JP2739318B2 - 最尤受信機 - Google Patents
最尤受信機Info
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- JP2739318B2 JP2739318B2 JP2499488A JP2499488A JP2739318B2 JP 2739318 B2 JP2739318 B2 JP 2739318B2 JP 2499488 A JP2499488 A JP 2499488A JP 2499488 A JP2499488 A JP 2499488A JP 2739318 B2 JP2739318 B2 JP 2739318B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は符号化された信号の受信復調に利用する。特
に、遅延波形歪のある無線ディジタル伝送路を経由した
信号を受信する最尤受信機に関する。
に、遅延波形歪のある無線ディジタル伝送路を経由した
信号を受信する最尤受信機に関する。
一般に、信号伝送を行う場合には、伝送路上に配置さ
れた伝送装置および伝送媒体の帯域特性により、送信機
から送出された信号は線形歪を受ける。このため、ディ
ジタル信号伝送では符号間干渉が生じ、受信機の性能が
低下する。このような線形歪による伝送特性劣化を軽減
するために従来から種々の等化器が提案されているが、
特に性能が高いものとして、最尤受信機が知られてい
る。
れた伝送装置および伝送媒体の帯域特性により、送信機
から送出された信号は線形歪を受ける。このため、ディ
ジタル信号伝送では符号間干渉が生じ、受信機の性能が
低下する。このような線形歪による伝送特性劣化を軽減
するために従来から種々の等化器が提案されているが、
特に性能が高いものとして、最尤受信機が知られてい
る。
第６図は第一の従来例最尤受信機のブロック構成図で
ある。
ある。
受信信号は入力端子１に供給され、さらに、整合フィ
ルタ61、標本化回路62を経由して最尤符号系列推定器63
に供給される。最尤符号系列推定器63の出力は出力端子
11に接続される。
ルタ61、標本化回路62を経由して最尤符号系列推定器63
に供給される。最尤符号系列推定器63の出力は出力端子
11に接続される。
この最尤受信機の動作について、変調方式として搬送
波変調を用い、等化器の処理を行うまえに直交検波を行
う場合について、ベースバンド検波波形の複素数表示を
用いて説明する。
波変調を用い、等化器の処理を行うまえに直交検波を行
う場合について、ベースバンド検波波形の複素数表示を
用いて説明する。
符号列｛an｝を1/Tの速度で伝送するための線形変調
信号の複素包絡線Ｓ（ｔ）は、基本波形ｇ（ｔ）を用い
て、 で表される。これに伝送路の線形歪に対応するインパル
ス応答ｈ（ｔ）が作用する。このため、入力端子１にお
ける受信波Ｒ（ｔ）は、 となる。ここで、「＊」はコンボリューション演算を表
し、Ｎ（ｔ）は雑音を表す。
信号の複素包絡線Ｓ（ｔ）は、基本波形ｇ（ｔ）を用い
て、 で表される。これに伝送路の線形歪に対応するインパル
ス応答ｈ（ｔ）が作用する。このため、入力端子１にお
ける受信波Ｒ（ｔ）は、 となる。ここで、「＊」はコンボリューション演算を表
し、Ｎ（ｔ）は雑音を表す。
整合フィルタ61はｇ（ｔ）＊ｈ（ｔ）のインパルス信
号に整合しており、出力波形の信号対雑音非が最も高く
なる特性のフィルタである。標本化回路62は、複素包絡
線Ｓ（ｔ）に同期して時間Ｔ毎に、整合フィルタ２の出
力波形を標本化する。最尤符号系列推定器63は、可能性
のある符号列｛ai｝の組み合わせに対応した整合フィル
タ理想出力を内部で発生させ、その波形を複素包絡線Ｓ
（ｔ）に同期して標本化したものと実際に入力されたも
のとの信号空間距離を演算し、その距離が最も近い波形
に対応する符号列｛ai｝の組み合わせを出力端子11に出
力する。
号に整合しており、出力波形の信号対雑音非が最も高く
なる特性のフィルタである。標本化回路62は、複素包絡
線Ｓ（ｔ）に同期して時間Ｔ毎に、整合フィルタ２の出
力波形を標本化する。最尤符号系列推定器63は、可能性
のある符号列｛ai｝の組み合わせに対応した整合フィル
タ理想出力を内部で発生させ、その波形を複素包絡線Ｓ
（ｔ）に同期して標本化したものと実際に入力されたも
のとの信号空間距離を演算し、その距離が最も近い波形
に対応する符号列｛ai｝の組み合わせを出力端子11に出
力する。
第７図は第二の従来例最尤受信機のブロック構成図で
ある。
ある。
非線形変調波を用いる場合には、線形の整合フィルタ
を形成することができないので、変調波をいくつかの搬
送波の組み合わせにより近似的に表す。例えば、TFM（T
amed FM）や、ガウス型ベースバンドフィルタの正規化3
dB帯域幅BbT（片側）が0.21のGMSK（Gaussian−filtere
d Minimum Shift Keying）の変調波を近似的に発生させ
るには、１タイムスロットの信号波形を周波数fcの搬送
波と、±Δｆおよび±２Δｆの周波数オフセットをもつ
搬送波との五つの波を１タイムスロット毎に位相連続と
なるように接続する。
を形成することができないので、変調波をいくつかの搬
送波の組み合わせにより近似的に表す。例えば、TFM（T
amed FM）や、ガウス型ベースバンドフィルタの正規化3
dB帯域幅BbT（片側）が0.21のGMSK（Gaussian−filtere
d Minimum Shift Keying）の変調波を近似的に発生させ
るには、１タイムスロットの信号波形を周波数fcの搬送
波と、±Δｆおよび±２Δｆの周波数オフセットをもつ
搬送波との五つの波を１タイムスロット毎に位相連続と
なるように接続する。
第７図は例で説明すると、入力端子１から入力された
受信波を乗算器71−１〜71−５に供給する。乗算器71−
１〜71−５にはさらに、それぞれ、 e1＝cos2π（fc＋２Δｆ）ｔ e2＝cos2π（fc＋Δｆ）ｔ e3＝cos2πfct e4＝cos2π（fc−Δｆ）ｔ e5＝cos2π（fc−２Δｆ）ｔ が入力される。乗算器71−１〜71−５の出力はそれぞれ
積分器72−１〜72−５に供給される。これらの乗算器71
−１〜71−５および積分器72−１〜72−５により、受信
波と五つの搬送波との相関がそれぞれ求められる。これ
らの乗算器71−１〜71−５および積分器72−１〜72−５
を用いて１タイムスロットの波形に対応する整合フィル
タを形成し、その出力を標本化回路62−１〜62−５によ
り標本化する。最尤符号系列推定器63は、標本化回路62
−１〜62−５により標本化された値をもとに符号系列を
推定する。符号系列の拘束長が長い場合には、最尤符号
系列推定器63のハードウェア規模が拘束長に対して指数
関数的に増加する。そこで通常は、ビタビ・アルゴリズ
ムを用いて信号を推定する。最尤符号系列推定器63は、
推定した符号列を出力端子11から出力する。
受信波を乗算器71−１〜71−５に供給する。乗算器71−
１〜71−５にはさらに、それぞれ、 e1＝cos2π（fc＋２Δｆ）ｔ e2＝cos2π（fc＋Δｆ）ｔ e3＝cos2πfct e4＝cos2π（fc−Δｆ）ｔ e5＝cos2π（fc−２Δｆ）ｔ が入力される。乗算器71−１〜71−５の出力はそれぞれ
積分器72−１〜72−５に供給される。これらの乗算器71
−１〜71−５および積分器72−１〜72−５により、受信
波と五つの搬送波との相関がそれぞれ求められる。これ
らの乗算器71−１〜71−５および積分器72−１〜72−５
を用いて１タイムスロットの波形に対応する整合フィル
タを形成し、その出力を標本化回路62−１〜62−５によ
り標本化する。最尤符号系列推定器63は、標本化回路62
−１〜62−５により標本化された値をもとに符号系列を
推定する。符号系列の拘束長が長い場合には、最尤符号
系列推定器63のハードウェア規模が拘束長に対して指数
関数的に増加する。そこで通常は、ビタビ・アルゴリズ
ムを用いて信号を推定する。最尤符号系列推定器63は、
推定した符号列を出力端子11から出力する。
しかし、伝送路の帯域特性のために非線形変調波に線
形歪が付加された場合には、受信波を（２）式のような
線形結合で表すことができず、整合フィルタを得ること
が困難であった。そのため、非線形変調信号に対する従
来の最尤受信機をそのまま使用しても、誤り率特性は改
善されない欠点があった。
形歪が付加された場合には、受信波を（２）式のような
線形結合で表すことができず、整合フィルタを得ること
が困難であった。そのため、非線形変調信号に対する従
来の最尤受信機をそのまま使用しても、誤り率特性は改
善されない欠点があった。
本発明は、以上の問題点を解決し、線形歪の生じた非
線形変調信号を受信復調できる最尤受信機を提供するこ
とを目的とする。
線形変調信号を受信復調できる最尤受信機を提供するこ
とを目的とする。
本発明の最尤受信機は、受信ディジタル信号に含まれ
る特定符号系列の成分を検出してその信号に含まれる遅
延成分を求める手段と、この遅延成分のそれぞれに対応
する基本波を発生する手段とを含むことを特徴とする。
る特定符号系列の成分を検出してその信号に含まれる遅
延成分を求める手段と、この遅延成分のそれぞれに対応
する基本波を発生する手段とを含むことを特徴とする。
遅延成分を求める手段は、受信ディジタル信号とあら
かじめ記憶された符号系列との相関により遅延成分の遅
延時間とその振幅とを測定する成分抽出用相関器を含む
ことが望ましい。また、基本波を発生する手段は、遅延
成分のタイムスロット長で基本波を発生する構成である
ことが望ましい。
かじめ記憶された符号系列との相関により遅延成分の遅
延時間とその振幅とを測定する成分抽出用相関器を含む
ことが望ましい。また、基本波を発生する手段は、遅延
成分のタイムスロット長で基本波を発生する構成である
ことが望ましい。
この最尤受信機はさらに、最尤符号系列推定手段とし
て、相関手段の出力を定められたタイムスロット分にわ
たり記憶する相関メモリと、受信側で推定している複数
の現状態に至るまでの状態遷移履歴データを記憶する状
態遷移メモリと、状態遷移の履歴の相対的な関係を抽出
した複数の縮退化パスと各パスにおけるそれぞれのタイ
ムスロットの信号波形相互の内積値との関係、およびひ
とつの縮退化パスに連続する次の縮退化パスの関係を記
憶する縮退化パスメモリと、相関メモリの記憶内容と、
遅延成分を求める手段の出力と、状態遷移メモリの記憶
内容と、縮退化パスメモリの記憶内容とにより、複数の
現状態に連続する次の状態へのタイムスロット内の信号
空間距離を算出する距離演算器と、次の状態をビタビ・
アルゴリズムで判定する状態判定器と、判定された複数
の現状態の累積信号空間距離が最も小さい状態の状態履
歴に対応する符号系列の符号を出力する手段とを含むこ
とが望ましい。
て、相関手段の出力を定められたタイムスロット分にわ
たり記憶する相関メモリと、受信側で推定している複数
の現状態に至るまでの状態遷移履歴データを記憶する状
態遷移メモリと、状態遷移の履歴の相対的な関係を抽出
した複数の縮退化パスと各パスにおけるそれぞれのタイ
ムスロットの信号波形相互の内積値との関係、およびひ
とつの縮退化パスに連続する次の縮退化パスの関係を記
憶する縮退化パスメモリと、相関メモリの記憶内容と、
遅延成分を求める手段の出力と、状態遷移メモリの記憶
内容と、縮退化パスメモリの記憶内容とにより、複数の
現状態に連続する次の状態へのタイムスロット内の信号
空間距離を算出する距離演算器と、次の状態をビタビ・
アルゴリズムで判定する状態判定器と、判定された複数
の現状態の累積信号空間距離が最も小さい状態の状態履
歴に対応する符号系列の符号を出力する手段とを含むこ
とが望ましい。
本発明の最尤受信機は、受信ディジタル信号に含まれ
る遅延成分に対応してそれぞれ基本波を発生し、この基
本波と受信ディジタル信号との相関を求める。このた
め、遅延成分による線形歪が生じても良好に符号系列を
再生できる。
る遅延成分に対応してそれぞれ基本波を発生し、この基
本波と受信ディジタル信号との相関を求める。このた
め、遅延成分による線形歪が生じても良好に符号系列を
再生できる。
また、本発明の最尤受信機は、１タイムスロット毎に
信号空間距離を再起的に求める構成であり、また、縮退
化パステーブルを用いて状態判定を簡単化できる。
信号空間距離を再起的に求める構成であり、また、縮退
化パステーブルを用いて状態判定を簡単化できる。
第１図は本発明実施例最尤受信機のブロック構成図で
ある。
ある。
ここでは、変調波がTFM信号またはBbT＝0.21のGMSK信
号を例に説明する。この二種類の信号はほとんど同等な
信号であり、 で表される。ここで、２πfc＝ωｃは搬送波の角周波数
であり、Ｅ（ｔ）は複素振幅である。
号を例に説明する。この二種類の信号はほとんど同等な
信号であり、 で表される。ここで、２πfc＝ωｃは搬送波の角周波数
であり、Ｅ（ｔ）は複素振幅である。
第２図はφ（ｔ）の変化を表すトレリスを示す。ここ
では４タイムスロット分のトレリスを示す。各格子点が
状態を表し、図の番号によりその状態を示す。同一番号
が同一の状態を表し、16個の状態がある。タイムスロッ
クIIIとタイムスロットIVとは、タイムスロットＩとタ
イムスロットIIと同一のトレリスとなる。また、Ｉ
（ｔ）＝cosφ（ｔ）で表される包絡線は、第３図の波
形となる。
では４タイムスロット分のトレリスを示す。各格子点が
状態を表し、図の番号によりその状態を示す。同一番号
が同一の状態を表し、16個の状態がある。タイムスロッ
クIIIとタイムスロットIVとは、タイムスロットＩとタ
イムスロットIIと同一のトレリスとなる。また、Ｉ
（ｔ）＝cosφ（ｔ）で表される包絡線は、第３図の波
形となる。
第１図の実施例について説明を戻すと、入力端子１に
は（３）式で表される変調波が供給される。この変調波
は、フレーム信号として、一定周期毎に特定の符号系列
で変調された信号を含む。成分抽出用相関器２は、受信
信号とあらかじめ記憶された符号系列との相関をとり、
受信信号から特定符号系列を抽出する。このとき、受信
信号に複数の遅延波成分が重畳されていると、成分抽出
用相関器２の出力に、各成分の遅延時間差と遅延波の振
幅とに応じた複素遅延プロファイル（α０、α１、
α２、…）が出力される。ここで、αｉはｉ番目の遅延
成分の複素数の係数を表す。この遅延プロファイルは基
本波形発生器３に供給される。基本波形生成器３は、遅
延プロファイルの遅延時間に対して、第３図に示したよ
うな１タイムスロット分の基本波形を生成する。この基
本波形は、基本波形相関器４内のそれぞれ対応する相関
器に供給される。
は（３）式で表される変調波が供給される。この変調波
は、フレーム信号として、一定周期毎に特定の符号系列
で変調された信号を含む。成分抽出用相関器２は、受信
信号とあらかじめ記憶された符号系列との相関をとり、
受信信号から特定符号系列を抽出する。このとき、受信
信号に複数の遅延波成分が重畳されていると、成分抽出
用相関器２の出力に、各成分の遅延時間差と遅延波の振
幅とに応じた複素遅延プロファイル（α０、α１、
α２、…）が出力される。ここで、αｉはｉ番目の遅延
成分の複素数の係数を表す。この遅延プロファイルは基
本波形発生器３に供給される。基本波形生成器３は、遅
延プロファイルの遅延時間に対して、第３図に示したよ
うな１タイムスロット分の基本波形を生成する。この基
本波形は、基本波形相関器４内のそれぞれ対応する相関
器に供給される。
入力端子１の変調波はさらに、情報を伝送する符号系
列部分の信号を含み、これが基本波形相関器４に供給さ
れる。基本波形相関器４は、基本波形発生器３からの各
基本波と、符号系列部分との相関をとる。この相関出力
は、相関メモリ５内の対応する領域に蓄えられる。各領
域には、信号の拘束長分だけの記憶容量が設けられてい
る。変調波が第２図の波形をもつ場合には、拘束長が４
タイムスロットなので、４段のメモリを必要とする。
列部分の信号を含み、これが基本波形相関器４に供給さ
れる。基本波形相関器４は、基本波形発生器３からの各
基本波と、符号系列部分との相関をとる。この相関出力
は、相関メモリ５内の対応する領域に蓄えられる。各領
域には、信号の拘束長分だけの記憶容量が設けられてい
る。変調波が第２図の波形をもつ場合には、拘束長が４
タイムスロットなので、４段のメモリを必要とする。
距離演算器７は、相関メモリ５、縮退化パスメモリ６
および状態遷移メモリ９の記憶内容に基づいて信号空間
距離を求める。信号空間距離は、受信信号の複素包絡線
Ｒ（ｔ）と、予想されるいくつかの信号波形Uk（ｔ）と
の類似度を表す指標であり、 で表される。ここで、複素包絡線Ｒ（ｔ）が、直接波Ｅ
（ｔ）と、この波が時間Ｔだけ遅延したＥ（ｔ−Ｔ）と
の二つの波の合成であるときには、 Ｒ（ｔ）＝α0E（ｔ）＋α1E（ｔ−Ｔ）＋Ｎ（ｔ）…
…（６） となる。ただしＮ（ｔ）は雑音を表す。また、Uk（ｔ）
は、 Uk（ｔ）＝α0Ek（ｔ）＋α1Ek′（ｔ） ……（７） となる。ここで、Ek（ｔ）、Ek′（ｔ）は、基本波形発
生器３が出力する基本波形である。
および状態遷移メモリ９の記憶内容に基づいて信号空間
距離を求める。信号空間距離は、受信信号の複素包絡線
Ｒ（ｔ）と、予想されるいくつかの信号波形Uk（ｔ）と
の類似度を表す指標であり、 で表される。ここで、複素包絡線Ｒ（ｔ）が、直接波Ｅ
（ｔ）と、この波が時間Ｔだけ遅延したＥ（ｔ−Ｔ）と
の二つの波の合成であるときには、 Ｒ（ｔ）＝α0E（ｔ）＋α1E（ｔ−Ｔ）＋Ｎ（ｔ）…
…（６） となる。ただしＮ（ｔ）は雑音を表す。また、Uk（ｔ）
は、 Uk（ｔ）＝α0Ek（ｔ）＋α1Ek′（ｔ） ……（７） となる。ここで、Ek（ｔ）、Ek′（ｔ）は、基本波形発
生器３が出力する基本波形である。
したがって、被積分項Ｆ（ｔ）は、 Ｆ（ｔ）＝|R（ｔ）|2＋｜α0|2|Ek（ｔ）|2 ＋｜α1|2|Ek′（ｔ）|2 ＋2Re〔α0R（ｔ）Ek ＊（ｔ）〕 ＋2Re〔α1R（ｔ）Ek′＊（ｔ）〕 ＋2Re〔α０α1Ek（ｔ）Ek′（ｔ）〕 ……（８） となる。第１項、第２項および第３項は信号レベルであ
り、その積分値は容易に求められる。第４項および第５
項は、受信信号と基本波との相関であるから、相関メモ
リ５の記憶内容により求めることができる。ただし、記
憶内容のうちどれを使用するかは状態の履歴に依存する
ので、状態遷移の履歴を記憶している状態遷移メモリ９
を参照する。信号空間距離を（５）式により再起的に求
められるので、状態遷移メモリ９は（ｍ−１）Ｔまでの
信号空間距離Dsについても記憶している。第６項は基本
信号波形相互間の内積値を表す。この値については、あ
らかじめ計算した値を縮退化パステーブルとして縮退化
パスメモリ６に蓄えておく。
り、その積分値は容易に求められる。第４項および第５
項は、受信信号と基本波との相関であるから、相関メモ
リ５の記憶内容により求めることができる。ただし、記
憶内容のうちどれを使用するかは状態の履歴に依存する
ので、状態遷移の履歴を記憶している状態遷移メモリ９
を参照する。信号空間距離を（５）式により再起的に求
められるので、状態遷移メモリ９は（ｍ−１）Ｔまでの
信号空間距離Dsについても記憶している。第６項は基本
信号波形相互間の内積値を表す。この値については、あ
らかじめ計算した値を縮退化パステーブルとして縮退化
パスメモリ６に蓄えておく。
縮退化パステーブルは。状態遷移で決定されるパスの
うち、相対的に同じものをグループ化したものである。
例えば、第２図に太線で示した13、16、１、２、９と遷
移するパスは、第４図のような縮退化パスの一例と考え
られる。縮退化パスメモリ６には、上述の内積値のほ
か、次のステップで採り得るパスが表として記憶され
る。この表により次の状態を決定できる。このようにし
て、状態ｋに対して、二つの次の状態に遷移したときの
（ｍ−１）ＴからmTまでの信号空間距離dk1、dk2が求め
られる。
うち、相対的に同じものをグループ化したものである。
例えば、第２図に太線で示した13、16、１、２、９と遷
移するパスは、第４図のような縮退化パスの一例と考え
られる。縮退化パスメモリ６には、上述の内積値のほ
か、次のステップで採り得るパスが表として記憶され
る。この表により次の状態を決定できる。このようにし
て、状態ｋに対して、二つの次の状態に遷移したときの
（ｍ−１）ＴからmTまでの信号空間距離dk1、dk2が求め
られる。
状態判定器８は、遷移先の状態には二つの状態から遷
移することから、ビタビ・アルゴリズムによるその状態
を確定する。状態遷移メモリ９は、状態判定器８により
新しい状態が確定されると、その状態のうち信号空間距
離Dk（ｎ）が最も小さいものに対応する変調波を受信し
たとみなし、それに対応する符号系列を復号器10に出力
する。
移することから、ビタビ・アルゴリズムによるその状態
を確定する。状態遷移メモリ９は、状態判定器８により
新しい状態が確定されると、その状態のうち信号空間距
離Dk（ｎ）が最も小さいものに対応する変調波を受信し
たとみなし、それに対応する符号系列を復号器10に出力
する。
第５図は本実施例受信機と従来例受信機との誤り率特
性を示す。この特性図では、直接波の成分が「１」、遅
延時間3Tの遅延波の成分がejのときの誤り率特性を示
す。この図に示すように、本実施例受信機は特性が大幅
に改善され、非線形変調波が離散的な遅延波として受信
した場合にも、特性よく受信復調できる。
性を示す。この特性図では、直接波の成分が「１」、遅
延時間3Tの遅延波の成分がejのときの誤り率特性を示
す。この図に示すように、本実施例受信機は特性が大幅
に改善され、非線形変調波が離散的な遅延波として受信
した場合にも、特性よく受信復調できる。
以上説明したように、本発明の最尤受信機は、伝送路
の帯域特性のために非線形変調波に線形歪が生じた場合
でも、良好にその信号を受信できる。しかも本発明の最
尤受信機は、縮退化パステーブルを利用して計算を簡単
化できるので、高速処理を行うことができる効果があ
る。さらに、計算処理が簡単化され、消費電力を削減で
きる効果がある。
の帯域特性のために非線形変調波に線形歪が生じた場合
でも、良好にその信号を受信できる。しかも本発明の最
尤受信機は、縮退化パステーブルを利用して計算を簡単
化できるので、高速処理を行うことができる効果があ
る。さらに、計算処理が簡単化され、消費電力を削減で
きる効果がある。
第１図は本発明実施例最尤受信機のブロック構成図。 第２図はφ（ｔ）の変化を表すトレリスを示す図。 第３図はＩ（ｔ）＝cosφ（ｔ）で表される包絡線のト
レリスを示す図。 第４図は縮退化パスの一例を示す図。 第５図は本実施例受信機と従来例受信機との誤り率特性
を示す図。 第６図は第一の従来例最尤受信機のブロック構成図。 第７図は第二の従来例最尤受信機のブロック構成図。 １……入力端子、２……成分抽出用相関器、３……基本
波形発生器、４……基本波形相関器、５……相関メモ
リ、６……縮退化パスメモリ、７……距離演算器、８…
…状態判定器、９……状態遷移メモリ、10……復号器、
11……出力端子、61……整合フィルタ、62、62−１〜62
−５……標本化回路、63……最尤符号系列推定器、71−
１〜71−５……乗算器、72−１〜72−５……積分器。
レリスを示す図。 第４図は縮退化パスの一例を示す図。 第５図は本実施例受信機と従来例受信機との誤り率特性
を示す図。 第６図は第一の従来例最尤受信機のブロック構成図。 第７図は第二の従来例最尤受信機のブロック構成図。 １……入力端子、２……成分抽出用相関器、３……基本
波形発生器、４……基本波形相関器、５……相関メモ
リ、６……縮退化パスメモリ、７……距離演算器、８…
…状態判定器、９……状態遷移メモリ、10……復号器、
11……出力端子、61……整合フィルタ、62、62−１〜62
−５……標本化回路、63……最尤符号系列推定器、71−
１〜71−５……乗算器、72−１〜72−５……積分器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 電子情報通信学会技術研究報告，Ｖｏ ｌ．88，Ｎｏ．40，Ｐ．７−12 昭和63年電子情報通信学会春季全国大 会講演論文集，〔分冊Ｂ−１〕，Ｐ．１ −476
Claims (2)
- 【請求項１】受信ディジタル信号の変調波に対応する基
本波を発生する基本波発生手段と、 この手段が発生した基本波と上記受信ディジタル信号と
の相関を求める相関手段と、 この相関手段の出力について最尤符号系列を求める最尤
符号系列推定手段と を備えた最尤受信機において、 上記基本波発生手段は、 上記受信ディジタル信号に含まれる特定符号系列の成分
を検出してその信号に含まれる遅延成分を求める手段
（２）と、 この遅延成分のそれぞれに対応する基本波を発生する手
段（３）と を含む ことを特徴とする最尤受信機。 - 【請求項２】最尤符号系列推定手段は、 相関手段の出力を定められたタイムスロット分にわたり
記憶する相関メモリ（５）と、 受信側で推定している複数の現状態に至るまでの状態遷
移履歴データを記憶する状態遷移メモリ（９）と、 状態遷移の履歴の相対的な関係を抽出した複数の縮退化
パスと各パスにおけるそれぞれのタイムスロットの信号
波形相互の内積値との関係、およびひとつの縮退化パス
に連続する次の縮退化パスの関係を記憶する縮退化パス
メモリ（６）と、 上記相関メモリの記憶内容と、遅延成分を求める手段の
出力と、上記状態遷移メモリの記憶内容と、上記縮退化
パスメモリの記憶内容とにより、複数の現状態に連続す
る次の状態へのタイムスロット内の信号空間距離を算出
する距離演算機（７）と、 次の状態をビタビ・アルゴリズムで判定する状態判定器
と、 判定された複数の現状態の累積信号空間距離が最も小さ
い状態の状態履歴に対応する符号系列の符号を出力する
手段（９、10）と を含む 請求項１記載の最尤受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2499488A JP2739318B2 (ja) | 1988-02-05 | 1988-02-05 | 最尤受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2499488A JP2739318B2 (ja) | 1988-02-05 | 1988-02-05 | 最尤受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01200852A JPH01200852A (ja) | 1989-08-14 |
| JP2739318B2 true JP2739318B2 (ja) | 1998-04-15 |
Family
ID=12153531
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2499488A Expired - Lifetime JP2739318B2 (ja) | 1988-02-05 | 1988-02-05 | 最尤受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2739318B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1992009144A1 (fr) * | 1990-11-19 | 1992-05-29 | Fujitsu Limited | Procede de decodage de vraisemblance maximale et dispositif relatif |
| JP2551296B2 (ja) * | 1991-04-30 | 1996-11-06 | 日本電気株式会社 | 系列推定装置 |
-
1988
- 1988-02-05 JP JP2499488A patent/JP2739318B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| 昭和６３年電子情報通信学会春季全国大会講演論文集，〔分冊Ｂ−１〕，Ｐ．１−４７６ |
| 電子情報通信学会技術研究報告，Ｖｏｌ．８８，Ｎｏ．４０，Ｐ．７−１２ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01200852A (ja) | 1989-08-14 |
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