JP3687477B2 - パワーオンリセット回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、電子機器の電源投入時に、リセット動作を自動的に行うためのパワーオンリセット回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来、この種のパワーオンリセット回路の一例として、図5に示すものが知られている。
【0003】
このパワーオンリセット回路は、図5に示すように、抵抗R1とコンデンサC1とが電源とアースとの間に直列に接続された時定数回路1と、抵抗R1とコンデンサC1の共通接続部と接続されるバッファ2とからなり、抵抗R1の一端に電源電圧VDDが印加されるようになっている。
【0004】
このような構成からなるパワーオンリセット回路では、電源が投入されると、電源電圧VDDは図6に示すように比較的早く立ち上がっていく。また、コンデンサC1は、抵抗R1を通してC1・R1の時定数で充電され、ノードN1の充電電圧Vnは、図6に示すように電源電圧VDDの立ち上がりよりも遅れて立ち上がっていく。そして、充電電圧Vnが所定のレベルに達すると、バッファ2から出力されるリセット信号Rが、図6に示すように、「L」レベルから「H」レベルに比較的短時間に変化する。
【0005】
このリセット信号Rに基づき、上記と同一の電源に接続されているCPUなどの電子機器(図示せず)が電源投入時に自動的にリセットされ、その電子機器は正常な動作状態に入ることができる。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、時定数回路1を構成する抵抗R1は、時定数を大きくするために一般に高抵抗(例えば数MΩ)であり、ノードN1にノイズ(雑音)がのった場合に誤動作のおそれがある。
【0007】
また、電源電圧の変動がある場合には、バッファ2から出力されるリセット信号が不安定になるというおそれがある。
【0008】
さらに、電源電圧が非常にゆっくりと立ち上がる場合には、所定の時間内に、バッファ2からリセット信号が出力されないというおそれがある。
【0009】
そこで、本発明の目的は、リセット信号の生成時の動作の安定化を図るとともに、その生成後の電流消費の低減化を図るようにしたパワーオンリセット回路を提供することにある。
【0010】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決し、本発明の目的を達成するために、請求項1〜請求項6に記載の各発明は以下のように構成した。
【0011】
すなわち、請求項1に記載の発明は、時定数回路と、前記時定数回路の出力電圧を検出する検出回路と、入出力が相互接続された2つのインバータを有するフリップフロップ回路と、前記検出回路の出力を前記検出回路の入力側へ帰還する帰還回路と、を備え、前記フリップフロップ回路は、前記電源の投入時に初期化され、前記検出回路が検出する電圧が所定値に達したときに、安定状態が反転するようになっていることを特徴とするものである。
【0012】
請求項2に記載の発明は、請求項1に記載のパワーオンリセット回路において、前記検出回路は、第1MOSトランジスタとダイオード接続された第2MOSトランジスタとを直列接続させた直列回路からなり、その出力側が前記フリップフロップ回路の入力側に接続され、かつ、第1MOSトランジスタに電源電圧を印加するようになっていることを特徴とするものである。
【0013】
請求項3に記載の発明は、請求項1または請求項2に記載のパワーオンリセット回路において、前記フリップフロップ回路における電源投入時の初期化は、前記フリップフロップ回路と電源とを容量結合することにより行うようになっていることを特徴とするものである。
【0014】
請求項4に記載の発明は、請求項1、請求項2または請求項3に記載のパワーオンリセット回路において、前記2つのインバータは、CMOSインバータからなることを特徴とするものである。
【0015】
請求項5に記載の発明は、請求項1乃至請求項4のいずれか1に記載のパワーオンリセット回路において、前記フリップフロップ回路の出力の反転後に、前記検出回路の検出動作を停止するようにしたことを特徴とするものである。
【0016】
請求項6に記載の発明は、第1の電源と第2の電源との間に直列接続された第1のコンデンサと抵抗とを有する時定数回路と、前記時定数回路の前記第1のコンデンサと前記抵抗との接続ノードの電圧に対応した電圧を入力し、該電圧入力が所定のレベルに達した時に第1の電源側に出力をスイッチする検出回路と、前記検出回路の出力が入力ノードに接続され、該入力ノードと出力ノードとの間に入出力が相互に接続された2つのインバータと、一端が前記入力ノードに、他端が前記第2の電源にそれぞれ接続された第2のコンデンサと、一端が前記出力ノードに、他端が前記第1の電源にそれぞれ接続された第3のコンデンサと、を有するフリップフロップ回路と、を備え、前記検出回路の出力電圧に応じて前記第2の電源と前記時定数回路の接続ノードとの間を接続制御する帰還回路をさらに備えることを特徴とするものである。
【0017】
このように、請求項1〜請求項6に記載の発明では、検出回路の他に、電源電圧を利用するとともにその電源電圧の立ち上がりよりも遅れて立ち上がる電圧を生成する時定数回路を設け、その時定数回路の生成電圧によりフリップフロップ回路を動作させるようにした。このため、電源の立ち上がり速度が早いような場合でも、安定したリセット動作が確保できる。
【0020】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
【0021】
本発明のパワーオンリセット回路の第1実施形態について、図1〜図3を参照して説明する。
【0022】
この第1実施形態にかかるパワーオンリセット回路は、図1に示すように、電源の投入時に電源電圧VDDの立ち上がりレベルが所定値になったことを検出する検出回路3と、2つのインバータ41、42およびコンデンサC2、C3などから構成され2つの安定状態を持つフリップフロップ回路4と、を少なくとも備えている。
【0023】
検出回路3は、図1および図2に示すように、NMOSトランジスタQ1とダイオード接続されるNMOSトランジスタQ2とを直列接続させ、NMOSトランジスタQ1のドレインがフリップフロップ回路4の入力側に接続され、NMOSトランジスタQ2のソースが接地されている。また、NMOSトランジスタQ1のゲートには、電源電圧VDDが印加されるようになっている。
【0024】
なお、この検出回路3は、ダイオード接続されるNMOSトランジスタQ2の直列接続される段数を調整することにより、その検出レベルを調整することができる。
【0025】
フリップフロップ回路4は、図1に示すように、2つのインバータ41、42の入出力が相互に接続されており、その入力側の共通接続部と電源との間にコンデンサC2が接続され、その出力側の共通接続部とアースとの間にコンデンサC3が接続され、その出力端子5からパワーオンリセット信号が出力されるようになっている。
【0026】
インバータ41は、図2に示すように、PMOSトランジスタQ3およびPMOSトランジスタQ4とからなるCMOSインバータから構成される。同様に、インバータ42は、図2に示すように、PMOSトランジスタQ5およびPMOSトランジスタQ6とからなるCMOSインバータから構成される。
【0027】
次に、このような構成からなる第1実施形態にかかるパワーオンリセット回路の動作について、図1〜図3を参照して説明する。
【0028】
いま、電源が投入されると、電源電圧VDDは、3(A)に示すように立ち上がっていき、最大値(飽和値)になる。フリップフロップ回路4の入力側は、コンデンサC2により電源電圧VDDに引っ張られるので、その入力電圧Qは、図3(B)に示すように立ち上がっていき、所定値になる。
【0029】
一方、フリップフロップ回路4の出力側は、コンデンサC3によりアース側に引っ張られるので、その出力電圧(パワーオンリセット信号)Rは、図3(C)に示すように「L」レベルに維持されている。
【0030】
そして、電源電圧VDDが最大値になると、MOSトランジスタQ1がオンして、コンデンサC2の電荷がMOSトランジスタQ1、Q2を通して放電される。このため、フリップフロップ回路4の入力電圧Qは、図3(B)に示すように低下していく。この結果、フリップフロップ回路4の出力電圧Rは、図3(C)に示すように「L」レベルから「H」レベルに反転する。その後、各部の電圧は、固定された状態になる。
【0031】
以上説明したように、第1実施形態にかかるパワーオンリセット回路によれば、フリップフロップ回路4が、電源の投入時に初期化され、検出回路3の検出レベルが所定値になったときに、安定状態が反転するようになっている。このため、電源の立ち上がりが非常にゆっくり変化する場合でも、フリップフロップ回路4が確実にリセットされて、確実にリセット信号が得られる。
【0032】
また、リセット前後の状態保持にフリップフロップ回路4が使用されているので、耐ノイズ性に優れ、誤動作の危険がない。さらに、フリップフロップ回路4は、リセット後は状態の変化がないので、定常的な電流消費が少ない。
【0033】
次に、本発明のパワーオンリセット回路の第2実施形態について、図4を参照して説明する。
【0034】
この第2実施形態にかかるパワーオンリセット回路は、図4に示すように、図1に示す第1実施形態にさらに時定数回路などを設け、電源電圧が早く立ち上がるような場合でも安定したパワーオンリセット信号が得られるようにしたものである。
【0035】
すなわち、この第2実施形態にかかるパワーオンリセット回路は、図4に示すように、時定数回路11と、バッファ12と、帰還回路13と、検出回路3と、フリップフロップ回路4とを、少なくとも備えたものであり、第1実施形態と異なるのは、時定数回路11、バッファ12、および帰還回路13を新たに設けた点である。従って、図1のパワーオンリセット回路と同一の構成要素については、同一符号を付してその説明を適宜省略する。
【0036】
時定数回路11は、抵抗R1とコンデンサC1とが電源とアースとの間に直列に接続されたものである。時定数回路11の出力は、バッファ12を介して検出回路3の入力であるMOSトランジスタQ1のゲートに印加されるように構成されている。なお、バッファ12は、波形成形に使用するものであり、省略することが可能である。
【0037】
検出回路3の出力は、PMOSトランジスタQ7からなる帰還回路13を介して検出回路3の入力側に帰還されるようになっている。すなわち、PMOSトランジスタQ7は、そのソースが電源に接続されるとともに、そのゲートがMOSトランジスタQ1のドレインに接続され、そのドレインがバッファ12の入力側に接続されている。
【0038】
次に、このような構成からなる第2実施形態にかかるパワーオンリセット回路の動作について説明する。
【0039】
いま、電源が投入されると、時定数回路11の出力電圧(充電電圧)Vnは、電源電圧VDDの立ち上がりに遅れて立ち上がっていく。このとき、フリップフロップ回路4の入力電圧Qは、図3(B)と同様に立ち上がっていくとともに、フリップフロップ回路4の出力電圧Rは、図3(C)と同様に「L」レベルに維持された状態にある。
【0040】
電源電圧VDDが最大値になったのち、時定数回路11の出力電圧Vnが所定値になると、検出回路3のMOSトランジスタQ1がオンし、コンデンサC2の電荷がMOSトランジスタQ1、Q2を通して放電される。このため、フリップフロップ回路4の入力電圧Qは、図3(B)と同様に低下していく。この結果、フリップフロップ回路4の出力電圧Rは、図3(C)と同様に「L」レベルから「H」レベルに反転する。
【0041】
このとき、MOSトランジスタQ7はオンし、コンデンサC1の電荷が放電される。これにより、検出回路3は非検出の状態になる上に、各部の電位は固定された状態になる。
【0042】
以上説明したように、第2実施形態にかかるパワーオンリセット回路によれば、検出回路3の他に、電源電圧の立ち上がりよりも遅れて立ち上がる電圧を生成する時定数回路11を設け、その時定数回路11の出力電圧によりフリップフロップ回路4を動作させるようにした。このため、フリップフロップ回路4は、電源の立ち上がり速度が早いような場合であっても、安定したリセット動作が確保できる。
【0043】
また、フリップフロップ回路4がリセット後は、MOSトランジスタQ7により、各ノードは所定の状態に固定されるので、耐ノイズ性に優れ、誤動作の危険がない。
【0044】
【発明の効果】
以上述べたように、請求項1〜請求項4にかかる各発明では、フリップフロップ回路が、電源の投入時に初期化され、検出回路の検出レベルが所定値になったときに、安定状態が反転するようになっている。このため、電源の立ち上がりが非常にゆっくり変化する場合でも、フリップフロップ回路が確実にリセットされて、確実にリセット信号が得られる。
【0045】
また、請求項1〜請求項4に係る各発明では、リセット前後の状態保持にフリップフロップ回路が使用されているので、耐ノイズ性に優れ、誤動作の危険がない。さらに、フリップフロップ回路は、リセット後は状態の変化がないので、定常的な電流消費が少ない。
【0046】
さらに、請求項5、請求項6にかかる発明では、検出回路の他に、電源電圧の立ち上がりよりも遅れて立ち上がる電圧を生成する時定数回路を設け、その時定数回路の生成電圧によりフリップフロップ回路を動作させるようにした。このため、電源の立ち上がり速度が早いような場合でも、安定したリセット動作が確保できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1実施形態の構成を示す回路図である。
【図2】第1実施形態の回路図であり、フリップフロップ回路の部分が詳細に示されている。
【図3】第1実施形態の主要部の波形図である。
【図4】本発明の第2実施形態の構成を示す回路図である。
【図5】従来回路の回路図である。
【図6】従来回路の主要部の波形図である。
【符号の説明】
R1 抵抗
C1〜C3 コンデンサ
Q1〜Q7 MOSトランジスタ
3 検出回路
4 フリップフロップ回路
5 出力端子
11 時定数回路
12 バッファ
13 帰還回路
41、42 インバータ
Claims (6)
- 時定数回路と、
前記時定数回路の出力電圧を検出する検出回路と、
入出力が相互接続された2つのインバータを有するフリップフロップ回路と、
前記検出回路の出力を前記検出回路の入力側へ帰還する帰還回路と、
を備え、
前記フリップフロップ回路は、前記電源の投入時に初期化され、前記検出回路が検出する電圧が所定値に達したときに、安定状態が反転するようになっていることを特徴とするパワーオンリセット回路。 - 前記検出回路は、第1MOSトランジスタとダイオード接続された第2MOSトランジスタとを直列接続させた直列回路からなり、その出力側が前記フリップフロップ回路の入力側に接続されていることを特徴とする請求項1に記載のパワーオンリセット回路。
- 前記フリップフロップ回路における電源投入時の初期化は、前記フリップフロップ回路と電源とを容量結合することにより行うようになっていることを特徴とする請求項1または請求項2に記載のパワーオンリセット回路。
- 前記2つのインバータは、CMOSインバータからなることを特徴とする請求項1、請求項2または請求項3に記載のパワーオンリセット回路。
- 前記フリップフロップ回路の出力の反転後に、前記検出回路の検出動作を停止するようにしたことを特徴とする請求項1乃至請求項4のいずれか1に記載のパワーオンリセット回路。
- 第1の電源と第2の電源との間に直列接続された第1のコンデンサと抵抗とを有する時定数回路と、
前記時定数回路の前記第1のコンデンサと前記抵抗との接続ノードの電圧に対応した電圧を入力し、該電圧入力が所定のレベルに達した時に第1の電源側に出力をスイッチする検出回路と、
前記検出回路の出力が入力ノードに接続され、該入力ノードと出力ノードとの間に入出力が相互に接続された2つのインバータと、一端が前記入力ノードに、他端が前記第2の電源にそれぞれ接続された第2のコンデンサと、一端が前記出力ノードに、他端が前記第1の電源にそれぞれ接続された第3のコンデンサと、を有するフリップフロップ回路と、
を備え、
前記検出回路の出力電圧に応じて前記第2の電源と前記時定数回路の接続ノードとの間を接続制御する帰還回路をさらに備えることを特徴とするパワーオンリセット回路。
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