されているために、組み合わせによっては、主ＩＧＢＴ１のゲート電圧が５[Ｖ]以上になる可能性がある。一般にイグナイタ用の主ＩＧＢＴはしきい電圧が１〜３[Ｖ]程度に設定されており、上述のようにゲートにしきい電圧を超える電圧が印加されると主ＩＧＢＴ１がオンしてしまう。本実施例によれば、ツェナーダイオード１５６を備えることによりこの問題を解決している。具体的には、ツェナーダイオード１５６のツェナー電圧を６〜９[Ｖ]程度、例えば７[Ｖ]に設定し、且つ、分圧用抵抗１５４とゲート抵抗８の分圧比が主ＩＧＢＴのしきい電圧を超えない抵抗値、例えば、ゲート抵抗８を１[ｋΩ]に、分圧用抵抗１５４を９[ｋΩ]に設定することで主ＩＧＢＴ１のゲート電圧をツェナー電圧の１／１０すなわち０．７[Ｖ]に抑制でき、誤動作を防止できる。
【００３３】
次にオン状態を説明する。主ＩＧＢＴ１がオンすると、コレクタ電流が増加し、ゲートにオンするのに十分な電圧が印加されている場合にはコレクタ−エミッタ間電圧は１〜３Ｖ程度に十分に低下している。この状態では、振動抑制電流供給用の抵抗１５３と１５４の接続点の電位は１〜３Ｖ以下に下がっているためにツェナーダイオード１５６は導通していない。
【００３４】
この状態で主電流の増大が生じたとする。すると、電流制限回路６が働きＭＯＳＦＥＴ６４が動作し、主ＩＧＢＴ１のゲート電圧を引き下げ、例えば３[Ｖ]程度に保持する。ゲート電圧が低下し始めると、コレクタ−エミッタ間電圧が増加し始め、前述した振動の初期状態が発生する。しかし、コレクタ端子９から、３[Ｖ]に保持されていたゲート端子１１に向かって振動抑制電流が流入して振動は抑制される。この時のコレクタ−エミッタ間電圧は、イグニッションコイル３の一次側３１のインピーダンス及び配線のインピーダンスと、主ＩＧＢＴ１のインピーダンスの比で決まり、主ＩＧＢＴ１のインピーダンスが十分に小さければ、コレクタ−エミッタ間電圧も例えば２〜３[Ｖ]と十分に低くなり、コレクタ端子９からゲート端子１１に流れ込む電流はあまり大きくならない。しかし、主ＩＧＢＴ１のインピーダンスが大きかったり、イグニッションコイルや配線のインピーダンスが十分に小さいと、コレクタ−エミッタ間にかかる電圧が例えば１０[Ｖ]以上に高くなってしまい、コレクタ端子９からゲート端子１１に流入する電流が、振動抑制のために必要な電流よりも著しく増加してしまい、ＩＧＢＴのゲート電圧が増加し、所望の電流制限値よりも大きくなる惧れがある。そこで、本実施例では、ツェナーダイオード１５６を設けこのツェナー電圧を例えば７[Ｖ]程度に設定しておけば、コレクタ端子９の電圧が増加しても振動抑制電流供給用の抵抗１５３と１５４の接続点の電位が７[Ｖ]に固定され、コレクタ端子９からゲート端子１１に供給される電流が制限され、これを越える電流はツェナーダイオード１５６の方に分流されることになり、制限電流値の変動を防止する。
【００３５】
最後にターンオフ状態を説明する。入力電圧が０[Ｖ]に低減し、主ＩＧＢＴ１をオフしようとするとコレクタ−エミッタ間電圧が数百[Ｖ]まで急峻に増大し、コレクタ端子９から主ＩＧＢＴ１のゲートに大きな電流が流れ込もうとする。しかし、本実施例によれば、ツェナーダイオード１５６を振動抑制電流供給用の抵抗１５３と１５４の直列接続点に接続し、各抵抗の抵抗値を適切に設定したことにより、コレクタ端子９から流れ込む誤動作の原因となる電流をツェナーダイオード１５６側に分流し誤動作を防止することが出来る。すなわち、コレクタ電圧の急増によっても、抵抗１５３と１５４の直列接続点の電位はツェナー電位例えば７[Ｖ]に保持される。前述したように、この７[Ｖ]を、抵抗１５４の９[ｋΩ]と抵抗８の１[ｋΩ]で１／１０に分圧するので、ゲート端子１１の電位は０.７[Ｖ]にしかならないのである。したがって、主ＩＧＢＴ１が再びオンするような誤動作は確実に防止される。
【００３６】
振動抑制用の電流供給回路１５の抵抗１５３と１５４の抵抗値の比を十分に大きくとっておけば、ツェナーダイオード１５６に流れる電流を小さく抑えることができ、小さな電流容量のツェナーダイオードで十分である。
【００３７】
本実施例は、主絶縁ゲート型半導体装置の電位の高い方の主端子（主ＩＧＢＴのコレクタ）からその制御端子（主ＩＧＢＴのゲート）に流れ込む電流を一定値に制限する機能をもつものである。
【００３８】
より具体的には，前記電位の高い方の主端子（主ＩＧＢＴのコレクタ）の電圧が所定値より低い時に、この主端子から前記制御端子（主ＩＧＢＴのゲート）に振動抑制用の電流を、その電圧の増減に比例して供給し、その電圧が所定値よりも高い時には、制御端子への振動抑制電流の供給を一定値に制限する働きをしている。
【００３９】
この実施例によれば、第１の実施例と同様に、前記主端子と制御端子との間を電位的に接続する電流供給回路には、抵抗とダイオード及びツェナーダイオード等の回路素子であり、ツェナー電圧は精度良く制御でき、温度変化等によるばらつきが少ない回路を構成できる。
【００４０】
図６は、前記各実施例の主ＩＧＢＴ１に用いて好適なＩＧＢＴの断面構造図の一部分である。ＩＧＢＴは図６に示した断面構造を単位セルとし、この単位セルが複数並列に配列された構造をしている。
【００４１】
イグナイタ用ＩＧＢＴとしては、この単位セルを数百〜数万個並列に並べて一つのＩＧＢＴチップを形成する。ＩＧＢＴの単位セルは高不純物濃度のｐ型のコレクタ層２０と同じく高不純物濃度のｎ型のバッファ層２１と低不純物濃度のｎ型のドリフト層２２の３層から形成されるシリコン結晶中に不純物の拡散により形成したｐ型のベース層２３、コンタクト層２４、ｎ型のエミッタ層２５及びシリコン結晶の上方面のベース層２３の露出部分に形成されたゲート酸化膜２６と、ドリフト層の露出部分に形成されたテラスゲート膜２７とゲート酸化膜２６及びテラスゲート膜２７上に形成された多結晶シリコンゲート電極２８と、シリコン結晶上方面にコンタクト層２４と接触して形成されたエミッタ電極２９と、エミッタ電極２９と多結晶ゲート電極２８の間に両者を電気的に絶縁するために設けられた層間絶縁膜３０からなる。３１はコレクタ電極である。
【００４２】
本実施例では、テラスゲート膜２７を設け、帰還容量を低減している。
【００４３】
電流制限回路の振動の原因の一つに、帰還容量を通してコレクタからゲートに流れる帰還電流がゲート電圧を変化させる現象があることがわかった。帰還容量とはコレクタとゲート間の寄生容量であり、多結晶シリコンゲート電極２８とドリフト層２２との間にある酸化膜の容量と、ドリフト層２２、バッファ層２１、コレクタ層２０の各容量である。図７はその等価回路を示す。帰還容量３２はコレクタとゲートの間に図７に示したように存在している。その他の回路部品は図１、図５と同じ符号をつけている。帰還容量が原因となる振動発生のメカニズムを、図８を参照して説明する。
【００４４】
図８は図７の回路の動作波形である。時刻ｔ１でオンしたＩＧＢＴ１のコレクタ電流が所定の値を超えると電流制限回路６が働き、電流を一定値に制限する。ゲートの電圧を制限してコレクタ電流を一定値に抑制すると、コレクタ電圧が急激に増加し、帰還容量３２を通してコレクタからゲートに、ｉ＝Ｃｄｖ／ｄｔ（ここで、Ｃは帰還容量３２の容量値）で表わされる電流が流れ込む。この電流によりＩＧＢＴのゲート電圧の減少が抑制され、これにあわせてコレクタ電流の減少も鈍化する。そして更にコレクタ電圧が増大し続けると、帰還容量３２の容量値が急激に減少する。
【００４５】
図９は帰還容量値とコレクタ電圧の関係を示している。コレクタ電圧がわずか５[Ｖ]程度まで増加するだけで帰還容量値は数十分の一から数百分の一まで減少する。すると帰還容量３２に流れる電流はｉ＝Ｃｄｖ／ｄｔの関係からわかるように急激に減少し、ゲート電圧も急激に低下する。これに対応してコレクタ電流も急激に減少し、この時のマイナスの電流変化率によりコレクタ電圧が跳ね上がり、振動やスパイク電圧の原因となる。図６のＩＧＢＴは、この帰還電流を通して流れ込む電流そのものを低減し、振動・スパイク電圧を抑制するものである。このため、ドリフト層２２の露出部分に接するゲート酸化膜２６の厚みを増して容量値を低減する構成とする。容量値ＣはＣ＝εＡ／Ｄで表され（εは誘電率、Ａは面積、Ｄはゲート酸化膜厚）、ゲート酸化膜を厚くすると容量値を低減できる。
【００４６】
本実施例は、一対の主表面を有する半導体基体２０〜２２と、前記半導体基体内でその一方の主表面に隣接して形成された第１の層（ベース層）２３と、前記第１の層２３内に選択的に形成された第２の層（エミッタ層）２５と、前記主表面に絶縁膜（ゲート酸化膜）２６を介して形成された電極（多結晶シリコンゲート電極）２８を備えた絶縁ゲート半導体装置において、前記絶縁膜（ゲート酸化膜）２６が部分的に厚い構造（テラスゲート膜）２７を持つように構成している。
【００４７】
本実施例によれば、絶縁膜（ゲート酸化膜）２６に部分的に厚い構造（テラスゲート膜）２７を設けることによりＩＧＢＴの帰還容量値を低減し、振動抑制効果を高めることができる。
【００４８】
図１０は、前記第１、第２の実施例の主ＩＧＢＴに用いて好適なＩＧＢＴの異なる実施例の一部断面構造図である。図６の実施例ではドリフト層２２の露出部の一部分の酸化膜厚２６を厚くして容量値の低減をはかっているが、図１０に示すようにドリフト層２２の露出部分で多結晶シリコンゲート電極２８の周縁部を除去してしまう構成も、帰還容量低減に効果がある。
【００４９】
図１１及び図１２は、図１の回路構成を内蔵した半導体チップの本発明による一実施例の平面構造図及び断面構造図をそれぞれ示す。
【００５０】
図１１は図１の回路を集積化したＩＧＢＴチップの外観であり、図１と同一の構成要件には同じ符号を付けている。このＩＧＢＴチップは、耐圧の保持のためにチップ外周部に設けられた周辺領域３３と、その内側に形成されたＩＧＢＴセル領域３４と、このＩＧＢＴセル領域３４の一角に設けられたエミッタパッド３５とゲートパッド３６を有する。ＩＧＢＴセルの駆動電圧はゲート配線３７を通して供給される。電流制限回路６はゲートパッド３６に隣接して形成されており、駆動電圧の変化に速やかに対応できるようになっている。電流供給回路１５を構成する振動抑制電流供給用の抵抗１５１は、コレクタの端子電圧を取り込むために、周辺領域３３上に形成されており、逆流防止用のダイオード１５２に接続されている。バイパス回路１７はインバータ回路１６の一角に配置されており、抵抗１５１に図示しない配線にて接続されている。
【００５１】
本実施例の特徴は振動抑制電流供給用の抵抗１５１を周辺領域３３上に設けた点にある。抵抗１５１はその一方の端子がコレクタ端子９に接続されているために高い電圧が印加される。従って、抵抗１５１を電流制限回路６やインバータ回路１６などとの絶縁が必要であるが、本実施例のように、抵抗１５１を周辺領域３３上に形成したことにより格別の絶縁上の工夫が不要となり、これらの回路をワンチップに集積化する場合のチップサイズを小形化できる。
【００５２】
図１２は図１１のＡ−Ｂ断面図であり、図１や図６と同一の構成要件には同じ符号を付してある。図において３８はチップのエミッタ表面を覆う保護膜であり、３９は抵抗１５１を接続するための接続配線、４０はフィールド酸化膜、４１は耐圧保持のために深く形成されたｐ型のウェル層、４２は同じく耐圧保持のために形成されたＦＬＲ層、４３は抵抗１５１とコレクタを接続するためのガードリング、４４はチャネルストッパー層、５３は保護膜である。
【００５３】
本実施例では、電流供給回路１５の抵抗１５１を周辺領域３３上に設けている。この抵抗１５１はその一方の端子がコレクタ端子９に接続されており、高い電圧が印加される。このため、電流制限回路６や電流供給回路１５内のダイオード１５２が形成されている領域に隣接あるいは含まれるように形成すると周辺の素子との絶縁が必要である。本実施例によれば、この抵抗１５１を周辺領域３３上に形成したことによりこのような絶縁が不要となり、電流供給回路１５をワンチップに集積化する場合のチップサイズの小形化に役立つ。
【００５４】
図１３は、以上の実施例を用いて構成したイグニッションコイルの本発明の一実施例の外観及び一部内部透視図である。図１３において、４５は点火プラグ接続端子、４６はイグニッションコイル部、４７はＩＧＢＴチップ、４８は接続端子、４９はＩＧＢＴ設置部である。ＩＧＢＴ設置部４９は透視図として表現している。本実施例の特徴は、図１における電流供給回路１５（のみ？電流制限回路６、インバータ回路１６、バイパス回路１７はどうした？）をＩＧＢＴにワンチップ化したことにより、コイルの大きさを縮小した点にある。
【００５５】
この実施例によれば、（前記電流制限回路及び前記）振動抑制回路をチップ面積の増大無しにＩＧＢＴにチップに集積化できるために、ＩＧＢＴ設置部の大きさを縮小でき、図１３に示すように、ＩＧＢＴ設置部４９の太さをイグニッションコイル部４６の太さの範囲内とすることができる。このため、エンジンに設置したときの設置面積が縮小され、エンジンを小型化できる。また、本実施例では一つの部品のなかにコイルとＩＧＢＴを設置することが可能となり組立工数を低減できる効果もある。
【００５６】
図１４は、以上の実施例を用いて構成した本発明の一実施例のエンジンの断面構造図である。点火プラグ４を先端に取り付けられたイグニッションコイル部４６は、エンジン隔壁５０の設置用穴に埋め込み、燃焼室５１にプラグ４を露出させている。５２はピストンである。本実施例の特徴は、図１３に示したイグニッションコイル部４６をエンジンに適用したことにより、エンジン隔壁５０のイグニッションコイル設置用の穴を縮小した点にある。本実施例のように、イグニッションコイル部４６をエンジンに適用すると、エンジンへの設置体積が縮小でき、エンジン自体を小型化できる。エンジンを小型化できると、車体を小型化できるとともに軽量化も図れ、燃費の向上に効果がある。また、イグニッションコイル部４６を設置するために設けられるエンジンヘッド部分の穴を小さくできるため、エンジンブロックの強度が上がり、エンジンの耐久性を向上できる。
【００５７】
以上、本発明の実施例をＩＧＢＴを例に説明してきたが、ＩＧＢＴに限定されるものではなく、パワーＭＯＳＦＥＴその他の絶縁ゲート半導体装置においても同様の効果が得られる。
【００５８】
【発明の効果】
本発明によれば、電流制限値のばらつきを低減できるためにイグナイタの電流容量を低減でき、その小型化が可能である。このためエンジンの小型化を図れ、自動車の小型化・省燃費化に効果がある。更に、エンジンブロックの強度の向上をはかれ、エンジンの耐久性向上にも効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第一の実施例による車載イグナイタの電気回路図である。
【図２】図１の動作を説明する動作波形図である。
【図３】図１における本発明の動作を説明する動作波形図である。
【図４】本発明の一実施例における電流供給回路の回路条件を示すグラフである。
【図５】本発明の第二の実施例による車載イグナイタの電気回路図である。
【図６】本発明の一実施例によるＩＧＢＴの断面構造図である。
【図７】図６における帰還容量を説明する等価電気回路図である。
【図８】図７の電気回路における電流振動波形図である。
【図９】図６における帰還容量の電圧依存性の説明図である。
【図１０】本発明の他の実施例によるＩＧＢＴの断面構造図である。
【図１１】本発明の一実施例による半導体チップの平面図である。
【図１２】同じく断面構造図である。
【図１３】本発明の一実施例によるイグニッションコイル部の構造図である。
【図１４】本発明の一実施例によるエンジンシステムの部分断面構造図である。
【符号の説明】
１…絶縁ゲート型半導体装置例えばＩＧＢＴ、３…イグニッションコイル、４…点火プラグ、６…電流制限回路、７…バッテリ−、９…コレクタ端子、１１…制御端子、１５…電流供給回路、１５１…振動抑制電流供給用の抵抗、１５２…逆流防止用のダイオード、１６…インバータ回路、１６１…ＭＯＳＦＥＴ、１６２…コレクタ分圧用の抵抗、１７…バイパス回路、１７１…バイパス用のＭＯＳＦＥＴ、１８…エミッタ端子、２８…多結晶シリコンゲート電極、２７…テラスゲート膜、３３…周辺領域、４５…点火プラグ接続端子、４６…イグニッションコイル部、４７…ＩＧＢＴチップ、４８…接続端子、５０…エンジン隔壁、５１…燃焼室。
【発明の属する技術分野】
本発明は、絶縁ゲート型半導体装置を主スイッチング素子として用いる車載イグナイタにかかり、特に電流制限機能を有する車載イグナイタ、絶縁ゲート型半導体装置及びエンジンシステムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
自動車の省エネ化のためにエンジンの点火装置（イグナイタ）の高性能化が強く求められている。イグナイタは、エンジンの回転数に合わせて車載の低電圧のバッテリーから数万[Ｖ]の高電圧を発生し、点火プラグを放電させて燃料に着火させる。
【０００３】
絶縁ゲート型半導体装置を主スイッチング素子として用いる車載イグナイタは、特開平９−２８０１４７号公報に開示されている。
【０００４】
過電流を抑制する電流制限回路を備えたイグナイタには、この電流制限回路が動作し始めるところで振動が発生してしまい、ノイズの発生、機器の破損などの多くの問題を引き越すことが知られている。この対策として、上記公報では、コレクタからゲートに電流を供給する電流供給回路を設け、電流制限作用の初期に発生するコレクタ電圧の急激な増加を、コレクタからゲートに電流を供給することで抑制している。この電流供給回路の具体例として上記公報の図１、図８及び図９では高耐圧の定電流素子を用い、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴを組み合わせることが開示されており、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴの飽和特性を使ってコレクタからゲートに流れる電流を一定値に制限している。また、上記公報の図７では抵抗とコンデンサを用いている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術で電流供給回路として使用するＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴの飽和電流は温度による変化が大きく、温度が増加するにつれて減少する傾向がある。また、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴは、飽和特性のばらつきが個体間で必ず存在する。このような電流供給回路の特性のばらつきにより、主絶縁ゲート型半導体装置（以下、ＩＧＢＴの場合につき説明する）の制限電流値がばらつき、イグナイタの回路全体の電流容量を大きく設計しなければならない。例えば制限電流値が１０[Ａ]の場合に、ばらつきが２[Ａ]とすると、少なくとも回路の許容電流容量を１２[Ａ]以上の設計しなければならない。このため、使用する回路部品（例えば、コンデンサや抵抗等）の容量及び配線太さも大きくなって、イグナイタの容積・重量の増加を招く。これはエンジンの大型化につながり、燃費の悪化をひきおこす。また、電流容量を大きくするためにはイグニッションコイルの配線の太線化も必要となりコイル自体が太くなる。すると、エンジン一気筒につきイグニッションコイルを一個ずつ配置するいわゆるディストリビューターレスイグニッションシステムでは、エンジン本体にコイルを差し込んでいるために、コイルの大型化によりエンジンブロック本体の大型化を招く。また、コイルをエンジンブロックに差し込む穴が大きくなりエンジンブロックの強度の低下が起こり、その結果、エンジンの耐久性の低下を招くという問題もある。
【０００６】
また、電流供給回路として、抵抗とコンデンサを用いた場合には、上述した特性のばらつきという問題は発生しないが、ＩＧＢＴが誤動作するという問題がある。例えば、一般的にイグナイタでは、点火コイルに着火させるためにＩＧＢＴをターンオフさせた時にはＩＧＢＴのコレクタとエミッタの間には４００[Ｖ]程度の高い電圧が印加される。しかし、上記の回路ではコレクタからゲートに流れ込む電流によりゲート電圧が増加し、ＩＧＢＴが再びオンしてコレクタ−エミッタ間の電圧を制限してしまう。これはイグナイタ本来の機能を抑制し、イグニッションコイルの二次側の電圧も減少して点火プラグに火花が飛ばなくなってしまう。これを回避するために抵抗値を大きくすると、今度は振動を制限するための電流供給が不十分となり、振動抑制機能が低下するという問題がある。
【０００７】
本発明の目的は、小形・小容量にして振動のない電流制限機能を備えた車載イグナイタ、絶縁ゲート半導体装置又はエンジンシステムを提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明はその一面において、ＩＧＢＴやパワーＭＯＳＦＥＴなどの絶縁ゲート型半導体装置を主スイッチング素子として用いるとともに、振動抑制用の電流供給回路を備えた車載イグナイタにおいて、前記電流供給回路を、前記主スイッチング素子の電位の高い方の主端子を他の半導体スイッチング素子を介することなく前記主スイッチング素子の制御端子に電位的に接続することを特徴とする。
【０００９】
ここで、「電位的に接続する」とは、抵抗器やダイオードを通して接続し電流を供給することによって、両端子を同電位にする機能を持つことであって、例えば、コンデンサにはこの機能は無く除外される。望ましい一実施態様においては、前記電流供給回路を、抵抗とダイオードの直列接続体で構成し、前記電位の高い方の主端子と前記制御端子との間に接続する。
【００１０】
これにより、温度特性にばらつきを生じ易い半導体スイッチング素子を用いることなく、振動のない電流制限機能を備えた車載イグナイタを提供できる。
【００１１】
本発明は他の一面において、振動抑制用の電流供給回路を備えた車載イグナイタにおいて、主絶縁ゲート型半導体素子を駆動する信号がその制御端子に入力されていない時に、前記電流供給回路を一対の主端子の電位の低い方の主端子側にバイパスする回路を設けたことを特徴とする。望ましくは、前記電流供給回路と前記一対の主端子の電位の低い方の主端子側との間に接続されたバイパス用のスイッチング素子と、このスイッチング素子を主半導体素子を駆動する信号がその制御端子に入力されていない時にオンさせる回路を設けることである。
【００１２】
本発明はまた他の一面において、振動抑制用の電流供給回路を備えた車載イグナイタにおいて、前記電流供給回路を、主絶縁ゲート型半導体素子の電位の高い方の主端子からその制御端子に電流を供給し、この電流を一定値に制限する回路としたことを特徴とする。
【００１３】
本発明はまた他の一面において、振動抑制用の電流供給回路を備えた車載イグナイタにおいて、前記電流供給回路を、主絶縁ゲート型半導体素子の電位の高い方の主端子の電圧が所定値より低い時に、この主端子からその制御端子に電流を供給し、前記主端子の電圧が所定値よりも高い時には、前記制御端子への電流の供給を制限する回路としたことを特徴とする。その望ましい一実施態様においては、前記電位の高い方の主端子から制御電極に向けて接続された２つの抵抗の直列回路と、その直列接続点の電位を所定値に制限する定電圧素子を備える。
【００１４】
本発明は更に他の一面において、半導体基体の主表面に絶縁膜を介して形成された制御電極を備えた絶縁ゲート半導体装置において、前記絶縁膜を部分的に厚い構造を持つように構成したことを特徴とする。
【００１５】
本発明は更に他の一面において、直流電源に直列接続されたイグニッションコイルの一次側と絶縁ゲート型半導体素子と、イグニッションコイルの二次側に接続される点火プラグと、前記半導体素子の主電流を所定値以内に制限する電流制限回路と、前記半導体素子の一対の主端子のうち電位の高い方の主端子から前記制御電極に電流を供給する電流供給回路とを備えたエンジンシステムにおいて、前記電流供給回路は抵抗を通してスイッチング素子を介することなく前記電位の高い方の主端子を前記制御電極に接続し、前記半導体素子、前記電流制限回路及び前記電流供給回路をチップ化して内蔵したイグニッションコイル部と、その一端に設けた前記点火プラグの接続端子と、この接続端子に接続した点火プラグとを備え、これらイグニッションコイル部と点火プラグを一体化してエンジン隔壁に埋め込み、燃焼室に前記点火プラグを露出させたことを特徴とする。
【００１６】
【発明の実施の形態】
（実施例１）
図１は本発明による乗用車用のイグナイタの一実施例電気回路図である。１は絶縁ゲート型半導体装置であり、ここでは電流検出端子付きの主ＩＧＢＴである。入力端子２に与えられる入力電圧ＶＩＮをＨｉ（高）からＬｏ（低）に切換えたとき、主ＩＧＢＴ１をターンオフさせ、イグニッションコイル３の一次側３１を介して同二次側３２に高電圧を発生し、点火プラグ４を放電させて燃料に着火させるものである。
【００１７】
図１の回路をエンジンの各気筒毎に設け、いわゆるＤＩＳ（Distributorless ignition system）タイプとすることが望ましく、例えば4気筒のエンジンでは、4つの点火プラグと4本のイグニッションコイル、そして4組の主半導体装置及びその駆動回路を設ける。
【００１８】
さて、主ＩＧＢＴ１は、コレクタ電流Ｉｃの１／１００〜１／１００００程度の微少な検出電流を流すように設定された電流検出端子５を備える。この電流検出端子５には電流制限回路６内の検出抵抗６１が接続される。検出抵抗６１の一方の端子はコンパレータ６２に接続され、基準電圧発生回路６３で生成された基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。コンパレータ６２は基準電圧Ｖｒｅｆより検出電圧の方が高くなった時に信号を出力し、ゲート電圧制限用のＭＯＳＦＥＴ６４をオンさせて主ＩＧＢＴ１のゲート電圧を下げる。これら検出抵抗６１、コンパレータ６２、基準電圧発生回路６３及びＭＯＳＦＥＴ６４からなる電流制限回路６は、主ＩＧＢＴ１の主電流を所定値以内に制限する役目を持つ。
【００１９】
まず、本回路の基本動作を、図２の動作波形を参照して説明する。図２において期間ｔ０〜ｔ１までの主ＩＧＢＴ１のオフ状態、すなわちコレクタ電流Ｉｃが流れていない期間では、検出端子５の電圧は０[Ｖ]であり、コンパレータ６２の出力はＬｏ（低）レベルでありＭＯＳＦＥＴ６４はオフしている。次に、時刻t1において、入力端子２に数[Ｖ]程度の入力信号電圧ＶＩＮを印加すると、主ＩＧＢＴ１のゲート電圧ＶＧＥを高め、主ＩＧＢＴ１がオンしてバッテリー７からイグニッションコイル３の一次側３１を通り、主ＩＧＢＴ１にコレクタ電流Ｉｃが流れる。負荷がインダクタンスであるのでコレクタ電流Icは時間と共に単調増加する。続いて、時点ｔ２で入力信号電圧ＶＩＮを０[Ｖ]にすると、コレクタ電流Ｉｃが減少するが、この時の負の電流変化率、いわゆるマイナスのｄIc／ｄｔによりイグニッションコイル３の一次側３１に、Ｖ１＝Ｌ×（ｄＩｃ／ｄｔ）の電圧を発生する。この電圧がイグニッションコイル３の二次側３２で数万[Ｖ]に昇圧され、点火プラグ４を放電させる。このようにして燃料に着火しエンジンは推進力を得る。エンジンの回転数を監視しながらこのオン期間の幅を調整し、最適な電流値Ｉｃを得るよう入力信号ＶＩＮが制御されており、このパルス幅は約数[μs]〜数十[ms]程度である。
【００２０】
次に、電流制限回路６の働きについて説明する。先に述べたように、オン期間はエンジンの回転数に合わせて決められているが、何らかの原因でエンジンが予期しない停止状態になった場合には、入力信号ＶＩＮが１[ms]を越える極めて長い信号となってしまう。コレクタ電流Ｉｃは入力信号電圧ＶＩＮが入力され続ける間増加し続けようとする。そこで、コレクタ電流Ｉｃを一定値に制限する電流制限回路６が必要となる。図２のt4でオンした主ＩＧＢＴ１のコレクタ電流Ｉｃが、時刻t5で所定の電流値を超えると、コンパレータ６２の出力がＨｉ（高）になってＭＯＳＦＥＴ６４をオンする。ＭＯＳＦＥＴ６４がオンすると主ＩＧＢＴ１のゲート電圧ＶＧＥが、ゲート抵抗８とＭＯＳＦＥＴ６４のインピーダンスの分圧比で決まる電圧まで低減され、コレクタ電流Ｉｃが制限される。このように、エンジンストールなどの予期せぬ状態が生じても、コレクタ電流を制限し、コイルや回路の破壊などのトラブルを防止する。
【００２１】
本実施例では、過大な電圧がコレクタ端子９に印加された場合の保護機能を果たすコレクタ電圧制限用のツェナーダイオード１０を設けている。エンジンの動作中に何らかの原因で燃料への着火に失敗した場合、イグニッションコイル３の一次側３１の電圧が所定の電圧より遙かに高い電圧になるという現象がある。この時、コレクタ端子９の電圧がＩＧＢＴ１の耐圧を越えて増大するとＩＧＢＴ１が破壊してしまう。そこで、コレクタ電圧制限用のツェナーダイオード１０を設け、このダイオードの降伏電圧をＩＧＢＴ１の耐圧より低く設定することによってＩＧＢＴ１を保護している。すなわち過大な電圧がコレクタ端子９に印加された時、ツェナーダイオード１０が降伏してゲート端子１１の電圧が上昇し、ＩＧＢＴ１を再びオンさせてコレクタ端子電圧の増大を抑制する。
【００２２】
本実施例ではこの他に、主ＩＧＢＴ１のゲート保護用のツェナーダイオード１２と、主ＩＧＢＴ１のターンオン時とターンオフ時でゲート抵抗を変え、オンとオフのスピードを調整するターンオフ用のダイオード１３及びゲート抵抗１４を備える。ゲート抵抗８は制限される電流値を調整するために比較的大きな値、例えば１〜１０[ｋΩ]程度に設定する一方、このゲート抵抗８に逆並列にダイオード１３と抵抗１４の直列回路を挿入しターンオフ時のスピードアップを図っている。このような理由で、ゲート抵抗１４の抵抗値は同８より小さく、例えば５０[Ω]〜１[ｋΩ]程度にしている。
【００２３】
ところで、先に述べた特開平９−２８０１４７号公報の図３に開示されているように、電流制限機能が動作し始めるところで振動が発生する。本実施例では、振動抑制のために電流供給回路１５を設け、主ＩＧＢＴ１がオンしている期間には、コレクタから振動抑制電流をゲートに供給し、一方、主ＩＧＢＴ１のオフ期間には、電流供給回路１５の出力をエミッタにバイパス（短絡）する。
【００２４】
電流供給回路１５は、振動抑制電流供給用の抵抗１５１及びゲート−コレクタ間の逆流防止用のダイオード１５２の直列体を備えている。インバータ回路１６は、入力信号を受けて動作するＭＯＳＦＥＴ１６１とコレクタ端子に接続されたコレクタ分圧用抵抗１６２、出力抵抗１６３及び保護用のツェナーダイオード１６４から成る。バイパス回路１７は、インバータ回路１６の出力を受けて動作するバイパス（短絡）用のＭＯＳＦＥＴ１７１で構成されている。
【００２５】
図３の動作波形を参照して、振動抑制動作を説明する。初めに、時刻ｔ１までの主ＩＧＢＴ１がオフの状態を考えると、入力電圧ＶＩＮは０[Ｖ]であり、ＭＯＳＦＥＴ１６１もオフになっており、インバータ回路１６の出力はＨｉ（高）である。したがってバイパス回路１７のＭＯＳＦＥＴ１７１はオンしており、電流供給回路１５内の振動抑制電流供給用の抵抗１５１と逆流防止用ダイオード１５２の接続点はエミッタ端子１８に接続されている。主ＩＧＢＴ１がオフであるのでコレクタ端子９にはバッテリー７の電圧、例えば乗用車で１２[Ｖ]、トラック・バスなどで２４[Ｖ]程度が印加されている。この時、ＭＯＳＦＥＴ１７１がオンしているので振動抑制電流供給用の抵抗１５１を通して流れてくる漏れ電流はバイパス用のＭＯＳＦＥＴ１７１によりすべてエミッタ端子１８にバイパスされ、ＩＧＢＴ１のゲート電圧を持ち上げることはない。従って、漏れ電流によるＩＧＢＴ１の誤動作は生じない。バイパス用ＭＯＳＦＥＴ１７１は漏れ電流を流せればよく、主ＩＧＢＴ１よりも遙かに小さい容量・サイズでよい。また、バイパス用のＭＯＳＦＥＴ１７１を駆動するインバータ回路１６の容量も小さく、コレクタ分圧抵抗１６２を十分に大きくでき、流れる漏れ電流も十分に小さい。
【００２６】
次に、主ＩＧＢＴ１のオン状態について説明する。図３の時刻ｔ１で入力端子２に入力信号が印加されると、主ＩＧＢＴ１のゲート電圧が増大し、主ＩＧＢＴ１がオンしてコレクタ電流が流れ始め、コレクタ電圧は急激に数[Ｖ]程度まで低下する。インバータ回路１６にもオン信号が入力されるためにＭＯＳＦＥＴ１６１もオンし、インバータ回路１６の出力はＬｏ（低）になる。このためバイパス用ＭＯＳＦＥＴ１７１がオフして電流供給回路１５の抵抗１５１がエミッタ端子１８から切り離される。この時、主ＩＧＢＴ１はすでにオンしているので、コレクタ端子９の電位は数[Ｖ]程度まで低下している。一方、主ＩＧＢＴ１のゲート電極（端子）１１には入力電圧ＶＩＮが印加されているため、ゲート電極１１の電位の方がコレクタ端子９の電位より高くなるが、逆流防止用のダイオード１５２の働きにより、ゲート電極１１からコレクタ端子９には電流は流れない。この逆流防止用ダイオード１５１は、入力端子２からコレクタ端子９に向かう電流を阻止し、主ＩＧＢＴ１の駆動損失の増加を防止している。この逆流防止用ダイオード１５２の耐圧は入力電圧より十分に高ければよく、６〜９[Ｖ]程度である。
【００２７】
次に、図３の時刻t2になりコレクタ電流Icが所定値を超えると検出電圧が基準電圧Ｖrefより高くなり、コンパレータ６２がＨｉ（高）を出力して、ゲート電圧制限用のＭＯＳＦＥＴ６４がオンする。その結果、主ＩＧＢＴ１のゲート電極１１の電位はゲート抵抗８とゲート電圧制限用ＭＯＳＦＥＴ６４のオン時のインピーダンスの比で決まる電位に制限され、コレクタ電圧ＶＣＥが急激に増大しようとする。しかし、コレクタ端子９の電位ＶＣＥが増加してゲート電極１１の電位よりも高くなると、短絡用ＭＯＳＦＥＴ１７１がオフしている状態では、コレクタからゲートに電流が供給され、振動を防止する。
【００２８】
電流供給回路１５の抵抗１５１は抵抗値が小さくなるほど、すなわちコレクタからゲートに流れる電流が大きいほど振動抑制の効果は高まるが、この抵抗１５１はオフ状態でのコレクタの漏れ電流の原因となるため、できるだけ大きな抵抗値とするのが好ましい。実験によれば、この抵抗値Ｒｃは図４に示す適正範囲があることがわかった。図４の横軸は主ＩＧＢＴ１の定格電流値と電流供給抵抗１５１の抵抗値Ｒｃの積であり縦軸は、電流制限開始時にコレクタ電圧に発生するスパイク電圧値（振動の最初の電圧ピークの値）を示す。この結果をみると、定格電流値と電流供給抵抗値の積が１×１０6より大きくなるとスパイク電圧が急激に増大する。例えば、定格電流が１０[Ａ]の主ＩＧＢＴの場合には、電流供給用の抵抗１５１の抵抗値Ｒｃが１００[ｋΩ]より大きくなるとスパイクが発生する。したがって、図４の横軸の１×１０6以下の範囲で使用するのが好ましい。
【００２９】
次に、主ＩＧＢＴ１がオン状態からオフ状態になるターンオフについて説明する。図３の時点ｔ３において、主ＩＧＢＴ１をオフするために入力信号電圧を０[Ｖ]にすると、インバータ回路１６への入力も０[Ｖ]になるためにその出力はＨｉになり、バイパス用のＭＯＳＦＥＴ１７１はオン状態になる。ゲート電極１１の電位がわずかでも低下すると、コレクタ電流Ｉｃが減少に転じ、このときのマイナスのｄＩｃ／ｄｔにより、イグニッションコイル３の一次側３１にＶ＝Ｌ×ｄＩｃ／ｄｔの電圧が発生し、これがコレクタ端子９に印加される。するとコレクタ端子９の電位がゲート電極１１の電位より高くなるためにコレクタから電流が流れ込むが、バイパス用のＭＯＳＦＥＴ１７１がオンしているため、この漏れ電流はすべてエミッタ端子１８にバイパスされ、ゲートに流れ込むことはない。このため漏れ電流によるＩＧＢＴ１の誤動作を防止できる。
【００３０】
以上説明したように本実施例では、電流供給回路１５からの振動抑制用の電流供給が必要な場合、すなわち主ＩＧＢＴ１がオンしている時だけ、電流供給回路１５からゲートに電流を供給し、コレクタからゲートへの漏れ電流が問題となるＩＧＢＴ１のオフ時には、バイパス回路１７により、電流供給回路１５からの電流をエミッタ端子１８にバイパスして主ＩＧＢＴ１の誤動作を防止している。このように、電流制限回路６と振動抑制用の電流供給回路１５を備えた車載イグナイタにおいて、インバータ回路１６とバイパス回路１７により、制御入力がないとき電流供給回路１５の出力を主エミッタ端子１８にバイパスさせるものであり、電流供給回路１５内にＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子を必要とせず、抵抗やダイオードなど電位的に接続が可能な受動素子だけで構成でき、温度変化や製造のばらつきが少ない回路を構成できる。
【００３１】
本実施例によれば、電流制限値のばらつきを低減することができるため、イグナイタの電流容量を小さく設計でき回路を小型化できる。また、電流容量の低減からイグニッションコイルも小型化でき、エンジンの小型化に貢献できる。更に、コイルの小型化によりエンジンブロックのコイルの取り付け穴も小径化でき、エンジン強度の向上・耐久性の強化に効果がある。
（実施例２）
図５は本発明の第２の実施例による車載イグナイタの電気回路図である。図５において、図１と同一の構成要素には同じ符号を付け説明を省略する。本実施例が図１と異なる点は、振動抑制用の電流供給回路１５の構成であり、まず、２つの抵抗１５３と１５４及びダイオード１５５を直列接続し、２つの抵抗の直列接続点を定電圧素子例えばツェナーダイオード１５６を介してエミッタ端子１８に接続したことである。
【００３２】
動作を説明する。まず、主ＩＧＢＴ１のオフ状態では、主ＩＧＢＴ１のコレクタ−エミッタ間にはバッテリー７の電圧例えば１２[Ｖ]が印加されている。この時、電流制限用のＭＯＳＦＥＴ６４はオフしているので、コレクタ電圧は、振動抑制電流供給用の抵抗１５３と分圧用抵抗１５４及びゲート抵抗８により分圧され、主ＩＧＢＴ１のゲート端子１１にはゲート抵抗８の両端電圧が印加されることになる。ゲート抵抗８は数百[Ω]〜１０[ｋΩ]程度に設定され、振動抑制電流供給用抵抗１５３及び１５４の合計の抵抗値は１０〜１００[ｋΩ]程度に設定されているために、組み合わせによっては、主ＩＧＢＴ１のゲート電圧が５[Ｖ]以上になる可能性がある。一般にイグナイタ用の主ＩＧＢＴはしきい電圧が１〜３[Ｖ]程度に設定されており、上述のようにゲートにしきい電圧を超える電圧が印加されると主ＩＧＢＴ１がオンしてしまう。本実施例によれば、ツェナーダイオード１５６を備えることによりこの問題を解決している。具体的には、ツェナーダイオード１５６のツェナー電圧を６〜９[Ｖ]程度、例えば７[Ｖ]に設定し、且つ、分圧用抵抗１５４とゲート抵抗８の分圧比が主ＩＧＢＴのしきい電圧を超えない抵抗値、例えば、ゲート抵抗８を１[ｋΩ]に、分圧用抵抗１５４を９[ｋΩ]に設定することで主ＩＧＢＴ１のゲート電圧をツェナー電圧の１／１０すなわち０．７[Ｖ]に抑制でき、誤動作を防止できる。
【００３３】
次にオン状態を説明する。主ＩＧＢＴ１がオンすると、コレクタ電流が増加し、ゲートにオンするのに十分な電圧が印加されている場合にはコレクタ−エミッタ間電圧は１〜３Ｖ程度に十分に低下している。この状態では、振動抑制電流供給用の抵抗１５３と１５４の接続点の電位は１〜３Ｖ以下に下がっているためにツェナーダイオード１５６は導通していない。
【００３４】
この状態で主電流の増大が生じたとする。すると、電流制限回路６が働きＭＯＳＦＥＴ６４が動作し、主ＩＧＢＴ１のゲート電圧を引き下げ、例えば３[Ｖ]程度に保持する。ゲート電圧が低下し始めると、コレクタ−エミッタ間電圧が増加し始め、前述した振動の初期状態が発生する。しかし、コレクタ端子９から、３[Ｖ]に保持されていたゲート端子１１に向かって振動抑制電流が流入して振動は抑制される。この時のコレクタ−エミッタ間電圧は、イグニッションコイル３の一次側３１のインピーダンス及び配線のインピーダンスと、主ＩＧＢＴ１のインピーダンスの比で決まり、主ＩＧＢＴ１のインピーダンスが十分に小さければ、コレクタ−エミッタ間電圧も例えば２〜３[Ｖ]と十分に低くなり、コレクタ端子９からゲート端子１１に流れ込む電流はあまり大きくならない。しかし、主ＩＧＢＴ１のインピーダンスが大きかったり、イグニッションコイルや配線のインピーダンスが十分に小さいと、コレクタ−エミッタ間にかかる電圧が例えば１０[Ｖ]以上に高くなってしまい、コレクタ端子９からゲート端子１１に流入する電流が、振動抑制のために必要な電流よりも著しく増加してしまい、ＩＧＢＴのゲート電圧が増加し、所望の電流制限値よりも大きくなる惧れがある。そこで、本実施例では、ツェナーダイオード１５６を設けこのツェナー電圧を例えば７[Ｖ]程度に設定しておけば、コレクタ端子９の電圧が増加しても振動抑制電流供給用の抵抗１５３と１５４の接続点の電位が７[Ｖ]に固定され、コレクタ端子９からゲート端子１１に供給される電流が制限され、これを越える電流はツェナーダイオード１５６の方に分流されることになり、制限電流値の変動を防止する。
【００３５】
最後にターンオフ状態を説明する。入力電圧が０[Ｖ]に低減し、主ＩＧＢＴ１をオフしようとするとコレクタ−エミッタ間電圧が数百[Ｖ]まで急峻に増大し、コレクタ端子９から主ＩＧＢＴ１のゲートに大きな電流が流れ込もうとする。しかし、本実施例によれば、ツェナーダイオード１５６を振動抑制電流供給用の抵抗１５３と１５４の直列接続点に接続し、各抵抗の抵抗値を適切に設定したことにより、コレクタ端子９から流れ込む誤動作の原因となる電流をツェナーダイオード１５６側に分流し誤動作を防止することが出来る。すなわち、コレクタ電圧の急増によっても、抵抗１５３と１５４の直列接続点の電位はツェナー電位例えば７[Ｖ]に保持される。前述したように、この７[Ｖ]を、抵抗１５４の９[ｋΩ]と抵抗８の１[ｋΩ]で１／１０に分圧するので、ゲート端子１１の電位は０.７[Ｖ]にしかならないのである。したがって、主ＩＧＢＴ１が再びオンするような誤動作は確実に防止される。
【００３６】
振動抑制用の電流供給回路１５の抵抗１５３と１５４の抵抗値の比を十分に大きくとっておけば、ツェナーダイオード１５６に流れる電流を小さく抑えることができ、小さな電流容量のツェナーダイオードで十分である。
【００３７】
本実施例は、主絶縁ゲート型半導体装置の電位の高い方の主端子（主ＩＧＢＴのコレクタ）からその制御端子（主ＩＧＢＴのゲート）に流れ込む電流を一定値に制限する機能をもつものである。
【００３８】
より具体的には，前記電位の高い方の主端子（主ＩＧＢＴのコレクタ）の電圧が所定値より低い時に、この主端子から前記制御端子（主ＩＧＢＴのゲート）に振動抑制用の電流を、その電圧の増減に比例して供給し、その電圧が所定値よりも高い時には、制御端子への振動抑制電流の供給を一定値に制限する働きをしている。
【００３９】
この実施例によれば、第１の実施例と同様に、前記主端子と制御端子との間を電位的に接続する電流供給回路には、抵抗とダイオード及びツェナーダイオード等の回路素子であり、ツェナー電圧は精度良く制御でき、温度変化等によるばらつきが少ない回路を構成できる。
【００４０】
図６は、前記各実施例の主ＩＧＢＴ１に用いて好適なＩＧＢＴの断面構造図の一部分である。ＩＧＢＴは図６に示した断面構造を単位セルとし、この単位セルが複数並列に配列された構造をしている。
【００４１】
イグナイタ用ＩＧＢＴとしては、この単位セルを数百〜数万個並列に並べて一つのＩＧＢＴチップを形成する。ＩＧＢＴの単位セルは高不純物濃度のｐ型のコレクタ層２０と同じく高不純物濃度のｎ型のバッファ層２１と低不純物濃度のｎ型のドリフト層２２の３層から形成されるシリコン結晶中に不純物の拡散により形成したｐ型のベース層２３、コンタクト層２４、ｎ型のエミッタ層２５及びシリコン結晶の上方面のベース層２３の露出部分に形成されたゲート酸化膜２６と、ドリフト層の露出部分に形成されたテラスゲート膜２７とゲート酸化膜２６及びテラスゲート膜２７上に形成された多結晶シリコンゲート電極２８と、シリコン結晶上方面にコンタクト層２４と接触して形成されたエミッタ電極２９と、エミッタ電極２９と多結晶ゲート電極２８の間に両者を電気的に絶縁するために設けられた層間絶縁膜３０からなる。３１はコレクタ電極である。
【００４２】
本実施例では、テラスゲート膜２７を設け、帰還容量を低減している。
【００４３】
電流制限回路の振動の原因の一つに、帰還容量を通してコレクタからゲートに流れる帰還電流がゲート電圧を変化させる現象があることがわかった。帰還容量とはコレクタとゲート間の寄生容量であり、多結晶シリコンゲート電極２８とドリフト層２２との間にある酸化膜の容量と、ドリフト層２２、バッファ層２１、コレクタ層２０の各容量である。図７はその等価回路を示す。帰還容量３２はコレクタとゲートの間に図７に示したように存在している。その他の回路部品は図１、図５と同じ符号をつけている。帰還容量が原因となる振動発生のメカニズムを、図８を参照して説明する。
【００４４】
図８は図７の回路の動作波形である。時刻ｔ１でオンしたＩＧＢＴ１のコレクタ電流が所定の値を超えると電流制限回路６が働き、電流を一定値に制限する。ゲートの電圧を制限してコレクタ電流を一定値に抑制すると、コレクタ電圧が急激に増加し、帰還容量３２を通してコレクタからゲートに、ｉ＝Ｃｄｖ／ｄｔ（ここで、Ｃは帰還容量３２の容量値）で表わされる電流が流れ込む。この電流によりＩＧＢＴのゲート電圧の減少が抑制され、これにあわせてコレクタ電流の減少も鈍化する。そして更にコレクタ電圧が増大し続けると、帰還容量３２の容量値が急激に減少する。
【００４５】
図９は帰還容量値とコレクタ電圧の関係を示している。コレクタ電圧がわずか５[Ｖ]程度まで増加するだけで帰還容量値は数十分の一から数百分の一まで減少する。すると帰還容量３２に流れる電流はｉ＝Ｃｄｖ／ｄｔの関係からわかるように急激に減少し、ゲート電圧も急激に低下する。これに対応してコレクタ電流も急激に減少し、この時のマイナスの電流変化率によりコレクタ電圧が跳ね上がり、振動やスパイク電圧の原因となる。図６のＩＧＢＴは、この帰還電流を通して流れ込む電流そのものを低減し、振動・スパイク電圧を抑制するものである。このため、ドリフト層２２の露出部分に接するゲート酸化膜２６の厚みを増して容量値を低減する構成とする。容量値ＣはＣ＝εＡ／Ｄで表され（εは誘電率、Ａは面積、Ｄはゲート酸化膜厚）、ゲート酸化膜を厚くすると容量値を低減できる。
【００４６】
本実施例は、一対の主表面を有する半導体基体２０〜２２と、前記半導体基体内でその一方の主表面に隣接して形成された第１の層（ベース層）２３と、前記第１の層２３内に選択的に形成された第２の層（エミッタ層）２５と、前記主表面に絶縁膜（ゲート酸化膜）２６を介して形成された電極（多結晶シリコンゲート電極）２８を備えた絶縁ゲート半導体装置において、前記絶縁膜（ゲート酸化膜）２６が部分的に厚い構造（テラスゲート膜）２７を持つように構成している。
【００４７】
本実施例によれば、絶縁膜（ゲート酸化膜）２６に部分的に厚い構造（テラスゲート膜）２７を設けることによりＩＧＢＴの帰還容量値を低減し、振動抑制効果を高めることができる。
【００４８】
図１０は、前記第１、第２の実施例の主ＩＧＢＴに用いて好適なＩＧＢＴの異なる実施例の一部断面構造図である。図６の実施例ではドリフト層２２の露出部の一部分の酸化膜厚２６を厚くして容量値の低減をはかっているが、図１０に示すようにドリフト層２２の露出部分で多結晶シリコンゲート電極２８の周縁部を除去してしまう構成も、帰還容量低減に効果がある。
【００４９】
図１１及び図１２は、図１の回路構成を内蔵した半導体チップの本発明による一実施例の平面構造図及び断面構造図をそれぞれ示す。
【００５０】
図１１は図１の回路を集積化したＩＧＢＴチップの外観であり、図１と同一の構成要件には同じ符号を付けている。このＩＧＢＴチップは、耐圧の保持のためにチップ外周部に設けられた周辺領域３３と、その内側に形成されたＩＧＢＴセル領域３４と、このＩＧＢＴセル領域３４の一角に設けられたエミッタパッド３５とゲートパッド３６を有する。ＩＧＢＴセルの駆動電圧はゲート配線３７を通して供給される。電流制限回路６はゲートパッド３６に隣接して形成されており、駆動電圧の変化に速やかに対応できるようになっている。電流供給回路１５を構成する振動抑制電流供給用の抵抗１５１は、コレクタの端子電圧を取り込むために、周辺領域３３上に形成されており、逆流防止用のダイオード１５２に接続されている。バイパス回路１７はインバータ回路１６の一角に配置されており、抵抗１５１に図示しない配線にて接続されている。
【００５１】
本実施例の特徴は振動抑制電流供給用の抵抗１５１を周辺領域３３上に設けた点にある。抵抗１５１はその一方の端子がコレクタ端子９に接続されているために高い電圧が印加される。従って、抵抗１５１を電流制限回路６やインバータ回路１６などとの絶縁が必要であるが、本実施例のように、抵抗１５１を周辺領域３３上に形成したことにより格別の絶縁上の工夫が不要となり、これらの回路をワンチップに集積化する場合のチップサイズを小形化できる。
【００５２】
図１２は図１１のＡ−Ｂ断面図であり、図１や図６と同一の構成要件には同じ符号を付してある。図において３８はチップのエミッタ表面を覆う保護膜であり、３９は抵抗１５１を接続するための接続配線、４０はフィールド酸化膜、４１は耐圧保持のために深く形成されたｐ型のウェル層、４２は同じく耐圧保持のために形成されたＦＬＲ層、４３は抵抗１５１とコレクタを接続するためのガードリング、４４はチャネルストッパー層、５３は保護膜である。
【００５３】
本実施例では、電流供給回路１５の抵抗１５１を周辺領域３３上に設けている。この抵抗１５１はその一方の端子がコレクタ端子９に接続されており、高い電圧が印加される。このため、電流制限回路６や電流供給回路１５内のダイオード１５２が形成されている領域に隣接あるいは含まれるように形成すると周辺の素子との絶縁が必要である。本実施例によれば、この抵抗１５１を周辺領域３３上に形成したことによりこのような絶縁が不要となり、電流供給回路１５をワンチップに集積化する場合のチップサイズの小形化に役立つ。
【００５４】
図１３は、以上の実施例を用いて構成したイグニッションコイルの本発明の一実施例の外観及び一部内部透視図である。図１３において、４５は点火プラグ接続端子、４６はイグニッションコイル部、４７はＩＧＢＴチップ、４８は接続端子、４９はＩＧＢＴ設置部である。ＩＧＢＴ設置部４９は透視図として表現している。本実施例の特徴は、図１における電流供給回路１５（のみ？電流制限回路６、インバータ回路１６、バイパス回路１７はどうした？）をＩＧＢＴにワンチップ化したことにより、コイルの大きさを縮小した点にある。
【００５５】
この実施例によれば、（前記電流制限回路及び前記）振動抑制回路をチップ面積の増大無しにＩＧＢＴにチップに集積化できるために、ＩＧＢＴ設置部の大きさを縮小でき、図１３に示すように、ＩＧＢＴ設置部４９の太さをイグニッションコイル部４６の太さの範囲内とすることができる。このため、エンジンに設置したときの設置面積が縮小され、エンジンを小型化できる。また、本実施例では一つの部品のなかにコイルとＩＧＢＴを設置することが可能となり組立工数を低減できる効果もある。
【００５６】
図１４は、以上の実施例を用いて構成した本発明の一実施例のエンジンの断面構造図である。点火プラグ４を先端に取り付けられたイグニッションコイル部４６は、エンジン隔壁５０の設置用穴に埋め込み、燃焼室５１にプラグ４を露出させている。５２はピストンである。本実施例の特徴は、図１３に示したイグニッションコイル部４６をエンジンに適用したことにより、エンジン隔壁５０のイグニッションコイル設置用の穴を縮小した点にある。本実施例のように、イグニッションコイル部４６をエンジンに適用すると、エンジンへの設置体積が縮小でき、エンジン自体を小型化できる。エンジンを小型化できると、車体を小型化できるとともに軽量化も図れ、燃費の向上に効果がある。また、イグニッションコイル部４６を設置するために設けられるエンジンヘッド部分の穴を小さくできるため、エンジンブロックの強度が上がり、エンジンの耐久性を向上できる。
【００５７】
以上、本発明の実施例をＩＧＢＴを例に説明してきたが、ＩＧＢＴに限定されるものではなく、パワーＭＯＳＦＥＴその他の絶縁ゲート半導体装置においても同様の効果が得られる。
【００５８】
【発明の効果】
本発明によれば、電流制限値のばらつきを低減できるためにイグナイタの電流容量を低減でき、その小型化が可能である。このためエンジンの小型化を図れ、自動車の小型化・省燃費化に効果がある。更に、エンジンブロックの強度の向上をはかれ、エンジンの耐久性向上にも効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第一の実施例による車載イグナイタの電気回路図である。
【図２】図１の動作を説明する動作波形図である。
【図３】図１における本発明の動作を説明する動作波形図である。
【図４】本発明の一実施例における電流供給回路の回路条件を示すグラフである。
【図５】本発明の第二の実施例による車載イグナイタの電気回路図である。
【図６】本発明の一実施例によるＩＧＢＴの断面構造図である。
【図７】図６における帰還容量を説明する等価電気回路図である。
【図８】図７の電気回路における電流振動波形図である。
【図９】図６における帰還容量の電圧依存性の説明図である。
【図１０】本発明の他の実施例によるＩＧＢＴの断面構造図である。
【図１１】本発明の一実施例による半導体チップの平面図である。
【図１２】同じく断面構造図である。
【図１３】本発明の一実施例によるイグニッションコイル部の構造図である。
【図１４】本発明の一実施例によるエンジンシステムの部分断面構造図である。
【符号の説明】
１…絶縁ゲート型半導体装置例えばＩＧＢＴ、３…イグニッションコイル、４…点火プラグ、６…電流制限回路、７…バッテリ−、９…コレクタ端子、１１…制御端子、１５…電流供給回路、１５１…振動抑制電流供給用の抵抗、１５２…逆流防止用のダイオード、１６…インバータ回路、１６１…ＭＯＳＦＥＴ、１６２…コレクタ分圧用の抵抗、１７…バイパス回路、１７１…バイパス用のＭＯＳＦＥＴ、１８…エミッタ端子、２８…多結晶シリコンゲート電極、２７…テラスゲート膜、３３…周辺領域、４５…点火プラグ接続端子、４６…イグニッションコイル部、４７…ＩＧＢＴチップ、４８…接続端子、５０…エンジン隔壁、５１…燃焼室。
Claims (12)
- 直流電源に直列接続されたイグニッションコイルの一次側と絶縁ゲート型半導体装置と、イグニッションコイルの二次側に接続され，前記半導体装置の開閉により前記二次側に発生する高電圧を印加される点火プラグと、前記半導体装置の主電流を所定値以内に制限する電流制限回路と、前記半導体装置の一対の主端子のうち電位の高い方の主端子からその制御電極に電流を供給する電流供給回路とを備えた車載イグナイタにおいて、前記電流供給回路は、抵抗とダイオードの直列接続体を介して、前記電位の高い方の主端子を前記制御電極に接続するように構成したことを特徴とする車載イグナイタ。
- 直流電源に直列接続されたイグニッションコイルの一次側と絶縁ゲート型半導体素子と、イグニッションコイルの二次側に接続され，前記半導体素子の開閉により前記二次側に発生する高電圧を印加される点火プラグと、前記半導体素子の制御電極の電位を制御して前記半導体素子の主電流を所定値以内に制限する電流制限回路と、前記半導体素子の一対の主端子のうち電位の高い方の主端子からその制御端子に向って電流を供給する電流供給回路とを備えた車載イグナイタにおいて、前記半導体素子を駆動する信号が前記制御端子に入力されていない時に、前記電流供給回路を前記一対の主端子の電位の低い方の主端子側に接続するバイパス回路を設けたことを特徴とする車載イグナイタ。
- 請求項２において、前記バイパス回路は、電流供給回路と前記一対の主端子の電位の低い方の主端子側との間に接続されたスイッチング素子を備え、このスイッチング素子を前記半導体素子を駆動する信号が前記制御端子に入力されていない時にオンさせる回路を設けたことを特徴とする車載イグナイタ。
- 請求項２において、前記制御電極への入力信号を反転させて出力するインバータ回路と、このインバータ回路の出力により駆動される第１のスイッチング素子を備えたことを特徴とする車載イグナイタ。
- 請求項４において、前記インバータ回路が、一対の電極と駆動電極を有する第２のスイッチング素子と、この第２のスイッチング素子の一対の電極の一方の電極と前記一対の主端子の電圧の高い方の主端子の間に接続された抵抗とを備え、この抵抗と前記第２のスイッチング素子の直列回路の直列接続点が、前記インバータ回路の出力端子として前記第１のスイッチング素子の制御電極に接続されていることを特徴とする車載イグナイタ。
- 直流電源に直列接続されたイグニッションコイルの一次側と絶縁ゲート型半導体装置と、イグニッションコイルの二次側に接続され，前記半導体装置の開閉により前記二次側に発生する高電圧を印加される点火プラグと、前記半導体装置の制御電極の電位を制御して前記半導体装置の主電流を所定値以内に制限する電流制限回路と、前記半導体装置の一対の主端子のうち電位の高い方の主端子から前記制御電極に電流を供給する電流供給回路とを備えた車載イグナイタにおいて、前記電流供給回路は、前記電位の高い方の主端子から前記制御電極に向けて接続された少なくとも抵抗とダイオードの直列回路と、前記抵抗とダイオードの直列回路の直列接続点の電位を所定値に制限する定電圧素子を備えたことを特徴とする車載イグナイタ。
- 直流電源に直列接続されたイグニッションコイルの一次側と絶縁ゲート型半導体装置と、イグニッションコイルの二次側に接続され，前記半導体装置の開閉により前記二次側に発生する高電圧を印加される点火プラグと、前記半導体装置の主電流を所定値以内に制限する電流制限回路と、前記半導体装置の一対の主端子のうち電位の高い方の主端子からその制御端子に電流を供給する電流供給回路とを備えた車載イグナイタにおいて、前記電流供給回路は、前記電位の高い方の主端子から前記制御端子に電流を供給し、この電流を一定値に制限する回路であることを特徴とする車載イグナイタ。
- 直流電源に直列接続されたイグニッションコイルの一次側と絶縁ゲート型半導体装置と、イグニッションコイルの二次側に接続され，前記半導体装置の開閉により前記二次側に発生する高電圧を印加される点火プラグと、前記半導体装置の主電流を所定値以内に制限する電流制限回路と、前記半導体装置の一対の主端子のうち電位の高い方の主端子からその制御端子に電流を供給する電流供給回路とを備えた車載イグナイタにおいて、前記電流供給回路は、前記電位の高い方の主端子の電圧が所定値より低い時に、この主端子から前記制御端子に電流を供給し、前記主端子の電圧が所定値よりも高い時には、前記制御端子への電流の供給を制限する回路であることを特徴とする車載イグナイタ。
- 直流電源に直列接続されたイグニッションコイルの一次側と絶縁ゲート型半導体素子と、イグニッションコイルの二次側に接続され，前記半導体素子の開閉により前記二次側に発生する高電圧を印加される点火プラグと、前記半導体素子の制御電極の電位を制御して前記半導体素子の主電流を所定値以内に制限する電流制限回路と、前記半導体素子の一対の主端子のうち電位の高い方の主端子から前記制御電極に電流を供給する電流供給回路とを備えた車載イグナイタにおいて、前記電流供給回路は、前記電位の高い方の主端子から前記制御電極に向けて接続された２つの抵抗の直列回路と、この直列回路の直列接続点の電位を所定値に制限する定電圧素子を備えたことを特徴とする車載イグナイタ。
- 請求項１、２又は６〜９のいずれかにおいて、前記絶縁ゲート型半導体素子が、一対の主表面を有する半導体基体と、前記半導体基体内でその一方の主表面に隣接して形成された第１の層と、前記第１の層内に選択的に形成された第２の層と、前記主表面に絶縁膜を介して形成された電極を備え、前記絶縁膜を部分的に厚い構造を持つように構成したことを特徴とする車載イグナイタ。
- 請求項１、２又は６〜９のいずれかにおいて、前記イグニッションコイル部の直径の範囲内に、前記半導体素子、前記電流制限回路及び前記電流供給回路をチップ化して内蔵したことを特徴とする車載イグナイタ。
- 直流電源に直列接続されたイグニッションコイルの一次側と絶縁ゲート型半導体素子と、イグニッションコイルの二次側に接続され，前記半導体素子の開閉により前記二次側に発生する高電圧を印加される点火プラグと、前記半導体素子の制御電極の電位を制御して前記半導体素子の主電流を所定値以内に制限する電流制限回路と、前記半導体素子の一対の主端子のうち電位の高い方の主端子から前記制御電極に電流を供給する電流供給回路とを備えたエンジンシステムにおいて、前記電流供給回路は抵抗とダイオードの直列接続体を介して前記電位の高い方の主端子を前記制御電極に接続するように構成し、前記半導体素子、前記電流制限回路及び前記電流供給回路をチップ化して内蔵したイグニッションコイル部と、その一端に設けた前記点火プラグの接続端子と、この接続端子に接続した点火プラグとを備え、これらイグニッションコイル部と点火プラグを一体化してエンジン隔壁に埋め込み、燃焼室に前記点火プラグを露出させたことを特徴とするエンジンシステム。
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