JP3643908B2 - ブラシレスｄｃモータ制御方法およびその装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はブラシレスＤＣモータ制御方法およびその装置に関し、さらに詳細にいえば、エンコーダなどの位置センサを用いることなく、ブラシレスＤＣモータを最大効率で運転するための方法およびその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、ブラシレスＤＣモータを制御するに当たって、回転子の回転位置を検出することが必須であることが知られている。そして、回転子の回転位置を検出するための方法として、ロータリーエンコーダを用いる方法、ホール素子などを用いる方法、１２０°通電波形を採用するとともに、誘起電圧のゼロクロスを検出する方法が知られている。
【０００３】
これらの方法のうち、ロータリーエンコーダを用いる方法は、装置全体の著しいコストアップを招いてしまうので、ブラシレスＤＣモータを動力源とする家電製品などのようにコストダウンの要求が強いものには適用することができない。また、ホール素子などを用いる方法は、コンプレッサーのように高温、高圧などの過酷な環境を生成するものに組み込むことが著しく困難もしくは不可能である。
【０００４】
これらと異なり、１２０°通電波形を採用するとともに、誘起電圧のゼロクロスを検出する方法は、ロータリーエンコーダを用いる方法、ホール素子などを用いる方法を適用することが困難な用途であっても簡単に適用することができる。
【０００５】
また、以上のようにして検出された回転位置に基づいてブラシレスＤＣモータを制御するに当たって、従来は以下の制御方法が採用されていた。
【０００６】
永久磁石を回転子の表面に装着してなるブラシレスＤＣモータ（以下、表面磁石モータと略称する）を制御するに当たっては、リラクタンストルクを発生しないので、ｄ軸電流ｉｄを０にする制御方法が採用されている。
【０００７】
また、永久磁石を回転子の内部に装着してなるブラシレスＤＣモータ（以下、埋込磁石モータ、またはＩＰＭと略称する）を制御するに当たっては、リラクタンストルクを発生するので、ｉ_ｄ＝０よりも電流位相を大きく進める制御方法が採用されている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、回転位置をセンサを用いることなく検出して埋込磁石モータを制御する場合には、一般的に１２０°通電を採用するとともに、誘起電圧のゼロクロスを検出して回転位置を検出するようにしているので、所望の電流位相βを得ることができない。
【０００９】
また、従来の制御方法として、３次調波を用いて回転位置を検出し、供給電力を監視しながら埋込磁石モータを最大効率制御しようとする方法、および３次調波の振幅を監視しながら埋込磁石モータを最大効率制御しようとする方法が提案されている。
【００１０】
しかし、前者の方法を採用した場合には、負荷が変動する環境では最大効率制御を行うことができず、また後者の方法を採用した場合には、３次調波の不正確性に起因して正確な位相制御を行うことができず、ひいては最大効率制御を達成することができない。
【００１１】
さらに、上述した何れの方法においても、回転位置の検出が離散的であり緻密な制御を行うことができず、モータの運転状態によって、検出した回転位置が実際の回転位置からずれ易いという不都合がある。
【００１２】
【発明の目的】
この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、回転位置センサを用いることなく埋込磁石モータを最大効率制御することができるブラシレスＤＣモータ制御方法およびその装置を提供することを目的としている。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
請求項１のブラシレスＤＣモータ制御方法は、回転子の内部に永久磁石を装着してなるブラシレスＤＣモータを回転位置センサを用いることなく回転子の回転位置を検出して制御するに当たって、
最大効率制御を達成すべく電流位相を制御して電流位相を、ブラシレスＤＣモータの各運転状態毎に予め測定により得られた、最大効率を実現できる電流位相を近似する式に基づいて算出される目標電流位相にする方法である。
【００１７】
請求項２のブラシレスＤＣモータ制御方法は、ブラシレスＤＣモータの固定子の中性点の電圧と、固定子巻線の端子電圧の平均値とに基づいて回転子の回転位置を検出し、検出された位置信号をブラシレスＤＣモータの運転条件に基づいて補正し、補正された位置信号を基準として電流位相を制御する方法である。
【００１８】
請求項３のブラシレスＤＣモータ制御方法は、固定子巻線の印加電圧、モータ電流、およびブラシレスＤＣモータの機器定数を用いて所定の演算を行って回転子の回転位置を算出し、算出された回転位置に基づいて電流位相を制御する方法である。
【００１９】
請求項４のブラシレスＤＣモータ制御方法は、電圧型インバータが発生する高調波電流から求められたインダクタンスおよび回転子の突極性から回転子の回転位置を算出し、算出された回転位置に基づいて電流位相を制御する方法である。
【００２３】
請求項５のブラシレスＤＣモータ制御装置は、回転子の内部に永久磁石を装着してなるブラシレスＤＣモータを回転位置センサを用いることなく回転子の回転位置を検出して制御するものであって、
最大効率制御を達成すべく電流位相を制御して電流位相を、ブラシレスＤＣモータの各運転状態毎に予め測定により得られた、最大効率を実現できる電流位相を近似する式に基づいて算出される目標電流位相にする電流位相制御手段を含むものである。
【００２５】
請求項６のブラシレスＤＣモータ制御装置は、ブラシレスＤＣモータの固定子の中性点の電圧と、固定子巻線の端子電圧の平均値とに基づいて回転子の回転位置を検出する回転位置検出手段と、検出された位置信号をブラシレスＤＣモータの運転条件に基づいて補正する補正手段とをさらに含み、前記電流位相制御手段として、補正された位置信号を基準として電流位相を制御するものを採用するものである。
【００２６】
請求項７のブラシレスＤＣモータ制御装置は、固定子巻線の印加電圧、モータ電流、およびブラシレスＤＣモータの機器定数を用いて所定の演算を行って回転子の回転位置を算出する回転位置算出手段をさらに含み、前記電流位相制御手段として、算出された回転位置に基づいて電流位相を制御するものを採用するものである。
【００２７】
請求項８のブラシレスＤＣモータ制御装置は、電圧型インバータが発生する高調波電流から求められたインダクタンスおよび回転子の突極性から回転子回転位置を算出する回転位置算出手段をさらに含み、前記電流位相制御手段として、算出された回転位置に基づいて電流位相を制御するものを採用するものである。
【００３０】
請求項１０のブラシレスＤＣモータ制御方法は、磁束がほぼ０であることを検出し、磁束がほぼ０であることを検出したことに応答して進相制御を行って磁束がほぼ０になる領域を避ける方法である。
【００３１】
請求項１１のブラシレスＤＣモータ制御方法は、磁束がほぼ０であることを検出し、磁束がほぼ０であることを検出したことに応答して電流垂下制御を行って磁束がほぼ０になる領域を避ける方法である。
【００３３】
請求項１２のブラシレスＤＣモータ制御方法は、回転座標モータモデルを用いて回転子の回転位置の推定を行う方法である。
【００３４】
請求項１３のブラシレスＤＣモータ制御方法は、モータ電圧、モータ電流、およびブラシレスＤＣモータの機器定数を用いて回転子の回転位置を推定し、この推定結果を用いてインバータを制御し、ブラシレスＤＣモータを制御するに当たって、
回転位置推定に関する一巡伝達関数のゲインを、目標位相、トルク範囲で安定条件を満たす値に設定する方法である。
【００３５】
請求項１４のブラシレスＤＣモータ制御方法は、伝達関数Ｇが数１で表され、Ｇ／（１＋Ｇ）の分母多項式のｓの実根が全て負になるように伝達関数ＧのゲインＫθとＦ（ｓ）を設定する方法である。
【００３６】
請求項１５のブラシレスＤＣモータ制御方法は、固定座標モータモデルを用いて回転子の回転位置の推定を行う方法である。
【００３７】
請求項１６のブラシレスＤＣモータ制御方法は、運転開始前にモータ機器定数を同定する方法である。
【００３８】
請求項１７のブラシレスＤＣモータ制御方法は、目標電流位相を、モータの最高効率位相または最大トルク位相以上に進める方法である。
【００３９】
請求項１８のブラシレスＤＣモータ制御方法は、ブラシレスＤＣモータとして圧縮機を駆動するものを採用する方法である。
【００４０】
請求項１９のブラシレスＤＣモータ制御装置は、モータ電圧、モータ電流、およびブラシレスＤＣモータの機器定数を用いて磁束情報から回転子の回転位置を推定し、この推定結果を用いてインバータを制御し、突極性を持つブラシレスＤＣモータを制御するものであって、
磁束がほぼ０であることに応答して動作ポイントを変更するようインバータを制御するインバータ制御手段を含むものである。
【００４２】
請求項２０のブラシレスＤＣモータ制御装置は、前記インバータ制御手段として、磁束がほぼ０であることを検出し、磁束がほぼ０であることを検出したことに応答して進相制御を行って磁束がほぼ０になる領域を避けるものを採用するものである。
【００４３】
請求項２１のブラシレスＤＣモータ制御装置は、前記インバータ制御手段として、磁束がほぼ０であることを検出し、磁束がほぼ０であることを検出したことに応答して電流垂下制御を行って磁束がほぼ０になる領域を避けるものを採用するものである。
【００４５】
請求項２２のブラシレスＤＣモータ制御装置は、前記インバータ制御手段として、回転座標モータモデルを用いて回転子の回転位置の推定を行うものを採用するものである。
【００４６】
請求項２３のブラシレスＤＣモータ制御装置は、モータ電圧、モータ電流、およびブラシレスＤＣモータの機器定数を用いて回転子の回転位置を推定し、この推定結果を用いてインバータを制御し、ブラシレスＤＣモータを制御するものであって、
伝達関数を用いて回転位置推定を行うとともに、回転位置推定に関する一巡伝達関数のゲインを、目標位相、トルク範囲で安定条件を満たす値に設定するインバータ制御手段を含むものである。
【００４７】
請求項２４のブラシレスＤＣモータ制御装置は、前記インバータ制御手段として、数１で表される伝達関数Ｇを採用し、Ｇ／（１＋Ｇ）の分母多項式のｓの実根が全て負になるように伝達関数ＧのゲインＫθとＦ（ｓ）を設定するものを採用するものである。
【００４８】
請求項２５のブラシレスＤＣモータ制御装置は、前記インバータ制御手段として、固定座標モータモデルを用いて回転子の回転位置の推定を行うものを採用するものである。
【００４９】
請求項２６のブラシレスＤＣモータ制御装置は、前記インバータ制御手段として、運転開始前にモータ機器定数を同定するものを採用するものである。
【００５０】
請求項２７のブラシレスＤＣモータ制御装置は、前記インバータ制御手段として、目標電流位相を、モータの最高効率位相または最大トルク位相以上に進めるものを採用するものである。
【００５１】
請求項２８のブラシレスＤＣモータ制御装置は、ブラシレスＤＣモータとして圧縮機を駆動するものを採用するものである。
【００５４】
【作用】
請求項１のブラシレスＤＣモータ制御方法であれば、回転子の内部に永久磁石を装着してなるブラシレスＤＣモータを回転位置センサを用いることなく回転子の回転位置を検出して制御するに当たって、
最大効率制御を達成すべく電流位相を制御して電流位相を、ブラシレスＤＣモータの各運転状態毎に予め測定により得られた、最大効率を実現できる電流位相を近似する式に基づいて算出される目標電流位相にするのであるから、位置センサを用いることなく回転子の回転位置を検出することができるとともに、目標電流位相を測定する必要がなく、処理を簡単化することができ、しかも最大効率制御を達成することができる。
【００５６】
請求項２のブラシレスＤＣモータ制御方法であれば、ブラシレスＤＣモータの固定子の中性点の電圧と、固定子巻線の端子電圧の平均値とに基づいて回転子の回転位置を検出し、検出された位置信号をブラシレスＤＣモータの運転条件に基づいて補正し、補正された位置信号を基準として電流位相を制御するのであるから、ブラシレスＤＣモータの固定子の中性点の電圧と、固定子巻線の端子電圧の平均値とに基づいて回転子の回転位置を検出する場合に適用することができ、最大効率制御を達成することができる。
【００５７】
請求項３のブラシレスＤＣモータ制御方法であれば、固定子巻線の印加電圧、モータ電流、およびブラシレスＤＣモータの機器定数を用いて所定の演算を行って回転子の回転位置を算出し、算出された回転位置に基づいて電流位相を制御するのであるから、固定子巻線の印加電圧、モータ電流、およびブラシレスＤＣモータの機器定数を用いて所定の演算を行って回転子の回転位置を算出する場合に適用することができ、最大効率制御を達成することができる。
【００５８】
請求項４のブラシレスＤＣモータ制御方法であれば、電圧型インバータが発生する高調波電流から求められたインダクタンスおよび回転子の突極性から回転子の回転位置を算出し、算出された回転位置に基づいて電流位相を制御するのであるから、電圧型インバータが発生する高調波電流から求められたインダクタンスおよび回転子の突極性から回転子の回転位置を算出する場合に適用することができ、最大効率制御を達成することができる。
【００６３】
請求項５のブラシレスＤＣモータ制御装置であれば、回転子の内部に永久磁石を装着してなるブラシレスＤＣモータを回転位置センサを用いることなく回転子の回転位置を検出して制御するに当たって、
電流位相制御手段によって、最大効率制御を達成すべく電流位相を制御して電流位相を、ブラシレスＤＣモータの各運転状態毎に予め測定により得られた、最大効率を実現できる電流位相を近似する式に基づいて算出される目標電流位相にすることができる。
したがって、位置センサを用いることなく回転子の回転位置を検出することができるとともに、目標電流位相を測定する必要がなく、処理を簡単化することができ、しかも最大効率制御を達成することができる。
【００６５】
請求項６のブラシレスＤＣモータ制御装置であれば、回転位置検出手段によって、ブラシレスＤＣモータの固定子の中性点の電圧と、固定子巻線の端子電圧の平均値とに基づいて回転子の回転位置を検出し、補正手段によって、検出された位置信号をブラシレスＤＣモータの運転条件に基づいて補正し、電流位相制御手段によって、補正された位置信号を基準として電流位相を制御することができる。
【００６６】
したがって、ブラシレスＤＣモータの固定子の中性点の電圧と、固定子巻線の端子電圧の平均値とに基づいて回転子の回転位置を検出する場合に適用することができ、最大効率制御を達成することができる。
【００６７】
請求項７のブラシレスＤＣモータ制御装置であれば、回転位置算出手段によって、固定子巻線の印加電圧、モータ電流、およびブラシレスＤＣモータの機器定数を用いて所定の演算を行って回転子の回転位置を算出し、電流位相制御手段によって、算出された回転位置に基づいて電流位相を制御することができる。
【００６８】
したがって、固定子巻線の印加電圧、モータ電流、およびブラシレスＤＣモータの機器定数を用いて所定の演算を行って回転子の回転位置を算出する場合に適用することができ、最大効率制御を達成することができる。
【００６９】
請求項８のブラシレスＤＣモータ制御装置であれば、回転位置算出手段によって、電圧型インバータが発生する高調波電流から求められたインダクタンスおよび回転子の突極性から回転子回転位置を算出し、電流位相制御手段によって、算出された回転位置に基づいて電流位相を制御することができる。
【００７０】
したがって、電圧型インバータが発生する高調波電流から求められたインダクタンスおよび回転子の突極性から回転子の回転位置を算出する場合に適用することができ、最大効率制御を達成することができる。
【００７１】
請求項９のブラシレスＤＣモータ制御方法であれば、モータ電圧、モータ電流、およびブラシレスＤＣモータの機器定数を用いて磁束情報から回転子の回転位置を推定し、この推定結果を用いてインバータを制御し、突極性を持つブラシレスＤＣモータを制御するに当たって、
磁束がほぼ０であることに応答して動作ポイントを変更するようインバータを制御するのであるから、モータの構造に左右されることなく適用範囲を拡大することができ、しかも、回転子の回転位置を常に正確に推定してブラシレスＤＣモータを安定に制御することができ、さらに、位置推定不能による脱調を避けることができる。
【００７３】
請求項１０のブラシレスＤＣモータ制御方法であれば、磁束がほぼ０であることを検出し、磁束がほぼ０であることを検出したことに応答して進相制御を行って磁束がほぼ０になる領域を避けるのであるから、請求項９と同様の作用を達成することができる。
【００７４】
請求項１１のブラシレスＤＣモータ制御方法であれば、磁束がほぼ０であることを検出し、磁束がほぼ０であることを検出したことに応答して電流垂下制御を行って磁束がほぼ０になる領域を避けるのであるから、請求項９と同様の作用を達成することができる。
【００７６】
請求項１２のブラシレスＤＣモータ制御方法であれば、回転座標モータモデルを用いて回転子の回転位置の推定を行うのであるから、請求項９から請求項１１の何れかの効果に加え、電流、角速度の変動が小さい用途に好適に適用することができる。
【００７７】
請求項１３のブラシレスＤＣモータ制御方法であれば、モータ電圧、モータ電流、およびブラシレスＤＣモータの機器定数を用いて回転子の回転位置を推定し、この推定結果を用いてインバータを制御し、ブラシレスＤＣモータを制御するに当たって、
回転位置推定に関する一巡伝達関数のゲインを、目標位相、トルク範囲で安定条件を満たす値に設定するのであるから、回転子の回転位置を常に正確に推定してブラシレスＤＣモータを安定に制御することができる。
【００７８】
請求項１４のブラシレスＤＣモータ制御方法であれば、伝達関数Ｇが数１で表され、Ｇ／（１＋Ｇ）の分母多項式のｓの実根が全て負になるように伝達関数ＧのゲインＫθとＦ（ｓ）を設定するのであるから、請求項１３と同様の作用を達成することができる。
【００７９】
請求項１５のブラシレスＤＣモータ制御方法であれば、固定座標モータモデルを用いて回転子の回転位置の推定を行うのであるから、請求項９から請求項１１の何れかの効果に加え、電流や角速度変化に拘わらず正確に回転子の回転位置の推定を行うことができる。
【００８０】
請求項１６のブラシレスＤＣモータ制御方法であれば、運転開始前にモータ機器定数を同定するのであるから、請求項９から請求項１５の何れかの効果に加え、正確に回転子の回転位置の推定を行うことができる。
【００８１】
請求項１７のブラシレスＤＣモータ制御方法であれば、目標電流位相を、モータの最高効率位相または最大トルク位相以上に進めるのであるから、請求項９から請求項１６の何れかの効果に加え、ブラシレスＤＣモータの運転範囲を高速側に拡大することができる。
【００８２】
請求項１８のブラシレスＤＣモータ制御方法であれば、ブラシレスＤＣモータとして圧縮機を駆動するものを採用するのであるから、請求項９から請求項１７の何れかの効果に加え、負荷変動が大きく、かつ高速動作させる必要がある圧縮機を安定に駆動することができる。
【００８３】
請求項１９のブラシレスＤＣモータ制御装置であれば、モータ電圧、モータ電流、およびブラシレスＤＣモータの機器定数を用いて磁束情報から回転子の回転位置を推定し、この推定結果を用いてインバータを制御し、突極性を持つブラシレスＤＣモータを制御するに当たって、
インバータ制御手段によって、磁束がほぼ０であることに応答して動作ポイントを変更するようインバータを制御することができる。
【００８４】
したがって、モータの構造に左右されることなく適用範囲を拡大することができ、しかも、回転子の回転位置を常に正確に推定してブラシレスＤＣモータを安定に制御することができ、さらに、位置推定不能による脱調を避けることができる。
【００８６】
請求項２０のブラシレスＤＣモータ制御装置であれば、前記インバータ制御手段として、磁束がほぼ０であることを検出し、磁束がほぼ０であることを検出したことに応答して進相制御を行って磁束がほぼ０になる領域を避けるものを採用するのであるから、請求項１９と同様の作用を達成することができる。
【００８７】
請求項２１のブラシレスＤＣモータ制御装置であれば、前記インバータ制御手段として、磁束がほぼ０であることを検出し、磁束がほぼ０であることを検出したことに応答して電流垂下制御を行って磁束がほぼ０になる領域を避けるものを採用するのであるから、請求項１９と同様の作用を達成することができる。
【００９０】
請求項２２のブラシレスＤＣモータ制御装置であれば、前記インバータ制御手段として、回転座標モータモデルを用いて回転子の回転位置の推定を行うものを採用するのであるから、請求項１９から請求項２１の何れかの効果に加え、電流、角速度の変動が小さい用途に好適に適用することができる。
【００９１】
請求項２３のブラシレスＤＣモータ制御装置であれば、モータ電圧、モータ電流、およびブラシレスＤＣモータの機器定数を用いて回転子の回転位置を推定し、この推定結果を用いてインバータを制御し、ブラシレスＤＣモータを制御するに当たって、
インバータ制御手段によって、伝達関数を用いて回転位置推定を行うとともに、回転位置推定に関する一巡伝達関数のゲインを、目標位相、トルク範囲で安定条件を満たす値に設定することができる。
【００９２】
したがって、回転子の回転位置を常に正確に推定してブラシレスＤＣモータを安定に制御することができる。
【００９３】
請求項２４のブラシレスＤＣモータ制御装置であれば、前記インバータ制御手段として、数１で表される伝達関数Ｇを採用し、Ｇ／（１＋Ｇ）の分母多項式のｓの実根が全て負になるように伝達関数ＧのゲインＫθとＦ（ｓ）を設定するものを採用するのであるから、請求項２３と同様の作用を達成することができる。
【００９４】
請求項２５のブラシレスＤＣモータ制御装置であれば、前記インバータ制御手段として、固定座標モータモデルを用いて回転子の回転位置の推定を行うものを採用するのであるから、請求項１９から請求項２１の何れかの効果に加え、電流や角速度変化に拘わらず正確に回転子の回転位置の推定を行うことができる。
【００９５】
請求項２６のブラシレスＤＣモータ制御装置であれば、前記インバータ制御手段として、運転開始前にモータ機器定数を同定するものを採用するのであるから、請求項１９から請求項２５の何れかの効果に加え、正確に回転子の回転位置の推定を行うことができる。
【００９６】
請求項２７のブラシレスＤＣモータ制御装置であれば、前記インバータ制御手段として、目標電流位相を、モータの最高効率位相または最大トルク位相以上に進めるものを採用するのであるから、請求項１９から請求項２６の何れかの効果に加え、ブラシレスＤＣモータの運転範囲を高速側に拡大することができる。
【００９７】
請求項２８のブラシレスＤＣモータ制御装置であれば、ブラシレスＤＣモータとして圧縮機を駆動するものを採用するのであるから、請求項１９から請求項２７の何れかの作用に加え、負荷変動が大きく、かつ高速動作させる必要がある圧縮機を安定に駆動することができる。
【００９８】
さらに説明する。
【００９９】
「ＩＰＭモータのセンサレス制御」、モータ技術シンポジウムＢ−５、９９／３月に記載された数式数２、数３、数４、数５、数６に座標変換の式数７を代入し、ｄｑ軸上の電圧Ｖ_dq、電流ｉ_dqおよび真の回転子角度θを用いてモータ逆モデルとフィードバックを用いた系に書き直すと図８に示すようになる。
【０１００】
【数２】

【０１０１】
【数３】

【０１０２】
【数４】

【０１０３】
【数５】

【０１０４】
【数６】

【０１０５】
【数７】

なお、図８中において、θは電気角、ωは電気角速度、ｖ_γ、ｖ_δはγδ軸電圧、ｉ_γ、ｉ_δはγδ電流、ε_γ、ε_δはγδ軸誘起電圧、φは永久磁石による電機子鎖交磁束、Ｒは電機子抵抗、Ｌ_d、Ｌ_qはｄｑ軸インダクタンス、ｓは微分演算子、＾は推定値を、それぞれ示している。また、図８中のＩ、ｖ_γδ、ｉ_γδ、ε_γδ、Ｌ_I、Ｌ_J、θ_e、Ｔ（θ_e）、α_I、β_Iは数８に示すとおりである。
【０１０６】
【数８】

さらに、フィードバックループ中の非線形要素を線形化すると（ｃｏｓθ_e→１、ｓｉｎθ_e→θ_e、＾ω→ωとすると）、図９に示すブロック構成が得られる。
【０１０７】
図９のブロック構成を用い、ｉ_dqが周期的な場合の収束性を考える。線形近似ブロック線図よりｘ_γは数９で与えられる。
【０１０８】
【数９】

ここで、数９の｛｝内をａ₀＋ａ_1sｓｉｎθ₁＋ａ_1cｃｏｓθ₁、
θ_e＝ｅ₀＋ｅ_1sｓｉｎθ₁＋ｅ_1cｃｏｓθ₁＋ｅ_2sｓｉｎ２θ₁＋ｅ_2cｃｏｓ２θ₁の場合を考える。ｘ_γは数１０となる。
【０１０９】
【数１０】

θ_eは検出できないので、代わりにｘ_γのＤＣ成分と１次成分とを０に制御（ｋθ→∞が必要）すると、数９中の点線部が０になるようにｅ₀、ｅ_1s、ｅ_1cが調整される。数１０より目的（ｅ₀＝ｅ_1s＝ｅ_1c＝０）を達成するためには、ａ₀≠０、かつａ_1s＝ａ_1c＝０であればよい。そして、前者は、｛φ＋（Ｌ_d−Ｌ_q）ｉ_d｝ωの平均値が０でないことと等価であり、後者は、｛φω＋（Ｌ_d−Ｌ_q）［ω_s −ｓ］ｉ_dq｝の１次成分、２次成分が０であることと等価である。これは、ωが一定、かつＬ_d＝Ｌ_qまたはｉ_d、ｉ_qが一定であることと等価である。
【０１１０】
この結果、＾θ→θとなるために十分な条件は、安定、かつ（１）θ_eは小さい（ｃｏｓθ_e→１、ｓｉｎθ_e→θ_e）、（２）φ以外の機器定数（Ｒ、Ｌ_d、Ｌ_q）のずれなし、（３）ｋ_θ＝∞、（４）＾ω＝ω＝一定、（５）Ｌ_d＝Ｌ_qまたはｉ_d、ｉ_qが一定、（６）｛φ＋（Ｌ_d−Ｌ_q）ｉ_d｝ωの平均値が０でない、を満たすことである。 この際、特に（Ｌ_d−Ｌ_q）ｉ_d＋φ≠０、および安定性確保は位置検出のための絶対条件であるが、他は誤差縮小のための条件である。
【０１１１】
また、モータ逆モデルを用い、かつセンサを用いることなく位置検出を行うための他のブロック構成を図１０に示す。
【０１１２】
なお、図１０において、θは電気角、ωは電気角速度、γδ座標は＾θ回転座標、αβ座標は２相直交固定子座標、ｖ_γ、ｖ_δはγδ軸電圧、ｖ_α、ｖ_βはαβ軸電圧、ｉ_α、ｉ_βはαβ軸電流、φは電機子鎖交磁束、Ｒは電機子抵抗、Ｌ_d、Ｌ_qはｄｑ軸インダクタンス、ｓは微分演算子、＾は推定値、￣はセンサ値を、それぞれ示している。また、図１０中のＬ_p、Ｌ_m、、ｖ_γδ、ｖ_αβ、ｉ_αβ、Φ_αβ、ｆ（θ）は数１１に示すとおりである。
【０１１３】
【数１１】

そして、このブロック構成を採用した場合にも、｛（Ｌ_d−Ｌ_q）Φ_αβ ^Tｉ_αβ＋φ｝＝（Ｌ_d−Ｌ_q）ｉ_d＋φ≠０が位置検出のための条件であることが分かる。
【０１１４】
図１１にｄ軸を基準とした電流位相と２相変換後の電流値Ｉ_aに対するΨ＝（Ｌ_d−Ｌ_q）ｉ_d＋φのグラフを示す。
【０１１５】
電流位相が−５０°から−１３０°、Ｉ_a＞７Ａの領域でΨ＝０が認められ、この領域では位置検出が不可能になる可能性があることが分かる。なお、Ｉ_aは３相モータにおける相電流のピーク値の（３／２）^1/2である。
【０１１６】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して、この発明のブラシレスＤＣモータ制御方法およびその装置の実施の態様を詳細に説明する。
【０１１７】
図１はこの発明のブラシレスＤＣモータ制御装置の一実施態様を示すブロック図である。
【０１１８】
このブラシレスＤＣモータ制御装置は、直流電力を入力とするインバータ（電圧形インバータであることが好ましい）１からの出力を、回転子の内部に永久磁石を装着してなるブラシレスＤＣモータ２に供給している。そして、位置センサを用いることなくブラシレスＤＣモータ２の回転子の回転位置θを検出するとともに、回転速度ωを検出する回転子回転位置検出部３と、外部から与えられる速度指令および検出された回転速度ωを入力として速度制御演算を行って電流位相指令および電流振幅指令を出力する速度制御部４と、回転位置θ、電流位相指令および電流振幅指令を入力として電流制御演算を行ってＰＷＭ（パルス幅変調）指令を出力し、インバータ１に供給する電流制御部５とを有している。
【０１１９】
前記回転子回転位置検出部３では、位置検出部において、ブラシレスＤＣモータ１２の固定子巻線の中性点の電圧と固定子巻線の端子電圧の平均値との差を算出し、差電圧のゼロクロスを検出し、検出されたゼロクロスから回転子の予測位置を得て出力し、位置補正部において、差電圧の振幅と差電圧の位相誤差との関係を予め求めておき、それを打ち消すように、位置検出部から出力される予測位置を補正する。これにより、回転子の回転位置を正確に検出する。
【０１２０】
ただし、上記位置補正部に代えて、差電圧の振幅、差電圧の積分信号の振幅、ブラシレスＤＣモータの相電流、ブラシレスＤＣモータの相電圧、インバータの入力電流（ＤＣ電流）、インバータの入力電圧（ＤＣ電圧）、ブラシレスＤＣモータの回転数、インバータ内部情報｛パルス幅変調（ＰＷＭ）指令、回転速度など｝から選択された少なくとも１つの値を入力として補正量を算出し、算出された補正量に基づいて位置検出部から出力される仮の予測位置を補正して、補正後の予測位置として出力する位置補正部を採用することが可能である。
【０１２１】
また、上記位置補正部に代えて、差電圧の振幅およびブラシレスＤＣモータの相電流の振幅を入力として補正量（補正角度）を出力する補正マップと、位置検出部から出力される回転子の仮の予測位置に対して補正量を加算して補正後の予測位置を得て出力する加算部とを採用することも可能である。
【０１２２】
さらに、差電圧を入力として回転子の第１の仮の予測位置を出力する第１位置検出部と、相電圧ＰＷＭ指令および回転子位置を入力としてモデル化された差電圧を出力するモータモデルと、モデル化された差電圧を入力として回転子の第２の仮の予測位置を出力する第２位置検出部と、第１の仮の予測位置と第２の仮の予測位置との差を算出する差算出部と、予測位置どうしの差を入力としてこれを０にする補正量（補正角度）を得て出力する補正量出力部と、第１の仮の予測位置から補正量を減算して補正後の予測位置（上記回転子位置）を得て出力する減算部とを有する構成を採用することも可能である。この場合において、差電圧の振幅を検出する第１振幅検出部と、モデル化された差電圧の振幅を検出する第２振幅検出部と、両振幅の差を算出する差振幅算出部とをさらに有するとともに、補正量出力部に代えて、予測位置どうしの差および両振幅の差を入力としてこれらを０にする補正量（補正角度）を得て出力する補正量出力部を採用することも可能である。
【０１２３】
さらにまた、差電圧を入力として、回転子の第１の仮の予測位置を出力する第１位置検出部と、ブラシレスＤＣモータの相電圧および相電流を入力として回転子の第２の仮の予測位置を出力する第２位置検出部と、第１の仮の予測位置と第２の仮の予測位置との差を算出する差算出部と、算出された差を入力として記憶する誤差記憶部と、第１の仮の予測位置に対して誤差記憶部に記憶されている誤差を加算して補正後の予測位置として出力する加算部とを有する構成を採用することも可能である（特願平１０−３１５０３５号参照）。
【０１２４】
また、前記回転子回転位置検出部３においては、指令電圧とモータ電流とから速度起電力を推定し、推定速度起電力に対応してγ−δ軸を定義し、推定速度起電力を、所定の大きさのｑ軸方向ベクトルとして表現される速度起電力に一致させる制御を行って、回転子の回転位置と速度とを推定する（具体的には、推定速度起電力の方向により推定回転位置を得、推定速度起電力の大きさにより推定速度を得る）（「速度起電力推定に基づくセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータ制御」、竹下隆晴他、Ｔ．ＩＥＥ Ｊａｐａｎ，Ｖｏｌ．１１７−Ｄ，Ｎｏ．１，’９７参照）。
【０１２５】
また、前記回転子回転位置検出部３においては、モータ端子電圧と電流に含まれる高調波成分を抽出し（インバータの平均出力電圧ベクトルと各インバータ出力電圧ベクトルとの差を算出することによりモータ端子電圧に含まれる高調波成分を抽出するとともに、変調期間内で用いない電圧ベクトルによる電流ベクトルの変化量から、変調期間に対する所定期間における変調周期の最初と最後の電流ベクトルの差を算出することによりモータ電流ベクトルの高調波成分を抽出する）、回転子の回転位置を推定することもできる（１変調周期の高調波成分に対する方程式に対して左側疑似逆行列を用いてインダクタンス行列を求め、このインダクタンス行列から回転子の回転位置を推定する）（「突極性に基づく位置推定法を用いた位置センサレスＩＰＭモータ駆動システム」、小笠原悟司他、Ｔ．ＩＥＥ Ｊａｐａｎ，Ｖｏｌ．１１８−Ｄ，Ｎｏ．５，’９８参照）。
【０１２６】
前記速度制御部４においては、速度指令と回転速度とから発生すべきトルクを修正し、新たな電流位相指令および電流振幅指令を出力する。具体的には、（１）速度指令と回転速度とから電流振幅指令を算出し（ＰＩ制御などで、一般には回転速度が遅ければ電流指令増加方向に動かし）、（２）修正された電流振幅指令、修正前の電流位相指令から次式の演算を行ってトルクＴを算出して、ブラシレスＤＣモータ２を最大効率にするための電流位相を算出・出力し、（３）修正された電流振幅指令、電流位相指令から次式の演算を行ってトルクＴを算出して、ブラシレスＤＣモータ２を最大効率にするための電流位相を算出・出力し、（４）（３）の処理を適宜繰り返して行う。
Ｔ＝Ｐ_n｛φ＋（Ｌ_d−Ｌ_q）（−Ｉｓｉｎβ）｝Ｉｃｏｓβ
ここで、Ｐ_nは極対数、Ｉは電流振幅、βは電流位相である。
【０１２７】
もちろん、正確かつ高速にトルクを制御する必要がある場合には、電流位相を組み込んだトルク式から、逆問題を解いて電流振幅指令、電流位相指令を直接算出することもできる。
【０１２８】
前記電流制御部５においては、電流振幅指令、電流位相指令、回転子の回転位置（又は回転速度）から、次の演算を行って直接ＰＷＭ指令を生成することができる。
【０１２９】
回転座標系（ｄ、ｑ軸）で表したＩＰＭの電圧方程式は数１２で示される。
【０１３０】
【数１２】

ここで、Ｒ_aは巻線抵抗、ωは回転速度、Ｌ_dはｄ軸インダクタンス、Ｌ_qはｑ軸インダクタンス、Ｉ_d、Ｉ_qはそれぞれｄ軸、ｑ軸電流、Ｖ_d、Ｖ_qはそれぞれｄ軸、ｑ軸電圧、φは鎖交磁束数を表している。
【０１３１】
したがって、電流指令と回転速度とを用いてｄ軸、ｑ軸電圧Ｖ_d、Ｖ_qを算出できることが分かる。
【０１３２】
この時、電圧振幅Ｖ、および電圧位相δは、
Ｖ＝（Ｖ_d ²＋Ｖ_q ²）^1/2
δ＝ｔａｎ^-1（−Ｖ_d／Ｖ_q）
と表され、相電圧Ｖ_u（Ｖ_v、Ｖ_wも位相が１２０°ずつシフトしている他は同様）は、
Ｖ_u＝（２／３）^1/2Ｖｓｉｎ（θ＋δ）
と表される。
【０１３３】
上記の構成のブラシレスＤＣモータ制御装置を採用した場合には、回転子位置に従って最大効率になる電流位相でブラシレスＤＣモータにモータ電流を供給するため、負荷が変動する環境にあっても最大効率制御を行うことができるだけでなく、安定に最大効率制御を行うことができる。
【０１３４】
また、電流制御部５として、電流位相指令、電流振幅指令、回転子回転位置（回転速度）から直接ＰＷＭ信号を作成するものを採用し、回転子回転位置検出部として、固定子巻線の中性点の電圧と、固定子巻線の端子電圧の平均値とに基づいて回転しの回転位置を検出するものを採用し、検出された回転位置信号をブラシレスＤＣモータの運転条件に基づいて補正する（特願平１０−３１５０３５号参照）ことで回転子回転位置、回転速度を算出して制御を行えば、電流センサなどが不要となり、低コストに位置センサレスでの最大効率制御が実現できる。
【０１３５】
図２はこの発明のブラシレスＤＣモータ制御装置の他の実施態様を示すブロック図である。
【０１３６】
このブラシレスＤＣモータ制御装置は、直流電力を入力とするインバータ（電圧形インバータであることが好ましい）１１からの出力をブラシレスＤＣモータ１２に供給している。そして、回転子の回転位置θおよび回転速度ωを回転子回転位置検出部１３によって検出し、駆動波形生成部１４に供給している。また、負荷情報を入力とするトルク算出部１５によって算出されたトルクＴを電流位相決定部１６に供給して電流位相βを表す近似式の演算を行って電流位相βを決定し、駆動波形生成部１４に供給している。さらに、速度制御部１７から出力される速度指令値ω＊、およびインバータ１１における運転電流Ｉを駆動波形生成部１４に供給している。駆動波形生成部１４においては、これらの入力信号に基づいてＰＷＭ指令（ＰＷＭパターン信号）を生成し、インバータ１１に供給する。
【０１３７】
上記の構成のブラシレスＤＣモータ制御装置の作用は次のとおりである。
【０１３８】
先ず、負荷情報（例えば、空気調和機の場合には、室内外の現在温度や温度設定値など）からブラシレスＤＣモータ１２にかかるトルクＴをトルク算出部１５によって算出する。そして、算出されたトルクＴを電流位相決定部１６に供給して電流位相βを表す近似式の演算を行い、制御目標の電流位相βを決定する。
【０１３９】
また、ブラシレスＤＣモータ１２からの信号を用いて（例えば、固定子巻線の中性点の３次高調波を負荷条件に応じて補正して）ブラシレスＤＣモータ１２の回転子の現在の回転位置θを算出する。
【０１４０】
そして、決定された電流位相βと現在の回転位置θに加え、速度制御部１７からの速度指令値ω＊、およびインバータ１２における運転電流Ｉを駆動波形生成部１４に供給してブラシレスＤＣモータ１２を駆動するためのＰＷＭパターン信号を生成してインバータ１１に供給する。インバータ１１においては、ＰＷＭパターン信号に基づいてＩＧＢＴなどのパワーデバイスを制御し、ブラシレスＤＣモータ１２を駆動する。
【０１４１】
ここで、ある回転数（回転速度）でのＩＰＭのトルク毎の最大効率となる電流位相は、例えば、図３に示すとおりである。また、回転数毎に最大効率になる電流位相特性は、例えば、図４に示すとおりである。図３、図４から、電流位相が２０°から４０°付近で最大効率になることが分かる。そこで、この最大効率位相βをトルクＴの関数｛例えば、近似式β＝Ａ・Ｔ＋Ｂ（Ａ、Ｂは定数）｝で表し、この関数を電流位相決定部１６に組み込んでおくことにより、簡単に最大効率位相βを得て、駆動波形の生成に反映させることができる。
【０１４２】
したがって、図２のブラシレスＤＣモータ制御装置を採用すれば、最大効率位相βを簡単に算出することができ、この最大効率位相βを制御目標としてブラシレスＤＣモータを制御することによって、ブラシレスＤＣモータの最大効率制御を達成することができる。
【０１４３】
図５はこの発明のブラシレスＤＣモータ制御装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
【０１４４】
このブラシレスＤＣモータ制御装置が図２のブラシレスＤＣモータ制御装置と異なる点は、電流位相決定部１６に代えて、トルクＴに対応させて電流位相βを格納した最大効率位相テーブル１８を採用した点のみである。
【０１４５】
この最大効率位相テーブル１８の内容の一例を表１に示す。
【０１４６】
【表１】

もちろん、この最大効率位相テーブル１８の内容は、図３に示すように予め求められた最大効率位相特性に基づいて設定される。ここで、最大効率位相テーブル１８の分解能はメモリの容量を考慮して設定すればよく、メモリの容量が少ない場合はトルクＴの分解能を粗くし、それぞれの点の間を補間すればよい。
【０１４７】
上記の構成のブラシレスＤＣモータ制御装置の作用は次のとおりである。
【０１４８】
先ず、負荷情報（例えば、空気調和機の場合には、室内外の現在温度や温度設定値など）からブラシレスＤＣモータ１２にかかるトルクＴをトルク算出部１５によって算出する。そして、算出されたトルクＴを最大効率位相テーブル１８に供給して、制御目標の電流位相βを決定する。
【０１４９】
また、ブラシレスＤＣモータ１２からの信号を用いて（例えば、固定子巻線の中性点の３次高調波を負荷条件に応じて補正して）ブラシレスＤＣモータ１２の回転子の現在の回転位置θを算出する。
【０１５０】
そして、決定された電流位相βと現在の回転位置θに加え、速度制御部１７からの速度指令値ω＊、およびインバータ１２における運転電流Ｉを駆動波形生成部１４に供給してブラシレスＤＣモータ１２を駆動するためのＰＷＭパターン信号を生成してインバータ１１に供給する。インバータ１１においては、ＰＷＭパターン信号に基づいてＩＧＢＴなどのパワーデバイスを制御し、ブラシレスＤＣモータ１２を駆動する。
【０１５１】
図６はこの発明のブラシレスＤＣモータ制御装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
【０１５２】
このブラシレスＤＣモータ制御装置が図２のブラシレスＤＣモータ制御装置と異なる点は、トルク算出部１５および電流位相決定部１６に代えて、電流位相設定部１９を設けた点のみである。
【０１５３】
前記電流位相設定部１９においては、ブラシレスＤＣモータ１２の運転状態に拘わらず予め設定された所定の電流位相βを出力するものである。ここで、電流位相βを一定に保持すれば、トルクの変動、回転数の変動などが生じた場合に、必ずしも最大効率位相を実現できなくなってしまう可能性がある。しかし、図３、図４を参照すれば分かるように、トルクの変動、回転数の変動などが生じても最大効率位相の変動は余り大きくないのであるから、所定の電流位相βを図３、図４などを参照して設定することにより、最大効率位相を実現した場合と比較してほぼ同程度の効率でブラシレスＤＣモータ１２を運転することができる（図７参照）。
【０１５４】
上記の各実施態様を採用した場合には、モータ効率を検出する手段、例えば、電流センサや電圧センサなどの部品を追加することなく低コストで、ブラシレスＤＣモータを最大効率制御することができる。特に、図５、図６の実施態様を採用した場合には、リアルタイムに最大効率位相を算出する必要がなく、低コストなマイコンで制御を実現することができる。
【０１５５】
図１２はこの発明のブラシレスＤＣモータ制御装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
【０１５６】
このブラシレスＤＣモータ制御装置は、交流電源２１を入力とするコンバータ２２と、コンバータ２２の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサ２３と、平滑化された直流電圧を入力とするインバータ２４と、インバータ２４から出力される交流電圧が印加されるブラシレスＤＣモータ２５と、ブラシレスＤＣモータ２５への供給電流を検出する電流検出部２６と、ブラシレスＤＣモータ２５に印加される電圧を検出する電圧検出部２７と、検出電流および検出電圧を入力として磁束Ψ＝（Ｌ_ｄ−Ｌ_ｑ）ｉ_ｄ＋φ、回転子位置および速度を検出する位置・速度検出部２８と、検出された磁束Ψを入力として磁束Ψ≒０であることを検出して進相指令を出力するΨ≒０検出部２９と、検出された速度および外部から与えられる速度指令を入力として速度制御演算を行って電流指令を出力する速度制御部３０と、電流指令、外部から与えられる位相指令、および進相指令を入力として位相制御演算を行って位相を出力する位相制御部３１と、位相制御部３１から出力される位相、検出電流および回転子位置を入力として電流制御演算を行って電圧指令を出力し、インバータ２４に供給する電圧制御部３２とを有している。
【０１５７】
前記位置・速度検出部２８にはモータの機器定数が予め設定されており、この機器定数とモータ電流（供給電流）とモータ電圧（印加電圧）とを用いて磁束情報を算出し、算出された磁束情報から回転子位置を推定して回転子位置を出力するとともに、モータ電流の周期などから速度を検出するものである。
【０１５８】
上記の構成のブラシレスＤＣモータ制御装置を採用した場合には、Ψ≒０検出部２９が磁束Ψ≒０であることを検出していないことを条件として、位相制御部３１が位相指令および電流指令に基づいて位相制御演算を行うので、モータ電流とモータ電圧と機器定数とを用いて回転子位置を推定し、推定された回転子位置に基づいてブラシレスＤＣモータ２５を制御することができる。
【０１５９】
逆に、Ψ≒０検出部２９が磁束Ψ≒０であることを検出した場合には、進相指令を出力するのであるから、位相指令および電流指令に基づいて位相制御演算を行って得られる位相よりも進められた位相を位相制御部３１から出力し、磁束Ψ＝０を避けることによって、回転子位置の正確な推定を可能とし、ひいてはブラシレスＤＣモータ２５を安定に動作させることができる（脱調を防止することができる）。
【０１６０】
なお、図１２の実施態様においては、位置・速度検出部２８において磁束Ψを算出するようにしているが、別途磁束Ψを算出するΨ算出部を設けてもよく、Ψ＝０と等価なモータ電流値、モータ電流位相などを算出して用いてもよい（図１１参照）。また、電流制御系を設けることなく、直接電圧制御を行ってもよい。さらに、モータ電圧を検出する代わりにインバータ指令からモータ電圧を算出するようにしてもよい。
【０１６１】
図１３はこの発明のブラシレスＤＣモータ制御装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
【０１６２】
このブラシレスＤＣモータ制御装置が図１２のブラシレスＤＣモータ制御装置と異なる点は、進相指令を出力するΨ≒０検出部２９に代えて、電流垂下指令を出力して電流制御部３２に供給するΨ≒０検出部２９’を採用した点のみである。
【０１６３】
したがって、この実施態様においては、Ψ≒０検出部２９が磁束Ψ≒０であることを検出した場合に、電流垂下指令に基づいてインバータ出力電流を減少させ、磁束Ψ＝０を避けることによって、回転子位置の正確な推定を可能とし、ひいてはブラシレスＤＣモータ２５を安定に動作させることができる（脱調を防止することができる）。
【０１６４】
図１４はこの発明のブラシレスＤＣモータ制御装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
【０１６５】
このブラシレスＤＣモータ制御装置が図１２のブラシレスＤＣモータ制御装置と異なる点は、進相指令を出力するΨ≒０検出部２９に代えて、Ψ＞０の電流値、電流位相を予め格納したΨ＞０テーブル２９’’を設け、速度制御部３０から出力される電流指令および外部から与えられる位相指令を読み出し指示信号として電流位相を出力し、位相制御部３１に供給した点のみである。
【０１６６】
したがって、この実施態様においては、Ψ＞０となるような電流位相をΨ＞０テーブル２９’’から読み出して位相制御部３１に供給することによって、磁束Ψ＝０を避け、ひいては、回転子位置の正確な推定を可能とし、ひいてはブラシレスＤＣモータ２５を安定に動作させることができる（脱調を防止することができる）。
【０１６７】
なお、Ψ＞０テーブル２９’’を設ける代わりに、Ψ＞０となるような位相リミット部を設けるようにしてもよい。
【０１６８】
図１５はこの発明のブラシレスＤＣモータ制御装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
【０１６９】
このブラシレスＤＣモータ制御装置は、直流電力を入力とするインバータ４１と、インバータ４１から出力される交流電圧が印加されるブラシレスＤＣモータ４２と、３相分のモータ電流を検出する電流検出部４３と、３相分のモータ電流を入力として２相電流（αβ軸電流）への変換を行う３相→２相変換部４４と、変換された２相電流（αβ軸電流）および回転子角度（θ）を入力としてｄｑ軸電流への変換を行うαβ軸→ｄｑ軸変換部４５と、外部から与えられる位相指令および電流指令を入力として−ｓｉｎ処理を施してｄ軸電流指令を出力する−ｓｉｎ処理部４６と、外部から与えられる位相指令および電流指令を入力としてｃｏｓ処理を施してｑ軸電流指令を出力するｃｏｓ処理部４７と、−ｓｉｎ処理部４６から出力されるｄ軸電流とαβ軸→ｄｑ軸変換部４５から出力されるｄ軸電流との差分を算出する第１差算出部４８と、ｃｏｓ処理部４７から出力されるｑ軸電流とαβ軸→ｄｑ軸変換部４５から出力されるｑ軸電流との差分を算出する第２差算出部４９と、第１差算出部４８から出力されるｄ軸差電流に対して比例ゲインＫ_ｄｐを乗算する比例処理部４８ａと、、第１差算出部４８から出力されるｄ軸差電流に対して積分ゲインＫ_ｄｉを乗算する積分乗算部４８ｂと、積分乗算部４８ｂからの出力に対して積分処理（１／ｓ処理）を施す積分処理部４８ｃと、比例処理部４８ａからの出力と積分処理部４８ｃからの出力とを加算してｄ軸電圧指令として出力する加算部４８ｄと、第２差算出部４９から出力されるｑ軸差電流に対して比例ゲインＫ_ｑｐを乗算する比例処理部４９ａと、、第２差算出部４９から出力されるｑ軸差電流に対して積分ゲインＫ_ｑｉを乗算する積分乗算部４９ｂと、積分乗算部４９ｂからの出力に対して積分処理（１／ｓ処理）を施す積分処理部４９ｃと、比例処理部４９ａからの出力と積分処理部４９ｃからの出力とを加算してｑ軸電圧指令として出力する加算部４９ｄと、ｄ軸電圧、ｑ軸電圧および回転子角度（θ）を入力としてαβ軸電圧への変換を行うｄｑ軸→αβ軸変換部５０と、αβ軸電圧を入力として３相電圧指令に変換してインバータ４１に供給する２相→３相変換部５１とを有している。
【０１７０】
なお、前記回転子角度（θ）を推定する部分については図示を省略しているが、前述のように、モータ電流、モータ電圧および機器定数から推定するようにしている。
【０１７１】
この実施態様のブラシレスＤＣモータ制御装置を採用した場合には、目標とする電流位相になるように電流位相を制御してブラシレスＤＣモータを制御することができる。したがって、目標とする電流位相を磁束Ψ＝０とならないように設定することによって、ブラシレスＤＣモータを常に安定に制御することができる。
【０１７２】
図１６はこの発明のブラシレスＤＣモータ制御装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
【０１７３】
このブラシレスＤＣモータ制御装置は、直流電力を入力とするインバータ６１と、インバータ６１から出力される交流電圧が印加されるブラシレスＤＣモータ６２と、３相分のモータ電流を検出する電流検出部６３と、３相分のモータ電流を入力としてｒ、θ変換を行って電流ベクトル長および電流位相を出力する３相→ｒ、θ変換部６４と、電流位相と回転子角度（θ）との差を算出する第１位相差算出部６５と、外部から与えられる電流指令と電流ベクトル長との差を算出する電流差算出部６６と、外部から与えられる位相指令と第１位相差算出部６５から出力される差との差を算出する第２位相差算出部６７と、電流差算出部６６からの出力に対して比例ゲインＫ_ｌｐを乗算する比例処理部６６ａと、電流差算出部６６からの出力に対して積分ゲインＫ_ｌｉを乗算する積分乗算部６６ｂと、積分乗算部６６ｂからの出力に対して積分処理を施す積分処理部６６ｃと、比例処理部６６ａからの出力と積分処理部６６ｃからの出力とを加算して電流ベクトル長として出力する加算部６６ｄと、第２位相差算出部６７からの出力に対して比例ゲインＫ_θｐを乗算する比例処理部６７ａと、第２位相差算出部６７からの出力に対して積分ゲインＫ_θｉを乗算する積分乗算部６７ｂと、積分乗算部６７ｂからの出力に対して積分処理を施す積分処理部６７ｃと、比例処理部６７ａからの出力と積分処理部６７ｃからの出力とを加算して出力する加算部６７ｄと、加算部６７ｄからの出力と回転子角度（θ）とを加算して電圧位相として出力する加算部６８と、加算部６６ｄから出力される電圧ベクトル長および加算部６８から出力される電圧位相を入力として３相変換処理を行って３相分の電圧指令に変換してインバータ６１に供給するｒ、θ→３相変換部６９とを有している。
【０１７４】
なお、前記回転子角度（θ）を推定する部分については図示を省略しているが、前述のように、モータ電流、モータ電圧および機器定数から推定するようにしている。
【０１７５】
この実施態様のブラシレスＤＣモータ制御装置を採用した場合にも、目標とする電流位相になるように電流位相を制御してブラシレスＤＣモータを制御することができる。したがって、目標とする電流位相を磁束Ψ＝０とならないように設定することによって、ブラシレスＤＣモータを常に安定に制御することができる。
【０１７６】
図１７は前記位置・速度検出部２８の構成の一例を示す示すブロック図である。
【０１７７】
この位置・速度検出部２８は、３相電圧を入力としてγδ変換を行ってγδ電圧ベクトルを出力する３相→γδ変換部２８ａと、３相電流を入力としてγδ変換を行ってγδ電流ベクトルを出力する３相→γδ変換部２８ｂと、γδ電流ベクトルを入力として電圧ベクトルを出力するモータ逆モデル部２８ｃと、モータ逆モデル部２８ｃから出力される電圧ベクトルと３相→γδ変換部２８ａから出力される電圧ベクトルとの差を算出する差算出部２８ｄと、差算出部２８ｄから出力される差を入力とするフィルタ２８ｅと、フィルタ２８ｅからの出力を入力として位置・速度の推定を行う位置・速度推定部２８ｆとを有している。
【０１７８】
したがって、この場合には、回転座標モータモデルを用いて回転子位置を検出することができる。ただし、電流、角速度の変動に対し、角度誤差が打ち消される可能性があるので、変動の大きな用途には不向きであるが、変動の少ない用途に好適に適用することができる。
【０１７９】
また、図８の座標変換部をテイラー１次線形近似して次式を得る。
Ｔ＝ｉ＋Ｊθ_ｅ、ただし、数１３である。
【０１８０】
【数１３】

上式を図８のブロック線図に代入して図９のブロック線図を得、これから数１４の閉ループ系の一巡伝達関数（一巡ループ伝達関数）Ｇ（ｓ）が得られる。
【０１８１】
【数１４】

そして、Ｇ／（１＋Ｇ）の分母多項式のｓの実根が全て負となるように各部のゲインＫ_θとＦ（ｓ）を設定することにより安定性を確保することができる。
【０１８２】
次いで、ゲイン設定の手順を説明する。
（１）安定に運転したい電流位相、電流振幅、速度の範囲を設定する。
【０１８３】
ゲインＫ_θとＦ（ｓ）、ループ中のゲイン初期値を設定する。
（２）（１）で設定される各種諸量の全組み合わせにおいて、前記有理関数Ｇを用いて、Ｇ／（１＋Ｇ）の分母多項式のｓの実根が全て負がどうかチェックする。
（３）正の実根が現れる場合にはゲインを変化させて（２）を実行する。
【０１８４】
逆に、正の実根が現れない場合は、その値を採用する。
【０１８５】
図９の線形近似ブロック線図より、（２）の結果、実根を全て負とするゲインの組み合わせは、安定なゲインである。
【０１８６】
具体的には、「速度起電力推定に基づくセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータ制御」、竹下他、Ｔ．ＩＥＥ Ｊａｐａｎ，Ｖｏｌ．１１７−Ｄ，Ｎｏ．１，’９７の構成の伝達関数Ｇは数１５となる。
【０１８７】
【数１５】

そして、上記の文献と同じモータ機器定数を採用し、例えば、速度１５ｒｐｓ、電流振幅０．８４Ａ、電流位相０〜３６０°を運転範囲としてゲインを設定する。この時、Ｋ_θ＝１０７７、Ｋ_e＝５２０２０００を設定すると、従来の安定性判定では安定として求まるが、上記の判定法を用いると、図１８中（Ａ）に示すように、電流位相がおよそ１３０°〜２３０°で不安定となることが分かる。
【０１８８】
ここで、Ｋ_θ＝１０７．７、Ｋ_e＝５２０２００を設定すると、全ての電流位相で安定となることがわかり｛図１８中（Ｂ）参照｝、この運転範囲を満足するためにはこのようなゲイン設定が必要であることが分かる。
【０１８９】
また、前記位置・速度検出部２８として、図１０に示すような固定座標方式位置検出器を採用することもできる。
【０１９０】
この場合には、電流や角速度の変化による位置推定誤差がなく、電流や角速度の変化が大きい場合であっても好適なブラシレスＤＣモータの制御を達成することができる。
【０１９１】
さらに、上記の実施態様において採用されるモータ機器定数は、予め設定されていてもよいが、運転開始時に同定処理を行ってモータ機器定数を設定し、その後にブラシレスＤＣモータの制御を行うことが好ましい。なお、同定処理は、例えば、次のようにして行う。
ステップ１
強制動機運転または位置センサを用いない運転などを行い、速度がほぼ一定、電圧と電流がほぼ一定の条件におけるｖ_αβ、ｉ_αβを検出し、または推定し、数１６の演算を行う。
【０１９２】
【数１６】

ただし、ｎは１以上の整数である。
ステップ２
次いで、速度がほぼ一定、電圧と電流がほぼ一定の条件下において、速度、電圧、電流の１つ以上が前記と異なる条件におけるｖ_αβ、ｉ_αβを検出し、または推定し、数１７の演算を行う。
【０１９３】
【数１７】

ただし、ｎは１以上の整数である。
【０１９４】
電圧と電流の基本波成分以外の成分が無視できると仮定し、数１８を得る。
【０１９５】
【数１８】

ステップ３
そして、同期モータの固定子座標上の電圧方程式
ｖ_αβ＝Ｒｉ_αβ＋ｓ｛Ｌ_pｉ_αβ＋Ｌ_mｆ（２θ）ｉ_αβ｝＋ｓ｛φΘ｝
に数１８を代入し、互いに直交する変数である数１９、数２０のそれぞれに関する係数を抜き出し、数２１を得る。
【０１９６】
【数１９】

【０１９７】
【数２０】

【０１９８】
【数２１】

ステップ４
前記ステップ１、ステップ２におけるθ_eをそれぞれθ_e1、θ_e2とおき、数１６、数１７を数２１に代入し、８つの未知定数をもつ８連立方程式を得る。機器定数の初期値として予め粗設定しておいた値、θ_e1、θ_e2の初期値として０を設定し、得られた方程式をニュートン法などにより解き、機器定数を得ることができる（同定することができる）。
【０１９９】
さらにまた、前記実施態様における目標電流位相をブラシレスＤＣモータの最高効率位相または最大トルク位相以上に進めることが好ましい。
【０２００】
最大効率電流位相−トルク特性を示す図１９、電流位相−トルクに対するモータ端子電圧を示す図２０、および最大トルク電流位相を示す図２１を参照すれば、電流位相を進めるほどモータ端子電圧が下がることが分かる。したがって、インバータ出力電圧がリミットに達した場合にも、電流位相を進めることによってさらに高速回転を行わせることができる。換言すれば、運転範囲を高速側に拡大することができる。
【０２０１】
次いで、ブラシレスＤＣモータによって圧縮機を駆動する場合を考える。
【０２０２】
１シリンダロータリー圧縮機における回転角度に対する圧縮トルクを示す図２２を参照すれば、空調用圧縮機においては負荷変動が大きく、かつ高速であるから、（Ｌ_ｄ−Ｌ_ｑ）ｉ_ｄ＋φ＞０を満足させることは容易でないが、高速な電流位相制御により安定に制御することが可能である。
【０２０３】
したがって、上記の実施態様のブラシレスＤＣモータ制御装置を採用することによって、モータモデルを用いる方法による安定、かつ緻密な制御を圧縮機においても実現することができ、省エネルギー、高効率化などの効果を達成することができる。
【０２０６】
【発明の効果】
請求項１の発明は、位置センサを用いることなく回転子の回転位置を検出することができるとともに、目標電流位相を測定する必要がなく、処理を簡単化することができ、しかも最大効率制御を達成することができるという特有の効果を奏する。
【０２０８】
請求項２の発明は、ブラシレスＤＣモータの固定子の中性点の電圧と、固定子巻線の端子電圧の平均値とに基づいて回転子の回転位置を検出する場合に適用することができ、最大効率制御を達成することができるという特有の効果を奏する。
【０２０９】
請求項３の発明は、固定子巻線の印加電圧、モータ電流、およびブラシレスＤＣモータの機器定数を用いて所定の演算を行って回転子の回転位置を算出する場合に適用することができ、最大効率制御を達成することができるという特有の効果を奏する。
【０２１０】
請求項４の発明は、電圧型インバータが発生する高調波電流から求められたインダクタンスおよび回転子の突極性から回転子の回転位置を算出する場合に適用することができ、最大効率制御を達成することができるという特有の効果を奏する。
【０２１４】
請求項５の発明は、位置センサを用いることなく回転子の回転位置を検出することができるとともに、目標電流位相を測定する必要がなく、処理を簡単化することができ、しかも最大効率制御を達成することができるという特有の効果を奏する。
【０２１６】
請求項６の発明は、ブラシレスＤＣモータの固定子の中性点の電圧と、固定子巻線の端子電圧の平均値とに基づいて回転子の回転位置を検出する場合に適用することができ、最大効率制御を達成することができるという特有の効果を奏する。
【０２１７】
請求項７の発明は、固定子巻線の印加電圧、モータ電流、およびブラシレスＤＣモータの機器定数を用いて所定の演算を行って回転子の回転位置を算出する場合に適用することができ、最大効率制御を達成することができるという特有の効果を奏する。
【０２１８】
請求項８の発明は、電圧型インバータが発生する高調波電流から求められたインダクタンスおよび回転子の突極性から回転子の回転位置を算出する場合に適用することができ、最大効率制御を達成することができるという特有の効果を奏する。
【０２１９】
請求項９の発明は、モータの構造に左右されることなく適用範囲を拡大することができ、しかも、回転子の回転位置を常に正確に推定してブラシレスＤＣモータを安定に制御することができ、さらに、位置推定不能による脱調を避けることができるという特有の効果を奏する。
【０２２１】
請求項１０の発明は、請求項９と同様の効果を奏する。
【０２２２】
請求項１１の発明は、請求項９と同様の効果を奏する。
【０２２４】
請求項１２の発明は、請求項９から請求項１１の何れかの効果に加え、電流、角速度の変動が小さい用途に好適に適用することができるという特有の効果を奏する。
【０２２５】
請求項１３の発明は、回転子の回転位置を常に正確に推定してブラシレスＤＣモータを安定に制御することができるという特有の効果を奏する。
【０２２６】
請求項１４の発明は、請求項１３と同様の効果を奏する。
【０２２７】
請求項１５の発明は、請求項９から請求項１１の何れかの効果に加え、電流や角速度変化に拘わらず正確に回転子の回転位置の推定を行うことができるという特有の効果を奏する。
【０２２８】
請求項１６の発明は、請求項９から請求項１５の何れかの効果に加え、正確に回転子の回転位置の推定を行うことができるという特有の効果を奏する。
【０２２９】
請求項１７の発明は、請求項９から請求項１６の何れかの効果に加え、ブラシレスＤＣモータの運転範囲を高速側に拡大することができるという特有の効果を奏する。
【０２３０】
請求項１８の発明は、請求項９から請求項１７の何れかの効果に加え、負荷変動が大きく、かつ高速動作させる必要がある圧縮機を安定に駆動することができるという特有の効果を奏する。
【０２３１】
請求項１９の発明は、モータの構造に左右されることなく適用範囲を拡大することができ、しかも、回転子の回転位置を常に正確に推定してブラシレスＤＣモータを安定に制御することができ、さらに、位置推定不能による脱調を避けることができるという特有の効果を奏する。
【０２３３】
請求項２０の発明は、請求項１９と同様の効果を奏する。
【０２３４】
請求項２１の発明は、請求項１９と同様の効果を奏する。
【０２３６】
請求項２２の発明は、請求項１９から請求項２１の何れかの効果に加え、電流、角速度の変動が小さい用途に好適に適用することができるという特有の効果を奏する。
【０２３７】
請求項２３の発明は、回転子の回転位置を常に正確に推定してブラシレスＤＣモータを安定に制御することができるという特有の効果を奏する。
【０２３８】
請求項２４の発明は、請求項２３と同様の効果を奏する。
【０２３９】
請求項２５の発明は、請求項１９から請求項２１の何れかの効果に加え、電流や角速度変化に拘わらず正確に回転子の回転位置の推定を行うことができるという特有の効果を奏する。
【０２４０】
請求項２６の発明は、請求項１９から請求項２５の何れかの効果に加え、正確に回転子の回転位置の推定を行うことができるという特有の効果を奏する。
【０２４１】
請求項２７の発明は、請求項１９から請求項２６の何れかの効果に加え、ブラシレスＤＣモータの運転範囲を高速側に拡大することができるという特有の効果を奏する。
【０２４２】
請求項２８の発明は、請求項１９から請求項２７の何れかの効果に加え、負荷変動が大きく、かつ高速動作させる必要がある圧縮機を安定に駆動することができるという特有の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明のブラシレスＤＣモータ制御装置の一実施態様を示すブロック図である。
【図２】この発明のブラシレスＤＣモータ制御装置の他の実施態様を示すブロック図である。
【図３】埋込磁石モータの電流位相特性の一例を示す図である。
【図４】埋込磁石モータの回転数毎の最大効率電流位相を示す図である。
【図５】この発明のブラシレスＤＣモータ制御装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
【図６】この発明のブラシレスＤＣモータ制御装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
【図７】電流位相を一定に保持した場合における効率の変化を示す図である。
【図８】回転座標モデルに基づく位置検出部を示すブロック図である。
【図９】図８を線形近似したブロック図である。
【図１０】固定座標モデルに基づく位置検出部を含むモータ制御装置を示すブロック図である。
【図１１】ｄ軸を基準とした電流位相と２相変換後の電流値Ｉ_ａに対するΨ＝（Ｌ_ｄ−Ｌ_ｑ）ｉ_ｄ＋φのグラフである。
【図１２】この発明のブラシレスＤＣモータ制御装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
【図１３】この発明のブラシレスＤＣモータ制御装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
【図１４】この発明のブラシレスＤＣモータ制御装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
【図１５】この発明のブラシレスＤＣモータ制御装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
【図１６】この発明のブラシレスＤＣモータ制御装置のさらに他の実施態様を示すブロック図である。
【図１７】位置・速度検出部の構成を示すブロック図である。
【図１８】閉ループ極の実部最大値−電流位相特性を示す図である。
【図１９】最大効率電流位相−トルク特性を示す図である。
【図２０】電流位相−トルクに対するモータ端子電圧を示す図である。
【図２１】最大トルク電流位相を示す図である。
【図２２】１シリンダロータリー圧縮機のトルクパターンを示す図である。
【符号の説明】
１、１１、２４、４１、６１ インバータ
２、１２、２５、４２、６２ ブラシレスＤＣモータ
３、１３ 回転子回転位置検出部 ４ 速度制御部
１４ 駆動波形生成部 ２９、２９’ Ψ≒０検出部
２９’’ Ψ＞０テーブル

Claims (28)

1. 回転子の内部に永久磁石を装着してなるブラシレスＤＣモータ（２）（１２）を回転位置センサを用いることなく回転子の回転位置を検出して制御するブラシレスＤＣモータ制御方法であって、
   最大効率制御を達成すべく電流位相を制御して電流位相を、ブラシレスＤＣモータ（２）（１２）の各運転状態毎に予め測定により得られた、最大効率を実現できる電流位相を近似する式に基づいて算出される目標電流位相にすることを特徴とするブラシレスＤＣモータ制御方法。
2. ブラシレスＤＣモータ（２）（１２）の固定子の中性点の電圧と、固定子巻線の端子電圧の平均値とに基づいて回転子の回転位置を検出し、検出された位置信号をブラシレスＤＣモータ（２）（１２）の運転条件に基づいて補正し、補正された位置信号を基準として電流位相を制御する請求項１に記載のブラシレスＤＣモータ制御方法。
3. 固定子巻線の印加電圧、モータ電流、およびブラシレスＤＣモータ（２）（１２）の機器定数を用いて所定の演算を行って回転子の回転位置を算出し、算出された回転位置に基づいて電流位相を制御する請求項１に記載のブラシレスＤＣモータ制御方法。
4. 電圧型インバータ（１）（１１）が発生する高調波電流から求められたインダクタンスおよび回転子の突極性から回転子の回転位置を算出し、算出された回転位置に基づいて電流位相を制御する請求項１に記載のブラシレスＤＣモータ制御方法。
5. 回転子の内部に永久磁石を装着してなるブラシレスＤＣモータ（２）（１２）を回転位置センサを用いることなく回転子の回転位置を検出して制御するブラシレスＤＣモータ制御装置であって、
   最大効率制御を達成すべく電流位相を制御して電流位相を、ブラシレスＤＣモータ（２）（１２）の各運転状態毎に予め測定により得られた、最大効率を実現できる電流位相を近似する式に基づいて算出される目標電流位相にする電流位相制御手段（４）（１４）を含むことを特徴とするブラシレスＤＣモータ制御装置。
6. ブラシレスＤＣモータ（２）（１２）の固定子の中性点の電圧と、固定子巻線の端子電圧の平均値とに基づいて回転子の回転位置を検出する回転位置検出手段（３）（１３）と、検出された位置信号をブラシレスＤＣモータの運転条件に基づいて補正する補正手段（３）（１３）とをさらに含み、前記電流位相制御手段（４）（１４）は、補正された位置信号を基準として電流位相を制御するものである請求項５に記載のブラシレスＤＣモータ制御装置。
7. 固定子巻線の印加電圧、モータ電流、およびブラシレスＤＣモータ（２）（１２）の機器定数を用いて所定の演算を行って回転子の回転位置を算出する回転位置算出手段（３）（１３）をさらに含み、前記電流位相制御手段（４）（１４）は、算出された回転位置に基づいて電流位相を制御するものである請求項５に記載のブラシレスＤＣモータ制御装置。
8. 電圧型インバータ（１）（１１）が発生する高調波電流から求められたインダクタンスおよび回転子の突極性から回転子回転位置を算出する回転位置算出手段（３）（１３）をさらに含み、前記電流位相制御手段（４）（１４）は、算出された回転位置に基づいて電流位相を制御するものである請求項５に記載のブラシレスＤＣモータ制御装置。
9. モータ電圧、モータ電流、およびブラシレスＤＣモータ（２５）（４２）（６２）の機器定数を用いて磁束情報から回転子の回転位置を推定し、この推定結果を用いてインバータ（２４）（４１）（６１）を制御し、突極性を持つブラシレスＤＣモータ（２５）（４２）（６２）を制御する方法であって、
   磁束がほぼ０であることに応答して動作ポイントを変更するようインバータ（２４）（４１）（６１）を制御することを特徴とするブラシレスＤＣモータ制御方法。
10. 磁束がほぼ０であることを検出し、磁束がほぼ０であることを検出したことに応答して進相制御を行って磁束がほぼ０になる領域を避ける請求項９に記載のブラシレスＤＣモータ制御方法。
11. 磁束がほぼ０であることを検出し、磁束がほぼ０であることを検出したことに応答して電流垂下制御を行って磁束がほぼ０になる領域を避ける請求項９に記載のブラシレスＤＣモータ制御方法。
12. 回転座標モータモデルを用いて回転子の回転位置の推定を行う請求項９から請求項１１の何れかに記載のブラシレスＤＣモータ制御方法。
13. モータ電圧、モータ電流、およびブラシレスＤＣモータ（２５）（４２）（６２）の機器定数を用いて回転子の回転位置を推定し、この推定結果を用いてインバータ（２４）（４１）（６１）を制御し、ブラシレスＤＣモータ（２５）（４２）（６２）を制御する方法であって、
    回転位置推定に関する一巡伝達関数のゲインを、目標位相、トルク範囲で安定条件を満たす値に設定することを特徴とするブラシレスＤＣモータ制御方法。
14. 伝達関数Ｇが数１で表され、Ｇ／（１＋Ｇ）の分母多項式のｓの実根が全て負になるように伝達関数ＧのゲインＫθとＦ（ｓ）を設定する請求項１３に記載のブラシレスＤＣモータ制御方法。
    

    

    @0001
15. 固定座標モータモデルを用いて回転子の回転位置の推定を行う請求項９から請求項１１の何れかに記載のブラシレスＤＣモータ制御方法。
16. 運転開始前にモータ機器定数を同定する請求項９から請求項１５の何れかに記載のブラシレスＤＣモータ制御方法。
17. 目標電流位相を、モータの最高効率位相または最大トルク位相以上に進める請求項９から請求項１６の何れかに記載のブラシレスＤＣモータ制御方法。
18. ブラシレスＤＣモータ（２５）（４２）（６２）は圧縮機を駆動するものである請求項９から請求項１７の何れかに記載のブラシレスＤＣモータ制御方法。
19. モータ電圧、モータ電流、およびブラシレスＤＣモータ（２５）（４２）（６２）の機器定数を用いて磁束情報から回転子の回転位置を推定し、この推定結果を用いてインバータ（２４）（４１）（６１）を制御し、突極性を持つブラシレスＤＣモータ（２５）（４２）（６２）を制御する装置であって、
    磁束がほぼ０であることに応答して動作ポイントを変更するようインバータ（２４）（４１）（６１）を制御するインバータ制御手段（２９）（２９'）（２９''）を含むことを特徴とするブラシレスＤＣモータ制御装置。
20. 前記インバータ制御手段（２９）は、磁束がほぼ０であることを検出し、磁束がほぼ０であることを検出したことに応答して進相制御を行って磁束がほぼ０になる領域を避けるものである請求項１９に記載のブラシレスＤＣモータ制御装置。
21. 前記インバータ制御手段（２９'）は、磁束がほぼ０であることを検出し、磁束がほぼ０であることを検出したことに応答して電流垂下制御を行って磁束がほぼ０になる領域を避けるものである請求項１９に記載のブラシレスＤＣモータ制御装置。
22. 前記インバータ制御手段は、回転座標モータモデルを用いて回転子の回転位置の推定を行うものである請求項１９から請求項２１の何れかに記載のブラシレスＤＣモータ制御装置。
23. モータ電圧、モータ電流、およびブラシレスＤＣモータ（２５）（４２）（６２）の機器定数を用いて回転子の回転位置を推定し、この推定結果を用いてインバータ（２４）（４１）（６１）を制御し、ブラシレスＤＣモータ（２５）（４２）（６２）を制御する装置であって、
    伝達関数を用いて回転位置推定を行うとともに、回転位置推定に関する一巡伝達関数のゲインを、目標位相、トルク範囲で安定条件を満たす値に設定するインバータ制御手段を含むことを特徴とするブラシレスＤＣモータ制御装置。
24. 前記インバータ制御手段は、数１で表される伝達関数Ｇを採用し、Ｇ／（１＋Ｇ）の分母多項式のｓの実根が全て負になるように伝達関数ＧのゲインＫθとＦ（ｓ）を設定するものである請求項２３に記載のブラシレスＤＣモータ制御装置。
25. 前記インバータ制御手段は、固定座標モータモデルを用いて回転子の回転位置の推定を行うものである請求項１９から請求項２１の何れかに記載のブラシレスＤＣモータ制御装置。
26. 前記インバータ制御手段は、運転開始前にモータ機器定数を同定するものである請求項１９から請求項２５の何れかに記載のブラシレスＤＣモータ制御装置。
27. 前記インバータ制御手段は、目標電流位相を、モータの最高効率位相または最大トルク位相以上に進めるものである請求項１９から請求項２６の何れかに記載のブラシレスＤＣモータ制御装置。
28. ブラシレスＤＣモータは圧縮機を駆動するものである請求項１９から請求項２７の何れかに記載のブラシレスＤＣモータ制御装置。

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