JP3409451B2 - Direct conversion receiver - Google Patents
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、主としてディジタル無
線通信の直接変換受信機に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention mainly relates to a direct conversion receiver for digital radio communication.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、ディジタル無線通信における周波
数偏移変調（ＦＳＫ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｈｉｆｔ
Ｋｅｙｉｎｇ；フリケンシー・シフト・キーイング）
変調方式の受信機として、直接変換受信機が集積回路化
に適した構成として検討されている。この直接変換受信
機の構成としては、例えば特開昭５５−１４７０１号公
報に記載されている構成が知られている。以下、図７を
参照して従来のＦＳＫデータ復調器について簡単に説明
する。2. Description of the Related Art In recent years, frequency shift keying (FSK) in digital radio communication is performed.
Keying; Frequency Shift Keying)
As a modulation type receiver, a direct conversion receiver is being considered as a configuration suitable for integration into an integrated circuit. As a configuration of this direct conversion receiver, for example, the configuration described in Japanese Patent Laid-Open No. 55-14701 is known. Hereinafter, a conventional FSK data demodulator will be briefly described with reference to FIG.
【０００３】図７において、受信されたＦＳＫ信号７０
１は、混合器７０２と７０３に供給される。また、ＦＳ
Ｋ信号７０１の搬送波とほぼ等しい周波数を生成する局
部発振器７０４の出力は９０度移相分配器７０５により
移相され、互いに位相が９０度異なる２信号に分配さ
れ、それぞれ混合器７０２、７０３に供給される。この
例では、混合器７０２へ供給する信号の位相が混合器７
０３へ供給する信号の位相よりも９０度進んでいるとす
る。混合器７０２の出力信号は、低域通過フィルタ７０
６により帯域制限され、同相ベースバンド信号（Ｉ信
号）７０８が得られる。また、混合器７０３の出力信号
は、低域通過フィルタ７０７により帯域制限され、直交
ベースバンド信号（Ｑ信号）７０９が得られる。Ｉ信号
７０８とＱ信号７０９はお互いに直交位相で、かつＦＳ
Ｋ信号の周波数偏移の上下により互いの位相遅延関係が
反転する関係にある。Ｉ信号７０８、Ｑ信号７０９はそ
れぞれ、振幅制限増幅器７１０、７１１を通し、ディジ
タル信号７１２、７１３を得る。そして、Ｄフリップフ
ロップ７１４のＤ入力端子にディジタル信号７１２を入
力し、クロック入力端子に、ディジタル信号７１３を入
力し、Ｄフリップフロップ７１４の出力信号７１５を用
いて最終的な復調結果を得る。In FIG. 7, the received FSK signal 70
1 is supplied to mixers 702 and 703. Also, FS
The output of the local oscillator 704, which generates a frequency substantially equal to the carrier wave of the K signal 701, is phase-shifted by the 90-degree phase shift distributor 705 and is divided into two signals whose phases are different from each other by 90 degrees, and supplied to the mixers 702 and 703, respectively. To be done. In this example, the phase of the signal supplied to mixer 702 is mixer 7
It is assumed that the phase of the signal supplied to 03 is advanced by 90 degrees. The output signal of mixer 702 is the low pass filter 70.
The band is limited by 6 to obtain an in-phase baseband signal (I signal) 708. The output signal of the mixer 703 is band-limited by the low-pass filter 707, and a quadrature baseband signal (Q signal) 709 is obtained. The I signal 708 and the Q signal 709 are in quadrature with each other and
There is a relationship in which the mutual phase delay relationship is inverted depending on whether the frequency deviation of the K signal is up or down. The I signal 708 and the Q signal 709 are passed through amplitude limiting amplifiers 710 and 711, respectively, and digital signals 712 and 713 are obtained. Then, the digital signal 712 is input to the D input terminal of the D flip-flop 714, the digital signal 713 is input to the clock input terminal, and the final demodulation result is obtained using the output signal 715 of the D flip-flop 714.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】直接変換受信機は、集
積回路化による小型化、軽量化に適した構成であること
から、移動体無線の端末等に用いられることが多い。こ
のような用途では、電池駆動が主流であるため、駆動時
間の延長に対する要求から、回路の低消費電力化が求め
られている。従来例に示したような直接変換による受信
機構成は、ＩＱベースバンド信号を得るために、ＦＳＫ
信号の搬送波周波数付近、すなわち高周波帯で動作する
混合器が２つ必要である。高周波帯で動作する素子は、
一般に動作電流を多く必要とする。したがって、低消費
電力化を図る場合において、電流消費量が多い高周波能
動回路が少ない構成が望ましい。Direct conversion receivers are often used in mobile radio terminals and the like because they are suitable for miniaturization and weight reduction by integrating circuits. In such applications, battery driving is the mainstream, and thus there is a demand for lower power consumption of the circuit because of the demand for extending the driving time. In order to obtain an IQ baseband signal, the receiver configuration based on direct conversion as shown in the conventional example requires FSK.
Two mixers that operate near the carrier frequency of the signal, that is, in the high frequency band, are required. The elements that operate in the high frequency band are
Generally, a large operating current is required. Therefore, in order to reduce the power consumption, it is desirable that the number of high frequency active circuits that consume a large amount of current be small.
【０００５】本発明は前前述のような問題点を解消する
ためになされたものであり、従来２つ必要であった高周
波帯で動作する混合器を１つにし、受信回路の低消費電
力化を図ることを目的とする。The present invention has been made in order to solve the above-mentioned problems, and reduces the power consumption of the receiving circuit by using one mixer which operates in the high frequency band, which has conventionally required two. The purpose is to
【０００６】[0006]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の直接変換受信機は、ＦＳＫ信号の搬送波と
ほぼ等しい周波数を生成する局部発振器と、入力信号を
移相して互いに位相が９０度異なる２信号に分配して出
力する９０度移相分配器と、直接スペクトル拡散を行う
ための互いに相関の低い拡散符号を生成する第１の拡散
符号生成手段と、第２の拡散符号生成手段と、第１の拡
散符号出力を用いて入力信号を直接拡散する第１の直接
拡散手段と、第２の拡散符号出力を用いて入力信号を直
接拡散する第２の直接拡散手段と、２つの入力信号を加
算合成する合成手段と、２つの入力信号を混合する混合
器と、第１の拡散符号出力を用いて入力信号を逆拡散す
る第１の逆拡散手段と、第１の逆拡散手段の出力信号を
帯域制限する第１の低域通過フィルタと、第２の拡散符
号出力を用いて入力信号を逆拡散する第２の逆拡散手段
と、第２の逆拡散手段の出力信号を帯域制限する第２の
低域通過フィルタと、第１の低域通過フィルタの出力信
号と第２の低域通過フィルタの出力信号を用いてＦＳＫ
信号の復調を行う直交復調手段とを有するものである。In order to achieve the above object, the direct conversion receiver of the present invention has a local oscillator for generating a frequency substantially equal to the carrier of an FSK signal and a phase shift of an input signal so that they are mutually in phase. A 90-degree phase shift distributor that distributes and outputs two signals that differ by 90 degrees, a first spreading code generation unit that generates a spreading code with low correlation with each other for direct spectrum spreading, and a second spreading code generation. Means, first direct spreading means for directly spreading the input signal using the first spreading code output, second direct spreading means for directly spreading the input signal using the second spreading code output, 2 A combining means for adding and combining two input signals, a mixer for mixing two input signals, a first despreading means for despreading the input signals using the first spreading code output, and a first despreading means. Means for band limiting the output signal of the means A band-pass filter, a second de-spreading means for de-spreading the input signal using the second spreading code output, a second low-pass filter for band limiting the output signal of the second de-spreading means, FSK using the output signal of the first low pass filter and the output signal of the second low pass filter
And a quadrature demodulation means for demodulating a signal.
【０００７】本発明はまた、前記の第１、第２の直接拡
散手段と第１、第２の逆拡散手段と第１、第２の拡散符
号生成手段のうち、第１の直接拡散手段と第１の逆拡散
手段と第１の拡散符号生成手段のみによる構成であって
もよいし、第２の直接拡散手段と第２の逆拡散手段と第
２の拡散符号生成手段のみによる構成であってもよい。The present invention also relates to the first and second direct spreading means, the first and second despreading means, and the first direct spreading means of the first and second spreading code generating means. The configuration may include only the first despreading means and the first spreading code generating means, or the configuration including only the second direct spreading means, the second despreading means, and the second spreading code generating means. May be.
【０００８】[0008]
【作用】本発明は上記の構成により、受信したＦＳＫ信
号の搬送波信号とほぼ等しい周波数の局部発振器出力を
９０度移相分配器により移相し、互いに９０度位相の異
なる同相信号と直交信号に分配し、第１の直接拡散手段
により同相信号を直接拡散し、第２の直接拡散手段によ
り直交信号を直接拡散し、合成手段により両拡散出力を
加算合成し、混合器において受信したＦＳＫ信号と混合
する。得られた混合器出力を、一方では同相信号の直接
拡散に用いた拡散符号を用いて逆拡散することにより、
同相信号とＦＳＫ信号との混合結果が分離され、低域通
過フィルタで帯域制限することにより、同相ベースバン
ド信号（Ｉ信号）成分を得る。また、一方では直交信号
の直接拡散に用いた拡散符号を用いて逆拡散することに
より、直交信号とＦＳＫ信号との混合結果が分離され、
低域通過フィルタで帯域制限することにより、直交ベー
スバンド信号（Ｑ信号）成分を得る。このＩ信号、Ｑ信
号を用いて直交復調を行うことにより、受信したＦＳＫ
信号の復調を可能とする。According to the present invention, the local oscillator output having a frequency substantially equal to that of the carrier signal of the received FSK signal is phase-shifted by the 90-degree phase shift distributor, and the in-phase signal and the quadrature signal differing in phase by 90 degrees from each other. FSK received by the mixer by the first direct spreading means for directly spreading the in-phase signal, the second direct spreading means for directly spreading the quadrature signal, and the synthesizing means for adding and combining both spread outputs. Mix with the signal. By despreading the resulting mixer output, on the one hand, with the spreading code used for direct spreading of the in-phase signal,
The mixed result of the in-phase signal and the FSK signal is separated and band-limited by the low-pass filter to obtain the in-phase baseband signal (I signal) component. On the other hand, the result of mixing the orthogonal signal and the FSK signal is separated by despreading using the spreading code used for direct spreading of the orthogonal signal,
A quadrature baseband signal (Q signal) component is obtained by band limiting with a low pass filter. The received FSK is obtained by performing quadrature demodulation using these I and Q signals.
Enables signal demodulation.
【０００９】[0009]
（実施例１）以下、本発明の第１の実施例について、図
面を参照しながら説明する。図１は本発明の第１の実施
例における直接変換受信機のブロック結線図である。(First Embodiment) A first embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a block connection diagram of a direct conversion receiver according to the first embodiment of the present invention.
【００１０】図１において、１０１は周波数偏移変調さ
れたＦＳＫ信号、１０２は２つの入力信号を混合して出
力する混合器、１０３はＦＳＫ信号１０１の搬送波とほ
ぼ等しい周波数を生成する局部発振器、１０４は信号を
分配して互いに位相が９０度異なるように移相し、相対
的に位相の進んだ信号（同相信号とする）と、相対的に
移相の遅れた信号（直交信号とする）とを出力する９０
度移相分配器、１０５、１０６は直接スペクトル拡散を
するための、互いに相関が低く、かつＦＳＫ信号の周波
数偏移よりも周期の短い拡散符号を生成する拡散符号生
成手段、１０７、１０８は拡散符号を用いて入力信号の
直接拡散を行う直接拡散手段、１０９は２つの入力信号
を加算合成する合成手段、１１０、１１１は拡散符号を
用いて入力信号の逆拡散を行う逆拡散手段、１１２、１
１３はそれぞれＩ、Ｑベースバンド信号成分を通過させ
る低域通過フィルタ、１１４はＩ、Ｑ信号を用いて直交
復調を行う直交復調手段、１１５は直交復調手段１１４
で出力された復調結果出力、１１６は拡散符号生成手段
１０５の拡散符号出力、１１７は拡散符号生成手段１０
６の拡散符号出力、１１８は混合器１０２の出力、１１
９は混合器１０２の一方の入力端、１２０は９０度移相
分配器１０４の入力端である。In FIG. 1, 101 is a frequency shift keying modulated FSK signal, 102 is a mixer for mixing and outputting two input signals, 103 is a local oscillator for generating a frequency substantially equal to the carrier of the FSK signal 101, Reference numeral 104 distributes the signals and shifts the phases so that the phases are different from each other by 90 degrees. ) And 90
Degree phase shift distributors 105 and 106 for spreading the spectrum directly, spreading code generation means for generating spreading codes having a low correlation with each other and a cycle shorter than the frequency shift of the FSK signal, and 107 and 108 spreading Direct spreading means for directly spreading the input signal using a code, 109 is a combining means for adding and combining two input signals, 110 and 111 are despreading means for despreading the input signal using a spreading code, 112, 1
Reference numeral 13 is a low-pass filter that passes I and Q baseband signal components, 114 is a quadrature demodulation means that performs quadrature demodulation using the I and Q signals, and 115 is a quadrature demodulation means 114.
The output of the demodulation result, the reference numeral 116 is the spread code output of the spread code generation means 105, and the reference numeral 117 is the spread code generation means 10.
6 spreading code output, 118 is output of mixer 102, 11
Reference numeral 9 is one input end of the mixer 102, and 120 is an input end of the 90-degree phase shift distributor 104.
【００１１】拡散符号生成手段１０５、１０６は例えば
それぞれ図２(a)に示したシフトレジスタ２０１と排他
的論理和回路２０２、２０３と、否定論理和回路２０４
と、シフトレジスタのシフトタイミングを供給する発振
器２０５により構成される疑似ランダム符号生成器２１
０である。The spread code generating means 105 and 106 are, for example, the shift register 201, the exclusive OR circuits 202 and 203, and the NOR circuit 204 shown in FIG. 2A, respectively.
And a pseudo random code generator 21 configured by an oscillator 205 that supplies shift timing of the shift register.
It is 0.
【００１２】また、直接拡散手段１０７、１０８は例え
ばそれぞれ図２(b)に示した入力信号の符号を反転し、
利得が１である反転増幅器２０６と、拡散符号入力に応
じて出力を、前記入力信号と反転増幅器の出力信号との
間で切り換える高周波切り換え手段２０７により構成さ
れているとする。Further, the direct spreading means 107 and 108 respectively invert the sign of the input signal shown in FIG. 2B,
It is assumed that it is composed of an inverting amplifier 206 having a gain of 1, and a high-frequency switching means 207 for switching the output between the input signal and the output signal of the inverting amplifier according to the spread code input.
【００１３】また、逆拡散手段１１０、１１１は例えば
それぞれ図２(c)に示した入力信号の符号を反転し、利
得が１である反転増幅器２０８と、拡散符号入力に応じ
て出力を、前記入力信号と反転増幅器の出力信号との間
で切り換える低周波切り換え手段２０９により構成され
ているとする。The despreading means 110 and 111, for example, invert the sign of the input signal shown in FIG. 2C, respectively, and output the output in accordance with the inverting amplifier 208 having a gain of 1 and the spread code input. It is assumed that the low frequency switching means 209 switches between the input signal and the output signal of the inverting amplifier.
【００１４】また、直交復調手段１１４は、例えば図７
で示した、振幅制限増幅器７１０、７１１、およびＤフ
リップフロップ７１４により構成されているとする。The quadrature demodulation means 114 is, for example, as shown in FIG.
It is assumed that each of the amplitude limiting amplifiers 710 and 711 and the D flip-flop 714 shown in FIG.
【００１５】以上のように構成された直接変換受信機の
動作について以下で説明する。まず、受信されたＦＳＫ
信号１０１は、入力端１１９に入力され、混合器１０２
へ供給される。また、ＦＳＫ信号１０１の搬送波信号と
ほぼ等しい周波数を生成する局部発振器１０３の出力信
号は、入力端１２０に入力され、９０度移相分配器１０
４により分配され、互いに位相が９０度異なるように移
相し、相対的に位相の進んだ同相信号と遅れた直交信号
とを出力する。同相信号は、直接拡散手段１０７におい
て、拡散符号生成手段１０６で生成された拡散符号１１
７を用いて直接拡散され、合成手段１０９へ供給され
る。また直交信号は、直接拡散手段１０８において、拡
散符号生成手段１０５で生成された拡散符号１１６を用
いて直接拡散され、合成手段１０９へ供給される。合成
手段１０９は、前記直接拡散手段１０７と１０８の出力
信号を加算合成し、符号分割多重信号として、混合器１
０２へ供給する。混合器１０２は、前記符号分割多重信
号とＦＳＫ信号１０１との混合結果を出力し、一方は逆
拡散手段１１０へ供給され、また一方では逆拡散手段１
１１へ供給される。The operation of the direct conversion receiver configured as described above will be described below. First, the received FSK
The signal 101 is input to the input terminal 119 and is input to the mixer 102.
Is supplied to. Further, the output signal of the local oscillator 103 that generates a frequency substantially equal to the carrier signal of the FSK signal 101 is input to the input terminal 120, and the 90-degree phase shift distributor 10 is provided.
4 and shifts the phases so that they are different from each other by 90 degrees, and outputs an in-phase signal with a relatively advanced phase and a quadrature signal with a delayed phase. The in-phase signal has the spread code 11 generated by the spread code generation means 106 in the direct spread means 107.
7 is directly diffused and supplied to the synthesizing means 109. Further, the orthogonal signal is directly spread by the direct spreading means 108 using the spreading code 116 generated by the spreading code generating means 105, and is supplied to the synthesizing means 109. The synthesizing unit 109 adds and synthesizes the output signals of the direct spreading units 107 and 108 to generate a code division multiplexed signal, and the mixer 1
Supply to 02. The mixer 102 outputs the mixing result of the code division multiplex signal and the FSK signal 101, one of which is supplied to the despreading means 110, and the other of which is the despreading means 1.
11 is supplied.
【００１６】逆拡散手段１１０は、拡散符号１１７を用
いて混合器出力信号１１８を逆拡散することにより、同
相信号成分とＦＳＫ信号１０１との混合出力成分を得
る。この出力を低域通過フィルタ１１２において帯域制
限することにより、Ｉ信号成分のみが分離され、直交復
調手段１１４へ供給される。The despreading means 110 despreads the mixer output signal 118 using the spreading code 117 to obtain a mixed output component of the in-phase signal component and the FSK signal 101. By limiting the band of this output in the low-pass filter 112, only the I signal component is separated and supplied to the quadrature demodulation means 114.
【００１７】また、逆拡散手段１１１は、拡散符号１１
６を用いて混合器出力信号１１８を逆拡散することによ
り、直交信号成分とＦＳＫ信号１０１との混合出力成分
を得る。この出力を低域通過フィルタ１１３において帯
域制限することにより、Ｑ信号成分のみが分離され、直
交復調手段１１４へ供給される。Further, the despreading means 111 has a spreading code 11
6 is used to despread the mixer output signal 118 to obtain a mixed output component of the quadrature signal component and the FSK signal 101. By limiting the band of this output in the low-pass filter 113, only the Q signal component is separated and supplied to the quadrature demodulation means 114.
【００１８】直交復調手段１１４は、前記Ｉ信号とＱ信
号の間の位相遅延関係を利用して受信ＦＳＫ信号の復調
を行い、復調結果１１５を出力する。この直交復調手段
１１４が例えば図７のような振幅制限増幅器７１０、７
１１とＤフリップフロップ７１４で構成されている場合
の動作は、以下のようになる。The quadrature demodulation means 114 demodulates the received FSK signal by utilizing the phase delay relationship between the I signal and the Q signal, and outputs a demodulation result 115. This quadrature demodulation means 114 is used, for example, in amplitude limiting amplifiers 710 and 7 as shown in FIG.
11 and the D flip-flop 714, the operation is as follows.
【００１９】すなわち、前記Ｉ信号、Ｑ信号はそれぞれ
振幅制限増幅器７１０、７１１により振幅制限増幅さ
れ、Ｄフリップフロップ７１４のＤ入力、クロック入力
に供給される。Ｄフリップフロップ７１４は、クロック
入力であるＱ信号の立ち上がりを検出すると、Ｄ入力で
あるＩ信号の符号を取り込む。すなわち、前記Ｉ信号が
前記Ｑ信号よりも位相が９０°遅れている場合、前記Ｑ
信号の立ち上がりにおいて、前記Ｉ信号の位相は立ち上
がり点にまで達していないため、”Ｌ”の符号がＤ入力
に供給される。したがって、前記フリップフロップの出
力として”Ｌ”を得る。That is, the I signal and the Q signal are amplitude-limited and amplified by the amplitude limiting amplifiers 710 and 711, respectively, and are supplied to the D input and the clock input of the D flip-flop 714. When the D flip-flop 714 detects the rising edge of the Q signal that is the clock input, it takes in the sign of the I signal that is the D input. That is, when the I signal is delayed in phase by 90 ° from the Q signal, the Q
At the rising edge of the signal, since the phase of the I signal has not reached the rising point, the sign "L" is supplied to the D input. Therefore, "L" is obtained as the output of the flip-flop.
【００２０】逆に、Ｉ信号がＱ信号よりも位相が９０°
進んでいる場合には、前記ＤフリップフロップはＱ信号
の立ち上がりにおいて、すでにＩ信号の位相は立ち上が
り点よりも後にあるため、”Ｈ”がＤ入力に供給され
る。したがって、前記Ｄフリップフロップの出力とし
て”Ｈ”を得る。On the contrary, the I signal is 90 ° more in phase than the Q signal.
When it is in advance, the D flip-flop supplies "H" to the D input at the rising edge of the Q signal, because the phase of the I signal is already after the rising point. Therefore, "H" is obtained as the output of the D flip-flop.
【００２１】以上のように、本実施例によれば、局部発
振器１０３の出力を９０度移相分配器１０４により移相
して同相成分と直交成分に分配し、それぞれを互いに相
関の低い拡散符号を用いて直接拡散してから加算合成し
た信号で、受信ＦＳＫ信号をダウンコンバートし、ベー
スバンド帯において逆拡散を行い、同相ベースバンド成
分と直交ベースバンド成分とを分離することにより、高
周波帯で動作する混合器を一つとし、消費電流を低減す
ることが可能となる。As described above, according to this embodiment, the output of the local oscillator 103 is phase-shifted by the 90-degree phase shift distributor 104 to be divided into the in-phase component and the quadrature component, and the spread codes having low correlation with each other. , The received FSK signal is down-converted with a signal obtained by adding and synthesizing directly and then despreading is performed in the baseband to separate the in-phase baseband component and the quadrature baseband component. It is possible to reduce the current consumption by using only one mixer that operates.
【００２２】なお、本実施例において示した直接拡散手
段１０７と１０８、逆拡散手段１１０、１１１は、それ
ぞれ図２(b)、(c)の構成を用いたが、この限りではな
く、例えば直接拡散手段は、高周波の混合器であっても
よい。この場合でも、拡散符号の入力側は発振器出力信
号の入力側に比べて低周波であるため、２つの入力がと
もに高速に動作する混合器１０２とは異なり、混合器１
０２に比べて消費電流の少ない構成とすることが可能で
ある。The direct spreading means 107 and 108 and the despreading means 110 and 111 shown in this embodiment respectively have the constructions shown in FIGS. 2B and 2C, but the present invention is not limited to this. The diffusing means may be a high frequency mixer. Even in this case, since the input side of the spread code has a lower frequency than the input side of the oscillator output signal, unlike the mixer 102 in which both two inputs operate at high speed, the mixer 1
It is possible to adopt a configuration that consumes less current than the No. 02.
【００２３】また、本実施例では、直交復調手段１１４
として、振幅制限増幅器７１０、７１１とＤフリップフ
ロップ７１４からなる構成としたが、これに限るもので
はなく、他の構成であってもよい。Further, in this embodiment, the quadrature demodulating means 114 is used.
As the configuration, the configuration including the amplitude limiting amplifiers 710 and 711 and the D flip-flop 714 has been described, but the configuration is not limited to this, and another configuration may be used.
【００２４】また、本実施例において、拡散符号生成手
段１０５、１０６として用いた疑似ランダム符号の段数
を５段としているが、これに限るものではなく、符号分
割多重で所望の処理利得が得られるような段数に設定す
ればよい。Further, in the present embodiment, the number of stages of the pseudo-random code used as the spread code generating means 105 and 106 is 5, but the number is not limited to this, and a desired processing gain can be obtained by code division multiplexing. The number of steps may be set to such a value.
【００２５】（実施例２）以下、本発明の第２の実施例
について、図面を参照しながら説明する。図３(a)は本
発明の第２の実施例における直接変換受信機のブロック
結線図である。図３(a)において、図１の構成と異なる
点は、図１で２つ用いていた拡散符号生成手段１０５、
１０６の代わりに、１つの疑似ランダム符号生成器２１
０と、その出力を１シンボル分以上遅延させる遅延器３
０１を設けた点で、その他は図１の構成と同様のもので
ある。(Second Embodiment) A second embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 3A is a block connection diagram of a direct conversion receiver according to the second embodiment of the present invention. In FIG. 3A, the difference from the configuration of FIG. 1 is that the two spreading code generation means 105 used in FIG.
Instead of 106, one pseudo-random code generator 21
0 and a delay device 3 that delays its output by one symbol or more
Others are the same as the configuration of FIG. 1 in that 01 is provided.
【００２６】以上のように構成された直接変換受信機の
図１と異なる動作をする部分について以下に説明する。The part of the direct conversion receiver configured as described above that operates differently from FIG. 1 will be described below.
【００２７】一般に、疑似ランダム符号生成器２１０に
より生成される疑似ランダム符号の自己相関関数は、１
シンボル長以上（ただし、拡散符号の繰り返し周期以
内）の時間差があると、ほとんど相関がなくなることが
知られている。したがって、１シンボル分以上の時間差
で出力される信号３０２と３０３は、互いに相関の低い
拡散符号として用いることができ、信号３０２は直接拡
散手段１０８と逆拡散手段１１１に供給され、信号３０
３は直接拡散手段１０７と逆拡散手段１１０に供給され
る。Generally, the autocorrelation function of the pseudorandom code generated by the pseudorandom code generator 210 is 1
It is known that there is almost no correlation when there is a time difference equal to or longer than the symbol length (however, within the repetition period of the spreading code). Therefore, the signals 302 and 303 output with a time difference of one symbol or more can be used as spreading codes having low correlation, and the signal 302 is supplied to the direct spreading means 108 and the despreading means 111, and the signal 30
3 is supplied to the direct diffusion means 107 and the despreading means 110.
【００２８】以上のように、本実施例によれば、１つの
疑似ランダム符号生成器により、互いに相関の低い２つ
の拡散符号を得ることができ、拡散符号生成手段を２つ
必要とする実施例１の構成に比べて回路規模を低減する
ことが可能となる。As described above, according to this embodiment, one spread code having a low correlation can be obtained by one pseudo random code generator, and two spread code generating means are required. It is possible to reduce the circuit scale as compared with the configuration of 1.
【００２９】なお、本実施例において、一つの疑似ラン
ダム符号生成器から２つの相関の低い拡散符号を得る方
法として、図３(a)のような遅延器を用いる構成とした
が、この限りではなく、例えば、図３(b)のように、疑
似ランダム符号生成器３０４のシフトレジスタの各出力
のうち、いずれか２つの出力を拡散符号出力として出力
する構成としてもよい。In this embodiment, a delay device as shown in FIG. 3 (a) is used as a method for obtaining two spread codes having a low correlation from one pseudo random code generator, but it is not limited to this. Instead, for example, as shown in FIG. 3B, any two of the outputs of the shift register of the pseudo random code generator 304 may be output as the spread code output.
【００３０】（実施例３）以下、本発明の第３の実施例
について、図面を参照しながら説明する。図４は本発明
の第３の実施例における直接変換受信機のブロック結線
図である。(Embodiment 3) A third embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 4 is a block connection diagram of a direct conversion receiver according to the third embodiment of the present invention.
【００３１】図４において、図１の構成と異なる点は、
図１の構成における拡散符号生成手段１０５と直接拡散
手段１０８と逆拡散手段１１１を取り除いた点であり、
他の構成については図１と同様である。4 is different from the configuration of FIG. 1 in that
This is a point in which the spreading code generating means 105, the direct spreading means 108, and the despreading means 111 in the configuration of FIG.
Other configurations are similar to those in FIG.
【００３２】以上のように構成された直接変換受信機の
図１と異なる動作をする部分について、以下に説明す
る。The portion of the direct conversion receiver configured as described above which operates differently from that of FIG. 1 will be described below.
【００３３】まず、局部発振器１０３の出力信号は、９
０度移相分配器１０４において分配され、互いに位相が
９０度異なるように移相され、同相信号と、直交信号と
を出力する。同相信号は、直接拡散手段１０７において
拡散符号出力１１７を用いて直接拡散され、合成手段１
０９に供給される。また、直交信号は、そのまま合成手
段１０９へ供給される。したがって、合成手段１０９で
は、直接拡散された同相信号成分と、直接拡散されない
直交信号成分との加算合成が行われ、混合器１０２へ供
給される。混合器１０２の出力信号は、一方では逆拡散
手段１１０に供給され、拡散符号出力１１７を用いて逆
拡散が行われる。これにより、直接拡散手段１０７にお
いて直接拡散された同相信号成分とＦＳＫ信号１０１と
の混合結果が逆拡散により出力される。First, the output signal of the local oscillator 103 is 9
The signals are distributed in the 0-degree phase shift distributor 104, are phase-shifted so that their phases are different from each other by 90 degrees, and output an in-phase signal and a quadrature signal. The in-phase signal is directly spread in the direct spreading means 107 using the spreading code output 117, and the combining means 1
09 is supplied. Further, the orthogonal signal is supplied to the synthesizing means 109 as it is. Therefore, in the synthesizing means 109, the directly spread in-phase signal component and the quadrature signal component that is not directly spread are added and synthesized and supplied to the mixer 102. The output signal of the mixer 102 is supplied to the despreading means 110 on the one hand and is despread using the spreading code output 117. As a result, the result of mixing the in-phase signal component directly spread by the direct spreading means 107 and the FSK signal 101 is output by despreading.
【００３４】これに対し、直接拡散されていない直交信
号とＦＳＫ信号１０１との混合結果は、拡散符号１１７
により直接拡散されたことになり、低域通過フィルタ１
１２の通過帯域外へ拡散された成分は除去される。した
がって、低域通過フィルタ１１２の出力には、同相信号
成分とＦＳＫ信号１０１との混合結果の低周波成分、す
なわちＩ信号成分が得られる。On the other hand, the mixing result of the FSK signal 101 and the orthogonal signal which is not directly spread is the spreading code 117.
Is directly diffused by the low pass filter 1
The components diffused out of the 12 pass bands are removed. Therefore, at the output of the low-pass filter 112, a low frequency component as a result of mixing the in-phase signal component and the FSK signal 101, that is, an I signal component is obtained.
【００３５】また、混合器１０２の出力信号のもう一方
は、そのまま低域通過フィルタ１１３へ供給される。こ
れにより、低域通過フィルタ１１３では、直接拡散され
た同相信号成分とＦＳＫ信号１０１との混合結果はほと
んど通過帯域外へ拡散されているため、除去され、直交
信号とＦＳＫ信号１０１との混合結果のうちの低周波成
分、すなわちＱ信号成分が得られる。The other output signal of the mixer 102 is directly supplied to the low pass filter 113. As a result, in the low-pass filter 113, the mixing result of the directly spread in-phase signal component and the FSK signal 101 is almost spread out of the pass band, and thus is removed, and the quadrature signal and the FSK signal 101 are mixed. The low frequency component of the result, that is, the Q signal component is obtained.
【００３６】以上のように、本実施例によれば、局部発
振器１０３の出力の同相成分と直交成分のうち、同相成
分のみを直接拡散して両成分を加算合成し、混合器１０
２によるダウンコンバート後のＩ、Ｑ信号生成におい
て、Ｉ信号の生成の側でのみ逆拡散を行うことにより、
高周波帯で動作する混合器を一つとし、消費電流を低減
することが可能となる。さらに、第１の実施例の構成に
比べて、拡散符号生成手段１０５と直接拡散手段１０８
と逆拡散手段１１１をそれぞれ少なくすることができ、
さらなる低消費電力化が期待できる。As described above, according to the present embodiment, of the in-phase component and the quadrature component of the output of the local oscillator 103, only the in-phase component is directly diffused to add and combine both components, and the mixer 10
In I and Q signal generation after down conversion by 2, by performing despreading only on the I signal generation side,
It is possible to reduce the current consumption by using only one mixer that operates in the high frequency band. Further, compared to the configuration of the first embodiment, the spread code generating means 105 and the direct spreading means 108.
And the despreading means 111 can be reduced respectively,
Further reduction in power consumption can be expected.
【００３７】なお、本実施例では、図１の拡散符号生成
手段１０５と、直接拡散手段１０８と、逆拡散手段１１
１を取り除いた構成としたが、これに限るものではな
く、例えば、図５のように、図１の構成から拡散符号生
成手段１０６と、直接拡散手段１０７と、逆拡散手段１
１０を取り除いた構成とし、局部発振器出力の同相成分
と直交成分のうち、直交成分のみを直接拡散して両成分
を加算合成し、混合器によるダウンコンバート後のＩ、
Ｑ信号生成において、Ｑ信号の生成の側でのみ逆拡散を
行う構成としてもよい。In this embodiment, the spreading code generating means 105, the direct spreading means 108 and the despreading means 11 shown in FIG.
However, the present invention is not limited to this. For example, as shown in FIG. 5, the spread code generating means 106, the direct spreading means 107, and the despreading means 1 are added to the configuration of FIG.
With the configuration in which 10 is removed, of the in-phase component and the quadrature component of the local oscillator output, only the quadrature component is directly diffused to add and combine both components, and I after down conversion by the mixer,
In the Q signal generation, despreading may be performed only on the Q signal generation side.
【００３８】（実施例４）以下、本発明の第４の実施例
について、図面を参照しながら説明する。図６は本発明
の第４の実施例における直接変換受信機のブロック結線
図である。(Embodiment 4) A fourth embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 6 is a block connection diagram of a direct conversion receiver according to the fourth embodiment of the present invention.
【００３９】図６において、図１の構成と異なる点は、
入力端１１９に局部発振器１０３の出力を入力し、入力
端１２０にはＦＳＫ信号１０１を入力する構成とした点
であり、他の構成については図１と同様である。6 is different from that of FIG. 1 in that
The configuration is such that the output of the local oscillator 103 is input to the input end 119 and the FSK signal 101 is input to the input end 120, and other configurations are the same as in FIG.
【００４０】以上のように構成された直接変換受信機の
動作について以下に説明する。まず、受信されたＦＳＫ
信号１０１は、入力端子１２０に入力され、９０度移相
分配器１０４により分配されて互いに位相が９０度異な
るように移相され、相対的に位相の進んだ信号（同相Ｆ
ＳＫ信号とする）と遅れた信号（直交ＦＳＫ信号とす
る）が出力される。同相ＦＳＫ信号は、直接拡散手段１
０７において拡散符号１１７を用いて直接拡散され、合
成手段１０９へ供給される。直交ＦＳＫ信号は、直接拡
散手段１０８において拡散符号１１６を用いて直接拡散
され、合成手段１０９へ供給される。合成手段１０９で
は、前記直接拡散手段１０７と１０８の出力信号が加算
合成され、ＦＳＫ信号１０１の同相成分と直交成分との
符号分割多重信号として混合器１０２へ供給される。混
合器１０２では、入力端子１１９に入力された局部発振
器１０３の出力信号と前記符号分割多重信号との混合が
行われ、逆拡散手段１１０と１１１に供給される。逆拡
散手段１１０では、拡散符号１１７を用いて混合器１０
２の出力信号１１８の逆拡散が行われる。これにより、
直接拡散手段１０７において直接拡散された同相ＦＳＫ
信号成分と局部発振器１０３の出力信号との混合結果が
逆拡散により出力され、低域通過フィルタ１１２により
帯域制限することにより、Ｉ信号が得られる。The operation of the direct conversion receiver configured as above will be described below. First, the received FSK
The signal 101 is input to the input terminal 120, is distributed by the 90-degree phase shift distributor 104, is phase-shifted so that the phases are different from each other by 90 degrees, and has a relatively advanced phase (in-phase F
SK signal) and a delayed signal (quadrature FSK signal) are output. The in-phase FSK signal is directly spread by means 1
In 07, it is directly spread using the spreading code 117 and is supplied to the synthesizing means 109. The orthogonal FSK signal is directly spread by the direct spreading means 108 using the spreading code 116 and supplied to the combining means 109. In the synthesizing means 109, the output signals of the direct spreading means 107 and 108 are added and synthesized and supplied to the mixer 102 as a code division multiplexed signal of the in-phase component and the quadrature component of the FSK signal 101. The mixer 102 mixes the output signal of the local oscillator 103 input to the input terminal 119 and the code division multiplex signal, and supplies the mixed signal to the despreading means 110 and 111. In the despreading means 110, the mixer 10 using the spreading code 117 is used.
The two output signals 118 are despread. This allows
In-phase FSK directly diffused by the direct diffusion means 107
The result of mixing the signal component and the output signal of the local oscillator 103 is output by despreading, and the low-pass filter 112 limits the band to obtain the I signal.
【００４１】また、逆拡散手段１１１では、拡散符号１
１６を用いて混合器１０２の出力信号１１８の逆拡散が
行われる。これにより、直接拡散手段１０８において直
接拡散された直交ＦＳＫ信号成分と局部発振器１０３の
出力信号との混合結果が逆拡散により出力され、低域通
過フィルタ１１３により帯域制限することにより、Ｑ信
号が得られる。前記Ｉ信号およびＱ信号を用いて直交復
調手段１１４で復調する動作については第１の実施例と
同様である。In the despreading means 111, the spreading code 1
16 is used to despread the output signal 118 of the mixer 102. As a result, the mixing result of the quadrature FSK signal component directly spread in the direct spreading unit 108 and the output signal of the local oscillator 103 is output by despreading, and the low pass filter 113 band-limits the signal to obtain a Q signal. To be The operation of demodulating by the quadrature demodulating means 114 using the I signal and the Q signal is the same as in the first embodiment.
【００４２】以上のように、本実施例によれば、受信し
たＦＳＫ信号を９０度移相分配器１０４により移相して
同相成分と直交成分に分配し、それぞれを互いに相関の
低い拡散符号を用いて直接拡散してから加算合成した信
号を局部発振器の出力信号によりダウンコンバートし、
ベースバンド帯において逆拡散を行い、同相ベースバン
ド成分と直交ベースバンド信号成分とを分離することに
より、高周波帯で動作する混合器を一つとし、消費電流
を低減することが可能となる。As described above, according to this embodiment, the received FSK signal is phase-shifted by the 90-degree phase shift distributor 104 to be distributed to the in-phase component and the quadrature component, and the spread codes having low correlation with each other are distributed. Directly spread using and then down-convert the added and synthesized signal by the output signal of the local oscillator,
By performing despreading in the base band and separating the in-phase base band component and the quadrature base band signal component, it is possible to reduce the current consumption by using one mixer that operates in the high frequency band.
【００４３】なお、本実施例では、受信ＦＳＫ信号の同
相成分と直交成分を共に直接拡散し、ベースバンド部に
おいても、同相成分、直交成分の分離のために、共に逆
拡散を行う構成としたが、この限りではなく、例えば、
同相成分あるいは直交成分のどちらか一方のみを直接拡
散および逆拡散する構成としてもよい。In this embodiment, both the in-phase component and the quadrature component of the received FSK signal are directly spread, and the base band section is also subjected to despreading in order to separate the in-phase component and the quadrature component. But not limited to this, for example,
A configuration may be adopted in which only either the in-phase component or the quadrature component is directly diffused and despread.
【００４４】[0044]
【発明の効果】以上のように本発明によれば、直接変換
受信機において従来２つ必要であった高周波帯の混合器
を１つにすることにより、消費電力を低減することが可
能となる。また、従来は受信ＦＳＫ信号と局部発振器出
力を２つの混合器に分配して供給していたが、１つの混
合器に供給すればよいので、それぞれの電力を低く抑え
ることも可能となる。As described above, according to the present invention, it is possible to reduce the power consumption by using only one mixer in the high frequency band, which has been required in the conventional two direct conversion receivers. . Further, in the past, the received FSK signal and the local oscillator output were distributed and supplied to two mixers, but since they may be supplied to one mixer, it is possible to suppress the respective powers to low levels.
【図１】本発明の第１の実施例における直接変換受信機
のブロック結線図FIG. 1 is a block connection diagram of a direct conversion receiver according to a first embodiment of the present invention.
【図２】同実施例における直接変換受信機の要部回路図FIG. 2 is a circuit diagram of a main part of a direct conversion receiver in the embodiment.
【図３】本発明の第２の実施例における直接変換受信機
のブロック結線図FIG. 3 is a block connection diagram of a direct conversion receiver according to a second embodiment of the present invention.
【図４】本発明の第３の実施例における直接変換受信機
のブロック結線図FIG. 4 is a block diagram of a direct conversion receiver according to a third embodiment of the present invention.
【図５】同実施例における直接変換受信機の応用例のブ
ロック結線図FIG. 5 is a block connection diagram of an application example of the direct conversion receiver in the embodiment.
【図６】本発明の第４の実施例における直接変換受信機
のブロック結線図FIG. 6 is a block connection diagram of a direct conversion receiver according to a fourth embodiment of the present invention.
【図７】従来の直接変換受信機のブロック結線図FIG. 7 is a block connection diagram of a conventional direct conversion receiver.
１０２、７０２、７０３ 混合器 １０３、７０４ 局部発振器 １０４、７０５ ９０度移相分配器 １０５、１０６ 拡散符号生成手段 １０７、１０８ 直接拡散手段 １０９ 合成手段 １１０、１１１ 逆拡散手段 １１２、１１３、７０６、７０７ 低域通過フィルタ １１４ 直交復調手段 ２１０、３０４ 疑似ランダム符号生成手段 ３０１ 遅延回路 102, 702, 703 mixer 103,704 Local oscillator 104, 705 90 degree phase shift distributor 105 and 106 spreading code generation means 107, 108 direct diffusion means 109 Synthetic means 110,111 despreading means 112, 113, 706, 707 Low pass filter 114 Quadrature demodulation means 210, 304 Pseudo-random code generation means 301 delay circuit
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 横崎 克司 神奈川県横浜市港北区綱島四丁目３番１ 号 松下通信工業株式会社内 (56)参考文献 特開 平５−110608（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−191463（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−19038（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38 H04B 1/69 - 1/713 H04J 13/00 - 13/06 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Inventor Katsushi Yokozaki 4-3-1, Tsunashima, Kohoku-ku, Yokohama-shi, Kanagawa Matsushita Communication Industrial Co., Ltd. (56) Reference JP-A-5-110608 (JP, A) JP-A-5-191463 (JP, A) JP-A-58-19038 (JP, A) (58) Fields investigated (Int.Cl. 7 , DB name) H04L 27/00-27/38 H04B 1/69 -1/713 H04J 13/00-13/06
Claims (7)
と、前記第１のＦＳＫ信号を入力する第１の入力端子
と、前記第１のＦＳＫ信号の搬送波とほぼ等しい周波数
を生成する第１の局部発振器と、前記第１の局部発振器
の出力を入力する第２の入力端子と、前記第２の入力端
に入力された信号を分配して互いに位相が９０度異なる
ように移相し、相対的に位相の進んだ同相信号と遅れた
直交信号とを出力する９０度移相分配器と、直接スペク
トル拡散を行うための互いに相関の低い拡散符号を生成
する第１、第２の拡散符号生成手段と、前記第１の拡散
符号生成手段による第１の拡散符号出力を用いて前記同
相信号を直接拡散する第１の直接拡散手段と、前記第２
の拡散符号生成手段による第２の拡散符号出力を用いて
前記直交信号を直接拡散する第２の直接拡散手段と、前
記第１の直接拡散手段の出力信号と前記第２の直接拡散
手段の出力信号とを加算合成する合成手段と、前記第１
の入力端子に入力された信号と前記合成手段の出力信号
とを混合する混合器と、前記混合器の出力信号を前記第
１の拡散符号出力を用いて逆拡散し、前記同相信号の成
分と前記第１の入力端子に入力された信号との混合出力
成分を出力する第１の逆拡散手段と、前記第１の逆拡散
手段の出力信号を帯域制限し、同相ベースバンド信号成
分を通過させる第１の低域通過フィルタと、前記混合器
の出力信号を前記第２の拡散符号出力を用いて逆拡散
し、前記直交信号の成分と前記第１の入力端に入力され
た信号との混合出力成分を出力する第２の逆拡散手段
と、前記第２の逆拡散手段の出力信号を帯域制限し、直
交ベースバンド信号成分を通過させる第２の低域通過フ
ィルタと、前記第１の低域通過フィルタの出力信号と前
記第２の低域通過フィルタの出力信号を用いて前記第１
のＦＳＫ信号の復調を行う直交復調手段とを有すること
を特徴とする直接変換受信機。1. A frequency shift keyed first FSK signal, a first input terminal for inputting the first FSK signal, and a first frequency generating unit for generating a frequency substantially equal to a carrier of the first FSK signal. No. 1 local oscillator, a second input terminal for inputting the output of the first local oscillator, and a signal input to the second input terminal are distributed and phase-shifted so that their phases differ from each other by 90 degrees. , A 90-degree phase shift distributor that outputs an in-phase signal with a relatively advanced phase and a quadrature signal with a delayed phase, and first and second generators that generate low-correlation spreading codes for direct spectrum spreading. Spreading code generating means, first direct spreading means for directly spreading the in-phase signal using the first spreading code output from the first spreading code generating means, and the second
Second direct spreading means for directly spreading the orthogonal signal by using the second spreading code output by the spreading code generating means, the output signal of the first direct spreading means and the output of the second direct spreading means. Combining means for adding and combining signals, and the first
A mixer for mixing the signal input to the input terminal of the mixer and the output signal of the synthesizing means, and the output signal of the mixer for despreading using the first spreading code output to obtain a component of the in-phase signal And a first despreading means for outputting a mixed output component of the signal input to the first input terminal, and an output signal of the first despreading means for band limiting and passing an in-phase baseband signal component. A first low-pass filter for despreading the output signal of the mixer using the second spreading code output, and a component of the orthogonal signal and a signal input to the first input terminal. A second despreading means for outputting a mixed output component; a second low-pass filter for band-limiting the output signal of the second despreading means to pass an orthogonal baseband signal component; The output signal of the low pass filter and the second low pass filter Using said output signal of the data first
And a quadrature demodulation means for demodulating the FSK signal.
散手段と第２の逆拡散手段とを省き、合成手段は第１の
直接拡散手段の出力信号と直交信号との加算合成を行
い、第２の低域通過フィルタには、混合器の出力信号を
そのまま供給することを特徴とする請求項１記載の直接
変換受信機。2. The second spreading code generating means, the second direct spreading means and the second despreading means are omitted, and the synthesizing means performs addition synthesis of the output signal of the first direct spreading means and the orthogonal signal. The direct conversion receiver according to claim 1, wherein the output signal of the mixer is supplied to the second low-pass filter as it is.
散手段と第１の逆拡散手段とを省き、合成手段は第２の
直接拡散手段の出力信号と同相信号との加算合成を行
い、第１の低域通過フィルタには、混合器の出力信号を
そのまま供給することを特徴とする請求項１記載の直接
変換受信機。3. The first spreading code generating means, the first direct spreading means and the first despreading means are omitted, and the combining means adds and combines the output signal of the second direct spreading means and the in-phase signal. The direct conversion receiver according to claim 1 , wherein the output signal of the mixer is directly supplied to the first low-pass filter.
号生成手段の代わりに、互いに同系列であるが、１符号
長以上の時間差をもった疑似ランダム符号を第１の拡散
符号出力と第２の拡散符号出力として生成する第３の拡
散符号生成手段を設けたことを特徴とする請求項１記載
の直接変換受信機。4. Instead of the first spreading code generating means and the second spreading code generating means, a pseudo-random code which is in the same series but has a time difference of one code length or more is output as the first spreading code. 2. The direct conversion receiver according to claim 1, further comprising: a third spreading code generating means for generating a second spreading code output.
号を入力し、第２の入力端子には第１のＦＳＫ信号を入
力することを特徴とする請求項１記載の直接変換受信
機。5. The direct conversion receiver according to claim 1, wherein the output signal of the local oscillator is input to the first input terminal, and the first FSK signal is input to the second input terminal. .
反転し、利得が１である高周波反転増幅器と、入力され
た拡散符号に応じて前記反転増幅器の出力と前記入力信
号との間で出力を切り換える高周波切り換え手段とを設
けたことを特徴とする請求項１記載の直接変換受信機。6. A direct spreading means for inverting the sign of an input signal and outputting a high-frequency inverting amplifier having a gain of 1 and an output between the output of the inverting amplifier and the input signal according to the input spreading code. 2. The direct conversion receiver according to claim 1, further comprising high-frequency switching means for switching between.
転し、利得が１である低周波反転増幅器と、入力された
拡散符号に応じて前記反転増幅器の出力と前記入力信号
との間で出力を切り換える低周波切り換え手段とを設け
たことを特徴とする請求項１記載の直接変換受信機。7. As a despreading means, a low frequency inverting amplifier which inverts the sign of an input signal and has a gain of 1, and between the output of the inverting amplifier and the input signal in accordance with the input spreading code. 3. The direct conversion receiver according to claim 1, further comprising low frequency switching means for switching the output.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18948394A JP3409451B2 (en) | 1994-08-11 | 1994-08-11 | Direct conversion receiver |
Applications Claiming Priority (1)
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