JP3605949B2

JP3605949B2 - Receiving machine

Info

Publication number: JP3605949B2
Application number: JP18625796A
Authority: JP
Inventors: 勇雄竹内
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1996-07-16
Filing date: 1996-07-16
Publication date: 2004-12-22
Anticipated expiration: 2016-07-16
Also published as: JPH1032516A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯電話機などの通信装置の受信回路に適用して好適な受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
所定の周波数で伝送される無線信号などを受信する受信機として、ダイレクトコンバージョン方式の受信機と称されるものが開発されている。図３は、従来のダイレクトコンバージョン方式の受信機の一例を示す図で、入力端子５１に得られる受信信号を、ローノイズアンプ５２とバンドパスフィルタ５３を介して一方の混合回路５５Ｉに供給すると共に、バンドパスフィルタ５３の出力をπ／２移相器５４（ここでのπ／２とは受信する希望波の変調周波数に対するπ／２）を介して他方の混合回路５５Ｑに供給する。ここで、両混合回路５５Ｉ，５５Ｑには、発振器５６の発振出力（正弦波信号）がローカル信号として供給され、受信信号とローカル信号との混合で、所定の周波数の受信信号をベースバンド信号に復調する。ここで、混合回路５５Ｉで復調される信号と混合回路５５Ｑで得られる信号は、位相が９０°（π／２）ずれた信号であり、Ｉ成分とＱ成分とが直交変調された信号を復調する。
【０００３】
そして、混合回路５５Ｉで得られたＩ成分と、混合回路５５Ｑで得られたＱ成分を、それぞれローパスフィルタ５７Ｉ及び５７Ｑと、可変ゲインアンプ５８Ｉ及び５８Ｑを介して、アナログ／デジタル変換器５９Ｉ及び５９Ｑに供給し、それぞれの成分の受信データを得る。そして、各アナログ／デジタル変換器５９Ｉ，５９Ｑで得られた受信データを、出力端子６０Ｉ，６０Ｑから受信データのベースバンド処理回路（図示せず）に供給して、ベースバンド系の受信処理を行う。
【０００４】
このように構成される受信回路は、ダイレクトコンバージョン方式の受信回路と称され、受信した信号から直接ベースバンド信号を得る復調処理が行われて、中間周波信号に変換する処理を必要としない簡単な回路構成で、受信処理が行われる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、このような中間周波信号に変換されずに直接ベースバンド信号を得るダイレクトコンバージョン方式の受信処理の場合には、混合回路に供給するローカル信号が、受信周波数に対応した周波数であるため、受信機内の他の回路に漏洩して、妨害を与える不都合があった。また、中間周波信号に変換して処理を行う場合には、この中間周波信号の段階でフィルタで希望波を抽出する処理を行ってからベースバンド信号に変換する処理を行うため、ベースバンド信号に不要成分が混入する可能性が少ないが、図３に示したようなダイレクトコンバージョン方式の場合には、可変ゲインアンプ５８Ｉ及び５８Ｑで増幅する信号に２次歪み成分が混入すると言う問題があった。
【０００６】
このようにローカル信号の漏洩やアンプでの２次歪みがあると、受信データのビット誤り率が悪くなってしまう。
【０００７】
本発明の目的は、ダイレクトコンバージョン方式の受信機の受信性能を向上させることにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、復調用のローカル信号発生手段と、疑似雑音信号発生手段と、ローカル信号発生手段が出力するローカル信号を疑似雑音信号発生手段が出力する疑似雑音信号で変調して拡散する拡散手段と、拡散手段で拡散されたローカル信号を受信信号に混合する混合手段と、混合手段の出力を疑似雑音信号発生手段が出力する疑似雑音信号で逆拡散してベースバンド信号とする逆拡散手段とを備え、受信信号として、２系統の信号が直交変調されて伝送される信号とし、拡散手段と混合手段と逆拡散手段として、それぞれ第１及び第２の２つの手段を備え、ローカル信号発生手段の出力を所定位相遅延させる移相手段を設けて、この移相手段で移相されたローカル信号を、第１の拡散手段で拡散した後、第１の混合手段で受信信号に混合した後、第１の逆拡散手段に供給して、一方の系統のベースバンド信号を得、ローカル信号発生手段が出力するローカル信号を、第２の拡散手段で拡散した後、第２の混合手段で受信信号に混合した後、第２の逆拡散手段に供給して、他方の系統のベースバンド信号を得るようにし、第１の拡散手段及び第１の逆拡散手段に供給する疑似雑音信号と、第２の拡散手段及び第２の逆拡散手段に供給する疑似雑音信号とを、別の疑似雑音信号とし、第１の混合手段の出力と第２の混合手段の出力とを、１系統の信号とし、この１系統の出力を所定のフィルタを介して第１及び第２の逆拡散手段に供給するようにしたものである。
【０００９】
かかる構成によると、復調処理に使用されるローカル信号が帯域拡散された信号となって正弦波信号でなくなり、受信信号に対して直接的に妨害を与えることがなくなると共に、混合信号が帯域拡散されるので、２次歪み成分を取り除くことができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施例を図１を参照して説明する。
【００１１】
本例においては、伝送信号がＱＰＳＫ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＰｈａｓｅｓｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）変調方式により変調された信号の送受信を行う無線電話機（携帯電話機）の受信系回路に適用した例を示し、ダイレクトコンバージョン方式の受信回路としたものであり、その構成を図１に示す。
【００１２】
本例においては、入力端子１１に得られる受信信号を、ローノイズアンプ１２とバンドパスフィルタ１３を介して一方及び他方の混合回路１４Ｉ及び１４Ｑに供給する。この２つの混合回路１４Ｉ及び１４Ｑは、受信信号に含まれるＩ成分の混合回路１４ＩとＱ成分の混合回路１４Ｑとしてある。
【００１３】
ここで、各混合回路１４Ｉ，１４Ｑに供給するローカル信号について説明すると、正弦波発振器２１は、受信周波数に対応した周波数の正弦波信号を発振する発振器で、この発振器２１の正弦波出力を、一方の拡散回路２３Ｉに直接供給すると共に、発振器２１の正弦波出力を、π／２移相器２２により信号位相をπ／２（ＱＰＳＫ変調信号の周波数に対して９０°）移相させた信号を、他方の拡散回路２３Ｑに供給する。そして、一方の拡散回路２３Ｉには、ＰＮ符号発生回路２４が出力する疑似雑音信号ＰＮｃが供給され、正弦波に疑似雑音信号ＰＮｃが乗算された信号を、ローカル信号として混合回路１４Ｉに供給する。また、他方の拡散回路２３Ｑには、ＰＮ符号発生回路２５が出力する疑似雑音信号ＰＮｓが供給され、正弦波に疑似雑音信号ＰＮｓが乗算された信号を、ローカル信号として混合回路１４Ｑに供給する。
【００１４】
各ＰＮ符号発生回路２４，２５が出力する疑似雑音信号ＰＮｃ及びＰＮｓは、疑似的に生成される雑音信号であり、Ｍ系列符号発生回路などを使用して周期性のあるランダム符号を生成させる。或いは、完全に周期性のないランダム符号を疑似雑音信号としても良い。但し、いずれの場合でも、本例の回路で使用される疑似雑音信号ＰＮｃ及びＰＮｓは、拡散回路２３Ｉ及び２３Ｑで拡散された信号が、受信する希望波であるＱＰＳＫ信号の信号帯域よりも十分に大きい帯域に拡散されるような信号としてある。また、本例の各ＰＮ符号発生回路２４，２５が出力する疑似雑音信号ＰＮｃとＰＮｓは、ここでは別の信号（即ち信号の生成順序などが異なる信号）としてある。
【００１５】
従って、疑似雑音信号ＰＮｃの乗算により、発振器２１が出力する正弦波出力が拡散されたローカル信号となって、混合回路１４Ｉに供給され、混合回路１４Ｉが出力するＩ成分の復調信号としては、帯域が十分に拡散された信号となる。同様に、疑似雑音信号ＰＮｓの乗算により、π／２移相器２２が出力する正弦波出力が拡散されたローカル信号となって、混合回路１４Ｑに供給され、混合回路１４Ｑが出力するＱ成分の復調信号としては、帯域が十分に拡散された信号となる。
【００１６】
そして、混合回路１４Ｉ及び１４Ｑの混合出力を、それぞれローパスフィルタ１５Ｉ及び１５Ｑを介して、逆拡散回路１６Ｉ及び１６Ｑに供給する。逆拡散回路１６Ｉには、ＰＮ符号発生回路２４が出力する疑似雑音信号ＰＮｃが供給され、この疑似雑音信号ＰＮｃの乗算により、復調信号の逆拡散処理（即ち拡散回路２３Ｉでの拡散の逆の処理）を行い、帯域拡散されたＩ成分の復調信号をベースバンド信号とする。また、逆拡散回路１６Ｑには、ＰＮ符号発生回路２５が出力する疑似雑音信号ＰＮｓが供給され、この疑似雑音信号ＰＮｓの乗算により、復調信号の逆拡散処理（即ち拡散回路２３Ｑでの拡散の逆の処理）を行い、帯域拡散されたＱ成分の復調信号をベースバンド信号とする。
【００１７】
なお、ＰＮ符号発生回路２４から、拡散回路２３Ｉと逆拡散回路１６Ｉに供給される疑似雑音信号ＰＮｃは、同一の信号であるが、拡散回路２３Ｉから逆拡散回路１６Ｉまでの信号処理に要する時間だけ、逆拡散回路１６Ｉに供給するタイミングを遅らせる必要がある。ＰＮ符号発生回路２５から、拡散回路２３Ｑと逆拡散回路１６Ｑに供給される疑似雑音信号ＰＮｓのタイミングについても同様である。但し、拡散回路２３Ｉ，２３Ｑから逆拡散回路１６Ｉ，１６Ｑまでの信号処理に要する時間が、信号処理の上で無視できるほど小さい場合には、タイミングを遅らせる必要はない。
【００１８】
そして、逆拡散回路１６Ｉ及び１６Ｑが出力するベースバンド信号を、ローパスフィルタ１７Ｉ及び１７Ｑと、可変ゲインアンプ１８Ｉ及び１８Ｑを介して、アナログ／デジタル変換器１９Ｉ及び１９Ｑに供給し、それぞれの成分の受信データを得る。そして、各アナログ／デジタル変換器１９Ｉ，１９Ｑで得られた受信データを、出力端子２０Ｉ，２０Ｑから受信データのベースバンド処理回路（図示せず）に供給して、ベースバンド系の受信処理を行う。
【００１９】
このように構成される本例の受信回路によると、受信信号から希望波を直接ベースバンド信号に変換する（即ち中間周波信号を介さずに直接ベースバンド信号を得る）いわゆるダイレクトコンバージョン方式の受信回路としてあるが、ローカル信号による妨害や２次歪みなどが少ない性能の良い受信処理が可能になる。即ち、復調処理に使用されるローカル信号が帯域拡散された信号となって正弦波信号でなくなり、この帯域で使用されているＱＰＳＫ信号に対してローカル信号が妨害を与えることがなくなり、ローカル信号が受信信号に対して直接的に妨害を与えなくなる。また、混合回路が出力する混合出力信号が帯域拡散された信号となるので、効果的に２次歪み成分が除去される。従って、出力端子２０Ｉ，２０Ｑから出力される受信データのビット誤り率を、従来のダイレクトコンバージョン方式の受信回路に比べて低減させることができる。
【００２０】
ここで、本例の受信回路での受信処理で、２次歪み成分が除去されることを、数式を用いて以下に説明する。まず、入力端子１１に得られる受信信号ＲＦ_ｉｎより抽出される希望波Ｒ（ｔ）は、次式で示される。
【００２１】
【数１】
Ｒ（ｔ）＝Ｒ_ｃ（ｔ）ｃｏｓ（ω_ｃｔ＋θ（ｔ））＋Ｒｓ（ｔ）ｓｉｎ（ω_ｃｔ＋θ（ｔ））
【００２２】
また、受信信号ＲＦ_ｉｎに含まれる妨害波Ｒ_ｕｄ（ｔ）は、次式で示される。なお、ここでは妨害波は説明を簡単にするために無変調波としてある。
【００２３】
【数２】

【００２４】
そして、混合回路１４Ｉ，１４Ｑが出力する混合出力信号Ｍ（ｔ）は、次式で示される。
【００２５】
【数３】
Ｍ（ｔ）＝｛Ｒ（ｔ）＋Ｒ_ｕｄ（ｔ）＋Ｌ（ｔ）｝^２
【００２６】
ここで、混合回路１４Ｉで乗算されるローカル信号Ｌ_ｃ（ｔ）と、混合回路１４Ｑで乗算されるローカル信号Ｌ_ｓ（ｔ）を、〔数４〕式及び〔数５〕式に示すように定義する。なお、ＰＮ_ｃ（ｔ）及びＰＮ_ｓ（ｔ）は、各ＰＮ符号発生回路２４及び２５が出力する疑似雑音信号ＰＮ_ｃ及びＰＮ_ｓを示す。
【００２７】
【数４】
Ｌ_ｃ（ｔ）＝ＰＮ_ｃ（ｔ）ｃｏｓ（ω_ｃｔ）
【００２８】
【数５】
Ｌ_ｓ（ｔ）＝ＰＮ_ｓ（ｔ）ｓｉｎ（ω_ｃｔ）
【００２９】
混合出力信号Ｍ（ｔ）にローカル信号Ｌ_ｃ（ｔ）を乗算した混合出力信号を、Ｍ_ｃ（ｔ）として示すと、この混合出力信号Ｍｃ（ｔ）は、以下のように示される。
【００３０】
【数６】

【００３１】
この〔数６〕式は、以下のように変形できる。
【００３２】
【数７】

【００３３】
この〔数７〕式から２ω成分を取り除くと、次式のようになる。
【００３４】
【数８】

【００３５】
ここで、ＰＮ_ｃ ^２（ｔ）＝１であり、逆拡散回路１６Ｉで混合出力信号Ｍ_ｃ（ｔ）に疑似雑音信号ＰＮ_ｃ（ｔ）が乗算されると、〔数８〕式の第１項と第２項と第４項は拡散されると共に、第３項と第５項は逆拡散されて、逆拡散回路１６Ｉの逆拡散出力ｍ_ｃ（ｔ）は、次式のようになる。
【００３６】
【数９】

【００３７】
この場合、疑似雑音信号ＰＮ_ｃ（ｔ）が希望波の信号帯域より十分に大きい帯域に拡散されていれば、次式のように定義でき、２次歪み成分を取り除くことができることが判る。
【００３８】
【数１０】

【００３９】
なお、上述実施例においては、Ｉ成分を復調するのに使用する疑似雑音信号ＰＮ_ｃと、Ｑ成分を復調するのに使用する疑似雑音信号ＰＮ_ｓとを、それぞれ別の信号としたが、図１のようにＩ成分の信号処理系とＱ成分の信号処理系とが完全に分かれている場合には、同一の疑似雑音信号を使用しても差し支えない。
【００４０】
これに対し、Ｉ成分を混合するのに使用する疑似雑音信号ＰＮ_ｃと、Ｑ成分を混合するのに使用する疑似雑音信号ＰＮ_ｓとを、それぞれ別の信号とした場合には、混合回路１４Ｉ，１４Ｑの出力から逆拡散回路１６Ｉ，１６Ｑの入力までの受信信号処理系を、１系統の回路とすることが可能になる。図２は、この場合の例を示す図で、図１に対応する部分には同一符号を付す。
【００４１】
図２に示す例について説明すると、各混合回路１４Ｉ，１４Ｑの出力を、共通のローパスフィルタ２６に供給して低域成分を除去する。そして、このローパスフィルタ２６の出力を、各逆拡散回路１６Ｉ，１６Ｑに供給し、逆拡散回路１６Ｉでは、ＰＮ符号発生回路２４が出力する疑似雑音信号ＰＮ_ｃをフィルタ２６の出力に乗算して逆拡散して、Ｉ成分のベースバンド信号を得る。また、逆拡散回路１６Ｑでは、ＰＮ符号発生回路２５が出力する疑似雑音信号ＰＮ_ｓをフィルタ２６の出力に乗算して逆拡散して、Ｑ成分のベースバンド信号を得る。その他の部分は、図１に示す受信回路と同様に構成する。
【００４２】
この図２に示すように構成することで、各系統で異なるＰＮ符号を使用しているので、逆拡散時にＩ成分とＱ成分とを分離することができる。従って、混合してから逆拡散するまでの信号処理系を１系統とすることができ、それだけ受信回路の構成を簡単にすることができる。特に図２に示すように、フィルタ２６などの混合回路と逆拡散回路との間にある回路部品を、２系統用意する必要がなくなり、それだけ回路構成を簡単にすることができる。
【００４３】
また、上述実施例ではＱＰＳＫ変調方式の信号の復調を行う受信機に適用したが、他の変調方式により変調された伝送信号を受信する受信機にも適用できることは勿論である。
【００４４】
【発明の効果】
本発明によると、復調処理に使用されるローカル信号が帯域拡散された信号となって正弦波信号でなくなり、受信信号に対して直接的に妨害を与えることがなくなると共に、混合信号が帯域拡散されるので、２次歪み成分を取り除くことができ、ダイレクトコンバージョン方式で受信処理した場合の、受信データのビット誤り率を低減させることができる。
【００４５】
この場合、受信信号として、２系統の信号が直交変調されて伝送される信号とし、各系統毎に個別に拡散されたローカル信号を個別に混合し、個別に逆拡散して、各系統のベースバンド信号を得るようにしたことで、各系統の伝送信号を良好に復調処理できる。
【００４６】
また、この各系統の信号を個別に混合処理する場合に、各系統で別の疑似雑音信号を使用して混合処理することで、逆拡散時に各系統毎の疑似雑音信号により両系統の信号を判別して抽出できるようになり、拡散されたローカル信号により混合してから逆拡散するまでの処理を、２系統の受信信号を１系統に統合して処理できるようになる。
【００４７】
さらに、この混合してから逆拡散するまでの処理を、２系統の受信信号を１系統に統合して処理する場合に、１系統の混合出力を所定のフィルタを介して各逆拡散手段に供給することで、混合出力信号を通過させるフィルタを、各系統毎に用意する必要がなく、直交変調された信号の受信処理を簡単な構成で実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例の回路構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の他の実施例の回路構成を示すブロック図である。
【図３】従来のダイレクトコンバージョン方式の受信機の一例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１１受信信号入力端子、１４Ｉ，１４Ｑ混合回路、１６Ｉ，１６Ｑ逆拡散回路、２１正弦波発振器、２２ π／２移相器、２３Ｉ，２３Ｑ拡散回路、２４，２５ＰＮ符号発生回路、２６ローパスフィルタ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a receiver suitable for being applied to a receiving circuit of a communication device such as a mobile phone.
[0002]
[Prior art]
As a receiver for receiving a radio signal or the like transmitted at a predetermined frequency, a receiver called a direct conversion receiver has been developed. FIG. 3 is a diagram showing an example of a conventional direct conversion type receiver, in which a received signal obtained at an input terminal 51 is supplied to one mixing circuit 55I via a low noise amplifier 52 and a band pass filter 53, and The output of the band-pass filter 53 is supplied to the other mixing circuit 55Q via a π / 2 phase shifter 54 (where π / 2 is π / 2 with respect to the modulation frequency of the desired wave to be received). Here, the oscillation output (sinusoidal signal) of the oscillator 56 is supplied as a local signal to both of the mixing circuits 55I and 55Q, and a reception signal of a predetermined frequency is converted into a baseband signal by mixing the reception signal and the local signal. Demodulate. Here, the signal demodulated by the mixing circuit 55I and the signal obtained by the mixing circuit 55Q are signals whose phases are shifted by 90 ° (π / 2), and a signal in which the I component and the Q component are orthogonally modulated is demodulated. I do.
[0003]
Then, the I component obtained by the mixing circuit 55I and the Q component obtained by the mixing circuit 55Q are converted into analog / digital converters 59I and 59Q via low-pass filters 57I and 57Q and variable gain amplifiers 58I and 58Q, respectively. To obtain received data of each component. Then, the received data obtained by each of the analog / digital converters 59I and 59Q is supplied from output terminals 60I and 60Q to a baseband processing circuit (not shown) for the received data to perform baseband reception processing. .
[0004]
The receiving circuit configured in this manner is called a direct-conversion receiving circuit, in which a demodulation process of directly obtaining a baseband signal from a received signal is performed, and a simple process that does not require a process of converting to an intermediate frequency signal is required. The receiving process is performed by the circuit configuration.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the case of a direct conversion type receiving process in which a baseband signal is directly obtained without being converted into an intermediate frequency signal, the local signal supplied to the mixing circuit has a frequency corresponding to the receiving frequency. There was a problem that it leaked to other circuits in the aircraft, causing interference. In addition, when performing processing by converting to an intermediate frequency signal, a process of extracting a desired wave with a filter at the stage of the intermediate frequency signal is performed, and then a process of converting the signal to a baseband signal is performed. Although there is little possibility that an unnecessary component is mixed in, in the case of the direct conversion method as shown in FIG. 3, there is a problem that a secondary distortion component is mixed in the signals amplified by the variable gain amplifiers 58I and 58Q.
[0006]
If the local signal is leaked or the secondary distortion occurs in the amplifier as described above, the bit error rate of the received data becomes worse.
[0007]
An object of the present invention is to improve the reception performance of a direct conversion receiver.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
The present invention provides a local signal generating means for demodulation, a pseudo noise signal generating means, and a spreading means for modulating and spreading a local signal output from the local signal generating means with a pseudo noise signal output from the pseudo noise signal generating means. Mixing means for mixing the received signal with the local signal spread by the spreading means, and despreading means for despreading the output of the mixing means with a pseudo-noise signal output by the pseudo-noise signal generating means to produce a baseband signal. And a first signal and a second signal as a spreading means, a mixing means, and a despreading means, respectively. A phase shifting means for delaying the output by a predetermined phase is provided, and the local signal shifted by the phase shifting means is spread by the first spreading means and then mixed with the received signal by the first mixing means. To the first despreading means to obtain a baseband signal of one of the systems, spread the local signal output by the local signal generating means by the second spreading means, and then receive the local signal by the second mixing means. After being mixed with the signal, the signal is supplied to a second despreading means to obtain a baseband signal of the other system, and a pseudo noise signal supplied to the first spreading means and the first despreading means; The pseudo noise signal supplied to the second spreading means and the second despreading means is another pseudo noise signal, and the output of the first mixing means and the output of the second mixing means are one system signal. The output of one system is supplied to first and second despreading means via a predetermined filter .
[0009]
According to such a configuration, the local signal used for the demodulation processing becomes a band-spread signal and is not a sine wave signal, so that it does not directly interfere with the received signal, and the mixed signal is band-spread. Therefore, the second-order distortion component can be removed.
[0010]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
[0011]
In this example, an example is shown in which a transmission signal is applied to a reception system circuit of a wireless telephone (cellular telephone) that transmits and receives a signal modulated by a QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) modulation method. FIG. 1 shows the configuration.
[0012]
In this example, the received signal obtained at the input terminal 11 is supplied to one and the other of the mixing circuits 14I and 14Q via the low-noise amplifier 12 and the band-pass filter 13. The two mixing circuits 14I and 14Q are a mixing circuit 14I for the I component and a mixing circuit 14Q for the Q component included in the received signal.
[0013]
Here, a local signal supplied to each of the mixing circuits 14I and 14Q will be described. The sine wave oscillator 21 oscillates a sine wave signal having a frequency corresponding to the reception frequency. And a signal obtained by shifting the sine wave output of the oscillator 21 by π / 2 (90 ° with respect to the frequency of the QPSK modulation signal) in the signal phase by the π / 2 phase shifter 22. , To the other diffusion circuit 23Q. The pseudo noise signal PNc output from the PN code generation circuit 24 is supplied to one of the spreading circuits 23I, and a signal obtained by multiplying the sine wave by the pseudo noise signal PNc is supplied as a local signal to the mixing circuit 14I. The other spreading circuit 23Q is supplied with the pseudo noise signal PNs output from the PN code generation circuit 25, and supplies a signal obtained by multiplying the sine wave by the pseudo noise signal PNs to the mixing circuit 14Q as a local signal.
[0014]
The pseudo noise signals PNc and PNs output from the PN

code generation circuits

24 and 25 are pseudo noise signals generated, and a periodic random code is generated using an M-sequence code generation circuit or the like. Alternatively, a random code having no periodicity may be used as the pseudo noise signal. However, in any case, the pseudo-noise signals PNc and PNs used in the circuit of the present example are such that the signals spread by the spreading circuits 23I and 23Q are sufficiently larger than the signal band of the QPSK signal that is the desired wave to be received. It is a signal that is spread over a large band. Further, the pseudo noise signals PNc and PNs output from the respective PN

code generation circuits

24 and 25 of the present example are different signals (that is, signals in different signal generation order and the like).
[0015]
Therefore, by multiplying the pseudo noise signal PNc, the sine wave output output from the oscillator 21 becomes a diffused local signal, which is supplied to the mixing circuit 14I. Is a signal spread sufficiently. Similarly, by multiplying the pseudo noise signal PNs, the sine wave output output from the π / 2 phase shifter 22 becomes a diffused local signal, which is supplied to the mixing circuit 14Q, where the Q component output from the mixing circuit 14Q is output. The demodulated signal is a signal whose band is sufficiently spread.
[0016]
Then, the mixed outputs of the mixing circuits 14I and 14Q are supplied to the despreading circuits 16I and 16Q via the low-pass filters 15I and 15Q, respectively. The pseudo-noise signal PNc output from the PN code generation circuit 24 is supplied to the de-spreading circuit 16I. ) Is performed, and the demodulated signal of the I component that has been spread is used as a baseband signal. The pseudo-noise signal PNs output from the PN code generation circuit 25 is supplied to the de-spreading circuit 16Q. Is performed, and the demodulated signal of the Q component subjected to the spread spectrum is used as a baseband signal.
[0017]
The pseudo noise signal PNc supplied from the PN code generation circuit 24 to the spreading circuit 23I and the despreading circuit 16I is the same signal, but only for the time required for signal processing from the spreading circuit 23I to the despreading circuit 16I. , It is necessary to delay the timing of supply to the despreading circuit 16I. The same applies to the timing of the pseudo noise signal PNs supplied from the PN code generation circuit 25 to the spreading circuit 23Q and the despreading circuit 16Q. However, if the time required for signal processing from the spreading circuits 23I and 23Q to the despreading circuits 16I and 16Q is so small as to be negligible in signal processing, there is no need to delay the timing.
[0018]
Then, the baseband signals output from the despreading circuits 16I and 16Q are supplied to analog / digital converters 19I and 19Q via low-pass filters 17I and 17Q and variable gain amplifiers 18I and 18Q to receive the respective components. Get data. Then, the received data obtained by each of the analog / digital converters 19I and 19Q is supplied from output terminals 20I and 20Q to a baseband processing circuit (not shown) for the received data, and baseband receiving processing is performed. .
[0019]
According to the receiving circuit of the present embodiment thus configured, a so-called direct conversion type receiving circuit that directly converts a desired signal from a received signal to a baseband signal (that is, directly obtains a baseband signal without passing through an intermediate frequency signal). However, it is possible to perform high-performance reception processing with little disturbance due to a local signal or secondary distortion. That is, the local signal used for the demodulation process is a signal spread in a band and is not a sine wave signal. The local signal does not interfere with the QPSK signal used in this band, and the local signal is It does not directly interfere with the received signal. Further, since the mixed output signal output from the mixing circuit is a signal subjected to band spreading, the secondary distortion component is effectively removed. Therefore, the bit error rate of the received data output from the output terminals 20I and 20Q can be reduced as compared with the conventional direct conversion type receiving circuit.
[0020]
Here, the removal of the second-order distortion component in the reception processing in the reception circuit of this example will be described below using mathematical expressions. First, a desired wave R (t) extracted from the received signal RF _in obtained at the input terminal 11 is represented by the following equation.
[0021]
(Equation 1)
_{R (t) = R c (} t) cos (ω c t + θ (t)) + Rs (t) sin (ω c t + θ (t))
[0022]
Further, the interference wave R _ud (t) included _in the received signal RF _in is represented by the following equation. Here, the interference wave is an unmodulated wave for simplicity of explanation.
[0023]
(Equation 2)

[0024]
The mixed output signal M (t) output from the mixing circuits 14I and 14Q is expressed by the following equation.
[0025]
(Equation 3)
M (t) = {R (t) + R _ud (t) + L (t)} ²
[0026]
Here, the local signal L _c (t) multiplied by the mixing circuit 14I and the local signal L _s (t) multiplied by the mixing circuit 14Q are expressed by the following equations (4) and (5). Define. PN _c (t) and PN _s (t) indicate the pseudo noise signals PN _c and PN _s output from the PN

code generation circuits

24 and 25, respectively.
[0027]
(Equation 4)
_{_{L c (t) = PN c}} (t) cos (ω c t)
[0028]
(Equation 5)
_{_{L s (t) = PN s}} (t) sin (ω c t)
[0029]
The mixed output signal multiplied in the mixed output signal M (t) a local signal _L c _(t), when expressed as _M c (t), the mixed output signal Mc (t) is represented as follows.
[0030]
(Equation 6)

[0031]
Equation [6] can be modified as follows.
[0032]
(Equation 7)

[0033]
When the 2ω component is removed from the equation (7), the following equation is obtained.
[0034]
(Equation 8)

[0035]
_Here, a ^{PN c 2 (t) = 1} , the pseudo noise signal _PN c (t) is multiplied by the mixed output signal _M c (t) with the despreading circuits 16I, the first [equation 8] Formula The term, the second term, and the fourth term are spread, and the third and fifth terms are despread, and the despread output m _c (t) of the despreading circuit 16I is expressed by the following equation.
[0036]
(Equation 9)

[0037]
In this case, if the pseudo noise signal PN _c (t) is spread over a band sufficiently larger than the signal band of the desired wave, it can be defined as the following equation, and it can be seen that the secondary distortion component can be removed.
[0038]
(Equation 10)

[0039]
In the above embodiment, the pseudo noise signal PN _c for use in demodulating the I component and a pseudo noise signal PN _s used to demodulate the Q component has been respectively with different signal, FIG. When the signal processing system for the I component and the signal processing system for the Q component are completely separated as in 1, the same pseudo noise signal may be used.
[0040]
In contrast, if the pseudo noise signal PN _c for use in mixing the I component and a pseudo noise signal PN _s for use in mixing the Q component, respectively a separate signal mixing circuit 14I , 14Q to the input of the despreading circuits 16I, 16Q can be a single circuit. FIG. 2 is a diagram showing an example of this case, in which parts corresponding to those in FIG.
[0041]
Explaining the example shown in FIG. 2, the outputs of the mixing circuits 14I and 14Q are supplied to a common low-pass filter 26 to remove low-frequency components. Then, the output of the low-pass filter 26, the despreading circuit 16I, supplies to 16Q, despreading circuit 16I, by multiplying the pseudo-noise signal PN _c for the PN code generating circuit 24 outputs the output of the filter 26 opposite Spread to obtain an I component baseband signal. Further, the despreading circuit 16Q, inverse spreading to by multiplying the pseudo-noise signal PN _s for PN code generating circuit 25 outputs the output of the filter 26 to obtain the baseband signal of Q component. The other parts are configured in the same manner as the receiving circuit shown in FIG.
[0042]
With the configuration shown in FIG. 2, since different PN codes are used in each system, the I component and the Q component can be separated at the time of despreading. Therefore, the signal processing system from mixing to despreading can be one system, and the configuration of the receiving circuit can be simplified accordingly. In particular, as shown in FIG. 2, there is no need to prepare two circuit components between the mixing circuit such as the filter 26 and the despreading circuit, and the circuit configuration can be simplified accordingly.
[0043]
In the above-described embodiment, the present invention is applied to a receiver that demodulates a signal of the QPSK modulation method. However, it is needless to say that the present invention can be applied to a receiver that receives a transmission signal modulated by another modulation method.
[0044]
【The invention's effect】
According to the present invention, the local signal used for the demodulation process becomes a band-spread signal and is not a sine wave signal, and does not directly interfere with the received signal. Therefore, the second-order distortion component can be removed, and the bit error rate of the received data can be reduced when the reception processing is performed by the direct conversion method.
[0045]
In this case, as a received signal, two signals are orthogonally modulated and transmitted, and local signals individually spread for each system are individually mixed and individually despread to obtain a base signal for each system. By obtaining the band signal, the transmission signal of each system can be satisfactorily demodulated.
[0046]
In addition, when the signals of each system are individually mixed and processed, each system uses a different pseudo-noise signal to perform the mixing process. It becomes possible to discriminate and extract, and the processing from mixing by the spread local signal to despreading can be processed by integrating two received signals into one.
[0047]
Further, when the processing from mixing to despreading is performed by integrating the received signals of two systems into one system, the mixed output of one system is supplied to each despreading unit via a predetermined filter. By doing so, it is not necessary to prepare a filter for passing the mixed output signal for each system, and the reception processing of the orthogonally modulated signal can be realized with a simple configuration.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a circuit configuration of an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a circuit configuration of another embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram showing an example of a conventional direct conversion receiver.
[Explanation of symbols]
11 reception signal input terminal, 14I, 14Q mixing circuit, 16I, 16Q despreading circuit, 21 sine wave oscillator, 22 π / 2 phase shifter, 23I, 23Q spreading circuit, 24, 25 PN code generation circuit, 26 low-pass filter

Claims

復調用のローカル信号発生手段と、
疑似雑音信号発生手段と、
上記ローカル信号発生手段が出力するローカル信号を、上記疑似雑音信号発生手段が出力する疑似雑音信号で変調して拡散する拡散手段と、
上記拡散手段で拡散されたローカル信号を、受信信号に混合する混合手段と、
上記混合手段の出力を、上記疑似雑音信号発生手段が出力する疑似雑音信号で逆拡散してベースバンド信号とする逆拡散手段とを備え、
上記受信信号として、２系統の信号が直交変調されて伝送される信号とし、
上記拡散手段と上記混合手段と上記逆拡散手段として、それぞれ第１及び第２の２つの手段を備え、
上記ローカル信号発生手段の出力を所定位相遅延させる移相手段を設けて、この移相手段で移相されたローカル信号を、第１の拡散手段で拡散した後、第１の混合手段で受信信号に混合した後、第１の逆拡散手段に供給して、一方の系統のベースバンド信号を得、
上記ローカル信号発生手段が出力するローカル信号を、第２の拡散手段で拡散した後、第２の混合手段で受信信号に混合した後、第２の逆拡散手段に供給して、他方の系統のベースバンド信号を得るようにし、
上記第１の拡散手段及び第１の逆拡散手段に供給する疑似雑音信号と、上記第２の拡散手段及び第２の逆拡散手段に供給する疑似雑音信号とを、別の疑似雑音信号とし、
上記第１の混合手段の出力と上記第２の混合手段の出力とを、１系統の信号とし、この１系統の出力を所定のフィルタを介して上記第１及び第２の逆拡散手段に供給するようにした受信機。A local signal generating means for demodulation,
Pseudo noise signal generating means;
Spreading means for modulating and spreading the local signal output by the local signal generation means with the pseudo noise signal output by the pseudo noise signal generation means;
Mixing means for mixing the local signal spread by the spreading means with a received signal;
Despreading means for despreading the output of the mixing means with a pseudo-noise signal output by the pseudo-noise signal generating means to make it a baseband signal ,
As the reception signal, a signal in which two signals are orthogonally modulated and transmitted,
The diffusion means, the mixing means, and the reverse diffusion means include first and second two means, respectively.
A phase shifting means for delaying the output of the local signal generating means by a predetermined phase is provided. After the local signal shifted by the phase shifting means is spread by the first spreading means, the received signal is spread by the first mixing means. After that, it is supplied to the first despreading means to obtain a baseband signal of one system,
The local signal output from the local signal generating means is spread by the second spreading means, mixed with the received signal by the second mixing means, and then supplied to the second despreading means to be supplied to the second despreading means. To get the baseband signal,
The pseudo noise signal supplied to the first spreading means and the first despreading means and the pseudo noise signal supplied to the second spreading means and the second despreading means are different pseudo noise signals,
The output of the first mixing means and the output of the second mixing means are made into one system signal, and this one system output is supplied to the first and second despreading means via a predetermined filter. Receiver to make it .