KR0171032B1 - Single sideband bpsk modulating/demodulating method and the apparatus thereof - Google Patents
Single sideband bpsk modulating/demodulating method and the apparatus thereof Download PDFInfo
- Publication number
- KR0171032B1 KR0171032B1 KR1019960014061A KR19960014061A KR0171032B1 KR 0171032 B1 KR0171032 B1 KR 0171032B1 KR 1019960014061 A KR1019960014061 A KR 1019960014061A KR 19960014061 A KR19960014061 A KR 19960014061A KR 0171032 B1 KR0171032 B1 KR 0171032B1
- Authority
- KR
- South Korea
- Prior art keywords
- signal
- carrier
- phase
- output signal
- multiplier
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
본 발명은 이동통신 시스템에서의 송/수신 데이타 변/복조에 관한 것으로, 소오스데이타 신호 및 파일럿신호에 왈시코드 및 쇼트코드를 실어줌과 아울러 합한후, 변조시 동위상신호와 힐버트 변환된 직각천이신호를 합한후 반송파에 실어 단일 사이드밴드 BPSK 변조를 수행하고, 그 단일 사이드밴드 BPSK 변조되어 전송된 신호를 수신하여, 코히어런트 복조방식으로 1차,2차 복조한후 제1중간주파 반송파에 따른 복조시 동위상항 및 직각항의 기저대역 정보를 검출하며, 각각의 단일 사이드 밴드 BPSK 변조방식의 코히어런트를 위해 변화하는 진폭 및 위상정보를 추정하여 각기 보상한후, 쇼트코드에 의해 역확산시켜 합하고, 왈시코드를 제거하여 데이타를 복원하는 코히어런트 복조방식을 채택함으로써, 이중사이드밴드방식에 비해 2배의 대역절감효과가 있으며, 다른가입자에 의한 간섭의 영향을 제거하여 안정성있는 동작을 얻을수 있게한다.The present invention relates to modulation and demodulation of transmission / reception data in a mobile communication system. After combining the signals, they are loaded on a carrier to perform a single sideband BPSK modulation, and the signals received after being transmitted by the single sideband BPSK modulation are first and second demodulated by a coherent demodulation method. Baseband information of the in-phase and quadrature terms are detected during the demodulation, and the respective amplitude and phase information are estimated and compensated for the coherent of each single-sideband BPSK modulation, and then despread by short code. By adopting a coherent demodulation method that combines and removes the Walsh code to restore data, the bandwidth reduction effect is twice as large as that of the double side band method. Was, it allows to eliminate the effect of interference from other subscribers get the behavior stability.
Description
제1도(a) 및 (b)는 종래 이중 사이드밴드 BPSK 변조방식에 따른 소오스 신호와 변조신호의 대역 특성도.1 (a) and (b) are band characteristic diagrams of a source signal and a modulated signal according to a conventional dual sideband BPSK modulation scheme.
제2도는 종래 단일 사이드밴드 BPSK변조 설명도.2 is a diagram illustrating a conventional single sideband BPSK modulation.
제3도(a) 및 (b)는 종래 단일 사이드밴드 BPSK변조시의 컷오프 특성도.3 (a) and 3 (b) are cutoff characteristic diagrams of conventional single sideband BPSK modulation.
제4도는 본 발명에 의한 단일 사이드밴드 BPSK 변조부의 구성도.4 is a block diagram of a single sideband BPSK modulator according to the present invention.
제5도는 본 발명에 의한 단일 사이드밴드 BPSK 복조부의 구성도.5 is a configuration diagram of a single sideband BPSK demodulation unit according to the present invention.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명* Explanation of symbols for main parts of the drawings
10 : 파일럿 가산부 11,13,410 : 왈시코드 발생기10: pilot adder 11,13,410: Walsh code generator
12,14,16,17,280,290,420 : 익스클루시브 오아부12,14,16,17,280,290,420: Exclusive Oabu
15,270 : 쇼트코드 발생기 18 : 이득제어기15,270: short code generator 18: gain controller
19,27,350 : 가산기 20 : 1차변조부19,27,350: Adder 20: Primary modulator
21,230,260 : FIR필터 24 : 힐버트변환 FIR필터21,230,260: FIR filter 24: Hilbert transform FIR filter
22,25,31,34,130,160,220,250,320,340 : 승산기22,25,31,34,130,160,220,250,320,340: Multipliers
23,32,35,210 : 주파수 발생기 26,240 : 직각 천이기23,32,35,210: frequency generator 26,240: right angle
30 : 2,3차 변조부 33,140 : 대역통과 필터30: second and third order modulator 33,140: bandpass filter
36,110 : 저역통과 필터 100 : 1,2차 복조부36,110 low pass filter 100: 1st and 2nd order demodulator
120,150 : 주파수 합성기 200 : 3차복조부120,150: frequency synthesizer 200: 3rd demodulation unit
300 : 진폭 및 위상 보상부 310,330 : 진폭및 위상정보추출회로300: amplitude and phase compensation unit 310,330: amplitude and phase information extraction circuit
400 : 데이타 추출부 430 : 왈시코드 1주기 합 회로400: data extraction unit 430: Walsh code 1 cycle sum circuit
본 발명은 이동통신시스템의 데이타 통신에 있어서, 대역사용효율이 높은 단일 사이드밴드 비피에스케이(BPSK) 변/복조에 관한것으로, 특히, 단일 사이드밴드 BPSK 변조신호를 시변적인 채널에서 전송하여 코히어런트 방식으로 수신할때 무작위로 변하는 반송파의 위상을 추정하여 기저대역의 동위상(Inphase)항과 직교위상(Quadrature)항에서 보상하여 코히어런트 복조방식의 성능을 얻을수 있도록 하기 위한 것이다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to single sideband BPSK modulation / demodulation with high bandwidth usage in data communication in a mobile communication system. In particular, the present invention relates to a coherent by transmitting a single sideband BPSK modulated signal on a time-varying channel. In order to obtain the performance of the coherent demodulation method by estimating the phase of the randomly changing carrier when receiving by the scheme, it is compensated in the in-phase and quadrature terms of the baseband.
일반적으로 이동통신에서 데이타를 전송할때에 이중 사이드밴드(DSB ; Double Side-Band) BPSK방식으로 변조하여 전송하고, 이를 수신하여 복조하게 된다.In general, when transmitting data in a mobile communication, it modulates and transmits by double side-band (DSB) BPSK method, and receives and demodulates it.
이와같은 이중 사이드밴드 BPSK 변조방식은 제1도에 도시된 바와 같이 송신전 신호의 대역폭이 제1도(a)와같이 fm의 대역을 갖는다면, 이를 전송주파수 fc에서 이중 사이드밴드(DSB) 변조를 거치면, 실제 송신될 신호는 제1도(b)에 도시된 바와같이 전송주파수 fc를 중심으로 각각 ±fm만큼의 대칭된 점유 대역폭이 생긴다.Such a double sideband BPSK modulation scheme, if having a bandwidth of f m as shown in FIG. 1 of the FIG. 1 (a) the bandwidth of the entire signal transmission, as shown in, this transmission frequency f c double sideband (DSB in Through modulation, the actual signal to be transmitted has a symmetrical occupied bandwidth of ± f m each around the transmission frequency f c as shown in FIG.
그런데, 단일 사이드밴드(SSB ; Single Side-Band) BPSK변조방식은, 이중 사이드밴드(DSB ; Double Side-Band) BPSK방식의 스펙트럼(점유 대역폭)을 모두 다 전송하지 않고 상측 또는 하측의 스펙트럼만을 보내는 방식이다. 이에따라 단일 사이드밴드 변조방식은 이중 사이드밴드 변조방식에 비해 2배의 대역 절감 효과를 얻을수 있다. 종래 단일 사이드 밴드 변/복조방식을 채택하기 위해서는 제2도에 도시된 바와같이 송신하고자 하는 데이타 f(t)를 이중 사이드 밴드(DSB)변조(1)를 거친뒤 필터(2)를 통해 상측 또는 하측의 점유 대역폭을 제거해서 단일 사이드밴드 변조신호 f(t)SSD를 보내고 이를 수신부에서 복조한다.However, the single sideband (SSB) BPSK modulation system transmits only the upper or lower spectrum without transmitting all the spectrum (occupied bandwidth) of the double sideband (DSB) BPSK system. That's the way. As a result, the single sideband modulation method can achieve twice the bandwidth reduction compared to the dual sideband modulation method. In order to adopt the conventional single side band modulation / demodulation method, as shown in FIG. 2, the data f (t) to be transmitted is passed through the double side band (DSB) modulation 1 and then passed through the filter 2 or the upper side. The single sideband modulated signal f (t) SSD is sent by removing the lower occupied bandwidth and demodulated by the receiver.
이때 필터(2)의 특성이 제3도(a)에 도시된 바와같이 전송주파수 fc에서 이상적으로 직각모양(점선표시)의 컷오프(cut-off) 특성을 갖어야만 이상적인 단일 사이드밴드 변조를 할수 있게된다.At this time, the characteristics of the filter 2 should have an ideal rectangular cut-off characteristic at the transmission frequency f c as shown in FIG. Will be.
그러나, 전송주파수 fc에서 이상적으로 직각모양의 컷오프(cut-off) 특성을 갖는 필터(2)의 구현이 현실적으로 불가능하다는 문제점이 있다.However, there is a problem that it is practically impossible to implement the filter 2 having an ideal rectangular cut-off characteristic at the transmission frequency f c .
그래서 제3도(b)에 도시된 바와같이 약간 인접 스펙트럼 영역을 침범하는 필터를 사용하여 구현하고 있다. 그러므로 이상적인 방법이라 할수 없다.Thus, as shown in FIG. 3 (b), the filter is implemented using a slightly invasive spectral region. Therefore, it is not an ideal way.
이와같이 종래에는 주파수 대역을 절약하기 위해 제안된 단일사이드밴드 변조방식은 단일사이드밴드 변조신호를 발생시키기 위한 아날로그 필터 구성에 어려움이 있고, 이로인해 단일사이드밴드 변조방식은 직접시퀀스확산 스펙트럼(Direct Sequence Spread Spectrum) 적용의 고려대상에서 제외되어 왔다.As such, the single-sideband modulation scheme proposed to save frequency bands has difficulty in constructing an analog filter for generating a single-sideband modulation signal. Thus, the single-sideband modulation scheme has a direct sequence spread spectrum. Spectrum) has been excluded from consideration.
다른 문제점은, 종래의 직접시퀀스확산 스펙트럼에서 BPSK 방식의 성능은 자신과 다른 가입자의 위상차이에 상당히 의존한다는 것이다. 이러한 위상차이는 가입자의 동작과 페이딩(fading)에 의해 시변하므로, 간섭의 영향은 특히 순방향에서 상당히 심각한 문제점이 있다.Another problem is that in the conventional direct sequence spread spectrum, the performance of the BPSK scheme is highly dependent on the phase difference of itself and other subscribers. Since the phase difference is time-varying due to the operation and fading of the subscriber, the influence of the interference is particularly serious in the forward direction.
본 발명의 목적은, 이동통신 시스템의 송/수신 데이타 변/복조에 있어서, 이중 사이드 밴드 BPSK방식에 비해 2배의 대역 절감효과를 얻을수 있는 이상적인 단일 사이드 밴드 방식을 제공하기 위한 것이다.SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide an ideal single side band scheme in which transmission / reception data modulation / demodulation of a mobile communication system can achieve twice the bandwidth saving effect as compared to the dual side band BPSK scheme.
본 발명은 단일사이드밴드 방식과 BPSK방식을 적용하여 한정된 주파수 대역의 사용효율을 높이고 가입자 수용용량을 증대시킬 수 있는 전송방식의 구조를 제시한다.The present invention proposes a structure of a transmission scheme that can increase the use efficiency of a limited frequency band and increase subscriber capacity by applying a single sideband scheme and a BPSK scheme.
또, 복조부에서는 이 단일사이드밴드 신호를 동위상과 직교위상 필터를 통과시켜 종래의 직접 시퀀스확산 스펙트럼(Direct Sequence Spread Spectrum)에서 BPSK 방식의 단점인 자신과 다른 가입자의 위상차이에 의한 영향을 완전히 없앰으로서 다른 가입자에 의한 간섭의 영향을 제거하여 순방향 혹은 역방향에서 안정성 있게 동작할 수 있는 변복조부를 제안한다.In addition, the demodulator passes this single-sideband signal through in-phase and quadrature filters to completely eliminate the effects of phase difference between itself and other subscribers, which is a disadvantage of the BPSK scheme in the conventional direct sequence spread spectrum. By eliminating the effects of interference by other subscribers, we propose a modulation and demodulation unit that can operate stably in the forward or reverse direction.
이 목적은 데이타 변조시 힐버트(Hilbert) 변환 필터를 미리 적용한 후 변조를 하여 이상적인 상측 또는 하측 스펙트럼을 얻을수 있도록 한다. 소오스 데이타에 왈시 코드를 실어 파일럿신호와 합하고, 이를 동위상 변조함과 동시에 힐버트 변환을 하여 직각변조를 하고, 동위상신호와 직각변조신호를 합한후 다시 2차,3차변조를 하여 단일사이드밴드(SSB) 변조를 한다.The objective is to apply a Hilbert transform filter in advance and then modulate the data so that an ideal upper or lower spectrum can be obtained. Put Walsh code on source data, add it to pilot signal, and in-phase modulate it, perform Hilbert transform to quadrature modulation, add in-phase signal and quadrature modulated signal, and then perform second and third order modulation to perform single sideband. (SSB) Modulate.
한편, 복조시에는 시변채널에서 전송되어 수신된 반송파의 위상은 무작위로 변화하므로, 무작위로 변화하는 반송파의 위상과 동일한 로칼 반송파(local carrier)를 발생시키기가 쉽지 않다. 그러므로, 변화하는 위상정보를 추정한후 이를 기저대역의 동위상(Inphase)항과 직교위상(Quadrature)항에서 보상하되, 이때 그 진폭의 변화도 함께 추정하여 위상과 함께 보상하여 부수적으로 수반되는 잡음인 힐버트변환된 출력을 소거시킴으로써, 코히어런트(cohrerent) 복조방식의 성능을 얻을수 있도록 한다. 즉, 복조부분에서 기저대역신호를 얻은후 동위상신호와 직각신호를 구하여 이를 쇼트코드에 의해 역확산시킨뒤, 진폭 및 위상정보를 추출하여 이를 보상하여 코히어런트 복조성능을 얻을수 있게한다.On the other hand, during demodulation, since the phase of a carrier transmitted and received in a time-varying channel changes randomly, it is not easy to generate a local carrier identical to the phase of a randomly changing carrier. Therefore, after estimating the changing phase information, it is compensated in the in-phase and quadrature terms of the baseband, and at this time, the change in amplitude is also estimated and compensated with the phase, resulting in incidental noise. By canceling the in-Hilbert transformed output, the coherent demodulation performance can be obtained. In other words, after obtaining the baseband signal from the demodulation part, the in-phase signal and the quadrature signal are obtained, despreaded by the short code, and the amplitude and phase information are extracted to compensate for the coherent demodulation performance.
이에따라 본 발명의 변/복조 방식을 이동통신 시스템에서의 BPSK 방식에 적용하면, 데이타 송/수신시 그 대역의 절감효과를 얻을수 있게되어 한정된 주파수 대역의 사용효율을 높이고 가입자 수용용량을 증대시킬 수 있게 된다. 또, 수신시 다른가입자의 위상차이에 의한 영향을 완전히 없앰으로써, 순방향 혹은 역방향에서 안정성 있게 동작할수 있게 된다.Accordingly, when the modulation / demodulation method of the present invention is applied to the BPSK method in the mobile communication system, the bandwidth can be reduced when transmitting / receiving data, thereby increasing the use efficiency of the limited frequency band and increasing subscriber capacity. do. In addition, by completely eliminating the influence of the other subscriber's phase difference when receiving, it is possible to operate stably in the forward or reverse direction.
이하, 본 발명의 실시예를 첨부된 도면을 참조해서 상세히 설명하면 다음과 같다.Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
제4도는 본 발명에 의한 단일 사이드밴드 BPSK 변조부의 구성도이다. 소오스 데이타를 변조시키기 위한 변조부의 구성은, 소오스 데이타와 파일럿(Pilot)신호에 각기 왈시코드(Walsh code)와 쇼트코드(Short code)를 익스크루시브 오아(XOR)시켜 이를 합하여 데이타에 파일럿신호를 실어주는 파일럿 가산부(10)와, 그 파일럿가산부(10)의 출력신호를 FIR(finite inpluse response) 필터를 통한후 제1반송파에 실어준 동위상신호와 상기 파일럿가산부(10)의 출력신호를 90위상천이시켜 필터링하는 힐버트변환 FIR필터를 통한후 상기 제1반송파를 90천이시킨 신호에 실어준 직각 천이신호를 가산하는 1차변조부(20)와, 그 1차변조된 신호를 제2반송파를 실어주고 대역통과 필터링하고 다시 제3반송파에 실어주고 이를 저역통과 필터링하여 안테나를 통해 송출하는 2,3차변조부(30)로 구성된다.4 is a configuration diagram of a single sideband BPSK modulator according to the present invention. The modulation unit for modulating the source data comprises a Walsh code and a Short code of an XOR of the source data and the pilot signal, respectively, and sum them together to add a pilot signal to the data. The pilot adder 10, which carries the signal, and the output signal of the pilot adder 10 through a finite inpluse response (FIR) filter and put the in-phase signal on the first carrier and the output signal of the pilot adder 10 90 90 degree through the Hilbert transform FIR filter for phase shift filtering A primary modulator 20 that adds a right-angle transition signal carried to the shifted signal, and a first carrier modulated signal carrying a second carrier, bandpass filtering, and then a third carrier and lowpass filtering the antenna Consists of the second and third modulator 30 to be sent through.
여기서, 파일럿가산부(10)는 모두 제로('0')인 파일럿신호에 제1왈시코드 발생부(11)의 왈시코드W0를 익스클루시브 오아링 하는 제1익스클루시브 오아부(12)와, 소오스 데이타에 제2왈시코드 발생부(13)의 왈시코드Wn를 익스클루시브 오아링 하는 제2익스클루시브 오아부(14)와, 상기 제1,제2익스클루시브 오아부(12)(14)의 출력신호에 각기 쇼트코드 발생부(15)의 쇼트코드 Cn를 익스클루시브 오아링하는 제3,제4익스클루시브 오아부(16)(17)와, 상기 제3익스클루시브 오아부(16)의 출력신호를 소정의 이득으로 조정하는 이득제어기(18)와, 그 이득제어기(18)의 파일럿신호와 상기 제4익스클루시브 오아부(17)의 출력신호를 가산하여 데이타에 파일럿신호를 실어주는 가산기(19)로 구성된다.Here, the pilot adding unit 10 includes a first exclusive oar unit 12 that exclusively rings the Walsh code W 0 of the first Walsh code generator 11 to the pilot signal of all zeros ('0'). And a second exclusive ora part 14 for exclusively walsing the Walsh code Wn of the second Walsh code generation unit 13 to the source data, and the first and second exclusive ora part 12. Third and fourth exclusive oar parts 16 and 17 for exclusively ringing the short code Cn of the short code generator 15 to the output signal of the A gain controller 18 for adjusting the output signal of the sieve ora part 16 to a predetermined gain, the pilot signal of the gain controller 18 and the output signal of the fourth exclusive ora part 17 are added to The adder 19 carries pilot signals on data.
상기 1차변조부(20)는, 상기 파일럿가산부(10)의 출력신호를 필터링하는 FIR(finite inpluse response) 필터(21)와, 제1반송파 cos 1 1 위상천이시켜 필터링하는 힐버트변환 FIR필터(24)와, 상기 제1주파수 발생기(23)의 제1반송파 cos 1 천이시키는 천이기(26)와, 그 제2천이기(26)의 출력신호와 상기 힐버트변환 FIR필터(24)의 출력신호를 승산하는 제2승산기(25)와, 그 제2승산기(25)의 출력신호와 상기 제1승산기(22)의 출력신호를 가산하는 가산기(27)로 구성된다.The primary modulator 20 includes a finite inpluse response (FIR) filter 21 for filtering the output signal of the pilot adder 10, and a first carrier cos. One One Hilbert transform FIR filter 24 for phase shift filtering and a first carrier cos of the first frequency generator 23 One A second multiplier 25 for multiplying the shifter 26 for transition, the output signal of the second shifter 26 and the output signal of the Hilbert transform FIR filter 24, and the second multiplier 25 And an adder 27 for adding the output signal of the first multiplier 22 and the output signal of the first multiplier 22.
상기 2,3차변조부(30)는, 제2반송파 cos 2t 를 발생시키는 제2주파수 발생기(32)와, 그 제2반송파 cos 2t 와 상기 1차변조부(20)의 출력신호를 승산하는 제1승산기(31)와, 그 제1승산기(31)의 출력신호를 소정의 대역만 통과시키는 대역통과 필터(33)와, 제3반송파 cos 3t를 발생시키는 제3주파수 발생기(35)와, 그 제3반송파 cos 3t 와 상기 대역통과필터(33)의 출력신호를 승산하는 제2승산기(34)와, 그 제2승산기(34)의 출력신호를 소정의 저역만을 통과시켜 안테나를 통해 송출하는 저역통과 필터(36)로 구성된다.The secondary and tertiary modulator 30, the second carrier cos A second frequency generator 32 generating 2 t and a second carrier cos A first multiplier 31 for multiplying 2 t with the output signal of the first modulator 20, a band pass filter 33 for passing the output signal of the first multiplier 31 only in a predetermined band, and 3 carrier cos A third frequency generator 35 for generating 3 t and the third carrier cos A second multiplier 34 for multiplying 3 t and the output signal of the band pass filter 33 and a low pass filter for transmitting the output signal of the second multiplier 34 only through a predetermined low pass to the antenna; 36).
이와같이 구성된 본 발명의 단일 사이드 밴드 BPSK변조부는, 파일럿가산부(10)에서 모두 제로('0')인 파일럿신호에 왈시코드W0를 익스클루시브 오아링 하고, 다시 쇼트코드 Cn를 익스클루시브 오아링하여 파일럿신호를 준비한다. 그리고, 소오스 데이타에도 제2왈시코드Wn를 익스클루시브 오아링 하고, 다시 쇼트코드 Cn를 익스클루시브 오아링하여 소오스 데이타를 준비한다. 이후 왈시코드 및 쇼트코드가 실린 파일럿신호는 이득제어기(18)를 통해 소정의 이득으로 제어되고, 그 이득이 조정된 파일럿신호에 왈시코드 및 쇼트코드가 실린 소오스 데이타를 가산한다.The single side band BPSK modulator according to the present invention configured as described above has the Walsh code W 0 exclusively ringed to the pilot signal of all zeros ('0') by the pilot adder 10, and the short code Cn is made to the exclusive ore. Ring to prepare a pilot signal. The second Walsh code Wn is exclusively ringed to the source data, and the short code Cn is exclusively ringed to prepare the source data. Thereafter, the pilot signal carrying the Walsh code and the short code is controlled by the gain controller 18 to a predetermined gain, and the source data carrying the Walsh code and the short code is added to the pilot signal whose gain is adjusted.
이어서, 상기 1차변조부(20)는, 상기 파일럿가산부(10)의 출력신호를 FIR 필터(21)를 통해 필터링하고, 제1반송파 cos 1t 에 곱하여 동위상 1차변조신호를 얻는다. 그리고, 상기 파일럿가산부(10)의 출력신호를 힐버트변환 FIR필터(24)를 통하여 90위상천이시켜 필터링하고, 상기 제1주파수 발생기(23)의 제1반송파 cos 1t 를 90천이시키는 신호를 제2승산기(25)에서 곱하여 직각변조신호를 얻는다. 그 동위상 변조신호와 직각변조신호를 가산기(27)에서 가산하여 1차변조신호를 얻는다.Subsequently, the first modulator 20 filters the output signal of the pilot adder 10 through the FIR filter 21 and performs a first carrier cos. Multiply by 1 t to obtain an in-phase first order modulated signal. Then, the output signal of the pilot adding unit 10 is passed through the Hilbert transform FIR filter 24. Filter by phase shifting, and the first carrier cos of the first frequency generator 23 1 t 90 A quadrature modulated signal is obtained by multiplying the transition signal by the second multiplier 25. The in-phase modulated signal and the quadrature modulated signal are added by the adder 27 to obtain a primary modulated signal.
이후, 2,3차변조부(30)에서 제2반송파 cos 2t 를 곱한후 대역 통과 필터링하여 2차변조하고, 다시 제3반송파 cos 3t 를 곱한후 저역 통과 필터링하여 단일사이드밴드 변조신호를 얻게 된다.After that, the second carrier cos in the second and third modulation unit 30 Multiply by 2 t and then use quadratic modulation with bandpass filtering, and then again apply the third carrier cos Multiply by 3 t and then low pass filtering to obtain a single-sideband modulated signal.
이와같이 본 발명은 단일사이드밴드 변조방식을 직접시퀀스확산 스펙트럼 / BPSK에 적용시 FIR필터의 계수들을 힐버트 변환하여 얻는 힐버트 필터(24)를 사용하므로, 간단하고 효율좋은 단일사이드밴드 신호를 얻을수 있다.As described above, the present invention uses the Hilbert filter 24 obtained by Hilbert transforming the coefficients of the FIR filter when the single sideband modulation is applied to the direct sequence spread spectrum / BPSK, thereby obtaining a simple and efficient single sideband signal.
이때, FIR필터를 통과하기 전의 신호를 d(t)로 표현할때 FIR필터를 통과한뒤의 신호는 d1(t)=d(t)*h(t)...식(1)와 같이 표현되며, 그의 힐버트 변환은 d2(t)=d(t)*h(t)...식(2)가 된다. 식(2)에 의해 힐버트 변환 FIR필터(24)를 제4도와 같이 사용할때 단일사이드밴드신호를 쉽게 얻을수 있다.In this case, when the signal before passing through the FIR filter is expressed as d (t), the signal after passing through the FIR filter is expressed as d1 (t) = d (t) * h (t) ... (1). Whose Hilbert transform is d2 (t) = d (t) * h (t) ... (2). Equation (2) makes it easy to obtain a single sideband signal when the Hilbert transform FIR filter 24 is used as shown in FIG.
제4도에서 단일사이드밴드 BPSK변조방식에서 2,3차 변조부(30) 바로 전 신호는 다음과 같이 표현된다.In FIG. 4, the signal immediately before the second and third modulators 30 in the single-sideband BPSK modulation scheme is expressed as follows.
d1(t)×cos( 1t+)×sin( 1t+)....식(3) 이 되고,는 위상변화를 나타낸다.d1 (t) × cos ( 1 t + ) × sin ( 1 t + ) .... becomes (3), Denotes a phase change.
한편, 본 발명에 의한 단일사이드밴드 BPSK 복조부는 제5도에 도시된 바와같이 단일 사이드 밴드 BPSK 변조부에서 전송되어온 데이타를 안테나를 통해서 수신받아 코히어런트 복조방식을 적용하여 저역통과 필터링한후 변조시에 적용된 3차,2차 반송파와 동일한 주파수를 갖는 소정의 제1복조반송파를 곱하고 필터링한후 다시 제2반송파에 곱하는 1,2차복조부(100)와, 그 2차 복조된 신호에 제3복조반송파 및 90천이된 제3복조반송파를 각기 곱한 동위상신호와 직각 천이신호를 필터링한후, 쇼트시퀀스코드에 의해 각각 역확산시키는 3차복조부(200)와, 3차복조부(200)의 동위상 신호와 직각위상신호에서 각기 진폭 및 위상정보를 추출하여 각기 보상하고 이들을 합하는 진폭 및 위상보상부(300)와, 그 진폭 및 위상보상부(300)의 출력신호에서 왈시코드를 제거하고 그 왈시코드 1주기축적합에 의해 정보를 복원하여 복조신호를 출력하는 데이타추출부(400)로 구성된다.Meanwhile, the single sideband BPSK demodulator according to the present invention receives data transmitted from the single sideband BPSK modulator through an antenna as shown in FIG. 5, and then modulates the low pass by applying a coherent demodulation scheme. First and second demodulator 100 to multiply and filter a predetermined first demodulated carrier having the same frequency as the third and second carriers applied at the time, and then multiply by the second carrier, and the second demodulated signal to the third Demodulated carrier and 90 After filtering the in-phase signal and the right-angle transition signal multiplied by the shifted third demodulated carrier, respectively, the third demodulation unit 200 and the quadrature demodulation unit 200 are despread by the short sequence code, respectively. The amplitude and phase compensation unit 300 extracts the amplitude and phase information from the phase signal and compensates them, and removes the Walsh code from the amplitude and phase compensation unit 300 and the output signal of the amplitude and phase compensation unit 300, and the Walsh code 1 period axis. And a data extracting unit 400 for restoring the information by fitting and outputting a demodulation signal.
여기서, 상기 1,2차 복조부(100)는, 안테나를 통해 수신된 신호를 저역통과 필터링하는 저역통과 필터(110)와, 변조부의 3차변조시의 반송파와 동일한 주파수를 갖는 로칼반송파인 제1복조 반송파 주파수를 발생하는 제1주파수 합성기(120)와, 그 제1주파수 합성기(120)의 제1복조 반송파와 상기 저역통과 필터(110)의 출력신호를 곱하는 제1승산기(130)와, 그 제1승산기(130)의 출력신호를 대역통과 필터링하는 대역통과 필터(140)와, 변조부의 2차변조시의 반송파와 동일한 주파수를 갖는 로칼반송파인 제2복조 반송파를 발생하는 제2주파수 합성기(150)와, 그 제2주파수 합성기(150)의 제2복조 반송파와 상기 대역통과필터(140)의 출력신호를 곱하는 제2승산기(160)로 구성된다.Here, the first and second demodulator 100 is a low pass filter 110 for low-pass filtering the signal received through the antenna, and a local carrier having the same frequency as the carrier wave in the third-order modulation of the modulator A first frequency synthesizer 120 for generating a single demodulated carrier frequency, a first multiplier 130 for multiplying the first demodulated carrier of the first frequency synthesizer 120 with an output signal of the low pass filter 110, A band pass filter 140 for band-pass filtering the output signal of the first multiplier 130, and a second frequency synthesizer for generating a second demodulated carrier which is a local carrier having the same frequency as the carrier at the time of secondary modulation of the modulator; And a second multiplier 160 that multiplies the second demodulated carrier of the second frequency synthesizer 150 by the output signal of the band pass filter 140.
상기 3차복조부(200)는, 변조부와 동일한 주파수를 갖는 로칼반송파인 제3복조반송파를 발생하는 주파수 합성기(210)와, 그 주파수 합성기(210)의 제3복조반송파와 상기 1,2차복조부(100)의 출력신호를 곱하는 제1승산기(220)와, 그 제1승산기(220)의 출력신호를 필터링하는 제1FIR필터(230)와, 상기 주파수 합성기(210)의 출력신호를 90천이시키는 직각천이기(240)와, 그 직각천이기(240)의 출력신호와 상기 1,2차복조부(100)의 출력신호를 곱하는 제2승산기(250)와, 그 제2승산기(250)의 출력신호를 필터링하는 제2FIR필터(260)와, 변조부의 쇼트코드와 동일한 쇼트코드Cn를 발생하는 쇼트코드 발생기(270)와, 그 쇼트코드 발생기(270)의 쇼트코드Cn와 상기 제1,제2FIR필터(230)(260)의 출력신호를 각기 익스클루시브 오아링하여 동위상 기저대역정보와 직각위상 기저대역정보를 복원하는 제1,제2익스클루시브 오아부(280)(290)로 구성된다.The third demodulator 200 includes a frequency synthesizer 210 for generating a third demodulated carrier, which is a local carrier having the same frequency as the modulator, a third demodulated carrier of the frequency synthesizer 210, and the first and second orders. A first multiplier 220 multiplying the output signal of the grandfather 100, a first FIR filter 230 for filtering the output signal of the first multiplier 220, and an output signal of the frequency synthesizer 210; A second multiplier 250 for multiplying the quadrature shifter 240, the output signal of the quadrature shifter 240, and the output signal of the first and second demodulators 100, and the second multiplier 250. A second FIR filter 260 for filtering the output signal of the first signal; a short code generator 270 for generating the same short code Cn as the short code of the modulator; and a short code Cn of the short code generator 270 and the first, First and second exclusive oars 280 and 290 for restoring in-phase baseband information and quadrature baseband information by respectively extruding the output signals of the second FIR filters 230 and 260, respectively. It consists of.
또한, 상기 진폭 및 위상보상부(300)는 상기 3차복조부(200)의 동위상 기저대역정보에서 진폭 및 위상정보를 추출하는 제1진폭 및 위상정보 추출회로(310)와, 그 제1진폭 및 위상정보 추출회로(310)의 진폭 및 위상정보를 상기 3차복조부(200)의 동위상 기저대역정보 신호에 곱하는 제1승산기(320)와, 상기 3차복조부(200)의 직각천이 기저대역정보에서 진폭 및 위상정보를 추출하는 제2진폭 및 위상정보 추출회로(330)와, 그 제2진폭 및 위상정보 추출회로(330)의 진폭 및 위상정보를 상기 3차복조부(200)의 직각천이 기저대역정보 신호에 곱하는 제2승산기(340)와, 상기 제1승산기(320)의 출력신호와 상기 제2승산기(340)의 출력신호를 합하는 가산기(350)로 구성된다.In addition, the amplitude and phase compensation unit 300 is the amplitude and phase information in the in-phase baseband information of the third demodulation unit 200 And amplitude and phase information of the first amplitude and phase information extraction circuit 310 and the first amplitude and phase information extraction circuit 310. Is multiplied by the in-phase baseband information signal of the tertiary demodulator 200 and amplitude and phase information in the quadrature shifted baseband information of the tertiary demodulator 200. And amplitude and phase information of the second amplitude and phase information extraction circuit 330 and the second amplitude and phase information extraction circuit 330. A second multiplier 340 multiplying a quadrature shift baseband information signal by the third demodulator 200 and an adder summing an output signal of the first multiplier 320 and an output signal of the second multiplier 340 ( 350).
그리고, 상기 데이타 추출부(400)는, 변조시에 사용된 왈시 코드Wn를 발생하는 왈시코드발생기(410)와, 그 왈시 코드Wn와 상기 3차복조부(300)의 출력신호를 익스클루시브 오아링하여 왈시코드를 제거하는 익스클루시브 오아부(420)와, 그 익스클루시브 오아부(420)의 출력신호를 왈시코드 1주기 축적합에 의해 정보를 복원하여 복조신호를 출력하는 왈시코드 1주기 합회로(430)로 구성된다.The data extracting unit 400 further includes an Walsh code generator 410 that generates a Walsh code Wn used for modulation, a Walsh code Wn, and an output signal of the tertiary demodulator 300. The Walsh code 1 for restoring information by accumulating and storing the exclusive OA part 420 by ringing and removing the Walsh code, and outputting the output signal of the exclusive OA part 420 by one Walsh code cycle. The cycle sum circuit 430 is configured.
이와같이 구성된 본 발명에 의한 단일사이드밴드 BPSK복조부는, 먼저 수신된 신호를 1차,2차복조부(100)에서 3차,2차변조시 실린 반송파를 코히어런트 복조방식으로 제거한다. 이는 수신된 신호를 저역통과 필터링한후 3차변조시 적용된 반송파와 동일한 주파수를 갖는 제1복조 반송파를 제1주파수 합성기(120)를 통해 발생시켜 승산기(130)에서 곱함으로써, 3차변조시의 반송파를 제거한다. 이어서 같은 방식으로 대역통과 필터링한뒤, 2차변조시의 반송파에 대응된 제2복조반송파를 곱하여 2차복조를 한다.The single sideband BPSK demodulator according to the present invention configured as described above removes the received signal by the coherent demodulation method in the first and second demodulator 100 in the third and second modulations. The first demodulated carrier having the same frequency as the carrier applied in the third modulation after low pass filtering the received signal is generated through the first frequency synthesizer 120 and multiplied by the multiplier 130, thereby performing the third modulation. Remove the carrier. Subsequently, the bandpass filtering is performed in the same manner, and the second demodulation is performed by multiplying the second demodulated carrier corresponding to the carrier at the time of the second modulation.
이후, 3차복조부(200)에서는, 변조시의 중간주파 cos 1t에 따른 복조반송파를 발생시켜 이를 승산기(220)에서 곱하고, FIR필터를 통해서 동위상 기저대역정보를 얻는다. 그리고, 상기한 복조반송파 cos 1t를 직각 천이기(240)를 통해 직각천이시켜 이를 승산기(250)에서 2차복조된 신호에 곱하고 다시 FIR필터(260)를 거쳐 직각천이된 기저대역 정보를 얻는다. 이후, 쇼트코드발생기(270)에서 발생된 쇼트코드Cn를 익스클루시브오아부(280),(290)를 통해서 각기 배타적 오아링시켜 변조시에 실린 쇼트코드를 제거한다.Thereafter, in the third demodulation unit 200, the intermediate frequency cos at the time of modulation A demodulated carrier according to 1 t is generated, multiplied by the multiplier 220, and in-phase baseband information is obtained through an FIR filter. And the demodulated carrier cos described above. The 1 t is orthogonally shifted through the quadrature shifter 240 and multiplied by the quadratic demodulated signal in the multiplier 250 to obtain baseband information that is orthogonally shifted through the FIR filter 260. Thereafter, the short code Cn generated by the short code generator 270 is exclusively ringed through the exclusive oar parts 280 and 290 to remove the short code loaded at the time of modulation.
그리고, 본 발명의 요지부인 진폭 및 위상정보 보상부(300)에서는 동위상 신호와 직각천이 신호에서 각각 진폭 및 위상정보를 추출하여 동위상신호에는를, 직각천이 신호에는를 각기 승산기(320)(340)를 통해 곱하여 보상하고, 이들을 가산기(350)에서 가산한다.In addition, the amplitude and phase information compensator 300, which is an essential part of the present invention, extracts the amplitude and phase information from the in-phase signal and the quadrature transition signal, respectively, to the in-phase signal. Right angle transition signal Are multiplied by the multipliers 320 and 340, respectively, and these are added by the adder 350.
이와같이 본 발명의 복조부에서는, 수신된 신호에 변조부와 동일한 주파수를 갖는 로칼 반송파를 곱한후 필터링하여 고역성분을 제거하여 기저대역 성분을 얻는다. 이때, 동위상항에는 추정된 위상을 갖는를, 직교위상항에는를 곱하면, 각각 다음과 같은 출력을 얻을 수 있다.As described above, in the demodulator according to the present invention, the received signal is multiplied by a local carrier having the same frequency as that of the modulator, and then filtered to remove the high frequency component to obtain a baseband component. At this time, the in-phase term has an estimated phase In quadrature If you multiply by, you get the following output:
동위상(Inphase)항 : Inphase term:
직교위상(Quadrature)항 :의 정보가 얻어진다.Quadrature term: Information is obtained.
그리고, 직각항과 동위상항을 합하면,의 정보가 얻어진다.And, if you add the right angle term and the in-phase term, Information is obtained.
이에따라 추정된 위상가에 근접하면,항은 0이 되고,항은가 되므로, 정보를 복원할수 있게 된다.Estimated phase accordingly end Close to The term becomes zero, Term Since the information can be restored.
다른 사용자에 의한 간섭 현상을 설명하기 위해서는 식(6)을 제곱시키면, d1' × d2'의 혼합항은 직교성질에 의해 0이 되며, d1'2과 d2'2의 전력 스펙트럼이 동일하므로, cos2(-) + sin2(-)항이 공통인수로 결합되어지는데, 이항은 1이므로, 다른 사용자와의 위상 차이에 의한 영향을 제거함으로서, 순방향 혹은 역방향에서 안정성 있게 동작할 수 있다.In order to explain the interference caused by other users, squared equation (6), the mixed term of d1 '× d2' becomes 0 by orthogonality, and the power spectra of d1 ' 2 and d2' 2 are the same, so cos 2 ( - ) + sin 2 ( - ) Terms are combined by a common factor. Since this term is 1, it can operate stably in the forward or reverse direction by removing the influence of the phase difference with other users.
이상에서 상세히 설명한 바와같이 본 발명에 의하면, 이중 사이드밴드 BPSK방식에 비해 2배의 대역 절감 효과를 얻을수 있고, 단일사이드밴드 BPSK변조방식에 의해 사용효율을 높이고 가입자 수용용량을 증대시킬수 있게 된다.As described in detail above, according to the present invention, the double sideband BPSK scheme can achieve twice the bandwidth reduction effect, and the single sideband BPSK modulation scheme can increase the use efficiency and increase the subscriber capacity.
또한, 복조시 자신과 다른 가입자의 위상차이에 의한 영향을 완전히 없앰으로서, 다른 가입자에 의한 간섭의 영향을 제거함으로서 순방향 혹은 역방향에서 안정성 있게 동작할수 있는 코히어런트 복조부를 제공할수 있는 효과가 있다.In addition, by completely eliminating the influence of the phase difference between itself and other subscribers during the demodulation, it is possible to provide a coherent demodulator that can operate stably in the forward or reverse direction by removing the influence of interference by other subscribers.
Claims (11)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019960014061A KR0171032B1 (en) | 1996-04-30 | 1996-04-30 | Single sideband bpsk modulating/demodulating method and the apparatus thereof |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019960014061A KR0171032B1 (en) | 1996-04-30 | 1996-04-30 | Single sideband bpsk modulating/demodulating method and the apparatus thereof |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| KR970072841A KR970072841A (en) | 1997-11-07 |
| KR0171032B1 true KR0171032B1 (en) | 1999-03-30 |
Family
ID=19457472
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR1019960014061A KR0171032B1 (en) | 1996-04-30 | 1996-04-30 | Single sideband bpsk modulating/demodulating method and the apparatus thereof |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| KR (1) | KR0171032B1 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8358717B2 (en) | 2008-12-16 | 2013-01-22 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Device and method for binary phase shift key demodulator using phase shifter |
-
1996
- 1996-04-30 KR KR1019960014061A patent/KR0171032B1/en not_active IP Right Cessation
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8358717B2 (en) | 2008-12-16 | 2013-01-22 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Device and method for binary phase shift key demodulator using phase shifter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR970072841A (en) | 1997-11-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR970011690B1 (en) | Data receiver & transmitter of spread spectrum using pilot channel | |
| US5748623A (en) | Code division multiple access transmitter and receiver | |
| US5208829A (en) | Communication satellite system having an increased power output density per unit of bandwidth | |
| RU2214057C2 (en) | Compression of communication signals with expanded forward-sequence spectrum | |
| JPH069348B2 (en) | Spread spectrum communication system | |
| JP3362009B2 (en) | Spread spectrum communication equipment | |
| EP0917325B1 (en) | Single sideband transmission of QPSK, QAM and other signals | |
| JPH0281530A (en) | Spread spectrum communication system | |
| JP4463458B2 (en) | Signal generator and decoder | |
| JP4505981B2 (en) | Spread spectrum receiver | |
| KR0171032B1 (en) | Single sideband bpsk modulating/demodulating method and the apparatus thereof | |
| AU2777000A (en) | Frequency shifting circuit and method | |
| US6704344B1 (en) | Broad-brand MPSK spread spectrum communications receiver with carrier recovery and tracking using correlation techniques | |
| KR0163749B1 (en) | Single side band bpsk modulating/demodulating method using hilbert filter | |
| JP3605949B2 (en) | Receiving machine | |
| KR0171031B1 (en) | Single sideband bpsk modulating/demodulating method by phase deduction | |
| Waraya et al. | Proposal of a Quadrature SSB modulation Scheme for Wireless Communication Systems | |
| KR20020050241A (en) | Spread spectrum receiver | |
| JP4786583B2 (en) | SSB signal forming method and wireless transmission apparatus | |
| JPH05235894A (en) | Spread spectrum modulation system and demodulation system | |
| JPH04828A (en) | Spread spectrum modulating/demodulating system | |
| JP3088291B2 (en) | AM data multiplexed modulated wave signal demodulator | |
| JP2650553B2 (en) | Spread spectrum demodulator | |
| JPH1188290A (en) | Spread spectrum communication system | |
| JPH0746221A (en) | Digital demodulator |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A201 | Request for examination | ||
| E701 | Decision to grant or registration of patent right | ||
| GRNT | Written decision to grant | ||
| FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20081001 Year of fee payment: 11 |
|
| LAPS | Lapse due to unpaid annual fee |