JP3619384B2

JP3619384B2 - Symbol timing detection method

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Publication number: JP3619384B2
Application number: JP05206099A
Authority: JP
Inventors: 欽一日暮; 岳彦小林
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Current assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Priority date: 1999-03-01
Filing date: 1999-03-01
Publication date: 2005-02-09
Anticipated expiration: 2019-03-01
Also published as: JP2000252969A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル通信において用いられる受信機で、受信信号から伝送信号を取り出すときに使用されるシンボルタイミングの検出方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
文字、音声、画像などのメディアを統合したマルチメディアの利用が進展するに伴い、ディジタル通信においても動画像の伝送が行なわれるようになり、動画像の伝送を行なうディジタル無線通信では、高速での情報伝送が要求されるようになってきている。
このディジタル無線通信に用いられる受信機では、受信信号の中から正しく文字、音声、画像などからなる伝送信号を取り出すためにシンボルタイミングの検出を正確に行なうことが重要であるが、ディジタル無線通信の一つの手段として使用される移動無線通信は、受信において、特に、遅延波の影響を受けやすいという問題がある。
送信機から送信された電波は、さまざまな経路を伝搬し、それぞれ異なった遅延時間を伴って受信機で受信される。
この遅延波の影響を改善するため、受信機に波形等化器が使用されるが、波形等化器は受信信号に含まれるシンボル信号を検出するタイミングにより性能が左右されるため、適正なシンボルタイミングの検出が必要となる。
シンボルタイミングを検出する方法としては、送信側から、送信信号の各フレームの先頭に既知のシンボル系列を配置して送信し、受信側において、受信信号と既知のシンボル系列との相関系列を算出し、算出した相関系列が最大値となる点をシンボルタイミングとするシンボルタイミング検出方法がある。
【０００３】
図４に示すシンボルタイミング検出回路を使用して、従来のシンボルタイミング検出方法を説明する。
なお、以下の説明において使用されるＮは、１シンボルあたりのサンプル数、Ｍは、既知なシンボル系列のシンボル数、Ｆは、１フレームあたりのシンボル数である。
受信機で受信された受信信号が処理され、所要の受信信号が入力端子４０１を介して同期検波器４０２に入力される。
同期検波器４０２は、入力端子４０１を介し入力される受信信号を同期検波してベースバンド信号４０３を取り出し、同期検波して取り出したベースバンド信号４０３を低域通過フィルタ４０５へ出力する。
低域通過フィルタ４０５は、同期検波器４０２から入力される同期検波して取り出したベースバンド信号４０３の高周波成分を除去し、高周波成分を除去したベースバンド信号をＡ／Ｄ変換器４０６へ出力する。
Ａ／Ｄ変換器４０６は、低域通過フィルタ４０５から入力される高周波成分を除去したベースバンド信号をシンボル間隔の１／Ｎの時間間隔毎にサンプリングしてディジタル信号に変換し、変換したディジタル信号を相関演算回路４０７へ出力する。なお、以下の説明で、「シンボル間隔の１／Ｎの時間間隔毎にサンプリング」を「１シンボルあたりＮ回オーバーサンプリング」と呼ぶ。
【０００４】
相関演算回路４０７は、Ａ／Ｄ変換器４０６から入力されるディジタル信号と、別途、入力されるそれぞれの長さＭシンボルの既知シンボル系列｛ｕ（０），ｕ（１），・・・ｕ（Ｍ−１）｝との相関系列｛ｒ（ｎ）｝を算出し、算出した相関系列｛ｒ（ｎ）｝を絶対値演算回路４０８へ出力する。
絶対値演算回路４０８は、相関演算回路４０７から入力される相関系列｛ｒ（ｎ）｝の絶対値｛｜ｒ（ｎ）｜｝を算出し、算出した絶対値｛｜ｒ（ｎ）｜｝をレジスタ４０９へ出力する。
【０００５】
ここで、前記相関演算回路４０７の詳細なブロック図を図３に示し説明する。
相関演算回路４０７は、入力端子３０１に接続しているＭ−１段の縦続接続された遅延素子３０２と、Ｍ−１段の縦続接続された遅延素子３０２の第１段目の遅延素子３０２の入力側およびＭ−１段の遅延素子３０２の各出力側に、一方の乗算入力が接続され、他方の乗算入力に既知シンボル系列｛ｕ｝が入力するようにそれぞれ接続されたＭ個の乗算回路３０３と、Ｍ個の乗算回路３０３の各出力信号をつぎつぎに積算していくように接続されたＭ−１個の加算回路３０４とで構成され、最後の加算回路３０４の積算出力が出力端子３０５に接続した構成となっている。
【０００６】
入力端子３０１にＡ／Ｄ変換器４０６（図４参照）から入力されるディジタル信号は、縦続接続されたＭ−１段の遅延素子３０２によりそれぞれ所要時間遅延されつつシフトする。
Ｍ−１段の遅延素子３０２でそれぞれ所要時間遅延された各ディジタル信号は、Ｍ個の乗算回路３０３の２個目からＭ個目までの乗算回路３０３（１個目の乗算回路３０３には、入力端子３０１から遅延されていないディジタル信号が入力される）へ出力される。
このディジタル信号は、Ａ／Ｄ変換器４０６において１シンボルあたりＮ回オーバーサンプリングされており、Ｍ−１段の遅延素子３０２のそれぞれにおいて、Ｎサンプル、すなわち、１シンボル分づつ遅延する。
【０００７】
ここで、入力端子３０１から入力される信号系列を｛ｙ｝として、時刻ｎにおけるＭ−１段目の遅延素子３０２の出力信号をｙ（ｎ）とするために、入力端子３０１に入力される入力信号をｙ（ｎ＋（Ｍ−１）Ｎ）とする。
この状態において、あるサンプルタイミングで、入力端子３０１に入力された入力信号｛ｙ（ｎ），ｙ（ｎ＋Ｎ），・・・ｙ（ｎ＋（Ｍ−１）Ｎ）｝と既知シンボル系列｛ｕ｝との相関系列が算出されるとすると、つぎのサンプルタイミングでは入力信号｛ｙ（ｎ＋１），ｙ（ｎ＋Ｎ＋１），・・・ｙ（ｎ＋（Ｍ−１）Ｎ＋１）｝と既知シンボル系列｛ｕ｝との相関系列が算出される。
なお、相関演算は、最初に入力端子３０１から入力されたディジタル信号が、Ｍ−１段の遅延素子３０２をつぎつぎにシフトされ、Ｍ−１段目の遅延素子３０２から出力される時点から開始し、Ｍ−１段目の遅延素子３０２にｙ（ｎ）が出力された時点での相関系列をｒ（ｎ）とする。
この相関系列ｒ（ｎ）は、Ｍ個の乗算回路３０３それぞれの入力端子３０６に既知シンボル系列｛ｕ（０），ｕ（１），・・・ｕ（Ｍ−１）｝に近いパターンの系列が入力されるとき、絶対値が最大値を与える。
【０００８】
さらに図４において、絶対値演算回路４０８から算出した絶対値｛｜ｒ（ｎ）｜｝が入力されるレジスタ４０９は、１フレームあたりのサンプル数ＦＮ個（Ｆは、１フレームあたりのシンボル数、Ｎは、１シンボルあたりのサンプル数）のレジスタである。
レジスタ４０９は、１フレーム分の相関系列の絶対値｛｜ｒ（０）｜，｜ｒ（１）｜，・・・｜ｒ（ＦＮ−１）｜｝を記憶する。
最大値検索器４１０は、レジスタ４０９から１フレーム分の相関系列の絶対値を読み出し、最大値を検索し、最大値を与える点をｎ_０とする。
最大値を与える点ｎ_０を、１シンボルあたりのサンプル数Ｎで割った余りｎ_０ｍｏｄＮを算出し、ｎ_０をＮで割った余りがｎ_０ｍｏｄＮと等しくなるサンプル点をシンボルタイミングとし、ｎ_０ｍｏｄＮを出力端子４１１へ出力する。
【０００９】
図５に示す受信信号の相関系列は、図７に１フレームのシンボル構成を示すように、１フレームが１９２シンボル（Ｆ＝１９２）の先頭に１６シンボル（Ｍ＝１６）の長さの基準とする既知シンボル系列を配置し、π／４シフトＱＰＳＫで信号点配置して送信し、遅延時間が１シンボル周期の遅延波（Ｄ／Ｕ（所要信号対不要信号の比）＝０ｄＢ）１波が加わった場合の相関系列（Ｎ＝４サンプル／シンボル）例である。
また、図６は、図５に示す受信信号の相関系列を最大値付近で拡大表示した図である。
図５および図６に示すように、サンプル数がｎ＝６０で相関系列の絶対値｜ｒ（ｎ）｜が最大値となるため、最大値検索器４１０でｎ_０＝６０が選択され、ｎ_０ｍｏｄＮ＝６０ｍｏｄ４＝０となり、ｎを４で割った余りが０となるサンプル点（ｎ＝０，４，８，・・・）をシンボルタイミングとし、０を出力端子４１１へ出力する。
【００１０】
シンボルタイミングの検出方法においては、一般的に受信信号は帯域制限されているので、送信信号系列がランダムな信号系列であると考え、遅延波が存在しないとすると、受信信号と既知シンボル系列との相関系列ｒ（ｎ）は、図８に示す直接波と既知シンボル系列との相関系列８０１のようになる。
また、遅延時間が１シンボル、Ｄ／Ｕ＝０ｄＢ、直接波と同位相の遅延波が存在するとすると、遅延波と既知シンボル系列との相関系列ｒ（ｎ）は、図８に破線で示す遅延波と既知シンボル系列との相関系列８０２のようになる。
また、直接波と遅延波とを合成した受信信号と既知シンボル系列との相関系列ｒ（ｎ）は、直接波と既知シンボル系列との相関系列８０１と遅延波と既知シンボル系列との相関系列８０２との和となる合成した受信信号と既知シンボル系列との相関系列８０３のようになる。
【００１１】
さらに、図９（ａ）に、前述の合成した受信信号と既知シンボル系列との相関系列８０３の絶対値を算出した絶対値｜ｒ（ｎ）｜９０１を図示する。
従来技術によるシンボルタイミング検出方法では、合成した受信信号と既知シンボル系列との相関系列の絶対値９０１が最大値となる点ｎ_ＭＡＸ９０２が検出され、図９（ｂ）に示す最大値となる点ｎ_ＭＡＸ９０２を基準にシンボル周期で抜き出した相関系列９０３がシンボルタイミングとなる。
【００１２】
遅延波の影響を改善する波形等化器は、大きく分類すると判定帰還型等化器（ＤＦＥ）と最尤系列推定器（ビタビ等化器）の２つに分けることができるが、ここでは後者の最尤系列推定器を等化器として使用する場合の従来技術によるシンボルタイミング検出方法の問題について考える。
図１０に、最尤系列推定器の概念を仮想回路とし、ブロック図化したものを示す。
伝搬路推定器１００６で、伝送路１００２を伝送されてきた受信信号ｙ（ｔ）１００５から、伝送路１００２の伝搬路特性ｈ（ｔ）の推定値ｈ’（ｔ）を求める。
ある適当な相関系列｛ａ_ｎ｝を、伝送路特性ｈ（ｔ）の推定値ｈ’（ｔ）の推定伝送路１００７に通したレプリカｙ’（ｔ；｛ａ_ｎ｝）１００８を算出する。
受信信号ｙ（ｔ）１００５とレプリカｙ’（ｔ；｛ａ_ｎ｝）１００８とを比較回路１００９で比較し、受信信号ｙ（ｔ）１００５とレプリカｙ’（ｔ；｛ａ_ｎ｝）１００８との信号間距離ｄ（｛ａ_ｎ｝）が最小となる相関系列｛ａ_ｎ｝を検出回路１０１０で検索する。
信号間距離ｄ（｛ａ_ｎ｝）が最小となる相関系列を検索するためには、相関系列｛ａ_ｎ｝のすべてについて検索しなければならないが、ビタビアルゴリズムを使用することにより検索を効率的に行なうことができる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
従来技術によるシンボルタイミング検出方法においては、シンボルタイミングを決定した場合、図９（ｂ）に相関系列９０３として示すように無限に続き、非主力波成分の除去を行なうと、非主力波成分を除去したことの影響が大きいという問題がある。
本発明は、前記問題を解決し、図９（ｃ）に相関系列９０４として示すように、相関系列の主力波２波の割合が最大となるようにシンボルタイミングを決定し、非主力波成分を除去したことの影響が少なくなるようにしたシンボルタイミング検出方法を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、本発明のシンボルタイミング検出方法は、ディジタル通信に用いる受信機に使用するシンボルタイミング検出方法であって、複数のシンボルからなる各フレームの先頭に長さＭシンボルの既知なシンボル系列を配置したフレーム構成の送信信号を前記受信機で受信して受信信号とし、該受信信号を同期検波してベースバンド信号としてから１シンボルあたりＮ回（Ｎは自然数）オーバーサンプリングしてディジタル信号とし、該ディジタル信号の前記既知なシンボル系列との相関を演算して相関系列を算出し、該相関系列の絶対値からシンボルタイミングを検出するシンボルタイミング検出方法において、前記相関系列の絶対値を１シンボルあたりのサンプル数Ｎの周期で、Ｎ組の数値系列に振り分け、該振り分けたＮ組の数値系列のそれぞれについて絶対値の最大値と、該最大値を与えるサンプル点の前後に存在する２番目に大きい値の和が前記振分けられた数値系列の総和に占める割合を算出し、該割合が最も大きくなる相関系列を検索し、検索した相関系列が存在するタイミングをシンボルタイミングとするものである。
【００１６】
また、本発明のシンボルタイミング検出方法は、絶対値の最大値と、該最大値を与えるサンプル点の前後に存在する２番目に大きい値の和が前記振分けられた数値系列の総和に占める割合の算出は、前記絶対値の最大値を与えるサンプル点から前後（Ｍ−１）シンボルの範囲内で、絶対値の最大値および２番目に大きい値が相関系列の絶対値に占める割合の算出し、Ｎ組の数値系列のそれぞれから前記割合が最も大きくなる相関系列を検索し、検索した相関系列が存在するタイミングをシンボルタイミングとするものである。
【００１７】
また、本発明のシンボルタイミング検出方法は、ディジタル通信に用いる受信機に使用するシンボルタイミング検出方法であって、所定のビット数のデータの複数のシンボルからなる各フレームの先頭に長さＭシンボルの既知なシンボル系列を配置したフレーム構成の送信信号を受信して受信信号とし、該受信信号を同期検波器で検波してベースバンド信号とし、該ベースバンド信号をＡ／Ｄ変換器で１シンボルあたりＮ回（Ｎは自然数）オーバーサンプリングしてディジタル信号とし、該ディジタル信号を相関演算回路で前記既知なシンボル系列との相関を演算して相関系列を算出し、該相関系列を絶対値演算回路で演算して相関系列の絶対値を算出し、該相関系列の絶対値の少なくとも１フレームをレジスタに記憶し、該レジスタから前記相関系列の絶対値の少なくとも１フレームを読み出して該読み出した絶対値からシンボルタイミングを検出するシンボルタイミング検出方法において、前記絶対値演算回路で算出した前記相関系列の絶対値を、循環切換器で順次に、循環して１シンボルあたりのサンプル数Ｎの周期で、Ｎ組の数値系列に振り分け、該振り分けたＮ組の数値系列をＮ組×Ｆ段の２次元レジスタに記憶し、該Ｎ組×Ｆ段の２次元レジスタからそれぞれの組に接続されているＮ組の演算回路に読み出して、前記Ｎ組の数値系列のそれぞれについて絶対値の最大値と、該最大値を与えるサンプル点の前後に存在する２番目に大きい値の和が前記振分けられた数値系列の総和に占める割合を算出し、前記Ｎ組の数値系列のそれぞれの割合から最大値検索器で前記割合が最も大きくなる相関系列を検索し、検索した前記割合が最も大きくなる相関系列が存在するタイミングをシンボルタイミングとするものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態を説明する前に、まず、本発明のシンボルタイミング検出方法について基本的な説明をする。
図１に示す、シンボルタイミングを検出する基本的なブロック図を使用する。
送信側からは、図７に示すように、１つのフレームごとに、長さＭシンボルの基準とする既知のシンボル系列｛ｕ（ｋ）｜ｋ＝０，１，・・・Ｍ−１｝を先頭に配置したフレーム構成の送信信号が送信される。
受信側では、受信された受信信号が所要の処理をされて、既知のシンボル系列｛ｕ（ｋ）｜ｋ＝０，１，・・・Ｍ−１｝を先頭に配置したフレーム構成のディジタル信号（図１には記載していないが、Ａ／Ｄ変換器において、１シンボルあたりＮ回オーバーサンプリングされている）となり、相関演算回路１０２の入力端子１０１を介し、縦続接続されているＭ−１段のＮサンプル遅延素子１０３の第１段の遅延素子１０３およびＭ個の乗算回路１０４の第１の乗算回路１０４に入力される。
縦続接続されているＭ−１段のＮサンプル遅延素子１０３は、入力される１シンボルあたりＮ回オーバーサンプリングされたディジタル信号にそれぞれＮサンプル分の遅延を与えるため、例えば、第１段の遅延素子１０３に信号系列ｙ（ｎ）が入力されたとすると、第１段の遅延素子１０３の出力はＮサンプル前のｙ（ｎ−Ｎ）、第２段の遅延素子１０３の出力は２Ｎサンプル前のｙ（ｎ−２Ｎ）、最後の第Ｍ−１段の遅延素子１０３の出力は（Ｍ−１）Ｎサンプル前のｙ（ｎ−（Ｍ−１）Ｎ）となる。
【００１９】
以下の説明では、最後の第Ｍ−１段の遅延素子１０３の出力をｙ（ｎ）とするために、図１にも記載しているように、第１の遅延素子１０３の入力をｙ（ｎ＋（Ｍ−１）Ｎ）、出力をｙ（ｎ＋（Ｍ−２）Ｎ）、第２の遅延素子１０３の出力をｙ（ｎ＋（Ｍ−３）Ｎ）（以下、同様）とする。
第１の遅延素子１０３の入力および各遅延素子１０３の出力にはそれぞれ乗算回路１０４が接続されており、別途それぞれ入力される既知シンボル系列｛ｕ｝の各係数との積が算出され、Ｍ−１個の加算回路１０５に入力され、Ｍ−１個の加算回路１０５それぞれにおいて、各遅延素子１０３の出力と既知シンボル系列｛ｕ｝の各係数との積が積算され、入力信号ｙ（ｎ）と既知シンボル系列｛ｕ｝との相関系列ｒ（ｎ）が算出される。
このような算出を計算式で示すと、下記（１）式となる。
【数１】

【００２０】
相関演算回路１０２において、（１）式により算出した相関系列ｒ（ｎ）を絶対値演算回路１１１に入力し、絶対値演算回路１１１で算出した絶対値｜ｒ（ｎ）｜をＮの周期で循環切換器１０６によりＮ組（周期Ｎと合致させた組数）の数値系列
Ｒ_０＝｛｜ｒ（０）｜，｜ｒ（Ｎ）｜，・・・｜ｒ（（Ｆ−１）Ｎ）｜｝，
Ｒ_１＝｛｜ｒ（１）｜，｜ｒ（Ｎ＋１）｜，・・・｜ｒ（（Ｆ−１）Ｎ＋１）｜｝，
・・・・・・
Ｒ_Ｎ−１＝｛｜ｒ（Ｎ−１）｜，｜ｒ（２Ｎ−１），・・・｜ｒ（ＦＮ−１）｜｝
に振り分け、
Ｎ組×Ｆ段（１フレームあたりのシンボル数Ｆと合致させた段数で、１つの組の段数）の２次元レジスタ１０７に記憶する。
例えば、Ｎ＝４の場合、ｎ＝５ならば２次元レジスタ１０７の１組目の２段目に、ｎ＝１２ならば４組目の３段目にそれぞれ記憶する。
循環切換器１０６によって２次元レジスタ１０７に振り分けられたＮ組の数値系列Ｒ_０，Ｒ_１，・・・Ｒ_Ｎ−１のそれぞれについて、主力波２波の割合を算出する。
【００２１】
この主力波２波の場合の割合算出を、図１２を使用して説明する。
図１２に示す相関系列の各絶対値１２０１は、循環切換器１０６（図１参照）が絶対値演算回路１１１から入力される絶対値｜ｒ（ｎ）｜を振り分けた相関系列の絶対値である。
まず、循環切換器１０６によって振り分けられる前の相関系列ｒ（ｎ）（ｎ＝０，１，・・・ＦＮ−１）が最大となるサンプル点ｎ_ｍａｘ１２０２の前後１シンボルの範囲１２０３で、相関系列の各絶対値１２０１の中の最大値ｒ_{ｍａｘ，ｉ} １２０４と２番目に大きい値ｒ_{２ｎｄ，ｉ} １２０５（主力波２波）とを検索し、これら最大値と２番目に大きい値とが存在するサンプル点をそれぞれｍ_{ｍａｘ，ｉ} 、ｍ_{２ｎｄ，ｉ} とする。
つぎに、ｍ_{ｍａｘ，ｉ} を中心に前後（Ｍ−１）シンボルの範囲１２０６で相関系列の絶対値１２０１の和Ｓ_ｉを算出し、さらに、主力波２波１２０４、１２０５の和（ｒ_{ｍａｘ，ｉ} ＋ｒ_{２ｎｄ，ｉ} ）と相関系列の絶対値１２０１の和Ｓ_ｉとの比、Ｔ_ｉ＝（ｒ_{ｍａｘ，ｉ} ＋ｒ_{２ｎｄ，ｉ} ）／Ｓ_ｉを算出する。
各数値系列Ｒ_０，Ｒ_１，・・・Ｒ_Ｎ−１のそれぞれについて主力波２波と相関系列の絶対値１２０１との割合Ｔ_ｉを計算した後、この割合Ｔ_ｉの最大値を最大値検索器１０９（図１参照）により検索し、そのときのｉをｉ_０とし、ｎをＮで割った余りがｉ_０となるサンプル点をシンボルタイミングとし、ｉ_０を出力端子１１０から出力する。
【００２２】
つぎに、上述の基本原理にもとづく、本発明のシンボルタイミング検出方法の実施の形態を説明する。
図２は、受信機で使用される、本発明のシンボルタイミング検出方法を使用したシンボルタイミング検出回路の一実施例を示す。
送信機からは、図７に示すように、１つのフレームごとに、基準とする既知シンボル系列を先頭に配置したフレーム構成の送信信号が送信される。
受信機では、受信された受信信号が所要の処理をされ、１つのフレーム（Ｆシンボルで構成）ごとに基準となる既知シンボル系列（Ｍシンボルで構成）を先頭に配置したフレーム構成の受信信号となり、図２に示す本発明のシンボルタイミング検出方法を使用したシンボルタイミング検出回路に入力される。
【００２３】
受信信号は、入力端子２０１を介し、同期検波器２０２に入力される。
同期検波器２０２は、入力端子２０１を介し入力される受信信号からベースバンド信号２０３を同期検波して取り出し、同期検波して取り出したベースバンド信号２０３を低域通過フィルタ２０５へ出力する。
低域通過フィルタ２０５は、同期検波器２０２から入力される同期検波して取り出したベースバンド信号２０３の高周波成分を除去し、高周波成分を除去したベースバンド信号をＡ／Ｄ変換器２０６へ出力する。
Ａ／Ｄ変換器２０６は、低域通過フィルタ２０５から入力される高周波成分を除去したベースバンド信号をシンボル間隔の１／Ｎの時間間隔毎にサンプリングしてディジタル信号に変換し、変換したディジタル信号を相関演算回路１０２へ出力する。
【００２４】
相関演算回路１０２は、Ａ／Ｄ変換器２０６から入力されるディジタル信号と、別途、入力される長さＭシンボルの基準とする既知シンボル系列｛ｕ（０），ｕ（１），・・・ｕ（Ｍ−１）｝との相関系列｛ｒ（ｎ）｝を算出し、算出した相関系列｛ｒ（ｎ）｝を絶対値演算回路（例えば、２乗回路）１１１へ出力する。
絶対値演算回路１１１は、相関演算回路１０２から入力される相関系列｛ｒ（ｎ）｝の絶対値｛｜ｒ（ｎ）｜｝を算出し、算出した絶対値｛｜ｒ（ｎ）｜｝を循環切換器１０６へ出力する。
循環切換器１０６は、絶対値演算回路１１１から入力される絶対値｛｜ｒ（ｎ）｜｝をＮの周期で、ｎをＮで割った余りによりＮ組（周期Ｎと合致させた組数）の数値系列に振り分け、Ｎ組×Ｆ段（１フレームあたりのシンボル数Ｆと合致させた段数で、１つの組の段数）の２次元レジスタ１０７へ出力する。
２次元レジスタ１０７は、循環切換器１０６から入力されるＮ組に振り分けられた数値系列
Ｒ_０＝｛ｒ（０），ｒ（Ｎ），・・・ｒ（（Ｆ−１）Ｎ）｝，
Ｒ_１＝｛ｒ（１），ｒ（Ｎ＋１），・・・ｒ（（Ｆ−１）Ｎ＋１）｝，
・・・・・
Ｒ_Ｎ−１＝｛ｒ（Ｎ−１），ｒ（２Ｎ−１），・・・ｒ（ＦＮ−１）｝
を記憶する。
【００２５】
Ｎ組×Ｆ段の２次元レジスタ１０７に記憶されたＮ組の数値系列Ｒ_０，Ｒ_１，・・・Ｒ_Ｎ−１は、Ｎ組×Ｆ段の２次元レジスタ１０７のそれぞれの組に接続されているＮ組の演算回路１０８にそれぞれ読み出される。
Ｎ組の演算回路１０８は、２次元レジスタ１０７から読み出されるＮ組の数値系列Ｒ_０，Ｒ_１，・・・Ｒ_Ｎ−１のそれぞれについて、受信信号の最大値と２番目に大きい値を示す主力波２波と相関系列の絶対値との割合Ｔｉ（ｉ＝０，１，・・・Ｎ−１）を算出する。
主力波２波と相関系列の絶対値との割合Ｔｉの算出は、図１２に示すように、循環切換器１０６によってＮ組に振り分けられる前の相関系列ｒ（ｎ）（ｎ＝０，１，・・・ＦＮ−１）が最大となる点ｎ_ｍａｘ１２０２の前後１シンボルの範囲１２０３で、相関系列の絶対値１２０１の中の主力波である最大値ｒ_{ｍａｘ，ｉ} １２０４と２番目に大きい値ｒ_{２ｎｄ，ｉ} １２０５とを検索し、これら最大値と２番目に大きい値とが存在する位置をそれぞれｍ_{ｍａｘ，ｉ} 、ｍ_{２ｎｄ，ｉ} とする。
つぎに、ｍ_{ｍａｘ，ｉ} を中心に前後（Ｍ−１）シンボルの範囲１２０６で相関系列の絶対値１２０１の和Ｓ_ｉを算出し、さらに、主力波２波１２０４、１２０５の和（ｒ_{ｍａｘ，ｉ} ＋ｒ_{２ｎｄ，ｉ} ）と相関系列の絶対値１２０１の和Ｓ_ｉとの比Ｔｉ＝（ｒ_{ｍａｘ，ｉ} ＋ｒ_{２ｎｄ，ｉ} ）／Ｓ_ｉを算出する。
Ｎ組の各数値系列Ｒ_０，Ｒ_１，・・・Ｒ_Ｎ−１のそれぞれについて算出された主力波２波と相関系列の絶対値１２０１との割合Ｔｉの最大値を最大値検索器１０９で検索し、Ｔｉが最大となるｉをｉ_０とし、ｎをＮで割った余りがｉ_０となるサンプル点をシンボルタイミングとし、ｉ_０を出力端子１１０から出力する。
【００２６】
図５および図６に示す相関系列の図は、上述したように１フレームあたりのシンボル数Ｆ＝１９２シンボル、既知シンボルの長さＭ＝１６シンボルで、１シンボルあたりＮ＝４回オーバーサンプリングされており、遅延波と直接波とで振幅、位相が同じで、遅延時間が１シンボルの主力波２波のモデルの例である。
循環切換器１０６により、Ｎ＝４の周期で、４つの相関系列Ｒ_０〜Ｒ_３に振り分けると、図１３〜１６の黒丸の点に示す振り分けとなる。
なお、図中の破線は、振り分けられる前の図６に示す相関系列である。
図１３に示す相関系列のＲ_０は、ｎをＮ＝４で割った余りが０になる｜ｒ（ｎ）｜を抽出した相関系列（以下同様）である。
【００２７】
振り分けられる前の相関系列が最大値を与える点ｎ_ｍａｘ１２０２の前後１シンボルの範囲１２０３内で、図１３〜１６に示す相関系列の主力波２波を検索すると、図中に示すように図１３の相関系列Ｒ_０についてはｒ_{ｍａｘ，０} ＝５７．３６（ｍ_{ｍａｘ，０} ＝６０）、ｒ_{２ｎｄ，０} ＝７．５６（ｍ_{２ｎｄ，０} ＝６４）、図１４の相関系列Ｒ_１についてはｒ_{ｍａｘ，１} ＝５１．６５（ｍ_{ｍａｘ，１} ＝６１）、ｒ_{２ｎｄ，１} ＝１９．１０（ｍ_{２ｎｄ，１} ＝５７）、図１５の相関系列Ｒ_２についてはｒ_{ｍａｘ，２} ＝３６．６２（ｍ_{ｍａｘ，２} ＝６２）、ｒ_{２ｎｄ，２} ＝３５．７８（ｍ_{２ｎｄ，２} ＝５８）、図１６の相関系列Ｒ_３についてはｒ_{ｍａｘ，３} ＝４９．８２（ｍ_{ｍａｘ，３} ＝５９）、ｒ_{２ｎｄ，３} ＝１８．２１（ｍ_{２ｎｄ，３} ＝６３）となる。
【００２８】
つぎに、ｍ_{ｍａｘ，ｉ} （ｉ＝０，１，２，３）を中心に、前後Ｍ−１＝９シンボルの範囲内で図１３〜１６に示す相関系列の和を算出すると、図１３の相関系列Ｒ_０についてはＳ_０＝５７５．５、図１４の相関系列Ｒ_１についてはＳ_１＝５７７．６、図１５の相関系列Ｒ_２についてはＳ_２＝５７２．９、図１６の相関系列Ｒ_３についてはＳ_３＝５８３．０となる。
したがって、主力波２波の割合Ｔｉは、図１７に示すように、図１３の相関系列Ｒ_０についてはＴ_０＝０．１１２８、図１４の相関系列Ｒ_１についてはＴ_１＝０．１２２５、図１５の相関系列Ｒ_２についてはＴ_２＝０．１２６４、図１６の相関系列Ｒ_３についてはＴ_３＝０．１１６７となり、Ｔ_２が最大となるため、ｎを４で割った余りが２となるサンプル点（ｎ＝２，６，１０，・・・）をシンボルタイミングとし、２を出力端子１１０から出力する。
【００２９】
最大補償遅延時間が１シンボルで、主力波２波を除く非主力波を除去するビタビ等化器を使用した場合、上述のように、主力波２波の割合Ｔｉの値が大きいほど非主力波の割合が小さいため、非主力波成分除去の影響が少なくなる。
従来技術によって検出した場合のシンボルタイミングはｎ＝０，４，８・・・であり、４で割った余りが０なので、Ｔ_０を選択した場合のシンボルタイミングと同じである。
一方、本発明のシンボルタイミング検出方法による上述の例では、Ｔ_０より大きいＴ_２（最大値）を選択したため、従来技術のシンボルタイミング検出方法で検出したシンボルタイミングよりも非主力波成分除去の影響が少ないシンボルタイミングを検出している。
本発明のシンボルタイミング検出方法により、主力波２波の割合が最も大きくなるシンボルタイミングが検出され、主力波２波以外の非主力波成分を除去するビタビ等化器を使用する場合、非主力波成分の除去の影響が最も少なくなる。
【００３０】
【発明の効果】
本発明によれば、相関系列の主力波２波の割合が最大となるようにシンボルタイミングを決定し、非主力波成分を除去したことの影響が少なくなるようにしたシンボルタイミング検出方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のシンボルタイミング検出方法によりシンボルタイミングを検出する基本部分のブロック図。
【図２】本発明のシンボルタイミング検出方法を使用したシンボルタイミング検出回路のブロック図。
【図３】相関演算回路の詳細ブロック図。
【図４】従来技術によるシンボルタイミング検出方法を使用したシンボルタイミング検出回路のブロック図。
【図５】受信信号の相関系列（主力波２波モデル）。
【図６】図５に示す受信信号の相関系列の最大値付近の拡大図。
【図７】伝送信号の１フレームのシンボル構成を示す図。
【図８】受信信号の理想的な相関系列（主力波２波モデル：遅延１シンボル）。
【図９】サンプルタイミングによる相関系列の違いを説明する図（主力波２波モデル：遅延１シンボル）。
【図１０】最尤系列推定器の概念を仮想回路としたブロック図。
【図１１】等化器の最大補償遅延時間の制限および非主力波の除去を説明する図。
【図１２】主力波２波の割合算出を説明する図。
【図１３】図６の相関系列を循環切換器で振り分けた相関系列Ｒ_０を示す図。
【図１４】図６の相関系列を循環切換器で振り分けた相関系列Ｒ_１を示す図。
【図１５】図６の相関系列を循環切換器で振り分けた相関系列Ｒ_２を示す図。
【図１６】図６の相関系列を循環切換器で振り分けた相関系列Ｒ_３を示す図。
【図１７】図１３〜１６の相関系列Ｒ_０、Ｒ_１、Ｒ_２、Ｒ_３について算出した主力波２波の割合Ｔｉを示す図。
【符号の説明】
１０１、２０１、３０１、４０１…入力端子、１０２、４０７…相関演算回路、１０３、３０２…遅延素子、１０４、３０３…乗算回路、１０５、３０４…加算回路、１０６…循環切換器、１０７…２次元レジスタ、１０８…演算回路、１０９、４１０…最大値検索器、１１０、３０５、４１１…出力端子、１１１、４０８…絶対値演算回路、２０２、４０２…同期検波器、２０５、４０５…低域通過フィルタ、２０６、４０６…Ａ／Ｄ変換器、４０９…レジスタ。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a symbol timing detection method used when a transmission signal is extracted from a reception signal in a receiver used in digital communication.
[0002]
[Prior art]
As the use of multimedia that integrates media such as text, voice, and images has progressed, moving images are transmitted in digital communication. In digital wireless communication that transmits moving images, high-speed transmission is performed. Information transmission has been required.
In a receiver used for this digital wireless communication, it is important to accurately detect symbol timing in order to correctly extract a transmission signal composed of characters, sounds, images, etc. from the received signal. Mobile radio communication used as one means has a problem that reception is particularly susceptible to delay waves.
The radio wave transmitted from the transmitter propagates through various paths and is received by the receiver with different delay times.
In order to improve the influence of this delayed wave, a waveform equalizer is used in the receiver, but the performance of the waveform equalizer depends on the timing of detecting the symbol signal included in the received signal. Timing detection is required.
As a method for detecting the symbol timing, the transmitting side arranges and transmits a known symbol sequence at the head of each frame of the transmission signal, and the receiving side calculates a correlation sequence between the received signal and the known symbol sequence. There is a symbol timing detection method in which the point at which the calculated correlation sequence has the maximum value is the symbol timing.
[0003]
A conventional symbol timing detection method will be described using the symbol timing detection circuit shown in FIG.
In the following description, N is the number of samples per symbol, M is the number of symbols in a known symbol series, and F is the number of symbols per frame.
A received signal received by the receiver is processed, and a required received signal is input to the synchronous detector 402 via the input terminal 401.
The synchronous detector 402 synchronously detects a reception signal input via the input terminal 401 to extract a baseband signal 403, and outputs the baseband signal 403 extracted by synchronous detection to the low-pass filter 405.
The low-pass filter 405 removes the high-frequency component of the baseband signal 403 extracted by synchronous detection input from the synchronous detector 402 and outputs the baseband signal from which the high-frequency component has been removed to the A / D converter 406. .
The A / D converter 406 samples the baseband signal from which the high frequency component input from the low-pass filter 405 is removed at every 1 / N time interval of the symbol interval, converts it to a digital signal, and converts the converted digital signal. Is output to the correlation calculation circuit 407. In the following description, “sampling every 1 / N time interval of the symbol interval” is referred to as “N oversampling per symbol”.
[0004]
The correlation operation circuit 407 and the digital signal input from the A / D converter 406 and the known symbol sequences {u (0), u (1),. Correlation sequence {r (n)} with (M−1)} is calculated, and the calculated correlation sequence {r (n)} is output to absolute value calculation circuit 408.
The absolute value calculation circuit 408 calculates the absolute value {| r (n) |} of the correlation sequence {r (n)} input from the correlation calculation circuit 407, and calculates the absolute value {| r (n) |} Is output to the register 409.
[0005]
Here, a detailed block diagram of the correlation calculation circuit 407 will be described with reference to FIG.
The correlation calculation circuit 407 includes an M−1 cascaded delay element 302 connected to the input terminal 301 and a first delay element 302 of the M−1 cascaded delay elements 302. One multiplication input is connected to the input side and each output side of the delay element 302 of the M−1 stage, and M multiplication circuits are connected respectively so that the known symbol sequence {u} is inputted to the other multiplication input. 303 and M−1 adder circuits 304 connected so as to successively accumulate the output signals of the M multiplier circuits 303, and the accumulated output of the last adder circuit 304 is the output terminal 305. It is the structure connected to.
[0006]
The digital signal input from the A / D converter 406 (see FIG. 4) to the input terminal 301 is shifted while being delayed for a required time by the cascaded M−1 stage delay elements 302.
Each digital signal delayed by the M-1 stage delay element 302 for a required time is sent from the second to M-th multiplication circuits 303 of the M multiplication circuits 303 (the first multiplication circuit 303 includes A non-delayed digital signal is input from the input terminal 301).
This digital signal is oversampled N times per symbol in the A / D converter 406, and is delayed by N samples, that is, one symbol in each of the M-1 stage delay elements 302.
[0007]
Here, the signal sequence input from the input terminal 301 is {y}, and the output signal of the M−1 stage delay element 302 at time n is input to the input terminal 301 so as to be y (n). The input signal is y (n + (M−1) N).
In this state, the input signal {y (n), y (n + N),... Y (n + (M−1) N)} and the known symbol sequence {u} input to the input terminal 301 at a certain sample timing. Is calculated at the next sample timing, the input signal {y (n + 1), y (n + N + 1),... Y (n + (M−1) N + 1)} and the known symbol sequence {u} The correlation series is calculated.
The correlation calculation starts when the digital signal first input from the input terminal 301 is sequentially shifted from the M−1 delay element 302 and output from the M−1 delay element 302. , Let r (n) be the correlation sequence when y (n) is output to the delay element 302 in the (M−1) th stage.
This correlation series r (n) is a series of patterns close to the known symbol series {u (0), u (1),... U (M−1)} at the input terminals 306 of each of the M multiplication circuits 303. When is entered, the absolute value gives the maximum value.
[0008]
Further, in FIG. 4, the register 409 to which the absolute value {| r (n) |} calculated from the absolute value calculation circuit 408 is input is the number of samples FN per frame (F is the number of symbols per frame, N is the number of samples per symbol).
The register 409 stores absolute values {| r (0) |, | r (1) |,... | R (FN-1) |} of correlation sequences for one frame.
The maximum value searcher 410 reads the absolute value of the correlation sequence for one frame from the register 409, searches for the maximum value, and sets the point giving the maximum value to n. ₀ And
Point n giving the maximum value ₀ Is the remainder n divided by the number of samples N per symbol ₀ mod N is calculated and n ₀ Is the remainder when n is divided by N ₀ A sample point equal to modN is a symbol timing, and n ₀ modN is output to the output terminal 411.
[0009]
The correlation sequence of the received signal shown in FIG. 5 is based on a reference of a length of 16 symbols (M = 16) at the head of 192 symbols (F = 192), as shown in FIG. A known symbol sequence is arranged, signal points are arranged with π / 4 shift QPSK, and a delay wave (D / U (ratio of required signal to unnecessary signal) = 0 dB) with a delay time of one symbol period is generated. This is an example of a correlation sequence (N = 4 samples / symbol) when added.
FIG. 6 is an enlarged view of the correlation sequence of the received signal shown in FIG. 5 near the maximum value.
As shown in FIGS. 5 and 6, since the absolute value | r (n) | of the correlation sequence is the maximum value when the number of samples is n = 60, the maximum value searcher 410 uses n ₀ = 60 is selected and n ₀ ModN = 60 mod 4 = 0, and sample points (n = 0, 4, 8,...) where the remainder obtained by dividing n by 4 becomes 0 are used as symbol timing, and 0 is output to the output terminal 411.
[0010]
In the symbol timing detection method, since the received signal is generally band-limited, if the transmission signal sequence is considered to be a random signal sequence and there is no delay wave, the received signal and the known symbol sequence The correlation sequence r (n) is like a correlation sequence 801 between the direct wave and the known symbol sequence shown in FIG.
Further, if there is a delay time of one symbol, D / U = 0 dB, and a delay wave having the same phase as the direct wave, the correlation sequence r (n) between the delay wave and the known symbol sequence is a delay indicated by a broken line in FIG. A correlation sequence 802 between a wave and a known symbol sequence is obtained.
Also, a correlation sequence r (n) between a received signal obtained by combining a direct wave and a delayed wave and a known symbol sequence is a correlation sequence 801 between a direct wave and a known symbol sequence, and a correlation sequence 802 between a delayed wave and a known symbol sequence. A correlation sequence 803 of the combined received signal and the known symbol sequence that is the sum of
[0011]
Further, FIG. 9A shows an absolute value | r (n) | 901 obtained by calculating the absolute value of the correlation sequence 803 between the synthesized received signal and the known symbol sequence.
In the symbol timing detection method according to the prior art, the point n at which the absolute value 901 of the correlation sequence between the combined received signal and the known symbol sequence becomes the maximum value. _MAX Point n at which 902 is detected and becomes the maximum value shown in FIG. _MAX A correlation sequence 903 extracted at a symbol period with reference to 902 is a symbol timing.
[0012]
Waveform equalizers that improve the effects of delayed waves can be broadly classified into two types: decision feedback equalizers (DFE) and maximum likelihood sequence estimators (Viterbi equalizers). Consider the problem of the conventional symbol timing detection method when the maximum likelihood sequence estimator is used as an equalizer.
FIG. 10 shows a block diagram of the maximum likelihood sequence estimator as a virtual circuit.
A propagation path estimator 1006 obtains an estimated value h ′ (t) of the propagation path characteristic h (t) of the transmission path 1002 from the received signal y (t) 1005 transmitted through the transmission path 1002.
Some appropriate correlation sequence {a _n } Is passed through the estimated transmission path 1007 of the estimated value h ′ (t) of the transmission path characteristic h (t), and the replica y ′ (t; {a _n }) 1008 is calculated.
Received signal y (t) 1005 and replica y ′ (t; {a _n }) 1008 is compared with the comparison circuit 1009, and the received signal y (t) 1005 and the replica y ′ (t; {a _n }) Signal distance d ({a _n }) Is the smallest correlation sequence {a _n } Is detected by the detection circuit 1010.
Signal distance d ({a _n }) To search for a correlation sequence that minimizes the correlation sequence {a _n } Must be searched, but the search can be performed efficiently by using the Viterbi algorithm.
[0013]
[Problems to be solved by the invention]
In the symbol timing detection method according to the prior art, when the symbol timing is determined, the non-main power wave component is removed when the non-main power wave component is removed as shown in FIG. There is a problem that the influence of having done is great.
The present invention solves the above problem and determines the symbol timing so that the ratio of the two main power waves of the correlation sequence is maximized as shown in FIG. An object of the present invention is to provide a symbol timing detection method in which the influence of the removal is reduced.
[0014]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a symbol timing detection method according to the present invention is a symbol timing detection method used for a receiver used in digital communication, and a known length M symbol at the head of each frame composed of a plurality of symbols. A received signal having a frame structure in which a series of symbols is arranged is received by the receiver as a received signal, and the received signal is synchronously detected and converted into a baseband signal, and then oversampled N times per symbol (N is a natural number). In a symbol timing detection method for calculating a correlation sequence by calculating a correlation between the digital signal and the known symbol sequence of the digital signal, and detecting a symbol timing from the absolute value of the correlation sequence, the absolute value of the correlation sequence Are divided into N sets of numerical sequences at a cycle of N samples per symbol. Each of the N sets of numerical series for the The sum of the maximum absolute value and the second largest value present before and after the sample point that gives the maximum value is the sum of the distributed numerical series. The ratio of the occupancy is calculated, the correlation sequence having the largest ratio is searched, and the timing at which the searched correlation sequence exists is set as the symbol timing.
[0016]
In addition, the symbol timing detection method of the present invention has a maximum absolute value. And the sum of the second largest values present before and after the sample point giving the maximum value is the sum of the distributed numerical series. The calculation of the occupancy ratio is the ratio of the maximum absolute value and the second largest value to the absolute value of the correlation sequence within the range of (M-1) symbols before and after the sample point that gives the maximum absolute value. The calculated correlation sequence is searched from each of the N sets of numerical sequences, and the timing at which the searched correlation sequence exists is used as the symbol timing.
[0017]
The symbol timing detection method of the present invention is a symbol timing detection method used for a receiver used for digital communication, and has a length M symbols at the head of each frame composed of a plurality of symbols of data of a predetermined number of bits. A transmission signal having a frame structure in which a known symbol sequence is arranged is received as a reception signal, the reception signal is detected by a synchronous detector to be a baseband signal, and the baseband signal is converted by an A / D converter per symbol. N times (N is a natural number) is oversampled into a digital signal, the correlation signal is used to calculate the correlation with the known symbol sequence, and the correlation sequence is calculated by the absolute value calculation circuit. Compute the absolute value of the correlation sequence, store at least one frame of the absolute value of the correlation sequence in a register, Reading at least one frame of the absolute values of the correlation sequence Symbol timing is detected from the read absolute value In the symbol timing detection method, the absolute value of the correlation sequence calculated by the absolute value calculation circuit is sequentially circulated by a cyclic switching unit and distributed to N sets of numerical sequences at a cycle of N samples per symbol. The N sets of numerical sequences thus distributed are stored in N sets × F stages of two-dimensional registers and read out from the N sets × F stages of two-dimensional registers to N sets of arithmetic circuits connected to the respective sets. , The maximum absolute value for each of the N numerical series And the sum of the second largest values present before and after the sample point giving the maximum value is the sum of the assigned numerical series , The correlation sequence with the largest ratio is searched by the maximum value searcher from the respective ratios of the N sets of numerical sequences, and the timing at which the searched correlation sequence with the largest ratio exists exists. Symbol timing is used.
[0018]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Before describing the embodiment of the present invention, first, a basic description will be given of the symbol timing detection method of the present invention.
The basic block diagram for detecting symbol timing shown in FIG. 1 is used.
From the transmission side, as shown in FIG. 7, a known symbol sequence {u (k) | k = 0, 1,... A transmission signal having a frame configuration arranged at the head is transmitted.
On the receiving side, the received signal is subjected to necessary processing, and a digital signal having a frame structure in which a known symbol sequence {u (k) | k = 0, 1,... M−1} is arranged at the head. (Although not shown in FIG. 1, in the A / D converter, oversampling is performed N times per symbol), and M-1 connected in cascade via the input terminal 101 of the correlation calculation circuit 102 The first stage delay elements 103 of the N sample delay elements 103 of the stage and the first multiplier circuits 104 of the M multiplier circuits 104 are input.
The M-1 stage N sample delay elements 103 connected in cascade provide a delay of N samples to the digital signal oversampled N times per input symbol. If the signal sequence y (n) is input to 103, the output of the delay element 103 at the first stage is y (n−N) before N samples, and the output of the delay element 103 at the second stage is y before 2N samples. (N−2N), the output of the last delay element 103 in the (M−1) -th stage is y (n− (M−1) N) before (M−1) N samples.
[0019]
In the following description, in order to set the output of the last M−1 stage delay element 103 to y (n), the input of the first delay element 103 is set to y (n) as shown in FIG. n + (M−1) N), the output is y (n + (M−2) N), and the output of the second delay element 103 is y (n + (M−3) N) (hereinafter the same).
A multiplication circuit 104 is connected to the input of the first delay element 103 and the output of each delay element 103, and a product of each coefficient of a known symbol sequence {u} inputted separately is calculated. The signal is input to one adder circuit 105. In each of the M-1 adder circuits 105, the product of the output of each delay element 103 and each coefficient of the known symbol sequence {u} is integrated, and an input signal y (n) And a correlation sequence r (n) between the known symbol sequence {u}.
When such calculation is represented by a calculation formula, the following formula (1) is obtained.
[Expression 1]

[0020]
In correlation calculation circuit 102, correlation series r (n) calculated by equation (1) is input to absolute value calculation circuit 111, and absolute value | r (n) | calculated by absolute value calculation circuit 111 is N cycles. Numerical series of N sets (number of sets matched with period N) by the circulation switch 106
R ₀ = {| R (0) |, | r (N) |,... | R ((F-1) N) |},
R ₁ = {| R (1) |, | r (N + 1) |, ... | r ((F-1) N + 1) |},
・・・・・・
R _N-1 = {| R (N-1) |, | r (2N-1), ... | r (FN-1) |}
Sort into
The data is stored in the two-dimensional register 107 of N sets × F stages (the number of stages matched with the number of symbols F per frame and the number of stages in one set).
For example, when N = 4, if n = 5, the second set of the first set of the two-dimensional register 107 is stored, and if n = 12, the fourth set is stored in the third stage.
N sets of numerical sequences R distributed to the two-dimensional register 107 by the circulation switch 106 ₀ , R ₁ , ... R _N-1 For each of these, the ratio of the two main wave waves is calculated.
[0021]
The ratio calculation in the case of two main power waves will be described with reference to FIG.
Each absolute value 1201 of the correlation sequence shown in FIG. 12 is an absolute value of the correlation sequence to which the circulation switch 106 (see FIG. 1) distributes the absolute value | r (n) | input from the absolute value calculation circuit 111. .
First, the sampling point n at which the correlation sequence r (n) (n = 0, 1,... FN−1) before distribution by the circulation switching unit 106 is maximized. _max The maximum value r among the absolute values 1201 of the correlation sequence in the range 1203 of one symbol before and after 1202 _{max, i} 1204 and the second largest value r _{2nd, i} 1205 (2 main power waves) are searched, and the sample points where the maximum value and the second largest value exist are m _{max, i} , M _{2nd, i} And
Next, m _{max, i} The sum S of the absolute values 1201 of the correlation sequence in the range 1206 of the preceding and following (M−1) symbols. _i Further, the sum of the main wave 2 waves 1204 and 1205 (r _{max, i} + R _{2nd, i} ) And the sum S of the absolute values 1201 of the correlation series _i Ratio to T _i = (R _{max, i} + R _{2nd, i} ) / S _i Is calculated.
Each numerical series R ₀ , R ₁ , ... R _N-1 Of each of the main wave 2 and the absolute value 1201 of the correlation sequence T _i After calculating the ratio T _i Is searched for by the maximum value searcher 109 (see FIG. 1). ₀ And the remainder of dividing n by N is i ₀ The sample point that becomes ₀ Is output from the output terminal 110.
[0022]
Next, an embodiment of the symbol timing detection method of the present invention based on the above basic principle will be described.
FIG. 2 shows an embodiment of a symbol timing detection circuit using the symbol timing detection method of the present invention used in a receiver.
As shown in FIG. 7, the transmitter transmits a transmission signal having a frame configuration in which a reference known symbol sequence is arranged at the head for each frame.
In the receiver, the received signal is subjected to the required processing and becomes a received signal having a frame configuration in which a known symbol sequence (configured with M symbols) serving as a reference is arranged at the head for each frame (configured with F symbols). 2 is input to a symbol timing detection circuit using the symbol timing detection method of the present invention shown in FIG.
[0023]
The received signal is input to the synchronous detector 202 via the input terminal 201.
The synchronous detector 202 synchronously detects and extracts the baseband signal 203 from the reception signal input via the input terminal 201, and outputs the baseband signal 203 extracted by synchronous detection to the low-pass filter 205.
The low-pass filter 205 removes the high frequency component of the baseband signal 203 extracted by synchronous detection input from the synchronous detector 202, and outputs the baseband signal from which the high frequency component has been removed to the A / D converter 206. .
The A / D converter 206 samples the baseband signal from which the high frequency component input from the low-pass filter 205 is removed at every 1 / N time interval of the symbol interval, converts it to a digital signal, and converts the converted digital signal. Is output to the correlation calculation circuit 102.
[0024]
The correlation calculation circuit 102 is a digital signal input from the A / D converter 206 and a known symbol sequence {u (0), u (1),. The correlation sequence {r (n)} with u (M−1)} is calculated, and the calculated correlation sequence {r (n)} is output to the absolute value calculation circuit (for example, the square circuit) 111.
The absolute value calculation circuit 111 calculates the absolute value {| r (n) |} of the correlation sequence {r (n)} input from the correlation calculation circuit 102, and calculates the calculated absolute value {| r (n) |}. Is output to the circulation switch 106.
The circulation switch 106 has N sets (the number of sets matched with the period N) by a remainder obtained by dividing the absolute value {| r (n) |} input from the absolute value calculation circuit 111 by a period of N and n by N. ) And is output to the two-dimensional register 107 of N sets × F stages (the number of stages matched to the number of symbols F per frame and the number of stages in one set).
The two-dimensional register 107 is a numerical series distributed to N groups input from the circulation switch 106.
R ₀ = {R (0), r (N), ... r ((F-1) N)},
R ₁ = {R (1), r (N + 1), ... r ((F-1) N + 1)},
...
R _N-1 = {R (N-1), r (2N-1), ... r (FN-1)}
Remember.
[0025]
N sets of numerical sequences R stored in the two-dimensional register 107 of N sets × F stages ₀ , R ₁ , ... R _N-1 Are read out to N sets of arithmetic circuits 108 connected to the respective sets of N sets × F stages of two-dimensional registers 107.
The N sets of arithmetic circuits 108 are N sets of numerical series R read from the two-dimensional register 107. ₀ , R ₁ , ... R _N-1 , The ratio Ti (i = 0, 1,..., N−1) between the maximum value of the received signal and the two main power waves indicating the second largest value and the absolute value of the correlation sequence is calculated.
As shown in FIG. 12, the ratio Ti between the two main power waves and the absolute value of the correlation series is calculated as follows: correlation series r (n) (n = 0, 1, ... Point n at which FN-1) is maximized _max In the range 1203 of one symbol before and after 1202, the maximum value r that is the main wave in the absolute value 1201 of the correlation sequence _{max, i} 1204 and the second largest value r _{2nd, i} 1205, and the position where these maximum value and the second largest value exist is represented by m. _{max, i} , M _{2nd, i} And
Next, m _{max, i} The sum S of the absolute values 1201 of the correlation sequence in the range 1206 of the preceding and following (M−1) symbols. _i Further, the sum of the main wave 2 waves 1204 and 1205 (r _{max, i} + R _{2nd, i} ) And the sum S of the absolute values 1201 of the correlation series _i The ratio Ti = (r _{max, i} + R _{2nd, i} ) / S _i Is calculated.
N sets of numerical series R ₀ , R ₁ , ... R _N-1 The maximum value of the ratio Ti between the two main power waves calculated for each of the two and the absolute value 1201 of the correlation sequence is searched by the maximum value searcher 109, and i that maximizes Ti is i. ₀ And the remainder of dividing n by N is i ₀ The sample point that becomes ₀ Is output from the output terminal 110.
[0026]
The correlation sequences shown in FIGS. 5 and 6 are oversampled N = 4 times per symbol with the number of symbols per frame F = 192 symbols and the known symbol length M = 16 symbols as described above. In this example, the delay wave and the direct wave have the same amplitude and phase, and the delay time is one symbol.
By the circulation switch 106, four correlation sequences R with a period of N = 4. ₀ ~ R ₃ The distribution is as shown by the black dots in FIGS.
In addition, the broken line in a figure is the correlation series shown in FIG. 6 before distribution.
R of the correlation sequence shown in FIG. ₀ Is a correlation sequence obtained by extracting | r (n) | in which the remainder obtained by dividing n by N = 4 is 0 (the same applies hereinafter).
[0027]
The point n at which the correlation series before distribution gives the maximum value _max When two main power waves of the correlation sequence shown in FIGS. 13 to 16 are searched within the range 1203 of one symbol before and after 1202, as shown in the figure, the correlation sequence R in FIG. ₀ About r _{max, 0} = 57.36 (m _{max, 0} = 60), r _{2nd, 0} = 7.56 (m _{2nd, 0} = 64), correlation sequence R in FIG. ₁ About r _{max, 1} = 51.65 (m _{max, 1} = 61), r _{2nd, 1} = 19.10 (m _{2nd, 1} = 57), correlation sequence R in FIG. ₂ About r _{max, 2} = 36.62 (m _{max, 2} = 62), r _{2nd, 2} = 35.78 (m _{2nd, 2} = 58), correlation sequence R in FIG. ₃ About r _{max, 3} = 49.82 (m _{max, 3} = 59), r _{2nd, 3} = 18.21 (m _{2nd, 3} = 63).
[0028]
Next, m _{max, i} When the sum of the correlation sequences shown in FIGS. 13 to 16 is calculated within the range of M−1 = 9 symbols before and after centering on (i = 0, 1, 2, 3), the correlation sequence R in FIG. ₀ About S ₀ = 575.5, correlation sequence R in FIG. ₁ About S ₁ = 577.6, correlation sequence R in FIG. ₂ About S ₂ = 572.9, correlation sequence R in FIG. ₃ About S ₃ = 583.0.
Therefore, the ratio Ti of the two main power waves is equal to the correlation sequence R in FIG. 13, as shown in FIG. ₀ About T ₀ = 0.1128, correlation sequence R in FIG. ₁ About T ₁ = 0.1225, correlation sequence R in FIG. ₂ About T ₂ = 0.1264, correlation sequence R in FIG. ₃ About T ₃ = 0.1167, T ₂ Therefore, the sampling point (n = 2, 6, 10,...) Where the remainder obtained by dividing n by 4 is 2 is set as the symbol timing, and 2 is output from the output terminal 110.
[0029]
When using a Viterbi equalizer with a maximum compensation delay time of 1 symbol and removing non-main power waves excluding two main power waves, as described above, the larger the ratio Ti of the two main power waves, the greater the non-main power wave. Therefore, the influence of non-main wave component removal is reduced.
The symbol timing when detected by the prior art is n = 0, 4, 8,..., And the remainder divided by 4 is 0. ₀ This is the same as the symbol timing when selecting.
On the other hand, in the above example according to the symbol timing detection method of the present invention, T ₀ Greater than T ₂ Since (maximum value) is selected, a symbol timing that is less affected by non-main wave component removal than the symbol timing detected by the conventional symbol timing detection method is detected.
When the symbol timing detecting method of the present invention detects the symbol timing at which the ratio of the two main power waves is the largest, and uses a Viterbi equalizer that removes non-main power wave components other than the two main power waves, The effect of component removal is minimized.
[0030]
【The invention's effect】
According to the present invention, there is provided a symbol timing detection method in which the symbol timing is determined so that the ratio of the two main wave waves of the correlation sequence is maximized, and the influence of removing the non-main wave component is reduced. be able to.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a basic part for detecting symbol timing by a symbol timing detection method of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram of a symbol timing detection circuit using the symbol timing detection method of the present invention.
FIG. 3 is a detailed block diagram of a correlation calculation circuit.
FIG. 4 is a block diagram of a symbol timing detection circuit using a symbol timing detection method according to the prior art.
FIG. 5 shows a correlation sequence of received signals (two main wave models).
6 is an enlarged view near the maximum value of the correlation sequence of the received signal shown in FIG.
FIG. 7 is a diagram illustrating a symbol configuration of one frame of a transmission signal.
FIG. 8 shows an ideal correlation sequence of a received signal (main wave 2 wave model: delay 1 symbol).
FIG. 9 is a diagram for explaining a difference in correlation series depending on sample timing (two main wave models: one delay symbol);
FIG. 10 is a block diagram in which the concept of the maximum likelihood sequence estimator is a virtual circuit.
FIG. 11 is a diagram for explaining the limitation of the maximum compensation delay time of the equalizer and the removal of the non-main power wave.
FIG. 12 is a diagram for explaining calculation of a ratio of two main power waves.
13 is a correlation sequence R in which the correlation sequence of FIG. ₀ FIG.
14 is a correlation sequence R in which the correlation sequence of FIG. ₁ FIG.
15 is a correlation sequence R in which the correlation sequence of FIG. ₂ FIG.
16 is a correlation sequence R in which the correlation sequence of FIG. ₃ FIG.
FIG. 17 is a correlation sequence R of FIGS. ₀ , R ₁ , R ₂ , R ₃ The figure which shows ratio Ti of the 2 main power waves calculated about.
[Explanation of symbols]
101, 201, 301, 401 ... input terminal, 102, 407 ... correlation operation circuit, 103, 302 ... delay element, 104, 303 ... multiplication circuit, 105, 304 ... adder circuit, 106 ... cyclic switch, 107 ... two-dimensional Register, 108 ... arithmetic circuit, 109, 410 ... maximum value searcher, 110, 305, 411 ... output terminal, 111, 408 ... absolute value arithmetic circuit, 202, 402 ... synchronous detector, 205, 405 ... low-

pass filter

206, 406... A / D converter, 409.

Claims

ディジタル通信に用いる受信機に使用するシンボルタイミング検出方法であって、前記受信機側で既知なシンボル系列を、フレームのあらかじめ定めた位置に配置した構成の送信信号を前記受信機で受信して受信信号とし、該受信信号と前記既知なシンボル系列との相関系列を算出し、該相関系列をシンボル周期で複数の数値系列に振り分け、該振り分けられた複数の数値系列の中から、絶対値の最大値と、該最大値を与えるサンプル点の前後に存在する２番目に大きい値の和が、該振分けられた複数の数値系列の総和に占める割合を算出し、該割合が最も大きくなる数値系列を選択し、該選択した数値系列が存在するタイミングをシンボルタイミングとすることを特徴とするシンボルタイミング検出方法。A symbol timing detection method used in a receiver used in digital communication, wherein a transmission signal having a configuration in which a symbol sequence known on the receiver side is arranged at a predetermined position in a frame is received and received by the receiver. And calculating a correlation sequence between the received signal and the known symbol sequence, allocating the correlation sequence to a plurality of numerical sequences at a symbol period, and selecting a maximum absolute value from the plurality of distributed numerical sequences. The sum of the value and the second largest value existing before and after the sample point that gives the maximum value is calculated as a percentage of the sum of the plurality of assigned numerical series, and the numerical series having the largest ratio is calculated. selected, the symbol timing detection method characterized by a symbol timing timing the selected numeric sequence is present.

ディジタル通信に用いる受信機に使用するシンボルタイミング検出方法であって、複数のシンボルからなる各フレームの先頭に長さＭシンボルの既知なシンボル系列を配置したフレーム構成の送信信号を前記受信機で受信して受信信号とし、該受信信号を同期検波してベースバンド信号としてから１シンボルあたりＮ回（Ｎは自然数）オーバーサンプリングしてディジタル信号とし、該ディジタル信号の前記既知なシンボル系列との相関を演算して相関系列を算出し、該相関系列の絶対値からシンボルタイミングを検出するシンボルタイミング検出方法において、前記相関系列の絶対値を１シンボルあたりのサンプル数Ｎの周期で、Ｎ組の数値系列に振り分け、該振り分けたＮ組の数値系列のそれぞれについて絶対値の最大値と、該最大値を与えるサンプル点の前後に存在する２番目に大きい値の和が前記振分けられた数値系列の総和に占める割合を算出し、該割合が最も大きくなる相関系列を検索し、検索した相関系列が存在するタイミングをシンボルタイミングとすることを特徴とするシンボルタイミング検出方法。A symbol timing detection method used in a receiver used for digital communication, wherein a transmission signal having a frame structure in which a known symbol sequence of length M symbols is arranged at the head of each frame composed of a plurality of symbols is received by the receiver. Then, the received signal is synchronously detected and converted into a baseband signal, and then oversampled N times per symbol (N is a natural number) to obtain a digital signal, and the correlation of the digital signal with the known symbol sequence is determined. In a symbol timing detection method for calculating a correlation sequence by calculation and detecting symbol timing from the absolute value of the correlation sequence, the absolute value of the correlation sequence is set to N sets of numerical sequences at a cycle of N samples per symbol. the distribution, the maximum value of the absolute values for each of the sorting and N sets of numerical sequence, the maximum value The sum of the second largest value that exists before and after the sample points are calculated percentage of the sum of the distribution obtained numerical sequence to obtain, retrieves the correlation sequence in which the ratio is maximized, there is retrieved correlation sequence A symbol timing detection method, wherein the timing is a symbol timing.

請求項２記載のシンボルタイミング検出方法において、前記絶対値の最大値と、該最大値を与えるサンプル点の前後に存在する２番目に大きい値の和が前記振分けられた数値系列の総和に占める割合の算出は、前記絶対値の最大値を与えるサンプル点から前後（Ｍ−１）シンボルの範囲内で、絶対値の最大値および２番目に大きい値が相関系列の絶対値に占める割合を算出し、Ｎ組の数値系列のそれぞれから前記割合が最も大きくなる相関系列を検索し、検索した相関系列が存在するタイミングをシンボルタイミングとすることを特徴とするシンボルタイミング検出方法。3. The symbol timing detection method according to claim 2, wherein the sum of the maximum value of the absolute value and the second largest value existing before and after the sample point giving the maximum value occupies the total sum of the distributed numerical series. Is calculated by calculating the ratio of the maximum absolute value and the second largest value to the absolute value of the correlation sequence within the range of the preceding and following (M−1) symbols from the sample point that gives the maximum absolute value. A symbol timing detection method, wherein a correlation sequence having the largest ratio is searched from each of N sets of numerical sequences, and a timing at which the searched correlation sequence exists is used as a symbol timing.

ディジタル通信に用いる受信機に使用するシンボルタイミング検出方法であって、所定のビット数のデータの複数のシンボルからなる各フレームの先頭に長さＭシンボルの既知なシンボル系列を配置したフレーム構成の送信信号を受信して受信信号とし、該受信信号を同期検波器で検波してベースバンド信号とし、該ベースバンド信号をＡ／Ｄ変換器で１シンボルあたりＮ回（Ｎは自然数）オーバーサンプリングしてディジタル信号とし、該ディジタル信号を相関演算回路で前記既知なシンボル系列との相関を演算して相関系列を算出し、該相関系列を絶対値演算回路で演算して相関系列の絶対値を算出し、該相関系列の絶対値の少なくとも１フレームをレジスタに記憶し、該レジスタから前記相関系列の絶対値の少なくとも１フレームを読み出して該読み出した絶対値からシンボルタイミングを検出するシンボルタイミング検出方法において、前記絶対値演算回路で算出した前記相関系列の絶対値を、循環切換器で順次に、循環して１シンボルあたりのサンプル数Ｎの周期で、Ｎ組の数値系列に振り分け、該振り分けたＮ組の数値系列をＮ組×Ｆ段の２次元レジスタに記憶し、該Ｎ組×Ｆ段の２次元レジスタからそれぞれの組に接続されているＮ組の演算回路に読み出して、前記Ｎ組の数値系列のそれぞれについて絶対値の最大値と該最大値を与えるサンプル点の前後に存在する２番目に大きい値の和が前記振分けられた数値系列の総和に占める割合を算出し、前記Ｎ組の数値系列のそれぞれの割合から最大値検索器で前記割合が最も大きくなる相関系列を検索し、検索した前記割合が最も大きくなる相関系列が存在するタイミングをシンボルタイミングとすることを特徴とするシンボルタイミング検出方法。A symbol timing detection method used in a receiver used in digital communication, wherein a frame structure is transmitted in which a known symbol sequence of length M symbols is arranged at the head of each frame composed of a plurality of symbols of data of a predetermined number of bits. A signal is received to be a received signal, the received signal is detected by a synchronous detector to be a baseband signal, and the baseband signal is oversampled N times per symbol (N is a natural number) by an A / D converter. A digital signal is calculated, and a correlation sequence is calculated by calculating a correlation with the known symbol sequence using a correlation calculation circuit, and an absolute value of the correlation sequence is calculated by calculating the correlation sequence with an absolute value calculation circuit. Storing at least one frame of the absolute value of the correlation sequence in a register and reading at least one frame of the absolute value of the correlation sequence from the register. In the symbol timing detection method of detecting a symbol timing from the absolute value read said out, the absolute value of the correlation sequence calculated by the absolute value calculation circuit, successively in circulation switcher, samples per symbol circulates N number of numerical sequences are distributed in a period of several N, and the distributed N sets of numerical sequences are stored in a two-dimensional register of N sets × F stages. Is read into N sets of arithmetic circuits, and the sum of the maximum value of the absolute value and the second largest value existing before and after the sample point giving the maximum value for each of the N sets of numerical sequences is calculating a percentage of the sum of the distribution was numerical sequence, the N sets of said ratio by the maximum value search unit from respective proportions of numerical sequence searching becomes largest correlation sequence, retrieved the split There symbol timing detection method characterized in that the timing symbol timing is present becomes largest correlation sequence.