JP3597591B2

JP3597591B2 - Motor drive

Info

Publication number: JP3597591B2
Application number: JP7641895A
Authority: JP
Inventors: 秀樹城ノ口; 雅己平田; 治彦石原; 征二加藤
Original assignee: Toshiba Corp; Kansai Electric Power Co Inc
Current assignee: Toshiba Corp; Kansai Electric Power Co Inc
Priority date: 1994-12-05
Filing date: 1995-03-31
Publication date: 2004-12-08
Anticipated expiration: 2019-12-08
Also published as: JPH08214592A

Description

【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、バッテリの直流電力を駆動回路により交流電力に変換してモータに供給するようにしたモータの駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、電気自動車のモータを駆動する駆動装置の従来例を図１０に示す。即ち、ニッケル系電池（ニッケル水素電池，ニッケルカドミ電池）からなるバッテリ１の正及び負端子には、直流母線２及び３が接続されているとともに、この直流母線２及び３間には、６個のトランジスタ４Ｕ乃至４Ｗ及び５Ｕ乃至５Ｗをブリッジ接続してなるインバータ回路６が接続され、そのインバータ回路６の出力端子はモータ７の入力端子に接続されている。この場合、バッテリ１の直流電圧は、直接、インバータ回路６に印加されるので、モータ７の出力（回転数）制御は、インバータ回路６をＰＷＭ制御することにより実行される。
【０００３】
又、バッテリ１が放電して電圧が降下すると、モータ７を駆動するのに必要な電力が得られなくなるので、従来より、電気自動車には、バッテリを充電するために、外部の交流電源の交流電源電圧を変圧するトランス及びこのトランスからの交流電圧を整流して平滑して直流電圧とする整流平滑回路等から構成された充電器が搭載されている。
【０００４】
更に、ニッケル系電池からなるバッテリ１は、メモリ効果によりバッテリ１内部の充電電力を１００％放出できなくなるので、従来より、バッテリ１の残存電力をその電圧が下限電圧になるまで放電用抵抗器に放電させるリフレッシュ動作を行なわせるようになっている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来の構成では、次のような解決すべき課題があった。
（ａ）電気自動車においては、走行上、モータ７に必要とされる最大出力が大きいのであるが、定常出力は小さく、当然のことながら、最大出力に応じてモータ７及びインバータ回路６の容量が設定される。この場合、モータ７の低出力時にインバータ回路６のＰＷＭ制御により回転数を低くするためには、モータ７に対する印加電圧を低くすべくＰＷＭのパルス幅を非常に小にする必要があり、従って、モータ７の印加電圧には高調波成分が多く含まれることになり、この高調波成分によりモータ７に主として鉄損からなるモータ損失が発生して、定常運転時の効率が悪くなる。
【０００６】
（ｂ）モータ７が高出力から低出力に変化するときには、モータ７からバッテリ１に対して回生電力が供給されるが、このときのモータ７の回転数によりモータ発電電圧がバッテリ電圧に対して大小異なるので、適正な回生制動が行なわれない。
【０００７】
（ｃ）バッテリ１の充電のためにトランス等を有する充電器が必要であるので、製造コストが増加し、特に、トランスを含む充電器は広い設置スペースを必要とするので、電気自動車にとっては不利である。
【０００８】
（ｄ）バッテリ１をリフレッシュするために残存電力を放電用抵抗器でジュール熱として放散させるので、エネルギー効率が悪く、又、大形の放電用抵抗器を設ける必要があり、特に、大形の放電用抵抗器は広い設置スペースを必要とするので、電気自動車にとっては不利である。
【０００９】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その第１の目的は、モータの定常運転時の効率をよくすることができるモータの駆動装置を提供するにある。
【００１０】
本発明の第２の目的は、モータの回生制動時において、モータ発電電圧の大小にかかわらず円滑な回生制動を行なうことができるモータの駆動装置を提供するにある。
【００１１】
本発明の第３の目的は、バッテリの充電のために専用の充電器を必要としないモータの駆動装置を提供するにある。
【００１２】
本発明の第４の目的は、バッテリのリフレッシュ時に放電用抵抗器を必要としないモータの駆動装置を提供するにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載のモータの駆動装置は、フライホイールダイオードを有する２個のスイッチング素子を直列に接続してなるアームを１つ以上有し、入力端子がバッテリに接続され、出力端子がモータに接続されて、前記スイッチング素子のオンオフにより前記モータを通電制御する駆動回路と、この駆動回路に並列に接続されフライホイールダイオードを有する２個のスイッチング素子を直列に接続してなるチョッパ回路と、このチョッパ回路の中性点とバッテリとの間に接続された直流側リアクトルと、前記駆動回路及びチョッパ回路のスイッチング素子をオンオフ制御するように設けられ、前記チョッパ回路を、前記バッテリから駆動回路に電力を供給するときには昇圧用チョッパとして作用可能とし、前記駆動回路からバッテリへの電力を供給するときには降圧用チョッパとして作用可能とする制御手段と、外部の交流電源を全波整流するための全波整流回路とを備えて、その交流入力端子側に交流側リアクトルを接続するとともに、正側直流出力端子を駆動回路の１つのアームの中性点に接続し、及び負側直流出力端子をバッテリの負端子に接続し、制御手段を、外部の交流電源によるバッテリの充電時には、前記１つのアームの負側スイッチング素子をオンオフ制御することにより昇圧用チョッパとして作用させるように構成するところに特徴を有する。
【００１７】
請求項２記載のモータの駆動装置は、交流電源から全波整流回路を介して駆動回路に流れる充電電流を検出する交流側電流検出手段を備え、その全波整流回路を２個以上のサイリスタを含んで構成し、制御手段を、前記交流側電流検出手段の検出電流に基づいて前記サイリスタの通電位相を略零から徐々に大となるように制御するように構成するところに特徴を有する。
【００１８】
請求項３記載のモータの駆動装置は、バッテリに流れる充電電流を検出する直流側電流検出手段を備え、制御手段を、その直流側電流検出手段の検出電流に基づいて降圧用チョッパとして作用するチョッパ回路のオンデューティを徐々に上昇させることによってその充電電流を所定値に制御するように構成するところに特徴を有する。
【００１９】
請求項４記載のモータの駆動装置は、制御手段を、直流側電流検出手段の検出電流が所定値に達しない場合には、昇圧チョッパのオンオフデューティを調整して充電電流を制御する構成とするところに特徴を有する。
【００２０】
請求項５記載のモータの駆動装置は、駆動回路に並列にフライホイールダイオードを有する２個のスイッチング素子を直列に接続してなるスイッチング回路を接続し、全波整流回路の代わりに双方向性三端子サイリスタが用いる構成に特徴を有する。
【００２１】
請求項６及び７記載のモータの駆動装置は、駆動回路に並列にコンデンサを接続し、制御手段を、外部の交流電源から流れる交流電流を交流電源電圧に同期した正弦波の基準信号に追従させるように制御することにより、前記コンデンサの端子間電圧が交流電源電圧のピーク値以上となるようにして力率制御を行なうように構成するところに特徴を有する。
【００２２】
請求項８記載のモータの駆動装置は、制御手段を、コンデンサの端子間電圧がバッテリの充電電圧よりも高い場合には、チョッパ回路を降圧用チョッパとして作用させて電流制限を行なうように構成するところに特徴を有する。
【００２４】
請求項９記載のモータの駆動装置は、制御手段を、駆動回路の１つのアーム及びスイッチング回路のスイッチング素子をオンオフ制御することによって、バッテリのリフレッシュ動作時にそのバッテリの残存エネルギーを外部の交流電源に回生させるように構成するところに特徴を有する。
【００２５】
請求項１０記載のモータの駆動装置は、チョッパ回路を、フライホイールダイオードを並列に有する２個のトランジスタからなるトランジスタモジュールにて構成するところに特徴を有する。
【００２６】
請求項１１記載のモータの駆動装置は、モータに、鉄を含んでなる永久磁石によって構成されたロータを用いることに特徴を有する。
【００２７】
【作用】
請求項１記載のモータの駆動装置によれば、バッテリから駆動回路を介してモータに電力を供給するときには、チョッパ回路を昇圧用チョッパとして作用可能であるので、バッテリ電圧よりも高い電圧をモータに印加することが可能になって、モータを定常時よりも高い回転数で駆動させることができる。又、駆動回路からバッテリに電力を供給するときには、チョッパ回路を降圧用チョッパとして作用可能であるので、モータを回生制動する場合若しくはバッテリを外部電源より充電する場合にモータ発電電圧若しくは外部電源電圧がバッテリ電圧よりも高かったとしても、回路素子を破損することなくバッテリに充電することができる。
【００２９】
そして、バッテリの充電時に、外部の交流電源は全波整流回路により全波整流されるとともに、その全波整流電圧は１つのアームが昇圧用チョッパとして作用して昇圧されるようになり、従って、交流電源電圧がバッテリ電圧より低い場合でもバッテリの充電が可能になる。
【００３０】
請求項２記載のモータの駆動装置によれば、制御手段は、交流側電流検出手段の検出電流に基づいて全波整流回路のサイリスタの通電位相を略零から徐々に大となるように制御するので、充電開始時の突入電流を抑制することができる。
【００３１】
請求項３記載のモータの駆動装置によれば、バッテリの充電時に、制御手段は、直流側電流検出手段の検出電流に基づいて降圧用チョッパとして作用するチョッパ回路のオンデューティを徐々に上昇させるので、充電電流を所定値に制御することができ、安定した充電を行なわせることができる。
【００３２】
請求項４記載のモータの駆動装置によれば、バッテリの充電時に、制御手段は、直流側電流検出手段の検出電流が所定値に達しない場合には、昇圧用チョッパのオンオフデューティを調整して充電電流を制御するので、請求項３と同様の効果を奏する。
【００３３】
請求項５記載のモータの駆動装置によれば、スイッチング回路と双方向三端子サイリスタを設けるようにしても、請求項２と同様の作用効果が得られる。
請求項６及び７に記載のモータの駆動装置によれば、基準信号に外部交流電源から流れる電流を追従させるので、力率改善を図ることができ、又、コンデンサに交流電源電圧のピーク値以上の電圧に充電するので、降圧用チョッパとの作用によりバッテリの充電電流が一定となるように制御することができる。
【００３４】
請求項８記載のモータの駆動装置によれば、コンデンサの端子間電圧がバッテリの充電電圧よりも高い場合にもチョッパ回路を降圧用チョッパとして作用させるので、請求項７と同様の効果が得られる。
【００３６】
請求項９記載のモータの駆動装置によれば、バッテリのリフレッシュ動作時にその残存エネルギーを交流電源に回生させるので、エネルギー効率がよくなり、放電用抵抗器は不要となる。
請求項１０に記載のモータの駆動装置によれば、チョッパ回路をトランジスタモジュールにて構成したので、構成が簡単になる。
【００３７】
請求項１１記載のモータの駆動装置によれば、モータに、鉄を含んでなる永久磁石によって構成されたロータを用いても、ロータの鉄損による温度上昇を抑制することができる。
【００３８】
【実施例】
以下、本発明を電気自動車に適用した第１の実施例につき、図１乃至図５を参照しながら説明する。
全体構成を示す図１において、電気自動車には、走行用のモータとしてインダクションモータ１１が搭載されており、これは、複数相例えば３相のステータコイル１２Ｕ，１２Ｖ及び１２Ｗを有するステータ１２と、図示しないロータとを備えている。又、電気自動車には、ニッケル系電池からなる充電可能なバッテリ１３が搭載されており、このバッテリ１３からの直流電源がバッテリ充電装置及びバッテリリフレッシュ装置兼用モータ駆動装置１４によって交流電源に変換されて前記インダクションモータ１１に供給されるようになっている。
【００３９】
さて、バッテリ充電装置及びバッテリリフレッシュ装置兼用モータ駆動装置１４の具体的構成につき、述べる。駆動回路としてのインバータ回路１５は、６個のスイッチング素子たるＮＰＮ形のトランジスタ１６Ｕ，１６Ｖ，１６Ｗ及び１７Ｕ，１７Ｖ，１７Ｗを３相ブリッジ接続して構成されたもので、夫々のコレクタ，エミッタ間には、フライホイールダイオード１８Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗ及び１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗが接続され、以て、３つのアーム２０Ｕ，２０Ｖ及び２０Ｗを有する。そして、このインバータ回路１５の入力端子２１ａ，２１ｂは、線間にコンデンサ２２が接続された直流母線２３，２４に接続され、出力端子２５Ｕ，２５Ｖ及び２５Ｗは、インダクションモータ１１のステータコイル１２Ｕ，１２Ｖ及び１２Ｗの各一端子に接続されている。尚、ステータコイル１２Ｕ，１２Ｖ及び１２Ｗの各他端子は共通に接続されている。
【００４０】
チョッパ回路２６は、スイッチング素子としてのＮＰＮ形のトランジスタ２７，２８及びフライホイールダイオード２９，３０を有するトランジスタモジュールにて構成されたもので、そのトランジスタ２７において、コレクタは直流母線２３に接続され、エミッタはトランジスタ２８のコレクタに接続されており、そのトランジスタ２８のエミッタは直流母線２４に接続されており、トランジスタ２７及び２８の各コレクタ，エミッタ間にはダイオード２９及び３０が接続されている。そして、チョッパ回路２６の中性点たる交流電源端子３１は直流側リアクトル３２を介してバッテリ１３の正端子に接続されており、バッテリ１３の負端子は直流母線２４に接続されている。
【００４１】
インバータ回路１５の１つのアーム２０Ｕの中性点たる出力端子２５Ｕは、全波整流回路３３の正直流出力端子に接続されており、その全波整流回路３３の負直流出力端子は、直流母線２４（バッテリ３の負端子）に接続されている。この場合、全波整流回路３３は、２個のサイリスタ３３ａ，３３ｂと２個のダイオード３３ｃ，３３ｄをブリッジ接続して構成されたもので、その交流入力端子は一方側に交流側リアクトル３４を挿入した交流電源ライン３５及び３６を介して差込みプラグ３７に接続されている。
【００４２】
直流電圧検出器３８は、バッテリ１３の正，負端子間に接続されていて、バッテリ１３の端子間電圧を検出するようになっている。交流側電流検出手段たる交流電流検出器３９は、交流電源ライン３６に配設されていて、交流電源ライン３６に流れる電流（後述するようにリアクトル３４に流れる電流）を検出するようになっている。直流側電流検出手段たる充電電流検出器４０は、直流母線２４に配設されていて、バッテリ１３に流れる充電電流を検出するようになっている。尚、交流電流検出器３９及び充電電流検出器４０は、交流電流及び直流電流のいずれも検出し得るホール素子形変流器によって構成されている。フォトカプラからなるゼロクロス点センサ４１は、直流電源ライン３５，３６間に設けられている。
【００４３】
さて、制御手段たる制御回路４２は、マイクロコンピュータを主体として構成されたもので、その各入力ポートに直流電圧検出器３８，交流電流検出器３９，充電電流検出器４０及びゼロクロス点センサ４１の各出力端子が接続され、各出力ポートがインバータ回路１５のトランジスタ１６Ｕ乃至１６Ｗ，１７Ｕ乃至１７Ｗ及びチョッパ回路２６のトランジスタ２７，２８のベース（ゲート）に夫々接続されている。尚、マイクロコンピュータ４２の２つの出力ポートは、図示はしないが、全波整流回路３３のサイリスタ３３ａ，３３ｂのゲートに接続されている。
【００４４】
次に、本実施例の作用につき、図２乃至図５をも参照して説明する。
（１）インダクションモータ１１の駆動
先ず、電気自動車の走行時の動作を述べる。即ち、制御回路４２は、インバータ回路１５のトランジスタ１６Ｕ乃至１６Ｗ及び１７Ｕ乃至１７Ｗに対する通電タイミング信号を作成し、その通電タイミング信号に応じてトランジスタ１６Ｕ乃至１６Ｗ及び１７Ｕ乃至１７Ｗにベース信号（ゲート信号）を所定の順序で与えて、そのトランジスタ１６Ｕ乃至１６Ｗ及び１７Ｕ乃至１７Ｗをオンオフ制御する。これにより、インバータ回路１５は、バッテリ１３の直流電圧から交流電圧を作成してインダクションモータ１１に与えるようになり、インダクションモータ１１が回転し、電気自動車が走行する。
【００４５】
ここで、モータ定格として、定常時（頻繁に使用する回転数及びトルク）は１６０（Ｖ），１０（ＫＷ）即ち、５０００（ｒｐｍ），２０（Ｎ・ｍ）とし、最大出力時は３２０（Ｖ），４０（ＫＷ）即ち１００００（ｒｐｍ），４０（Ｎ・ｍ）が必要であるとした場合、インダクションモータ１１として、図２に示すように、５０００（ｒｐｍ），２０（Ｎ・ｍ）のものを準備し、バッテリ１３として１６０（Ｖ）のものを選定する。
【００４６】
インダクションモータ１１を定常時たる５０００（ｒｐｍ）で回転させる場合には、制御回路４２は、チョッパ回路２６のトランジスタ２７及び２８をオフさせたままとなる。従って、コンデンサ２２は、端子間電圧がバッテリ電圧１６０（Ｖ）になるように充電され、これがインバータ回路１５に印加される。そして、制御回路４２は、インダクションモータ１１が５０００（ｒｐｍ）で回転するようにインバータ回路１５のトランジスタ１６Ｕ乃至１６Ｗ及び１７Ｕ乃至１７Ｗをオンオフ制御するようになるが、このときのＰＷＭデューティは１００（％）に設定する。従って、インダクションモータ１１に印加される電圧は１６０（Ｖ）になる。
【００４７】
インダクションモータ１１を５０００（ｒｐｍ）よりも低い回転数で回転させる場合には、制御回路４２は、インバータ回路１５のトランジスタ１６Ｕ乃至１６Ｗ若しくは１７Ｕ乃至１７ＷをＰＷＭ制御することによって、インダクションモータ１１に印加される電圧がその回転数に応じた低い電圧となるように制御する。
【００４８】
インダクションモータ１１を５０００（ｒｐｍ）よりも高い回転数で回転させる場合には、制御回路４２は、先ず、チョッパ回路２６のトランジスタ２８をオンさせる。これにより、バッテリ１３の正端子，リアクトル３２，トランジスタ２８及びバッテリ１３の負端子の経路でリアクトル３２に電流が流れることにより電磁エネルギーが蓄積される。その後、制御回路４２は、チョッパ回路２６のトランジスタ２８をオフするようになり、リアクトル３２に蓄積された電磁エネルギーはフライホイールダイオード２９を介してコンデンサ２２に蓄積され、コンデンサ２２の端子間電圧は１６０（Ｖ）よりも高い電圧になる。
【００４９】
例えば、インダクションモータ１１の回転数を７５００（ｒｐｍ）にさせる場合には、チョッパ回路２６のトランジスタ２８のオンオフデューティを制御することにより、コンデンサ２２の端子間電圧が２４０（Ｖ）となるように昇圧する。又、インダクションモータ１１の回転数を最大出力たる１００００（ｒｐｍ）にさせる場合には、同じく、チョッパ回路２６のトランジスタ２８のオンオフデューティを制御することにより，コンデンサ２２の端子間電圧が３２０（Ｖ）となるように昇圧する。
【００５０】
即ち、チョッパ回路２６は昇圧用チョッパとして作用するもので、このチョッパ回路２６が昇圧用チョッパとして作用しているときには、制御回路４２は、インバータ回路１５のトランジスタ１６Ｕ乃至１６Ｗ若しくは１７Ｕ乃至１７ＷのＰＷＭデューティを１００（％）とするように制御するようになっている。従って、インダクションモータ１１には、チョッパ回路２６により昇圧されたコンデンサ２２の端子間電圧がインバータ回路１５を介して印加されるようになる。
【００５１】
（２）インダクションモータ１１の回生制動
インダクションモータ１１が高出力（高回転数）から低出力（低回転数）に移行する場合には、インダクションモータ１１は回生制動となる。即ち、制御回路４２は、チョッパ回路２６のトランジスタ２７をオンさせるようになり、従って、インダクションモータ１１からの回生電流は、インバータ回路１５のフライホイールダイオード１８Ｕ乃至１８Ｗ及び１９Ｕ乃至１９Ｗ並びにチョッパ回路２６のトランジスタ２７を介してバッテリ１３に流れるようになる。
【００５２】
この場合、インダクションモータ１１の発電電圧は、このときの回転数に比例するようになるので、モータ発電電圧がバッテリ電圧の１６０（Ｖ）よりも高くなる。そこで、制御回路４２は、この回生制動時には、充電電流検出器４０によりバッテリ１３に対する充電電流（回生電流）Ｉｂを検出して、これが所定値を超えるときには、チョッパ回路２６のトランジスタ２７をオフさせ、逆に、充電電流Ｉｂが所定値以下のときにはトランジスタ２７をオンさせるように制御する。従って、この場合には、チョッパ回路２６は降圧用チョッパとして作用するようになる。
【００５３】
尚、インダクションモータ１１の回生制動時において、インダクションモータ１１の発電電圧がバッテリ１３の充電電圧たる１６０（Ｖ）よりも低い場合には、制御回路４２は、インバータ回路１５のアーム２０Ｕ乃至２０Ｗのいずれかの負側のトランジスタ１７Ｕ乃至１７Ｗをオンさせ、その後、そのトランジスタ１７Ｕ乃至１７Ｗをオフさせることを繰返してインバータ回路１５からバッテリ１３へ供給される電圧を昇圧する。従って、インバータ回路１５は、昇圧用チョッパとして作用するようになる。
【００５４】
（３）バッテリ１３の充電
バッテリ１３が放電して電圧が降下すると、インダクションモータ１１を駆動するのに必要な電力が得られなくなるので、この場合には、バッテリ１３に外部の交流電源から充電する。即ち、差込みプラグ３７を外部の交流電源としての１００（Ｖ）の商用電源たる電源コンセント（図示せず）に差込み接続すると、制御回路４２は、自動的に充電モードに切換わり、この充電モードでは、インバータ回路１５の１つのアーム２０Ｕ，チョッパ回路２６及び全波整流回路３３を用いる。
【００５５】
即ち、差込みプラグ３７が電源コンセントに差込み接続されると、ゼロクロス点センサ４１は、図４（ａ）及び図５（ａ）で示すように、交流電源電圧Ｖａｃが供給されて、図５（ｂ）で示すように、正（＋）半波でロウレベル及び負（−）半波でハイレベルとなる矩形波の出力信号Ｓを出力し、これを制御回路４２に与える。制御回路４２は、ゼロクロス点センサ４１からの出力信号Ｓがロウレベル，ハイレベルを繰返すことを検出すると、充電開始であると判断し、インバータ回路１５の１つのアーム２０Ｕのトランジスタ１７Ｕ及びチョッパ回路２６のトランジスタ２７以外のトランジスタ１６Ｕ乃至１６Ｗ及び１７Ｖ，１７Ｗをオフさせる。更に、制御回路４２は、図５（ｂ）に示すように、ゼロクロス点センサ４１からの出力信号Ｓの立上り及び立下がりから交流電源電圧Ｖａｃのゼロクロス点を検出する。
【００５６】
制御回路４２は、交流電源電圧Ｖａｃのゼロクロス点を検出すると、これに基づきＰＬＬ制御により、図５（ｃ）に示すように、交流電源電圧Ｖａｃに同期した正弦波の基準（電圧）信号ＶＲを作成する。制御回路４２は、基準信号ＶＲから交流電源電圧Ｖａｃの極性を判断するようになっており、これに基づいて以下のような制御を行なう。
【００５７】
制御回路４２は、外部の交流電源による充電と判断した場合には、初期充電動作を開始する。即ち、制御回路４２は、交流電源電圧Ｖａｃの正（＋）半波及び負（−）半波の双方において、チョッパ回路２６のトランジスタ２７をオンさせ、１つのアーム２０Ｕのトランジスタ１７Ｕをオンさせる。制御回路４２は、先ず、交流電源電圧Ｖａｃ（図４（ａ）参照）が負半波から正半波へのゼロクロス点近傍で全波整流回路３３のサイリスタ３３ｂにゲート信号を与えるようになり、従って、サイリスタ３３ｂの通電位相は、図４（ｂ）に示すように、略零となる。その後、制御回路４２は、図４（ｂ）に示すように、サイリスタ３３ａ及び３３ｂの通電位相が徐々に大になるようにそのサイリスタ３３ａ及び３３ｂに与えるゲート信号を制御するようになる。
【００５８】
而して、サイリスタ３３ａ若しくは３３ｂがオンしている期間においては、リアクトル３４に電流が流れてリアクトル３４に電磁エネルギーが蓄積され、サイリスタ３３ａ若しくは３３ｂにゲート信号が与えられなくなり且つそのゲート信号に同期してトランジスタ１７Ｕがオフすると、その電磁エネルギーがコンデンサ２２を介してバッテリ１３に与えられるようになって、バッテリ１３が昇圧された電圧で充電されるようになり、従って、外部の交流電源の交流電源電流Ｉａｃは、図４（ｃ）に示すように、徐々に増加する。尚、バッテリ１３に対する充電の原理は、後に詳述する。バッテリ１３に対する充電電流Ｉｂは充電電流検出器４０によって検出されて制御回路４２に与えられるようになっており、制御回路４２は、充電電流Ｉｂが所定値に達すると、次の通常充電動作に移行する。
【００５９】
即ち、制御回路４２は、交流電源電圧Ｖａｃが正（＋）半波の場合には、先ず、インバータ回路１５の１つのアーム２０Ｕのトランジスタ１７Ｕをオンさせ、且つ、全波整流回路３３のサイリスタ３３ｂをオンさせる。これにより、サイリスタ３３ｂ，トランジスタ１７Ｕ，ダイオード３３ｃ及びリアクトル３４の経路でリアクトル３４に交流電源電流Ｉａｃが流れ、リアクトル３４に電磁エネルギーが蓄積される。このリアクトル３４に流れる交流電源電流Ｉａｃは交流電流検出器３９により検出されて検出電流Ｉｄとして制御回路４２に与えられる。尚、検出電流Ｉｄは、実際には電圧に変換されて制御回路４２に与えられるものであるが、ここでは、説明の便宜上、検出電流Ｉｄとして述べる。
【００６０】
トランジスタ１７Ｕのオン状態の継続により検出電流Ｉｄが増加してこれが基準信号ＶＲより大になると、制御回路４２は、トランジスタ１７Ｕをオフさせ、トランジスタ２７をオンさせる。これにより、リアクトル３４に蓄積された電磁エネルギーはサイリスタ３３ｂ及びフライホイールダイオード１８Ｕを介してコンデンサ２２に与えられ、更に、トランジスタ２７を介してバッテリ１３に与えられるようになり、バッテリ１３が昇圧された電圧で充電される。
【００６１】
その後、交流電流検出器３９の検出電流Ｉｄが減少して基準信号ＶＲより小になると、制御回路４２は再びトランジスタ１７Ｕをオンさせるようになる。以下、同様の動作を繰返すようになる。従って、トランジスタ１７Ｕに与えられるゲート信号Ｓｙは図５（ｄ）に示すようになる。
【００６２】
交流電源電圧Ｖａｃが負（−）半波の場合には、制御回路４２は、１つのアーム２０Ｕのトランジスタ１７Ｕをオンさせ、且つ、サイリスタ３３ａをオンさせる。この場合のトランジスタ１７Ｕ及び２７のオンオフ動作は、前述と同様である。従って、トランジスタ１７Ｕに与えられるゲート信号Ｓｚは図５（ｅ）に示すようになる。
【００６３】
即ち、制御回路４２は、図５（ｆ）に示すように、検出電流Ｉｄが基準信号ＶＲに追従するようにトランジスタ１７Ｕをオンオフ制御するものであり、これにより、検出電流Ｉｄは交流電源電圧Ｖａｃと同相の正弦波状の波形に制御され、交流電源電流Ｉａｃは図５（ｇ）に示すようになる。
【００６４】
而して、バッテリ１３の端子間電圧は直流電圧検出器３８によって検出されて制御回路４２に与えられるようになっており、制御回路４２は、バッテリ１３の端子間電圧が規定値に達すると、充電完了と判断してトランジスタ１７Ｕ，２７及びサイリスタ３３ａ，３３ｂをオフさせ、図示しない報知器を動作させて充電完了を報知する。
【００６５】
このように、本実施例によれば、インダクションモータ１１を駆動する場合には、チョッパ回路２６を昇圧用チョッパとして作用させ、且つ、インバータ回路１５をＰＷＭ制御するようにしたので、インダクションモータ１１としては、定常運転時の定格にすることができて、効率をよくすることができる。又、インダクションモータ１１の回生制動時には、インダクションモータ１１の発電電圧に応じてチョッパ回路２６を降圧用チョッパとして作用させ、若しくは、インバータ回路１５を昇圧用チョッパとして作用させるようにしたので、インダクションモータ１１の回生制動を円滑に行なうことができる。
【００６６】
更に、バッテリ１３の充電時には、駆動回路たるインバータ回路１５の１つのアーム２０Ｕの出力端子２５Ｕとバッテリ１３の負端子との間にリアクトル３４を介して外部の交流電源を接続し、トランジスタ１７Ｕ及び２７の双方をオンオフ制御するようにしたので、リアクトル３４に外部の交流電源から断続的に電流が流れて電磁エネルギーが蓄積され、その電磁エネルギーが１つのアーム２０Ｕ及びチョッパ回路２６を介してバッテリ１３に与えられてこれが充電されるようになる。
【００６７】
従って、従来とは異なり、重量及び体積の大なるトランスを有する専用の充電器を用いなくても、チョッパ回路２６を追設して制御回路４２の制御だけでバッテリ１３の充電を行なうことができ、その分だけ、製造コストの低減を図り得、又、電気自動車の機械室における搭載物の小型軽量化を図り得て、一充電走行距離を長くすることがてき、逆に、小型軽量化を図った分だけバッテリ１３の個数を多く搭載することができるので、一充電走行距離を長くすることができる。又、１６０（Ｖ）定格のバッテリ１３に対してこれよりも低い電圧若しくは高い電圧の外部電源であっても、そのバッテリ１３に容易に充電することができるものであり、使用者にとって極めて有利である。
【００６８】
更に、バッテリ１３の充電時において、外部電源が交流電源の場合には、制御回路４２は、ゼロクロス点センサ４１の出力信号に基づいて交流電源電圧Ｖａｃのゼロクロス点を検出して、これに基づいて交流電源電圧Ｖａｃに同期した基準信号ＶＲを得、この基準電圧ＶＲに交流電源電流Ｉａｃを検出する交流電流検出器３９の検出電流Ｉｄを追従させるようにした。
【００６９】
従って、昇圧用リアクトル３４を用いても交流電源の力率改善の制御を行なうことができ、電源高調波の低減を図ることができ、又、同時にバッテリ１３に対する充電電流の制御も行なうことができる。
【００７０】
又、制御回路４２は、バッテリ１３の充電時においては、バッテリ１３の充電路に設けられた全波整流回路３３のサイリスタ３３ａ若しくは３３ｂの通電位相を略零から徐々に大になるように制御する初期充電動作をおこなわせるようにしたので、バッテリ１３に対する急激な充電を防止することができて、バッテリ１３に悪影響を及ぼすことがない。
【００７１】
尚、上記実施例において、バッテリ１３の充電時に、コンデンサ２２にバッテリ電圧たる１６０（Ｖ）以上の電圧（例えば３００（Ｖ））に充電し、チョッパ回路２６のトランジスタ２７を、交流電流検出器３９若しくは充電電流検出器４０の検出電流に基づくオンオフデューティにて調整してバッテリ１３の充電電流を一定にするようにしてもよい。
【００７２】
図６及び図７は本発明の第２の実施例であり、図１と同一部分には同一符号を付して示し、以下、異なる部分のみを説明する。
即ち、直流母線２３，２４間には、スイッチング回路４３が接続されており、このスイッチング回路４３は、フライホイールダイオード４６，４７を並列に有するスイッチング素子たるＮＰＮ形のトランジスタ４４，４５を直列に接続して構成されている。そして、インバータ回路１５の１つのアーム２０Ｕの中性点たる出力端子２５Ｕは、双方向性三端子サイリスタ（以下、トライアックと称す）４８を介して交流電源ライン３５に接続され、スイッチング素子４３の中性点たる交流電源端子４８は、交流電源ライン３６に接続されている。
【００７３】
図７において、直流モータ４９の回転軸４９ａには、ウォーム４９ｂが形成され、可動接点板５０には、そのウォーム４９ｂと噛合するウォームギア５０ａが設けられ、可動接点板５０の接点部５０ｂ及び５０ｃは、固定接点板５１及び５２の接点部５１ａ及び５２ａにその上下動により接離するようになっており、以上により、コンタクタ５３が構成されている。
【００７４】
そして、直流電源たる電池５４の正端子は、切換スイッチ５５の固定接片ａ及び切換スイッチ５６の固定接片ｂに接続され、電池５４の負端子は、切換スイッチ５５の固定接片ｂ及び切換スイッチ５６の固定接片ａに接続されており、切換スイッチ５５及び５６の可動接片ｃ，ｃは直流モータ４９の入力端子に接続されている。
【００７５】
再び、図６において、コンタクタ５３の固定接点板５１はバッテリ１３の正端子に接続され、固定接点板５２は直流側リアクトル３２のバッテリ側端子に接続されている。
【００７６】
而して、インダクションモータ１１の駆動及びインダクションモータ１１の回生制動並びにバッテリ２２の充電の動作については、全波整流回路３３のサイリスタ３３ａ，３３ｂの代わりにトライアック４８が行なうようになる以外は、第１の実施例と同様である。
【００７７】
（４）バッテリ１３のリフレッシュ
さて、バッテリ１３のリフレッシュ動作について述べるに、このときには差込みプラグ３７を例えば単相１００ボルトの交流電源たる電源コンセントに差込み接続し、図示しないリフレッシュスイッチを操作してオンさせる。これにより、制御回路４２は、インダクションモータ１１の駆動モードからバッテリ１３のリフレッシュモードへと切換わる。
【００７８】
差込みプラグ３７が電源コンセントに接続されると、ゼロクロス点センサ４１は、前述したように、出力信号Ｓを出力し、これにより、制御回路４２は、ＰＬＬ制御により、図５（ｃ）に示すように、交流電源電圧Ｖａｃに同期した正弦波の基準（電圧）信号ＶＲを作成し、制御回路４２は、基準信号ＶＲから交流電源電圧Ｖａｃの極性を判断するようになっており、これに基づいて以下のような制御を行なう。
【００７９】
制御回路４２は、リフレッシュモードでは、インバータ回路１５の１つのアーム２０Ｕ，スイッチング回路４３及びトライアック４８を用いる。即ち、制御回路４２は、トライアック４８をオンさせるとともに、交流電源電圧Ｖａｃが正（＋）半波の場合には、先ず、１つのアーム２０Ｕのトランジスタ１６Ｕ及びスイッチング回路４３のトランジスタ４５をオンさせる。これにより、バッテリ１３の正端子，コンタクタ５３，ダイオード２９，トランジスタ１６Ｕ，トライアック４８，コンセント３７（交流電源），リアクトル３４，トランジスタ４５及びバッテリ１３の負端子の経路で交流電流（バッテリ１３の放電電流，交流電源への回生電流）が流れ、これは交流電流検出器３９により検出されて検出電流として制御回路４２に与えられる。
【００８０】
トランジスタ１６Ｕ及び４５のオン状態の継続により検出電流が増加してこれが基準信号ＶＲよりも大となると、制御回路４２は、トランジスタ１６Ｕをオフさせる。その後、交流電流検出器３９の検出電流が減少して基準信号ＶＲより小になると、制御回路４２は再びトランジスタ１６Ｕをオンさせるようになる。以下、同様の動作を繰返すようになる。
【００８１】
交流電源電圧Ｖａｃが負（−）半波の場合には、制御回路４２は、１つのアーム２０Ｕのトランジスタ１７Ｕをオンさせるとともに、スイッチング回路４３のトランジスタ４４をオンさせる。この場合のトランジスタ４４のオンオフ動作は、前述のトランジスタ１６Ｕと同様である。
【００８２】
このように第２の実施例によれば、バッテリ１３のリフレッシュ動作時には、インバータ回路１５の１つのアーム２０Ｕとスイッチング回路４３とによって形成される降圧用チョッパにより、バッテリ１３の残存電力（残存エネルギー）を外部の交流電源に回生するようにしたので、従来とは異なり、放電用抵抗器を用いてジュール熱として放散させる必要はなくなり、それだけ、エネルギー効率の改善を図ることができ、又、放電用抵抗器が不要であるので、電気自動車内にその設置スペースを確保する必要がなく、設置スペースの狭い電気自動車には最適である。
【００８３】
尚、バッテリ１３を電気自動車から取外す場合には、例えば、切換スイッチ５５及び５６の接片（ｃ−ａ）間をオンさせて直流モータ４９を一方向に回転させることにより、可動接点板５０を上昇させて、図７に示すように、コンタクタ５３をオフさせ、逆に、バッテリ１３を電気自動車に設置する場合には、切換スイッチ５５及び５６の接点（ｃ−ｂ）間をオンさせて直流モータ４９を逆方向に回転させることにより、可動接点板５０を下降させて、コンタクタ５３をオンさせる。これにより、コンタクタ５３を、振動等によりチャタリングのない安定したスイッチ手段となし得る。
【００８４】
図８及び図９は本発明の第３実施例であり、図１と同一部分には同一符号を付して示し、以下、異なる部分について説明する。
即ち、この第３実施例では、モータとしてブラシレスモータ５７を用いたもので、ブラシレスモータ５７は、複数相例えば３相のステータコイル５８Ｕ，５８Ｖ及び５８Ｗを有するステータ５８と、鉄を含んだ磁性体、例えば、ネオジウム−鉄−ホウ素（Ｎｄ−Ｆｅ−Ｂ）からなる磁性体を用いた永久磁石形のロータ（図示せず）とから構成されている。そして、ステータコイル５８Ｕ，５８Ｖ及び５８Ｗは、スター結線され、その各一端子はインバータ回路１５の出力端子２５Ｕ，２５Ｖ及び２５Ｗに接続されている。
【００８５】
而して、ブラシレスモータ５７には、周知のように、ロータの回転位置を検出するホール素子等からなる３個の位置検出素子が設けられており、制御回路４２は、これらの位置検出素子からの位置検出信号を論理演算することによりインバータ回路１５のトランジスタ１６Ｕ乃至１６Ｗ及び１７Ｕ乃至１７Ｗに対する通電タイミング信号を作成するようになっている。制御回路４２のその他の動作は第１実施例と同様であり、従って、電気自動車の走行用モータとしてブラシレスモータ５７を用いた場合でも、前記第１実施例同様の効果を得ることができる。ところで、ブラシレスモータ５７のロータを、Ｎｄ−Ｆｅ−Ｂからなる磁性体を用いた永久磁石で構成すると、この種の永久磁石は保磁力が高いので、効率が良く且つ長寿命とし得る利点がある。
【００８６】
この場合、従来（図１０）のモータ７としてブラシレスモータを用い、且つ、そのロータとして第３実施例のブラシレスモータ５７のロータと同様のものを用いると、従来例では、モータ７への印加電圧はＰＷＭ制御のみによって変化させるようにしていることから、印加電圧に含まれる高調波成分によりロータの永久磁石に含まれる鉄分による鉄損が大になって、ロータが著しく温度上昇する問題が生じる。
【００８７】
これに対して、この第３実施例によれば、ブラシレスモータ５７を定常時の回転数以上で回転させるべくチョッパ回路２６が昇圧用チョッパとして作用するときには、制御回路４２は、インバータ回路１５のトランジスタ１６Ｕ乃至１６Ｗ若しくは１７Ｕ乃至１７ＷをＰＷＭデューティ１００（％）とするように制御するので、ＰＷＭ制御に基づく印加電圧の高調波成分によるロータの鉄損は著しく小さくなり、ロータの発熱を極力防止することができる。そして、ブラシレスモータ５７を定常時の回転数未満で回転させる場合でも、従来のＰＷＭデューティよりも高くすることができるので、ロータの高調波成分による鉄損を小さくすることができる。
【００８８】
図９は、本発明者らの実験により得られたロータ温度特性を示すものである。尚、バッテリ１及び１３の電圧は共に３３０Ｖである。
図９中に△でプロットされた温度特性Ａは、従来のモータの駆動装置によりモータ７を駆動して、電気自動車を８０ｋｍ／ｈで走行させた場合のモータ７のロータ温度特性である。モータ７の定格は、３３０（Ｖ），１００００（ｒｐｍ），１０（Ｎ・ｍ）であり、駆動時におけるモータの駆動装置の主回路電圧は３３０（Ｖ）、ＰＷＭデューティは３０（％）である。尚、図９の横軸は時間（分），縦軸は温度（ｄｅｇ）である。
【００８９】
また、図９中に×でプロットされた温度特性Ｂは、図８に示すようなモータ駆動装置１４によりブラシレスモータ５７を駆動して、電気自動車を８０ｋｍ／ｈで走行させた場合のブラシレスモータ５７のロータ温度特性である。ブラシレスモータ５７の定格は、６６０（Ｖ），１００００（ｒｐｍ），１０（Ｎ・ｍ）であり、駆動時におけるモータ駆動装置１４の主回路電圧は３３０（Ｖ）、ＰＷＭデューティは６０（％）である。
【００９０】
図９から明らかなように、温度特性Ｂは、温度特性Ａに比して時間経過に対する温度上昇が低く良好な特性を示している。これは、モータ駆動装置１４は、チョッパ回路２６を昇圧用チョッパとして作用させてインバータ回路１５の主回路電圧を昇圧できるので、バッテリ１３の電圧よりも高い定格電圧６６０（Ｖ）のブラシレスモータ５７を使用でき、これによって、従来と同一速度を得るのでＰＷＭデューティを高くすることができるからである。
【００９１】
即ち、バッテリ１及び１３の電圧が同じである場合、定格電圧がブラシレスモータ７の２倍であるブラシレスモータ５７によって前者と同じ回転速度を得るには、ＰＷＭデューティを２倍にすれば良い。従って、ＰＷＭデューティが大きくなった分だけＰＷＭ信号に含まれる高調波成分は減少し、それに伴って、ブラシレスモータ５７のロータの永久磁石に鉄損によって生じる発熱は減少することになる。
【００９２】
この鉄損による温度上昇の問題により、従来の駆動装置によってモータを駆動する場合、そのモータのロータには、例えばフェライトなどからなる永久磁石を用いるしか無かったが、以上のように第３実施例によれば、ブラシレスモータ５７のロータに鉄を含むＮｄ−Ｆｅ−Ｂからなる永久磁石を用いても、その永久磁石の鉄損による発熱を抑制することができる。従って、ロータの永久磁石に従来より保磁力の高い磁性材料を使用することが可能となり、ブラシレスモータ５７の効率を高めることができ、長寿命とすることができる。
尚、上記実施例では、永久磁石の磁性体としてＮｄ−Ｆｅ−Ｂを用いたが、これに限ることなく、鉄を含む磁性体であれば何でも良い。
【００９３】
また、上記実施例では、モータとしてインダクションモータ１１もしくはブラシレスモータ５７を用いるようにしたが、代わりに、２相モータ，ブラシ付直流モータ，或いはリラクタンスモータを用いてもよく、この場合には、駆動回路としてはフライホイールダイオードを有するスイッチング素子たるトランジスタを２個直列に接続してなる１つのアームしか有しないもの（例えばブラシ付直流モータ）もあり、従って、駆動回路としては１つ以上のアームを有するものが対象となる。
【００９４】
更に、上記実施例では、電流制限用スイッチング素子としてトライアック４８を設けるようにしたが、代わりに、逆並列接続した２個のサイリスタを設けてもよく、或いは、逆並列接続した２個のフォトサイリスタ若しくはフォトトライアックを設けるようにしてもよい。
【００９５】
その他、本発明は上記した実施例にのみ限定されるものではなく、例えば、電気自動車に限らずバッテリを電源としてモータを駆動するモータ駆動装置を必要とする装置全般に適用することができる等、要旨を逸脱しない範囲内で適宜変形して実施し得ることは勿論である。
【００９６】
【発明の効果】
本発明は、以上説明した通りであるので、次のような効果を奏する。
請求項１記載のモータの駆動装置によれば、バッテリから駆動回路を介してモータに電力を供給するときには、チョッパ回路を昇圧用チョッパとして作用可能であるので、バッテリ電圧よりも高い電圧をモータに印加することが可能になって、モータを定常時よりも高い回転数で駆動させることができ、定常運転時の効率をよくすることができる。又、駆動回路からバッテリに電力を供給するときには、チョッパ回路を降圧用チョッパとして作用可能であるので、モータを回生制動する場合若しくはバッテリを外部電源より充電する場合にモータ発電電圧若しくは外部電源電圧がバッテリ電圧よりも高かったとしても、回路素子を破損することなくバッテリに円滑に充電することができる。
【００９８】
そして、バッテリの充電時に、外部の交流電源は全波整流回路により全波整流されるとともに、その全波整流電圧は１つのアームが昇圧用チョッパとして作用して昇圧されるようになり、従って、バッテリの充電のために専用の充電器を設ける必要がなく、又、交流電源電圧がバッテリ電圧より低い場合でもバッテリの充電が可能になる。
【００９９】
請求項２記載のモータの駆動装置によれば、制御手段は、交流側電流検出手段の検出電流に基づいて全波整流回路のサイリスタの通電位相を略零から徐々に大となるように制御するので、充電開始時の突入電流を抑制することができる。
【０１００】
請求項３記載のモータの駆動装置によれば、バッテリの充電時に、制御手段は、直流側電流検出手段の検出電流に基づいて降圧用チョッパとして作用するチョッパ回路のオンオフデューティを徐々に上昇させるので、充電電流を所定値に制御することができ、安定した充電を行なわせることができる。
【０１０１】
請求項４記載のモータの駆動装置によれば、バッテリの充電時に、制御手段は、直流側電流検出手段の検出電流が所定値に達しない場合には、昇圧用チョッパのオンオフデューティを調整して充電電流を制御するので、請求項３と同様の効果を奏する。
【０１０２】
請求項５記載のモータの駆動装置によれば、スイッチング回路と双方向三端子サイリスタを設けるようにしても、請求項２と同様の作用効果が得られる。
請求項６及び７に記載のモータの駆動装置によれば、基準信号に外部交流電源から流れる電流を追従させるので、力率改善を図ることができ、又、コンデンサに交流電源電圧のピーク値以上の電圧に充電するので、降圧用チョッパとの作用によりバッテリの充電電流が一定となるように制御することができる。
【０１０３】
請求項８記載のモータの駆動装置によれば、コンデンサの端子間電圧がバッテリの充電電圧よりも高い場合にもチョッパ回路を降圧用チョッパとして作用させるので、請求項７と同様の効果が得られる。
【０１０５】
請求項９記載のモータの駆動装置によれば、バッテリのリフレッシュ動作時にその残存エネルギーを交流電源に回生させるので、エネルギー効率がよくなり、放電用抵抗器は不要となる。
請求項１０に記載のモータの駆動装置によれば、チョッパ回路をトランジスタモジュールにて構成したので、構成が簡単になる。
【０１０６】
請求項１１記載のモータの駆動装置によれば、モータに、鉄を含んでなる永久磁石によって構成されたロータを用いたので、モータの効率を高めることができ、且つ、長寿命とすることができつつ、ロータの温度上昇を極力防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例を示す電気的構成図
【図２】モータの特性図（その１）
【図３】モータの特性図（その２）
【図４】バッテリの充電時の各部の波形図（その１）
【図５】バッテリの充電時の各部の波形図（その２）
【図６】本発明の第２の実施例を示す図１相当図
【図７】コンタクタの構成図
【図８】本発明の第３実施例を示す図１相当図
【図９】ロータの温度特性を示す図
【図１０】従来例を示す電気的構成図
【符号の説明】
図面中、１１はインダクションモータ（モータ）、１３はバッテリ、１５はインバータ回路（駆動回路）、１６Ｕ乃至１６Ｗ及び１７Ｕ乃至１７Ｗはトランジスタ（スイッチング素子）、１８Ｕ乃至１８Ｗ及び１９Ｕ乃至１９Ｗはフライホイールダイオード、２０Ｕ乃至２０Ｗはアーム、２２はコンデンサ、２６はチョッパ回路、３２は直流側リアクトル、３３は全波整流回路、３３ａ及び３３ｂはサイリスタ、３４は交流側リアクトル、３８は直流電圧検出器、３９は交流電流検出器（交流側電流検出手段）、４０は充電電流検出器（直流側電流検出手段）、４１はゼロクロス点センサ、４２は制御回路（制御手段）、４３はスイッチング回路、４８は双方向性三端子サイリスタ、５７はブラシレスモータ（モータ）を示す。[0001]
[Industrial applications]
The present invention relates to a motor drive device that converts DC power of a battery into AC power by a drive circuit and supplies the AC power to the motor.
[0002]
[Prior art]
For example, FIG. 10 shows a conventional example of a driving device for driving a motor of an electric vehicle. That is, DC buses 2 and 3 are connected to the positive and negative terminals of a battery 1 composed of a nickel-based battery (nickel hydrogen battery, nickel cadmium battery), and six DC buses 2 and 3 are connected between the DC buses 2 and 3. The inverter circuit 6 is formed by bridging the transistors 4U to 4W and 5U to 5W. The output terminal of the inverter circuit 6 is connected to the input terminal of the motor 7. In this case, since the DC voltage of the battery 1 is directly applied to the inverter circuit 6, the output (rotation speed) of the motor 7 is controlled by performing PWM control on the inverter circuit 6.
[0003]
Further, when the battery 1 is discharged and the voltage drops, the electric power required to drive the motor 7 cannot be obtained. Therefore, the electric vehicle has conventionally been provided with an AC power supply from an external AC power supply to charge the battery. A charger including a transformer for transforming a power supply voltage and a rectifying and smoothing circuit for rectifying and smoothing an AC voltage from the transformer into a DC voltage is mounted.
[0004]
Further, since the battery 1 made of a nickel-based battery cannot release 100% of the charging power inside the battery 1 due to the memory effect, the remaining power of the battery 1 is conventionally transferred to the discharging resistor until the voltage reaches the lower limit voltage. A refresh operation for discharging is performed.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
The above-described conventional configuration has the following problems to be solved.
(A) In an electric vehicle, the maximum output required for the motor 7 in running is large, but the steady output is small. Naturally, the capacity of the motor 7 and the inverter circuit 6 is reduced according to the maximum output. Is set. In this case, in order to reduce the number of revolutions by the PWM control of the inverter circuit 6 when the motor 7 has a low output, it is necessary to make the PWM pulse width very small in order to lower the voltage applied to the motor 7. The applied voltage of the motor 7 contains many harmonic components, and the harmonic components cause a motor loss mainly consisting of iron loss in the motor 7, thereby deteriorating the efficiency during steady operation.
[0006]
(B) When the motor 7 changes from a high output to a low output, regenerative power is supplied from the motor 7 to the battery 1. Since the size is different, proper regenerative braking is not performed.
[0007]
(C) Since a charger having a transformer or the like is required to charge the battery 1, the manufacturing cost increases. In particular, the charger including the transformer requires a large installation space, which is disadvantageous for an electric vehicle. It is.
[0008]
(D) Since the remaining power is dissipated as Joule heat by the discharging resistor in order to refresh the battery 1, the energy efficiency is low, and a large discharging resistor needs to be provided. Discharging resistors require a large installation space and are disadvantageous for electric vehicles.
[0009]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and a first object of the present invention is to provide a motor driving device capable of improving the efficiency of the motor during steady operation.
[0010]
A second object of the present invention is to provide a motor drive device capable of performing smooth regenerative braking at the time of regenerative braking of the motor regardless of the magnitude of the motor generated voltage.
[0011]
A third object of the present invention is to provide a motor driving device that does not require a dedicated charger for charging a battery.
[0012]
A fourth object of the present invention is to provide a motor driving device which does not require a discharging resistor when refreshing a battery.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
The motor driving device according to claim 1 has at least one arm formed by connecting two switching elements having flywheel diodes in series, an input terminal is connected to a battery, and an output terminal is connected to the motor. A driving circuit for controlling the energization of the motor by turning on and off the switching element; a chopper circuit in which two switching elements having flywheel diodes connected in parallel to the driving circuit are connected in series; A DC side reactor connected between a neutral point of the circuit and the battery, and a drive circuit and a switching element of the chopper circuit are provided to control on / off of the switching elements, and the chopper circuit supplies power from the battery to the drive circuit. When supplied, it can function as a boost chopper, and the power from the drive circuit to the battery When supply and control means for enabling acts as a step-down chopper , A full-wave rectifier circuit for full-wave rectification of an external AC power supply, with an AC-side reactor connected to the AC input terminal side, and a positive-side DC output terminal connected to the neutral of one arm of the drive circuit. And the negative DC output terminal is connected to the negative terminal of the battery, and the control means controls the on / off of the negative switching element of the one arm when the battery is charged by an external AC power supply, thereby increasing the voltage. Where it is configured to act as a chopper It has features.
[0017]
Claim 2 The motor driving device described above includes an AC-side current detection unit that detects a charging current flowing from the AC power supply to the drive circuit via the full-wave rectifier circuit, and the full-wave rectifier circuit includes two or more thyristors. The control means is configured to control the conduction phase of the thyristor to gradually increase from substantially zero based on the detection current of the AC-side current detection means.
[0018]
Claim 3 The motor driving device described above includes a DC-side current detection unit that detects a charging current flowing through a battery, and controls a control unit to turn on a chopper circuit that acts as a step-down chopper based on the detection current of the DC-side current detection unit. It is characterized in that the charging current is controlled to a predetermined value by gradually increasing the duty.
[0019]
Claim 4 The described motor driving device is characterized in that the control means is configured to control the charging current by adjusting the on / off duty of the step-up chopper when the detection current of the DC side current detection means does not reach a predetermined value. Having.
[0020]
Claim 5 In the motor driving device described above, a switching circuit formed by connecting two switching elements each having a flywheel diode in series to the driving circuit is connected, and a bidirectional three-terminal thyristor is used instead of the full-wave rectifier circuit. It has features in the configuration used.
[0021]
Claim 6 as well as 7 The motor driving device described above includes connecting a capacitor in parallel to the driving circuit, and controlling the control unit so that an AC current flowing from an external AC power supply follows a sine wave reference signal synchronized with the AC power supply voltage. Therefore, the power factor control is performed such that the voltage between the terminals of the capacitor is equal to or higher than the peak value of the AC power supply voltage.
[0022]
Claim 8 The motor driving device described above is characterized in that the control means is configured to perform current limiting by operating the chopper circuit as a step-down chopper when the voltage between the terminals of the capacitor is higher than the charging voltage of the battery. Having.
[0024]
Claim 9 In the motor driving device described above, the control means controls on / off of one arm of the driving circuit and the switching element of the switching circuit, so that the remaining energy of the battery is regenerated to the external AC power supply during the refresh operation of the battery. It is characterized in that it is configured as follows.
[0025]
Claim 1 0 The motor driving device described above is characterized in that the chopper circuit is configured by a transistor module including two transistors having a flywheel diode in parallel.
[0026]
Claim 1 1 The motor driving device described above is characterized in that a rotor constituted by a permanent magnet containing iron is used for the motor.
[0027]
[Action]
Claim 1 According to the motor drive device described above, when power is supplied from the battery to the motor via the drive circuit, the chopper circuit can function as a boost chopper, so that a voltage higher than the battery voltage is applied to the motor. Is possible, and the motor can be driven at a higher rotation speed than in the steady state. Also, when power is supplied from the drive circuit to the battery, the chopper circuit can function as a step-down chopper, so that when the motor is regeneratively braked or the battery is charged from an external power supply, the motor generated voltage or the external power supply voltage is reduced. Even if the voltage is higher than the battery voltage, the battery can be charged without damaging the circuit elements.
[0029]
And When the battery is charged, the external AC power supply is full-wave rectified by the full-wave rectifier circuit, and the full-wave rectified voltage is boosted by one arm acting as a boosting chopper. Even when the power supply voltage is lower than the battery voltage, the battery can be charged.
[0030]
Claim 2 According to the motor driving device described above, the control means controls the energization phase of the thyristor of the full-wave rectifier circuit to be gradually increased from substantially zero based on the detection current of the AC-side current detection means, so that charging is performed. Inrush current at the start can be suppressed.
[0031]
Claim 3 According to the motor driving device described above, when charging the battery, the control unit gradually increases the on-duty of the chopper circuit acting as the step-down chopper based on the detection current of the DC-side current detection unit. Can be controlled to a predetermined value, and stable charging can be performed.
[0032]
Claim 4 According to the motor driving device described above, when charging the battery, the control unit adjusts the on / off duty of the step-up chopper to reduce the charging current when the detection current of the DC current detection unit does not reach the predetermined value. Claims to control 3 It has the same effect as.
[0033]
Claim 5 According to the motor driving device described above, a switching circuit and a bidirectional three-terminal thyristor may be provided. 2 The same operation and effect as described above can be obtained.
Claim 6 as well as 7 According to the motor driving device described in (1), since the current flowing from the external AC power supply follows the reference signal, the power factor can be improved, and the capacitor is charged to a voltage equal to or higher than the peak value of the AC power supply voltage. Therefore, it is possible to control the charging current of the battery to be constant by the action with the step-down chopper.
[0034]
Claim 8 According to the motor driving device described above, the chopper circuit functions as a step-down chopper even when the voltage between the terminals of the capacitor is higher than the charging voltage of the battery. 7 The same effect can be obtained.
[0036]
Claim 9 According to the motor driving device described above, the remaining energy is regenerated to the AC power supply during the refresh operation of the battery, so that the energy efficiency is improved and the discharge resistor is not required.
Claim 1 0 According to the motor driving device described in (1), since the chopper circuit is configured by the transistor module, the configuration is simplified.
[0037]
Claim 1 1 According to the motor drive device described above, even if a rotor constituted by a permanent magnet containing iron is used for the motor, a rise in temperature due to iron loss of the rotor can be suppressed.
[0038]
【Example】
Hereinafter, a first embodiment in which the present invention is applied to an electric vehicle will be described with reference to FIGS.
In FIG. 1 showing the overall configuration, an electric vehicle is equipped with an induction motor 11 as a motor for traveling, which includes a stator 12 having a plurality of phases, for example, three-phase stator coils 12U, 12V, and 12W, and an electric motor. With no rotor. The electric vehicle is equipped with a rechargeable battery 13 composed of a nickel-based battery. The DC power from the battery 13 is converted into an AC power by a battery driving device and a battery driving device / motor driving device 14. The power is supplied to the induction motor 11.
[0039]
Now, a specific configuration of the battery driving device 14 and the battery driving device 14 will be described. The inverter circuit 15 as a driving circuit is configured by connecting three NPN transistors 16U, 16V, 16W and 17U, 17V, 17W, which are six switching elements, in a three-phase bridge, between the respective collectors and emitters. Is connected to flywheel diodes 18U, 18V, 18W and 19U, 19V, 19W, and thus has three arms 20U, 20V, and 20W. The input terminals 21a and 21b of the inverter circuit 15 are connected to DC buses 23 and 24 having a capacitor 22 connected between the lines, and the output terminals 25U, 25V and 25W are connected to the stator coils 12U and 12V of the induction motor 11, respectively. And 12W. The other terminals of the stator coils 12U, 12V and 12W are commonly connected.
[0040]
The chopper circuit 26 is composed of a transistor module having NPN transistors 27 and 28 as switching elements and flywheel diodes 29 and 30. In the transistor 27, the collector is connected to the DC bus 23 and the emitter is connected. Is connected to the collector of the transistor 28, the emitter of the transistor 28 is connected to the DC bus 24, and diodes 29 and 30 are connected between the collectors and the emitters of the transistors 27 and 28. An AC power supply terminal 31 which is a neutral point of the chopper circuit 26 is connected to a positive terminal of the battery 13 via a DC reactor 32, and a negative terminal of the battery 13 is connected to the DC bus 24.
[0041]
An output terminal 25U which is a neutral point of one arm 20U of the inverter circuit 15 is connected to a positive DC output terminal of the full-wave rectifier circuit 33, and a negative DC output terminal of the full-wave rectifier circuit 33 is connected to a DC bus 24. (Negative terminal of the battery 3). In this case, the full-wave rectifier circuit 33 is configured by bridge-connecting two thyristors 33a and 33b and two diodes 33c and 33d, and has an AC input terminal having an AC-side reactor 34 inserted on one side. Are connected to a plug 37 via the AC power supply lines 35 and 36.
[0042]
The DC voltage detector 38 is connected between the positive and negative terminals of the battery 13 and detects the voltage between the terminals of the battery 13. An AC current detector 39 serving as an AC-side current detecting means is provided on the AC power supply line 36, and detects a current flowing through the AC power supply line 36 (a current flowing through the reactor 34 as described later). . A charging current detector 40 serving as a DC side current detecting means is disposed on the DC bus 24 and detects a charging current flowing through the battery 13. Note that the AC current detector 39 and the charging current detector 40 are configured by Hall element type current transformers capable of detecting both AC current and DC current. The zero-cross point sensor 41 composed of a photocoupler is provided between the DC power supply lines 35 and 36.
[0043]
The control circuit 42, which is a control means, is mainly composed of a microcomputer, and each of its input ports includes a DC voltage detector 38, an AC current detector 39, a charging current detector 40, and a zero cross point sensor 41. Output terminals are connected, and respective output ports are connected to bases (gates) of transistors 16U to 16W and 17U to 17W of the inverter circuit 15 and transistors 27 and 28 of the chopper circuit 26, respectively. Although not shown, the two output ports of the microcomputer 42 are connected to the gates of the thyristors 33a and 33b of the full-wave rectifier circuit 33.
[0044]
Next, the operation of the present embodiment will be described with reference to FIGS.
(1) Driving the induction motor 11
First, the operation of the electric vehicle during traveling will be described. That is, the control circuit 42 generates energization timing signals for the transistors 16U to 16W and 17U to 17W of the inverter circuit 15, and sends a base signal (gate signal) to the transistors 16U to 16W and 17U to 17W according to the energization timing signals. The transistors 16U to 16W and 17U to 17W are given on and off in a predetermined order. As a result, the inverter circuit 15 generates an AC voltage from the DC voltage of the battery 13 and supplies the AC voltage to the induction motor 11, so that the induction motor 11 rotates and the electric vehicle runs.
[0045]
Here, the motor rating is 160 (V), 10 (KW), i.e., 5000 (rpm), 20 (Nm) during steady state (frequently used rotation speed and torque), and 320 (Nm) at maximum output. V), 40 (KW), that is, 10,000 (rpm), 40 (N · m) are required, as shown in FIG. 2, 5000 (rpm), 20 (N · m) as the induction motor 11. Is prepared, and a battery of 160 (V) is selected as the battery 13.
[0046]
When rotating the induction motor 11 at 5000 (rpm), which is a steady state, the control circuit 42 keeps the transistors 27 and 28 of the chopper circuit 26 turned off. Therefore, the capacitor 22 is charged so that the voltage between terminals becomes the battery voltage 160 (V), and this is applied to the inverter circuit 15. Then, the control circuit 42 turns on and off the transistors 16U to 16W and 17U to 17W of the inverter circuit 15 so that the induction motor 11 rotates at 5000 (rpm). At this time, the PWM duty is 100 (%). ). Therefore, the voltage applied to the induction motor 11 is 160 (V).
[0047]
When rotating the induction motor 11 at a rotation speed lower than 5000 (rpm), the control circuit 42 performs PWM control on the transistors 16U to 16W or 17U to 17W of the inverter circuit 15 to apply the voltage to the induction motor 11. Is controlled so as to be a low voltage corresponding to the rotation speed.
[0048]
When rotating the induction motor 11 at a rotation speed higher than 5000 (rpm), the control circuit 42 first turns on the transistor 28 of the chopper circuit 26. As a result, current flows through the reactor 32 through the path of the positive terminal of the battery 13, the reactor 32, the transistor 28, and the negative terminal of the battery 13, so that electromagnetic energy is accumulated. Thereafter, the control circuit 42 turns off the transistor 28 of the chopper circuit 26, the electromagnetic energy stored in the reactor 32 is stored in the capacitor 22 via the flywheel diode 29, and the voltage between terminals of the capacitor 22 becomes 160 The voltage becomes higher than (V).
[0049]
For example, when the rotation speed of the induction motor 11 is set to 7500 (rpm), the on / off duty of the transistor 28 of the chopper circuit 26 is controlled so that the voltage between the terminals of the capacitor 22 becomes 240 (V). I do. When the rotation speed of the induction motor 11 is set to 10000 (rpm), which is the maximum output, the on-off duty of the transistor 28 of the chopper circuit 26 is controlled to make the terminal voltage of the capacitor 22 320 (V). The pressure is increased so that
[0050]
That is, the chopper circuit 26 operates as a boost chopper. When the chopper circuit 26 operates as a boost chopper, the control circuit 42 determines whether the PWM duty of the transistors 16U to 16W or 17U to 17W of the inverter circuit 15 is high. Is controlled to be 100 (%). Therefore, the terminal voltage of the capacitor 22 boosted by the chopper circuit 26 is applied to the induction motor 11 through the inverter circuit 15.
[0051]
(2) Regenerative braking of the induction motor 11
When the output of the induction motor 11 shifts from high output (high rotation speed) to low output (low rotation speed), the induction motor 11 performs regenerative braking. That is, the control circuit 42 turns on the transistor 27 of the chopper circuit 26, so that the regenerative current from the induction motor 11 is supplied to the flywheel diodes 18 U to 18 W and 19 U to 19 W of the inverter circuit 15 and the chopper circuit 26. The current flows to the battery 13 via the transistor 27.
[0052]
In this case, since the generated voltage of the induction motor 11 is proportional to the rotation speed at this time, the motor generated voltage is higher than the battery voltage of 160 (V). Therefore, at the time of this regenerative braking, the control circuit 42 detects the charging current (regeneration current) Ib for the battery 13 with the charging current detector 40, and when this exceeds a predetermined value, turns off the transistor 27 of the chopper circuit 26. Conversely, when the charging current Ib is equal to or less than the predetermined value, the control is performed so that the transistor 27 is turned on. Therefore, in this case, the chopper circuit 26 operates as a step-down chopper.
[0053]
When the voltage generated by the induction motor 11 is lower than 160 (V), which is the charging voltage of the battery 13, during regenerative braking of the induction motor 11, the control circuit 42 determines which of the arms 20 U to 20 W of the inverter circuit 15. The transistors 17U to 17W on the negative side are turned on, and then the transistors 17U to 17W are turned off, thereby increasing the voltage supplied from the inverter circuit 15 to the battery 13. Therefore, the inverter circuit 15 acts as a step-up chopper.
[0054]
(3) Charging of the battery 13
When the battery 13 is discharged and the voltage drops, power required to drive the induction motor 11 cannot be obtained. In this case, the battery 13 is charged from an external AC power supply. That is, when the insertion plug 37 is inserted and connected to a power outlet (not shown) serving as a 100 (V) commercial power supply as an external AC power supply, the control circuit 42 automatically switches to the charging mode. , One arm 20U of the inverter circuit 15, the chopper circuit 26, and the full-wave rectifier circuit 33.
[0055]
That is, when the insertion plug 37 is inserted and connected to the power outlet, the zero-cross point sensor 41 is supplied with the AC power supply voltage Vac as shown in FIG. 4A and FIG. ), The output signal S of a rectangular wave which becomes a low level with a positive (+) half-wave and a high level with a negative (-) half-wave is output and supplied to the control circuit 42. When the control circuit 42 detects that the output signal S from the zero-cross point sensor 41 repeats a low level and a high level, it determines that charging is to be started, and the transistor 17U of one arm 20U of the inverter circuit 15 and the chopper circuit 26 The transistors 16U to 16W and 17V and 17W other than the transistor 27 are turned off. Further, as shown in FIG. 5B, the control circuit 42 detects the zero-cross point of the AC power supply voltage Vac from the rise and fall of the output signal S from the zero-cross point sensor 41.
[0056]
When detecting the zero-cross point of the AC power supply voltage Vac, the control circuit 42 performs PLL control based on the zero-cross point to generate a sine wave reference (voltage) signal VR synchronized with the AC power supply voltage Vac, as shown in FIG. create. The control circuit 42 determines the polarity of the AC power supply voltage Vac from the reference signal VR, and performs the following control based on this.
[0057]
When the control circuit 42 determines that charging is performed using an external AC power supply, the control circuit 42 starts an initial charging operation. That is, the control circuit 42 turns on the transistor 27 of the chopper circuit 26 and turns on the transistor 17U of one arm 20U in both the positive (+) half wave and the negative (-) half wave of the AC power supply voltage Vac. The control circuit 42 first supplies a gate signal to the thyristor 33b of the full-wave rectifier circuit 33 near the zero cross point where the AC power supply voltage Vac (see FIG. 4A) changes from a negative half-wave to a positive half-wave. Accordingly, the conduction phase of the thyristor 33b becomes substantially zero as shown in FIG. Thereafter, as shown in FIG. 4B, the control circuit 42 controls the gate signal applied to the thyristors 33a and 33b so that the conduction phase of the thyristors 33a and 33b gradually increases.
[0058]
Thus, during a period in which the thyristor 33a or 33b is on, a current flows through the reactor 34 and electromagnetic energy is accumulated in the reactor 34, so that no gate signal is given to the thyristor 33a or 33b and the thyristor 33a or 33b is synchronized with the gate signal. When the transistor 17U is turned off, the electromagnetic energy is supplied to the battery 13 via the capacitor 22, and the battery 13 is charged with the boosted voltage. The power supply current Iac gradually increases as shown in FIG. The principle of charging the battery 13 will be described later. The charging current Ib for the battery 13 is detected by the charging current detector 40 and provided to the control circuit 42. When the charging current Ib reaches a predetermined value, the control circuit 42 shifts to the next normal charging operation. I do.
[0059]
That is, when the AC power supply voltage Vac is a positive (+) half-wave, the control circuit 42 first turns on the transistor 17U of one arm 20U of the inverter circuit 15 and turns on the thyristor 33b of the full-wave rectifier circuit 33. Turn on. As a result, the AC power supply current Iac flows through the reactor 34 through the path of the thyristor 33b, the transistor 17U, the diode 33c, and the reactor 34, and the reactor 34 stores electromagnetic energy. The AC power supply current Iac flowing through the reactor 34 is detected by the AC current detector 39 and supplied to the control circuit 42 as a detected current Id. Note that the detection current Id is actually converted to a voltage and given to the control circuit 42, but is described here as the detection current Id for convenience of explanation.
[0060]
When the detection current Id increases due to the continuation of the ON state of the transistor 17U and becomes larger than the reference signal VR, the control circuit 42 turns off the transistor 17U and turns on the transistor 27. Thereby, the electromagnetic energy accumulated in the reactor 34 is supplied to the capacitor 22 via the thyristor 33b and the flywheel diode 18U, and further supplied to the battery 13 via the transistor 27, and the voltage of the battery 13 is boosted. Charged with voltage.
[0061]
Thereafter, when the detection current Id of the AC current detector 39 decreases and becomes smaller than the reference signal VR, the control circuit 42 turns on the transistor 17U again. Hereinafter, the same operation is repeated. Therefore, the gate signal Sy applied to the transistor 17U is as shown in FIG.
[0062]
When the AC power supply voltage Vac is a negative (-) half wave, the control circuit 42 turns on the transistor 17U of one arm 20U and turns on the thyristor 33a. The on / off operation of the transistors 17U and 27 in this case is the same as described above. Therefore, the gate signal Sz applied to the transistor 17U is as shown in FIG.
[0063]
That is, as shown in FIG. 5 (f), the control circuit 42 turns on and off the transistor 17U so that the detection current Id follows the reference signal VR, whereby the detection current Id is reduced to the AC power supply voltage Vac. The AC power supply current Iac is controlled as shown in FIG. 5 (g).
[0064]
Thus, the voltage between the terminals of the battery 13 is detected by the DC voltage detector 38 and supplied to the control circuit 42. When the voltage between the terminals of the battery 13 reaches the specified value, the control circuit 42 When the charging is determined to be completed, the transistors 17U and 27 and the thyristors 33a and 33b are turned off, and a not-shown alarm is operated to notify the completion of charging.
[0065]
As described above, according to the present embodiment, when the induction motor 11 is driven, the chopper circuit 26 functions as a step-up chopper, and the inverter circuit 15 is PWM-controlled. Can be rated at the time of steady operation, and the efficiency can be improved. Also, at the time of regenerative braking of the induction motor 11, the chopper circuit 26 is operated as a step-down chopper or the inverter circuit 15 is operated as a step-up chopper according to the generated voltage of the induction motor 11. Can be smoothly performed.
[0066]
Further, at the time of charging the battery 13, an external AC power supply is connected via a reactor 34 between the output terminal 25U of one arm 20U of the inverter circuit 15 as a drive circuit and the negative terminal of the battery 13, and the transistors 17U and 27 Are turned on and off, an electric current flows intermittently from an external AC power supply in the reactor 34 to accumulate electromagnetic energy, and the electromagnetic energy is transmitted to the battery 13 via one arm 20U and the chopper circuit 26. Given and this will be charged.
[0067]
Therefore, unlike the related art, the battery 13 can be charged only by the control of the control circuit 42 by additionally providing the chopper circuit 26 without using a dedicated charger having a transformer having a large weight and volume. Therefore, the manufacturing cost can be reduced by that much, and the load in the machine room of the electric vehicle can be reduced in size and weight, and the traveling distance per charge can be lengthened. Conversely, the reduction in size and weight can be achieved. Since the number of batteries 13 can be increased as much as the intended amount, the travel distance per charge can be increased. Further, even if an external power supply having a lower or higher voltage than the 160 (V) rated battery 13 is used, the battery 13 can be easily charged, which is extremely advantageous for the user. is there.
[0068]
Further, when charging the battery 13, if the external power supply is an AC power supply, the control circuit 42 detects a zero-cross point of the AC power supply voltage Vac based on the output signal of the zero-cross point sensor 41, and based on this, A reference signal VR synchronized with the AC power supply voltage Vac is obtained, and the detection current Id of the AC current detector 39 for detecting the AC power supply current Iac follows the reference voltage VR.
[0069]
Therefore, even if the boosting reactor 34 is used, the power factor improvement control of the AC power supply can be performed, the power supply harmonics can be reduced, and the charging current for the battery 13 can be controlled at the same time. .
[0070]
Further, when charging the battery 13, the control circuit 42 controls the energization phase of the thyristor 33a or 33b of the full-wave rectifier circuit 33 provided on the charging path of the battery 13 to gradually increase from substantially zero. Since the initial charging operation is performed, rapid charging of the battery 13 can be prevented, and the battery 13 is not adversely affected.
[0071]
In the above embodiment, when the battery 13 is charged, the capacitor 22 is charged to a voltage of 160 (V) or more (for example, 300 (V)) as the battery voltage, and the transistor 27 of the chopper circuit 26 is connected to the AC current detector 39. Alternatively, the charging current of the battery 13 may be made constant by adjusting the on / off duty based on the detection current of the charging current detector 40.
[0072]
FIGS. 6 and 7 show a second embodiment of the present invention. The same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and only different parts will be described below.
That is, a switching circuit 43 is connected between the DC buses 23 and 24. The switching circuit 43 connects NPN transistors 44 and 45, which are switching elements having flywheel diodes 46 and 47 in parallel, as NPN transistors in series. It is configured. An output terminal 25U, which is a neutral point of one arm 20U of the inverter circuit 15, is connected to an AC power supply line 35 via a bidirectional three-terminal thyristor (hereinafter referred to as a triac) 48. The AC power supply terminal 48, which is a characteristic point, is connected to the AC power supply line 36.
[0073]
In FIG. 7, a worm 49b is formed on a rotating shaft 49a of the DC motor 49, and a worm gear 50a meshing with the worm 49b is provided on the movable contact plate 50. The contact portions 50b and 50c of the movable contact plate 50 The contact portions 51a and 52a of the fixed contact plates 51 and 52 come into contact with and separate from the contact portions 51a and 52a by the vertical movement thereof, and thus the contactor 53 is configured.
[0074]
The positive terminal of the battery 54, which is a DC power supply, is connected to the fixed contact piece a of the changeover switch 55 and the fixed contact piece b of the changeover switch 56. The negative terminal of the battery 54 is connected to the fixed contact piece b of the changeover switch 55 and the changeover piece. The movable contacts c and c of the changeover switches 55 and 56 are connected to the input terminals of the DC motor 49.
[0075]
6, the fixed contact plate 51 of the contactor 53 is connected to the positive terminal of the battery 13, and the fixed contact plate 52 is connected to the battery side terminal of the DC reactor 32.
[0076]
Thus, the operation of the induction motor 11, the regenerative braking of the induction motor 11, and the operation of charging the battery 22 are performed in the same manner as described above except that the triac 48 performs the operation instead of the thyristors 33 a and 33 b of the full-wave rectifier circuit 33. This is similar to the first embodiment.
[0077]
(4) Refreshing the battery 13
Now, the refresh operation of the battery 13 will be described. At this time, the plug 37 is plugged into a power outlet such as a single-phase 100 volt AC power supply, and a refresh switch (not shown) is operated to be turned on. As a result, the control circuit 42 switches from the drive mode of the induction motor 11 to the refresh mode of the battery 13.
[0078]
When the insertion plug 37 is connected to the power outlet, the zero-cross point sensor 41 outputs the output signal S as described above, whereby the control circuit 42 performs the PLL control as shown in FIG. Then, a sine wave reference (voltage) signal VR synchronized with the AC power supply voltage Vac is generated, and the control circuit 42 determines the polarity of the AC power supply voltage Vac from the reference signal VR, and based on this, The following control is performed.
[0079]
The control circuit 42 uses one arm 20U of the inverter circuit 15, the switching circuit 43, and the triac 48 in the refresh mode. That is, the control circuit 42 turns on the triac 48, and when the AC power supply voltage Vac is a positive (+) half wave, first turns on the transistor 16U of one arm 20U and the transistor 45 of the switching circuit 43. Thus, the AC current (the discharge current of the battery 13) is passed through the path of the positive terminal of the battery 13, the contactor 53, the diode 29, the transistor 16U, the , A regenerative current to the AC power supply), which is detected by the AC current detector 39 and supplied to the control circuit 42 as a detected current.
[0080]
When the detected current increases due to the continuation of the ON states of the transistors 16U and 45 and becomes larger than the reference signal VR, the control circuit 42 turns off the transistor 16U. Thereafter, when the detection current of the AC current detector 39 decreases and becomes smaller than the reference signal VR, the control circuit 42 turns on the transistor 16U again. Hereinafter, the same operation is repeated.
[0081]
When AC power supply voltage Vac is a negative (-) half wave, control circuit 42 turns on transistor 17U of one arm 20U and turns on transistor 44 of switching circuit 43. The on / off operation of the transistor 44 in this case is similar to that of the transistor 16U described above.
[0082]
As described above, according to the second embodiment, at the time of the refresh operation of the battery 13, the remaining power (remaining energy) of the battery 13 is obtained by the step-down chopper formed by the one arm 20U of the inverter circuit 15 and the switching circuit 43. Is regenerated to an external AC power source, so that it is not necessary to dissipate it as Joule heat by using a discharge resistor, unlike the conventional technology. Since no resistor is required, there is no need to secure the installation space in the electric vehicle, which is optimal for an electric vehicle with a small installation space.
[0083]
When the battery 13 is removed from the electric vehicle, for example, the movable contact plate 50 is turned on by turning on the contact pieces (ca) of the changeover switches 55 and 56 and rotating the DC motor 49 in one direction. As shown in FIG. 7, the contactor 53 is turned off, and when the battery 13 is installed in the electric vehicle, the contact (c-b) of the changeover switches 55 and 56 is turned on and the direct current is turned on. By rotating the motor 49 in the reverse direction, the movable contact plate 50 is lowered, and the contactor 53 is turned on. Thereby, the contactor 53 can be made a stable switch means without chattering due to vibration or the like.
[0084]
FIGS. 8 and 9 show a third embodiment of the present invention. The same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and different parts will be described below.
That is, in the third embodiment, a brushless motor 57 is used as a motor. The brushless motor 57 includes a stator 58 having a plurality of phases, for example, three-phase stator coils 58U, 58V and 58W, and a magnetic material containing iron. For example, a permanent magnet type rotor (not shown) using a magnetic material composed of neodymium-iron-boron (Nd-Fe-B). The stator coils 58U, 58V and 58W are star-connected, and one terminal of each is connected to the output terminals 25U, 25V and 25W of the inverter circuit 15.
[0085]
As is well known, the brushless motor 57 is provided with three position detecting elements such as Hall elements for detecting the rotational position of the rotor, and the control circuit 42 By performing a logical operation on the position detection signal, the energization timing signals for the transistors 16U to 16W and 17U to 17W of the inverter circuit 15 are generated. The other operations of the control circuit 42 are the same as those of the first embodiment. Therefore, even when the brushless motor 57 is used as the running motor of the electric vehicle, the same effects as those of the first embodiment can be obtained. By the way, if the rotor of the brushless motor 57 is formed of a permanent magnet using a magnetic material made of Nd-Fe-B, this type of permanent magnet has a high coercive force, and therefore has the advantage of being efficient and having a long life. .
[0086]
In this case, if a brushless motor is used as the conventional motor (FIG. 10) and a rotor similar to the rotor of the brushless motor 57 of the third embodiment is used, the voltage applied to the motor 7 is increased in the conventional example. Is changed only by the PWM control, so that a harmonic component included in the applied voltage causes an increase in iron loss due to iron contained in the permanent magnet of the rotor, which causes a problem that the temperature of the rotor significantly increases.
[0087]
On the other hand, according to the third embodiment, when the chopper circuit 26 operates as a step-up chopper so as to rotate the brushless motor 57 at a rotation speed of the steady state or higher, the control circuit 42 controls the transistor of the inverter circuit 15. Since 16U to 16W or 17U to 17W is controlled to have a PWM duty of 100 (%), iron loss of the rotor due to harmonic components of the applied voltage based on the PWM control is significantly reduced, and heat generation of the rotor is prevented as much as possible. Can be. Then, even when the brushless motor 57 is rotated at a rotation speed lower than the steady state rotation speed, the PWM duty can be made higher than the conventional PWM duty, so that iron loss due to harmonic components of the rotor can be reduced.
[0088]
FIG. 9 shows the rotor temperature characteristics obtained by the experiment of the present inventors. The voltages of the batteries 1 and 13 are both 330V.
The temperature characteristic A plotted by △ in FIG. 9 is the rotor temperature characteristic of the motor 7 when the electric vehicle is driven at 80 km / h by driving the motor 7 with the conventional motor driving device. The ratings of the motor 7 are 330 (V), 10000 (rpm), and 10 (Nm). The main circuit voltage of the motor driving device during driving is 330 (V), and the PWM duty is 30 (%). is there. In FIG. 9, the horizontal axis represents time (minutes), and the vertical axis represents temperature (deg).
[0089]
The temperature characteristic B plotted by x in FIG. 9 indicates the brushless motor 57 when the electric vehicle is driven at 80 km / h by driving the brushless motor 57 by the motor driving device 14 as shown in FIG. 5 shows the rotor temperature characteristics. The ratings of the brushless motor 57 are 660 (V), 10000 (rpm), and 10 (N · m). The main circuit voltage of the motor driving device 14 during driving is 330 (V), and the PWM duty is 60 (%). It is.
[0090]
As is clear from FIG. 9, the temperature characteristic B shows a good characteristic in which the temperature rise with the passage of time is low as compared with the temperature characteristic A. This is because the motor driving device 14 can raise the main circuit voltage of the inverter circuit 15 by causing the chopper circuit 26 to act as a boosting chopper, so that the brushless motor 57 having a rated voltage 660 (V) higher than the voltage of the battery 13 is used. This is because the PWM duty can be increased since the same speed as that of the related art can be obtained.
[0091]
That is, when the voltages of the batteries 1 and 13 are the same, to obtain the same rotation speed as the former by the brushless motor 57 whose rated voltage is twice the brushless motor 7, the PWM duty may be doubled. Therefore, the higher harmonic component contained in the PWM signal is reduced by the increase in the PWM duty, and accordingly, the heat generated by the core loss of the permanent magnet of the rotor of the brushless motor 57 is reduced.
[0092]
Due to the problem of temperature rise due to the iron loss, when a motor is driven by a conventional driving device, a permanent magnet made of, for example, ferrite was only used for the rotor of the motor, as described above in the third embodiment. According to this, even if a permanent magnet made of Nd-Fe-B containing iron is used for the rotor of the brushless motor 57, heat generation due to iron loss of the permanent magnet can be suppressed. Therefore, it is possible to use a magnetic material having a higher coercive force than ever before for the permanent magnet of the rotor, and it is possible to increase the efficiency of the brushless motor 57 and to extend the life thereof.
In the above embodiment, Nd-Fe-B is used as the magnetic material of the permanent magnet. However, the present invention is not limited to this, and any magnetic material containing iron may be used.
[0093]
In the above embodiment, the induction motor 11 or the brushless motor 57 is used as the motor. Alternatively, a two-phase motor, a DC motor with a brush, or a reluctance motor may be used. As a circuit, there is a circuit having only one arm (for example, a DC motor with a brush) formed by connecting two transistors, which are switching elements having a flywheel diode, in series. Therefore, as a driving circuit, one or more arms are used. What you have is the target.
[0094]
Further, in the above embodiment, the triac 48 is provided as the current-limiting switching element. Alternatively, two thyristors connected in anti-parallel may be provided, or two photo thyristors connected in anti-parallel may be provided. Alternatively, a photo triac may be provided.
[0095]
In addition, the present invention is not limited to the above-described embodiment, and can be applied to, for example, not only an electric vehicle but also any device that requires a motor driving device that drives a motor using a battery as a power source. Needless to say, the present invention can be appropriately modified and implemented without departing from the scope of the invention.
[0096]
【The invention's effect】
The present invention is as described above, and has the following effects.
Claim 1 According to the motor driving device described above, when power is supplied from the battery to the motor via the driving circuit, the chopper circuit can function as a step-up chopper, so that a voltage higher than the battery voltage is applied to the motor. Is possible, and the motor can be driven at a higher rotation speed than in the steady state, and the efficiency in the steady operation can be improved. When power is supplied from the drive circuit to the battery, the chopper circuit can function as a step-down chopper, so that when the motor is regeneratively braked or the battery is charged from an external power supply, the motor generated voltage or the external power supply voltage is reduced. If it was higher than the battery voltage And Even so, the battery can be charged smoothly without damaging the circuit elements.
[0098]
And When the battery is charged, the external AC power supply is full-wave rectified by the full-wave rectifier circuit, and the full-wave rectified voltage is boosted by one arm acting as a boosting chopper. It is not necessary to provide a dedicated charger for charging the battery, and the battery can be charged even when the AC power supply voltage is lower than the battery voltage.
[0099]
Claim 2 According to the motor driving device described above, the control means controls the energization phase of the thyristor of the full-wave rectifier circuit to be gradually increased from substantially zero based on the detection current of the AC-side current detection means, so that charging is performed. Inrush current at the start can be suppressed.
[0100]
Claim 3 According to the motor driving device described above, at the time of charging the battery, the control unit gradually increases the on / off duty of the chopper circuit acting as the step-down chopper based on the detection current of the DC current detection unit. Can be controlled to a predetermined value, and stable charging can be performed.
[0101]
Claim 4 According to the motor driving device described above, when charging the battery, the control unit adjusts the on / off duty of the step-up chopper to reduce the charging current when the detection current of the DC current detection unit does not reach the predetermined value. Claims to control 3 It has the same effect as.
[0102]
Claim 5 According to the motor driving device described above, a switching circuit and a bidirectional three-terminal thyristor may be provided. 2 The same operation and effect as described above can be obtained.
Claim 6 as well as 7 According to the motor driving device described in (1), since the current flowing from the external AC power supply follows the reference signal, the power factor can be improved, and the capacitor is charged to a voltage equal to or higher than the peak value of the AC power supply voltage. Therefore, it is possible to control the charging current of the battery to be constant by the action with the step-down chopper.
[0103]
Claim 8 According to the motor driving device described above, the chopper circuit functions as a step-down chopper even when the voltage between the terminals of the capacitor is higher than the charging voltage of the battery. 7 The same effect can be obtained.
[0105]
Claim 9 According to the motor driving device described above, the remaining energy is regenerated to the AC power supply during the refresh operation of the battery, so that the energy efficiency is improved and the discharge resistor is not required.
Claim 1 0 According to the motor driving device described in (1), since the chopper circuit is configured by the transistor module, the configuration is simplified.
[0106]
Claim 1 1 According to the motor driving device described above, since the motor uses a rotor constituted by permanent magnets containing iron, the efficiency of the motor can be increased, and the service life can be increased. The temperature rise of the rotor can be prevented as much as possible.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an electrical configuration diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a characteristic diagram of a motor (part 1).
FIG. 3 is a characteristic diagram of a motor (part 2);
FIG. 4 is a waveform chart of each part when the battery is charged (part 1).
FIG. 5 is a waveform diagram of each part when the battery is charged (part 2).
FIG. 6 is a view corresponding to FIG. 1, showing a second embodiment of the present invention;
FIG. 7 is a configuration diagram of a contactor.
FIG. 8 is a view corresponding to FIG. 1, showing a third embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a diagram showing temperature characteristics of a rotor;
FIG. 10 is an electrical configuration diagram showing a conventional example.
[Explanation of symbols]
In the drawing, 11 is an induction motor (motor), 13 is a battery, 15 is an inverter circuit (drive circuit), 16U to 16W and 17U to 17W are transistors (switching elements), 18U to 18W and 19U to 19W are flywheel diodes, 20U to 20W are arms, 22 is a capacitor, 26 is a chopper circuit, 32 is a DC side reactor, 33 is a full-wave rectifier circuit, 33a and 33b are thyristors, 34 is an AC side reactor, 38 is a DC voltage detector, and 39 is AC. Current detector (AC side current detecting means), 40 is a charging current detector (DC side current detecting means), 41 is a zero cross point sensor, 42 is a control circuit (control means), 43 is a switching circuit, and 48 is bidirectional A three-terminal thyristor 57 indicates a brushless motor (motor).

Claims

フライホイールダイオードを有する２個のスイッチング素子を直列に接続してなるアームを１つ以上有し、入力端子がバッテリに接続され、出力端子がモータに接続されて、前記スイッチング素子のオンオフにより前記モータを通電制御する駆動回路と、
この駆動回路に並列に接続されフライホイールダイオードを有する２個のスイッチング素子を直列に接続してなるチョッパ回路と、
このチョッパ回路の中性点とバッテリとの間に接続された直流側リアクトルと、
前記駆動回路及びチョッパ回路のスイッチング素子をオンオフ制御するように設けられ、前記チョッパ回路を、前記バッテリから駆動回路に電力を供給するときには昇圧用チョッパとして作用可能とし、前記駆動回路からバッテリに電力を供給するときには降圧用チョッパとして作用可能とする制御手段と、
外部の交流電源を全波整流するための全波整流回路とを備え、
前記全波整流回路の交流入力端子側に交流側リアクトルが接続されていると共に、正側直流出力端子が駆動回路の１つのアームの中性点に及び負側直流出力端子がバッテリの負端子に接続され、
前記制御手段は、外部の交流電源によるバッテリの充電時には、前記１つのアームの負側スイッチング素子をオンオフ制御することにより昇圧用チョッパとして作用させるように構成されていることを特徴とするモータの駆動装置。An input terminal connected to a battery, an output terminal connected to a motor, and the motor being turned on / off by the switching element, the motor having at least one arm having two switching elements having a flywheel diode connected in series; A drive circuit for controlling the energization of
A chopper circuit formed by connecting two switching elements having a flywheel diode connected in parallel to the driving circuit in series,
A DC reactor connected between the neutral point of the chopper circuit and the battery,
The drive circuit and the switching element of the chopper circuit are provided so as to be turned on and off.When the chopper circuit supplies power to the drive circuit from the battery, the chopper circuit can function as a boost chopper, and the power is supplied from the drive circuit to the battery. Control means that can act as a step-down chopper when supplying ;
A full-wave rectifier circuit for full-wave rectification of an external AC power supply,
The AC reactor is connected to the AC input terminal side of the full-wave rectifier circuit, the positive DC output terminal is at the neutral point of one arm of the drive circuit, and the negative DC output terminal is at the negative terminal of the battery. Connected
The control means, when the battery due to external AC power charger, the motor of you, characterized in that it is configured to act as a step-up chopper by turning on and off the negative switching element of the one arm Drive.

交流電源から全波整流回路を介して駆動回路に流れる充電電流を検出する交流側電流検出手段を備え、その全波整流回路は２個以上のサイリスタを含んで構成され、制御手段は、前記交流側電流検出手段の検出電流に基づいて前記サイリスタの通電位相を略零から徐々に大となるように制御するように構成されていることを特徴とする請求項１記載のモータの駆動装置。 AC-side current detection means for detecting a charging current flowing from the AC power supply to the drive circuit via the full-wave rectifier circuit. The full-wave rectifier circuit includes two or more thyristors. gradually the motor driving device according to claim 1, wherein that you have been configured to control such that the larger a substantially zero current phase of the thyristor based on the detected current side current detection means.

バッテリに流れる充電電流を検出する直流側電流検出手段を備え、制御手段は、その直流側電流検出手段の検出電流に基づいて降圧用チョッパのオンオフデューティを徐々に上昇させてその充電電流を所定値に制御するように構成されていることを特徴とする請求項１記載のモータの駆動装置。 DC-side current detecting means for detecting a charging current flowing to the battery, wherein the control means gradually increases the on / off duty of the step-down chopper based on the detection current of the DC-side current detecting means and sets the charging current to a predetermined value. 2. The motor driving device according to claim 1, wherein the motor driving device is configured to perform the following control.

制御手段は、直流側電流検出手段の検出電流が所定値に達しない場合には、昇圧用チョッパのオンオフデューティを調整して充電電流を制御するように構成されていることを特徴とする請求項３記載のモータの駆動装置。 Control means, when the detection current of the DC side current detecting means does not reach a predetermined value, wherein, characterized in that by adjusting the on-off duty of the step-up chopper has been configured to control the charging current Item 4. A motor driving device according to item 3 .

駆動回路に並列にフライホイールダイオードを有する２個のスイッチング素子を直列に接続してなるスイッチング回路が接続され、全波整流回路の代わりに双方向性三端子サイリスタが用いられていることを特徴とする請求項２記載のモータの駆動装置。Wherein the switching circuit formed by connecting two switching elements having flywheel diodes in parallel to the drive circuit in series are connected, instead of the full-wave rectifying circuit bidirectional three-terminal thyristor is found using The motor driving device according to claim 2, wherein

制御手段は、外部の交流電源から流れる交流電流を交流電源電圧に同期した正弦波の基準信号に追従させるように制御するように構成されていることを特徴とする請求項１記載のモータの駆動装置。 Control means, driving of the motor according to claim 1, characterized in that it is configured to control so as to follow the sinusoidal reference signal synchronized to the AC power supply voltage alternating current flowing from the external AC power source apparatus.

駆動回路に並列にコンデンサが接続され、制御手段は、コンデンサの端子間電圧が外部の交流電源電圧のピーク値以上となるように制御するように構成されていることを特徴とする請求項６記載のモータの駆動装置。7. The method according to claim 6 , wherein a capacitor is connected in parallel to the drive circuit, and the control means is configured to control the voltage between the terminals of the capacitor to be equal to or higher than the peak value of the external AC power supply voltage. Motor drive device.

制御手段は、コンデンサの端子間電圧がバッテリの充電電圧よりも高い場合には、チョッパ回路を降圧用チョッパとして作用させて電流制限を行なうように構成されていることを特徴とする請求項６又は７記載のモータの駆動装置。 7. The control device according to claim 6, wherein the control unit is configured to limit the current by operating the chopper circuit as a step-down chopper when the voltage between the terminals of the capacitor is higher than the charging voltage of the battery. 8. The motor driving device according to claim 7 .

制御手段は、駆動回路の１つのアーム及びスイッチング回路のスイッチング素子をオンオフ制御することによって、バッテリのリフレッシュ動作時にそのバッテリの残存エネルギーを外部の交流電源に回生させるように構成されていることを特徴とする請求項５記載のモータの駆動装置。The control means is configured to control the on / off of one arm of the drive circuit and the switching element of the switching circuit so as to regenerate the remaining energy of the battery to an external AC power supply during a refresh operation of the battery. The motor driving device according to claim 5, wherein

チョッパ回路は、フライホイールダイオードを並列に有する２個のトランジスタからなるトランジスタモジュールにて構成されていることを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載のモータの駆動装置。The motor driving device according to any one of claims 1 to 9, wherein the chopper circuit is configured by a transistor module including two transistors having a flywheel diode in parallel .

モータは、鉄を含んでなる永久磁石によって構成されたロータを用いることを特徴とする請求項１乃至１０のいずれかに記載のモータの駆動装置。 The motor driving device according to any one of claims 1 to 10, wherein the motor uses a rotor configured by a permanent magnet containing iron .

ロータ及び複数層のステータを有するモータと、
このモータの電源となるバッテリとを備え、
前記駆動回路は、前記バッテリより出力される電力によって前記モータに通電制御を行うことを特徴とする請求項１乃至１１の何れかに記載のモータの駆動装置。 A motor having a rotor and a plurality of layers of stators,
A battery serving as a power supply for the motor,
The motor drive device according to claim 1, wherein the drive circuit controls power supply to the motor using power output from the battery .

前記モータは、電気自動車の走行用モータであることを特徴とする請求項１２記載のモータの駆動装置。 The motor, the motor driving device according to claim 12, wherein the Oh Rukoto in traction motor of an electric vehicle.