JP3655060B2

JP3655060B2 - Induction motor control device

Info

Publication number: JP3655060B2
Application number: JP21667897A
Authority: JP
Inventors: 智寿亀山
Original assignee: Okuma Corp
Current assignee: Okuma Corp
Priority date: 1997-08-11
Filing date: 1997-08-11
Publication date: 2005-06-02
Anticipated expiration: 2017-08-11
Also published as: JPH1169897A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は工作機械の主軸駆動などに利用され、誘導電動機の出力トルクを任意に制御する誘導電動機の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
工作機械の主軸駆動などの用途には、すべり周波数型ベクトル制御によって駆動される誘導電動機が多く用いられている。このすべり周波数型ベクトル制御において、出力トルクを任意に制御するためには、誘導電動機の二次抵抗ｒ2、励磁インダクタンスＭおよびトルク電流i1qに応じて正確なすべり周波数を誘導電動機に与える必要がある。しかしながら、二次抵抗ｒ2は、誘導電動機の温度変化等によって２倍程度に大きく変動するにも拘わらず、制御装置内においては、二次抵抗ｒ2の値は変動が考慮されていない。その結果、誘導電動機に与えられるすべり周波数が不正確となり、出力トルクを正確に制御することができない。この問題を解決するべく、本出願人等は既に特願平７−９２１６５号において、誘導電動機の励磁インダクタンスＭおよび二次抵抗ｒ2の値が正確に把握できない場合や、これらの値が変動する場合においても常に出力トルクを精度良く制御できる誘導電動機の制御装置を提案している。
【０００３】
図３に特願平７−９２１６５号による誘導電動機の制御装置のシステム構成の一例を示す。この制御装置に対して外部からの入力指令として、トルク指令Ｔ*および磁束密度指令φ*が入力される。変換器１は、磁束密度指令φ*に応じて必要な励磁電流指令値i1d*を算出発生する励磁電流指令発生器（手段）であり、磁束密度と励磁電流の関係は後述するように励磁インダクタンスＭを意味している。この変換器１では、Ｍの逆数を乗算することによって励磁電流指令値i1d*が出力される。除算器２はトルク電流指令発生手段を構成し、入力されたトルク指令Ｔ*を入力された磁束密度指令φ*で除算する。誘導電動機の出力トルクは磁束密度とトルク電流値との積に比例することから、除算器２の出力がトルク電流指令値i1q*として出力される。
【０００４】
この特願平７−９２１６５号による誘導電動機の制御装置の動作を図４の誘導電動機の等価回路をもとに説明する。誘導電動機の一次電流Ｉ1,励磁電流Ｉo,一次電圧Ｅ1は磁束の回転角周波数ωに同期して回転するｄｑ軸座標上の一次電流i1d,i1q,励磁電流iod,ioq、一次電圧ｅ1d,ｅ1qを用いて次のように表される。
【０００５】
【数１】
Ｉ1＝i1d・sinωｔ＋i1q・cosωｔ・・・（１）
【数２】
Ｉo＝iod・sinωｔ＋ioq・cosωｔ・・・（２）
【数３】
Ｅ1＝ｅ1d・sinωｔ＋ｅ1q・cosωｔ・・・（３）
このとき誘導電動機の一次回路について電圧方程式は次のように表される。
【０００６】
【数４】

【数５】

ここでｐは微分演算子d／dt、ｒ1は一次巻線抵抗、Ｌσは漏れインダクタンス、Ｍは励磁インダクタンスである。
【０００７】
次に二次回路についても同様に電圧方程式は次のように表される。
【０００８】
【数６】
−ｒ2・i1d＋(ｒ2＋ｐＭ)iod−ωs・Ｍ・ioq＝０・・・（６）
【数７】
−ｒ2・i1q＋ωs・Ｍ・iod＋(ｒ2＋ｐＭ)ioq＝０・・・（７）
ここでｒ2は二次抵抗、ωsはすべり角周波数である。このωsは誘導電動機の回転角周波数ωmを用いて次のように表される。
【０００９】
【数８】
ωs＝ω−ωm ・・・（８）
磁束方向がｄ軸に一致していると仮定すると、誘導電動機内部の励磁電流ioは次のように表される。
【００１０】
【数９】
io＝φ／Ｍ＝iod，ioq＝０・・・（９）
（９）式と（６）式よりioとi1dとの関係を求めると次式を得る。
【００１１】
【数１０】
io／i1d＝１／(１＋ｐＭ／ｒ2）・・・（１０）
すなわち、励磁電流ioはi1dに対して一次遅れで応答し、その時定数はＭ／ｒ2である。この時定数は一般的な誘導電動機において数100msであり、ioの変化は十分に緩慢であると近似できる。
【００１２】
一方、（９）式と（７）式より、次式を得る。
【００１３】
【数１１】
ωs＝ｒ2・i1q／（Ｍ・io）・・・（１１）
これがいわゆるベクトル制御条件と呼ばれるもので、この式を満たすすべり角周波数ωsを誘導電動機に与えるとき、磁束方向がｄ軸に一致する。このときi1qが磁束に直交することから誘導電動機の発生トルクＴは、以下のようになる。
【００１４】
【数１２】
Ｔ＝φ・i1q＝Ｍ・io・i1q ・・・（１２）
従って、i1qを制御することによって任意にトルクを制御することができる。
【００１５】
前記のようにioの変化は十分に緩慢であると近似するとき、（４），（５）式は次のように書き直すことができる。
【００１６】
【数１３】
ｅ1d＝(ｒ1＋ｐＬσ)i1d−ωＬσ・i1q ・・・（１３）
【数１４】
ｅ1q＝ωＬσ・i1d＋(ｒ1＋ｐＬσ)i1q＋ωＭ・io ・・・（１４）
これらの式より、i1d,i1qを任意に制御しようとするとき、誘導電動機に印加する電圧（励磁電流同相電圧指令及びトルク電流同相電圧指令）をそれぞれ次のように制御すればよい。
【００１７】
【数１５】
ｅ1d*＝Ｇd・Δi1d−ωＬσ・i1q* ・・・（１５）
【数１６】
ｅ1q*＝ωＬσ・i1d*＋Ｇq・Δi1q＋ωＭc・io* ・・・（１６）
ここで添え字*は指令値であることを意味しており、またΔi1d,Δi1qは次式で表される電流誤差である。
【００１８】
【数１７】
Δi1d＝i1d*−i1d，Δi1q＝i1q*−i1q ・・・（１７）
Ｍcはコントローラ内で想定した励磁インダクタンスであり、実際の励磁インダクタンスＭとは異なるものである。また、Ｇd,Ｇqは十分に大きなゲインであり、ｐi演算増幅器などを用いて実現する。この（１５），（１６）式は図３のｄｑ軸電圧指令算出部４で演算されｄ軸電圧指令算出手段及びｑ軸電圧指令算出手段が構成されており、その内部ブロック図は図５に表される。また、（１１）式を満たすようにすべり角周波数算出手段を構成する除算器７、乗算器８によってすべり角周波数ωsが出力される。
【００１９】
（１２）式で表される出力トルクＴを正確に制御しようとするとき、実際の励磁インダクタンスＭがコントローラ内のＭcと等しいこと、および（１１）式のベクトル制御条件が成立し、磁束位置がｄ軸に一致していることが必要である。しかしながら先に述べたように、励磁インダクタンスおよび（１１）式中の二次抵抗ｒ2を正確に把握することは困難であり、その結果、出力トルク精度が悪化する。そこで特願平７−９２１６５号においては、まず励磁インダクタンスについて次式に基づいて同定を行なっている。
【００２０】
【数１８】
Ｇq・Δi1q＝ω(Ｍ−Ｍc)io＝ ω・ΔＭ・io ・・・（１８）
ここでΔＭはコントローラ側で想定した励磁インダクタンスＭcと実際の電動機内部の真値Ｍとの間の設定誤差である。なお、（１８）式は次のように導出されている。誘導電動機が無負荷でi1q＝i1q*＝０であるとすると、（１４），（１６）式は次のように変形できる。
【００２１】
【数１９】
ｅ1q＝ωＬσ・i1d＋ωＭ・io ・・・（１９）
【数２０】
ｅ1q*＝ωＬσ・i1d*＋Ｇq・Δi1q＋ωＭc・io* ・・・（２０）
電流制御系の働きにより、i1d*＝i1d，io*＝io，ｅ1q＝ｅ1q*として（１９），（２０）式の差より、（１８）式が導出される。上記のように、i1q＝i1q*＝０の状態において励磁インダクタンスの同定がおこなわれる。すなわち、i1q＝i1q*＝０の状態のとき図３のコンパレータ２２によってトルク指令Ｔ*が小さいことが検出され、無負荷状態の時のみ、スイッチ２３が閉となり、増幅器２１によってＧq・Δi1qが増幅されて同定が行なわれる。この増幅器２１の出力は、磁束密度指令φ*の値をアドレスとするデータテーブル２４に各磁束密度ごとに積分して保持される。この積分値は励磁インダクタンスＭの設定誤差ΔＭであり励磁インダクタンス補正値を示し、トルク指令が０でない場合においても、磁束密度指令φ*に応じて保持されている設定誤差ΔＭを取り出して、変換器１の係数１／Ｍを補償しているので、常に補正された励磁インダクタンスＭの真値を用いて制御すること可能である。
【００２２】
次に二次抵抗ｒ2については次式に基づいて同定が行なわれる。
【００２３】
【数２１】
Ｇq・Δi1q＝Δｒ2(ω／ωs)i1q ・・・（２１）
ここでΔｒ2はコントローラ側で想定した値ｒ2cと実際の値ｒ2との間の設定誤差である。この（２１）式は以下のように導出される。まず（１１）式を変形して（２２）式を得る。
【００２４】
【数２２】
ωＭ・io＝(ω／ωs)ｒ2・i1q ・・・（２２）
この（２２）式を（１４）式に代入することによって、実際に誘導電動機に発生するｑ軸電圧は次のように表すことができる。
【００２５】
【数２３】
ｅ1q＝ωＬσ・i1d＋(ｒ1＋ｐＬσ)i1q＋(ω／ωs)ｒ2・i1q・・・（２３）
一方、コントローラの出力する電圧ｅ1q*は、（２２），（１６）式から次のように表すことができる。
【００２６】
【数２４】
ｅ1q*＝Ｇq・Δi1q＋ωＬσ・i1d*＋(ω／ωs)ｒ2c・i1q*・・・（２４）
電流制御系の働きにより、i1d*＝i1d，i1q*＝i1q，ｅ1q＝ｅ1q*として（２３），（２４）式の差を求めると、次式を得る。
【００２７】
【数２５】

第１項は他の項に比べて比較的小さいので無視すると（２１）式が、導き出される。
【００２８】
すなわち（２１）式よりＧq・Δi1qは二次抵抗ｒ2の設定誤差Δｒ2を表しており、この誤差はＧq・Δi1qを用いて補正することが可能である。図３において、Ｇq・Δi1qをΔｅqと表しており、ｄｑ軸電圧指令算出部４の出力ΔｅqすなわちＧq・Δi1qに増幅器２５で同定ゲインＧrを乗算し、その出力に応じて二次抵抗補正手段３４内の前記二次抵抗ｒ2c（３３）を補償している。
【００２９】
以上のように、特願平７−９２１６５号の発明では、制御に用いられるパラメータの励磁インダクタンスＭ、二次抵抗ｒ2について、実際の誘導電動機における真値を同定し、自動的に制御パラメータを適性に追従させているので、鉄心の磁気飽和の影響や誘導電動機の製造上の寸法精度などによる励磁インダクタンスＭの変動および誘導電動機の温度変化等による二次抵抗ｒ2の変動の影響を受けず、精度良く所望の出力トルクを得ることができる。
【００３０】
特願平７−９２１６５号の発明における他の構成要素の動作を以下に簡単に説明する。ｄｑ軸電圧指令算出部４は（１５），（１６）式の演算を行なっており、その内部構成を図５に示す。図中の減算器１１が励磁電流指令値i1d*から励磁電流検出値i1dを減算して励磁電流誤差Δi1dが出力され、増幅器１２はΔi1dを増幅してＧd・Δi1dが出力される。変換器１３、乗算器１４ではトルク電流指令値i1q*と回転周波数ω、漏れインダクタンスＬσから（１５）式の第２項が算出され、これがＧd・Δi1dと加算されて、ｄ軸電圧指令ｅ1d*が出力される。同様に減算器１５はトルク電流指令値i1q*からトルク電流検出値i1qを減算して、トルク電流誤差Δi1qが求められ、これが増幅器１６で増幅されて（１６）式の第２項Ｇq・Δi1qが得られている。変換器１８は励磁電流指令i1d*に漏れインダクタンスＬσを乗算し、さらに乗算器１９で回転角周波数ωが乗算されることによって（１６）式の第１項ωＬσ・i1d*が得られている。（１６）式の第３項ωＭc・io*は、図５の図中においてはｅm*＝Ｍc・io*と置き換えて乗算器１９によって出力されており、前記の第１項、第２項と加算されて、トルク電流同相電圧指令ｅ1q*が出力される。なお、図５において一次抵抗ｒ１は符号２０で示されており、ｅm*は図３の変換器１７によって磁束密度指令φ*に誘起電圧係数Ｋemを掛けることによって求められている。ｄｑ軸電圧指令算出部４の出力した励磁電流同相電圧指令ｅ1d*，トルク電流同相電圧指令ｅ1q*は、三相電圧指令発生手段を構成する図３の二相三相変換器３によって三相の交流電圧指令ｅu*，ｅv*，ｅw*に変換され、インバータ２６に入力される。インバータ２６は直流電源２７をエネルギー源として、この三相の交流電圧指令ｅu*，ｅv*，ｅw*に応じた電圧を誘導電動機２８に印加することによって三相交流電流iu，iv，iwが流れる。この三相交流電流iu，iv，iwは電流検出器６a，６b，６cによって検出され、三相二相変換器９によって励磁電流検出値i1dおよびトルク電流検出値i1qに変換される。なお、二相三相変換器３と三相二相変換器９とが座標変換に使用する信号sinωｔ，cosωｔは、角周波数指令ωを基に二相正弦波発生器１０によって出力される。この角周波数指令ωは、位置検出器２９によって検出された誘導電動機２８の回転位置を微分器３０で微分することによって得た回転速度ωmに、すべり角周波数ωsを加算する角周波数指令算出手段によって得られている。
【００３１】
工作機械の主軸等に使用する誘導電動機は、マグネットスイッチ等によりΔ結線およびＹ結線に切り替え可能な巻線切替用誘導電動機がしばしば使用される。前記Δ結線およびＹ結線は、巻線切替指令により結線を切替える。前記巻線切替用誘導電動機のΔ結線およびＹ結線では前記巻線切替指令が入力されると前記励磁インダクタンスＭ及び前記２次抵抗ｒ2、前記漏れインダクタンス等の電気的定数（以降パラメータと記す）が異なるため、あらかじめメモリーに設定してある前記Δ結線および前記Ｙ結線のパラメータのノミナル値を前記メモリーより取り出し制御用パラメータとして使用している。図６に従来のパラメータの切替えシーケンスのフローを示す。ステップ(S1)で前記巻線切替指令が入力されたかどうか判断し、入力されない場合、ステップ(S3)に進み制御用パラメータの変更をしない。ステップ(S1)で巻線切替指令が入力された場合、ステップ(S2)に進みΔ結線指令であるか判断する。ステップ(S2)でΔ結線指令の場合、ステップ(S6)に進みΔ結線用パラメータをメモリーよりリードし前記制御パラメータをリードした前記Δ結線用パラメータに変更する。ステップ(S2)でＹ結線指令の場合、ステップ７(S7)に進みＹ結線用パラメータをメモリーよりリードし前記制御パラメータをリードした前記Ｙ結線用パラメータに変更する。
【００３２】
【発明が解決しようとする課題】
工作機械の主軸等に巻線切替用誘導電動機を使用する場合、頻繁に巻き線を切替え使用する。前記巻線切替用誘導電動機のΔ結線およびＹ結線では前記励磁インダクタンスＭ及び前記２次抵抗ｒ2等の電気的定数が異なる。そのため従来の技術では、巻線切替を行う度に前記励磁インダクタンスＭおよび二次抵抗のｒ2等の電気的定数の初期値を前記メモリーに設定してあるノミナル値に切り替え、図３の様に励磁インダクタンスＭと二次抵抗のｒ2（以降同定パラメータと記す）を同定していた。しかし従来の技術では、同定パラメータを同定するのに数100msecかかるため、工作機械の主軸等巻線切替を頻繁に行う用途においては、巻線切替後同定パラメータの同定が完了するまでの数100msecの間出力特性が悪化した。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するために本発明にかかる誘導電動機の制御装置は、直流電流から変換された三相交流電流によって駆動される誘導電動機の制御装置であって、トルク指令と磁束密度指令の二相指令を前記誘導電動機の１次電流を制御するための三相電圧指令に変換し、前記誘導電動機の三相の１次電流検出値をトルク電流検出値と励磁電流検出値の二相の検出値に変換し、フィードバック制御を行う巻線切替可能な誘導電動機の制御装置において、前記磁束密度指令と、励磁インダクタンス補正値によって補正され同定された補正励磁インダクタンスとに基づき励磁電流指令値を算出する励磁電流指令発生手段と、前記励磁電流指令と前記励磁電流検出値に基づき励磁電流誤差を算出し、該励磁電流誤差に基づき、励磁電流と同相の励磁電流同相電圧指令を算出するｄ軸電圧指令算出手段と、前記トルク指令と前記磁束密度指令に基づきトルク電流指令を算出するトルク電流指令発生手段と、前記トルク電流指令と前記トルク電流検出値に基づきトルク電流誤差を算出し、該トルク電流誤差に基づき、トルク電流と同相のトルク電流同相電圧指令を算出するｑ軸電圧指令算出手段と、二次抵抗補正値によって補正され同定された補正二次抵抗値と前記トルク電流指令および前記磁束密度指令とに基づきすべり角周波数を算出するすべり角周波数算出手段と、前記すべり角周波数と実際の誘導電動機の回転角周波数に基づき角周波数指令を算出する角周波数指令算出手段と、前記励磁電流同相電圧指令および前記トルク電流同相電圧指令と、前記角周波数指令とに基づき誘導電動機に印加する三相電圧指令を算出する三相電圧指令発生手段と、Ｙ結線用の前記補正励磁インダクタンス及び前記補正二次抵抗値を保持するＹ結線用データ保持部と、Δ結線用の前記補正励磁インダクタンス及び前記補正二次抵抗値を保持するΔ結線用データ保持部と、を備える補正値保持手段と、結線方法を切り替えるための巻線切替指令に基づき前記保持手段によって保持された前記補正励磁インダクタンスと、前記補正二次抵抗値を切り替える補正値切替手段であって、Ｙ結線をΔ結線に切り替える巻線切替指令が入力されると、使用しているＹ結線用の補正励磁インダクタンス及び二次抵抗補正値を前記Ｙ結線用データ保持部に書き込み、前記Δ結線用データ保持部に書き込まれたΔ結線用の補正励磁インダクタンス及び二次抵抗補正値をリードし、また、Δ結線をＹ結線に切り替える巻線切替指令が入力されると、使用しているΔ結線用の補正励磁インダクタンス及び二次抵抗補正値を前記Δ結線用データ保持部に書き込み、前記Ｙ結線用データ保持部に書き込まれたＹ結線用の補正励磁インダクタンス及び二次抵抗補正値をリードする補正値切替手段と、を有することを特徴とする。
【００３４】
本発明による誘導電動機の制御装置によれば、誘導電動機の三相の１次電流検出値をトルク電流検出値と励磁電流検出値の二相の検出値に変換する三相二相変換手段によって、電動機電流の３つの瞬時値（例えばiu、iv、iw）から誘導電動機内部の励磁電流（例えばi1d）およびトルク電流（例えばi1q）を直流量として検出し、これらを磁束密度指令から変換した励磁電流指令（例えばi1d*）およびトルク指令を変換したトルク電流指令（例えばi1q*）のそれぞれに対して独立にフィードバック制御を行い、更に、トルク指令が小さな無負荷状態においては、磁束密度指令に対する励磁インダクタンス（Ｍ）をトルク電流の誤差アンプ出力（Ｇq・Δi1q）を用いて同定する。二次抵抗ｒ2についてもトルク電流の誤差アンプ出力（Ｇq・Δi1q）を用いて同定する。さらに前記巻線切替用誘導電動機を制御する場合は、前記巻線指令に基づき保持してある補正二次抵抗値と補正励磁インダクタンスの同定値を切替えるため、結線が切替わった直後も同定した値を使用することができる。
【００３５】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係る誘導電動機の制御装置の一実施形態のブロック図である。図３に示す従来の誘導電動機の制御装置と同じ構成要素は同一符号で示してあり、その説明は重複するので省略する。
【００３６】
図１中の３１は、補正値保持器であり、Δ結線用データ保持部とＹ結線用データ保持部から成る。制御中の結線がΔ結線の場合でＹ結線の巻線指令が入力された場合、制御中に同定した補正励磁インダクタンスおよび補正二次抵抗値（以降同定パラメータと記す）をΔ結線用データ保持部に同定パラメータを保存する。（図中の太線の矢印は複数のデータであることを示す。）補正値切替器３２は、Ｙ結線用の同定パラメータを前記Ｙ結線データ保持部より取り出す。次に、前記Ｙ結線データ保持部より取り出した補正二次抵抗値をコントローラ内で想定した二次抵抗値３３と置き換える。さらに前記Ｙ結線データ保持部より取り出した前記補正励磁インダクタンスを前記磁束密度指令φ*の値をアドレスとするデータテーブル２４の初期データとして書き換える。同様に制御中の結線がＹ結線の場合にΔ結線の巻線切替指令が入力されると、同定パラメータをＹ結線用データ保持部に同定パラメータを保存し、補正値切替器３２が、Δ結線用の同定パラメータを前記Δ結線データ保持部より取り出す。前記Δ結線データ保持部より取り出した補正二次抵抗値をコントローラ内で想定した二次抵抗値３３と置き換え、前記Ｙ結線データ保持部より取り出した前記補正励磁インダクタンスを前記磁束密度指令φ*の値をアドレスとするデータテーブル２４の初期データとして書き換える。
【００３７】
図２に本発明に係わるシーケンスのフローを示す。ステップ(S1)で前記巻線切替指令が入力されたかどうか判断し、入力されない場合ステップ(S3)に進み制御用パラメータの変更をしない。ステップ(S1)で巻線切替指令が入力された場合ステップ(2)に進みΔ結線指令であるか判断する。ステップ(S2)でΔ結線指令の場合、ステップ(S4)に進みＹ結線用同定パラメータを前記Ｙ結線用データ保持部に書き込む。次にステップ(S6)に進みΔ結線用パラメータをメモリーよりリードし前記制御パラメータをリードした前記Δ結線用パラメータに変更する。次にステップ(S8)に進み前記Δ結線用データ保持部より前記同定パラメータをリードし制御用パラメータを変更する。ステップ(S2)でＹ結線指令の場合、ステップ(S5)に進みΔ結線用同定パラメータを前記Δ結線用データ保持部に書き込む。次にステップ(S7)に進みＹ結線用パラメータをメモリーよりリードし前記制御パラメータをリードした前記Ｙ結線用パラメータに変更する。次にステップ(S9)に進み前記Ｙ結線用データ保持部より前記同定パラメータをリードし制御用パラメータを変更する。
【００３８】
【発明の効果】
以上、説明したように本発明において誘導電動機内部の励磁電流およびトルク電流は、それぞれ独立にフィードバック制御されており、その制御に用いられるパラメータの励磁インダクタンスＭ、二次抵抗ｒ2は正確な値を制御に用いることができる。特に巻線切替用誘導電動機において、結線を切替えた直後でも正確な補正二次抵抗値および補正励磁インダクタンスを用いることができる。
【００３９】
その結果、結線が切替わった直後でも、常に精度良く所望の出力トルクを得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による誘導電動機の制御装置の一実施形態のブロック図である。
【図２】本発明による誘導電動機の制御装置の電気的定数入れ替えシーケンスのフローチャートである。
【図３】従来の誘導電動機の制御装置のブロック図である。
【図４】誘導電動機の等価回路図である。
【図５】ｄｑ軸電圧指令算出部の内部ブロック図である。
【図６】従来の誘導電動機の制御装置の電気的定数入れ替えシーケンスのフローチャートである。
【符号の説明】
１、１３、１７、１８、２０変換器、２，７除算器、３二相三相変換器、４ｄｑ軸電圧指令算出部、６電流検出器、８，１４，１９乗算器、９三相二相変換器、１０二相正弦波発生器、１１,１５減算器、１２，１６，２１，２５増幅器、２２コンパレータ、２３スイッチ、２４データテーブル、２６インバータ、２７直流電源、２８誘導電動機、２９位置検出器、３０微分器、３１補正値保持器、３２補正値切替器、３３コントローラ内で想定した二次抵抗値、３４二次抵抗補正手段。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a control device for an induction motor that is used for driving a spindle of a machine tool and arbitrarily controls an output torque of the induction motor.
[0002]
[Prior art]
Induction motors driven by slip frequency vector control are often used for applications such as spindle driving of machine tools. In this slip frequency vector control, in order to arbitrarily control the output torque, it is necessary to give an accurate slip frequency to the induction motor according to the secondary resistance r2, the excitation inductance M and the torque current i1q of the induction motor. However, the value of the secondary resistance r2 is not considered in the control device, although the secondary resistance r2 varies greatly by about 2 times due to the temperature change of the induction motor. As a result, the slip frequency applied to the induction motor becomes inaccurate, and the output torque cannot be accurately controlled. In order to solve this problem, the present applicants have already disclosed in Japanese Patent Application No. 7-92165 when the values of the excitation inductance M and the secondary resistance r2 of the induction motor cannot be accurately grasped or when these values fluctuate. Has proposed a control device for an induction motor that can always control the output torque with high accuracy.
[0003]
FIG. 3 shows an example of a system configuration of a control device for an induction motor according to Japanese Patent Application No. 7-92165. A torque command T * and a magnetic flux density command φ * are input to the control device as external input commands. The converter 1 is an excitation current command generator (means) that calculates and generates a necessary excitation current command value i1d * according to the magnetic flux density command φ *, and the relationship between the magnetic flux density and the excitation current is described below. M is meant. In this converter 1, the exciting current command value i1d * is output by multiplying the reciprocal of M. The divider 2 constitutes torque current command generation means, and divides the inputted torque command T * by the inputted magnetic flux density command φ *. Since the output torque of the induction motor is proportional to the product of the magnetic flux density and the torque current value, the output of the divider 2 is output as the torque current command value i1q *.
[0004]
The operation of the induction motor control apparatus according to Japanese Patent Application No. 7-92165 will be described based on the equivalent circuit of the induction motor shown in FIG. The primary current I1, the excitation current Io, and the primary voltage E1 of the induction motor are the primary current i1d, i1q, excitation current iod, ioq, and primary voltage e1d, e1q on the dq axis coordinate that rotates in synchronization with the rotational angular frequency ω of the magnetic flux. It is expressed as follows.
[0005]
[Expression 1]
I1 = i1d · sinωt + i1q · cosωt (1)
[Expression 2]
Io = iod · sinωt + ioq · cosωt (2)
[Equation 3]
E1 = e1d · sinωt + e1q · cosωt (3)
At this time, the voltage equation for the primary circuit of the induction motor is expressed as follows.
[0006]
[Expression 4]

[Equation 5]

Here, p is a differential operator d / dt, r1 is a primary winding resistance, Lσ is a leakage inductance, and M is an excitation inductance.
[0007]
Next, the voltage equation for the secondary circuit is similarly expressed as follows.
[0008]
[Formula 6]
-R2 · i1d + (r2 + pM) iod−ωs · M · ioq = 0 (6)
[Expression 7]
-R2, i1q + ωs, M, iod + (r2 + pM) ioq = 0 (7)
Here, r2 is a secondary resistance, and ωs is a slip angular frequency. This ωs is expressed as follows using the rotational angular frequency ωm of the induction motor.
[0009]
[Equation 8]
ωs = ω−ωm (8)
Assuming that the direction of magnetic flux coincides with the d-axis, the exciting current io inside the induction motor is expressed as follows.
[0010]
[Equation 9]
io = φ / M = iod, ioq = 0 (9)
When the relationship between io and i1d is obtained from the equations (9) and (6), the following equation is obtained.
[0011]
[Expression 10]
io / i1d = 1 / (1 + pM / r2) (10)
That is, the exciting current io responds to i1d with a first-order lag, and its time constant is M / r2. This time constant is several hundreds of milliseconds in a general induction motor, and it can be approximated that the change of io is sufficiently slow.
[0012]
On the other hand, the following equation is obtained from the equations (9) and (7).
[0013]
[Expression 11]
ωs = r2 · i1q / (M · io) (11)
This is called a so-called vector control condition. When a slip angular frequency ωs satisfying this equation is given to the induction motor, the magnetic flux direction coincides with the d-axis. At this time, since i1q is orthogonal to the magnetic flux, the generated torque T of the induction motor is as follows.
[0014]
[Expression 12]
T = φ ・ i1q = M ・ io ・ i1q (12)
Therefore, the torque can be arbitrarily controlled by controlling i1q.
[0015]
When it is approximated that the change of io is sufficiently slow as described above, the equations (4) and (5) can be rewritten as follows.
[0016]
[Formula 13]
e1d = (r1 + pLσ) i1d−ωLσ · i1q (13)
[Expression 14]
e1q = ωLσ · i1d + (r1 + pLσ) i1q + ωM · io (14)
From these equations, when it is desired to arbitrarily control i1d and i1q, the voltages (excitation current common-mode voltage command and torque current common-mode voltage command) applied to the induction motor may be controlled as follows.
[0017]
[Expression 15]
e1d * = Gd · Δi1d−ωLσ · i1q * (15)
[Expression 16]
e1q * = ωLσ · i1d * + Gq · Δi1q + ωMc · io * (16)
Here, the subscript * means a command value, and Δi1d and Δi1q are current errors expressed by the following equations.
[0018]
[Expression 17]
Δi1d = i1d * −i1d, Δi1q = i1q * −i1q (17)
Mc is an exciting inductance assumed in the controller, and is different from an actual exciting inductance M. Gd and Gq are sufficiently large gains, and are realized using a pi operational amplifier or the like. These equations (15) and (16) are calculated by the dq-axis voltage command calculation unit 4 in FIG. 3 to constitute a d-axis voltage command calculation means and a q-axis voltage command calculation means, and its internal block diagram is shown in FIG. expressed. Further, the slip angular frequency ωs is output by the divider 7 and the multiplier 8 constituting the slip angular frequency calculating means so as to satisfy the expression (11).
[0019]
When the output torque T expressed by the equation (12) is to be accurately controlled, the actual excitation inductance M is equal to Mc in the controller, and the vector control condition of the equation (11) is satisfied, and the magnetic flux position is It is necessary to coincide with the d-axis. However, as described above, it is difficult to accurately grasp the excitation inductance and the secondary resistance r2 in the equation (11), and as a result, the output torque accuracy deteriorates. In Japanese Patent Application No. 7-92165, the excitation inductance is first identified based on the following equation.
[0020]
[Expression 18]
Gq · Δi1q = ω (M−Mc) io = ω · ΔM · io (18)
Here, ΔM is a setting error between the exciting inductance Mc assumed on the controller side and the true value M inside the actual motor. Equation (18) is derived as follows. If the induction motor is unloaded and i1q = i1q * = 0, equations (14) and (16) can be modified as follows.
[0021]
[Equation 19]
e1q = ωLσ · i1d + ωM · io (19)
[Expression 20]
e1q * = ωLσ · i1d * + Gq · Δi1q + ωMc · io * (20)
By the action of the current control system, equation (18) is derived from the difference between equations (19) and (20) as i1d * = i1d, io * = io, and e1q = e1q *. As described above, the excitation inductance is identified in the state of i1q = i1q * = 0. That is, when i1q = i1q * = 0, the comparator 22 in FIG. 3 detects that the torque command T * is small. Only when there is no load, the switch 23 is closed, and the amplifier 21 amplifies Gq · Δi1q. Identification is performed. The output of the amplifier 21 is integrated and held for each magnetic flux density in a data table 24 whose address is the value of the magnetic flux density command φ *. This integral value is a setting error ΔM of the excitation inductance M and indicates an excitation inductance correction value. Even when the torque command is not 0, the setting error ΔM held in accordance with the magnetic flux density command φ * is taken out, and the converter Since the coefficient 1 / M of 1 is compensated, it is possible to control using the true value of the corrected excitation inductance M at all times.
[0022]
Next, the secondary resistance r2 is identified based on the following equation.
[0023]
[Expression 21]
Gq · Δi1q = Δr2 (ω / ωs) i1q (21)
Here, Δr2 is a setting error between the value r2c assumed on the controller side and the actual value r2. This equation (21) is derived as follows. First, equation (11) is modified to obtain equation (22).
[0024]
[Expression 22]
ωM · io = (ω / ωs) r2 · i1q (22)
By substituting this equation (22) into equation (14), the q-axis voltage actually generated in the induction motor can be expressed as follows.
[0025]
[Expression 23]
e1q = ωLσ · i1d + (r1 + pLσ) i1q + (ω / ωs) r2 · i1q (23)
On the other hand, the voltage e1q * output from the controller can be expressed as follows from the equations (22) and (16).
[0026]
[Expression 24]
e1q * = Gq · Δi1q + ωLσ · i1d * + (ω / ωs) r2c · i1q * (24)
When the difference between the equations (23) and (24) is obtained with i1d * = i1d, i1q * = i1q, and e1q = e1q * by the action of the current control system, the following equation is obtained.
[0027]
[Expression 25]

Since the first term is relatively smaller than the other terms, ignoring it yields equation (21).
[0028]
That is, Gq · Δi1q represents the setting error Δr2 of the secondary resistance r2 from the equation (21), and this error can be corrected using Gq · Δi1q. In FIG. 3, Gq · Δi1q is expressed as Δeq, and the output Δeq of the dq-axis voltage command calculation unit 4, that is, Gq · Δi1q, is multiplied by the identification gain Gr by the amplifier 25, and the secondary resistance correcting means 34 is corresponding to the output. The secondary resistance r2c (33) is compensated.
[0029]
As described above, in the invention of Japanese Patent Application No. 7-92165, the true values in the actual induction motor are identified for the excitation inductance M and the secondary resistance r2 of the parameters used for the control, and the control parameters are automatically adapted. Therefore, the accuracy is not affected by fluctuations in the magnetizing inductance M due to the magnetic saturation of the iron core, dimensional accuracy in manufacturing the induction motor, and fluctuations in the secondary resistance r2 due to the temperature change of the induction motor. The desired output torque can be obtained well.
[0030]
The operation of other components in the invention of Japanese Patent Application No. 7-92165 will be briefly described below. The dq-axis voltage command calculation unit 4 performs the calculations of equations (15) and (16), and its internal configuration is shown in FIG. The subtracter 11 in the figure subtracts the excitation current detection value i1d from the excitation current command value i1d * to output an excitation current error Δi1d, and the amplifier 12 amplifies Δi1d and outputs Gd · Δi1d. The converter 13 and the multiplier 14 calculate the second term of the equation (15) from the torque current command value i1q *, the rotation frequency ω, and the leakage inductance Lσ, and add this to Gd · Δi1d to obtain the d-axis voltage command e1d *. Is output. Similarly, the subtracter 15 subtracts the torque current detected value i1q from the torque current command value i1q * to obtain a torque current error Δi1q, which is amplified by the amplifier 16, and the second term Gq · Δi1q of the equation (16) is obtained. Has been obtained. The converter 18 multiplies the excitation current command i1d * by the leakage inductance Lσ, and the multiplier 19 multiplies the rotation angular frequency ω to obtain the first term ωLσ · i1d * of the equation (16). The third term ωMc · io * in the equation (16) is output by the multiplier 19 in place of em * = Mc · io * in the diagram of FIG. 5, and the first term, the second term, The torque current common-mode voltage command e1q * is output by addition. In FIG. 5, the primary resistance r1 is indicated by reference numeral 20, and em * is obtained by multiplying the magnetic flux density command φ * by the induced voltage coefficient Kem by the converter 17 of FIG. The excitation current common-mode voltage command e1d * and torque current common-mode voltage command e1q * output from the dq-axis voltage command calculation unit 4 are converted into a three-phase voltage by the two-phase three-phase converter 3 of FIG. It is converted into AC voltage commands eu *, ev *, ew * and input to the inverter 26. The inverter 26 uses the DC power supply 27 as an energy source, and applies a voltage corresponding to the three-phase AC voltage commands eu *, ev *, and ew * to the induction motor 28, whereby three-phase AC currents iu, iv, and iw flow. . The three-phase alternating currents iu, iv, iw are detected by the current detectors 6a, 6b, 6c, and converted into the excitation current detection value i1d and the torque current detection value i1q by the three-phase two-phase converter 9. Signals sinωt and cosωt used for coordinate conversion by the two-phase three-phase converter 3 and the three-phase two-phase converter 9 are output by the two-phase sine wave generator 10 based on the angular frequency command ω. This angular frequency command ω is obtained by an angular frequency command calculating means for adding the slip angular frequency ωs to the rotational speed ωm obtained by differentiating the rotational position of the induction motor 28 detected by the position detector 29 with the differentiator 30. Has been obtained.
[0031]
As an induction motor used for a spindle of a machine tool or the like, a winding switching induction motor that can be switched between a Δ connection and a Y connection by a magnet switch or the like is often used. The Δ connection and the Y connection are switched by a winding switching command. In the Δ connection and Y connection of the winding switching induction motor, when the winding switching command is input, electrical constants (hereinafter referred to as parameters) such as the excitation inductance M, the secondary resistance r2, and the leakage inductance are set. Since they are different, the nominal values of the Δ connection and Y connection parameters set in the memory in advance are taken out of the memory and used as control parameters. FIG. 6 shows a flow of a conventional parameter switching sequence. In step (S1), it is determined whether or not the winding switching command is input. If not, the process proceeds to step (S3) and the control parameter is not changed. When the winding switching command is input in step (S1), the process proceeds to step (S2) to determine whether it is a Δ connection command. In the case of the Δ connection command in step (S2), the process proceeds to step (S6), the Δ connection parameter is read from the memory, and the control parameter is changed to the read Δ connection parameter. In the case of Y connection command in step (S2), the process proceeds to step 7 (S7), the Y connection parameter is read from the memory, and the control parameter is changed to the read Y connection parameter.
[0032]
[Problems to be solved by the invention]
When using an induction motor for switching windings on the spindle of a machine tool, etc., the windings are frequently switched and used. Electrical constants such as the excitation inductance M and the secondary resistance r2 are different between the Δ connection and the Y connection of the winding switching induction motor. Therefore, in the conventional technique, every time the winding is switched, the initial values of the electrical constants such as the excitation inductance M and the secondary resistance r2 are switched to the nominal values set in the memory, and the excitation is performed as shown in FIG. The inductance M and the secondary resistance r2 (hereinafter referred to as the identification parameter) were identified. However, in the conventional technology, it takes several hundreds of milliseconds to identify the identification parameter. Therefore, in applications where the winding of the spindle of the machine tool, etc., is frequently switched, the identification parameter after the switching of the winding is several hundred milliseconds. The output characteristics deteriorated.
[0033]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-described problems, an induction motor control apparatus according to the present invention is an induction motor control apparatus driven by a three-phase alternating current converted from a direct current, and includes a torque command and a magnetic flux density command. The phase command is converted into a three-phase voltage command for controlling the primary current of the induction motor, and the three-phase primary current detection value of the induction motor is detected as two phases of the torque current detection value and the excitation current detection value. In a control device for an induction motor capable of switching windings, which is converted into a value and performs feedback control, an excitation current command value is calculated based on the magnetic flux density command and a corrected excitation inductance identified and corrected by the excitation inductance correction value An excitation current error is calculated based on the excitation current command generation means, the excitation current command and the detected excitation current value, and an excitation in phase with the excitation current is calculated based on the excitation current error. D-axis voltage command calculating means for calculating a current common-mode voltage command; torque current command generating means for calculating a torque current command based on the torque command and the magnetic flux density command; and based on the torque current command and the torque current detection value. Q-axis voltage command calculation means for calculating a torque current error and calculating a torque current common-mode voltage command in phase with the torque current based on the torque current error; and a corrected secondary resistance corrected and identified by a secondary resistance correction value A slip angular frequency calculating means for calculating a slip angular frequency based on the value, the torque current command and the magnetic flux density command, and an angular frequency calculating the angular frequency command based on the slip angular frequency and the actual rotational angular frequency of the induction motor. and command calculating means, and the previous SL excitation current phase voltage command and the torque current phase voltage command, the induction electric based on said angular frequency command A three-phase voltage command generating means for calculating three-phase voltage to be applied to the machine, and the correction exciting inductance and the correction Y connection data holding unit for holding a secondary resistance value for Y connection, delta said for connection A correction value holding means comprising a correction excitation inductance and a Δ connection data holding unit for holding the correction secondary resistance value , and the correction held by the holding means based on a winding switching command for switching the connection method A correction value switching means for switching between the excitation inductance and the corrected secondary resistance value, and when a winding switching command for switching the Y connection to the Δ connection is input, the correction excitation inductance and the second write the next resistance correction value to the Y-connection data holding unit, the correction excitation inductance and a secondary resistance correction for Δ connection written in the Δ connection data holding unit Leading, also writes a Δ connection when the winding switching command for switching to Y-connection is input, the correction excitation inductance and a secondary resistance correction value for Δ connection using the Δ connection data holding unit And correction value switching means for reading the Y connection correction excitation inductance and the secondary resistance correction value written in the Y connection data holding unit .
[0034]
According to the induction motor control apparatus of the present invention, the three-phase two-phase conversion means for converting the three-phase primary current detection value of the induction motor into the two-phase detection value of the torque current detection value and the excitation current detection value, The excitation current (for example, i1d) and torque current (for example, i1q) in the induction motor are detected as DC amounts from the three instantaneous values (for example, iu, iv, iw) of the motor current, and these are converted from the magnetic flux density command. Feedback control is performed independently for each of the command (for example, i1d *) and the torque current command (for example, i1q *) converted from the torque command. Further, in the no-load state where the torque command is small, the excitation inductance for the magnetic flux density command (M) is identified using the error current output (Gq · Δi1q) of the torque current. The secondary resistance r2 is also identified using the torque current error amplifier output (Gq · Δi1q). Furthermore, when controlling the winding switching induction motor, the identification value of the corrected secondary resistance value and the corrected exciting inductance held based on the winding command is switched. Can be used.
[0035]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a block diagram of an embodiment of a control device for an induction motor according to the present invention. The same components as those of the conventional induction motor control device shown in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted because it is duplicated.
[0036]
Reference numeral 31 in FIG. 1 denotes a correction value holder, which includes a Δ connection data holding unit and a Y connection data holding unit. When the connection being controlled is a Δ connection and a winding command for a Y connection is input, the corrected excitation inductance and the corrected secondary resistance value (hereinafter referred to as identification parameters) identified during the control are stored as a Δ connection data holding unit. The identification parameters are stored in (The bold arrows in the figure indicate a plurality of data.) The correction value switch 32 takes out the identification parameter for Y connection from the Y connection data holding unit. Next, the corrected secondary resistance value extracted from the Y connection data holding unit is replaced with the secondary resistance value 33 assumed in the controller. Further, the correction excitation inductance extracted from the Y connection data holding unit is rewritten as initial data in the data table 24 having the value of the magnetic flux density command φ * as an address. Similarly, when the connection being controlled is a Y connection and a winding switching command for a Δ connection is input, the identification parameter is stored in the Y connection data holding unit, and the correction value switch 32 is connected to the Δ connection. Identification parameters are taken out from the Δ connection data holding unit. The corrected secondary resistance value taken out from the Δ connection data holding unit is replaced with a secondary resistance value 33 assumed in the controller, and the corrected excitation inductance taken out from the Y connection data holding unit is set to the value of the magnetic flux density command φ *. Is rewritten as initial data of the data table 24 having addresses as
[0037]
FIG. 2 shows a sequence flow according to the present invention. In step (S1), it is determined whether or not the winding switching command is input. If not, the process proceeds to step (S3) and the control parameter is not changed. When the winding switching command is input in step (S1), the process proceeds to step (2) and it is determined whether it is a Δ connection command. In the case of the Δ connection command in step (S2), the process proceeds to step (S4), and the Y connection identification parameter is written in the Y connection data holding unit. In step (S6), the Δ connection parameter is read from the memory, and the control parameter is changed to the read Δ connection parameter. In step (S8), the identification parameter is read from the Δ connection data holding unit to change the control parameter. In the case of a Y connection command in step (S2), the process proceeds to step (S5), and the Δ connection identification parameter is written in the Δ connection data holding unit. In step (S7), the Y connection parameter is read from the memory, and the control parameter is changed to the read Y connection parameter. In step (S9), the identification parameter is read from the Y connection data holding unit to change the control parameter.
[0038]
【The invention's effect】
As described above, in the present invention, the excitation current and the torque current inside the induction motor are independently feedback controlled, and the excitation inductance M and the secondary resistance r2 which are parameters used for the control are controlled accurately. Can be used. In particular, in a winding switching induction motor, an accurate corrected secondary resistance value and corrected excitation inductance can be used even immediately after the connection is switched.
[0039]
As a result, the desired output torque can always be obtained with high accuracy even immediately after the connection is switched.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of an embodiment of a control device for an induction motor according to the present invention.
FIG. 2 is a flowchart of an electrical constant replacement sequence of the induction motor control apparatus according to the present invention.
FIG. 3 is a block diagram of a conventional control device for an induction motor.
FIG. 4 is an equivalent circuit diagram of the induction motor.
FIG. 5 is an internal block diagram of a dq-axis voltage command calculation unit.
FIG. 6 is a flowchart of an electrical constant replacement sequence of a conventional induction motor control device.
[Explanation of symbols]
1, 13, 17, 18, 20 Converter, 2, 7 Divider, 3 Two-phase three-phase converter, 4 dq-axis voltage command calculator, 6 Current detector, 8, 14, 19 multiplier, 9 Three-phase 2 phase converter, 10 2 phase sine wave generator, 11,15 subtractor, 12, 16, 21, 25 amplifier, 22 comparator, 23 switch, 24 data table, 26 inverter, 27 DC power supply, 28 induction motor, 29 Position detector, 30 differentiator, 31 correction value holder, 32 correction value switch, 33 secondary resistance value assumed in controller, 34 secondary resistance correction means.

Claims

直流電流から変換された三相交流電流によって駆動される誘導電動機の制御装置であって、トルク指令と磁束密度指令の二相指令を前記誘導電動機の１次電流を制御するための三相電圧指令に変換し、前記誘導電動機の三相の１次電流検出値をトルク電流検出値と励磁電流検出値の二相の検出値に変換し、フィードバック制御を行う巻線切替可能な誘導電動機の制御装置において、前記磁束密度指令と、励磁インダクタンス補正値によって補正され同定された補正励磁インダクタンスとに基づき励磁電流指令値を算出する励磁電流指令発生手段と、
前記励磁電流指令と前記励磁電流検出値に基づき励磁電流誤差を算出し、該励磁電流誤差に基づき、励磁電流と同相の励磁電流同相電圧指令を算出するｄ軸電圧指令算出手段と、
前記トルク指令と前記磁束密度指令に基づきトルク電流指令を算出するトルク電流指令発生手段と、
前記トルク電流指令と前記トルク電流検出値に基づきトルク電流誤差を算出し、該トルク電流誤差に基づき、トルク電流と同相のトルク電流同相電圧指令を算出するｑ軸電圧指令算出手段と、
二次抵抗補正値によって補正され同定された補正二次抵抗値と前記トルク電流指令および前記磁束密度指令とに基づきすべり角周波数を算出するすべり角周波数算出手段と、
前記すべり角周波数と実際の誘導電動機の回転角周波数に基づき角周波数指令を算出する角周波数指令算出手段と、
前記励磁電流同相電圧指令および前記トルク電流同相電圧指令と、前記角周波数指令とに基づき誘導電動機に印加する三相電圧指令を算出する三相電圧指令発生手段と、
Ｙ結線用の前記補正励磁インダクタンス及び前記補正二次抵抗値を保持するＹ結線用データ保持部と、Δ結線用の前記補正励磁インダクタンス及び前記補正二次抵抗値を保持するΔ結線用データ保持部と、を備える補正値保持手段と、
結線方法を切り替えるための巻線切替指令に基づき前記保持手段によって保持された前記補正励磁インダクタンスと、前記補正二次抵抗値を切り替える補正値切替手段であって、Ｙ結線をΔ結線に切り替える巻線切替指令が入力されると、使用しているＹ結線用の補正励磁インダクタンス及び二次抵抗補正値を前記Ｙ結線用データ保持部に書き込み、前記Δ結線用データ保持部に書き込まれたΔ結線用の補正励磁インダクタンス及び二次抵抗補正値をリードし、また、Δ結線をＹ結線に切り替える巻線切替指令が入力されると、使用しているΔ結線用の補正励磁インダクタンス及び二次抵抗補正値を前記Δ結線用データ保持部に書き込み、前記Ｙ結線用データ保持部に書き込まれたＹ結線用の補正励磁インダクタンス及び二次抵抗補正値をリードする補正値切替手段と、
を有することを特徴とする誘導電動機の制御装置。A control device for an induction motor driven by a three-phase alternating current converted from a direct current, wherein a two-phase command of a torque command and a magnetic flux density command is used to control a primary current of the induction motor. A three-phase primary current detection value of the induction motor is converted into a two-phase detection value of a torque current detection value and an excitation current detection value, and a winding-switchable induction motor control device that performs feedback control An excitation current command generating means for calculating an excitation current command value based on the magnetic flux density command and a corrected excitation inductance corrected and identified by the excitation inductance correction value;
D-axis voltage command calculation means for calculating an excitation current error based on the excitation current command and the excitation current detection value, and calculating an excitation current in-phase voltage command in phase with the excitation current based on the excitation current error;
Torque current command generating means for calculating a torque current command based on the torque command and the magnetic flux density command;
Q-axis voltage command calculation means for calculating a torque current error based on the torque current command and the detected torque current value, and calculating a torque current common-mode voltage command in phase with the torque current based on the torque current error;
A slip angular frequency calculating means for calculating a slip angular frequency based on the corrected secondary resistance value corrected and identified by the secondary resistance correction value and the torque current command and the magnetic flux density command;
Angular frequency command calculating means for calculating an angular frequency command based on the slip angular frequency and the actual rotational angular frequency of the induction motor;
Three-phase voltage command generating means for calculating a three-phase voltage command to be applied to the induction motor based on the excitation current common-mode voltage command and the torque current common-mode voltage command and the angular frequency command;
Y connection data holding unit for holding the corrected excitation inductance and the corrected secondary resistance value for Y connection , and Δ connection data holding unit for holding the corrected excitation inductance and the corrected secondary resistance value for Δ connection When a correction value holding means comprising a,
Correction value switching means for switching the correction excitation inductance held by the holding means and the correction secondary resistance value based on a winding switching command for switching a connection method, wherein the winding switches Y connection to Δ connection. When a switching command is input, the Y-connection correction excitation inductance and the secondary resistance correction value used are written in the Y-connection data holding unit , and the Δ-connection data holding unit written in the Δ-connection data holding unit If the winding switching command for switching the Δ connection to the Y connection is input, the correction excitation inductance and the secondary resistance correction value used for the Δ connection are read. writing to said Δ connection data holding unit, the Y correction exciting inductance and the secondary resistance correction value read for Y connection written in the connection data holding unit And the correction value switching means that,
An induction motor control device comprising: