JP3701898B2 - 自動しきい値制御回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
赤外線方式の通信システムは、ノートパソコン、携帯電話、PDA(Personal Digital Assistant;パーソナル・デジタル・アシスタント))等の情報通信機器で幅広く利用されている。
【0002】
赤外線通信システムは、データの光送信装置と光受信装置とを1パッケージ化した受発光モジュールと、電気的にデータを処理するシステムLSIとで構成される。
【0003】
赤外線通信システムには、様々な規格が提案されているが、近年は、IrDA規格を採用した赤外線通信システムが主流である。
【0004】
本発明は、前述の赤外線通信システムの構成に使用されている光受信装置において、しきい値電圧を適正に設定する自動しきい値制御回路に関するものである。
【0005】
【従来の技術】
前述した情報通信機器は、屋内の蛍光灯下で頻繁に使用される。特に近年は、蛍光灯がインバータ化され、そのインバータ式蛍光灯によるノイズが各種の機器に影響を及ぼし、問題になっている。
【0006】
このため、受発光モジュールの光受信装置は、インバータ蛍光灯のノイズ対策として、図6に示すような、自動しきい値制御回路(Auto Threshold Control 回路)が一般的によく用いられている。この自動しきい値制御回路というのは、光信号のレベルを判定する際のしきい値電圧を判定対象の光信号のレベルに応じて自動的に適切な値に変更するものである。
【0007】
図6において、33,34,35はそれぞれNPNトランジスタ、36,37,38,39,40はそれぞれPNPトランジスタ、41はコンデンサ、42は電流源、43は入力端子、44は出力端子、45は電源端子、46はグラウンド端子、47は光信号から変換された矩形波パルス等の交流の信号電圧(vs)、48は自動しきい値制御回路に与えられる直流のバイアス電圧(Vref)である。49はPNPトランジスタ36,37,40からなる第1のカレントミラー回路、50はPNPトランジスタ38,39からなる第2のカレントミラー回路である。
【0008】
以下、この自動しきい値制御回路の動作について説明する。
【0009】
図6の自動しきい値制御回路では、光信号を増幅する前段の交流増幅器(図示せず)から入力端子43に、例えば図7(a)の実線A1で示すような例えば+極性の矩形波パルス列からなる交流の信号電圧(vs)47が入力されると、第1のカレントミラー回路49の作用によって、PNPトランジスタ40のコレクタ電流は、矩形波パルスの発生期間には信号電圧(vs)47の振幅に対応して増加し、非発生期間には減少してバイアス電圧(Vref)で決まる平常状態の値に戻る。
【0010】
増加したPNPトランジスタ40のコレクタ電流によって、コンデンサ41は充電され、PNPトランジスタ40のコレクタおよびNPNトランジスタ35のベースと接続されているコンデンサ41の端子電位を徐々に上げる。
【0011】
NPNトランジスタ35のエミッタ負荷の変動が小さいとものとして無視すれば、NPNトランジスタ35のベース−エミッタ間電圧(VBE)は一定であるため、NPNトランジスタ35のベース電位(上記コンデンサ41の端子電位)が上がると、NPNトランジスタ35のエミッタ電位も、例えば図7(a)の実線A2で示すように、ベース電位と同じだけ上がる。
【0012】
矩形波パルスの非発生期間になって信号電圧(vs)47が0になると、PNPトランジスタ40のコレクタ電流は定常状態に戻り、今度はNPNトランジスタ35を通してコンデンサ41に放電電流が流れることになり、コンデンサ41の端子電位は徐々に下降していく。このときの下降速度は充電のときの上昇速度よりも十分に遅く設定されていて、矩形波パルス列が継続的に入力される場合、コンデンサ41の端子電位は上昇下降を繰り返しながら徐々に上昇していき、充電電荷量と放電電荷量とが平衡したところで、コンデンサ41の端子電位が安定することになる。
【0013】
この際に、コンデンサ41の充電側回路(PNPトランジスタ37,40およびコンデンサ41)の回路定数を設定することで、矩形波パルスの発生時におけるコンデンサ41の端子電位の上昇速度を決めることができる。また、コンデンサ41の放電側回路(NPNトランジスタ35およびコンデンサ41)の回路定数を設定することで、矩形波パルスの非発生時におけるコンデンサ41の端子電圧の下降速度を決めることができる。そして、コンデンサ41の充電側回路と放電側回路の回路定数の設定によって、充電と放電とが平衡するコンデンサ41の端子電位を変化させることができ、それらを適切に設定することによってNPNトランジスタ35のエミッタ電位、すなわち出力端子44に現れるしきい値電圧を信号電圧(vs)47の例えば1/2、1/3,1/4等に任意の値に設定することが可能となる。
【0014】
上記の構成においては、出力端子44から出力されるしきい値電圧を目標値、例えば信号電圧の例えば1/2に設定するために、コンデンサ41の充電速度と放電速度を適切に設定し、かつコンデンサ41の端子電圧を安定させるために、コンデンサ41の充電速度と放電速度を十分に遅くし、矩形波パルスの繰り返しによってコンデンサ41の端子電圧が大きく変動せず、目標となるしきい値電圧に安定して到達させるために、コンデンサ41の端子電位を早くても数μs〜数十μsの時間をかけて安定させるようにしている。
【0015】
以上のような動作により、信号電圧(vs)47が入力されると、しきい値電圧が上がるため、インバータ蛍光灯のノイズが同時に入っても、これによる誤動作を回避でき、受信不能とはならない。ただし、ノイズレベルによっては、赤外線通信システムの最大受信距離が落ちる。
【0016】
信号電圧(vs)47が−極性の場合(信号論理が反対)、+極性の場合と逆の動作をする。
【0017】
【発明が解決しようとする課題】
上記した従来の自動しきい値制御回路では、しきい値電圧を目標値、例えば信号電圧の例えば1/2に設定するためには、コンデンサ41の充電速度と放電速度を適切に設定する必要がある。充電速度については、信号電圧(vs)47が入力される差動増幅器の一対のNPNトランジスタ33,34のベース電圧差によってコンデンサ41の充電電流が変化するので、適切な設定が困難である。また、放電速度については、コンデンサ41に蓄積された電荷をNPNトランジスタ35を通して放電する構成であり、放電電流がNPNトランジスタ35のhfe等に依存し、さらにNPNトランジスタ35に接続される負荷にも依存するため、ばらつきが大きく、任意の値に設定することができず、適切な設定が困難である。
【0018】
また、上記したように、矩形波パルスの発生期間にコンデンサ41を充電し、非発生期間にコンデンサ41を放電させることでしきい値電圧を調整しており、充電速度を早くしすぎると、充電および放電の繰り返しで、しきい値電圧が大きく変動し、安定したしきい値電圧を得ることができない。そのため、充電は早くても数μsから数十μsの期間内に徐々に行う必要があり、その結果高速応答ができない。
【0019】
また、無信号時には自動しきい値制御回路から得られるしきい値電圧が0V(バイアス電圧が基準)であり、受信信号レベルを検出する比較器に無信号時しきい値電圧電圧を別回路で与えなければならないという課題がある。
【0020】
本発明の目的は、しきい値電圧の設定を容易に行うことができる自動しきい値制御回路を提供することである。
【0021】
本発明の他の目的は、入力される信号電圧の変化にしきい値電圧を高速に応答させることができる自動しきい値制御回路を提供することである。
【0022】
本発明のさらに他の目的は、無信号時しきい値電圧電圧を別回路を設けることなく生成することができる自動しきい値制御回路を提供することである。
【0023】
【課題を解決するための手段】
請求項1記載の自動しきい値制御回路は、第1の第1導電型トランジスタのエミッタと第2の第1導電型トランジスタのエミッタとが第1の電流源の一端に接続されている。また、第1の第1導電型トランジスタのコレクタに第1の第2導電型トランジスタのベースおよびコレクタと第2の第2導電型トランジスタのベースとが接続されている。また、第2の第2導電型トランジスタのコレクタに第2の第1導電型トランジスタのコレクタと第3の第1導電型トランジスタのベースと第4の第1導電型トランジスタのベースとが接続されている。また、第3の第1導電型トランジスタのエミッタに第2の第1導電型トランジスタのベースが接続されている。また、第4の第1導電型トランジスタのエミッタに第5の第1導電型トランジスタのベースとコンデンサの一端とが接続されている。また、第5の第1導電型トランジスタのエミッタに第2の電流源の一端が接続されている。また、第1および第2の第2導電型トランジスタのエミッタと第3,第4および第5の第1導電型トランジスタのコレクタとが電源端子に接続されている。また、第1および第2の電流源の他端とコンデンサの他端とがグラウンド端子に接続されている。また、第1の第1導電型トランジスタのベースに入力端子を設け、第4の第1導電型トランジスタのエミッタに出力端子を設け、前記入力端子と前記出力端子の間に少なくとも減衰器を介在させている。
【0024】
この構成によれば、第1の第1導電型トランジスタのベースに与えられた電圧をそのまま第4の第1導電型トランジスタのエミッタの電圧に反映させ、第1の第1導電型トランジスタのベースに与えられた電圧と同じ電圧を第4の第1導電型トランジスタのエミッタから取り出すようにしているので、従来例のようなコンデンサの充電速度、放電速度の設定のような複雑な設定は必要なく、上記のような電圧反映のために、第1および第2の電流源の電流値を2対1に設定するだけでよく、所望のしきい値電圧を出力するための設定が容易である。なお、本回路は、第1の第1導電型トランジスタのベースに与えられた電圧と同じ電圧を第4の第1導電型トランジスタのエミッタから取り出す構成であるので、比較対象の信号電圧を減衰器等で所望の比で減衰させた上で第1の第1導電型トランジスタのベースに入力するか、もしくは、第4の第1導電型トランジスタのエミッタに現れる電圧を所望の比で減衰させることが必要である。
【0025】
また、第1の第1導電型トランジスタのベースに与えられた電圧をそのまま第4の第1導電型トランジスタのエミッタの電圧に反映させ、第1の第1導電型トランジスタのベースに与えられた電圧と同じ電圧を第4の第1導電型トランジスタのエミッタから取り出すようにしているので、従来例のようなコンデンサの充電および放電の平衡によってしきい値電圧を決めるものではない。したがって、しきい値電圧が不安定になる要因はないので、トランジスタの動作速度に近い速度でしきい値電圧を信号電圧に追従させることができ、高速応答が可能である。
【0026】
請求項2記載の自動しきい値制御回路は、請求項1記載の自動しきい値制御回路において、入力端子と第1の第1導電型トランジスタのベースとの間に減衰器を介在させている。
【0027】
この構成によれば、信号電圧を減衰器で減衰させてから第1の第1導電型トランジスタのベースに加えるので、信号電圧を減衰させた電圧と同じ電圧を第4の第1導電型トランジスタのエミッタから出力し、それを出力端子よりそのまま所望のしきい値電圧として取り出すことができる。その結果、請求項1と同様の作用が得られる。
【0028】
請求項3記載の自動しきい値制御回路は、請求項1記載の自動しきい値制御回路において、第4の第1導電型トランジスタのエミッタと出力端子との間に減衰器を介在させている。
【0029】
この構成によれば、信号電圧をそのまま第1の第1導電型トランジスタのベースに加えるので、信号電圧と同じ電圧を第4の第1導電型トランジスタのエミッタから出力される。したがって、その電圧を減衰器で減衰させることで出力端子より所望のしきい値電圧を取り出すことができる。その結果、請求項1と同様の作用が得られる。
【0030】
請求項4記載の自動しきい値制御回路は、請求項1、2または3記載の自動しきい値制御回路において、第3の第1導電型トランジスタをM個(Mは2以上の任意の整数)の第1導電型トランジスタの並列回路で構成し、第4の第1導電型トランジスタをN個(Nは2以上の任意の整数)の第1導電型トランジスタの並列回路で構成して、入力端子と出力端子との間に任意の大きさの電位差を発生させている。
【0031】
この構成によれば、入力端子および出力端子間にあらかじめ任意の電位差を発生させるので、請求項1、2または3の課題解決に加えて、比較器に無信号時しきい値電圧電圧を別回路で与えなければならないといった課題を解決できる。
【0032】
請求項5記載の自動しきい値制御回路は、請求項1、2または3記載の自動しきい値制御回路において、第1および第2の電流源として、入力側素子となる第6の第1導電型トランジスタと出力側素子となる第7および第8の第1導電型トランジスタからなるカレントミラー回路と、前記第6の第1導電型トランジスタに電流を供給する第3の電流源とで構成される共通の電流源回路を用いている。
【0033】
この構成によれば、請求項1、2または3の課題解決に加えて、さらに回路規模を小さくでき、チップ面積が小さくなる作用を有し、コストが低減できる。
【0034】
請求項6記載の自動しきい値制御回路は、請求項5記載の自動しきい値制御回路において、第7の第1導電型トランジスタをY個(Yは2以上の任意の整数)の第1導電型トランジスタの並列回路で構成し、第8の第1導電型トランジスタをZ個(Zは2以上の任意の整数)の第1導電型トランジスタの並列回路で構成して、入力端子と出力端子との間に任意の大きさの電位差を発生させたことを特徴とする。
【0035】
この構成によれば、請求項5の課題解決に加えて、入力端子および出力端子間にあらかじめ任意の電位差を発生できるので、比較器に無信号時しきい値電圧電圧を別回路で与えなければならないといった課題を解決できる。
【0036】
【発明の実施の形態】
(第1の実施の形態)
図1に、赤外線通信システムの光受信装置のブロック図の一例を示す。図1において、1は赤外線信号光を受信するフォトダイオードである。2はフォトダイオード1の電流を電圧に変換する電流電圧変換増幅器である。3は電流電圧変換増幅器2の出力を交流増幅する交流増幅器である。4は交流増幅器3の出力信号のピークレベルの例えば1/2のレベルをしきい値電圧として出力する自動しきい値制御回路である。5は無信号時に信号がないことを判定するための微小な無信号時しきい値電圧を発生する無信号時しきい値発生回路であり、自動しきい値制御回路4の出力電圧に無信号時しきい値電圧を加算した電圧を出力する機能を有する。6は交流増幅器3の出力と無信号時しきい値発生回路5によって無信号時しきい値電圧が付加されたしきい値電圧とを比較する比較器である。7および8は比較器6の2つの入力端子、すなわち信号端子7およびしきい値端子8である。
【0037】
図1を用いて、光受信のフローを説明する。光は、フォトダイオード1で受信され、電流電圧変換増幅器2で電圧に変換され、交流増幅器3で比較器6に必要な大きさまで電圧増幅される。
【0038】
増幅された信号は2つの経路に分かれ、一方は自動しきい値制御回路4へ入力される。自動しきい値制御回路4は、入力信号に対して、設定された電圧レベルをしきい値電圧として出力する。通常は、信号の1/2である。以下では、信号の1/2にしきい値レベルを設定したとして本発明を説明する。
【0039】
自動しきい値制御回路4の出力は、無信号時しきい値発生回路5へ入力される。無信号時しきい値発生回路5では、フォトダイオード1に光信号が入っていないとき(無信号時)に、比較器6に対してしきい値電圧を与える。
【0040】
比較器6は、信号端子7に加えられる交流増幅器3の出力レベルと、しきい値端子8に加えられる無信号時しきい値電圧が付加されたしきい値電圧のレベルとを比較し、比較結果に基づき、出力端子9にあらかじめ決められた論理(HレベルまたはLレベル)の信号を出力する。
【0041】
つぎに、図2の回路図を用いて、図1の自動しきい値制御回路4の具体的な構成について説明する。
【0042】
この自動しきい値制御回路は、図2に示すように、第1のNPNトランジスタ10のエミッタと第2のNPNトランジスタ11のエミッタとが第1の電流源17の一端に接続されている。また、第1のNPNトランジスタ10のコレクタに第1のPNPトランジスタ15のベースおよびコレクタと第2のPNPトランジスタ16のベースとが接続されている。
【0043】
また、第2のPNPトランジスタ16のコレクタに第2のNPNトランジスタ11のコレクタと第3のNPNトランジスタ12のベースと第4のNPNトランジスタ13のベースとが接続されている。また、第3のNPNトランジスタ12のエミッタに第2のNPNトランジスタ11のベースが接続されている。
【0044】
また、第4のNPNトランジスタ13のエミッタに第5のNPNトランジスタ14のベースとしきい値電圧保持用のコンデンサ19の一端とが接続されている。また、第5のNPNトランジスタ14のエミッタに第2の電流源18の一端が接続されている。
【0045】
また、第1および第2のPNPトランジスタ15,16のエミッタと第3,第4および第5のNPNトランジスタ12,13,14のコレクタとが電源端子22に接続されている。また、第1および第2の電流源17,18の他端とコンデンサ19の他端とがグラウンド端子23に接続されている。
【0046】
また、第1のNPNトランジスタ10のベースに減衰比1/2の減衰器26を介して入力端子20を設け、第4のNPNトランジスタ13のエミッタに出力端子21を設けている。入力端子20には、前段の交流増幅器(図1参照)から矩形波パルスからなる交流の信号電圧(vs)24が与えられ、第1のNPNトランジスタ10のベースには直流のバイアス電圧(Vref)25が与えられる。
【0047】
上記においては、NPNトランジスタが第1導電型トランジスタに該当し、PNPトランジスタが第2の導電型トランジスタに該当する。
【0048】
図2に示した自動しきい値制御回路は、定常状態のとき、すなわち信号電圧(vs)24が入力されていないときには、第1のNPNトランジスタ10および第2のNPNトランジスタ11のベース間に現れるオフセット電圧が小さいとして、それを無視すると、以下の式が成り立つ。
【0049】
VB10=VB11=Vref ・・・(1)
VB12=VB13 ・・・(2)
IE12=I1/2/(1+hfe11) ・・・(3)
IE13=I2/(1+hfe14) ・・・(4)
ただし、VB10,VB11,VB12,VB13はそれぞれNPNトランジスタ10,11,12,13のベース電圧、IE12,IE13はNPNトランジスタ12,13のエミッタ電流、hfe11,hfe14はそれぞれNPNトランジスタ11,14の電流増幅率、I1,I2は電流源17,18の電流である。
【0050】
式(1)〜(4)より、I1/2=I2とし、hfeは、自動しきい値制御回路がICで集積化されているので、すべて同じであるとするなら、出力端子21に現れる電圧はバイアス電圧(Vref)と同じ電圧となる。
【0051】
入力端子20に図7(b)において実線B1で示すような矩形波パルスからなる信号電圧(vs)24が入力されると、矩形パルスの発生期間において、第1のNPNトランジスタ10のベース電位がVrefから信号電圧(vs)24の1/2の電圧vs/2上がる。
【0052】
ここで、第1および第2のNPNトランジスタ10,11、第1および第2のPNPトランジスタ15,16、および電流源17は差動増幅回路を構成しているので、第1のNPNトランジスタ10のベース電位がvs/2上昇すると、第2のNPNトランジスタ11のベース電位も第1のNPNトランジスタ10のベース電位の変化をそのまま反映してVrefからvs/2上昇する。
【0053】
ここで、第3のNPNトランジスタ12の負荷の変動が小さいとしてそれを無視し、第3および第4のNPNトランジスタ12,13の負荷(この場合、第2および第5のNPNトランジスタ11,14)が等しいと仮定すると、第3および第4のNPNトランジスタ12,13のベース電位も同様にvs/2上がる。
【0054】
このとき、第4のNPNトランジスタ13がコンデンサ19を急速に充電し、コンデンサ19の電位、つまり第5のNPNトランジスタ14のベース電位を急速に上昇させ、数ns〜数十ns程度で、Vrefからvs/2上がった状態(第2のNPNトランジスタ11のベース電位と同じ電位)で安定する。その結果、出力端子21の電圧は、図7(b)において点線B2で示すように、信号電圧(vs)24が入力されたときに、数ns〜数十ns程度のごく短い遅れが生じるだけ定常状態からvs/2あがったVref+vs/2となり、高速応答が可能となる。なお、図7(b)において、実線B3は、無信号時しきい値発生回路(図1参照)を通ることで、微小な無信号時しきい値電圧が付加された状態を示している。
【0055】
つぎに、信号電圧(vs)24の入力時において、矩形波パルスの非発生期間になると、第1および第2のNPNトランジスタ10,11のベース電位、第3のNPNトランジスタ12のベース電位、エミッタ電位、第4のNPNトランジスタ13のベース電位は、vs/2下がり、定常状態にもどる。しかし、第4のNPNトランジスタ13のエミッタは、コンデンサ19に接続されており、コンデンサ19が電荷を充電しているので、急には電位を下げず、Vref+vs/2の電圧から徐々に電圧を下降させていき、定常状態に戻る。出力端子21の電圧が定常状態に戻るまでの時間は、第4のNPNトランジスタ13のエミッタ負荷に依存するが、この実施の形態では、遅くともつぎの矩形波パルス発生期間が始まる前には定常状態に戻ることができるように設定されている。
【0056】
ここで、第1のNPNトランジスタ10および第2のNPNトランジスタ11のベース間に現れるオフセット電圧について説明する。
【0057】
第1および第2のNPNトランジスタ10,11よりなる差動回路のコレクタ負荷に差があるため、コレクタ電流に差が発生する。第1の実施の形態の場合の式を以下に示す。
【0058】
IC10=IC15+IB15+IB16 ・・・(5)
IC11=IC16−IB12−IB13 ・・・(6)
IC15=IC16 ・・・(7)
ただし、IC10は第1のNPNトランジスタ10のコレクタ電流、IC11は第2のNPNトランジスタ11のコレクタ電流、IC15は第1のPNPトランジスタ15のコレクタ電流、IC16は第2のPNPトランジスタ16のコレクタ電流、IB12は第3のNPNトランジスタ12のベース電流、IB13は第4のNPNトランジスタ13のベース電流、IB15は第1のPNPトランジスタ15のベース電流、IB16は第2のPNPトランジスタ16のベース電流である。
【0059】
オフセット電圧は、I1/2=I2とすると、第3および第4のNPNトランジスタ12,13では発生しないので、第1および第2のNPNトランジスタ10,11のベースの電圧差となる。
【0060】
VB10−VB11=(kT/q)*[ln(IC10/IC11)] ・・・(8)
上式(3)〜(8)において、自動しきい値制御回路がICで集積化されているので、各トランジスタのhfeがすべて同じであるとすると、
VB10−VB11=(kT/q)*(ln[(2+hfe)/(hfe+2/hfe)])となる。ここで、kはボルツマン定数、qは電荷、Tは絶対温度であり、(kT/q)≒26mV、hfe=100とすると、
VB10−VB11≒0.5mV
となり、オフセット電圧は、約0.5mV発生する。この電圧値は十分小さい値であり、上記したように無視できるものである。
【0061】
以上説明したように、この実施の形態の自動しきい値制御回路によれば、従来例のように充放電動作の平衡によって出力電圧を決める構成ではなく、第1および第2のNPNトランジスタ10,11、第1および第2のPNPトランジスタ15,16、第1の電流源17からなる差動増幅回路を用いて、差動増幅回路に入力された電圧をそのまま反映して出力し、さらにこの電圧を第3,第4および第5のNPNトランジスタ12,13,14を介して出力端子21に反映する構成であり、そのためには2つの電流源17,18の電流比をI1/2=I2と設定する程度の簡単な設定を行うだけでよく、所望のしきい値電圧を発生させるための設定が容易である。
【0062】
また、第1および第2のNPNトランジスタ10,11、第1および第2のPNPトランジスタ15,16、第1の電流源17からなる差動増幅回路を用いて、差動増幅回路に入力された電圧をそのまま反映して出力する構成であり、従来例のように充放電動作の平衡によって出力電圧を決める構成ではないので、出力電圧が不安定になることはなく、トランジスタの応答速度と同程度の数ns〜数十nsの時間で高速応答が可能であり、従来例のように高速応答できないという問題を解消できる。
【0063】
(第2の実施の形態)
図3の回路図を用いて、第2の実施の形態における自動しきい値制御回路について説明する。この実施の形態では、図2で示した第3のNPNトランジスタ12をM個(Mは2以上の任意の整数)のNPNトランジスタ12a〜12bの並列回路で構成し、図2で示した第4のNPNトランジスタ13をN個(Nは2以上の任意の整数)のNPNトランジスタ13a〜13bの並列回路で構成したもので、その他の構成は図2に示したものと同じである。
【0064】
第1の実施の形態の説明では、入力端子20および出力端子21間のオフセット電圧を無視できるものとして、設計としてきた。このような構成では、比較器(図1参照)にしきい値電圧として入力するためには、無信号時にも、しきい値電圧を与えることが必要である。精度良くしきい値電圧を発生させるため、図1に示す無信号時しきい値発生回路5を比較器6との間に入れている。
【0065】
しかし、本実施の形態のように、第3および第4のNPNトランジスタ12,13の数をそれぞれM個、N個と変えてやると、第3および第4のNPNトランジスタ12,13のエミッタには、
VE12−VE13=(kT/q)*ln{N/M}
で表される電圧差VOFSが発生する。この電圧差VOFSによって、図7(c)の実線C1で示されるように矩形波パルスが入力されたときに、出力端子21に現れる電圧は図7(c)の実線C2に示すように、電圧VOFSだけオフセットすることになる。
【0066】
ここで、(kT/q)≒26mVとしたときに、N/Mの関数として、電圧差の例を以下に示す。
【0067】
N/M 電圧差
1 0mV
1/2 −18mV
1/3 −29mV
1/4 −36mV
離散的にはなるが、この電圧差VOFSは無信号時しきい値電圧電圧として十分使用可能である。
【0068】
上述したことから、第2の実施の形態の回路では、第1の実施の形態で解決した課題に加えて、第3および第4のNPNトランジスタ12,13の数をM個、N個とそれぞれ設定することで、比較器の前段の無信号時しきい値発生回路が不要となり、比較器に無信号時しきい値電圧電圧を別回路で与えなければならないといった課題を解決できる。
【0069】
(第3の実施の形態)
図4の回路図を用いて、第3の実施の形態における自動しきい値制御回路について説明する。この実施の形態は、図2に示した第1および第2の電流源17,18を共通の電流源回路28で構成したものである。その他の構成は図2に示したものと同じである。
【0070】
この電流源回路28は、入力側素子となる第6のNPNトランジスタ29と出力側素子となる第7および第8のNPNトランジスタ30,31からなるカレントミラー回路と、第6のNPNトランジスタ29に電流を供給する第3の電流源32とで構成されている。
【0071】
具体的に説明すると、第6のNPNトランジスタ29のコレクタに第6,第7および第8のNPNトランジスタ29,30,31のベースと第3の電流源32とが接続されている。また、第7のNPNトランジスタ30のコレクタが第1および第2のNPNトランジスタ10,11のエミッタに接続されている。また、第8のNPNトランジスタ31のコレクタが第5のNPNトランジスタ14のエミッタに接続されている。また、第6,第7および第8のNPNトランジスタ29,30,31のエミッタがグラウンド端子23に接続され、第3の電流源32が電源端子22に接続されている。
【0072】
ただし、第7のNPNトランジスタ30は、並列に2個並んでいる。これによって、第7のNPNトランジスタ30のコレクタ電流が第8のNPNトランジスタ31のコレクタ電流の2倍になるようにしている。
【0073】
以上の構成によって、第1の実施の形態と同じ課題解決ができ、第1の実施の形態の効果に加え、回路規模を小さくできるため、チップ面積が小さくなり、コストを低減できるという効果がある。また、共通の電流源回路28を使用することによって、第1の実施の形態より、消費電流を低減できるという効果も有する。
【0074】
(第4の実施の形態)
図5の回路図を用いて、第4の実施の形態における自動しきい値制御回路について説明する。この実施の形態は、図4で示した第7のNPNトランジスタ30をY個(Yは2以上の任意の整数)のNPNトランジスタ30a〜30bの並列回路で構成し、図4で示した第8のNPNトランジスタ31をZ個(Zは2以上の任意の整数)のNPNトランジスタ31a〜31bの並列回路で構成したもので、その他の構成は図4に示したものと同じである。
【0075】
第1〜第3の実施の形態で、各電流源の電流のばらつきによって入力端子20および出力端子21間にオフセット電圧が発生することを述べた。これを利用して無信号時にしきい値電圧を発生させる。以下に式を示す。ただし、自動しきい値制御回路はICで集積化しているので、hfeがすべて同じであるとし、第1および第2のNPNトランジスタ10,11のベースにオフセット電圧はないものとする。
【0076】
VE12−VE13=(kT/q)*ln{IC12/IC13} ・・・(9)
IC12=[hfe/(1+hfe)2]*Y*IC30/2 ・・・(10)
IC13=[hfe/(1+hfe)2]*Z*IC31 ・・・(11)
ただし、VE12は第3のNPNトランジスタ12のエミッタ電圧、VE13は第4のNPNトランジスタ13のエミッタ電圧である。また、IC12は第3のNPNトランジスタ12のコレクタ電流、IC13は第4のNPNトランジスタ13のコレクタ電流、IC30はNPNトランジスタの30のコレクタ電流、IC31はNPNトランジスタ31のコレクタ電流である。
【0077】
式(9)〜(11)より、第3および第4のNPNトランジスタ12,13のエミッタには、
VE12−VE13=(kT/q)*ln{Y/Z/2}
の電圧差が発生する。
【0078】
ここで、(kT/q)≒26mVとしたときに、Y/Z/2の関数として、電位差の例を以下に示す。
【0079】
Y/Z/2 電位差
1 0mV
1/2 −18mV
1/4 −30mV
1/8 −54mV
離散的にはなるが、この電位差は無信号時しきい値電圧電圧として十分使用可能である。
【0080】
上述したことから、第4の実施の形態の回路では、第3の実施の形態の解決した課題に加えて、第7および第8のNPNトランジスタ30,31の数をそれぞれY個、Z個と設定することで、比較器の前段の無信号時しきい値発生回路が不要となり、比較器に無信号時しきい値電圧電圧を別回路で与えなければならないといった課題を解決できる。
【0081】
なお、上記各実施の形態を示す図2〜図5において、各トランジスタの導電形式を逆にした回路についても、実施の形態としてあげることができる。第1導電型トランジスタおよび第2導電型トランジスタの記述は、NPNトランジスタとPNPトランジスタの導電形式を区別するためのものであり、第1導電型がNPN型であってもPNP型のどちらであってもよく、第2の導電型も同様である。
【0082】
また、上記各実施の形態では、信号電圧(vs)を減衰器26に通して、振幅を1/2にした後、差動増幅回路を構成する第1のNPNトランジスタ10のベースに入力していたが、これに代えて以下のようにしてもよい。すなわち、信号電圧(vs)を差動増幅回路を構成する第1のNPNトランジスタ10のベースにそのまま入力し、第3のNPNトランジスタ13のエミッタと出力端子21の間に減衰器を設けてもよい。この場合の減衰器は、第3のNPNトランジスタ13のエミッタと電位Vrefのノードとの間に接続される分割抵抗で構成することができる。
【0083】
【発明の効果】
請求項1の自動しきい値制御回路によれば、第1の第1導電型トランジスタのベースに与えられた電圧をそのまま第4の第1導電型トランジスタのエミッタの電圧に反映させ、第1の第1導電型トランジスタのベースに与えられた電圧と同じ電圧を第4の第1導電型トランジスタのエミッタから取り出すようにしているので、従来例のようなコンデンサの充電速度、放電速度の設定のような複雑な設定は必要なく、上記のような電圧反映のために、第1および第2の電流源の電流値を2対1に設定するだけでよく、所望のしきい値電圧を出力するための設定が容易である。なお、本回路は、第1の第1導電型トランジスタのベースに与えられた電圧と同じ電圧を第4の第1導電型トランジスタのエミッタから取り出す構成であるので、比較対象の信号電圧を減衰器等で所望の比で減衰させた上で第1の第1導電型トランジスタのベースに入力するか、もしくは、第4の第1導電型トランジスタのエミッタに現れる電圧を所望の比で減衰させることが必要である。
【0084】
また、第1の第1導電型トランジスタのベースに与えられた電圧をそのまま第4の第1導電型トランジスタのエミッタの電圧に反映させ、第1の第1導電型トランジスタのベースに与えられた電圧と同じ電圧を第4の第1導電型トランジスタのエミッタから取り出すようにしているので、従来例のようなコンデンサの充電および放電の平衡によってしきい値電圧を決めるものではない。したがって、しきい値電圧が不安定になる要因はないので、トランジスタの動作速度に近い速度でしきい値電圧を信号電圧に追従させることができ、高速応答が可能である。
【0085】
請求項2の自動しきい値制御回路によれば、信号電圧を減衰器で減衰させてから第1の第1導電型トランジスタのベースに加えるので、信号電圧を減衰させた電圧と同じ電圧を第4の第1導電型トランジスタのエミッタから出力し、それを出力端子よりそのまま所望のしきい値電圧として取り出すことができるので、請求項1と同様の効果を奏する。
【0086】
請求項3の自動しきい値制御回路によれば、信号電圧をそのまま第1の第1導電型トランジスタのベースに加えるので、信号電圧と同じ電圧を第4の第1導電型トランジスタのエミッタから出力される。したがって、その電圧を減衰器で減衰させることで出力端子より所望のしきい値電圧を取り出すことができる。その結果、請求項1と同様の効果を奏する。
【0087】
請求項4の自動しきい値制御回路によれば、請求項1、2または3記載の効果に加えて、入力端子および出力端子間にあらかじめ任意の電位差を発生させるので、無信号時しきい値発生回路が不必要となり、受信回路の回路規模を小さくでき、チップ面積が小さくなり、コストを低減できるという効果がある。
【0088】
請求項5の自動しきい値制御回路によれば、請求項1、2または3記載の効果に加えて、回路規模を小さくできるため、チップ面積が小さくなり、コストを低減できるという効果がある。また、共通のカレントミラー回路を使用することによって、請求項1、2または3記載の回路の消費電流より、消費電流を低減できるという効果も有する。
【0089】
請求項6の自動しきい値制御回路によれば、請求項5記載の効果に加えて、入力端子および出力端子間にあらかじめ任意の電位差を発生できるので、無信号時しきい値発生回路が不必要となり、受信回路の回路規模を小さくでき、チップ面積が小さくなり、コストを低減できるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】赤外線通信システムの光受信装置の構成を示すブロック図である。
【図2】本発明の第1の実施の形態における自動しきい値制御回路の構成を示す回路図である。
【図3】本発明の第2の実施の形態における自動しきい値制御回路の構成を示す回路図である。
【図4】本発明の第3の実施の形態における自動しきい値制御回路の構成を示す回路図である。
【図5】本発明の第4の実施の形態における自動しきい値制御回路の構成を示す回路図である。
【図6】従来例における自動しきい値制御回路の構成を示す回路図である。
【図7】(a)、(b)、(c)はそれぞれ本発明の第1および第2の実施の形態ならびに従来例の動作を示す波形図である。
【符号の説明】
1 フォトダイオード
2 電流電圧変換増幅器
3 交流増幅器
4 自動しきい値制御回路
5 無信号時しきい値発生回路
6 比較器
7 信号端子
8 しきい値端子
9 出力端子
10〜14,29〜31,33〜35 NPNトランジスタ
15,16,36〜40 PNPトランジスタ
17,18,32,42 電流源
19,41 コンデンサ
20,43 入力端子
21,44 出力端子
22,45 電源電圧
23,46 グラウンド端子
24,47 信号
25,48 バイアス電圧
28 電流源回路
Claims (6)
- 第1の第1導電型トランジスタ(10)のエミッタと第2の第1導電型トランジスタ(11)のエミッタとが第1の電流源(17)の一端に接続され、前記第1の第1導電型トランジスタ(10)のコレクタに第1の第2導電型トランジスタ(15)のベースおよびコレクタと第2の第2導電型トランジスタ(16)のベースとが接続され、前記第2の第2導電型トランジスタ(16)のコレクタに前記第2の第1導電型トランジスタ(11)のコレクタと第3の第1導電型トランジスタ(12)のベースと第4の第1導電型トランジスタ(13)のベースとが接続され、前記第3の第1導電型トランジスタ(12)のエミッタに前記第2の第1導電型トランジスタ(11)のベースが接続され、前記第4の第1導電型トランジスタ(13)のエミッタに第5の第1導電型トランジスタ(14)のベースとコンデンサ(19)の一端とが接続され、前記第5の第1導電型トランジスタ(14)のエミッタに第2の電流源(18)の一端が接続され、前記第1および第2の第2導電型トランジスタ(15,16)のエミッタと前記第3,第4および第5の第1導電型トランジスタ(12,13,14)のコレクタとが電源端子(22)に接続され、前記第1および第2の電流源(17,18)の他端と前記コンデンサ(19)の他端とがグラウンド端子(23)に接続され、前記第1の第1導電型トランジスタ(10)のベースに入力端子(20)を設け、前記第4の第1導電型トランジスタ(13)のエミッタに出力端子(21)を設け、前記入力端子と前記出力端子の間に少なくとも減衰器(26)を介在させたことを特徴とする自動しきい値制御回路。
- 入力端子(20)と第1の第1導電型トランジスタ(10)のベースとの間に前記減衰器を介在させたことを特徴とする請求項1記載の自動しきい値制御回路。
- 第4の第1導電型トランジスタ(13)のエミッタと出力端子(21)との間に前記減衰器を介在させたことを特徴とする請求項1記載の自動しきい値制御回路。
- 第3の第1導電型トランジスタ(12)をM個(Mは2以上の任意の整数)の第1導電型トランジスタの並列回路で構成し、第4の第1導電型トランジスタ(13)をN個(Nは2以上の任意の整数)の第1導電型トランジスタの並列回路で構成して、入力端子(20)と出力端子(21)との間に任意の大きさの電位差を発生させたことを特徴とする請求項1、2または3記載の自動しきい値制御回路。
- 第1および第2の電流源(17,18)として、入力側素子となる第6の第1導電型トランジスタ(29)と出力側素子となる第7および第8の第1導電型トランジスタ(30,31)からなるカレントミラー回路と、前記第6の第1導電型トランジスタ(29)に電流を供給する第3の電流源(32)とで構成される共通の電流源回路(28)を用いたことを特徴とする請求項1、2または3記載の自動しきい値制御回路。
- 第7の第1導電型トランジスタ(30)をY個(Yは2以上の任意の整数)の第1導電型トランジスタの並列回路で構成し、第8の第1導電型トランジスタ(31)をZ個(Zは2以上の任意の整数)の第1導電型トランジスタの並列回路で構成して、入力端子(20)と出力端子(21)との間に任意の大きさの電位差を発生させたことを特徴とする請求項5記載の自動しきい値制御回路。
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