JP3619384B2 - シンボルタイミング検出方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル通信において用いられる受信機で、受信信号から伝送信号を取り出すときに使用されるシンボルタイミングの検出方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
文字、音声、画像などのメディアを統合したマルチメディアの利用が進展するに伴い、ディジタル通信においても動画像の伝送が行なわれるようになり、動画像の伝送を行なうディジタル無線通信では、高速での情報伝送が要求されるようになってきている。
このディジタル無線通信に用いられる受信機では、受信信号の中から正しく文字、音声、画像などからなる伝送信号を取り出すためにシンボルタイミングの検出を正確に行なうことが重要であるが、ディジタル無線通信の一つの手段として使用される移動無線通信は、受信において、特に、遅延波の影響を受けやすいという問題がある。
送信機から送信された電波は、さまざまな経路を伝搬し、それぞれ異なった遅延時間を伴って受信機で受信される。
この遅延波の影響を改善するため、受信機に波形等化器が使用されるが、波形等化器は受信信号に含まれるシンボル信号を検出するタイミングにより性能が左右されるため、適正なシンボルタイミングの検出が必要となる。
シンボルタイミングを検出する方法としては、送信側から、送信信号の各フレームの先頭に既知のシンボル系列を配置して送信し、受信側において、受信信号と既知のシンボル系列との相関系列を算出し、算出した相関系列が最大値となる点をシンボルタイミングとするシンボルタイミング検出方法がある。
【０００３】
図４に示すシンボルタイミング検出回路を使用して、従来のシンボルタイミング検出方法を説明する。
なお、以下の説明において使用されるＮは、１シンボルあたりのサンプル数、Ｍは、既知なシンボル系列のシンボル数、Ｆは、１フレームあたりのシンボル数である。
受信機で受信された受信信号が処理され、所要の受信信号が入力端子４０１を介して同期検波器４０２に入力される。
同期検波器４０２は、入力端子４０１を介し入力される受信信号を同期検波してベースバンド信号４０３を取り出し、同期検波して取り出したベースバンド信号４０３を低域通過フィルタ４０５へ出力する。
低域通過フィルタ４０５は、同期検波器４０２から入力される同期検波して取り出したベースバンド信号４０３の高周波成分を除去し、高周波成分を除去したベースバンド信号をＡ／Ｄ変換器４０６へ出力する。
Ａ／Ｄ変換器４０６は、低域通過フィルタ４０５から入力される高周波成分を除去したベースバンド信号をシンボル間隔の１／Ｎの時間間隔毎にサンプリングしてディジタル信号に変換し、変換したディジタル信号を相関演算回路４０７へ出力する。なお、以下の説明で、「シンボル間隔の１／Ｎの時間間隔毎にサンプリング」を「１シンボルあたりＮ回オーバーサンプリング」と呼ぶ。
【０００４】
相関演算回路４０７は、Ａ／Ｄ変換器４０６から入力されるディジタル信号と、別途、入力されるそれぞれの長さＭシンボルの既知シンボル系列｛ｕ（０），ｕ（１），・・・ｕ（Ｍ−１）｝との相関系列｛ｒ（ｎ）｝を算出し、算出した相関系列｛ｒ（ｎ）｝を絶対値演算回路４０８へ出力する。
絶対値演算回路４０８は、相関演算回路４０７から入力される相関系列｛ｒ（ｎ）｝の絶対値｛｜ｒ（ｎ）｜｝を算出し、算出した絶対値｛｜ｒ（ｎ）｜｝をレジスタ４０９へ出力する。
【０００５】
ここで、前記相関演算回路４０７の詳細なブロック図を図３に示し説明する。
相関演算回路４０７は、入力端子３０１に接続しているＭ−１段の縦続接続された遅延素子３０２と、Ｍ−１段の縦続接続された遅延素子３０２の第１段目の遅延素子３０２の入力側およびＭ−１段の遅延素子３０２の各出力側に、一方の乗算入力が接続され、他方の乗算入力に既知シンボル系列｛ｕ｝が入力するようにそれぞれ接続されたＭ個の乗算回路３０３と、Ｍ個の乗算回路３０３の各出力信号をつぎつぎに積算していくように接続されたＭ−１個の加算回路３０４とで構成され、最後の加算回路３０４の積算出力が出力端子３０５に接続した構成となっている。
【０００６】
入力端子３０１にＡ／Ｄ変換器４０６（図４参照）から入力されるディジタル信号は、縦続接続されたＭ−１段の遅延素子３０２によりそれぞれ所要時間遅延されつつシフトする。
Ｍ−１段の遅延素子３０２でそれぞれ所要時間遅延された各ディジタル信号は、Ｍ個の乗算回路３０３の２個目からＭ個目までの乗算回路３０３（１個目の乗算回路３０３には、入力端子３０１から遅延されていないディジタル信号が入力される）へ出力される。
このディジタル信号は、Ａ／Ｄ変換器４０６において１シンボルあたりＮ回オーバーサンプリングされており、Ｍ−１段の遅延素子３０２のそれぞれにおいて、Ｎサンプル、すなわち、１シンボル分づつ遅延する。
【０００７】
ここで、入力端子３０１から入力される信号系列を｛ｙ｝として、時刻ｎにおけるＭ−１段目の遅延素子３０２の出力信号をｙ（ｎ）とするために、入力端子３０１に入力される入力信号をｙ（ｎ＋（Ｍ−１）Ｎ）とする。
この状態において、あるサンプルタイミングで、入力端子３０１に入力された入力信号｛ｙ（ｎ），ｙ（ｎ＋Ｎ），・・・ｙ（ｎ＋（Ｍ−１）Ｎ）｝と既知シンボル系列｛ｕ｝との相関系列が算出されるとすると、つぎのサンプルタイミングでは入力信号｛ｙ（ｎ＋１），ｙ（ｎ＋Ｎ＋１），・・・ｙ（ｎ＋（Ｍ−１）Ｎ＋１）｝と既知シンボル系列｛ｕ｝との相関系列が算出される。
なお、相関演算は、最初に入力端子３０１から入力されたディジタル信号が、Ｍ−１段の遅延素子３０２をつぎつぎにシフトされ、Ｍ−１段目の遅延素子３０２から出力される時点から開始し、Ｍ−１段目の遅延素子３０２にｙ（ｎ）が出力された時点での相関系列をｒ（ｎ）とする。
この相関系列ｒ（ｎ）は、Ｍ個の乗算回路３０３それぞれの入力端子３０６に既知シンボル系列｛ｕ（０），ｕ（１），・・・ｕ（Ｍ−１）｝に近いパターンの系列が入力されるとき、絶対値が最大値を与える。
【０００８】
さらに図４において、絶対値演算回路４０８から算出した絶対値｛｜ｒ（ｎ）｜｝が入力されるレジスタ４０９は、１フレームあたりのサンプル数ＦＮ個（Ｆは、１フレームあたりのシンボル数、Ｎは、１シンボルあたりのサンプル数）のレジスタである。
レジスタ４０９は、１フレーム分の相関系列の絶対値｛｜ｒ（０）｜，｜ｒ（１）｜，・・・｜ｒ（ＦＮ−１）｜｝を記憶する。
最大値検索器４１０は、レジスタ４０９から１フレーム分の相関系列の絶対値を読み出し、最大値を検索し、最大値を与える点をｎ０ とする。
最大値を与える点ｎ０ を、１シンボルあたりのサンプル数Ｎで割った余りｎ０ ｍｏｄＮを算出し、ｎ０ をＮで割った余りがｎ０ ｍｏｄＮと等しくなるサンプル点をシンボルタイミングとし、ｎ０ ｍｏｄＮを出力端子４１１へ出力する。
【０００９】
図５に示す受信信号の相関系列は、図７に１フレームのシンボル構成を示すように、１フレームが１９２シンボル（Ｆ＝１９２）の先頭に１６シンボル（Ｍ＝１６）の長さの基準とする既知シンボル系列を配置し、π／４シフトＱＰＳＫで信号点配置して送信し、遅延時間が１シンボル周期の遅延波（Ｄ／Ｕ（所要信号対不要信号の比）＝０ｄＢ）１波が加わった場合の相関系列（Ｎ＝４サンプル／シンボル）例である。
また、図６は、図５に示す受信信号の相関系列を最大値付近で拡大表示した図である。
図５および図６に示すように、サンプル数がｎ＝６０で相関系列の絶対値 ｜ｒ（ｎ）｜ が最大値となるため、最大値検索器４１０でｎ０ ＝６０が選択され、ｎ０ ｍｏｄＮ＝６０ｍｏｄ４＝０となり、ｎを４で割った余りが０となるサンプル点（ｎ＝０，４，８，・・・）をシンボルタイミングとし、０を出力端子４１１へ出力する。
【００１０】
シンボルタイミングの検出方法においては、一般的に受信信号は帯域制限されているので、送信信号系列がランダムな信号系列であると考え、遅延波が存在しないとすると、受信信号と既知シンボル系列との相関系列ｒ（ｎ）は、図８に示す直接波と既知シンボル系列との相関系列８０１のようになる。
また、遅延時間が１シンボル、Ｄ／Ｕ＝０ｄＢ、直接波と同位相の遅延波が存在するとすると、遅延波と既知シンボル系列との相関系列ｒ（ｎ）は、図８に破線で示す遅延波と既知シンボル系列との相関系列８０２のようになる。
また、直接波と遅延波とを合成した受信信号と既知シンボル系列との相関系列ｒ（ｎ）は、直接波と既知シンボル系列との相関系列８０１と遅延波と既知シンボル系列との相関系列８０２との和となる合成した受信信号と既知シンボル系列との相関系列８０３のようになる。
【００１１】
さらに、図９（ａ）に、前述の合成した受信信号と既知シンボル系列との相関系列８０３の絶対値を算出した絶対値｜ｒ（ｎ）｜９０１を図示する。
従来技術によるシンボルタイミング検出方法では、合成した受信信号と既知シンボル系列との相関系列の絶対値９０１が最大値となる点ｎＭＡＸ ９０２が検出され、図９（ｂ）に示す最大値となる点ｎＭＡＸ ９０２を基準にシンボル周期で抜き出した相関系列９０３がシンボルタイミングとなる。
【００１２】
遅延波の影響を改善する波形等化器は、大きく分類すると判定帰還型等化器（ＤＦＥ）と最尤系列推定器（ビタビ等化器）の２つに分けることができるが、ここでは後者の最尤系列推定器を等化器として使用する場合の従来技術によるシンボルタイミング検出方法の問題について考える。
図１０に、最尤系列推定器の概念を仮想回路とし、ブロック図化したものを示す。
伝搬路推定器１００６で、伝送路１００２を伝送されてきた受信信号ｙ（ｔ）１００５から、伝送路１００２の伝搬路特性ｈ（ｔ）の推定値ｈ’（ｔ）を求める。
ある適当な相関系列｛ａｎ ｝を、伝送路特性ｈ（ｔ）の推定値ｈ’（ｔ）の推定伝送路１００７に通したレプリカｙ’（ｔ；｛ａｎ ｝）１００８を算出する。
受信信号ｙ（ｔ）１００５とレプリカｙ’（ｔ；｛ａｎ ｝）１００８とを比較回路１００９で比較し、受信信号ｙ（ｔ）１００５とレプリカｙ’（ｔ；｛ａｎ ｝）１００８との信号間距離ｄ（｛ａｎ ｝）が最小となる相関系列｛ａｎ ｝を検出回路１０１０で検索する。
信号間距離ｄ（｛ａｎ ｝）が最小となる相関系列を検索するためには、相関系列｛ａｎ ｝のすべてについて検索しなければならないが、ビタビアルゴリズムを使用することにより検索を効率的に行なうことができる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
従来技術によるシンボルタイミング検出方法においては、シンボルタイミングを決定した場合、図９（ｂ）に相関系列９０３として示すように無限に続き、非主力波成分の除去を行なうと、非主力波成分を除去したことの影響が大きいという問題がある。
本発明は、前記問題を解決し、図９（ｃ）に相関系列９０４として示すように、相関系列の主力波２波の割合が最大となるようにシンボルタイミングを決定し、非主力波成分を除去したことの影響が少なくなるようにしたシンボルタイミング検出方法を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、本発明のシンボルタイミング検出方法は、ディジタル通信に用いる受信機に使用するシンボルタイミング検出方法であって、複数のシンボルからなる各フレームの先頭に長さＭシンボルの既知なシンボル系列を配置したフレーム構成の送信信号を前記受信機で受信して受信信号とし、該受信信号を同期検波してベースバンド信号としてから１シンボルあたりＮ回（Ｎは自然数）オーバーサンプリングしてディジタル信号とし、該ディジタル信号の前記既知なシンボル系列との相関を演算して相関系列を算出し、該相関系列の絶対値からシンボルタイミングを検出するシンボルタイミング検出方法において、前記相関系列の絶対値を１シンボルあたりのサンプル数Ｎの周期で、Ｎ組の数値系列に振り分け、該振り分けたＮ組の数値系列のそれぞれについて絶対値の最大値と、該最大値を与えるサンプル点の前後に存在する２番目に大きい値の和が前記振分けられた数値系列の総和に占める割合を算出し、該割合が最も大きくなる相関系列を検索し、検索した相関系列が存在するタイミングをシンボルタイミングとするものである。
【００１６】
また、本発明のシンボルタイミング検出方法は、絶対値の最大値と、該最大値を与えるサンプル点の前後に存在する２番目に大きい値の和が前記振分けられた数値系列の総和に占める割合の算出は、前記絶対値の最大値を与えるサンプル点から前後（Ｍ−１）シンボルの範囲内で、絶対値の最大値および２番目に大きい値が相関系列の絶対値に占める割合の算出し、Ｎ組の数値系列のそれぞれから前記割合が最も大きくなる相関系列を検索し、検索した相関系列が存在するタイミングをシンボルタイミングとするものである。
【００１７】
また、本発明のシンボルタイミング検出方法は、ディジタル通信に用いる受信機に使用するシンボルタイミング検出方法であって、所定のビット数のデータの複数のシンボルからなる各フレームの先頭に長さＭシンボルの既知なシンボル系列を配置したフレーム構成の送信信号を受信して受信信号とし、該受信信号を同期検波器で検波してベースバンド信号とし、該ベースバンド信号をＡ／Ｄ変換器で１シンボルあたりＮ回（Ｎは自然数）オーバーサンプリングしてディジタル信号とし、該ディジタル信号を相関演算回路で前記既知なシンボル系列との相関を演算して相関系列を算出し、該相関系列を絶対値演算回路で演算して相関系列の絶対値を算出し、該相関系列の絶対値の少なくとも１フレームをレジスタに記憶し、該レジスタから前記相関系列の絶対値の少なくとも１フレームを読み出して該読み出した絶対値からシンボルタイミングを検出するシンボルタイミング検出方法において、前記絶対値演算回路で算出した前記相関系列の絶対値を、循環切換器で順次に、循環して１シンボルあたりのサンプル数Ｎの周期で、Ｎ組の数値系列に振り分け、該振り分けたＮ組の数値系列をＮ組×Ｆ段の２次元レジスタに記憶し、該Ｎ組×Ｆ段の２次元レジスタからそれぞれの組に接続されているＮ組の演算回路に読み出して、前記Ｎ組の数値系列のそれぞれについて絶対値の最大値と、該最大値を与えるサンプル点の前後に存在する２番目に大きい値の和が前記振分けられた数値系列の総和に占める割合を算出し、前記Ｎ組の数値系列のそれぞれの割合から最大値検索器で前記割合が最も大きくなる相関系列を検索し、検索した前記割合が最も大きくなる相関系列が存在するタイミングをシンボルタイミングとするものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態を説明する前に、まず、本発明のシンボルタイミング検出方法について基本的な説明をする。
図１に示す、シンボルタイミングを検出する基本的なブロック図を使用する。
送信側からは、図７に示すように、１つのフレームごとに、長さＭシンボルの基準とする既知のシンボル系列｛ｕ（ｋ）｜ｋ＝０，１，・・・Ｍ−１｝を先頭に配置したフレーム構成の送信信号が送信される。
受信側では、受信された受信信号が所要の処理をされて、既知のシンボル系列｛ｕ（ｋ）｜ｋ＝０，１，・・・Ｍ−１｝を先頭に配置したフレーム構成のディジタル信号（図１には記載していないが、Ａ／Ｄ変換器において、１シンボルあたりＮ回オーバーサンプリングされている）となり、相関演算回路１０２の入力端子１０１を介し、縦続接続されているＭ−１段のＮサンプル遅延素子１０３の第１段の遅延素子１０３およびＭ個の乗算回路１０４の第１の乗算回路１０４に入力される。
縦続接続されているＭ−１段のＮサンプル遅延素子１０３は、入力される１シンボルあたりＮ回オーバーサンプリングされたディジタル信号にそれぞれＮサンプル分の遅延を与えるため、例えば、第１段の遅延素子１０３に信号系列ｙ（ｎ）が入力されたとすると、第１段の遅延素子１０３の出力はＮサンプル前のｙ（ｎ−Ｎ）、第２段の遅延素子１０３の出力は２Ｎサンプル前のｙ（ｎ−２Ｎ）、最後の第Ｍ−１段の遅延素子１０３の出力は（Ｍ−１）Ｎサンプル前のｙ（ｎ−（Ｍ−１）Ｎ）となる。
【００１９】
以下の説明では、最後の第Ｍ−１段の遅延素子１０３の出力をｙ（ｎ）とするために、図１にも記載しているように、第１の遅延素子１０３の入力をｙ（ｎ＋（Ｍ−１）Ｎ）、出力をｙ（ｎ＋（Ｍ−２）Ｎ）、第２の遅延素子１０３の出力をｙ（ｎ＋（Ｍ−３）Ｎ）（以下、同様）とする。
第１の遅延素子１０３の入力および各遅延素子１０３の出力にはそれぞれ乗算回路１０４が接続されており、別途それぞれ入力される既知シンボル系列｛ｕ｝の各係数との積が算出され、Ｍ−１個の加算回路１０５に入力され、Ｍ−１個の加算回路１０５それぞれにおいて、各遅延素子１０３の出力と既知シンボル系列｛ｕ｝の各係数との積が積算され、入力信号ｙ（ｎ）と既知シンボル系列｛ｕ｝との相関系列ｒ（ｎ）が算出される。
このような算出を計算式で示すと、下記（１）式となる。
【数１】
【００２０】
相関演算回路１０２において、（１）式により算出した相関系列ｒ（ｎ）を絶対値演算回路１１１に入力し、絶対値演算回路１１１で算出した絶対値 ｜ｒ（ｎ）｜ をＮの周期で循環切換器１０６によりＮ組（周期Ｎと合致させた組数）の数値系列
Ｒ０ ＝｛｜ｒ（０）｜，｜ｒ（Ｎ）｜，・・・｜ｒ（（Ｆ−１）Ｎ）｜｝，
Ｒ１ ＝｛｜ｒ（１）｜，｜ｒ（Ｎ＋１）｜，・・・｜ｒ（（Ｆ−１）Ｎ＋１）｜｝，
・・・・・・
ＲＮ−１ ＝｛｜ｒ（Ｎ−１）｜，｜ｒ（２Ｎ−１），・・・｜ｒ（ＦＮ−１）｜｝
に振り分け、
Ｎ組×Ｆ段（１フレームあたりのシンボル数Ｆと合致させた段数で、１つの組の段数）の２次元レジスタ１０７に記憶する。
例えば、Ｎ＝４の場合、ｎ＝５ならば２次元レジスタ１０７の１組目の２段目に、ｎ＝１２ならば４組目の３段目にそれぞれ記憶する。
循環切換器１０６によって２次元レジスタ１０７に振り分けられたＮ組の数値系列Ｒ０ ，Ｒ１ ，・・・ＲＮ−１ のそれぞれについて、主力波２波の割合を算出する。
【００２１】
この主力波２波の場合の割合算出を、図１２を使用して説明する。
図１２に示す相関系列の各絶対値１２０１は、循環切換器１０６（図１参照）が絶対値演算回路１１１から入力される絶対値｜ｒ（ｎ）｜を振り分けた相関系列の絶対値である。
まず、循環切換器１０６によって振り分けられる前の相関系列ｒ（ｎ）（ｎ＝０，１，・・・ＦＮ−１）が最大となるサンプル点ｎｍａｘ １２０２の前後１シンボルの範囲１２０３で、相関系列の各絶対値１２０１の中の最大値ｒｍａｘ，ｉ １２０４と２番目に大きい値ｒ２ｎｄ，ｉ １２０５（主力波２波）とを検索し、これら最大値と２番目に大きい値とが存在するサンプル点をそれぞれｍｍａｘ，ｉ 、ｍ２ｎｄ，ｉ とする。
つぎに、ｍｍａｘ，ｉ を中心に前後（Ｍ−１）シンボルの範囲１２０６で相関系列の絶対値１２０１の和Ｓｉ を算出し、さらに、主力波２波１２０４、１２０５の和（ｒｍａｘ，ｉ ＋ｒ２ｎｄ，ｉ ）と相関系列の絶対値１２０１の和Ｓｉ との比、Ｔｉ ＝（ｒｍａｘ，ｉ ＋ｒ２ｎｄ，ｉ ）／Ｓｉ を算出する。
各数値系列Ｒ０ ，Ｒ１ ，・・・ＲＮ−１ のそれぞれについて主力波２波と相関系列の絶対値１２０１との割合Ｔｉ を計算した後、この割合Ｔｉ の最大値を最大値検索器１０９（図１参照）により検索し、そのときのｉをｉ０ とし、ｎをＮで割った余りがｉ０ となるサンプル点をシンボルタイミングとし、ｉ０ を出力端子１１０から出力する。
【００２２】
つぎに、上述の基本原理にもとづく、本発明のシンボルタイミング検出方法の実施の形態を説明する。
図２は、受信機で使用される、本発明のシンボルタイミング検出方法を使用したシンボルタイミング検出回路の一実施例を示す。
送信機からは、図７に示すように、１つのフレームごとに、基準とする既知シンボル系列を先頭に配置したフレーム構成の送信信号が送信される。
受信機では、受信された受信信号が所要の処理をされ、１つのフレーム（Ｆシンボルで構成）ごとに基準となる既知シンボル系列（Ｍシンボルで構成）を先頭に配置したフレーム構成の受信信号となり、図２に示す本発明のシンボルタイミング検出方法を使用したシンボルタイミング検出回路に入力される。
【００２３】
受信信号は、入力端子２０１を介し、同期検波器２０２に入力される。
同期検波器２０２は、入力端子２０１を介し入力される受信信号からベースバンド信号２０３を同期検波して取り出し、同期検波して取り出したベースバンド信号２０３を低域通過フィルタ２０５へ出力する。
低域通過フィルタ２０５は、同期検波器２０２から入力される同期検波して取り出したベースバンド信号２０３の高周波成分を除去し、高周波成分を除去したベースバンド信号をＡ／Ｄ変換器２０６へ出力する。
Ａ／Ｄ変換器２０６は、低域通過フィルタ２０５から入力される高周波成分を除去したベースバンド信号をシンボル間隔の１／Ｎの時間間隔毎にサンプリングしてディジタル信号に変換し、変換したディジタル信号を相関演算回路１０２へ出力する。
【００２４】
相関演算回路１０２は、Ａ／Ｄ変換器２０６から入力されるディジタル信号と、別途、入力される長さＭシンボルの基準とする既知シンボル系列｛ｕ（０），ｕ（１），・・・ｕ（Ｍ−１）｝との相関系列｛ｒ（ｎ）｝を算出し、算出した相関系列｛ｒ（ｎ）｝を絶対値演算回路（例えば、２乗回路）１１１へ出力する。
絶対値演算回路１１１は、相関演算回路１０２から入力される相関系列｛ｒ（ｎ）｝の絶対値｛｜ｒ（ｎ）｜｝を算出し、算出した絶対値｛｜ｒ（ｎ）｜｝を循環切換器１０６へ出力する。
循環切換器１０６は、絶対値演算回路１１１から入力される絶対値 ｛｜ｒ（ｎ）｜｝ をＮの周期で、ｎをＮで割った余りによりＮ組（周期Ｎと合致させた組数）の数値系列に振り分け、Ｎ組×Ｆ段（１フレームあたりのシンボル数Ｆと合致させた段数で、１つの組の段数）の２次元レジスタ１０７へ出力する。
２次元レジスタ１０７は、循環切換器１０６から入力されるＮ組に振り分けられた数値系列
Ｒ０ ＝｛ｒ（０），ｒ（Ｎ），・・・ｒ（（Ｆ−１）Ｎ）｝，
Ｒ１ ＝｛ｒ（１），ｒ（Ｎ＋１），・・・ｒ（（Ｆ−１）Ｎ＋１）｝，
・・・・・
ＲＮ−１ ＝｛ｒ（Ｎ−１），ｒ（２Ｎ−１），・・・ｒ（ＦＮ−１）｝
を記憶する。
【００２５】
Ｎ組×Ｆ段の２次元レジスタ１０７に記憶されたＮ組の数値系列Ｒ０ ，Ｒ１ ，・・・ＲＮ−１ は、Ｎ組×Ｆ段の２次元レジスタ１０７のそれぞれの組に接続されているＮ組の演算回路１０８にそれぞれ読み出される。
Ｎ組の演算回路１０８は、２次元レジスタ１０７から読み出されるＮ組の数値系列Ｒ０ ，Ｒ１ ，・・・ＲＮ−１ のそれぞれについて、受信信号の最大値と２番目に大きい値を示す主力波２波と相関系列の絶対値との割合Ｔｉ（ｉ＝０，１，・・・Ｎ−１）を算出する。
主力波２波と相関系列の絶対値との割合Ｔｉの算出は、図１２に示すように、循環切換器１０６によってＮ組に振り分けられる前の相関系列ｒ（ｎ）（ｎ＝０，１，・・・ＦＮ−１）が最大となる点ｎｍａｘ １２０２の前後１シンボルの範囲１２０３で、相関系列の絶対値１２０１の中の主力波である最大値ｒｍａｘ，ｉ １２０４と２番目に大きい値ｒ２ｎｄ，ｉ １２０５とを検索し、これら最大値と２番目に大きい値とが存在する位置をそれぞれｍｍａｘ，ｉ 、ｍ２ｎｄ，ｉ とする。
つぎに、ｍｍａｘ，ｉ を中心に前後（Ｍ−１）シンボルの範囲１２０６で相関系列の絶対値１２０１の和Ｓｉ を算出し、さらに、主力波２波１２０４、１２０５の和（ｒｍａｘ，ｉ ＋ｒ２ｎｄ，ｉ ）と相関系列の絶対値１２０１の和Ｓｉ との比Ｔｉ＝（ｒｍａｘ，ｉ ＋ｒ２ｎｄ，ｉ ）／Ｓｉ を算出する。
Ｎ組の各数値系列Ｒ０ ，Ｒ１ ，・・・ＲＮ−１ のそれぞれについて算出された主力波２波と相関系列の絶対値１２０１との割合Ｔｉの最大値を最大値検索器１０９で検索し、Ｔｉが最大となるｉをｉ０ とし、ｎをＮで割った余りがｉ０ となるサンプル点をシンボルタイミングとし、ｉ０ を出力端子１１０から出力する。
【００２６】
図５および図６に示す相関系列の図は、上述したように１フレームあたりのシンボル数Ｆ＝１９２シンボル、既知シンボルの長さＭ＝１６シンボルで、１シンボルあたりＮ＝４回オーバーサンプリングされており、遅延波と直接波とで振幅、位相が同じで、遅延時間が１シンボルの主力波２波のモデルの例である。
循環切換器１０６により、Ｎ＝４の周期で、４つの相関系列Ｒ０ 〜Ｒ３ に振り分けると、図１３〜１６の黒丸の点に示す振り分けとなる。
なお、図中の破線は、振り分けられる前の図６に示す相関系列である。
図１３に示す相関系列のＲ０ は、ｎをＮ＝４で割った余りが０になる ｜ｒ（ｎ）｜ を抽出した相関系列（以下同様）である。
【００２７】
振り分けられる前の相関系列が最大値を与える点ｎｍａｘ １２０２の前後１シンボルの範囲１２０３内で、図１３〜１６に示す相関系列の主力波２波を検索すると、図中に示すように図１３の相関系列Ｒ０ についてはｒｍａｘ，０ ＝５７．３６（ｍｍａｘ，０ ＝６０）、ｒ２ｎｄ，０ ＝７．５６（ｍ２ｎｄ，０ ＝６４）、図１４の相関系列Ｒ１ についてはｒｍａｘ，１ ＝５１．６５（ｍｍａｘ，１ ＝６１）、ｒ２ｎｄ，１ ＝１９．１０（ｍ２ｎｄ，１ ＝５７）、図１５の相関系列Ｒ２ についてはｒｍａｘ，２ ＝３６．６２（ｍｍａｘ，２ ＝６２）、ｒ２ｎｄ，２ ＝３５．７８（ｍ２ｎｄ，２ ＝５８）、図１６の相関系列Ｒ３ についてはｒｍａｘ，３ ＝４９．８２（ｍｍａｘ，３ ＝５９）、ｒ２ｎｄ，３ ＝１８．２１（ｍ２ｎｄ，３ ＝６３）となる。
【００２８】
つぎに、ｍｍａｘ，ｉ （ｉ＝０，１，２，３）を中心に、前後Ｍ−１＝９シンボルの範囲内で図１３〜１６に示す相関系列の和を算出すると、図１３の相関系列Ｒ０ についてはＳ０ ＝５７５．５、図１４の相関系列Ｒ１ についてはＳ１ ＝５７７．６、図１５の相関系列Ｒ２ についてはＳ２ ＝５７２．９、図１６の相関系列Ｒ３ についてはＳ３ ＝５８３．０となる。
したがって、主力波２波の割合Ｔｉは、図１７に示すように、図１３の相関系列Ｒ０ についてはＴ０ ＝０．１１２８、図１４の相関系列Ｒ１ についてはＴ１ ＝０．１２２５、図１５の相関系列Ｒ２ についてはＴ２ ＝０．１２６４、図１６の相関系列Ｒ３ についてはＴ３ ＝０．１１６７となり、Ｔ２ が最大となるため、ｎを４で割った余りが２となるサンプル点（ｎ＝２，６，１０，・・・）をシンボルタイミングとし、２を出力端子１１０から出力する。
【００２９】
最大補償遅延時間が１シンボルで、主力波２波を除く非主力波を除去するビタビ等化器を使用した場合、上述のように、主力波２波の割合Ｔｉの値が大きいほど非主力波の割合が小さいため、非主力波成分除去の影響が少なくなる。
従来技術によって検出した場合のシンボルタイミングはｎ＝０，４，８・・・であり、４で割った余りが０なので、Ｔ０ を選択した場合のシンボルタイミングと同じである。
一方、本発明のシンボルタイミング検出方法による上述の例では、Ｔ０ より大きいＴ２ （最大値）を選択したため、従来技術のシンボルタイミング検出方法で検出したシンボルタイミングよりも非主力波成分除去の影響が少ないシンボルタイミングを検出している。
本発明のシンボルタイミング検出方法により、主力波２波の割合が最も大きくなるシンボルタイミングが検出され、主力波２波以外の非主力波成分を除去するビタビ等化器を使用する場合、非主力波成分の除去の影響が最も少なくなる。
【００３０】
【発明の効果】
本発明によれば、相関系列の主力波２波の割合が最大となるようにシンボルタイミングを決定し、非主力波成分を除去したことの影響が少なくなるようにしたシンボルタイミング検出方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のシンボルタイミング検出方法によりシンボルタイミングを検出する基本部分のブロック図。
【図２】本発明のシンボルタイミング検出方法を使用したシンボルタイミング検出回路のブロック図。
【図３】相関演算回路の詳細ブロック図。
【図４】従来技術によるシンボルタイミング検出方法を使用したシンボルタイミング検出回路のブロック図。
【図５】受信信号の相関系列（主力波２波モデル）。
【図６】図５に示す受信信号の相関系列の最大値付近の拡大図。
【図７】伝送信号の１フレームのシンボル構成を示す図。
【図８】受信信号の理想的な相関系列（主力波２波モデル：遅延１シンボル）。
【図９】サンプルタイミングによる相関系列の違いを説明する図（主力波２波モデル：遅延１シンボル）。
【図１０】最尤系列推定器の概念を仮想回路としたブロック図。
【図１１】等化器の最大補償遅延時間の制限および非主力波の除去を説明する図。
【図１２】主力波２波の割合算出を説明する図。
【図１３】図６の相関系列を循環切換器で振り分けた相関系列Ｒ０ を示す図。
【図１４】図６の相関系列を循環切換器で振り分けた相関系列Ｒ１ を示す図。
【図１５】図６の相関系列を循環切換器で振り分けた相関系列Ｒ２ を示す図。
【図１６】図６の相関系列を循環切換器で振り分けた相関系列Ｒ３ を示す図。
【図１７】図１３〜１６の相関系列Ｒ０ 、Ｒ１ 、Ｒ２ 、Ｒ３ について算出した主力波２波の割合Ｔｉを示す図。
【符号の説明】
１０１、２０１、３０１、４０１…入力端子、１０２、４０７…相関演算回路、１０３、３０２…遅延素子、１０４、３０３…乗算回路、１０５、３０４…加算回路、１０６…循環切換器、１０７…２次元レジスタ、１０８…演算回路、１０９、４１０…最大値検索器、１１０、３０５、４１１…出力端子、１１１、４０８…絶対値演算回路、２０２、４０２…同期検波器、２０５、４０５…低域通過フィルタ、２０６、４０６…Ａ／Ｄ変換器、４０９…レジスタ。
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル通信において用いられる受信機で、受信信号から伝送信号を取り出すときに使用されるシンボルタイミングの検出方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
文字、音声、画像などのメディアを統合したマルチメディアの利用が進展するに伴い、ディジタル通信においても動画像の伝送が行なわれるようになり、動画像の伝送を行なうディジタル無線通信では、高速での情報伝送が要求されるようになってきている。
このディジタル無線通信に用いられる受信機では、受信信号の中から正しく文字、音声、画像などからなる伝送信号を取り出すためにシンボルタイミングの検出を正確に行なうことが重要であるが、ディジタル無線通信の一つの手段として使用される移動無線通信は、受信において、特に、遅延波の影響を受けやすいという問題がある。
送信機から送信された電波は、さまざまな経路を伝搬し、それぞれ異なった遅延時間を伴って受信機で受信される。
この遅延波の影響を改善するため、受信機に波形等化器が使用されるが、波形等化器は受信信号に含まれるシンボル信号を検出するタイミングにより性能が左右されるため、適正なシンボルタイミングの検出が必要となる。
シンボルタイミングを検出する方法としては、送信側から、送信信号の各フレームの先頭に既知のシンボル系列を配置して送信し、受信側において、受信信号と既知のシンボル系列との相関系列を算出し、算出した相関系列が最大値となる点をシンボルタイミングとするシンボルタイミング検出方法がある。
【０００３】
図４に示すシンボルタイミング検出回路を使用して、従来のシンボルタイミング検出方法を説明する。
なお、以下の説明において使用されるＮは、１シンボルあたりのサンプル数、Ｍは、既知なシンボル系列のシンボル数、Ｆは、１フレームあたりのシンボル数である。
受信機で受信された受信信号が処理され、所要の受信信号が入力端子４０１を介して同期検波器４０２に入力される。
同期検波器４０２は、入力端子４０１を介し入力される受信信号を同期検波してベースバンド信号４０３を取り出し、同期検波して取り出したベースバンド信号４０３を低域通過フィルタ４０５へ出力する。
低域通過フィルタ４０５は、同期検波器４０２から入力される同期検波して取り出したベースバンド信号４０３の高周波成分を除去し、高周波成分を除去したベースバンド信号をＡ／Ｄ変換器４０６へ出力する。
Ａ／Ｄ変換器４０６は、低域通過フィルタ４０５から入力される高周波成分を除去したベースバンド信号をシンボル間隔の１／Ｎの時間間隔毎にサンプリングしてディジタル信号に変換し、変換したディジタル信号を相関演算回路４０７へ出力する。なお、以下の説明で、「シンボル間隔の１／Ｎの時間間隔毎にサンプリング」を「１シンボルあたりＮ回オーバーサンプリング」と呼ぶ。
【０００４】
相関演算回路４０７は、Ａ／Ｄ変換器４０６から入力されるディジタル信号と、別途、入力されるそれぞれの長さＭシンボルの既知シンボル系列｛ｕ（０），ｕ（１），・・・ｕ（Ｍ−１）｝との相関系列｛ｒ（ｎ）｝を算出し、算出した相関系列｛ｒ（ｎ）｝を絶対値演算回路４０８へ出力する。
絶対値演算回路４０８は、相関演算回路４０７から入力される相関系列｛ｒ（ｎ）｝の絶対値｛｜ｒ（ｎ）｜｝を算出し、算出した絶対値｛｜ｒ（ｎ）｜｝をレジスタ４０９へ出力する。
【０００５】
ここで、前記相関演算回路４０７の詳細なブロック図を図３に示し説明する。
相関演算回路４０７は、入力端子３０１に接続しているＭ−１段の縦続接続された遅延素子３０２と、Ｍ−１段の縦続接続された遅延素子３０２の第１段目の遅延素子３０２の入力側およびＭ−１段の遅延素子３０２の各出力側に、一方の乗算入力が接続され、他方の乗算入力に既知シンボル系列｛ｕ｝が入力するようにそれぞれ接続されたＭ個の乗算回路３０３と、Ｍ個の乗算回路３０３の各出力信号をつぎつぎに積算していくように接続されたＭ−１個の加算回路３０４とで構成され、最後の加算回路３０４の積算出力が出力端子３０５に接続した構成となっている。
【０００６】
入力端子３０１にＡ／Ｄ変換器４０６（図４参照）から入力されるディジタル信号は、縦続接続されたＭ−１段の遅延素子３０２によりそれぞれ所要時間遅延されつつシフトする。
Ｍ−１段の遅延素子３０２でそれぞれ所要時間遅延された各ディジタル信号は、Ｍ個の乗算回路３０３の２個目からＭ個目までの乗算回路３０３（１個目の乗算回路３０３には、入力端子３０１から遅延されていないディジタル信号が入力される）へ出力される。
このディジタル信号は、Ａ／Ｄ変換器４０６において１シンボルあたりＮ回オーバーサンプリングされており、Ｍ−１段の遅延素子３０２のそれぞれにおいて、Ｎサンプル、すなわち、１シンボル分づつ遅延する。
【０００７】
ここで、入力端子３０１から入力される信号系列を｛ｙ｝として、時刻ｎにおけるＭ−１段目の遅延素子３０２の出力信号をｙ（ｎ）とするために、入力端子３０１に入力される入力信号をｙ（ｎ＋（Ｍ−１）Ｎ）とする。
この状態において、あるサンプルタイミングで、入力端子３０１に入力された入力信号｛ｙ（ｎ），ｙ（ｎ＋Ｎ），・・・ｙ（ｎ＋（Ｍ−１）Ｎ）｝と既知シンボル系列｛ｕ｝との相関系列が算出されるとすると、つぎのサンプルタイミングでは入力信号｛ｙ（ｎ＋１），ｙ（ｎ＋Ｎ＋１），・・・ｙ（ｎ＋（Ｍ−１）Ｎ＋１）｝と既知シンボル系列｛ｕ｝との相関系列が算出される。
なお、相関演算は、最初に入力端子３０１から入力されたディジタル信号が、Ｍ−１段の遅延素子３０２をつぎつぎにシフトされ、Ｍ−１段目の遅延素子３０２から出力される時点から開始し、Ｍ−１段目の遅延素子３０２にｙ（ｎ）が出力された時点での相関系列をｒ（ｎ）とする。
この相関系列ｒ（ｎ）は、Ｍ個の乗算回路３０３それぞれの入力端子３０６に既知シンボル系列｛ｕ（０），ｕ（１），・・・ｕ（Ｍ−１）｝に近いパターンの系列が入力されるとき、絶対値が最大値を与える。
【０００８】
さらに図４において、絶対値演算回路４０８から算出した絶対値｛｜ｒ（ｎ）｜｝が入力されるレジスタ４０９は、１フレームあたりのサンプル数ＦＮ個（Ｆは、１フレームあたりのシンボル数、Ｎは、１シンボルあたりのサンプル数）のレジスタである。
レジスタ４０９は、１フレーム分の相関系列の絶対値｛｜ｒ（０）｜，｜ｒ（１）｜，・・・｜ｒ（ＦＮ−１）｜｝を記憶する。
最大値検索器４１０は、レジスタ４０９から１フレーム分の相関系列の絶対値を読み出し、最大値を検索し、最大値を与える点をｎ０ とする。
最大値を与える点ｎ０ を、１シンボルあたりのサンプル数Ｎで割った余りｎ０ ｍｏｄＮを算出し、ｎ０ をＮで割った余りがｎ０ ｍｏｄＮと等しくなるサンプル点をシンボルタイミングとし、ｎ０ ｍｏｄＮを出力端子４１１へ出力する。
【０００９】
図５に示す受信信号の相関系列は、図７に１フレームのシンボル構成を示すように、１フレームが１９２シンボル（Ｆ＝１９２）の先頭に１６シンボル（Ｍ＝１６）の長さの基準とする既知シンボル系列を配置し、π／４シフトＱＰＳＫで信号点配置して送信し、遅延時間が１シンボル周期の遅延波（Ｄ／Ｕ（所要信号対不要信号の比）＝０ｄＢ）１波が加わった場合の相関系列（Ｎ＝４サンプル／シンボル）例である。
また、図６は、図５に示す受信信号の相関系列を最大値付近で拡大表示した図である。
図５および図６に示すように、サンプル数がｎ＝６０で相関系列の絶対値 ｜ｒ（ｎ）｜ が最大値となるため、最大値検索器４１０でｎ０ ＝６０が選択され、ｎ０ ｍｏｄＮ＝６０ｍｏｄ４＝０となり、ｎを４で割った余りが０となるサンプル点（ｎ＝０，４，８，・・・）をシンボルタイミングとし、０を出力端子４１１へ出力する。
【００１０】
シンボルタイミングの検出方法においては、一般的に受信信号は帯域制限されているので、送信信号系列がランダムな信号系列であると考え、遅延波が存在しないとすると、受信信号と既知シンボル系列との相関系列ｒ（ｎ）は、図８に示す直接波と既知シンボル系列との相関系列８０１のようになる。
また、遅延時間が１シンボル、Ｄ／Ｕ＝０ｄＢ、直接波と同位相の遅延波が存在するとすると、遅延波と既知シンボル系列との相関系列ｒ（ｎ）は、図８に破線で示す遅延波と既知シンボル系列との相関系列８０２のようになる。
また、直接波と遅延波とを合成した受信信号と既知シンボル系列との相関系列ｒ（ｎ）は、直接波と既知シンボル系列との相関系列８０１と遅延波と既知シンボル系列との相関系列８０２との和となる合成した受信信号と既知シンボル系列との相関系列８０３のようになる。
【００１１】
さらに、図９（ａ）に、前述の合成した受信信号と既知シンボル系列との相関系列８０３の絶対値を算出した絶対値｜ｒ（ｎ）｜９０１を図示する。
従来技術によるシンボルタイミング検出方法では、合成した受信信号と既知シンボル系列との相関系列の絶対値９０１が最大値となる点ｎＭＡＸ ９０２が検出され、図９（ｂ）に示す最大値となる点ｎＭＡＸ ９０２を基準にシンボル周期で抜き出した相関系列９０３がシンボルタイミングとなる。
【００１２】
遅延波の影響を改善する波形等化器は、大きく分類すると判定帰還型等化器（ＤＦＥ）と最尤系列推定器（ビタビ等化器）の２つに分けることができるが、ここでは後者の最尤系列推定器を等化器として使用する場合の従来技術によるシンボルタイミング検出方法の問題について考える。
図１０に、最尤系列推定器の概念を仮想回路とし、ブロック図化したものを示す。
伝搬路推定器１００６で、伝送路１００２を伝送されてきた受信信号ｙ（ｔ）１００５から、伝送路１００２の伝搬路特性ｈ（ｔ）の推定値ｈ’（ｔ）を求める。
ある適当な相関系列｛ａｎ ｝を、伝送路特性ｈ（ｔ）の推定値ｈ’（ｔ）の推定伝送路１００７に通したレプリカｙ’（ｔ；｛ａｎ ｝）１００８を算出する。
受信信号ｙ（ｔ）１００５とレプリカｙ’（ｔ；｛ａｎ ｝）１００８とを比較回路１００９で比較し、受信信号ｙ（ｔ）１００５とレプリカｙ’（ｔ；｛ａｎ ｝）１００８との信号間距離ｄ（｛ａｎ ｝）が最小となる相関系列｛ａｎ ｝を検出回路１０１０で検索する。
信号間距離ｄ（｛ａｎ ｝）が最小となる相関系列を検索するためには、相関系列｛ａｎ ｝のすべてについて検索しなければならないが、ビタビアルゴリズムを使用することにより検索を効率的に行なうことができる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
従来技術によるシンボルタイミング検出方法においては、シンボルタイミングを決定した場合、図９（ｂ）に相関系列９０３として示すように無限に続き、非主力波成分の除去を行なうと、非主力波成分を除去したことの影響が大きいという問題がある。
本発明は、前記問題を解決し、図９（ｃ）に相関系列９０４として示すように、相関系列の主力波２波の割合が最大となるようにシンボルタイミングを決定し、非主力波成分を除去したことの影響が少なくなるようにしたシンボルタイミング検出方法を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、本発明のシンボルタイミング検出方法は、ディジタル通信に用いる受信機に使用するシンボルタイミング検出方法であって、複数のシンボルからなる各フレームの先頭に長さＭシンボルの既知なシンボル系列を配置したフレーム構成の送信信号を前記受信機で受信して受信信号とし、該受信信号を同期検波してベースバンド信号としてから１シンボルあたりＮ回（Ｎは自然数）オーバーサンプリングしてディジタル信号とし、該ディジタル信号の前記既知なシンボル系列との相関を演算して相関系列を算出し、該相関系列の絶対値からシンボルタイミングを検出するシンボルタイミング検出方法において、前記相関系列の絶対値を１シンボルあたりのサンプル数Ｎの周期で、Ｎ組の数値系列に振り分け、該振り分けたＮ組の数値系列のそれぞれについて絶対値の最大値と、該最大値を与えるサンプル点の前後に存在する２番目に大きい値の和が前記振分けられた数値系列の総和に占める割合を算出し、該割合が最も大きくなる相関系列を検索し、検索した相関系列が存在するタイミングをシンボルタイミングとするものである。
【００１６】
また、本発明のシンボルタイミング検出方法は、絶対値の最大値と、該最大値を与えるサンプル点の前後に存在する２番目に大きい値の和が前記振分けられた数値系列の総和に占める割合の算出は、前記絶対値の最大値を与えるサンプル点から前後（Ｍ−１）シンボルの範囲内で、絶対値の最大値および２番目に大きい値が相関系列の絶対値に占める割合の算出し、Ｎ組の数値系列のそれぞれから前記割合が最も大きくなる相関系列を検索し、検索した相関系列が存在するタイミングをシンボルタイミングとするものである。
【００１７】
また、本発明のシンボルタイミング検出方法は、ディジタル通信に用いる受信機に使用するシンボルタイミング検出方法であって、所定のビット数のデータの複数のシンボルからなる各フレームの先頭に長さＭシンボルの既知なシンボル系列を配置したフレーム構成の送信信号を受信して受信信号とし、該受信信号を同期検波器で検波してベースバンド信号とし、該ベースバンド信号をＡ／Ｄ変換器で１シンボルあたりＮ回（Ｎは自然数）オーバーサンプリングしてディジタル信号とし、該ディジタル信号を相関演算回路で前記既知なシンボル系列との相関を演算して相関系列を算出し、該相関系列を絶対値演算回路で演算して相関系列の絶対値を算出し、該相関系列の絶対値の少なくとも１フレームをレジスタに記憶し、該レジスタから前記相関系列の絶対値の少なくとも１フレームを読み出して該読み出した絶対値からシンボルタイミングを検出するシンボルタイミング検出方法において、前記絶対値演算回路で算出した前記相関系列の絶対値を、循環切換器で順次に、循環して１シンボルあたりのサンプル数Ｎの周期で、Ｎ組の数値系列に振り分け、該振り分けたＮ組の数値系列をＮ組×Ｆ段の２次元レジスタに記憶し、該Ｎ組×Ｆ段の２次元レジスタからそれぞれの組に接続されているＮ組の演算回路に読み出して、前記Ｎ組の数値系列のそれぞれについて絶対値の最大値と、該最大値を与えるサンプル点の前後に存在する２番目に大きい値の和が前記振分けられた数値系列の総和に占める割合を算出し、前記Ｎ組の数値系列のそれぞれの割合から最大値検索器で前記割合が最も大きくなる相関系列を検索し、検索した前記割合が最も大きくなる相関系列が存在するタイミングをシンボルタイミングとするものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態を説明する前に、まず、本発明のシンボルタイミング検出方法について基本的な説明をする。
図１に示す、シンボルタイミングを検出する基本的なブロック図を使用する。
送信側からは、図７に示すように、１つのフレームごとに、長さＭシンボルの基準とする既知のシンボル系列｛ｕ（ｋ）｜ｋ＝０，１，・・・Ｍ−１｝を先頭に配置したフレーム構成の送信信号が送信される。
受信側では、受信された受信信号が所要の処理をされて、既知のシンボル系列｛ｕ（ｋ）｜ｋ＝０，１，・・・Ｍ−１｝を先頭に配置したフレーム構成のディジタル信号（図１には記載していないが、Ａ／Ｄ変換器において、１シンボルあたりＮ回オーバーサンプリングされている）となり、相関演算回路１０２の入力端子１０１を介し、縦続接続されているＭ−１段のＮサンプル遅延素子１０３の第１段の遅延素子１０３およびＭ個の乗算回路１０４の第１の乗算回路１０４に入力される。
縦続接続されているＭ−１段のＮサンプル遅延素子１０３は、入力される１シンボルあたりＮ回オーバーサンプリングされたディジタル信号にそれぞれＮサンプル分の遅延を与えるため、例えば、第１段の遅延素子１０３に信号系列ｙ（ｎ）が入力されたとすると、第１段の遅延素子１０３の出力はＮサンプル前のｙ（ｎ−Ｎ）、第２段の遅延素子１０３の出力は２Ｎサンプル前のｙ（ｎ−２Ｎ）、最後の第Ｍ−１段の遅延素子１０３の出力は（Ｍ−１）Ｎサンプル前のｙ（ｎ−（Ｍ−１）Ｎ）となる。
【００１９】
以下の説明では、最後の第Ｍ−１段の遅延素子１０３の出力をｙ（ｎ）とするために、図１にも記載しているように、第１の遅延素子１０３の入力をｙ（ｎ＋（Ｍ−１）Ｎ）、出力をｙ（ｎ＋（Ｍ−２）Ｎ）、第２の遅延素子１０３の出力をｙ（ｎ＋（Ｍ−３）Ｎ）（以下、同様）とする。
第１の遅延素子１０３の入力および各遅延素子１０３の出力にはそれぞれ乗算回路１０４が接続されており、別途それぞれ入力される既知シンボル系列｛ｕ｝の各係数との積が算出され、Ｍ−１個の加算回路１０５に入力され、Ｍ−１個の加算回路１０５それぞれにおいて、各遅延素子１０３の出力と既知シンボル系列｛ｕ｝の各係数との積が積算され、入力信号ｙ（ｎ）と既知シンボル系列｛ｕ｝との相関系列ｒ（ｎ）が算出される。
このような算出を計算式で示すと、下記（１）式となる。
【数１】
相関演算回路１０２において、（１）式により算出した相関系列ｒ（ｎ）を絶対値演算回路１１１に入力し、絶対値演算回路１１１で算出した絶対値 ｜ｒ（ｎ）｜ をＮの周期で循環切換器１０６によりＮ組（周期Ｎと合致させた組数）の数値系列
Ｒ０ ＝｛｜ｒ（０）｜，｜ｒ（Ｎ）｜，・・・｜ｒ（（Ｆ−１）Ｎ）｜｝，
Ｒ１ ＝｛｜ｒ（１）｜，｜ｒ（Ｎ＋１）｜，・・・｜ｒ（（Ｆ−１）Ｎ＋１）｜｝，
・・・・・・
ＲＮ−１ ＝｛｜ｒ（Ｎ−１）｜，｜ｒ（２Ｎ−１），・・・｜ｒ（ＦＮ−１）｜｝
に振り分け、
Ｎ組×Ｆ段（１フレームあたりのシンボル数Ｆと合致させた段数で、１つの組の段数）の２次元レジスタ１０７に記憶する。
例えば、Ｎ＝４の場合、ｎ＝５ならば２次元レジスタ１０７の１組目の２段目に、ｎ＝１２ならば４組目の３段目にそれぞれ記憶する。
循環切換器１０６によって２次元レジスタ１０７に振り分けられたＮ組の数値系列Ｒ０ ，Ｒ１ ，・・・ＲＮ−１ のそれぞれについて、主力波２波の割合を算出する。
【００２１】
この主力波２波の場合の割合算出を、図１２を使用して説明する。
図１２に示す相関系列の各絶対値１２０１は、循環切換器１０６（図１参照）が絶対値演算回路１１１から入力される絶対値｜ｒ（ｎ）｜を振り分けた相関系列の絶対値である。
まず、循環切換器１０６によって振り分けられる前の相関系列ｒ（ｎ）（ｎ＝０，１，・・・ＦＮ−１）が最大となるサンプル点ｎｍａｘ １２０２の前後１シンボルの範囲１２０３で、相関系列の各絶対値１２０１の中の最大値ｒｍａｘ，ｉ １２０４と２番目に大きい値ｒ２ｎｄ，ｉ １２０５（主力波２波）とを検索し、これら最大値と２番目に大きい値とが存在するサンプル点をそれぞれｍｍａｘ，ｉ 、ｍ２ｎｄ，ｉ とする。
つぎに、ｍｍａｘ，ｉ を中心に前後（Ｍ−１）シンボルの範囲１２０６で相関系列の絶対値１２０１の和Ｓｉ を算出し、さらに、主力波２波１２０４、１２０５の和（ｒｍａｘ，ｉ ＋ｒ２ｎｄ，ｉ ）と相関系列の絶対値１２０１の和Ｓｉ との比、Ｔｉ ＝（ｒｍａｘ，ｉ ＋ｒ２ｎｄ，ｉ ）／Ｓｉ を算出する。
各数値系列Ｒ０ ，Ｒ１ ，・・・ＲＮ−１ のそれぞれについて主力波２波と相関系列の絶対値１２０１との割合Ｔｉ を計算した後、この割合Ｔｉ の最大値を最大値検索器１０９（図１参照）により検索し、そのときのｉをｉ０ とし、ｎをＮで割った余りがｉ０ となるサンプル点をシンボルタイミングとし、ｉ０ を出力端子１１０から出力する。
【００２２】
つぎに、上述の基本原理にもとづく、本発明のシンボルタイミング検出方法の実施の形態を説明する。
図２は、受信機で使用される、本発明のシンボルタイミング検出方法を使用したシンボルタイミング検出回路の一実施例を示す。
送信機からは、図７に示すように、１つのフレームごとに、基準とする既知シンボル系列を先頭に配置したフレーム構成の送信信号が送信される。
受信機では、受信された受信信号が所要の処理をされ、１つのフレーム（Ｆシンボルで構成）ごとに基準となる既知シンボル系列（Ｍシンボルで構成）を先頭に配置したフレーム構成の受信信号となり、図２に示す本発明のシンボルタイミング検出方法を使用したシンボルタイミング検出回路に入力される。
【００２３】
受信信号は、入力端子２０１を介し、同期検波器２０２に入力される。
同期検波器２０２は、入力端子２０１を介し入力される受信信号からベースバンド信号２０３を同期検波して取り出し、同期検波して取り出したベースバンド信号２０３を低域通過フィルタ２０５へ出力する。
低域通過フィルタ２０５は、同期検波器２０２から入力される同期検波して取り出したベースバンド信号２０３の高周波成分を除去し、高周波成分を除去したベースバンド信号をＡ／Ｄ変換器２０６へ出力する。
Ａ／Ｄ変換器２０６は、低域通過フィルタ２０５から入力される高周波成分を除去したベースバンド信号をシンボル間隔の１／Ｎの時間間隔毎にサンプリングしてディジタル信号に変換し、変換したディジタル信号を相関演算回路１０２へ出力する。
【００２４】
相関演算回路１０２は、Ａ／Ｄ変換器２０６から入力されるディジタル信号と、別途、入力される長さＭシンボルの基準とする既知シンボル系列｛ｕ（０），ｕ（１），・・・ｕ（Ｍ−１）｝との相関系列｛ｒ（ｎ）｝を算出し、算出した相関系列｛ｒ（ｎ）｝を絶対値演算回路（例えば、２乗回路）１１１へ出力する。
絶対値演算回路１１１は、相関演算回路１０２から入力される相関系列｛ｒ（ｎ）｝の絶対値｛｜ｒ（ｎ）｜｝を算出し、算出した絶対値｛｜ｒ（ｎ）｜｝を循環切換器１０６へ出力する。
循環切換器１０６は、絶対値演算回路１１１から入力される絶対値 ｛｜ｒ（ｎ）｜｝ をＮの周期で、ｎをＮで割った余りによりＮ組（周期Ｎと合致させた組数）の数値系列に振り分け、Ｎ組×Ｆ段（１フレームあたりのシンボル数Ｆと合致させた段数で、１つの組の段数）の２次元レジスタ１０７へ出力する。
２次元レジスタ１０７は、循環切換器１０６から入力されるＮ組に振り分けられた数値系列
Ｒ０ ＝｛ｒ（０），ｒ（Ｎ），・・・ｒ（（Ｆ−１）Ｎ）｝，
Ｒ１ ＝｛ｒ（１），ｒ（Ｎ＋１），・・・ｒ（（Ｆ−１）Ｎ＋１）｝，
・・・・・
ＲＮ−１ ＝｛ｒ（Ｎ−１），ｒ（２Ｎ−１），・・・ｒ（ＦＮ−１）｝
を記憶する。
【００２５】
Ｎ組×Ｆ段の２次元レジスタ１０７に記憶されたＮ組の数値系列Ｒ０ ，Ｒ１ ，・・・ＲＮ−１ は、Ｎ組×Ｆ段の２次元レジスタ１０７のそれぞれの組に接続されているＮ組の演算回路１０８にそれぞれ読み出される。
Ｎ組の演算回路１０８は、２次元レジスタ１０７から読み出されるＮ組の数値系列Ｒ０ ，Ｒ１ ，・・・ＲＮ−１ のそれぞれについて、受信信号の最大値と２番目に大きい値を示す主力波２波と相関系列の絶対値との割合Ｔｉ（ｉ＝０，１，・・・Ｎ−１）を算出する。
主力波２波と相関系列の絶対値との割合Ｔｉの算出は、図１２に示すように、循環切換器１０６によってＮ組に振り分けられる前の相関系列ｒ（ｎ）（ｎ＝０，１，・・・ＦＮ−１）が最大となる点ｎｍａｘ １２０２の前後１シンボルの範囲１２０３で、相関系列の絶対値１２０１の中の主力波である最大値ｒｍａｘ，ｉ １２０４と２番目に大きい値ｒ２ｎｄ，ｉ １２０５とを検索し、これら最大値と２番目に大きい値とが存在する位置をそれぞれｍｍａｘ，ｉ 、ｍ２ｎｄ，ｉ とする。
つぎに、ｍｍａｘ，ｉ を中心に前後（Ｍ−１）シンボルの範囲１２０６で相関系列の絶対値１２０１の和Ｓｉ を算出し、さらに、主力波２波１２０４、１２０５の和（ｒｍａｘ，ｉ ＋ｒ２ｎｄ，ｉ ）と相関系列の絶対値１２０１の和Ｓｉ との比Ｔｉ＝（ｒｍａｘ，ｉ ＋ｒ２ｎｄ，ｉ ）／Ｓｉ を算出する。
Ｎ組の各数値系列Ｒ０ ，Ｒ１ ，・・・ＲＮ−１ のそれぞれについて算出された主力波２波と相関系列の絶対値１２０１との割合Ｔｉの最大値を最大値検索器１０９で検索し、Ｔｉが最大となるｉをｉ０ とし、ｎをＮで割った余りがｉ０ となるサンプル点をシンボルタイミングとし、ｉ０ を出力端子１１０から出力する。
【００２６】
図５および図６に示す相関系列の図は、上述したように１フレームあたりのシンボル数Ｆ＝１９２シンボル、既知シンボルの長さＭ＝１６シンボルで、１シンボルあたりＮ＝４回オーバーサンプリングされており、遅延波と直接波とで振幅、位相が同じで、遅延時間が１シンボルの主力波２波のモデルの例である。
循環切換器１０６により、Ｎ＝４の周期で、４つの相関系列Ｒ０ 〜Ｒ３ に振り分けると、図１３〜１６の黒丸の点に示す振り分けとなる。
なお、図中の破線は、振り分けられる前の図６に示す相関系列である。
図１３に示す相関系列のＲ０ は、ｎをＮ＝４で割った余りが０になる ｜ｒ（ｎ）｜ を抽出した相関系列（以下同様）である。
【００２７】
振り分けられる前の相関系列が最大値を与える点ｎｍａｘ １２０２の前後１シンボルの範囲１２０３内で、図１３〜１６に示す相関系列の主力波２波を検索すると、図中に示すように図１３の相関系列Ｒ０ についてはｒｍａｘ，０ ＝５７．３６（ｍｍａｘ，０ ＝６０）、ｒ２ｎｄ，０ ＝７．５６（ｍ２ｎｄ，０ ＝６４）、図１４の相関系列Ｒ１ についてはｒｍａｘ，１ ＝５１．６５（ｍｍａｘ，１ ＝６１）、ｒ２ｎｄ，１ ＝１９．１０（ｍ２ｎｄ，１ ＝５７）、図１５の相関系列Ｒ２ についてはｒｍａｘ，２ ＝３６．６２（ｍｍａｘ，２ ＝６２）、ｒ２ｎｄ，２ ＝３５．７８（ｍ２ｎｄ，２ ＝５８）、図１６の相関系列Ｒ３ についてはｒｍａｘ，３ ＝４９．８２（ｍｍａｘ，３ ＝５９）、ｒ２ｎｄ，３ ＝１８．２１（ｍ２ｎｄ，３ ＝６３）となる。
【００２８】
つぎに、ｍｍａｘ，ｉ （ｉ＝０，１，２，３）を中心に、前後Ｍ−１＝９シンボルの範囲内で図１３〜１６に示す相関系列の和を算出すると、図１３の相関系列Ｒ０ についてはＳ０ ＝５７５．５、図１４の相関系列Ｒ１ についてはＳ１ ＝５７７．６、図１５の相関系列Ｒ２ についてはＳ２ ＝５７２．９、図１６の相関系列Ｒ３ についてはＳ３ ＝５８３．０となる。
したがって、主力波２波の割合Ｔｉは、図１７に示すように、図１３の相関系列Ｒ０ についてはＴ０ ＝０．１１２８、図１４の相関系列Ｒ１ についてはＴ１ ＝０．１２２５、図１５の相関系列Ｒ２ についてはＴ２ ＝０．１２６４、図１６の相関系列Ｒ３ についてはＴ３ ＝０．１１６７となり、Ｔ２ が最大となるため、ｎを４で割った余りが２となるサンプル点（ｎ＝２，６，１０，・・・）をシンボルタイミングとし、２を出力端子１１０から出力する。
【００２９】
最大補償遅延時間が１シンボルで、主力波２波を除く非主力波を除去するビタビ等化器を使用した場合、上述のように、主力波２波の割合Ｔｉの値が大きいほど非主力波の割合が小さいため、非主力波成分除去の影響が少なくなる。
従来技術によって検出した場合のシンボルタイミングはｎ＝０，４，８・・・であり、４で割った余りが０なので、Ｔ０ を選択した場合のシンボルタイミングと同じである。
一方、本発明のシンボルタイミング検出方法による上述の例では、Ｔ０ より大きいＴ２ （最大値）を選択したため、従来技術のシンボルタイミング検出方法で検出したシンボルタイミングよりも非主力波成分除去の影響が少ないシンボルタイミングを検出している。
本発明のシンボルタイミング検出方法により、主力波２波の割合が最も大きくなるシンボルタイミングが検出され、主力波２波以外の非主力波成分を除去するビタビ等化器を使用する場合、非主力波成分の除去の影響が最も少なくなる。
【００３０】
【発明の効果】
本発明によれば、相関系列の主力波２波の割合が最大となるようにシンボルタイミングを決定し、非主力波成分を除去したことの影響が少なくなるようにしたシンボルタイミング検出方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のシンボルタイミング検出方法によりシンボルタイミングを検出する基本部分のブロック図。
【図２】本発明のシンボルタイミング検出方法を使用したシンボルタイミング検出回路のブロック図。
【図３】相関演算回路の詳細ブロック図。
【図４】従来技術によるシンボルタイミング検出方法を使用したシンボルタイミング検出回路のブロック図。
【図５】受信信号の相関系列（主力波２波モデル）。
【図６】図５に示す受信信号の相関系列の最大値付近の拡大図。
【図７】伝送信号の１フレームのシンボル構成を示す図。
【図８】受信信号の理想的な相関系列（主力波２波モデル：遅延１シンボル）。
【図９】サンプルタイミングによる相関系列の違いを説明する図（主力波２波モデル：遅延１シンボル）。
【図１０】最尤系列推定器の概念を仮想回路としたブロック図。
【図１１】等化器の最大補償遅延時間の制限および非主力波の除去を説明する図。
【図１２】主力波２波の割合算出を説明する図。
【図１３】図６の相関系列を循環切換器で振り分けた相関系列Ｒ０ を示す図。
【図１４】図６の相関系列を循環切換器で振り分けた相関系列Ｒ１ を示す図。
【図１５】図６の相関系列を循環切換器で振り分けた相関系列Ｒ２ を示す図。
【図１６】図６の相関系列を循環切換器で振り分けた相関系列Ｒ３ を示す図。
【図１７】図１３〜１６の相関系列Ｒ０ 、Ｒ１ 、Ｒ２ 、Ｒ３ について算出した主力波２波の割合Ｔｉを示す図。
【符号の説明】
１０１、２０１、３０１、４０１…入力端子、１０２、４０７…相関演算回路、１０３、３０２…遅延素子、１０４、３０３…乗算回路、１０５、３０４…加算回路、１０６…循環切換器、１０７…２次元レジスタ、１０８…演算回路、１０９、４１０…最大値検索器、１１０、３０５、４１１…出力端子、１１１、４０８…絶対値演算回路、２０２、４０２…同期検波器、２０５、４０５…低域通過フィルタ、２０６、４０６…Ａ／Ｄ変換器、４０９…レジスタ。
Claims (4)
- ディジタル通信に用いる受信機に使用するシンボルタイミング検出方法であって、前記受信機側で既知なシンボル系列を、フレームのあらかじめ定めた位置に配置した構成の送信信号を前記受信機で受信して受信信号とし、該受信信号と前記既知なシンボル系列との相関系列を算出し、該相関系列をシンボル周期で複数の数値系列に振り分け、該振り分けられた複数の数値系列の中から、絶対値の最大値と、該最大値を与えるサンプル点の前後に存在する２番目に大きい値の和が、該振分けられた複数の数値系列の総和に占める割合を算出し、該割合が最も大きくなる数値系列を選択し、該選択した数値系列が存在するタイミングをシンボルタイミングとすることを特徴とするシンボルタイミング検出方法。
- ディジタル通信に用いる受信機に使用するシンボルタイミング検出方法であって、複数のシンボルからなる各フレームの先頭に長さＭシンボルの既知なシンボル系列を配置したフレーム構成の送信信号を前記受信機で受信して受信信号とし、該受信信号を同期検波してベースバンド信号としてから１シンボルあたりＮ回（Ｎは自然数）オーバーサンプリングしてディジタル信号とし、該ディジタル信号の前記既知なシンボル系列との相関を演算して相関系列を算出し、該相関系列の絶対値からシンボルタイミングを検出するシンボルタイミング検出方法において、前記相関系列の絶対値を１シンボルあたりのサンプル数Ｎの周期で、Ｎ組の数値系列に振り分け、該振り分けたＮ組の数値系列のそれぞれについて絶対値の最大値と、該最大値を与えるサンプル点の前後に存在する２番目に大きい値の和が前記振分けられた数値系列の総和に占める割合を算出し、該割合が最も大きくなる相関系列を検索し、検索した相関系列が存在するタイミングをシンボルタイミングとすることを特徴とするシンボルタイミング検出方法。
- 請求項２記載のシンボルタイミング検出方法において、前記絶対値の最大値と、該最大値を与えるサンプル点の前後に存在する２番目に大きい値の和が前記振分けられた数値系列の総和に占める割合の算出は、前記絶対値の最大値を与えるサンプル点から前後（Ｍ−１）シンボルの範囲内で、絶対値の最大値および２番目に大きい値が相関系列の絶対値に占める割合を算出し、Ｎ組の数値系列のそれぞれから前記割合が最も大きくなる相関系列を検索し、検索した相関系列が存在するタイミングをシンボルタイミングとすることを特徴とするシンボルタイミング検出方法。
- ディジタル通信に用いる受信機に使用するシンボルタイミング検出方法であって、所定のビット数のデータの複数のシンボルからなる各フレームの先頭に長さＭシンボルの既知なシンボル系列を配置したフレーム構成の送信信号を受信して受信信号とし、該受信信号を同期検波器で検波してベースバンド信号とし、該ベースバンド信号をＡ／Ｄ変換器で１シンボルあたりＮ回（Ｎは自然数）オーバーサンプリングしてディジタル信号とし、該ディジタル信号を相関演算回路で前記既知なシンボル系列との相関を演算して相関系列を算出し、該相関系列を絶対値演算回路で演算して相関系列の絶対値を算出し、該相関系列の絶対値の少なくとも１フレームをレジスタに記憶し、該レジスタから前記相関系列の絶対値の少なくとも１フレームを読み出して該読み出した絶対値からシンボルタイミングを検出するシンボルタイミング検出方法において、前記絶対値演算回路で算出した前記相関系列の絶対値を、循環切換器で順次に、循環して１シンボルあたりのサンプル数Ｎの周期で、Ｎ組の数値系列に振り分け、該振り分けたＮ組の数値系列をＮ組×Ｆ段の２次元レジスタに記憶し、該Ｎ組×Ｆ段の２次元レジスタからそれぞれの組に接続されているＮ組の演算回路に読み出して、前記Ｎ組の数値系列のそれぞれについて絶対値の最大値と該最大値を与えるサンプル点の前後に存在する２番目に大きい値の和が前記振分けられた数値系列の総和に占める割合を算出し、前記Ｎ組の数値系列のそれぞれの割合から最大値検索器で前記割合が最も大きくなる相関系列を検索し、検索した前記割合が最も大きくなる相関系列が存在するタイミングをシンボルタイミングとすることを特徴とするシンボルタイミング検出方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05206099A JP3619384B2 (ja) | 1999-03-01 | 1999-03-01 | シンボルタイミング検出方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05206099A JP3619384B2 (ja) | 1999-03-01 | 1999-03-01 | シンボルタイミング検出方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000252969A JP2000252969A (ja) | 2000-09-14 |
| JP3619384B2 true JP3619384B2 (ja) | 2005-02-09 |
Family
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05206099A Expired - Fee Related JP3619384B2 (ja) | 1999-03-01 | 1999-03-01 | シンボルタイミング検出方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3619384B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE602005019558D1 (de) * | 2004-05-12 | 2010-04-08 | Thomson Licensing | Symboltakt-mehrdeutigkeitskorrektur |
| JP4968910B2 (ja) * | 2007-03-19 | 2012-07-04 | 新日本無線株式会社 | ビット同期回路 |
-
1999
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000252969A (ja) | 2000-09-14 |
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| A977 | Report on retrieval |
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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