JP3636903B2

JP3636903B2 - Induction motor control device

Info

Publication number: JP3636903B2
Application number: JP32115198A
Authority: JP
Inventors: 元澄由良; 智寿亀山
Original assignee: Okuma Corp
Current assignee: Okuma Corp
Priority date: 1998-11-11
Filing date: 1998-11-11
Publication date: 2005-04-06
Anticipated expiration: 2018-11-11
Also published as: JP2000152699A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、工作機械の主軸駆動などに利用される誘導電動機の出力トルクを任意に制御する誘導電動機の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
工作機械の主軸駆動などの用途には、すべり周波数型ベクトル制御によって駆動される誘導電動機が多用されている。このすべり周波数型ベクトル制御において、出力トルクを任意に制御するためには、誘導電動機の二次抵抗ｒ2、励磁インダクタンスＭおよびトルク電流i1qに応じて正確なすべり周波数を誘導電動機に与える必要がある。
【０００３】
しかしながら、二次抵抗ｒ2は、誘導電動機の温度変化等によって２倍程度の範囲で大きく変動する。それにも拘わらず、従来の制御装置においては、この二次抵抗ｒ2の値の変動が考慮されていなかった結果、誘導電動機に与えられるすべり周波数が不正確となり、出力トルクを正確に制御することが困難であった。
【０００４】
この問題を解決するべく、本出願人等は既に特願平７−９２１６５号において、誘導電動機の励磁インダクタンスＭおよび二次抵抗ｒ2の値が正確に把握できない場合や、これらの値が変動する場合においても常に出力トルクを精度良く制御できる誘導電動機の制御装置を提案している。
【０００５】
図４は、特願平７−９２１６５号に開示された誘導電動機の制御装置のシステム構成の一例を示すものである。今、この制御装置に対し外部から二相指令、すなわち、トルク指令Ｔ*および磁束密度指令φ*が入力されるものとする。変換器１は、磁束密度指令φ*に応じて必要な励磁電流指令値i1d*を算出し出力する励磁電流指令発生手段として機能するものである。磁束密度と励磁電流の比は、後述するように、励磁インダクタンスＭを意味しているので、この変換器１は、励磁インダクタンスＭの逆数を磁束密度指令φ*に乗算することにより、励磁電流指令値i1d*を出力する。
【０００６】
除算器２は、入力されたトルク指令Ｔ*を同じく入力された磁束密度指令φ*で除算するものであり、トルク電流指令発生手段を構成する。誘導電動機の出力トルクは磁束密度とトルク電流値との積に比例するから、除算器２からはトルク電流指令値i1q*が出力される。
【０００７】
次に、特願平７−９２１６５号に開示された誘導電動機の制御装置の動作を図７に示す誘導電動機の等価回路に基づいて説明する。誘導電動機の一次電流Ｉ1、励磁電流Ｉo、一次電圧Ｅ1は、磁束の回転角周波数ωに同期して回転するｄｑ軸座標上の一次電流i1d、i1q、励磁電流iod、ioq、一次電圧ｅ1d、ｅ1qを用いて次のように表される。
【０００８】
【数１】
Ｉ1＝i1d・sinωｔ＋i1q・cosωｔ・・・（１）
【数２】
Ｉo＝iod・sinωｔ＋ioq・cosωｔ・・・（２）
【数３】
Ｅ1＝ｅ1d・sinωｔ＋ｅ1q・cosωｔ・・・（３）
このとき誘導電動機の一次回路についての電圧方程式は次のように表される。
【０００９】
【数４】

【数５】

ここでｐは微分演算子d／dt、ｒ1は一次巻線抵抗（一次抵抗）、Ｌσは漏れインダクタンス、Ｍは励磁インダクタンスである。
【００１０】
次に二次回路についても同様に電圧方程式は次のように表される。
【００１１】
【数６】
−ｒ2・i1d＋(ｒ2＋ｐＭ)iod−ωs・Ｍ・ioq＝０・・・（６）
【数７】
−ｒ2・i1q＋ωs・Ｍ・iod＋(ｒ2＋ｐＭ)ioq＝０・・・（７）
ここでｒ2は二次巻線抵抗（二次抵抗）、ωsはすべり角周波数である。このすべり角周波数ωsは誘導電動機の回転角周波数ωmを用いて次のように表される。
【００１２】
【数８】
ωs＝ω−ωm ・・・（８）
磁束方向がｄ軸に一致していると仮定すると、誘導電動機内部の励磁電流ioは次のように表される。
【００１３】
【数９】
io＝φ／Ｍ＝iod，ioq＝０・・・（９）
（９）式と（６）式よりioとi1dとの関係を求めると次式を得る。
【００１４】
【数１０】
io／i1d＝１／(１＋ｐＭ／ｒ2）・・・（１０）すなわち、励磁電流ioは一次電流i1dに対して一次遅れで応答し、その時定数はＭ／ｒ2である。この時定数は一般的な誘導電動機において数100msであり、ioの変化は十分に緩慢であると近似できる。
【００１５】
一方、（９）式と（７）式より、次式を得る。
【００１６】
【数１１】
ωs＝ｒ2・i1q／（Ｍ・io）・・・（１１）
これがいわゆるベクトル制御条件式と呼ばれるもので、この式を満たすすべり角周波数ωsを誘導電動機に与えるとき、磁束方向がｄ軸に一致する。このとき一次電流i1qが磁束に直交することから、誘導電動機の発生トルクＴは以下のようになる。従って、一次電流i1qを制御することにより任意にトルクを制御することができる。
【００１７】
【数１２】
Ｔ＝φ・i1q＝Ｍ・io・i1q ・・・（１２）前記のように、ioの変化は十分に緩慢であると近似するとき、（９）式などを用いて、（４），（５）式は次のように書き直すことができる。
【００１８】
【数１３】
ｅ1d＝(ｒ1＋ｐＬσ)i1d−ωＬσ・i1q ・・・（１３）
【数１４】
ｅ1q＝ωＬσ・i1d＋(ｒ1＋ｐＬσ)i1q＋ωＭ・io ・・・（１４）
これらの式より、一次電流i1d,i1qを任意に制御するには、誘導電動機に印加する電圧（励磁電流同相電圧指令およびトルク電流同相電圧指令）をそれぞれ次のように制御すればよい。
【００１９】
【数１５】
ｅ1d*＝Ｇd・Δi1d−ωＬσ・i1q*＋ｒ1・i1d* ・・・（１５）
【数１６】
ｅ1q*＝ωＬσ・i1d*＋Ｇq・Δi1q＋ｒ1・i1q*＋ωＭc・io*・・・（１６）
ここで添え字*は指令値であることを意味しており、また、Δi1d,Δi1qは次式で表される電流誤差である。
【００２０】
【数１７】
Δi1d＝i1d*−i1d，Δi1q＝i1q*−i1q ・・・（１７）
また、Ｍcは制御装置内で想定した励磁インダクタンスであり、実際の励磁インダクタンスＭとは異なるものである。更に、Ｇd,Ｇqは十分に大きなゲインであり、ｐi演算増幅器などを用いて実現する。
【００２１】
この（１５），（１６）式で表される制御動作は、実際には図４のｄｑ軸電圧指令算出部４で演算・実行され、それぞれ、ｄ軸電圧指令算出手段とｑ軸電圧指令算出手段とに分かれた構成により実行されている。また、ベクトル制御条件を与える（１１）式を満たすようにすべり角周波数ωsを決定する処理は、すべり角周波数算出手段を構成する除算器７と乗算器８により実現される。
【００２２】
（１２）式で表される出力トルクＴを正確に制御するには、実際の励磁インダクタンスＭが制御装置内で想定されている励磁インダクタンスＭcと等しいこと、および（１１）式で表されるベクトル制御条件が成立し、磁束位置がｄ軸に一致していることが必要である。しかしながら、先に述べたように、励磁インダクタンスＭおよび（１１）式中の二次抵抗ｒ2を正確に把握することは困難であり、その結果、出力トルク精度が低下することは避けられない。そこで、特願平７−９２１６５号においては、まず、励磁インダクタンスＭについて同定を行うことにしている。この同定部は図５に示す構成となっており、増幅器２１、コンパレータ２２、スイッチ２３、データテーブル２４、加算器３５などから構成されている。
【００２３】
励磁インダクタンスＭの同定は、次式に基づいて行なっている。
【００２４】
【数１８】
Ｇq・Δi1q＝ω(Ｍ−Ｍc)io＝ ω・ΔＭ・io ・・・（１８）
ここでΔＭは、制御装置側で想定した励磁インダクタンスＭcと実際の誘導電動機内部の励磁インダクタンスの真値Ｍとの間の設定誤差である。なお、（１８）式は次のようにして導出される。
【００２５】
誘導電動機が無負荷であり、i1q＝i1q*＝０であるとすると、（１４），（１６）式は次のように変形できる。
【００２６】
【数１９】
ｅ1q＝ωＬσ・i1d＋ωＭ・io ・・・（１９）
【数２０】
ｅ1q*＝ωＬσ・i1d*＋Ｇq・Δi1q＋ωＭc・io* ・・・（２０）
電流制御系の働きにより、i1d*＝i1d，io*＝io，ｅ1q＝ｅ1q*として（１９），（２０）式の差をとることにより、（１８）式が導出される。
【００２７】
上記のように、励磁インダクタンスの同定は、i1q＝i1q*＝０の状態において行われる。i1q＝i1q*＝０の状態のとき、図５に示すコンパレータ２２によってトルク電流指令i1q*がトルク電流設定値iqref3に比較して小さいことが検出され、かつ無負荷状態であるときのみスイッチ２３が閉となり、増幅器２１によりＧq・Δi1q（＝Δｅq）が増幅されて同定が行なわれる。（図４においては、Ｇq・Δi1qをΔｅqで示してある。）
前記増幅器２１の出力は、磁束密度指令φ*の値をアドレスとするデータテーブル２４に各磁束密度ごとに積分して保持される。この積分値は励磁インダクタンスＭの設定誤差ΔＭであり、励磁インダクタンス補正値を示す。トルク指令が０でない場合においても、磁束密度指令φ*に応じて保持されている設定誤差ΔＭを取り出し、変換器１の係数１／Ｍを補償するので、常に補正された励磁インダクタンスＭの真値を用いて誘導電動機を制御することが可能である。
【００２８】
次に、二次抵抗ｒ2の同定について説明する。二次抵抗ｒ2の同定は次式に基づいて行なわれ、また、二次抵抗同定部は、図６に示すように、増幅器２５、コンパレータ４７、スイッチ４８、加算器３６などから構成されている。
【００２９】
【数２１】
Ｇq・Δi1q＝Δｒ2(ω／ωs)i1q ・・・（２１）
ここでΔｒ2は、制御装置側で想定した二次抵抗の値ｒ2cと実際の誘導電動機の二次抵抗ｒ2との間の設定誤差である。この（２１）式は以下のようにして導出される。まず（１１）式を変形して次の（２２）式を得る。
【００３０】
【数２２】
ωＭ・io＝(ω／ωs)ｒ2・i1q ・・・（２２）
この（２２）式を（１４）式に代入することにより、実際に誘導電動機に発生するｑ軸電圧は次のように表すことができる。
【００３１】
【数２３】
ｅ1q＝ωＬσ・i1d＋(ｒ1＋ｐＬσ)i1q＋(ω／ωs)ｒ2・i1q・・・（２３）
一方、制御装置が出力するトルク電流同相電圧指令ｅ1q*は、（２２），（１６）式から次のように表すことができる。
【００３２】
【数２４】
ｅ1q*＝Ｇq・Δi1q＋ωＬσ・i1d*＋(ω／ωs)ｒ2c・i1q*＋ｒ1・i1q*・・・（２４）
電流制御系の働きにより、i1d*＝i1d，i1q*＝i1q，ｅ1q＝ｅ1q*になるものとして（２３），（２４）式の差を求めると、次式を得る。
【００３３】
【数２５】

この式の第１項は他の項に比べて比較的小さいので無視することにより、（２１）式が導き出される。
【００３４】
（２１）式から明らかなように、Ｇq・Δi1qは二次抵抗ｒ2の設定誤差Δｒ2を表しており、従って、この設定誤差Δｒ2はＧq・Δi1qを用いて補正することが可能である。ただし、i1q＝０の状態（無負荷状態）において（２１）式の右辺は０となるので、（２１）式は有負荷状態のときのみ成り立つ。よって二次抵抗ｒ2を同定することができるのは有負荷状態のときのみである。
【００３５】
図４および図６では、Ｇq・Δi1qをΔｅqで表している。そして、図６において、トルク電流指令i1q*がトルク電流設定値iqref4と比較して大きいことがコンパレータ４７によって検出され、しかも有負荷状態のときにだけスイッチ４８が閉となる。このとき、増幅器２５でΔｅqに同定ゲインＧr2を乗算し、その出力を制御装置が想定している二次抵抗ｒ2cに加算することにより、図４に示す変換器８の補償後の二次抵抗ｒ2の値を出力する。
【００３６】
以上のようにして、特願平７−９２１６５号に示す従来の装置では、制御に用いるパラメータである励磁インダクタンスＭと二次抵抗ｒ2について、実際の誘導電動機における真値を同定し、制御パラメータを自動的に適正に追従させているので、鉄心の磁気飽和の影響や誘導電動機の製造上の寸法精度などによる励磁インダクタンスＭの変動、および誘導電動機の温度変化等による二次抵抗ｒ2の変動の影響を受けず、精度良く所望の出力トルクを得ることができる。
【００３７】
以下、特願平７−９２１６５号に開示された装置における上記以外の構成要素とその動作を簡単に説明する。
【００３８】
図４に示した装置のｄｑ軸電圧指令算出部４は、（１５）式と（１６）式で表される内容の演算を行なう。図中の減算器１１は、励磁電流指令値i1d*から励磁電流検出値i1dを減算して励磁電流誤差Δi1dを出力し、増幅器１２でこの励磁電流誤差Δi1dを増幅してＧd・Δi1d、すなわち励磁電圧誤差Δｅdを出力する。
【００３９】
変換器１３、乗算器１４では、トルク電流指令値i1q*と磁束の回転角周波数ω、漏れインダクタンスＬσを用いて、（１５）式の右辺第２項に相当する演算が実行され、その結果が減算器３１によってＧd・Δi1dから減算されて、ｄ軸電圧指令ｅ1d*が出力される。同様に、減算器１５では、トルク電流指令値i1q*からトルク電流検出値i1qを減算してトルク電流誤差Δi1qを求め、これを増幅器１６で増幅することにより、（１６）式の第２項であるＧq・Δi1q（＝Δｅd）が得られる。
【００４０】
変換器２０は、トルク電流指令i1q*に一次抵抗ｒ1を乗算し、（１６）式の第３項を算出する働きをする。変換器１３では、励磁電流指令i1d*に漏れインダクタンスＬσを乗算し、さらに乗算器１９で磁束の回転角周波数ωを乗算することにより、（１６）式の第１項ωＬσ・i1d*に相当する出力を得ている。
【００４１】
（１６）式の第４項ωＭc・io*は、図４においてはｅm*／ω＝Ｍc・io*と置き換えて乗算器１９により出力されており、前記の第１項、第４項と加算器３３、３４によって加算され、さらに、前記の第２項と第３項と加算器３３、３４により加算されて、(１６)式のトルク電流同相電圧指令ｅ1q*が出力される。なお、ｅm*/ωは、図４の変換器１７によって磁束密度指令φに誘起電圧係数Ｋemを掛けることにより求められている。
【００４２】
励磁電流同相電圧指令ｅ1d*、トルク電流同相電圧指令ｅ1q*は、三相電圧指令発生手段を構成する図５の二相三相変換器３によって三相の交流電圧指令ｅu*、ｅv*、ew*に変換され、インバータ２６に入力される。インバータ２６は、直流電源をエネルギー源として、この三相の交流電圧指令ｅu*、ｅv*、ew*に応じた電圧を誘導電動機２８に印加し、誘導電動機２８に三相交流電流iu，iv，iwを流す。
【００４３】
この三相交流電流iu，iv，iwは電流検出器６ａ、６ｂ、６ｃにより検出され、三相二相変換器９によって励磁電流検出値i1dおよびトルク電流検出値i1qに変換される。なお、二相三相変換器３と三相二相変換器９とが座標変換に使用する信号sinωt，cosωtは、磁束の回転角周波数指令ωを基に二相正弦波発生器１０により出力される。磁束の回転角周波数指令ωは、位置検出器２９によって検出された誘導電動機２８の回転位置を微分器３０で微分することによって得られる回転速度ωmにすべり角周波数ωsを加算する加算器５から構成された角周波数指令算出手段により得ることができる。
【００４４】
【発明が解決しようとする課題】
上記構成の従来の装置においては、励磁電流指令i1d*とトルク電流指令i1q*とをそれぞれ電圧値に変換し、誘導電動機の一次抵抗や洩れインダクタンスの値を励磁電流同相電圧指令ｅ1d*とトルク電流同相電圧指令ｅ1q*の算出に反映させるための変換器２０と変換器１３とをそれぞれ構成する一次抵抗値と洩れインダクタンス値とが固定となっているので、インバータと誘導電動機間の配線が長い場合や、ビルトインモータ等でコイルエンド部近辺に電動機以外の金属部品が取り付けられている場合などに、予め測定した結果等に基づき制御装置が想定し変換器２０または変換器１３に設定した一次抵抗または漏れインダクタンスと、実際の誘導電動機の一次抵抗または漏れインダクタンスとの間でしばしば大きなずれを生じ、前記（２１）式により同定した二次抵抗に大きな誤差を生じるという問題点があった。
【００４５】
以下、その理由を数式を用いて説明する。
【００４６】
制御装置で想定している漏れインダクタンスと一次抵抗とをそれぞれＬσc、ｒ1cとすると、（２４）式は次式のようになる。
【００４７】
【数２６】
ｅ1q*＝Ｇq・Δi1q＋ωＬσc・i1d*＋(ω／ωs)ｒ2c・i1q*＋ｒ1c・i1q*・・・（２６）
一次抵抗誤差、漏れインダクタンス誤差をそれぞれΔｒ1、ΔＬσとすると、一次抵抗誤差、漏れインダクタンス誤差はそれぞれ次式のようになる。
【００４８】
【数２７】
Δｒ1＝ｒ1c−ｒ1， ΔＬσ＝Ｌσｃ−Ｌσ ・・・（２７）次に、（２５）式を求めたときと同様に、（２３）式と（２６）式の差を求めると、次式を得る。
【００４９】
【数２８】

ここで（２１）式を求めたときと同様に、第１項は他の項に比べて比較的小さいので無視することにすると、次式を得る。
【００５０】
【数２９】
Ｇq・Δi1q≒Δｒ2(ω／ωs)i1q＋Δｒ1・i1q＋ωΔＬσ・i1d＝０・・・（２９）
以上の結果から明らかなように、従来の誘導電動機の制御装置は、予め制御装置が想定し変換器２０，１３に設定した一次抵抗および漏れインダクタンスと実際の値との間に大きな誤差がある場合、つまりΔｒ1やΔＬσが大きい場合、（２９）式から分かるように、Δｒ2の絶対値が大きくなるので、二次抵抗同定精度が悪化する。特に、一次抵抗は二次抵抗同様に温度にも影響されるため、誘導電動機使用時の温度変化により一次抵抗に誤差が生じると、その影響を受けて二次抵抗の同定精度が悪化し、その結果、出力トルクの制御精度が低下するという問題点を有していた。
【００５１】
そこで、本発明の課題は、インバータと誘導電動機間の配線を長くしたり、ビルトインモータ等においてコイルエンド部近辺に金属部品を取り付ける場合のように、誘導電動機の取り付け時に生じる一次抵抗および漏れインダクタンスの変動や初期値誤差、および、誘導電動機の温度変化による一次抵抗の変動の影響などにより生じる二次抵抗の同定精度の悪化を防止し、常に高精度で安定した所望の出力トルクを得ることができる誘導電動機の制御装置を実現することである。
【００５２】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る誘導電動機の制御装置は、トルク指令と磁束密度指令からなる二相指令を前記誘導電動機の１次電流を制御するための三相電圧指令に変換する手段と、前記誘導電動機の三相の１次電流を検出しトルク電流検出値と励磁電流検出値からなる二相の検出値に変換すると共に、この二相の検出値を前記二相指令を三相電圧指令に変換する手段にフィードバックする手段とを備えた誘導電動機の制御装置において、前記磁束密度指令を前記誘導電動機の励磁インダクタンスに基づき励磁電流指令に変換する手段と、前記トルク指令と前記磁束密度指令とからトルク電流指令を出力する手段と、前記励磁電流指令と前記励磁電流検出値とに基づき励磁電流誤差を算出する手段と、前記トルク電流指令と前記トルク電流検出値とに基づきトルク電流誤差を算出する手段と、前記トルク電流指令または前記トルク電流検出値と前記トルク電流誤差とに基づき誘導電動機の二次抵抗補正値を算出する手段と、前記トルク電流指令および前記磁束密度指令と、前記二次抵抗補正値により補正された二次抵抗値とに基づきすべり角周波数を算出するすべり角周波数算出手段と、前記すべり角周波数と実際の誘導電動機の回転角周波数とに基づき角周波数指令を算出する角周波数指令算出手段と、前記トルク電流指令と、前記誘導電動機の漏れインダクタンスと、前記角周波数指令と、前記励磁電流誤差とに基づき、励磁電流と同相の励磁電流同相電圧指令を算出するｄ軸電圧指令算出手段と、前記トルク電流指令と、前記誘導電動機の一次抵抗と、前記励磁電流指令と、前記漏れインダクタンスと、前記角周波数指令と、前記トルク電流誤差とに基づき、トルク電流と同相のトルク電流同相電圧指令を算出するｑ軸電圧指令算出手段と、前記励磁電流同相電圧指令および前記トルク電流同相電圧指令と、前記角周波数指令とに基づき前記誘導電動機の１次電流を制御するための前記三相電圧指令を算出する三相電圧指令発生手段と、前記励磁電流誤差と、前記トルク電流指令または前記トルク電流検出値に基づき前記誘導電動機の一次抵抗の値を補正する一次抵抗補正手段と、前記励磁電流誤差と、前記トルク電流指令または前記トルク電流検出値と、前記角周波数指令に基づき前記誘導電動機の漏れインダクタンスの値を補正する漏れインダクタンス補正手段と、を備え、さらに、前記二次抵抗補正値と前記漏れインダクタンス補正値を、前記トルク電流指令または前記トルク電流検出値が予め定められた所定値以上のときに同時に算出し、前記トルク電流指令または前記トルク電流検出値が予め定められた所定値以下のときに算出した前記二次抵抗補正値と前記漏れインダクタンス補正値を同時に保持し、前記一次抵抗補正手段は、前記トルク電流指令または前記トルク電流検出値が予め定められた所定値以下のときに一次抵抗補正値を算出し、前記トルク電流指令または前記トルク電流検出値が予め定められた所定値以上のときに前記一次抵抗補正値を保持する手段を有し、該一次抵抗補正値により誘導電動機の一次抵抗の値を補正することにより、誘導電動機の取り付け時に生じる一次抵抗および漏れインダクタンスの変動や初期値誤差、および、誘導電動機の温度変化による一次抵抗の変動などがあっても、これらを正確な値に同定し、一次抵抗および漏れインダクタンスの変動が二次抵抗の同定精度を悪化させることを防止し、常に高精度で安定した所望の出力トルクを得るという本発明の課題を解決することができる。
【００５４】
更に、前記一次抵抗補正手段は、前記トルク電流指令または前記トルク電流検出値の絶対値が予め定められた所定値以下で、かつ、前記励磁電流指令が予め定められた所定値以上であるときに一次抵抗補正値を算出し、前記励磁電流指令が予め定められた所定値以下であり、または、前記トルク電流指令または前記トルク電流検出値が予め定められた所定値以上のときに一次抵抗補正値を保持する手段を有し、該一次抵抗補正値により誘導電動機の一次抵抗の値を補正する構成を有することにより、励磁電流や角周波数の状態をも考慮に入れたより精度の高い一次抵抗の同定を行い、前記本発明の課題をより一層効果的に解決することができる。
【００５５】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は本発明に係る誘導電動機の制御装置の概略構成を示すブロック図である。図４に示す従来の誘導電動機の制御装置と同一の構成要素には同一の符号を付して示してある。図１に示す本発明に係る誘導電動機の制御装置は、トルク指令Ｔ*と磁束密度指令φ*からなる二相指令を三相電圧指令に変換し、直流電源２７から変換される三相交流電流を制御することにより、この三相交流電流で駆動される誘導電動機２８のトルク制御を行う制御装置である。図１において、変換器１は、外部からの入力指令として磁束密度指令φ*が入力され、磁束密度指令φ*に応じて必要な励磁電流指令値i1d*を算出し出力する励磁電流指令発生手段である。磁束密度と励磁電流の比は励磁インダクタンスＭを意味するから、この変換器１は、励磁インダクタンスＭの逆数を磁束密度指令φ*に乗算することにより、励磁電流指令値i1d*を出力する。
【００５６】
除算器２は、入力されたトルク指令Ｔ*を同じく入力された磁束密度指令φ*で除算するものである。誘導電動機２８の出力トルクは誘導電動機の磁束密度とトルク電流値との積に比例するから、除算器２はトルク電流指令値i1q*を出力するトルク電流指令発生手段を構成する。
【００５７】
また、誘導電動機２８の三相の１次電流をセンサー６ａ、６ｂ、６ｃで検出し、この三相の１次電流検出値を、三相二相変換器９により、トルク電流検出値i1qと励磁電流検出値i1dからなる二相の直流量である検出値に変換する。
【００５８】
さらに、除算器２，７と、二次抵抗補正手段（図６）により補正された二次抵抗ｒ2からなる変換器８とは、前記トルク電流指令i1q*および前記磁束密度指令φ*とに基づきすべり角周波数ωsを算出するすべり角周波数算出手段を構成し、加算器５は、前記すべり角周波数ωsと実際の誘導電動機の回転角周波数ωmに基づき角周波数指令ωを算出する角周波数指令算出手段を構成している。
【００５９】
破線で囲んだ部分はｄｑ軸電圧指令算出部４Ａであり、前記励磁電流指令i1d*から前記励磁電流検出値i1dを減算し励磁電流誤差を算出する手段である減算器１１と、前記トルク電流指令i1q*から前記トルク電流検出値i1qを減算しトルク電流誤差Δi1qを算出する手段である減算器１５とにおいて、磁束密度指令φ*から変換した励磁電流指令i1d*およびトルク指令Ｔ*から変換したトルク電流指令i1q*のそれぞれに対して前記トルク電流検出値i1qと励磁電流検出値i1dとを独立にフィードバックし、励磁電流指令i1d*とトルク電流指令i1q*とを制御する。
【００６０】
乗算器１４と減算器３１とは、前記トルク電流指令i1q*と前記漏れインダクタンスＬσと角周波数指令ωと前記励磁電流誤差Δi1dに基づき、励磁電流と同相の励磁電流同相電圧指令ｅ1d*を算出するｄ軸電圧指令算出手段を構成し、また、乗算器１９、加算器３２，３３は、前記トルク電流指令i1q*と、前記一次抵抗ｒ1と、前記励磁電流指令i1q*と、前記漏れインダクタンスＬσと、前記角周波数指令ωと、前記トルク電流誤差Δi1qに基づき、トルク電流と同相のトルク電流同相電圧指令ｅ1q*を算出するｑ軸電圧指令算出手段を構成し、前記励磁電流同相電圧指令ｅ1d*および前記トルク電流同相電圧指令ｅ1q*と前記角周波数指令ωとに基づき、前記誘導電動機２８を駆動する三相交流電流を制御するための三相電圧指令を算出する三相電圧指令発生手段３を動作させる。
【００６１】
ｄｑ軸電圧指令算出部４Ａに設けられた変換器１３Ａと変換器２０Ａとは、それぞれ、前記誘導電動機２８の漏れインダクタンスＬσの値と一次抵抗r1の値とを有する信号変換器であり、それぞれの値は、後述する図２または図３に示す漏れインダクタンス補正手段や一次抵抗補正手段などにより、誘導電動機の実際の漏れインダクタンス値Ｌσと一次抵抗値ｒ1の値に近づけることができるように可変であり、同定可能な構成となっている。つまり、ｄｑ軸電圧指令算出部４Ａにおける変換器１３Ａと変換器２０Ａには、同定済みの漏れインダクタンス値Ｌσや一次抵抗値ｒ1を用い、前記ｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を高精度に算出することができるようになっている。
【００６２】
次に、励磁電流誤差Δi1dと、トルク電流指令i1q*またはトルク電流検出値i1qに基づき、変換器２０Ａの値を誘導電動機２８の一次抵抗の値に等しくなるように補正する一次抵抗補正手段の構成と、励磁電流誤差Δi1dと、トルク電流指令i1q*またはトルク電流検出値i1qと、角周波数指令ωとに基づき、変換器１３Ａの値を誘導電動機２８の洩れインダクタンスの値に等しくなるように補正する漏れインダクタンス補正手段の構成とを図２に基づき説明することにする。
【００６３】
まず、図２に示す漏れインダクタンス補正手段と一次抵抗補正手段の動作原理を数式を用いて説明する。
【００６４】
（１３）式と（１５）式は無負荷状態、つまりi1q*=i1q=0のとき、それぞれ次式のようになる。
【００６５】
【数３０】
ｅ1d＝ｒ1・i1d＋ｐＬσ・i1d ・・・（３０）
【数３１】
ｅ1d*＝Ｇd・Δi1d＋ｒ1c・i1d* ・・・（３１）
ここでｒ1cは制御装置で想定している一次抵抗である。電流制御系の働きによりi1d*＝i1d，ｅ1d＝ｅ1d*とし、（２７）式で与えられる一次抵抗誤差を用い、かつ、（３０）式の第２項は第１項と比較し十分小さいので無視することにして、（３０）式と（３１）式との差を求めると、次式を得る。
【００６６】
【数３２】
Ｇd・Δi1d＝−Δｒ1・i1d ・・・（３２）
次に、前記のように無負荷状態で同定した一次抵抗同定値と、（２７）式で与えられる漏れインダクタンス誤差を用い、かつ、電流制御系の働きによりi1d*＝i1d，ｅ1d＝ｅ1d*であるとし、また、（１３）式の第２項は他の項と比較し十分小さいので無視することにして、有負荷状態のときの（１３）式と（１５）式との差を求めると、次式を得る。
【００６７】
【数３３】
Ｇd・Δi1d＝ω・ΔＬσ・i1q* ・・・（３３）
図２は、（３２）式と（３３）式に基づいて一次抵抗および漏れインダクタンスの同定（補正）を行う回路手段を示している。その構成は、予め設定されているトルク電流基準値iqref1とトルク電流指令i1q*の絶対値とをコンパレータ３７で比較し、前記トルク電流指令i1q*の絶対値が前記トルク電流基準値iqref1以下になると、前記コンパレータ３７の出力がHighになり、スイッチ３９をＯＮするようになっている。そして、励磁電流の誤差アンプ出力Δｅd（＝Ｇd・Δi1d）を演算器４１で演算し、該演算器４１の出力を制御装置が想定した一次抵抗値r1cから減算器４３により減算し補正することにより、一次抵抗が誘導電動機の実際の値になるように同定（補正）して出力する。
【００６８】
また、前記コンパレータ３７の出力がLowになり、スイッチ３９がＯＦＦのときは、スイッチ３９がＯＮしていたときに前記演算器４１で演算した結果の出力を保持器４９で保持し、この保持器４９の出力を、制御装置が想定していた一次抵抗値r1cから減算器４３により減算することにより、一次抵抗を同定して出力する。
【００６９】
以上の動作と並行して、予め設定されているトルク電流基準値iqref2とトルク電流指令i1q*の絶対値とをコンパレータ３８で比較し、前記トルク電流指令i1q*の絶対値が前記トルク電流基準値iqref2以上になると、前記コンパレータ３８の出力がHighになり、スイッチ４０がＯＮするようになっている。また、平均化手段である変換器４５で、磁束の回転角周波数ωおよびトルク電流指令i1q*の符号により、励磁電流の誤差アンプ出力Δｅdの符号を変換する。前記変換器４５の出力は、前記スイッチ４０がＯＮしたときのみ演算器４２により演算され、該演算出力を加算器４４において、制御装置で想定した漏れインダクタンスLσcに加算し補正することにより、漏れインダクタンスLσが誘導電動機の実際の値になるように同定して出力する。
【００７０】
前記コンパレータ３８の出力がLowになり、スイッチ４０がＯＦＦになったときには、スイッチ４０がＯＮしていたときに前記演算器４２で演算した結果の出力を保持器５０が保持し、該保持器５０の出力を、制御装置で想定した漏れインダクタンスLσcに加算器４４により加算し、漏れインダクタンスLσを誘導電動機の実際の値になるように同定して出力する。なお、演算器４１、４２としてはｐｉ演算増幅器等を用いる。
【００７１】
上記一次抵抗補正手段および洩れインダクタンス補正手段は、漏れインダクタンスＬσと一次抵抗r1とを、励磁電流の誤差アンプ出力（Ｇd・Δi1d）とトルク電流指令i1q*とを用いて補正するものであり、トルク電流指令i1q*が小さい無負荷状態の近傍において一次抵抗r1を補正し、トルク電流指令i1q*が大きい有負荷状態において漏れインダクタンスＬσを補正する。
【００７２】
従って、誘導電動機の取り付け時に生じる一次抵抗および漏れインダクタンスの変動や初期値誤差、および、誘導電動機の温度変化による一次抵抗の変動の影響などによる二次抵抗の同定精度の悪化を防止し、常に高精度で安定した所望の出力トルクを得ることができる。
【００７３】
実施の形態２．
図３は、本発明に係る誘導電動機の制御装置に用いられる一次抵抗補正手段の他の実施の形態を示すもので、漏れインダクタンス補正手段の部分を含め、図２と同一の構成要素には同一の符号を付し、同一部分についての説明を省略する。
【００７４】
（３２）式より、励磁電流の誤差アンプ出力Δｅd（＝Ｇd・Δi1d）は励磁電流i1dの関数であり、励磁電流i1dが大きいとき感度が良くなることが分かる。そこで、図３に示した実施例では、予め設定されているトルク電流基準値iqref1とトルク電流指令i1q*の絶対値とをコンパレータ３７で比較し、かつ、予め設定してある励磁電流基準値idref1と励磁電流指令i1d*とをコンパレータ４６で比較し、両出力をＡＮＤ器５１を介して合成し、スイッチ３９の制御信号としている。
【００７５】
この実施の形態において、前記トルク電流指令i1q*の絶対値が前記トルク電流基準値iqref1以下になり、かつ、前記励磁電流指令i1d*が励磁電流基準値idref1以上になると、スイッチ３９がＯＮし、図２の場合と同様に、演算器４１の出力を制御装置が当初想定した一次抵抗値r1cから減算器４３において減算することにより補正し、一次抵抗r1を誘導電動機の実際の値になるように同定して出力することができる。
【００７６】
なお、誘導電動機の磁束弱め制御では、誘導電動機の基底周波数以上の周波数領域で磁束密度指令を小さくしていくため、励磁電流指令が小さくなる。そこで、図３の左上部に括弧書きで示したように、励磁電流指令i1d*と励磁電流基準値idrefの代わりに、磁束の回転角周波数指令ωと角周波数基準値ωref（例えば基底周波数）を用いることにしても、励磁電流指令i1d*と励磁電流基準値idrefを変化させた場合と同様の作用効果を得ることができる。
【００７７】
以上のように、本実施の形態の構成によれば、制御装置で想定した一次抵抗や漏れインダクタンスに誤差があった場合でも、一次抵抗補正値および漏れインダクタンス補正値を誘導電動機からのフィードバック情報などに基づき演算により求め、その値を予め想定した設定値に加減することにより、誘導電動機の正確な一次抵抗および漏れインダクタンスに同定することができる。
【００７８】
そしてこの一次抵抗および漏れインダクタンスの同定値をｄｑ軸電圧指令算出部４Ａに用いることにより、一次抵抗および漏れインダクタンスの変動や初期値誤差が二次抵抗の同定に悪影響を及ぼすことをなくし、二次抵抗を正確な値に同定することができる。
【００７９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、一次抵抗補正手段により誘導電動機の一次抵抗の補正値を算出して一次抵抗を補正し、漏れインダクタンス補正手段により誘導電動機の漏れインダクタンスの補正値を算出して漏れインダクタンスを補正することにより、誘導電動機の取り付け時に発生する一次抵抗や漏れインダクタンスの変動および初期値の誤差、誘導電動機の温度変化による一次抵抗の変動等があっても、これらを正確な値に同定することができ、二次抵抗値の同定誤差を無くすことができる。
【００８０】
その結果、常に精度良く安定した所望の出力トルクを得ることができる。また、従来必要とされていた設置する誘導電動機毎の制御パラメータの測定および調整を不要にし、設置作業を簡素化することができる。
【００８１】
また、トルク電流指令を所定の設定値と比較し、トルク電流指令が小さい無負荷状態の近傍において一次抵抗を同定し、トルク電流指令*が大きい有負荷状態において漏れインダクタンスを同定する構成により、一次抵抗および洩れインダクタンスの補正をより正確に行うことができ、より精度の高い誘導電動機のトルク制御を行うことができる。
【００８２】
さらに、トルク電流指令と所定の設定値とを比較すると共に、励磁電流指令または角周波数と所定の設定値とを比較した結果に基づき一次抵抗を補正する構成により、励磁電流や角周波数の状態をも考慮に入れたより精度の高い一次抵抗の同定を行い、さらに精度の高い誘導電動機のトルク制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る誘導電動機の制御装置のブロック図である。
【図２】本発明に係る一次抵抗補正手段および漏れインダクタンス補正手段の一実施例のブロック図である。
【図３】本発明に係る一次抵抗補正手段および漏れインダクタンス補正手段の別の実施例のブロック図である。
【図４】従来の誘導電動機の制御装置のブロック図である。
【図５】励磁インダクタンス同定手段のブロック図である。
【図６】二次抵抗同定手段のブロック図である。
【図７】誘導電動機の等価回路図である。
【符号の説明】
１，８，１３Ａ，１７，２０Ａ変換器、２，７除算器、３二相三相変換器、４Ａｄｑ軸電圧指令算出部、５，３２，３３，３４，３５，３６，４４加算器、６電流検出器、９三相二相変換器、１０二相正弦波発生器、１１，１５，３１，４３減算器、１２，１６，２１，２５，４１，４２増幅器、１４，１９乗算器、２２，３７，３８，４６，４７コンパレータ、２３，３９，４０，４８スイッチ、２４データテーブル、２６インバータ、２７直流電源、２８誘導電動機、２９位置検出器、３０微分器、４５変換器（平均化手段）、４９，５０保持器、５１ＡＮＤ器、ｒ1 一次抵抗、Ｌσ洩れインダクタンス。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a control device for an induction motor that arbitrarily controls an output torque of an induction motor used for driving a spindle of a machine tool.
[0002]
[Prior art]
Induction motors driven by slip frequency vector control are frequently used for applications such as spindle driving of machine tools. In this slip frequency vector control, in order to arbitrarily control the output torque, it is necessary to give an accurate slip frequency to the induction motor according to the secondary resistance r2, the excitation inductance M and the torque current i1q of the induction motor.
[0003]
However, the secondary resistance r2 greatly fluctuates in a range of about twice due to a temperature change of the induction motor. Nevertheless, in the conventional control device, the fluctuation of the value of the secondary resistance r2 is not taken into consideration. As a result, the slip frequency given to the induction motor becomes inaccurate, and the output torque can be accurately controlled. It was difficult.
[0004]
In order to solve this problem, the present applicants have already disclosed in Japanese Patent Application No. 7-92165 when the values of the excitation inductance M and the secondary resistance r2 of the induction motor cannot be accurately grasped or when these values fluctuate. Has proposed a control device for an induction motor that can always control the output torque with high accuracy.
[0005]
FIG. 4 shows an example of the system configuration of a control device for an induction motor disclosed in Japanese Patent Application No. 7-92165. Now, it is assumed that a two-phase command, that is, a torque command T * and a magnetic flux density command φ * are input to the control device from the outside. The converter 1 functions as an excitation current command generating means that calculates and outputs a necessary excitation current command value i1d * according to the magnetic flux density command φ *. As will be described later, the ratio of the magnetic flux density and the excitation current means the excitation inductance M. Therefore, the converter 1 multiplies the magnetic flux density command φ * by the reciprocal of the excitation inductance M to thereby obtain the excitation current command. Outputs the value i1d *.
[0006]
The divider 2 divides the input torque command T * by the same input magnetic flux density command φ *, and constitutes a torque current command generating means. Since the output torque of the induction motor is proportional to the product of the magnetic flux density and the torque current value, the torque current command value i1q * is output from the divider 2.
[0007]
Next, the operation of the induction motor control device disclosed in Japanese Patent Application No. 7-92165 will be described based on the equivalent circuit of the induction motor shown in FIG. The primary current I1, the excitation current Io, and the primary voltage E1 of the induction motor are the primary currents i1d, i1q, excitation currents iod, ioq, and primary voltages e1d, e1q on the dq axis coordinates that rotate in synchronization with the rotational angular frequency ω of the magnetic flux. Is expressed as follows.
[0008]
[Expression 1]
I1 = i1d · sinωt + i1q · cosωt (1)
[Expression 2]
Io = iod · sinωt + ioq · cosωt (2)
[Equation 3]
E1 = e1d · sinωt + e1q · cosωt (3)
At this time, the voltage equation for the primary circuit of the induction motor is expressed as follows.
[0009]
[Expression 4]

[Equation 5]

Here, p is a differential operator d / dt, r1 is a primary winding resistance (primary resistance), Lσ is a leakage inductance, and M is an exciting inductance.
[0010]
Next, the voltage equation for the secondary circuit is similarly expressed as follows.
[0011]
[Formula 6]
-R2 · i1d + (r2 + pM) iod−ωs · M · ioq = 0 (6)
[Expression 7]
-R2, i1q + ωs, M, iod + (r2 + pM) ioq = 0 (7)
Here, r2 is the secondary winding resistance (secondary resistance), and ωs is the slip angular frequency. This slip angular frequency ωs is expressed as follows using the rotational angular frequency ωm of the induction motor.
[0012]
[Equation 8]
ωs = ω−ωm (8)
Assuming that the direction of magnetic flux coincides with the d-axis, the exciting current io inside the induction motor is expressed as follows.
[0013]
[Equation 9]
io = φ / M = iod, ioq = 0 (9)
When the relationship between io and i1d is obtained from the equations (9) and (6), the following equation is obtained.
[0014]
[Expression 10]
io / i1d = 1 / (1 + pM / r2) (10) That is, the exciting current io responds to the primary current i1d with a first-order lag, and its time constant is M / r2. This time constant is several hundreds of milliseconds in a general induction motor, and it can be approximated that the change of io is sufficiently slow.
[0015]
On the other hand, the following equation is obtained from the equations (9) and (7).
[0016]
[Expression 11]
ωs = r2 · i1q / (M · io) (11)
This is a so-called vector control conditional expression. When a slip angular frequency ωs satisfying this expression is given to the induction motor, the magnetic flux direction coincides with the d-axis. At this time, since the primary current i1q is orthogonal to the magnetic flux, the generated torque T of the induction motor is as follows. Therefore, the torque can be arbitrarily controlled by controlling the primary current i1q.
[0017]
[Expression 12]
T = φ · i1q = M · io · i1q (12) As described above, when it is approximated that the change of io is sufficiently slow, using the equation (9), (4), ( The equation 5) can be rewritten as follows.
[0018]
[Formula 13]
e1d = (r1 + pLσ) i1d−ωLσ · i1q (13)
[Expression 14]
e1q = ωLσ · i1d + (r1 + pLσ) i1q + ωM · io (14)
From these equations, in order to arbitrarily control the primary currents i1d and i1q, the voltages (excitation current common-mode voltage command and torque current common-mode voltage command) applied to the induction motor may be controlled as follows.
[0019]
[Expression 15]
e1d * = Gd · Δi1d−ωLσ · i1q * + r1 · i1d * (15)
[Expression 16]
e1q * = ωLσ · i1d * + Gq · Δi1q + r1 · i1q * + ωMc · io * (16)
Here, the subscript * means a command value, and Δi1d and Δi1q are current errors expressed by the following equations.
[0020]
[Expression 17]
Δi1d = i1d * −i1d, Δi1q = i1q * −i1q (17)
Further, Mc is an exciting inductance assumed in the control device, and is different from an actual exciting inductance M. Further, Gd and Gq are sufficiently large gains, and are realized using a pi operational amplifier or the like.
[0021]
The control operations represented by the equations (15) and (16) are actually calculated and executed by the dq-axis voltage command calculation unit 4 in FIG. It is executed by a configuration divided into means. The process of determining the slip angular frequency ωs so as to satisfy the expression (11) giving the vector control condition is realized by the divider 7 and the multiplier 8 constituting the slip angular frequency calculating means.
[0022]
In order to accurately control the output torque T expressed by the equation (12), the actual excitation inductance M is equal to the excitation inductance Mc assumed in the control device, and the vector expressed by the equation (11) It is necessary that the control condition is satisfied and the magnetic flux position coincides with the d-axis. However, as described above, it is difficult to accurately grasp the excitation inductance M and the secondary resistance r2 in the equation (11), and as a result, the output torque accuracy is inevitably lowered. Therefore, in Japanese Patent Application No. 7-92165, the excitation inductance M is first identified. The identification unit has the configuration shown in FIG. 5 and includes an amplifier 21, a comparator 22, a switch 23, a data table 24, an adder 35, and the like.
[0023]
The excitation inductance M is identified based on the following equation.
[0024]
[Expression 18]
Gq · Δi1q = ω (M−Mc) io = ω · ΔM · io (18)
Here, ΔM is a setting error between the excitation inductance Mc assumed on the control device side and the true value M of the excitation inductance inside the actual induction motor. Equation (18) is derived as follows.
[0025]
If the induction motor is unloaded and i1q = i1q * = 0, equations (14) and (16) can be modified as follows.
[0026]
[Equation 19]
e1q = ωLσ · i1d + ωM · io (19)
[Expression 20]
e1q * = ωLσ · i1d * + Gq · Δi1q + ωMc · io * (20)
By taking the difference between the equations (19) and (20) as i1d * = i1d, io * = io, and e1q = e1q * by the action of the current control system, the equation (18) is derived.
[0027]
As described above, the excitation inductance is identified in the state of i1q = i1q * = 0. When i1q = i1q * = 0, the comparator 22 shown in FIG. 5 detects that the torque current command i1q * is smaller than the torque current set value iqref3, and only when the switch 23 is in the no-load state, The amplifier 21 is closed, and Gq · Δi1q (= Δeq) is amplified by the amplifier 21 for identification. (In FIG. 4, Gq · Δi1q is indicated by Δeq.)
The output of the amplifier 21 is integrated and held for each magnetic flux density in a data table 24 whose address is the value of the magnetic flux density command φ *. This integral value is a setting error ΔM of the excitation inductance M, and indicates an excitation inductance correction value. Even when the torque command is not 0, the setting error ΔM held in accordance with the magnetic flux density command φ * is taken out and the coefficient 1 / M of the converter 1 is compensated. It is possible to control the induction motor using.
[0028]
Next, identification of the secondary resistance r2 will be described. Identification of the secondary resistance r2 is performed based on the following equation, and the secondary resistance identification unit is composed of an amplifier 25, a comparator 47, a switch 48, an adder 36, and the like as shown in FIG.
[0029]
[Expression 21]
Gq · Δi1q = Δr2 (ω / ωs) i1q (21)
Here, Δr2 is a setting error between the value r2c of the secondary resistance assumed on the control device side and the secondary resistance r2 of the actual induction motor. This equation (21) is derived as follows. First, equation (11) is modified to obtain the following equation (22).
[0030]
[Expression 22]
ωM · io = (ω / ωs) r2 · i1q (22)
By substituting this equation (22) into equation (14), the q-axis voltage that is actually generated in the induction motor can be expressed as follows.
[0031]
[Expression 23]
e1q = ωLσ · i1d + (r1 + pLσ) i1q + (ω / ωs) r2 · i1q (23)
On the other hand, the torque current common-mode voltage command e1q * output from the control device can be expressed as follows from the equations (22) and (16).
[0032]
[Expression 24]
e1q * = Gq · Δi1q + ωLσ · i1d * + (ω / ωs) r2c · i1q * + r1 · i1q * (24)
When the difference between the equations (23) and (24) is obtained assuming that i1d * = i1d, i1q * = i1q, and e1q = e1q * by the action of the current control system, the following equation is obtained.
[0033]
[Expression 25]

Since the first term of this equation is relatively smaller than the other terms, it can be ignored to derive equation (21).
[0034]
As is apparent from the equation (21), Gq · Δi1q represents the setting error Δr2 of the secondary resistance r2, and therefore this setting error Δr2 can be corrected using Gq · Δi1q. However, since the right side of the equation (21) is 0 in the state of i1q = 0 (no load state), the equation (21) is valid only in the loaded state. Therefore, the secondary resistance r2 can be identified only in a loaded state.
[0035]
4 and 6, Gq · Δi1q is represented by Δeq. In FIG. 6, it is detected by the comparator 47 that the torque current command i1q * is larger than the torque current set value iqref4, and the switch 48 is closed only when there is a load. At this time, the amplifier 25 multiplies Δeq by the identification gain Gr2 and adds the output to the secondary resistance r2c assumed by the control device, thereby compensating the secondary resistance r2 after compensation of the converter 8 shown in FIG. The value of is output.
[0036]
As described above, in the conventional apparatus shown in Japanese Patent Application No. 7-92165, the true values in the actual induction motor are identified for the excitation inductance M and the secondary resistance r2 which are parameters used for control, and the control parameters are set. Since it automatically follows properly, the influence of the magnetic saturation of the iron core, the fluctuation of the excitation inductance M due to the dimensional accuracy in manufacturing the induction motor, and the fluctuation of the secondary resistance r2 due to the temperature change of the induction motor, etc. The desired output torque can be obtained with high accuracy.
[0037]
In the following, components other than those described above and their operations in the apparatus disclosed in Japanese Patent Application No. 7-92165 will be briefly described.
[0038]
The dq-axis voltage command calculation unit 4 of the apparatus shown in FIG. 4 performs calculation of the contents represented by the equations (15) and (16). The subtractor 11 in the figure subtracts the excitation current detection value i1d from the excitation current command value i1d * to output an excitation current error Δi1d. The amplifier 12 amplifies the excitation current error Δi1d to obtain Gd · Δi1d, that is, excitation. The voltage error Δed is output.
[0039]
The converter 13 and the multiplier 14 use the torque current command value i1q *, the rotational angular frequency ω of the magnetic flux, and the leakage inductance Lσ to execute an operation corresponding to the second term on the right side of the equation (15), and the result is Subtracted from Gd · Δi1d by the subtractor 31 to output a d-axis voltage command e1d *. Similarly, the subtracter 15 obtains a torque current error Δi1q by subtracting the torque current detected value i1q from the torque current command value i1q *, and amplifies it by the amplifier 16 to obtain the second term of the equation (16). A certain Gq · Δi1q (= Δed) is obtained.
[0040]
The converter 20 functions to multiply the torque current command i1q * by the primary resistance r1 and calculate the third term of the equation (16). The converter 13 multiplies the excitation current command i1d * by the leakage inductance Lσ, and further multiplies the rotation angle frequency ω of the magnetic flux by the multiplier 19, which corresponds to the first term ωLσ · i1d * in the equation (16). I am getting output.
[0041]
The fourth term ωMc · io * in the equation (16) is output by the multiplier 19 in place of em * / ω = Mc · io * in FIG. 4, and is added to the first and fourth terms. The second and third terms are added by the adders 33 and 34, and the torque current common-mode voltage command e1q * of the equation (16) is output. Note that em * / ω is obtained by multiplying the magnetic flux density command φ by the induced voltage coefficient Kem by the converter 17 of FIG.
[0042]
The excitation current common-mode voltage command e1d * and torque current common-mode voltage command e1q * are converted into three-phase AC voltage commands eu *, ev *, ew by the two-phase three-phase converter 3 of FIG. * Is converted to * and input to the inverter 26. The inverter 26 uses a DC power source as an energy source, applies a voltage corresponding to the three-phase AC voltage commands eu *, ev *, and ew * to the induction motor 28, and supplies the induction motor 28 with the three-phase AC currents iu, iv, Run iw.
[0043]
The three-phase alternating currents iu, iv, iw are detected by the current detectors 6a, 6b, 6c, and converted into the excitation current detection value i1d and the torque current detection value i1q by the three-phase two-phase converter 9. The signals sinωt and cosωt used for coordinate conversion by the two-phase three-phase converter 3 and the three-phase two-phase converter 9 are output by the two-phase sine wave generator 10 based on the rotational angular frequency command ω of the magnetic flux. The The rotational angular frequency command ω of the magnetic flux is composed of an adder 5 that adds the slip angular frequency ωs to the rotational speed ωm obtained by differentiating the rotational position of the induction motor 28 detected by the position detector 29 with the differentiator 30. It can be obtained by the angular frequency command calculating means.
[0044]
[Problems to be solved by the invention]
In the conventional apparatus having the above configuration, the excitation current command i1d * and the torque current command i1q * are converted into voltage values, respectively, and the primary resistance and leakage inductance value of the induction motor are converted into the excitation current common-mode voltage command e1d * and the torque current. When the wiring between the inverter and the induction motor is long because the primary resistance value and the leakage inductance value that constitute the converter 20 and the converter 13 for reflecting in the calculation of the common-mode voltage command e1q * are fixed. When a metal part other than an electric motor is attached in the vicinity of the coil end portion with a built-in motor, etc. A large deviation often occurs between the leakage inductance and the primary resistance or leakage inductance of an actual induction motor, A problem that results in a large error in the identified secondary resistance Ri there is.
[0045]
Hereinafter, the reason will be described using mathematical expressions.
[0046]
Assuming that the leakage inductance and the primary resistance assumed in the control device are Lσc and r1c, respectively, the equation (24) becomes the following equation.
[0047]
[Equation 26]
e1q * = Gq · Δi1q + ωLσc · i1d * + (ω / ωs) r2c · i1q * + r1c · i1q * (26)
When the primary resistance error and the leakage inductance error are Δr1 and ΔLσ, respectively, the primary resistance error and the leakage inductance error are respectively expressed by the following equations.
[0048]
[Expression 27]
Δr1 = r1c−r1, ΔLσ = Lσc−Lσ (27) Next, when the equation (25) is obtained, the difference between the equations (23) and (26) is obtained. obtain.
[0049]
[Expression 28]

Here, as in the case of obtaining the equation (21), the first term is relatively smaller than the other terms.
[0050]
[Expression 29]
Gq · Δi1q≈Δr2 (ω / ωs) i1q + Δr1 · i1q + ωΔLσ · i1d = 0 (29)
As is apparent from the above results, the conventional induction motor control device has a large error between the primary resistance and leakage inductance set in the

converters

20 and 13 and the actual values that are assumed in advance by the control device. That is, when Δr1 and ΔLσ are large, as can be seen from the equation (29), the absolute value of Δr2 becomes large, so that the secondary resistance identification accuracy deteriorates. In particular, since the primary resistance is affected by the temperature as well as the secondary resistance, if there is an error in the primary resistance due to temperature changes when using the induction motor, the identification accuracy of the secondary resistance will be affected by that effect, As a result, there is a problem that the control accuracy of the output torque is lowered.
[0051]
Therefore, the problem of the present invention is that the primary resistance and leakage inductance generated when the induction motor is installed, such as when the wiring between the inverter and the induction motor is lengthened, or when a metal part is attached near the coil end portion in a built-in motor or the like. Prevents deterioration of secondary resistance identification accuracy caused by fluctuations, initial value errors, and fluctuations in primary resistance due to temperature changes of induction motors, and can always obtain a desired output torque that is highly accurate and stable. It is to realize a control device for an induction motor.
[0052]
[Means for Solving the Problems]
The induction motor control device according to the present invention provides a two-phase command comprising a torque command and a magnetic flux density command. Means for converting to a three-phase voltage command for controlling the primary current of the induction motor; Three-phase primary power of induction motor Detect the flow Torque current detection value and excitation current detection value And a means for feeding back the two-phase detection value to a means for converting the two-phase command into a three-phase voltage command. A means for converting the command into an excitation current command based on the excitation inductance of the induction motor; a means for outputting a torque current command from the torque command and the magnetic flux density command; and the excitation current command and the detected excitation current value. A means for calculating an excitation current error based on the torque current command, a means for calculating a torque current error based on the torque current command and the detected torque current value, and a torque current command based on the torque current command or the torque current detected value and the torque current error. A means for calculating a secondary resistance correction value of the induction motor, the torque current command and the magnetic flux density command, and the secondary resistance correction value are used for compensation. Slip angular frequency calculating means for calculating a slip angular frequency based on the secondary resistance value, and angular frequency command calculating means for calculating an angular frequency command based on the slip angular frequency and the actual rotational angular frequency of the induction motor; A d-axis voltage command calculating means for calculating an excitation current in-phase voltage command in phase with the excitation current based on the torque current command, the leakage inductance of the induction motor, the angular frequency command, and the excitation current error; Based on the torque current command, the primary resistance of the induction motor, the excitation current command, the leakage inductance, the angular frequency command, and the torque current error, a torque current common-mode voltage command in phase with the torque current is obtained. Based on the q-axis voltage command calculating means for calculating, the excitation current common-mode voltage command, the torque current common-mode voltage command, and the angular frequency command. Based on the three-phase voltage command generating means for calculating the three-phase voltage command for controlling the primary current of the induction motor, the excitation current error, the torque current command or the detected torque current value of the induction motor. Primary resistance correction means for correcting the value of primary resistance, the excitation current error, the torque current command or the torque current detection value, and the leakage inductance for correcting the value of the leakage inductance of the induction motor based on the angular frequency command And correcting the secondary resistance correction value and the leakage inductance correction value at the same time when the torque current command or the torque current detection value is equal to or greater than a predetermined value. The secondary resistance correction value calculated when the current command or the detected torque current value is equal to or less than a predetermined value, and the leakage error. The inductance correction value is simultaneously held, and the primary resistance correction means calculates a primary resistance correction value when the torque current command or the torque current detection value is equal to or less than a predetermined value, and the torque current command or the Means for holding the primary resistance correction value when the detected torque current value is equal to or greater than a predetermined value, and correcting the primary resistance value of the induction motor by the primary resistance correction value. Therefore, even if there are fluctuations in the primary resistance and leakage inductance that occur during installation of the induction motor, initial value errors, and fluctuations in the primary resistance due to temperature changes in the induction motor, these are identified as accurate values, and the primary resistance In addition, it is possible to prevent the fluctuation of the leakage inductance from deteriorating the identification accuracy of the secondary resistance, and to solve the problem of the present invention that always obtains a desired output torque that is highly accurate and stable.
[0054]
Further, the primary resistance correction means is configured to output the torque current command or the detected torque current value. The absolute value of Less than a predetermined value, and the excitation current command is greater than a predetermined value. When To calculate the primary resistance correction value, The excitation current command is not more than a predetermined value, or the torque current command or the torque current detection value is not less than a predetermined value. Sometimes it has a means to hold the primary resistance correction value, and it has a configuration that corrects the primary resistance value of the induction motor by the primary resistance correction value, so that it can be more accurate considering the state of excitation current and angular frequency. The primary resistance having a high value can be identified, and the problem of the present invention can be solved more effectively.
[0055]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a control device for an induction motor according to the present invention. The same components as those in the conventional induction motor control device shown in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals. The induction motor control apparatus according to the present invention shown in FIG. 1 converts a two-phase command composed of a torque command T * and a magnetic flux density command φ * into a three-phase voltage command, and converts the three-phase AC current converted from the DC power source 27. Is a control device that performs torque control of the induction motor 28 driven by this three-phase alternating current. In FIG. 1, the converter 1 receives the magnetic flux density command φ * as an input command from the outside, and calculates and outputs the necessary excitation current command value i1d * according to the magnetic flux density command φ *. It is. Since the ratio between the magnetic flux density and the exciting current means the exciting inductance M, the converter 1 outputs the exciting current command value i1d * by multiplying the magnetic flux density command φ * by the inverse number of the exciting inductance M.
[0056]
The divider 2 divides the input torque command T * by the same input magnetic flux density command φ *. Since the output torque of the induction motor 28 is proportional to the product of the magnetic flux density of the induction motor and the torque current value, the divider 2 constitutes torque current command generating means for outputting the torque current command value i1q *.
[0057]
The three-phase primary current of the induction motor 28 is detected by the sensors 6a, 6b and 6c, and the three-phase primary current detection value is excited by the three-phase two-phase converter 9 with the torque current detection value i1q. It is converted into a detection value that is a two-phase DC amount consisting of the current detection value i1d.
[0058]
Furthermore, the dividers 2 and 7 and the converter 8 composed of the secondary resistance r2 corrected by the secondary resistance correction means (FIG. 6) are based on the torque current command i1q * and the magnetic flux density command φ *. Slip angular frequency calculating means for calculating the slip angular frequency ωs is configured, and the adder 5 calculates the angular frequency command ω for calculating the angular frequency command ω based on the slip angular frequency ωs and the actual rotational angular frequency ωm of the induction motor. Is configured.
[0059]
A portion surrounded by a broken line is a dq-axis voltage command calculation unit 4A, a subtractor 11 which is a means for subtracting the excitation current detection value i1d from the excitation current command i1d * to calculate an excitation current error, and the torque current command. Torque converted from the excitation current command i1d * converted from the magnetic flux density command φ * and the torque command T * in the subtractor 15 which is a means for calculating the torque current error Δi1q by subtracting the detected torque current value i1q from i1q *. The torque current detection value i1q and the excitation current detection value i1d are fed back independently to each of the current commands i1q * to control the excitation current command i1d * and the torque current command i1q *.
[0060]
The multiplier 14 and the subtractor 31 calculate an excitation current in-phase voltage command e1d * in phase with the excitation current based on the torque current command i1q *, the leakage inductance Lσ, the angular frequency command ω, and the excitation current error Δi1d. The d-axis voltage command calculation means is configured, and the multiplier 19 and the

adders

32 and 33 include the torque current command i1q *, the primary resistance r1, the excitation current command i1q *, and the leakage inductance Lσ. And q-axis voltage command calculation means for calculating a torque current common-mode voltage command e1q * in phase with the torque current based on the angular frequency command ω and the torque current error Δi1q, and the excitation current common-mode voltage command e1d * and Three-phase voltage command generating means for calculating a three-phase voltage command for controlling a three-phase alternating current that drives the induction motor 28 based on the torque current common-mode voltage command e1q * and the angular frequency command ω. To operate.
[0061]
The converter 13A and the converter 20A provided in the dq-axis voltage command calculation unit 4A are signal converters each having a value of the leakage inductance Lσ and a value of the primary resistance r1 of the induction motor 28, respectively. The value is variable so that it can be brought close to the actual leakage inductance value Lσ and primary resistance value r1 of the induction motor by means of leakage inductance correction means and primary resistance correction means shown in FIG. The configuration is identifiable. That is, the d-axis voltage command and the q-axis voltage command are calculated with high accuracy using the identified leakage inductance value Lσ and primary resistance value r1 for the converter 13A and the converter 20A in the dq-axis voltage command calculation unit 4A. Can be done.
[0062]
Next, a configuration of primary resistance correction means for correcting the value of the converter 20A to be equal to the value of the primary resistance of the induction motor 28 based on the excitation current error Δi1d and the torque current command i1q * or the torque current detection value i1q. Based on the excitation current error Δi1d, the torque current command i1q * or the torque current detection value i1q, and the angular frequency command ω, the value of the converter 13A is corrected to be equal to the value of the leakage inductance of the induction motor 28. The configuration of the leakage inductance correction means will be described with reference to FIG.
[0063]
First, the operation principle of the leakage inductance correction means and the primary resistance correction means shown in FIG. 2 will be described using mathematical expressions.
[0064]
Expressions (13) and (15) are as follows when there is no load, that is, i1q * = i1q = 0.
[0065]
[30]
e1d = r1 · i1d + pLσ · i1d (30)
[31]
e1d * = Gd · Δi1d + r1c · i1d * (31)
Here, r1c is a primary resistance assumed in the control device. Because of the action of the current control system, i1d * = i1d, e1d = e1d *, the primary resistance error given by equation (27) is used, and the second term of equation (30) is sufficiently smaller than the first term. When neglected and the difference between the equations (30) and (31) is obtained, the following equation is obtained.
[0066]
[Expression 32]
Gd · Δi1d = −Δr1 · i1d (32)
Next, using the primary resistance identification value identified in the no-load state as described above and the leakage inductance error given by equation (27), and by the action of the current control system, i1d * = i1d, e1d = e1d * Also, if the second term of equation (13) is sufficiently small compared to other terms and ignored, the difference between equations (13) and (15) in the loaded state is obtained. To obtain the following equation:
[0067]
[Expression 33]
Gd · Δi1d = ω · ΔLσ · i1q * (33)
FIG. 2 shows circuit means for identifying (correcting) the primary resistance and the leakage inductance based on the equations (32) and (33). The configuration is such that the preset torque current reference value iqref1 and the absolute value of the torque current command i1q * are compared by the comparator 37, and the absolute value of the torque current command i1q * is equal to or less than the torque current reference value iqref1. The output of the comparator 37 becomes High and the switch 39 is turned on. Then, the error amplifier output Δed (= Gd · Δi1d) of the excitation current is calculated by the calculator 41, and the output of the calculator 41 is subtracted from the primary resistance value r1c assumed by the control device by the subtractor 43 and corrected. Then, the primary resistance is identified (corrected) so as to be an actual value of the induction motor and output.
[0068]
When the output of the comparator 37 is low and the switch 39 is OFF, the output of the result calculated by the calculator 41 when the switch 39 is ON is held by the holder 49. The subtractor 43 subtracts the output 49 from the primary resistance value r1c assumed by the control device, thereby identifying and outputting the primary resistance.
[0069]
In parallel with the above operation, the comparator 38 compares the preset torque current reference value iqref2 and the absolute value of the torque current command i1q *, and the absolute value of the torque current command i1q * is the torque current reference value. When iqref2 or higher, the output of the comparator 38 becomes high and the switch 40 is turned on. Further, the converter 45, which is an averaging means, converts the sign of the error amplifier output Δed of the excitation current according to the sign of the rotational angular frequency ω of the magnetic flux and the torque current command i1q *. The output of the converter 45 is calculated by the calculator 42 only when the switch 40 is turned on, and the calculated output is added to the leakage inductance Lσc assumed by the control device in the adder 44 to correct the leakage inductance. Lσ is identified and output so that it is the actual value of the induction motor.
[0070]
When the output of the comparator 38 becomes Low and the switch 40 is turned OFF, the holder 50 holds the output of the result calculated by the calculator 42 when the switch 40 is ON, and the holder 50 Is added to the leakage inductance Lσc assumed by the control device by the adder 44, and the leakage inductance Lσ is identified and output so as to be an actual value of the induction motor. Note that a pi operational amplifier or the like is used as the computing units 41 and 42.
[0071]
The primary resistance correction means and the leakage inductance correction means correct the leakage inductance Lσ and the primary resistance r1 using the excitation amplifier error amplifier output (Gd · Δi1d) and the torque current command i1q *. The primary resistance r1 is corrected in the vicinity of the no-load state where the current command i1q * is small, and the leakage inductance Lσ is corrected in the loaded state where the torque current command i1q * is large.
[0072]
Therefore, the primary resistance and leakage inductance fluctuations and initial value errors that occur during installation of the induction motor, as well as the deterioration of the secondary resistance identification accuracy due to the effects of fluctuations in the primary resistance due to temperature changes of the induction motor, are prevented. A desired output torque stable with accuracy can be obtained.
[0073]
Embodiment 2. FIG.
FIG. 3 shows another embodiment of the primary resistance correction means used in the induction motor control apparatus according to the present invention. The same components as in FIG. 2 including the leakage inductance correction means are the same. The description about the same part is abbreviate | omitted.
[0074]
From the equation (32), it is understood that the error amplifier output Δed (= Gd · Δi1d) of the excitation current is a function of the excitation current i1d, and the sensitivity is improved when the excitation current i1d is large. Therefore, in the embodiment shown in FIG. 3, the preset torque current reference value iqref1 and the absolute value of the torque current command i1q * are compared by the comparator 37, and the preset excitation current reference value idref1 is set. And the excitation current command i1d * are compared by the comparator 46, and both outputs are combined via the AND device 51, and used as a control signal for the switch 39.
[0075]
In this embodiment, when the absolute value of the torque current command i1q * is equal to or less than the torque current reference value iqref1 and the excitation current command i1d * is equal to or greater than the excitation current reference value idref1, the switch 39 is turned ON, As in the case of FIG. 2, the output of the computing unit 41 is corrected by subtracting it from the primary resistance value r1c initially assumed by the control device in the subtractor 43 so that the primary resistance r1 becomes the actual value of the induction motor. Can be identified and output.
[0076]
In the flux weakening control of the induction motor, the magnetic flux density command is reduced in a frequency region that is equal to or higher than the base frequency of the induction motor, so the excitation current command is reduced. Therefore, as shown in parentheses in the upper left part of FIG. 3, instead of the excitation current command i1d * and the excitation current reference value idref, the magnetic rotation angle frequency command ω and the angular frequency reference value ωref (for example, the base frequency) are changed. Even if it is used, it is possible to obtain the same effect as when the excitation current command i1d * and the excitation current reference value idref are changed.
[0077]
As described above, according to the configuration of the present embodiment, even when there is an error in the primary resistance and leakage inductance assumed in the control device, the primary resistance correction value and the leakage inductance correction value are fed back from the induction motor, etc. It is possible to identify the correct primary resistance and leakage inductance of the induction motor by obtaining the value by calculation based on the above and adding or subtracting the value to a presumed set value.
[0078]
Then, by using the identification values of the primary resistance and leakage inductance in the dq-axis voltage command calculation unit 4A, fluctuations in the primary resistance and leakage inductance and initial value errors are prevented from adversely affecting the identification of the secondary resistance. The resistance can be identified to an accurate value.
[0079]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the primary resistance correction means calculates the primary resistance correction value by the primary resistance correction means to correct the primary resistance, and the leakage inductance correction means calculates the leakage inductance correction value of the induction motor. By correcting the leakage inductance, even if there is a variation in the primary resistance or leakage inductance that occurs during installation of the induction motor, an error in the initial value, or a variation in the primary resistance due to a temperature change of the induction motor, these are accurately corrected. The identification error of the secondary resistance value can be eliminated.
[0080]
As a result, it is possible to obtain a desired output torque that is always stable with high accuracy. Moreover, the measurement and adjustment of the control parameters for each induction motor to be installed, which has been conventionally required, are unnecessary, and the installation work can be simplified.
[0081]
In addition, the torque current command is compared with a predetermined set value, the primary resistance is identified in the vicinity of the no-load state where the torque current command is small, and the leakage inductance is identified in the loaded state where the torque current command * is large. Resistance and leakage inductance can be corrected more accurately, and more accurate torque control of the induction motor can be performed.
[0082]
Furthermore, by comparing the torque current command with a predetermined set value and correcting the primary resistance based on the result of comparing the excitation current command or angular frequency with a predetermined set value, the state of the excitation current and angular frequency can be changed. Therefore, it is possible to identify the primary resistance with higher accuracy taking into consideration the above, and to perform torque control of the induction motor with higher accuracy.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of an induction motor control apparatus according to the present invention.
FIG. 2 is a block diagram of an embodiment of primary resistance correction means and leakage inductance correction means according to the present invention.
FIG. 3 is a block diagram of another embodiment of primary resistance correction means and leakage inductance correction means according to the present invention.
FIG. 4 is a block diagram of a conventional induction motor control device.
FIG. 5 is a block diagram of exciting inductance identification means.
FIG. 6 is a block diagram of secondary resistance identification means.
FIG. 7 is an equivalent circuit diagram of the induction motor.
[Explanation of symbols]
1,8,13A, 17,20A converter, 2,7 divider, 3 two-phase three-phase converter, 4A dq-axis voltage command calculation unit, 5,32,33,34,35,36,44 adder, 6 current detector, 9 three-phase to two-phase converter, 10 two-phase sine wave generator, 11, 15, 31, 43 subtractor, 12, 16, 21, 25, 41, 42 amplifier, 14, 19 multiplier, 22, 37, 38, 46, 47 Comparator, 23, 39, 40, 48 Switch, 24 Data table, 26 Inverter, 27 DC power supply, 28 Induction motor, 29 Position detector, 30 Differentiator, 45 Converter (averaging) Means), 49, 50 cage, 51 AND unit, r1 primary resistance, Lσ leakage inductance.

Claims

直流電源から変換された三相交流電流により駆動される誘導電動機の制御装置であって、トルク指令と磁束密度指令からなる二相指令を前記誘導電動機の１次電流を制御するための三相電圧指令に変換する手段と、前記誘導電動機の三相の１次電流を検出しトルク電流検出値と励磁電流検出値からなる二相の検出値に変換すると共に、この二相の検出値を前記二相指令を三相電圧指令に変換する手段にフィードバックする手段とを備えた誘導電動機の制御装置において、
前記磁束密度指令を前記誘導電動機の励磁インダクタンスに基づき励磁電流指令に変換する手段と、
前記トルク指令と前記磁束密度指令とからトルク電流指令を出力する手段と、
前記励磁電流指令と前記励磁電流検出値とに基づき励磁電流誤差を算出する手段と、
前記トルク電流指令と前記トルク電流検出値とに基づきトルク電流誤差を算出する手段と、
前記トルク電流指令または前記トルク電流検出値と前記トルク電流誤差とに基づき誘導電動機の二次抵抗補正値を算出する手段と、
前記トルク電流指令および前記磁束密度指令と、前記二次抵抗補正値により補正された二次抵抗値とに基づきすべり角周波数を算出するすべり角周波数算出手段と、
前記すべり角周波数と実際の誘導電動機の回転角周波数とに基づき角周波数指令を算出する角周波数指令算出手段と、
前記トルク電流指令と、前記誘導電動機の漏れインダクタンスと、前記角周波数指令と、前記励磁電流誤差とに基づき、励磁電流と同相の励磁電流同相電圧指令を算出するｄ軸電圧指令算出手段と、
前記トルク電流指令と、前記誘導電動機の一次抵抗と、前記励磁電流指令と、前記漏れインダクタンスと、前記角周波数指令と、前記トルク電流誤差とに基づき、トルク電流と同相のトルク電流同相電圧指令を算出するｑ軸電圧指令算出手段と、
前記励磁電流同相電圧指令および前記トルク電流同相電圧指令と、前記角周波数指令とに基づき前記誘導電動機の１次電流を制御するための前記三相電圧指令を算出する三相電圧指令発生手段と、
前記励磁電流誤差と、前記トルク電流指令または前記トルク電流検出値に基づき前記誘導電動機の一次抵抗の値を補正する一次抵抗補正手段と、
前記励磁電流誤差と、前記トルク電流指令または前記トルク電流検出値と、前記角周波数指令に基づき前記誘導電動機の漏れインダクタンスの値を補正する漏れインダクタンス補正手段と、
を備え、さらに、
前記二次抵抗補正値と前記漏れインダクタンス補正値を、前記トルク電流指令または前記トルク電流検出値が予め定められた所定値以上のときに同時に算出し、前記トルク電流指令または前記トルク電流検出値が予め定められた所定値以下のときに算出した前記二次抵抗補正値と前記漏れインダクタンス補正値を同時に保持し、
前記一次抵抗補正手段は、前記トルク電流指令または前記トルク電流検出値が予め定められた所定値以下のときに一次抵抗補正値を算出し、前記トルク電流指令または前記トルク電流検出値が予め定められた所定値以上のときに前記一次抵抗補正値を保持する手段を有し、該一次抵抗補正値により誘導電動機の一次抵抗の値を補正することを特徴とする誘導電動機の制御装置。A control device for an induction motor driven by a three-phase alternating current converted from a direct-current power supply, wherein a three-phase voltage for controlling a primary current of the induction motor is a two-phase command comprising a torque command and a magnetic flux density command. A means for converting into a command, and a three-phase primary current of the induction motor is detected and converted into a two-phase detection value comprising a torque current detection value and an excitation current detection value; In a control device for an induction motor comprising means for feeding back to a means for converting a phase command into a three-phase voltage command,
Means for converting the magnetic flux density command into an excitation current command based on the excitation inductance of the induction motor;
Means for outputting a torque current command from the torque command and the magnetic flux density command;
Means for calculating an excitation current error based on the excitation current command and the excitation current detection value;
Means for calculating a torque current error based on the torque current command and the torque current detection value;
Means for calculating a secondary resistance correction value of the induction motor based on the torque current command or the torque current detection value and the torque current error;
A slip angular frequency calculating means for calculating a slip angular frequency based on the torque current command and the magnetic flux density command, and a secondary resistance value corrected by the secondary resistance correction value;
Angular frequency command calculating means for calculating an angular frequency command based on the slip angular frequency and the actual rotational angular frequency of the induction motor;
D-axis voltage command calculation means for calculating an excitation current in-phase voltage command in phase with the excitation current based on the torque current command, the leakage inductance of the induction motor, the angular frequency command, and the excitation current error;
Based on the torque current command, the primary resistance of the induction motor, the excitation current command, the leakage inductance, the angular frequency command, and the torque current error, a torque current common-mode voltage command in phase with the torque current is obtained. Q-axis voltage command calculating means for calculating;
Three-phase voltage command generating means for calculating the three-phase voltage command for controlling the primary current of the induction motor based on the excitation current common-mode voltage command, the torque current common-mode voltage command, and the angular frequency command ;
Primary resistance correction means for correcting a value of a primary resistance of the induction motor based on the excitation current error and the torque current command or the torque current detection value;
Leakage inductance correction means for correcting the value of the leakage inductance of the induction motor based on the excitation current error, the torque current command or the torque current detection value, and the angular frequency command;
In addition,
The secondary resistance correction value and the leakage inductance correction value are calculated simultaneously when the torque current command or the torque current detection value is equal to or greater than a predetermined value, and the torque current command or the torque current detection value is calculated. The secondary resistance correction value calculated when the value is equal to or less than a predetermined value and the leakage inductance correction value are simultaneously held,
The primary resistance correction means calculates a primary resistance correction value when the torque current command or the torque current detection value is equal to or smaller than a predetermined value, and the torque current command or the torque current detection value is predetermined. An induction motor control device comprising: means for holding the primary resistance correction value when the value is equal to or greater than a predetermined value, and correcting the primary resistance value of the induction motor by the primary resistance correction value .

前記一次抵抗補正手段は、前記トルク電流指令または前記トルク電流検出値の絶対値が予め定められた所定値以下で、かつ、前記励磁電流指令が予め定められた所定値以上であるときに一次抵抗補正値を算出し、前記励磁電流指令が予め定められた所定値以下であり、または、前記トルク電流指令または前記トルク電流検出値が予め定められた所定値以上のときに一次抵抗補正値を保持する手段を有し、該一次抵抗補正値により誘導電動機の一次抵抗の値を補正することを特徴とする請求項１記載の誘導電動機の制御装置。It said primary resistance correction means, the absolute value of the torque current command or the torque current detection value predetermined value below the predetermined are and the can and the exciting current command is Ru der than a predetermined value calculating a primary resistance correction value, the exciting current Ri command predetermined prescribed value der below or primary resistance correction when the torque current command or the torque current detection value is equal to or greater than a predetermined value and means for holding the value, the primary resistance correction value by the induction motor controller according to claim 1 Symbol placement of the induction motor and corrects the value of the primary resistance.