KR0163749B1 - Single side band bpsk modulating/demodulating method using hilbert filter - Google Patents

Abstract

본 발명은 이동 통신 시스템에서의 송/수신 데이타 변/복조에 관한 것으로, 1차 변조시 동위상 변조신호와 힐버트 변환된 직각 천이 변조신호를 합한 후, 2,3차 반송파에 실어 단일 사이드 밴드 BPSK 변조를 수행하고, 복조시 1차, 2차 복조한 후 추정된 자기신호의 진폭과 위상을 이용한 보상신호를 재삽입방식으로 보상하고, 그 신호를 제1중간주파 반송파에 따른 복조시 동위상항 및 직각항의 기저대역 정보를 검출하며 각기 쇼트코드에 의해 역확산시킨 뒤, 각각의 단일 사이드 밴드 BPSK 변조방식의 코히어런트를 위해 변화하는 진폭 및 위상정보를 추정하여 각기 보상하여 이를 합하고 아울러 상기 추정된 동위상 기저대역 정보를 상기 재삽입 보상신호로서 피드백시키며, 상기 합해진 신호에서 왈시코드를 제거하여 데이타를 복원하는 코히어런트 복조방식을 채택함으로써, 종래에 비해 2배의 대역절감효과가 있으며, 다른 가입자에 의한 간섭의 영향을 제거하여 안정성있는 동작을 얻을수 있게 한다.The present invention relates to modulation and demodulation of transmit / receive data in a mobile communication system. In the first modulation, the in-phase modulation signal and the Hilbert transformed quadrature shifting modulation signal are summed, and then loaded on the second and third carriers to provide a single sideband BPSK. After demodulating, demodulating the first and second demodulations, the compensation signal using the amplitude and phase of the estimated magnetic signal is compensated by the reinsertion method, and the signals are subjected to in-phase conditions during demodulation according to the first intermediate frequency carrier. The baseband information of the quadrature terms is detected and despread by the short codes, and then the amplitude and the phase information are estimated and compensated for the coherent of each single side band BPSK modulation, respectively, and then summed and summed. Coherent demodulation that feeds in-phase baseband information as the reinsertion compensation signal and removes Walsh codes from the summed signal to recover data By adopting the expression, and the bandwidth savings of 2 times that of the prior art, it allows to eliminate the effect of interference from other subscribers get the behavior stability.

Description

힐버트 필터에 의한 단일 사이트 밴드 BPSK 변/복조 방식Single Site Band BPSK Modulation / Demodulation by Hilbert Filter

제1도는 본 발명에 의한 단일 사이드 밴드 BPSK 변조부의 구성도.1 is a block diagram of a single side band BPSK modulator according to the present invention.

제2도는 본 발명에 의한 단일 사이드 밴드 BPSK 복조부의 구성도.2 is a block diagram of a single side band BPSK demodulation unit according to the present invention.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명* Explanation of symbols for main parts of the drawings

10 : 파일럿 가산부 11,13,510 : 왈시코드 발생기10: pilot adder 11,13,510: Walsh code generator

12,14,16,17,380,390,520 : 익스클루시브 오아부12,14,16,17,380,390,520: Exclusive Oabu

15,370 : 쇼트 코드 발생기 18 : 이득 제어기15,370: short code generator 18: gain controller

19,27,450 : 가산기 20 : 1차 변조부19,27,450: adder 20: primary modulator

21,330,360 : FIR필터 24 : 힐버트 변환 FIR필터21,330,360: FIR filter 24: Hilbert transform FIR filter

22, 25, 31, 34, 130, 160, 320, 350, 420, 440 : 승산기Multipliers: 22, 25, 31, 34, 130, 160, 320, 350, 420, 440

23,32,35,310 : 주파수 발생기 26, 340 : 직각천이기23,32,35,310: Frequency generator 26, 340: Right angle cloth

30 : 2,3차 변조부 33, 140 : 대역통과필터30: second and third order modulator 33, 140: band pass filter

36,110 : 저역 통과 필터 100 : 1,2차 복조부36,110: low pass filter 100: 1st and 2nd demodulation unit

120,150 : 주파수 합성기 200 : 힐버트 보상부(가산기)120,150: Frequency synthesizer 200: Hilbert compensator (adder)

300 : 3차 복조부 400 : 진폭 및 위상 보상부300: 3rd demodulation unit 400: amplitude and phase compensation unit

410,430 : 진폭 및 위상 정보 추출 회로 500 : 데이타 추출부410,430: amplitude and phase information extraction circuit 500: data extraction unit

530 : 왈시코드 1주기 합 회로530: Walsh code 1 cycle sum circuit

본 발명은 대역 사용 효율이 높은 힐버트변환을 이용한 단일 사이드 밴드 비피에스케이(BPSK) 변/복조에 관한 것으로, 특히, 단일 사이드 밴드 BPSK 변조시 힐버트 변환을 이용한 직각 변조 신호와 동위상 변조 신호를 합하여 성능이 좋은 단일 사이드 밴드 변조 방식을 제공하고, 복조시에는 진폭 및 위상을 추정하여 얻어진 힐버트 위상정보를 사용하여 복조하는 보상신호 재삽입(reinsertion) 복조방식을 제공하기 위한 것이다.The present invention relates to single side band BPSK modulation / demodulation using Hilbert transform with high band usage efficiency. In particular, a single side band BPSK modulation is performed by adding a quadrature modulated signal and an in-phase modulated signal using Hilbert transform. It is to provide a good single side band modulation scheme, and to provide a compensation signal reinsertion demodulation scheme that demodulates using Hilbert phase information obtained by estimating amplitude and phase during demodulation.

일반적으로 이중 사이드 밴드(DSB ; Double Side-Band) BPSK방식에 비해 단일 사이드 밴드(SSB ; Single Side-Band) BPSK변조 방식은 대역을 절감할 수 있다는 장점이 있다.In general, a single side-band (SSB) BPSK modulation scheme has advantages in that the bandwidth can be reduced compared to a double side-band (DSB) BPSK scheme.

그런데, 종래 단일 사이드 밴드 BPSK 변/복조방식을 채택하기 위해서는 필터를 이용하여 상측 또는 하측의 점유 대역폭을 제거해서 단일 사이드 밴드 변조를 하는데, 필터의 특성이 이상적으로 직각 모양의 컷오프(cut-off) 특성을 갖추어야만 이상적인 단일 사이드 밴드 변조를 할 수 있게 된다.However, in order to adopt a conventional single side band BPSK modulation / demodulation method, a single side band modulation is performed by removing an upper or lower occupied bandwidth by using a filter, and the characteristics of the filter are ideally rectangular cut-off. Only with these characteristics can an ideal single sideband modulation be achieved.

그러나, 전송 주파수의 중심에서 이상적으로 직각 모양의 컷오프(cut-off) 특성을 갖는 필터의 구현이 현실적으로 불가능하다는 문제점이 있다.However, there is a problem that it is practically impossible to implement a filter having an ideal rectangular cut-off characteristic at the center of the transmission frequency.

그래서 인접 스팩트럼 영역을 약간 침범하는 필터를 사용하여 구현하고 있으므로, 이상적인 방법이라 할 수 없다.Therefore, it is not an ideal method because it is implemented using a filter that slightly infringes the adjacent spectrum region.

이와 같이 종래에는 주파수 대역을 절약하기 위해 제안된 단일 사이드 밴드 변조 방식은 단일사이드 밴드 변조신호를 발생시키기 위한 아날로그 필터 구성에 어려움이 있고, 이로인해 단일사이드 밴드 변조 방식은 직접시퀀스 확산 스펙트럼(Direct Sequence Spread Spectrum) 적용의 고려대상에서 제외되어 왔다.As described above, the single side band modulation scheme proposed to save a frequency band has a difficulty in constructing an analog filter for generating a single side band modulation signal. Thus, the single side band modulation scheme has a direct sequence spread spectrum (Direct Sequence). Spread Spectrum) has been excluded from consideration.

다른 문제점은, 종래의 직접 시퀀스 확산 스펙트럼에서 BPSK 방식의 성능은 자신과 다른 가입자의 위상 차이에 상당히 의존한다는 것이다. 이러한 위상 차이는 가입자의 동작과 페이딩(fading)에 의해 시변하므로, 간섭의 영향은 특히 순방향에서 상당히 심감한 문제점이 있다.Another problem is that in the conventional direct sequence spread spectrum, the performance of the BPSK scheme depends heavily on the phase difference between itself and other subscribers. Since this phase difference is time-varying due to the subscriber's operation and fading, the effect of interference is particularly significant in the forward direction.

또한, 직접 시퀀스 확산 스펙트럼에서 주파수 대역 절약을 위해 제안된 기저 대역 힐버트 필터를 사용한 단일 사이드 밴드 변조방식이 제안되었는데, 이는 자기신호의 칩들간의 간섭현상이 발생되고, 이로인해 직각 이중사이드 밴드(QDSB) 변조 방식에 비해 성능이 반으로 감소하므로, 기저대역 힐버트필터를 사용한 단일 사이드 밴드방식은 직접시퀀스 확산 스펙트럼 적용의 고려대상에서 제외되어 왔다.In addition, a single sideband modulation method using the proposed baseband Hilbert filter for frequency band saving in the direct sequence spread spectrum has been proposed, which causes interference between chips of the magnetic signal, resulting in a right-sided double-sided band (QDSB). Since the performance is reduced by half compared to the modulation method, the single side band method using the baseband Hilbert filter has been excluded from consideration of the direct sequence spread spectrum application.

본 발명의 목적은, 기저 대역 힐버트필터를 사용한 단일사이드 밴드 방식과 BPSK방식을 EIA/TIA IS-95에서 제안된 직접시퀀스 확산 스펙트럼/BPSK에 적용하여 주파수 대역의 사용효율을 높이고 가입자 수용용량을 증대시킬 수 있는 단일사이드 밴드 변/복조 방식을 제공하기 위한 것이다.An object of the present invention is to apply a single-side band method and a BPSK method using a baseband Hilbert filter to the direct sequence spread spectrum / BPSK proposed in EIA / TIA IS-95 to increase the use efficiency of the frequency band and increase subscriber capacity. It is to provide a single-side band modulation / demodulation method that can be.

본 발명은 변조시에, 힐버트(Hilbert) 변환 필터를 미리 적용한 후 변조를 하여 이상적인 상측 또는 하측 스펙트럼을 얻을 수 있도록 한다. 소오스 데이타와 파일럿 신호에 왈시코드, 쇼트 코드를 실어 이들을 합하고, 이를 동위상 변조와 동시에 힐버트 변환을 하여 직각 변조를 하고, 동위상신호와 직각변조신호를 합한 후 다시 2차,3차 변조를 하여 단일사이드 밴드(SSB) 변조를 한다.In the present invention, the Hilbert transform filter is applied in advance and then modulated to obtain an ideal upper or lower spectrum. Walsh code and short code are added to the source data and the pilot signal, and these are summed. Then, Hilbert transform is performed at the same time as the in-phase modulation and quadrature modulation is performed. Single side band (SSB) modulation.

한편, 복조시에는 중간 주파(IF)단을 통과한 단일 사이드 밴드 신호와 추정된 힐버트 위상 정보를 사용한 보상 신호 재삽입 방식으로 만들어진 신호를 동위상(Inphase)과 직교(Quadrature) 필터를 각기 통과시켜 종래의 직접 시퀀스 확산 스펙트럼에서 BPSK 방식의 단점인 자신과 다른 가입자의 위상차이에 의한 영향을 완전히 없앰으로서, 다른 가입자에 의한 간섭의 영향을 제거함으로써, 순방향 혹은 역방향에서 안정성 있게 동작할 수 있을뿐 아니라 직각 이중 사이드 밴드(QDSB) 방식과 같은 성능을 내어 최대 2배의 용량증가를 같은 대역에서 얻을수 있도록 한 변/복조 장치를 제공한다.On the other hand, during demodulation, a single sideband signal that has passed through the intermediate frequency (IF) stage and a signal produced by a compensation signal reinsertion method using estimated Hilbert phase information are passed through an inphase and quadrature filter, respectively. By completely eliminating the effects of the phase difference between itself and other subscribers, which is a disadvantage of the BPSK scheme in the conventional direct sequence spread spectrum, it is possible to operate stably in the forward or reverse direction by eliminating the influence of interference by other subscribers. It provides the same performance as the Quadrature Double Side Band (QDSB), providing a modulation / demodulation device that can achieve up to twice the capacity increase in the same band.

이에 따라 본 발명의 변/복조 방식을 이동 통신 시스템에서의 BPSK방식에 적용하면, 데이타 송/수신시 그 대역의 절감 효과를 얻을 수 있게되어 한정된 주파수 대역의 사용효율을 높이고 가입자 수용용량을 증대시킬 수 있게 된다. 또, 수신시 자신과 다른가입자의 위상 차이에 의한 영향을 완전히 없앰으로써, 순방향 혹은 역방향에서 안정성 있게 동작할 수 있게된다.Accordingly, when the modulation / demodulation method of the present invention is applied to the BPSK method in the mobile communication system, the bandwidth can be reduced when transmitting / receiving data, thereby increasing the use efficiency of the limited frequency band and increasing subscriber capacity. It becomes possible. In addition, by completely eliminating the influence of the phase difference between itself and other subscribers when receiving, it is possible to operate stably in the forward or reverse direction.

이하, 본 발명의 실시 예를 첨부된 도면을 참조해서 상세히 설명하면 다음과 같다.Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

제1도는 본 발명에 의한 힐버트 변환을 이용한 단일 사이드 밴드 BPSK 변조부의 구성도이다. 소오스 데이타를 변조시키기 위한 변조부의 구성은, 소오스 데이타와 파일럿(Pilot)신호에 각기 왈시코드(Walsh code)와 쇼트코드(Short code)를 익스크루시브 오아(XOR)시켜 이를 합하여 데이타에 파일럿신호를 실어주는 파일럿 가산부(10)와, 그 파일럿가산부(10)의 출력신호를 FIR(finite inpluse response) 필터를 통한 후 제1반송파에 실어준 동위상신호와 상기 파일럿가산부(10)의 출력신호를 90° 위상천이시켜 필터링하는 힐버트변환 FIR필터를 통한 후 상기 제1반송파를 90° 천이시킨 신호에 실어준 직각 천이신호를 가산하는 1차 변조부(20)와, 그 1차 변조된 신호를 제2반송파에 실어주고 대역통과 필터링하고 다시 제3반송파에 실어주고 이를 저역 통과 필터링하여 안테나를 통해 송출하는 2,3차 변조부(30)로 구성된다.1 is a block diagram of a single side band BPSK modulator using Hilbert transform according to the present invention. The modulation unit for modulating the source data comprises a Walsh code and a Short code of an XOR of the source data and the pilot signal, respectively, and sum them together to add a pilot signal to the data. The pilot adder 10 that carries the signal, the output signal of the pilot adder 10 through a finite inpluse response (FIR) filter, and then outputs the in-phase signal carried on the first carrier and the output signal of the pilot adder 10. A first modulator 20 that adds a quadrature shift signal carried by a 90 ° phase shifted Hilbert transform FIR filter to a signal shifted by the first carrier by 90 °, and a first modulated signal It is composed of the second and third modulator 30 to be carried on the second carrier, bandpass filtering, and then put on the third carrier again and low pass filtering to transmit through the antenna.

여기서, 파일럿 가산부(10)는 모두 제로('0')인 파일럿 신호에 제1왈시코드 발생부(11)의 왈시코드Wo를 익스클루시브 오아링 하는 제1익스클루시브 오아부(12)와, 소오스 데이타에 제2왈시코드 발생부(13)의 왈시코드Wn를 익스클루시브 오아링 하는 제2익스클루시브 오아부(14)와, 상기 제1,제2익스클루시브 오아부(12)(14)의 출력 신호에 각기 쇼트 코드 발생부(15)의 쇼트코드 Cn를 익스클루시브 오아링하는 제3,제4익스클루시브 오아부(16)(17)와, 상기 제3익스클루시브 오아부(16)의 출력신호를 소정의 이득으로 조정하는 이득제어기(18)와, 그 이득 제어기(18)의 파일럿신호와 상기 제4익스클루시브 오아부(17)의 출력신호를 가산하여 데이타에 파일럿신호를 실어주는 가산기(19)로 구성된다.Here, the pilot adder 10 includes an exclusive oar part 12 that exclusively rings the Walsh code Wo of the first Walsh code generator 11 to a pilot signal of all zeros ('0'). And a second exclusive ora part 14 for exclusively walsing the Walsh code Wn of the second Walsh code generation unit 13 to the source data, and the first and second exclusive ora part 12. (3) and fourth exclusive oar parts (16) and (17) for exclusively ringing the short code Cn of the short code generator 15 to the output signal of the " A gain controller 18 for adjusting the output signal of the sheave oar 16 to a predetermined gain, a pilot signal of the gain controller 18 and an output signal of the fourth exclusive oar 17 The adder 19 carries pilot signals on data.

상기 1차 변조부(20)는, 상기 파일럿가산부(10)의 출력신호를 필터링하는 FIR(finite inpluse response)필터(21)와, 제1반송파 cosω₁t를 발생시키는 제1주파수 발생기(23)와, 그 제1주파수 발생기(23)의 제1반송파 cosω₁t와 상기 FIR필터(21)의 출력신호를 승산하는 제1승산기(22)와, 상기 파일럿가산부(10)의 출력신호를 90° 위상천이시킨 계수에 의해 필터링하는 힐버트변환 FIR필터(24)와, 상기 제1주파수 발생기(23)의 제1반송파 cosω₁t를 90° 천이시키는 천이기(26)와, 그 제2천이기(26)의 출력신호와 상기 힐버트변환 FIR(24)의 출력신호를 승산하는 제2승산기(25)와, 그 제2승산기(25)의 출력신호와 상기 제1승산기(22)의 출력신호를 가산하는 가산기(27)로 구성된다.The primary modulator 20 includes a finite inpluse response (FIR) filter 21 for filtering the output signal of the pilot adder 10 and a first frequency generator 23 for generating a first carrier cosω ₁ t. The first multiplier 22 multiplying the first carrier cosω ₁ t of the first frequency generator 23 by the output signal of the FIR filter 21 and the output signal of the pilot adder 10 by 90 °. is with a phase shift which Hilbert transform FIR filter 24, to filter by a coefficient, wherein it is a thousand to a first carrier 90 ° transition for cosω ₁ t of a first frequency generator 23 (26), the second cloth ( A second multiplier 25 that multiplies the output signal of the multiplier 26 and the output signal of the Hilbert transform FIR 24, an output signal of the second multiplier 25, and an output signal of the first multiplier 22. It consists of an adder 27.

상기 2,3차 변조부(30)는, 제2반송파 cosω₂t 를 발생시키는 제2주파수 발생기(32)와, 그 제2반송파 cosω₂t 와 상기 1차 변조부(20)의 출력신호를 승산하는 제1승산기(31)와, 그 제1승산기(31)의 출력신호를 소정의 대역만 통과시키는 대역 통과 패터(33)와, 제3반송파 cosω₃t 를 발생시키는 제3주파수 발생기(35)와, 그 제3반송파 cosω₃t와 상기 대역 통과필터(33)의 출력신호를 승산하는 제2승산기(34)와, 그 제2승산기(34)의 출력신호를 소정의 저역만을 통과시켜 안테나를 통해 송출하는 저역 통과 필터(36)로 구성된다.The secondary and tertiary modulator 30 includes a second frequency generator 32 for generating a second carrier cosω ₂ t, a second carrier cosω ₂ t, and an output signal of the primary modulator 20. A first multiplier 31 to multiply, a band pass pattern 33 through which the output signal of the first multiplier 31 passes only a predetermined band, and a third frequency generator 35 for generating a third carrier cosω ₃ t ), The second multiplier 34 multiplying the third carrier cosω ₃ t by the output signal of the band pass filter 33, and the output signal of the second multiplier 34 by passing only a predetermined low pass antenna. It consists of a low pass filter 36 that is sent through.

이와 같이 구성된 본 발명의 단일 사이드 밴드 BPSK변조부는, 파일럿가산부(10)에서 모두 제로('0')인 파일럿신호에 왈시코드 Wo를 익스클루시브 오아링 하고, 다시 쇼트코드 Cn를 익스클루시브 오아링하여 파일럿신호를 준비한다. 그리고, 소오스 데이타에도 제2왈시코드Wn를 익스클루시브 오아링 하고, 다시 쇼트코드 Cn를 익스클루시브 오아링하여 소오스 데이타를 준비한다. 이후 왈시코드 및 쇼트코드가 실린 파일럿신호는 이득제어기(18)를 통해 소정의 이득으로 제어되고, 그 이득이 조정된 파일럿신호에 왈시코드 및 쇼트코드가 실린 소오스 데이타를 가산한다.The single side band BPSK modulator of the present invention configured as described above includes the Walsh code Wo exclusive or ringing on the pilot signal of all zeros ('0') in the pilot adder 10, and the short code Cn is exclusive ora. Ring to prepare a pilot signal. The second Walsh code Wn is exclusively ringed to the source data, and the short code Cn is exclusively ringed to prepare the source data. Thereafter, the pilot signal carrying the Walsh code and the short code is controlled by the gain controller 18 to a predetermined gain, and the source data carrying the Walsh code and the short code is added to the pilot signal whose gain is adjusted.

이어서, 상기 1차 변조부(20)는, 상기 파일럿가산부(10)의 출력신호를 FIR 필터(21)를 통해 필터링하고, 제1반송파 cosω₁t 에 곱하여 동위상 1차 변조신호를 얻는다. 그리고, 상기 파일럿가산부(10)의 출력신호를 힐버트변환 FIR필터(24)를 통하여 90° 위상천이시켜 필터링하고, 상기 제1주파수 발생기(23)의 제1반송파 cosω₁t 를 90° 천이시키는 신호를 제2승산기(25)에서 곱하여 직각변조신호를 얻는다. 그 동위상 변조신호와 직각변조신호를 가산기(27)에서 가산하여 1차 변조신호를 얻는다.Subsequently, the primary modulator 20 filters the output signal of the pilot adder 10 through the FIR filter 21 and multiplies the first carrier cosω ₁ t to obtain an in-phase primary modulated signal. In addition, the phase shifter filters the output signal of the pilot adder 10 by 90 ° through the Hilbert transform FIR filter 24 and shifts the first carrier cosω ₁ t of the first frequency generator 23 by 90 °. Is multiplied by the second multiplier 25 to obtain a quadrature modulated signal. The in-phase modulated signal and the quadrature modulated signal are added by the adder 27 to obtain a primary modulated signal.

이후, 2,3차 변조부(30)에서 제2반송파 cosω₂t 를 곱한 후 대역 통과 필텅링하여 2차 변조하고, 다시 제3반송파 cosω₃t 를 곱한 후 저역 통과 필터링하여 단일사이드 밴드 변조신호를 얻게 된다.Thereafter, the second and third order modulators 30 multiply the second carrier cosω ₂ t and then band-pass filter the second-order modulation, multiply the third carrier cosω ₃ t, and then low-pass filter the single-side band modulated signal. You get

이와 같이 본 발명은 단일사이드 밴드 변조방식을 직접시퀀스 확산 스펙트럼/BPSK에 적용시 FIR필터의 계수들을 힐버트 변환하여 얻는 힐버트 필터(24)를 사용하므로, 간단하고 효율좋은 단일사이드 밴드 신호를 얻을 수 있다.As described above, the present invention uses the Hilbert filter 24 obtained by Hilbert transforming the coefficients of the FIR filter when the single-side band modulation is applied to the direct sequence spread spectrum / BPSK, thereby obtaining a simple and efficient single-side band signal. .

이때, FIR필터(21)를 통과하기 전의 신호를 d(t)로 표현할 때 FIR필터를 통과한 뒤의 신호는 d1(t)=d(t)*h(t)...식(1)과 같이 표현되며, 그의 힐버트 변환은 d2(t)=d(t)*h(t)...식(2)가 된다. 식(2)에 의해 힐버트 변환 FIR필터(24)를 제1도와 같이 사용할 때 단일 사이드 밴드 신호를 쉽게 얻을 수 있다.In this case, when the signal before passing through the FIR filter 21 is expressed as d (t), the signal after passing through the FIR filter is d1 (t) = d (t) * h (t) ... (1) Where Hilbert's transform is d2 (t) = d (t) * h (t) ... (2). Equation (2) makes it easy to obtain a single side band signal when using the Hilbert transform FIR filter 24 as shown in FIG.

제1도에서 단일 사이드 밴드 BPSK변조방식에서 2,3차 변조부(30) 바로전 신호는 다음과 같이 표현된다.In FIG. 1, the signal immediately before the second and third modulator 30 in the single side band BPSK modulation method is expressed as follows.

d1(t)×cos(ω₁t+Φ)-d2(t)×sin(ω₁t+Φ)...식(3) 이 되고, Φ는 위상 변화를 나타낸다.d1 (t) to be a _{× cos (ω 1 t + Φ} ) -d2 (t) × sin (ω 1 t + Φ) ... expression (3), Φ represents a phase change.

이를 다시 표현하면 a(t)cos(ω₁t+θ(t)+Φ)...식(4)가 된다.In other words, a (t) cos (ω ₁ t + θ (t) + Φ) ... (4).

한편, 본 발명에 의한 진폭 및 위상추정을 이용한 단일 사이드 밴드 BPSK 복조부는, 제2도에 도시된 바와 같이, 단일 사이드 밴드 BPSK 변조부에서 전송되어온 데이타를 안테나를 통해서 수니받아 코히어런트 복조방식을 적용하여 저역 통과 필터링한 후 변조시에 적용된 3차,2차 반송파와 동일한 주파수를 갖는 소정의 제1복조반송파를 곱하고 필터링한 후 다시 제2반송에 곱하여 복조하는 1,2차 복조부(100)와, 그 1,2차 복조부(100)에서 복조된 신호에 추정된 힐버트 동위상 정보를 보상신호로서 가산하는 힐버트 보상부(200)와, 그 힐버트 보상부(200)의 출력신호에 제3복조 반송파를 곱한 동위상신호와, 그 제3복고 반송파가 90°천이된 신호를 곱한 직각 천이신호를 각각 필터링한 후, 쇼트 시퀀스코드(Cn)에 의해 각각 역 확산시키는 3차 복조부(300)와, 3차 복조부(300)의 동 위상신호와 직각 위상신호에서 각기 진폭 및 위상정보를 추출하여 각기 보상하고 이들을 합하는 진폭 및 위상보상부(400)와, 그 진폭 및 위상보상부(400)의 출력신호에서 왈시코드를 제거하고 그 왈시코드 1주기 축적합에 의해 정보를 복원하여 복조신호를 출력하는 데이타 추출부(500)로 구성된다.Meanwhile, as shown in FIG. 2, the single side band BPSK demodulation unit using the amplitude and phase estimation according to the present invention receives data transmitted from the single side band BPSK modulator through an antenna and performs a coherent demodulation method. The first and second demodulators 100 demodulating and then multiplying a predetermined first demodulated carrier having the same frequency as the third and second carriers applied at the time of modulation and then demodulating by multiplying the second carrier again. And a Hilbert Compensator 200 for adding the Hilbert in-phase information estimated to the signal demodulated by the first and second demodulators 100 as a compensation signal, and a third signal to the output signal of the Hilbert Compensator 200. Third-order demodulator 300 for filtering the in-phase signal multiplied by the demodulated carrier and the quadrature transition signal multiplied by the signal whose third reconstructed carrier has been shifted by 90 °, and then despreading each of them by the short sequence code Cn. 3rd demodulator (3 The amplitude and phase compensator 400 extracts the amplitude and phase information from the same phase signal and the quadrature phase signal of 00) and compensates them, respectively, and the Walsh code is output from the output signal of the amplitude and phase compensator 400. And a data extracting unit 500 for restoring information by accumulating one Walsh code in one cycle and outputting a demodulated signal.

여기서, 상기 1,2차 복조부(100)는, 안테나를 통해 수신된 신호를 저역통과 필터링 하는 저역 통과 필터(110)와, 변조부의 3차 변조시의 반송파와 동일한 주파수를 갖는 로칼 반송파인 제1복조 반송파 주파수를 발생하는 제1주파수 합성기(120)와, 그 제1주파수 합성기(120)의 제1복조 반송파와 상기 저역 통과 필터(110)의 출력신호를 곱하는 제1승산기(130)와, 그 제1승산기(130)의 출력신호를 대역 통과 필터링하는 대역 통과 필터(140)와, 변조부의 2차 변조시의 반송파와 동일한 주파수를 갖는 로칼 반송파인 제2복조 반송파를 발생하는 제2주파수 합성기(150)와, 그 제2주파수 합성기(150)의 제2복조 반송파와 상기 대역 통과필터(140)의 출력신호를 곱하는 제2승산기(160)로 구성된다.Here, the 1st and 2nd demodulation unit 100 is a low pass filter 110 for low pass filtering the signal received through the antenna, and a local carrier having the same frequency as the carrier in the third-order modulation of the modulator A first frequency synthesizer 120 for generating a single demodulated carrier frequency, a first multiplier 130 for multiplying the first demodulated carrier of the first frequency synthesizer 120 with an output signal of the low pass filter 110, A band pass filter 140 for band pass filtering the output signal of the first multiplier 130, and a second frequency synthesizer for generating a second demodulated carrier, which is a local carrier having the same frequency as the carrier in the secondary modulation of the modulator; And a second multiplier 160 that multiplies the second demodulated carrier of the second frequency synthesizer 150 by the output signal of the band pass filter 140.

또, 상기 힐버트 보상부(200)는, 상기 진폭 및 위상 정보 보상부(400)를 통하여 동위상 신호의 기저대역 성분를 상기 1,2차 복조부(100)의 출력신호와 합산하는 가산기(200)로 구성된다.In addition, the Hilbert compensator 200 is a baseband component of the in-phase signal through the amplitude and phase information compensator 400 And an adder 200 that sums the output signals of the first and second demodulators 100.

상기 3차 복조부(300)는, 변조부와 동일한 주파수를 갖는 로칼 반송파인 제3복조 반송파를 발생하는 주파수 합성기(310)와, 그 주파수 합성기(310)의 제3복조 반송파와 상기 1,2차 복조부(100)의 출력신호를 곱하는 제1승산기(320)와, 그 제1승산기(320)의 출력신호를 필터링하는 제1FIR필터(330)와, 상기 주파수 합성기(310)의 출력신호를 90°천이 시키는 직각 천이기(340)와, 그 직각 천이기(340)의 출력신호와 상기 1,2차 복조부(100)의 출력신호를 곱하는 제2승산기(350)와, 그 제2승산기(350)의 출력신호를 필터링하는 제2FIR필터(360)와, 변조부의 쇼트코드와 동일한 쇼트코드Cn을 발생하는 쇼트코드 발생기(370)와, 그 쇼트코드 발생기(370)의 쇼트코드Cn와 상기 제1,제2FIR필터(330)(360)의 출력신호를 각기 익스클루시브 오아링하여 동위상 기저 대역정보와 직각위상 기저대역정보로 복원하는 제1,제2익스클루시브 오아부(380)(390)로 구성된다.The third demodulator 300 includes a frequency synthesizer 310 for generating a third demodulated carrier, which is a local carrier having the same frequency as the modulator, a third demodulated carrier of the frequency synthesizer 310, and the first and second ones. The first multiplier 320 multiplies the output signal of the difference demodulator 100, the first FIR filter 330 for filtering the output signal of the first multiplier 320, and the output signal of the frequency synthesizer 310. Quadrature shifter 340 for shifting by 90 °, second multiplier 350 for multiplying the output signal of the quadrature shifter 340 and the output signal of the first and second demodulators 100, and the second multiplier A second FIR filter 360 for filtering the output signal of 350, a short code generator 370 for generating the same short code Cn as the short code of the modulator, a short code Cn of the short code generator 370, and In-phase baseband information and quadrature-phase baseband information by respectively extruding the output signals of the first and second FIR filters 330 and 360, respectively. It consists of the first and second exclusive O Abu 380 390 to restore.

또한, 상기 진폭 및 위상보상부(400)는 상기 3차 복조부(300)의 동위상 기저 대역 정보에서 진폭 및 위상 정보를 추출하는 제1진폭 및 위상정보 추출회로(410)와, 그 제1진폭 및 위상정보 추출회로(410)의 진폭 및 위상정보를 상기 3차 복조부(300)의 동위상 기저대역정보 신호에 곱하는 제1승산기(420)와, 상기 3차 복조부(300)의 직각 천이 기저대역정보에서 진폭 및 위상정보를 추출하는 제2진폭 및 위상정보 추출회로(430)와, 그 제2진폭 및 위상 정보 추출회로(430)의 진폭 및 위상정보를 상기 3차 복조부(300)의 직각 천이 기저대역정보 신호에 곱하는 제2승산기(440)와, 상기 제1승산기(420)의 출력신호에 상기 제2승산기(440)의 마이너스 출력신호를 합산하는 가산기(450)로 구성된다.In addition, the amplitude and phase compensation unit 400 is the amplitude and phase information in the in-phase baseband information of the third demodulation unit (300) And amplitude and phase information of the first amplitude and phase information extraction circuit 410 and the first amplitude and phase information extraction circuit 410. And amplitude and phase information in the first multiplier 420 multiplying the in-phase baseband information signal of the tertiary demodulator 300 by the quadrature demodulator 300 and the quadrature demodulator baseband information. And amplitude and phase information of the second amplitude and phase information extraction circuit 430 and the second amplitude and phase information extraction circuit 430. Multiply the quadrature demodulation baseband information signal by the quadrature demodulator 300 by the second multiplier 440 and the output signal of the first multiplier 420 by adding the negative output signal of the second multiplier 440. It consists of an adder 450.

그리고, 상기 데이타 추출부(500)는, 변조시에 사용된 왈시코드Wn를 발생하는 왈시코드 발생기(510)와, 그 왈시코드Wn와 상기 3차 복조부(400)의 출력신호를 익스클루시브 오아링하여 왈시코드를 제거하는 익스블루시브 오아부(520)와, 그 익스클루시브 오아부(520)의 출력신호를 왈시코드 1주기 축적합에 의해 정보를 복원하여 복조신호를 출력하는 왈시코드 1주기 합 회로(530)로 구성된다.The data extractor 500 includes the Walsh code generator 510 that generates the Walsh code Wn used during modulation, and the Walsh code Wn and the output signal of the tertiary demodulator 400. The Walsh code for restoring information by the cumulative sum of the Walsh codes and the output signal of the Exclusive Oabu 520 to remove the Walsh code by oaring and the Exclusive Oabu 520. It consists of a one-cycle sum circuit 530.

이와 같이 구성된 본 발명에 의한 단일 사이드 밴드 BPSK 복조부는, 먼저 수신된 신호를 1차,2차 복조부(100)에서 3차,2차 변조시 실린 반송파를 코히어런트 복조방식으로 제거한다. 이는 수신된 신호를 저역 통과 필터링한 후 3차 변조시 적용된 반송파와 동일한 주파수를 갖는 제1복조 반송파를 제1주파수 합성기(120)를 통해 발생시켜 승산기(130)에서 곱함으로써, 3차 변조시의 반송파를 제거한다. 이어서 같은 방식으로 대역 통과 필터링한 뒤, 2차 변조시의 반송파에 대응된 제2복조 반송파를 곱하여 2차 복조를 한다.The single side band BPSK demodulator according to the present invention configured as described above removes the received signal in the first and second demodulator 100 by coherent demodulation. The first demodulated carrier having the same frequency as the carrier applied in the third modulation after low pass filtering of the received signal is generated through the first frequency synthesizer 120 and multiplied by the multiplier 130, thereby performing the third modulation. Remove the carrier. Subsequently, after bandpass filtering in the same manner, second demodulation is performed by multiplying a second demodulated carrier corresponding to a carrier in secondary modulation.

이어서, 힐버트 보상부(200)에서는 중간주파(IF)단을 통과한 후의 신호에 추정된 자기신호의 진폭과 위상을 보상신호로서 재삽입하는 방법으로, 가산기(200)를 통하여 동위상 기저 대역 정보를 보상한다.Subsequently, the Hilbert compensator 200 reinserts the amplitude and phase of the estimated magnetic signal into the signal after passing through the intermediate frequency IF as a compensation signal. The in-phase baseband information is added through the adder 200. To compensate.

이후, 3차 복조부(300)에서는, 변조시의 중간주파(IF) 반송파 cosω₁t에 따른 복조 반송파를 발생시켜 이를 승산기(320)에서 상기한 가산기(200)의 출력신호에 곱하고, FIR필터(330)를 통해서 고주파 성분을 제거하여 동위상 기저 대역 정보..식(5)를 얻는다.Thereafter, the third demodulator 300 generates a demodulated carrier according to the intermediate frequency (IF) carrier cosω ₁ t at the time of modulation, multiplies it by the output signal of the adder 200 in the multiplier 320, and FIR filter. In-phase baseband information by removing high frequency components through 330 Get equation (5).

그리고, 상기한 복조 반송파 cosω₁t를 직각 천이기(340)를 통해 직각 천이시켜 이를 승산기(350)에서 2차 복조된 신호에 곱하고 다시 FIR필터(360)를 거쳐 직각 천이된 기저대역 정보를 얻는다.Then, the demodulated carrier cosω ₁ t is shifted at right angles through the right-angle shifter 340, multiplied by the second demodulated signal in the multiplier 350, and the base-band shifted information is obtained through the FIR filter 360 again. .

이후, 쇼트코드 발생기(370)에서 발생된 쇼트코드Cn를 익스클루시브오아부(380),(390)를 통해서 각기 배타적 오아링시켜 변조시에 실린 쇼트코드를 제거한다.Thereafter, the short code Cn generated by the short code generator 370 is exclusively ringed through the exclusive oar parts 380 and 390 to remove the short code loaded at the time of modulation.

그리고, 진폭 및 위상 정보 보상부(400)에서는 동위상 신호와 직각 천이 신호에서 각각 진폭 및 위상정보를 추출하여 동위상항에는 추정된 위상을 갖는를, 직각 천이 신호에는를 각기 승산기(420)(440)를 통해 곱하여 보상하고, 승산기(420)의 출력신호와 승산기(440)의 출력신호(마이너스신호)를 가산기(450)에서 가산한다.The amplitude and phase information compensator 400 extracts amplitude and phase information from the in-phase signal and the quadrature transition signal, respectively, and has an estimated phase in the in-phase term. Right angle transition signal The multiplier 420 multiplies through the multipliers 420 and 440, and the output signal of the multiplier 420 and the output signal (minus signal) of the multiplier 440 are added by the adder 450.

상기 승산기(420)과 승산기(440)의 출력 d1',d2'은 각각 d1(t),d2(t) 들이 FIR필터(230)(260)을 통과한후 고주파성분이 제거된 신호성분을 의미하며,는 그들의 추정치를 나타낸다.The outputs d1 'and d2' of the multiplier 420 and the multiplier 440 denote signal components from which high frequency components are removed after d1 (t) and d2 (t) pass through the FIR filters 230 and 260, respectively. , Indicates their estimates.

동위상(Inphase)항 :Inphase term:

직교위상(Quandrature)항 :Quadrature term:

정보가 얻어진다.Information is obtained.

만약, 식(4-1)과 식(4-2)에서 진폭과 위상이 정확히 추정 되었다고 가정할 경우 식(6),식(7)은 다음 식(8),식(9)와 같이 유도된다.If we assume that the amplitude and phase are estimated correctly in Eqs. (4-1) and (4-2), Eqs. (6) and (7) are derived as Equations (8) and (9). .

따라서, 제2도에서 왈시코드를 곱하기 바로전의 출력은이 된다.Therefore, the output just before multiplying the Walsh code in FIG. Becomes

한편, 상기한 힐버트 보상부(200)를 두지 않은 경우에는 상기 왈시코드를 곱하기 바로전의 출력이이... 식(11)로 표현 되어진다.On the other hand, if the Hilbert compensator 200 is not provided, the output immediately before multiplying the Walsh code is This is represented by equation (11).

이에 따라 추정된 위상가 ø에 근접하면,항은 0이 되고,항은가 되어 정보를 복원할 수 있게 된다.Phase estimated accordingly Is close to ø, The term becomes zero, Term Information can be restored.

그러나, 식(10)에서는 d1'으로 정보를 복원할 수 있으므로, 종래 기저대역 힐버트 필터를 사용한 단일 사이드 밴드 방식에 비하여 최대 성능을 2배까지 향상시킬 수 있다.However, in Equation (10), since information can be restored to d1 ', the maximum performance can be improved by up to 2 times compared to the single side band method using the conventional baseband Hilbert filter.

다른 사용자에 의한 간섭 현상을 설명하기 위해서는 식(11)을 제곱시키면, d1'×d2'의 혼합항은 직교 성질에 의해 0이 되며, d1'²과 d2'²의 전력 스펙트럼이 동일하므로,항이 공통 인수로 결합 되어지는데, 이 항은 1 이므로, 다른 사용자와의 위상 차이에 의한 영향을 제거함으로서, 순방향 혹은 역방향에서 안정성 있게 동작할 수 있다.In order to explain the interference phenomena by other users, when Equation (11) is squared, the mixed term of d1 '× d2' becomes 0 due to orthogonality, and the power spectra of d1 ' ² and d2' ² are the same, The terms are combined with a common factor, which is 1, so that they can operate stably in the forward or reverse direction by eliminating the effects of phase differences with other users.

이상에서 상세히 설명한 바와 같이 본 발명에 의하면, 종래에 비해 2배의 대역 절감 효과를 얻을 수 있고, 사용효율을 높이고 가입자 수용용량을 증대시킬 수 있게된다.As described in detail above, according to the present invention, it is possible to obtain a bandwidth reduction effect twice as compared with the prior art, increase the use efficiency and increase the subscriber capacity.

또한, 복조시 자신과 다른 가입자의 위상 차이에 의한 영향을 완전히 없앰으로서, 다른 가입자에 의한 간섭의 영향을 제거할 수 있게 되어 순방향 혹은 역방향에서 안정성 있게 동작할 수 있는 코히어런트 복조부를 제공할 수 있는 효과가 있다.In addition, by completely eliminating the influence of the phase difference between itself and other subscribers during demodulation, it is possible to eliminate the influence of interference by other subscribers to provide a coherent demodulator that can operate stably in the forward or reverse direction. It has an effect.

Claims (1)

힐버트변환 필터를 통과한 신호를 직각 천이된 반송파에 실어서 직각 변조시킨 신호와 동위상 변조신호를 합하고, 이를 2차 3차 변조시켜 단일 사이드 밴드 변조를 하고, 수신된 데이타신호를 코히어런트 복조 방식으로 1,2차 복조된 중간주파(IF)단을 통과한 동위상의 단일 사이드 밴드신호와 추정된 힐버트 위상정보를 사용한 보상신호를 재삽입 방식으로 복조하고, 그 신호를 동위상 필터와 직각 위상필터를 각기 통과시켜 동위상의 기저 대역 신호와 직각 천이 기저 대역 신호로 복조하고, 이를 각기 쇼트 코드로 역확산시킨 후 동위상 기저대역신호를 상기한 보상신호로서 피드백시키며, 역확산된 동위상신호와 직각 위상천이신호 각각의 진폭 및 위상 정보를 추출하여 각기 보상한 후 이들을 합하여 힐버트보상을 하고, 이어서 왈시코드를 제거함과 아울러 왈시코드 1주기 축적합에 의해 데이타를 복원하는 것을 특징으로 하는 힐버트 필터에 의한 단일 사이드 밴드 BPSK 변/복조 방식.The signal passing through the Hilbert transform filter is loaded on a right-angle shifted carrier, and the quadrature-modulated signal and the in-phase modulated signal are summed, and then quadratic and third-order modulated to perform single side band modulation, and coherent demodulation of the received data signal. Demodulates the single-side band signal, which has passed through the first and second demodulated intermediate frequency (IF) stages, and the compensation signal using the estimated Hilbert phase information by re-insertion, and the signal is quadrature with the in-phase filter. Each filter passes through a demodulated baseband signal and a quadrature transition baseband signal. The filters are despread with respective short codes, and the in-phase baseband signal is fed back as the compensation signal. Extracting the amplitude and phase information of each quadrature phase shift signal and compensating them respectively, adding them together to perform Hilbert compensation, and then removing the Walsh code. Ulreo Walsh codes single sideband BPSK modulation / demodulation scheme by a Hilbert filter, characterized in that to restore the data by one period shaft suitable.