JPH08214592A - Motor driving apparatus - Google Patents

Abstract

PURPOSE: To facilitate the driving and regenerative braking of a motor, the charge of a battery and the refreshment of the battery with a simple construction. CONSTITUTION: A chopper circuit 26 is provided in parallel with an inverter circuit 15. When the power of an induction motor 11 is high, the chopper circuit 26 is made to function as a step-up chopper. When the induction motor 11 is in a regenerative operation, the chopper circuit 26 is made to function as a step-down chopper.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、バッテリの直流電力を
駆動回路により交流電力に変換してモータに供給するよ
うにしたモータの駆動装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a motor drive device for converting DC power of a battery into AC power by a drive circuit and supplying the AC power to the motor.

【０００２】[0002]

【従来の技術】例えば、電気自動車のモータを駆動する
駆動装置の従来例を図１０に示す。即ち、ニッケル系電
池（ニッケル水素電池，ニッケルカドミ電池）からなる
バッテリ１の正及び負端子には、直流母線２及び３が接
続されているとともに、この直流母線２及び３間には、
６個のトランジスタ４Ｕ乃至４Ｗ及び５Ｕ乃至５Ｗをブ
リッジ接続してなるインバータ回路６が接続され、その
インバータ回路６の出力端子はモータ７の入力端子に接
続されている。この場合、バッテリ１の直流電圧は、直
接、インバータ回路６に印加されるので、モータ７の出
力（回転数）制御は、インバータ回路６をＰＷＭ制御す
ることにより実行される。2. Description of the Related Art For example, a conventional example of a drive device for driving a motor of an electric vehicle is shown in FIG. That is, DC buses 2 and 3 are connected to the positive and negative terminals of a battery 1 made of a nickel-based battery (nickel hydrogen battery, nickel cadmium battery), and between the DC buses 2 and 3,
An inverter circuit 6 formed by bridge-connecting six transistors 4U to 4W and 5U to 5W is connected, and an output terminal of the inverter circuit 6 is connected to an input terminal of a motor 7. In this case, since the DC voltage of the battery 1 is directly applied to the inverter circuit 6, the output (rotation speed) control of the motor 7 is executed by PWM controlling the inverter circuit 6.

【０００３】又、バッテリ１が放電して電圧が降下する
と、モータ７を駆動するのに必要な電力が得られなくな
るので、従来より、電気自動車には、バッテリを充電す
るために、外部の交流電源の交流電源電圧を変圧するト
ランス及びこのトランスからの交流電圧を整流して平滑
して直流電圧とする整流平滑回路等から構成された充電
器が搭載されている。Further, when the battery 1 is discharged and the voltage drops, the electric power required to drive the motor 7 cannot be obtained. Therefore, in the conventional electric vehicle, an external alternating current is used to charge the battery. A charger including a transformer for transforming an AC power source voltage of a power source and a rectifying / smoothing circuit for rectifying and smoothing an AC voltage from the transformer to obtain a DC voltage is mounted.

【０００４】更に、ニッケル系電池からなるバッテリ１
は、メモリ効果によりバッテリ１内部の充電電力を１０
０％放出できなくなるので、従来より、バッテリ１の残
存電力をその電圧が下限電圧になるまで放電用抵抗器に
放電させるリフレッシュ動作を行なわせるようになって
いる。Further, the battery 1 composed of a nickel-based battery
Causes the charging power inside the battery 1 to be 10 due to the memory effect.
Since 0% cannot be discharged, conventionally, the refresh operation is performed to discharge the remaining power of the battery 1 to the discharging resistor until the voltage reaches the lower limit voltage.

【０００５】[0005]

【発明が解決しようとする課題】上記従来の構成では、
次のような解決すべき課題があった。 （ａ）電気自動車においては、走行上、モータ７に必要
とされる最大出力が大きいのであるが、定常出力は小さ
く、当然のことながら、最大出力に応じてモータ７及び
インバータ回路６の容量が設定される。この場合、モー
タ７の低出力時にインバータ回路６のＰＷＭ制御により
回転数を低くするためには、モータ７に対する印加電圧
を低くすべくＰＷＭのパルス幅を非常に小にする必要が
あり、従って、モータ７の印加電圧には高調波成分が多
く含まれることになり、この高調波成分によりモータ７
に主として鉄損からなるモータ損失が発生して、定常運
転時の効率が悪くなる。SUMMARY OF THE INVENTION In the above conventional configuration,
There were the following issues to be solved. (A) In an electric vehicle, the maximum output required for the motor 7 is large in driving, but the steady output is small, and as a matter of course, the capacity of the motor 7 and the inverter circuit 6 depends on the maximum output. Is set. In this case, in order to lower the rotation speed by PWM control of the inverter circuit 6 when the motor 7 has a low output, it is necessary to make the PWM pulse width very small in order to lower the voltage applied to the motor 7, and The voltage applied to the motor 7 contains a large amount of harmonic components.
In addition, motor loss, which is mainly iron loss, occurs, resulting in poor efficiency during steady operation.

【０００６】（ｂ）モータ７が高出力から低出力に変化
するときには、モータ７からバッテリ１に対して回生電
力が供給されるが、このときのモータ７の回転数により
モータ発電電圧がバッテリ電圧に対して大小異なるの
で、適正な回生制動が行なわれない。(B) When the motor 7 changes from a high output to a low output, regenerative electric power is supplied from the motor 7 to the battery 1. At this time, the motor generated voltage changes the battery generated voltage to the battery voltage. However, the regenerative braking cannot be performed properly because the magnitude is different.

【０００７】（ｃ）バッテリ１の充電のためにトランス
等を有する充電器が必要であるので、製造コストが増加
し、特に、トランスを含む充電器は広い設置スペースを
必要とするので、電気自動車にとっては不利である。(C) Since a charger having a transformer or the like is required to charge the battery 1, the manufacturing cost increases, and in particular, the charger including the transformer requires a large installation space. Is disadvantageous to.

【０００８】（ｄ）バッテリ１をリフレッシュするため
に残存電力を放電用抵抗器でジュール熱として放散させ
るので、エネルギー効率が悪く、又、大形の放電用抵抗
器を設ける必要があり、特に、大形の放電用抵抗器は広
い設置スペースを必要とするので、電気自動車にとって
は不利である。(D) In order to refresh the battery 1, the remaining power is dissipated as Joule heat by the discharging resistor, so that the energy efficiency is poor and it is necessary to provide a large discharging resistor. Large discharge resistors require a large installation space, which is a disadvantage for electric vehicles.

【０００９】本発明は上記事情に鑑みてなされたもの
で、その第１の目的は、モータの定常運転時の効率をよ
くすることができるモータの駆動装置を提供するにあ
る。The present invention has been made in view of the above circumstances, and a first object of the present invention is to provide a motor drive device capable of improving the efficiency during steady operation of the motor.

【００１０】本発明の第２の目的は、モータの回生制動
時において、モータ発電電圧の大小にかかわらず円滑な
回生制動を行なうことができるモータの駆動装置を提供
するにある。A second object of the present invention is to provide a motor drive device capable of performing smooth regenerative braking during motor regenerative braking regardless of the magnitude of the voltage generated by the motor.

【００１１】本発明の第３の目的は、バッテリの充電の
ために専用の充電器を必要としないモータの駆動装置を
提供するにある。A third object of the present invention is to provide a motor driving device which does not require a dedicated charger for charging a battery.

【００１２】本発明の第４の目的は、バッテリのリフレ
ッシュ時に放電用抵抗器を必要としないモータの駆動装
置を提供するにある。A fourth object of the present invention is to provide a motor driving device which does not require a discharging resistor when refreshing a battery.

【００１３】[0013]

【課題を解決するための手段】請求項１記載のモータの
駆動装置は、フライホイールダイオードを有する２個の
スイッチング素子を直列に接続してなるアームを１つ以
上有し、入力端子がバッテリに接続され、出力端子がモ
ータに接続されて、前記スイッチング素子のオンオフに
より前記モータを通電制御する駆動回路と、この駆動回
路に並列に接続されフライホイールダイオードを有する
２個のスイッチング素子を直列に接続してなるチョッパ
回路と、このチョッパ回路の中性点とバッテリとの間に
接続された直流側リアクトルと、前記駆動回路及びチョ
ッパ回路のスイッチング素子をオンオフ制御するように
設けられ、前記チョッパ回路を、前記バッテリから駆動
回路に電力を供給するときには昇圧用チョッパとして作
用可能とし、前記駆動回路からバッテリへの電力を供給
するときには降圧用チョッパとして作用可能とする制御
手段とを具備してなる構成に特徴を有する。According to a first aspect of the present invention, there is provided a motor driving device having at least one arm in which two switching elements each having a flywheel diode are connected in series, and an input terminal is connected to a battery. A drive circuit connected to the motor and having an output terminal connected to the motor to control energization of the motor by turning on / off the switching element, and two switching elements connected in parallel with the drive circuit and having a flywheel diode are connected in series. The chopper circuit, the DC side reactor connected between the neutral point of the chopper circuit and the battery, and the drive circuit and the switching element of the chopper circuit are provided to control ON / OFF, and the chopper circuit is provided. When the electric power is supplied from the battery to the drive circuit, it can act as a step-up chopper, When supplying power from the dynamic circuit to the battery characterized by comprising by comprising configure and control means for enabling acts as a step-down chopper.

【００１４】請求項２記載のモータの駆動装置は、制御
手段を、モータ出力が低いときには駆動回路にバッテリ
の基準電圧を供給し、モータ出力が高いときにはチョッ
パ回路を昇圧用チョッパとして作用させるように制御す
る構成とするところに特徴を有する。According to a second aspect of the present invention, there is provided a motor driving device, wherein the control means supplies the reference voltage of the battery to the driving circuit when the motor output is low and causes the chopper circuit to act as a boosting chopper when the motor output is high. It has a feature in that it is configured to control.

【００１５】請求項３記載のモータの駆動装置は、制御
手段を、モータの回生時において、モータ発電電圧がバ
ッテリ電圧より高い場合にはチョッパ回路を降圧用チョ
ッパとして作用させてバッテリへの充電電流を制御し、
モータ発電電圧がバッテリ電圧より低い場合には駆動回
路のアームの負側スイッチング素子をオンオフ制御する
ことにより昇圧用チョッパとして作用させてバッテリへ
の充電電流を制御するように構成するところに特徴を有
する。According to a third aspect of the present invention, in the motor driving device, the control means causes the chopper circuit to act as a step-down chopper when the motor generated voltage is higher than the battery voltage during regeneration of the motor, thereby charging current to the battery. Control the
When the motor generated voltage is lower than the battery voltage, the negative side switching element of the arm of the drive circuit is turned on / off to act as a step-up chopper to control the charging current to the battery. .

【００１６】請求項４記載のモータの駆動装置は、外部
の交流電源を全波整流するための全波整流回路を備え
て、その交流入力端子側に交流側リアクトルを接続する
とともに、正側直流出力端子を駆動回路の１つのアーム
の中性点に接続し、及び負側直流出力端子をバッテリの
負端子に接続し、制御手段を、外部の交流電源によるバ
ッテリの充電時には、前記１つのアームの負側スイッチ
ング素子をオンオフ制御することにより昇圧用チョッパ
として作用させるように構成するところに特徴を有す
る。According to a fourth aspect of the present invention, a motor driving device includes a full-wave rectification circuit for full-wave rectifying an external AC power source, the AC input reactor side is connected to the AC side reactor, and the positive side DC power source is connected. The output terminal is connected to the neutral point of one arm of the drive circuit, the negative side DC output terminal is connected to the negative terminal of the battery, and the control means controls the one arm when the battery is charged by an external AC power source. The negative side switching element is controlled to be turned on and off so that the negative side switching element acts as a boosting chopper.

【００１７】請求項５記載のモータの駆動装置は、交流
電源から全波整流回路を介して駆動回路に流れる充電電
流を検出する交流側電流検出手段を備え、その全波整流
回路を２個以上のサイリスタを含んで構成し、制御手段
を、前記交流側電流検出手段の検出電流に基づいて前記
サイリスタの通電位相を略零から徐々に大となるように
制御するように構成するところに特徴を有する。According to a fifth aspect of the present invention, there is provided a motor drive device including an AC side current detecting means for detecting a charging current flowing from the AC power source to the drive circuit via the full wave rectification circuit, and two or more full wave rectification circuits. Characterized in that the control means is configured to control the energization phase of the thyristor to gradually increase from substantially zero based on the detected current of the alternating current side current detection means. Have.

【００１８】請求項６記載のモータの駆動装置は、バッ
テリに流れる充電電流を検出する直流側電流検出手段を
備え、制御手段を、その直流側電流検出手段の検出電流
に基づいて降圧用チョッパとして作用するチョッパ回路
のオンデューティを徐々に上昇させることによってその
充電電流を所定値に制御するように構成するところに特
徴を有する。According to a sixth aspect of the present invention, there is provided a motor driving device including direct current side detecting means for detecting a charging current flowing in the battery, and the control means is a step-down chopper based on the detected current of the direct current side detecting means. The feature is that the charging current is controlled to a predetermined value by gradually increasing the on-duty of the chopper circuit that operates.

【００１９】請求項７記載のモータの駆動装置は、制御
手段を、直流側電流検出手段の検出電流が所定値に達し
ない場合には、昇圧チョッパのオンオフデューティを調
整して充電電流を制御する構成とするところに特徴を有
する。According to a seventh aspect of the present invention, in the motor driving device, the control means controls the charging current by adjusting the on / off duty of the step-up chopper when the detection current of the DC side current detection means does not reach a predetermined value. It has a feature in that it is configured.

【００２０】請求項８記載のモータの駆動装置は、駆動
回路に並列にフライホイールダイオードを有する２個の
スイッチング素子を直列に接続してなるスイッチング回
路を接続し、全波整流回路の代わりに双方向性三端子サ
イリスタが用いる構成に特徴を有する。According to another aspect of the present invention, there is provided a motor driving device, wherein a switching circuit, which is formed by connecting two switching elements each having a flywheel diode in series, is connected in parallel to the driving circuit. It is characterized by the configuration used by the directional three-terminal thyristor.

【００２１】請求項９及び１０記載のモータの駆動装置
は、駆動回路に並列にコンデンサを接続し、制御手段
を、外部の交流電源から流れる交流電流を交流電源電圧
に同期した正弦波の基準信号に追従させるように制御す
ることにより、前記コンデンサの端子間電圧が交流電源
電圧のピーク値以上となるようにして力率制御を行なう
ように構成するところに特徴を有する。According to another aspect of the present invention, there is provided a motor driving device in which a capacitor is connected in parallel to a driving circuit and a control means is a sine wave reference signal in which an AC current flowing from an external AC power supply is synchronized with an AC power supply voltage. Is controlled so that the inter-terminal voltage of the capacitor becomes equal to or higher than the peak value of the AC power supply voltage, and the power factor control is performed.

【００２２】請求項１１記載のモータの駆動装置は、制
御手段を、コンデンサの端子間電圧がバッテリの充電電
圧よりも高い場合には、チョッパ回路を降圧用チョッパ
として作用させて電流制限を行なうように構成するとこ
ろに特徴を有する。In the motor drive device according to the eleventh aspect of the present invention, the control means causes the chopper circuit to act as a step-down chopper to limit the current when the inter-terminal voltage of the capacitor is higher than the charging voltage of the battery. It is characterized in that it is configured into.

【００２３】請求項１２記載のモータの駆動装置は、モ
ータの最も頻繁に使用される出力において、バッテリの
基準電圧が駆動回路のＰＷＭデューティが１００％なる
状態でモータに印加されるように構成したところに特徴
を有する。According to a twelfth aspect of the present invention, the motor driving device is configured such that, at the most frequently used output of the motor, the reference voltage of the battery is applied to the motor in a state where the PWM duty of the driving circuit is 100%. However, it has a feature.

【００２４】請求項１３記載のモータの駆動装置は、制
御手段を、駆動回路の１つのアーム及びスイッチング回
路のスイッチング素子をオンオフ制御することによっ
て、バッテリのリフレッシュ動作時にそのバッテリの残
存エネルギーを外部の交流電源に回生させるように構成
するところに特徴を有する。According to a thirteenth aspect of the present invention, in the motor drive device, the control means controls on / off of one arm of the drive circuit and the switching element of the switching circuit so that the remaining energy of the battery is externally supplied during the refresh operation of the battery. It is characterized in that it is configured to be regenerated by an AC power supply.

【００２５】請求項１４記載のモータの駆動装置は、チ
ョッパ回路を、フライホイールダイオードを並列に有す
る２個のトランジスタからなるトランジスタモジュール
にて構成するところに特徴を有する。A motor drive device according to a fourteenth aspect is characterized in that the chopper circuit is composed of a transistor module including two transistors having flywheel diodes in parallel.

【００２６】請求項１５記載のモータの駆動装置は、モ
ータに、鉄を含んでなる永久磁石によって構成されたロ
ータを用いることに特徴を有する。According to a fifteenth aspect of the present invention, there is provided a motor drive device characterized in that the motor uses a rotor constituted by a permanent magnet containing iron.

【００２７】[0027]

【作用】請求項１及び２記載のモータの駆動装置によれ
ば、バッテリから駆動回路を介してモータに電力を供給
するときには、チョッパ回路を昇圧用チョッパとして作
用可能であるので、バッテリ電圧よりも高い電圧をモー
タに印加することが可能になって、モータを定常時より
も高い回転数で駆動させることができる。又、駆動回路
からバッテリに電力を供給するときには、チョッパ回路
を降圧用チョッパとして作用可能であるので、モータを
回生制動する場合若しくはバッテリを外部電源より充電
する場合にモータ発電電圧若しくは外部電源電圧がバッ
テリ電圧よりも高かったとしても、回路素子を破損する
ことなくバッテリに充電することができる。According to the motor drive device of the first and second aspects, when the electric power is supplied from the battery to the motor through the drive circuit, the chopper circuit can act as a step-up chopper, so that the voltage is lower than the battery voltage. A high voltage can be applied to the motor, and the motor can be driven at a higher rotation speed than in the steady state. Further, when supplying electric power from the drive circuit to the battery, the chopper circuit can act as a step-down chopper, so that when the motor is regeneratively braked or when the battery is charged from an external power supply, the motor power generation voltage or the external power supply voltage is Even if the voltage is higher than the battery voltage, the battery can be charged without damaging the circuit element.

【００２８】請求項３記載のモータの駆動装置によれ
ば、モータの回生制動時にモータ発電電圧がバッテリ電
圧より低い場合には、駆動回路のアームの負側スイッチ
ング素子をオンオフ制御することにより、そのアームが
昇圧用チョッパとして作用するようになる。According to the motor drive device of the third aspect, when the motor generated voltage is lower than the battery voltage during regenerative braking of the motor, the negative side switching element of the arm of the drive circuit is controlled to be turned on and off. The arm acts as a boosting chopper.

【００２９】請求項４記載のモータの駆動装置によれ
ば、バッテリの充電時に、外部の交流電源は全波整流回
路により全波整流されるとともに、その全波整流電圧は
１つのアームが昇圧用チョッパとして作用して昇圧され
るようになり、従って、交流電源電圧がバッテリ電圧よ
り低い場合でもバッテリの充電が可能になる。According to the motor drive device of the fourth aspect, when the battery is charged, the external AC power source is full-wave rectified by the full-wave rectifying circuit, and the full-wave rectified voltage is boosted by one arm. It acts as a chopper and is boosted, so that the battery can be charged even when the AC power supply voltage is lower than the battery voltage.

【００３０】請求項５記載のモータの駆動装置によれ
ば、制御手段は、交流側電流検出手段の検出電流に基づ
いて全波整流回路のサイリスタの通電位相を略零から徐
々に大となるように制御するので、充電開始時の突入電
流を抑制することができる。According to the motor drive device of the fifth aspect, the control means causes the energization phase of the thyristor of the full-wave rectifier circuit to gradually increase from substantially zero based on the detection current of the AC side current detection means. Since it is controlled to, the inrush current at the start of charging can be suppressed.

【００３１】請求項６記載のモータの駆動装置によれ
ば、バッテリの充電時に、制御手段は、直流側電流検出
手段の検出電流に基づいて降圧用チョッパとして作用す
るチョッパ回路のオンデューティを徐々に上昇させるの
で、充電電流を所定値に制御することができ、安定した
充電を行なわせることができる。According to the sixth aspect of the present invention, when the battery is charged, the control means gradually increases the on-duty of the chopper circuit which functions as a step-down chopper based on the detected current of the DC side current detection means. Since it is increased, the charging current can be controlled to a predetermined value, and stable charging can be performed.

【００３２】請求項７記載のモータの駆動装置によれ
ば、バッテリの充電時に、制御手段は、直流側電流検出
手段の検出電流が所定値に達しない場合には、昇圧用チ
ョッパのオンオフデューティを調整して充電電流を制御
するので、請求項６と同様の効果を奏する。According to the seventh aspect of the present invention, when the battery is charged, the control means sets the on / off duty of the boosting chopper when the detected current of the DC side current detection means does not reach the predetermined value. Since the charging current is adjusted to control the charging current, the same effect as in claim 6 is obtained.

【００３３】請求項８記載のモータの駆動装置によれ
ば、スイッチング回路と双方向三端子サイリスタを設け
るようにしても、請求項５と同様の作用効果が得られ
る。請求項９及び１０に記載のモータの駆動装置によれ
ば、基準信号に外部交流電源から流れる電流を追従させ
るので、力率改善を図ることができ、又、コンデンサに
交流電源電圧のピーク値以上の電圧に充電するので、降
圧用チョッパとの作用によりバッテリの充電電流が一定
となるように制御することができる。According to the motor drive device of the eighth aspect, even if the switching circuit and the bidirectional three-terminal thyristor are provided, the same operational effect as the fifth aspect can be obtained. According to the motor drive device of claims 9 and 10, since the current flowing from the external AC power source is made to follow the reference signal, the power factor can be improved, and the capacitor has a peak value of the AC power source voltage or more. Since the battery is charged to the voltage of 1, the charging current of the battery can be controlled to be constant by the action with the step-down chopper.

【００３４】請求項１１記載のモータの駆動装置によれ
ば、コンデンサの端子間電圧がバッテリの充電電圧より
も高い場合にもチョッパ回路を降圧用チョッパとして作
用させるので、請求項１０と同様の効果が得られる。According to the motor drive device of the eleventh aspect, the chopper circuit operates as a step-down chopper even when the voltage between the terminals of the capacitor is higher than the charging voltage of the battery. Is obtained.

【００３５】請求項１２記載のモータの駆動装置によれ
ば、モータの最も頻繁に使用される出力において、バッ
テリの基準電圧が駆動回路のＰＷＭデューティが１００
％となる状態でモータに印加されるので、モータ及び駆
動回路を定常出力に応じて設計することができる。According to the motor drive device of the twelfth aspect, at the most frequently used output of the motor, the reference voltage of the battery is the PWM duty of the drive circuit being 100.
Since it is applied to the motor in the state of%, the motor and the drive circuit can be designed according to the steady output.

【００３６】請求項１３記載のモータの駆動装置によれ
ば、バッテリのリフレッシュ動作時にその残存エネルギ
ーを交流電源に回生させるので、エネルギー効率がよく
なり、放電用抵抗器は不要となる。請求項１４に記載の
モータの駆動装置によれば、チョッパ回路をトランジス
タモジュールにて構成したので、構成が簡単になる。According to the motor drive device of the thirteenth aspect, since the residual energy is regenerated to the AC power source during the refreshing operation of the battery, the energy efficiency is improved and the discharging resistor is unnecessary. According to the motor drive device of the fourteenth aspect, since the chopper circuit is configured by the transistor module, the configuration is simplified.

【００３７】請求項１５記載のモータの駆動装置によれ
ば、モータに、鉄を含んでなる永久磁石によって構成さ
れたロータを用いても、ロータの鉄損による温度上昇を
抑制することができる。According to the motor drive device of the fifteenth aspect, even if the motor is formed of a rotor composed of a permanent magnet containing iron, the temperature rise due to iron loss of the rotor can be suppressed.

【００３８】[0038]

【実施例】以下、本発明を電気自動車に適用した第１の
実施例につき、図１乃至図５を参照しながら説明する。
全体構成を示す図１において、電気自動車には、走行用
のモータとしてインダクションモータ１１が搭載されて
おり、これは、複数相例えば３相のステータコイル１２
Ｕ，１２Ｖ及び１２Ｗを有するステータ１２と、図示し
ないロータとを備えている。又、電気自動車には、ニッ
ケル系電池からなる充電可能なバッテリ１３が搭載され
ており、このバッテリ１３からの直流電源がバッテリ充
電装置及びバッテリリフレッシュ装置兼用モータ駆動装
置１４によって交流電源に変換されて前記インダクショ
ンモータ１１に供給されるようになっている。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A first embodiment in which the present invention is applied to an electric vehicle will be described below with reference to FIGS.
In FIG. 1 showing the overall configuration, an electric motor is equipped with an induction motor 11 as a motor for traveling, and this includes a stator coil 12 having a plurality of phases, for example, three phases.
A stator 12 having U, 12V and 12W and a rotor (not shown) are provided. In addition, the electric vehicle is equipped with a rechargeable battery 13 made of a nickel-based battery, and a DC power source from the battery 13 is converted into an AC power source by a battery driving device and a battery refreshing device / motor driving device 14. It is adapted to be supplied to the induction motor 11.

【００３９】さて、バッテリ充電装置及びバッテリリフ
レッシュ装置兼用モータ駆動装置１４の具体的構成につ
き、述べる。駆動回路としてのインバータ回路１５は、
６個のスイッチング素子たるＮＰＮ形のトランジスタ１
６Ｕ，１６Ｖ，１６Ｗ及び１７Ｕ，１７Ｖ，１７Ｗを３
相ブリッジ接続して構成されたもので、夫々のコレク
タ，エミッタ間には、フライホイールダイオード１８
Ｕ，１８Ｖ，１８Ｗ及び１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗが接続
され、以て、３つのアーム２０Ｕ，２０Ｖ及び２０Ｗを
有する。そして、このインバータ回路１５の入力端子２
１ａ，２１ｂは、線間にコンデンサ２２が接続された直
流母線２３，２４に接続され、出力端子２５Ｕ，２５Ｖ
及び２５Ｗは、インダクションモータ１１のステータコ
イル１２Ｕ，１２Ｖ及び１２Ｗの各一端子に接続されて
いる。尚、ステータコイル１２Ｕ，１２Ｖ及び１２Ｗの
各他端子は共通に接続されている。Now, the specific structure of the motor drive device 14 that also serves as a battery charger and a battery refresh device will be described. The inverter circuit 15 as a drive circuit is
NPN type transistor 1 which is 6 switching elements
6U, 16V, 16W and 17U, 17V, 17W 3
A flywheel diode 18 is provided between the collectors and emitters of the phase bridge connection.
U, 18V, 18W and 19U, 19V, 19W are connected, thus having three arms 20U, 20V and 20W. Then, the input terminal 2 of the inverter circuit 15
1a and 21b are connected to DC bus lines 23 and 24 to which a capacitor 22 is connected between lines, and output terminals 25U and 25V
And 25W are connected to respective one terminals of the stator coils 12U, 12V and 12W of the induction motor 11. The other terminals of the stator coils 12U, 12V and 12W are commonly connected.

【００４０】チョッパ回路２６は、スイッチング素子と
してのＮＰＮ形のトランジスタ２７，２８及びフライホ
イールダイオード２９，３０を有するトランジスタモジ
ュールにて構成されたもので、そのトランジスタ２７に
おいて、コレクタは直流母線２３に接続され、エミッタ
はトランジスタ２８のコレクタに接続されており、その
トランジスタ２８のエミッタは直流母線２４に接続され
ており、トランジスタ２７及び２８の各コレクタ，エミ
ッタ間にはダイオード２９及び３０が接続されている。
そして、チョッパ回路２６の中性点たる交流電源端子３
１は直流側リアクトル３２を介してバッテリ１３の正端
子に接続されており、バッテリ１３の負端子は直流母線
２４に接続されている。The chopper circuit 26 is composed of a transistor module having NPN type transistors 27 and 28 and flywheel diodes 29 and 30 as switching elements. In the transistor 27, the collector is connected to the DC bus 23. The emitter is connected to the collector of the transistor 28, the emitter of the transistor 28 is connected to the DC bus 24, and the diodes 29 and 30 are connected between the collectors and the emitters of the transistors 27 and 28. .
Then, the AC power supply terminal 3 which is the neutral point of the chopper circuit 26
1 is connected to the positive terminal of the battery 13 via the DC side reactor 32, and the negative terminal of the battery 13 is connected to the DC bus 24.

【００４１】インバータ回路１５の１つのアーム２０Ｕ
の中性点たる出力端子２５Ｕは、全波整流回路３３の正
直流出力端子に接続されており、その全波整流回路３３
の負直流出力端子は、直流母線２４（バッテリ３の負端
子）に接続されている。この場合、全波整流回路３３
は、２個のサイリスタ３３ａ，３３ｂと２個のダイオー
ド３３ｃ，３３ｄをブリッジ接続して構成されたもの
で、その交流入力端子は一方側に交流側リアクトル３４
を挿入した交流電源ライン３５及び３６を介して差込み
プラグ３７に接続されている。One arm 20U of the inverter circuit 15
The output terminal 25U, which is the neutral point, is connected to the positive DC output terminal of the full-wave rectification circuit 33, and the full-wave rectification circuit 33
The negative DC output terminal of is connected to the DC bus 24 (the negative terminal of the battery 3). In this case, the full-wave rectification circuit 33
Is configured by connecting two thyristors 33a and 33b and two diodes 33c and 33d in a bridge connection, and its AC input terminal has one side having an AC side reactor 34.
Is connected to the insertion plug 37 via the AC power supply lines 35 and 36 in which is inserted.

【００４２】直流電圧検出器３８は、バッテリ１３の
正，負端子間に接続されていて、バッテリ１３の端子間
電圧を検出するようになっている。交流側電流検出手段
たる交流電流検出器３９は、交流電源ライン３６に配設
されていて、交流電源ライン３６に流れる電流（後述す
るようにリアクトル３４に流れる電流）を検出するよう
になっている。直流側電流検出手段たる充電電流検出器
４０は、直流母線２４に配設されていて、バッテリ１３
に流れる充電電流を検出するようになっている。尚、交
流電流検出器３９及び充電電流検出器４０は、交流電流
及び直流電流のいずれも検出し得るホール素子形変流器
によって構成されている。フォトカプラからなるゼロク
ロス点センサ４１は、直流電源ライン３５，３６間に設
けられている。The DC voltage detector 38 is connected between the positive and negative terminals of the battery 13 and detects the voltage between the terminals of the battery 13. An AC current detector 39, which is an AC-side current detection unit, is arranged in the AC power supply line 36 and detects a current flowing in the AC power supply line 36 (current flowing in the reactor 34 as described later). . The charging current detector 40, which is a DC-side current detecting means, is provided on the DC bus 24 and is connected to the battery 13
It is designed to detect the charging current flowing through. The alternating current detector 39 and the charging current detector 40 are configured by Hall element type current transformers capable of detecting both alternating current and direct current. The zero-cross point sensor 41 including a photocoupler is provided between the DC power supply lines 35 and 36.

【００４３】さて、制御手段たる制御回路４２は、マイ
クロコンピュータを主体として構成されたもので、その
各入力ポートに直流電圧検出器３８，交流電流検出器３
９，充電電流検出器４０及びゼロクロス点センサ４１の
各出力端子が接続され、各出力ポートがインバータ回路
１５のトランジスタ１６Ｕ乃至１６Ｗ，１７Ｕ乃至１７
Ｗ及びチョッパ回路２６のトランジスタ２７，２８のベ
ース（ゲート）に夫々接続されている。尚、マイクロコ
ンピュータ４２の２つの出力ポートは、図示はしない
が、全波整流回路３３のサイリスタ３３ａ，３３ｂのゲ
ートに接続されている。The control circuit 42, which is a control means, is mainly composed of a microcomputer, and its input port has a DC voltage detector 38 and an AC current detector 3 at its input ports.
9, the output terminals of the charging current detector 40 and the zero-cross point sensor 41 are connected, and the output ports are connected to the transistors 16U to 16W and 17U to 17 of the inverter circuit 15.
W and the bases (gates) of the transistors 27 and 28 of the chopper circuit 26 are respectively connected. Although not shown, the two output ports of the microcomputer 42 are connected to the gates of the thyristors 33a and 33b of the full-wave rectifier circuit 33.

【００４４】次に、本実施例の作用につき、図２乃至図
５をも参照して説明する。 （１）インダクションモータ１１の駆動 先ず、電気自動車の走行時の動作を述べる。即ち、制御
回路４２は、インバータ回路１５のトランジスタ１６Ｕ
乃至１６Ｗ及び１７Ｕ乃至１７Ｗに対する通電タイミン
グ信号を作成し、その通電タイミング信号に応じてトラ
ンジスタ１６Ｕ乃至１６Ｗ及び１７Ｕ乃至１７Ｗにベー
ス信号（ゲート信号）を所定の順序で与えて、そのトラ
ンジスタ１６Ｕ乃至１６Ｗ及び１７Ｕ乃至１７Ｗをオン
オフ制御する。これにより、インバータ回路１５は、バ
ッテリ１３の直流電圧から交流電圧を作成してインダク
ションモータ１１に与えるようになり、インダクション
モータ１１が回転し、電気自動車が走行する。Next, the operation of this embodiment will be described with reference to FIGS. (1) Driving of Induction Motor 11 First, the operation of the electric vehicle during traveling will be described. That is, the control circuit 42 uses the transistor 16U of the inverter circuit 15.
To 16W and 17U to 17W, energization timing signals are generated, and base signals (gate signals) are given to the transistors 16U to 16W and 17U to 17W in a predetermined order in accordance with the energization timing signal, and the transistors 16U to 16W and ON / OFF control is performed on 17U to 17W. As a result, the inverter circuit 15 creates an AC voltage from the DC voltage of the battery 13 and gives it to the induction motor 11, the induction motor 11 rotates, and the electric vehicle runs.

【００４５】ここで、モータ定格として、定常時（頻繁
に使用する回転数及びトルク）は１６０（Ｖ），１０
（ＫＷ）即ち、５０００（ｒｐｍ），２０（Ｎ・ｍ）と
し、最大出力時は３２０（Ｖ），４０（ＫＷ）即ち１０
０００（ｒｐｍ），４０（Ｎ・ｍ）が必要であるとした
場合、インダクションモータ１１として、図２に示すよ
うに、５０００（ｒｐｍ），２０（Ｎ・ｍ）のものを準
備し、バッテリ１３として１６０（Ｖ）のものを選定す
る。Here, the motor rating is 160 (V), 10 in steady state (rotation speed and torque frequently used).
(KW), that is, 5000 (rpm), 20 (Nm), and 320 (V), 40 (KW) or 10 at the maximum output.
Assuming that 000 (rpm) and 40 (Nm) are required, an induction motor 11 of 5000 (rpm) and 20 (Nm) is prepared as shown in FIG. Is selected to be 160 (V).

【００４６】インダクションモータ１１を定常時たる５
０００（ｒｐｍ）で回転させる場合には、制御回路４２
は、チョッパ回路２６のトランジスタ２７及び２８をオ
フさせたままとなる。従って、コンデンサ２２は、端子
間電圧がバッテリ電圧１６０（Ｖ）になるように充電さ
れ、これがインバータ回路１５に印加される。そして、
制御回路４２は、インダクションモータ１１が５０００
（ｒｐｍ）で回転するようにインバータ回路１５のトラ
ンジスタ１６Ｕ乃至１６Ｗ及び１７Ｕ乃至１７Ｗをオン
オフ制御するようになるが、このときのＰＷＭデューテ
ィは１００（％）に設定する。従って、インダクション
モータ１１に印加される電圧は１６０（Ｖ）になる。When the induction motor 11 is stationary
When rotating at 000 (rpm), the control circuit 42
Keeps the transistors 27 and 28 of the chopper circuit 26 off. Therefore, the capacitor 22 is charged so that the terminal voltage becomes the battery voltage 160 (V), and this is applied to the inverter circuit 15. And
The control circuit 42 uses the induction motor 11 of 5000
The transistors 16U to 16W and 17U to 17W of the inverter circuit 15 are on / off controlled so as to rotate at (rpm), and the PWM duty at this time is set to 100 (%). Therefore, the voltage applied to the induction motor 11 is 160 (V).

【００４７】インダクションモータ１１を５０００（ｒ
ｐｍ）よりも低い回転数で回転させる場合には、制御回
路４２は、インバータ回路１５のトランジスタ１６Ｕ乃
至１６Ｗ若しくは１７Ｕ乃至１７ＷをＰＷＭ制御するこ
とによって、インダクションモータ１１に印加される電
圧がその回転数に応じた低い電圧となるように制御す
る。The induction motor 11 is set to 5000 (r
In the case of rotating at a rotational speed lower than pm), the control circuit 42 PWM-controls the transistors 16U to 16W or 17U to 17W of the inverter circuit 15 so that the voltage applied to the induction motor 11 becomes the rotational speed. The voltage is controlled to be a low voltage according to.

【００４８】インダクションモータ１１を５０００（ｒ
ｐｍ）よりも高い回転数で回転させる場合には、制御回
路４２は、先ず、チョッパ回路２６のトランジスタ２８
をオンさせる。これにより、バッテリ１３の正端子，リ
アクトル３２，トランジスタ２８及びバッテリ１３の負
端子の経路でリアクトル３２に電流が流れることにより
電磁エネルギーが蓄積される。その後、制御回路４２
は、チョッパ回路２６のトランジスタ２８をオフするよ
うになり、リアクトル３２に蓄積された電磁エネルギー
はフライホイールダイオード２９を介してコンデンサ２
２に蓄積され、コンデンサ２２の端子間電圧は１６０
（Ｖ）よりも高い電圧になる。The induction motor 11 is set to 5000 (r
In the case of rotating at a rotational speed higher than pm), the control circuit 42 first sets the transistor 28 of the chopper circuit 26.
Turn on. As a result, electromagnetic current is accumulated by the current flowing through the reactor 32 through the path of the positive terminal of the battery 13, the reactor 32, the transistor 28, and the negative terminal of the battery 13. After that, the control circuit 42
Will turn off the transistor 28 of the chopper circuit 26, and the electromagnetic energy stored in the reactor 32 will be transferred to the capacitor 2 via the flywheel diode 29.
2 and the voltage across the capacitor 22 is 160
The voltage becomes higher than (V).

【００４９】例えば、インダクションモータ１１の回転
数を７５００（ｒｐｍ）にさせる場合には、チョッパ回
路２６のトランジスタ２８のオンオフデューティを制御
することにより、コンデンサ２２の端子間電圧が２４０
（Ｖ）となるように昇圧する。又、インダクションモー
タ１１の回転数を最大出力たる１００００（ｒｐｍ）に
させる場合には、同じく、チョッパ回路２６のトランジ
スタ２８のオンオフデューティを制御することにより，
コンデンサ２２の端子間電圧が３２０（Ｖ）となるよう
に昇圧する。For example, when the rotation speed of the induction motor 11 is set to 7500 (rpm), the on-off duty of the transistor 28 of the chopper circuit 26 is controlled so that the terminal voltage of the capacitor 22 is 240.
The voltage is boosted to become (V). Further, when the rotation speed of the induction motor 11 is set to 10000 (rpm) which is the maximum output, similarly, by controlling the on / off duty of the transistor 28 of the chopper circuit 26,
The voltage is boosted so that the voltage between the terminals of the capacitor 22 becomes 320 (V).

【００５０】即ち、チョッパ回路２６は昇圧用チョッパ
として作用するもので、このチョッパ回路２６が昇圧用
チョッパとして作用しているときには、制御回路４２
は、インバータ回路１５のトランジスタ１６Ｕ乃至１６
Ｗ若しくは１７Ｕ乃至１７ＷのＰＷＭデューティを１０
０（％）とするように制御するようになっている。従っ
て、インダクションモータ１１には、チョッパ回路２６
により昇圧されたコンデンサ２２の端子間電圧がインバ
ータ回路１５を介して印加されるようになる。That is, the chopper circuit 26 acts as a boosting chopper. When the chopper circuit 26 acts as a boosting chopper, the control circuit 42 is operated.
Are transistors 16U to 16U of the inverter circuit 15.
W or 17U to 17W PWM duty is 10
The control is performed so as to be 0 (%). Therefore, the induction motor 11 has a chopper circuit 26.
The inter-terminal voltage of the capacitor 22 boosted by the above is applied via the inverter circuit 15.

【００５１】（２）インダクションモータ１１の回生制
動 インダクションモータ１１が高出力（高回転数）から低
出力（低回転数）に移行する場合には、インダクション
モータ１１は回生制動となる。即ち、制御回路４２は、
チョッパ回路２６のトランジスタ２７をオンさせるよう
になり、従って、インダクションモータ１１からの回生
電流は、インバータ回路１５のフライホイールダイオー
ド１８Ｕ乃至１８Ｗ及び１９Ｕ乃至１９Ｗ並びにチョッ
パ回路２６のトランジスタ２７を介してバッテリ１３に
流れるようになる。(2) Regenerative braking of induction motor 11 When the induction motor 11 shifts from a high output (high speed) to a low output (low speed), the induction motor 11 is regeneratively braked. That is, the control circuit 42
The transistor 27 of the chopper circuit 26 is turned on, so that the regenerative current from the induction motor 11 causes the battery 13 to pass through the flywheel diodes 18U to 18W and 19U to 19W of the inverter circuit 15 and the transistor 27 of the chopper circuit 26. Comes to flow.

【００５２】この場合、インダクションモータ１１の発
電電圧は、このときの回転数に比例するようになるの
で、モータ発電電圧がバッテリ電圧の１６０（Ｖ）より
も高くなる。そこで、制御回路４２は、この回生制動時
には、充電電流検出器４０によりバッテリ１３に対する
充電電流（回生電流）Ｉｂを検出して、これが所定値を
超えるときには、チョッパ回路２６のトランジスタ２７
をオフさせ、逆に、充電電流Ｉｂが所定値以下のときに
はトランジスタ２７をオンさせるように制御する。従っ
て、この場合には、チョッパ回路２６は降圧用チョッパ
として作用するようになる。In this case, the power generation voltage of the induction motor 11 becomes proportional to the rotation speed at this time, so that the motor power generation voltage becomes higher than the battery voltage of 160 (V). Therefore, the control circuit 42 detects the charging current (regenerative current) Ib for the battery 13 by the charging current detector 40 during this regenerative braking, and when this exceeds a predetermined value, the transistor 27 of the chopper circuit 26 is detected.
Is turned off, and conversely, when the charging current Ib is less than or equal to a predetermined value, the transistor 27 is controlled to be turned on. Therefore, in this case, the chopper circuit 26 acts as a step-down chopper.

【００５３】尚、インダクションモータ１１の回生制動
時において、インダクションモータ１１の発電電圧がバ
ッテリ１３の充電電圧たる１６０（Ｖ）よりも低い場合
には、制御回路４２は、インバータ回路１５のアーム２
０Ｕ乃至２０Ｗのいずれかの負側のトランジスタ１７Ｕ
乃至１７Ｗをオンさせ、その後、そのトランジスタ１７
Ｕ乃至１７Ｗをオフさせることを繰返してインバータ回
路１５からバッテリ１３へ供給される電圧を昇圧する。
従って、インバータ回路１５は、昇圧用チョッパとして
作用するようになる。During regenerative braking of the induction motor 11, if the generated voltage of the induction motor 11 is lower than the charging voltage of the battery 13, which is 160 (V), the control circuit 42 controls the arm 2 of the inverter circuit 15.
Negative side transistor 17U of either 0U to 20W
Through 17W, and then the transistor 17
By repeatedly turning off U to 17 W, the voltage supplied from the inverter circuit 15 to the battery 13 is boosted.
Therefore, the inverter circuit 15 comes to function as a boosting chopper.

【００５４】（３）バッテリ１３の充電 バッテリ１３が放電して電圧が降下すると、インダクシ
ョンモータ１１を駆動するのに必要な電力が得られなく
なるので、この場合には、バッテリ１３に外部の交流電
源から充電する。即ち、差込みプラグ３７を外部の交流
電源としての１００（Ｖ）の商用電源たる電源コンセン
ト（図示せず）に差込み接続すると、制御回路４２は、
自動的に充電モードに切換わり、この充電モードでは、
インバータ回路１５の１つのアーム２０Ｕ，チョッパ回
路２６及び全波整流回路３３を用いる。(3) Charging of the battery 13 When the battery 13 is discharged and the voltage drops, the electric power required to drive the induction motor 11 cannot be obtained. In this case, therefore, the battery 13 is supplied with an external AC power source. Charge from. That is, when the plug 37 is connected to a power outlet (not shown) which is a commercial power source of 100 (V) as an external AC power source, the control circuit 42
It automatically switches to the charging mode, and in this charging mode,
One arm 20U of the inverter circuit 15, the chopper circuit 26, and the full-wave rectifier circuit 33 are used.

【００５５】即ち、差込みプラグ３７が電源コンセント
に差込み接続されると、ゼロクロス点センサ４１は、図
４（ａ）及び図５（ａ）で示すように、交流電源電圧Ｖ
ａｃが供給されて、図５（ｂ）で示すように、正（＋）
半波でロウレベル及び負（−）半波でハイレベルとなる
矩形波の出力信号Ｓを出力し、これを制御回路４２に与
える。制御回路４２は、ゼロクロス点センサ４１からの
出力信号Ｓがロウレベル，ハイレベルを繰返すことを検
出すると、充電開始であると判断し、インバータ回路１
５の１つのアーム２０Ｕのトランジスタ１７Ｕ及びチョ
ッパ回路２６のトランジスタ２７以外のトランジスタ１
６Ｕ乃至１６Ｗ及び１７Ｖ，１７Ｗをオフさせる。更
に、制御回路４２は、図５（ｂ）に示すように、ゼロク
ロス点センサ４１からの出力信号Ｓの立上り及び立下が
りから交流電源電圧Ｖａｃのゼロクロス点を検出する。That is, when the plug 37 is plugged into the power outlet, the zero-cross point sensor 41 causes the AC power supply voltage V to rise as shown in FIGS. 4 (a) and 5 (a).
When ac is supplied, as shown in FIG. 5B, positive (+)
A rectangular wave output signal S that has a low level in a half wave and a high level in a negative (-) half wave is output, and this is provided to the control circuit 42. When the control circuit 42 detects that the output signal S from the zero-cross point sensor 41 repeats low level and high level, it determines that charging is started, and the inverter circuit 1
Transistor 1 other than transistor 17U of one arm 20U of 5 and transistor 27 of chopper circuit 26
6U to 16W and 17V and 17W are turned off. Further, as shown in FIG. 5B, the control circuit 42 detects the zero-cross point of the AC power supply voltage Vac from the rising and falling of the output signal S from the zero-cross point sensor 41.

【００５６】制御回路４２は、交流電源電圧Ｖａｃのゼ
ロクロス点を検出すると、これに基づきＰＬＬ制御によ
り、図５（ｃ）に示すように、交流電源電圧Ｖａｃに同
期した正弦波の基準（電圧）信号ＶＲを作成する。制御
回路４２は、基準信号ＶＲから交流電源電圧Ｖａｃの極
性を判断するようになっており、これに基づいて以下の
ような制御を行なう。When the control circuit 42 detects the zero-cross point of the AC power supply voltage Vac, the control circuit 42 performs PLL control based on this, as shown in FIG. 5C, a sine wave reference (voltage) synchronized with the AC power supply voltage Vac. Create signal VR. The control circuit 42 is adapted to judge the polarity of the AC power supply voltage Vac from the reference signal VR, and performs the following control based on this.

【００５７】制御回路４２は、外部の交流電源による充
電と判断した場合には、初期充電動作を開始する。即
ち、制御回路４２は、交流電源電圧Ｖａｃの正（＋）半
波及び負（−）半波の双方において、チョッパ回路２６
のトランジスタ２７をオンさせ、１つのアーム２０Ｕの
トランジスタ１７Ｕをオンさせる。制御回路４２は、先
ず、交流電源電圧Ｖａｃ（図４（ａ）参照）が負半波か
ら正半波へのゼロクロス点近傍で全波整流回路３３のサ
イリスタ３３ｂにゲート信号を与えるようになり、従っ
て、サイリスタ３３ｂの通電位相は、図４（ｂ）に示す
ように、略零となる。その後、制御回路４２は、図４
（ｂ）に示すように、サイリスタ３３ａ及び３３ｂの通
電位相が徐々に大になるようにそのサイリスタ３３ａ及
び３３ｂに与えるゲート信号を制御するようになる。When the control circuit 42 determines that the charging is performed by the external AC power source, it starts the initial charging operation. That is, the control circuit 42 controls the chopper circuit 26 for both the positive (+) half wave and the negative (−) half wave of the AC power supply voltage Vac.
The transistor 27 of 1 is turned on, and the transistor 17U of one arm 20U is turned on. The control circuit 42 first supplies a gate signal to the thyristor 33b of the full-wave rectifier circuit 33 in the vicinity of the zero-cross point where the AC power supply voltage Vac (see FIG. 4A) changes from the negative half-wave to the positive half-wave, Therefore, the energization phase of the thyristor 33b becomes substantially zero as shown in FIG. 4 (b). After that, the control circuit 42 operates as shown in FIG.
As shown in (b), the gate signal applied to the thyristors 33a and 33b is controlled so that the energization phases of the thyristors 33a and 33b gradually increase.

【００５８】而して、サイリスタ３３ａ若しくは３３ｂ
がオンしている期間においては、リアクトル３４に電流
が流れてリアクトル３４に電磁エネルギーが蓄積され、
サイリスタ３３ａ若しくは３３ｂにゲート信号が与えら
れなくなり且つそのゲート信号に同期してトランジスタ
１７Ｕがオフすると、その電磁エネルギーがコンデンサ
２２を介してバッテリ１３に与えられるようになって、
バッテリ１３が昇圧された電圧で充電されるようにな
り、従って、外部の交流電源の交流電源電流Ｉａｃは、
図４（ｃ）に示すように、徐々に増加する。尚、バッテ
リ１３に対する充電の原理は、後に詳述する。バッテリ
１３に対する充電電流Ｉｂは充電電流検出器４０によっ
て検出されて制御回路４２に与えられるようになってお
り、制御回路４２は、充電電流Ｉｂが所定値に達する
と、次の通常充電動作に移行する。Thus, the thyristor 33a or 33b
While the is on, current flows through the reactor 34 and electromagnetic energy is accumulated in the reactor 34,
When the gate signal is not given to the thyristor 33a or 33b and the transistor 17U is turned off in synchronization with the gate signal, the electromagnetic energy is given to the battery 13 via the capacitor 22,
The battery 13 is charged with the boosted voltage, and therefore the AC power supply current Iac of the external AC power supply is
As shown in FIG. 4C, it gradually increases. The principle of charging the battery 13 will be described in detail later. The charging current Ib for the battery 13 is detected by the charging current detector 40 and given to the control circuit 42. When the charging current Ib reaches a predetermined value, the control circuit 42 shifts to the next normal charging operation. To do.

【００５９】即ち、制御回路４２は、交流電源電圧Ｖａ
ｃが正（＋）半波の場合には、先ず、インバータ回路１
５の１つのアーム２０Ｕのトランジスタ１７Ｕをオンさ
せ、且つ、全波整流回路３３のサイリスタ３３ｂをオン
させる。これにより、サイリスタ３３ｂ，トランジスタ
１７Ｕ，ダイオード３３ｃ及びリアクトル３４の経路で
リアクトル３４に交流電源電流Ｉａｃが流れ、リアクト
ル３４に電磁エネルギーが蓄積される。このリアクトル
３４に流れる交流電源電流Ｉａｃは交流電流検出器３９
により検出されて検出電流Ｉｄとして制御回路４２に与
えられる。尚、検出電流Ｉｄは、実際には電圧に変換さ
れて制御回路４２に与えられるものであるが、ここで
は、説明の便宜上、検出電流Ｉｄとして述べる。That is, the control circuit 42 controls the AC power supply voltage Va.
When c is a positive (+) half-wave, first, the inverter circuit 1
The transistor 17U of one arm 20U of No. 5 is turned on, and the thyristor 33b of the full-wave rectifier circuit 33 is turned on. As a result, the AC power supply current Iac flows through the reactor 34 through the path of the thyristor 33b, the transistor 17U, the diode 33c, and the reactor 34, and electromagnetic energy is accumulated in the reactor 34. The AC power supply current Iac flowing through the reactor 34 is the AC current detector 39.
Is detected by and is given to the control circuit 42 as a detection current Id. The detection current Id is actually converted into a voltage and given to the control circuit 42, but here, for convenience of explanation, it will be described as the detection current Id.

【００６０】トランジスタ１７Ｕのオン状態の継続によ
り検出電流Ｉｄが増加してこれが基準信号ＶＲより大に
なると、制御回路４２は、トランジスタ１７Ｕをオフさ
せ、トランジスタ２７をオンさせる。これにより、リア
クトル３４に蓄積された電磁エネルギーはサイリスタ３
３ｂ及びフライホイールダイオード１８Ｕを介してコン
デンサ２２に与えられ、更に、トランジスタ２７を介し
てバッテリ１３に与えられるようになり、バッテリ１３
が昇圧された電圧で充電される。When the detection current Id increases and becomes larger than the reference signal VR due to the continuation of the ON state of the transistor 17U, the control circuit 42 turns off the transistor 17U and turns on the transistor 27. As a result, the electromagnetic energy stored in the reactor 34 is transferred to the thyristor 3
3b and the flywheel diode 18U, and then to the capacitor 22, and further to the battery 13 through the transistor 27.
Is charged with the boosted voltage.

【００６１】その後、交流電流検出器３９の検出電流Ｉ
ｄが減少して基準信号ＶＲより小になると、制御回路４
２は再びトランジスタ１７Ｕをオンさせるようになる。
以下、同様の動作を繰返すようになる。従って、トラン
ジスタ１７Ｕに与えられるゲート信号Ｓｙは図５（ｄ）
に示すようになる。After that, the detection current I of the AC current detector 39 is detected.
When d decreases and becomes smaller than the reference signal VR, the control circuit 4
2 again turns on the transistor 17U.
After that, the same operation is repeated. Therefore, the gate signal Sy given to the transistor 17U is as shown in FIG.
It becomes as shown in.

【００６２】交流電源電圧Ｖａｃが負（−）半波の場合
には、制御回路４２は、１つのアーム２０Ｕのトランジ
スタ１７Ｕをオンさせ、且つ、サイリスタ３３ａをオン
させる。この場合のトランジスタ１７Ｕ及び２７のオン
オフ動作は、前述と同様である。従って、トランジスタ
１７Ｕに与えられるゲート信号Ｓｚは図５（ｅ）に示す
ようになる。When the AC power supply voltage Vac is a negative (-) half-wave, the control circuit 42 turns on the transistor 17U of one arm 20U and turns on the thyristor 33a. The on / off operation of the transistors 17U and 27 in this case is the same as that described above. Therefore, the gate signal Sz given to the transistor 17U becomes as shown in FIG.

【００６３】即ち、制御回路４２は、図５（ｆ）に示す
ように、検出電流Ｉｄが基準信号ＶＲに追従するように
トランジスタ１７Ｕをオンオフ制御するものであり、こ
れにより、検出電流Ｉｄは交流電源電圧Ｖａｃと同相の
正弦波状の波形に制御され、交流電源電流Ｉａｃは図５
（ｇ）に示すようになる。That is, the control circuit 42 controls ON / OFF of the transistor 17U so that the detection current Id follows the reference signal VR, as shown in FIG. 5 (f), whereby the detection current Id is AC. The AC power supply current Iac is controlled by the sinusoidal waveform having the same phase as the power supply voltage Vac.
As shown in (g).

【００６４】而して、バッテリ１３の端子間電圧は直流
電圧検出器３８によって検出されて制御回路４２に与え
られるようになっており、制御回路４２は、バッテリ１
３の端子間電圧が規定値に達すると、充電完了と判断し
てトランジスタ１７Ｕ，２７及びサイリスタ３３ａ，３
３ｂをオフさせ、図示しない報知器を動作させて充電完
了を報知する。The inter-terminal voltage of the battery 13 is detected by the DC voltage detector 38 and applied to the control circuit 42.
When the voltage between the terminals of 3 reaches the specified value, it is determined that the charging is completed, and the transistors 17U, 27 and the thyristors 33a, 3a.
3b is turned off and an alarm device (not shown) is operated to notify the completion of charging.

【００６５】このように、本実施例によれば、インダク
ションモータ１１を駆動する場合には、チョッパ回路２
６を昇圧用チョッパとして作用させ、且つ、インバータ
回路１５をＰＷＭ制御するようにしたので、インダクシ
ョンモータ１１としては、定常運転時の定格にすること
ができて、効率をよくすることができる。又、インダク
ションモータ１１の回生制動時には、インダクションモ
ータ１１の発電電圧に応じてチョッパ回路２６を降圧用
チョッパとして作用させ、若しくは、インバータ回路１
５を昇圧用チョッパとして作用させるようにしたので、
インダクションモータ１１の回生制動を円滑に行なうこ
とができる。As described above, according to the present embodiment, when the induction motor 11 is driven, the chopper circuit 2
Since 6 is made to act as a boosting chopper and the inverter circuit 15 is PWM-controlled, the induction motor 11 can be rated for steady operation and efficiency can be improved. Further, during regenerative braking of the induction motor 11, the chopper circuit 26 is caused to act as a step-down chopper according to the generated voltage of the induction motor 11, or the inverter circuit 1
Since 5 is made to act as a booster chopper,
The regenerative braking of the induction motor 11 can be smoothly performed.

【００６６】更に、バッテリ１３の充電時には、駆動回
路たるインバータ回路１５の１つのアーム２０Ｕの出力
端子２５Ｕとバッテリ１３の負端子との間にリアクトル
３４を介して外部の交流電源を接続し、トランジスタ１
７Ｕ及び２７の双方をオンオフ制御するようにしたの
で、リアクトル３４に外部の交流電源から断続的に電流
が流れて電磁エネルギーが蓄積され、その電磁エネルギ
ーが１つのアーム２０Ｕ及びチョッパ回路２６を介して
バッテリ１３に与えられてこれが充電されるようにな
る。Further, at the time of charging the battery 13, an external AC power source is connected via the reactor 34 between the output terminal 25U of one arm 20U of the inverter circuit 15 as a drive circuit and the negative terminal of the battery 13 to connect the transistor 1
Since both 7U and 27 are controlled to be turned on and off, current flows intermittently from the external AC power supply to the reactor 34 to accumulate electromagnetic energy, and the electromagnetic energy is accumulated via one arm 20U and the chopper circuit 26. It is given to the battery 13 and is charged.

【００６７】従って、従来とは異なり、重量及び体積の
大なるトランスを有する専用の充電器を用いなくても、
チョッパ回路２６を追設して制御回路４２の制御だけで
バッテリ１３の充電を行なうことができ、その分だけ、
製造コストの低減を図り得、又、電気自動車の機械室に
おける搭載物の小型軽量化を図り得て、一充電走行距離
を長くすることがてき、逆に、小型軽量化を図った分だ
けバッテリ１３の個数を多く搭載することができるの
で、一充電走行距離を長くすることができる。又、１６
０（Ｖ）定格のバッテリ１３に対してこれよりも低い電
圧若しくは高い電圧の外部電源であっても、そのバッテ
リ１３に容易に充電することができるものであり、使用
者にとって極めて有利である。Therefore, unlike the prior art, even if a dedicated charger having a transformer of large weight and volume is not used,
The chopper circuit 26 is additionally provided, and the battery 13 can be charged only by the control of the control circuit 42.
It is possible to reduce the manufacturing cost, and to reduce the size and weight of the equipment mounted in the machine room of an electric vehicle, so that one charging mileage can be lengthened, and conversely, the battery can be reduced in size and weight. Since a large number of 13 can be mounted, it is possible to extend the one-charge traveling distance. Also, 16
Even if an external power source having a voltage lower than or higher than that of the 0 (V) rated battery 13 is used, the battery 13 can be easily charged, which is extremely advantageous for the user.

【００６８】更に、バッテリ１３の充電時において、外
部電源が交流電源の場合には、制御回路４２は、ゼロク
ロス点センサ４１の出力信号に基づいて交流電源電圧Ｖ
ａｃのゼロクロス点を検出して、これに基づいて交流電
源電圧Ｖａｃに同期した基準信号ＶＲを得、この基準電
圧ＶＲに交流電源電流Ｉａｃを検出する交流電流検出器
３９の検出電流Ｉｄを追従させるようにした。Further, when the battery 13 is charged and the external power source is an AC power source, the control circuit 42 determines the AC power source voltage V based on the output signal of the zero-cross point sensor 41.
The zero cross point of ac is detected, the reference signal VR synchronized with the AC power supply voltage Vac is obtained based on this, and the detection current Id of the AC current detector 39 for detecting the AC power supply current Iac is made to follow this reference voltage VR. I did it.

【００６９】従って、昇圧用リアクトル３４を用いても
交流電源の力率改善の制御を行なうことができ、電源高
調波の低減を図ることができ、又、同時にバッテリ１３
に対する充電電流の制御も行なうことができる。Therefore, even if the boosting reactor 34 is used, the power factor of the AC power source can be controlled to be improved, the power source harmonics can be reduced, and at the same time, the battery 13 can be reduced.
It is also possible to control the charging current for.

【００７０】又、制御回路４２は、バッテリ１３の充電
時においては、バッテリ１３の充電路に設けられた全波
整流回路３３のサイリスタ３３ａ若しくは３３ｂの通電
位相を略零から徐々に大になるように制御する初期充電
動作をおこなわせるようにしたので、バッテリ１３に対
する急激な充電を防止することができて、バッテリ１３
に悪影響を及ぼすことがない。Further, when the battery 13 is being charged, the control circuit 42 gradually increases the energization phase of the thyristor 33a or 33b of the full-wave rectifier circuit 33 provided in the charging path of the battery 13 from substantially zero. Since the initial charging operation controlled by the battery 13 is performed, it is possible to prevent rapid charging of the battery 13,
Will not be adversely affected.

【００７１】尚、上記実施例において、バッテリ１３の
充電時に、コンデンサ２２にバッテリ電圧たる１６０
（Ｖ）以上の電圧（例えば３００（Ｖ））に充電し、チ
ョッパ回路２６のトランジスタ２７を、交流電流検出器
３９若しくは充電電流検出器４０の検出電流に基づくオ
ンオフデューティにて調整してバッテリ１３の充電電流
を一定にするようにしてもよい。In the above embodiment, when the battery 13 is charged, the battery voltage of 160 is stored in the capacitor 22.
The battery 13 is charged to a voltage of (V) or higher (for example, 300 (V)), and the transistor 27 of the chopper circuit 26 is adjusted by the on / off duty based on the detection current of the alternating current detector 39 or the charging current detector 40. The charging current may be constant.

【００７２】図６及び図７は本発明の第２の実施例であ
り、図１と同一部分には同一符号を付して示し、以下、
異なる部分のみを説明する。即ち、直流母線２３，２４
間には、スイッチング回路４３が接続されており、この
スイッチング回路４３は、フライホイールダイオード４
６，４７を並列に有するスイッチング素子たるＮＰＮ形
のトランジスタ４４，４５を直列に接続して構成されて
いる。そして、インバータ回路１５の１つのアーム２０
Ｕの中性点たる出力端子２５Ｕは、双方向性三端子サイ
リスタ（以下、トライアックと称す）４８を介して交流
電源ライン３５に接続され、スイッチング素子４３の中
性点たる交流電源端子４８は、交流電源ライン３６に接
続されている。FIGS. 6 and 7 show a second embodiment of the present invention, in which the same parts as those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals.
Only different parts will be described. That is, the DC buses 23 and 24
A switching circuit 43 is connected between the switching circuit 43 and the switching circuit 43.
NPN type transistors 44 and 45, which are switching elements having 6 and 47 in parallel, are connected in series. Then, one arm 20 of the inverter circuit 15
The output terminal 25U, which is the neutral point of U, is connected to the AC power supply line 35 via a bidirectional three-terminal thyristor (hereinafter, referred to as triac) 48, and the AC power supply terminal 48 which is the neutral point of the switching element 43 is It is connected to the AC power supply line 36.

【００７３】図７において、直流モータ４９の回転軸４
９ａには、ウォーム４９ｂが形成され、可動接点板５０
には、そのウォーム４９ｂと噛合するウォームギア５０
ａが設けられ、可動接点板５０の接点部５０ｂ及び５０
ｃは、固定接点板５１及び５２の接点部５１ａ及び５２
ａにその上下動により接離するようになっており、以上
により、コンタクタ５３が構成されている。In FIG. 7, the rotary shaft 4 of the DC motor 49 is
The worm 49b is formed on 9a, and the movable contact plate 50
The worm gear 50 that meshes with the worm 49b.
a is provided, and the contact portions 50b and 50 of the movable contact plate 50 are provided.
c is the contact portions 51a and 52 of the fixed contact plates 51 and 52.
The contactor 53 is brought into contact with or separated from the a by its vertical movement, and the contactor 53 is configured as described above.

【００７４】そして、直流電源たる電池５４の正端子
は、切換スイッチ５５の固定接片ａ及び切換スイッチ５
６の固定接片ｂに接続され、電池５４の負端子は、切換
スイッチ５５の固定接片ｂ及び切換スイッチ５６の固定
接片ａに接続されており、切換スイッチ５５及び５６の
可動接片ｃ，ｃは直流モータ４９の入力端子に接続され
ている。The positive terminal of the battery 54, which is a DC power source, is connected to the fixed contact piece a of the changeover switch 55 and the changeover switch 5.
6, the negative terminal of the battery 54 is connected to the fixed contact piece b of the changeover switch 55 and the fixed contact piece a of the changeover switch 56, and the movable contact piece c of the changeover switches 55 and 56. , C are connected to the input terminals of the DC motor 49.

【００７５】再び、図６において、コンタクタ５３の固
定接点板５１はバッテリ１３の正端子に接続され、固定
接点板５２は直流側リアクトル３２のバッテリ側端子に
接続されている。Again, in FIG. 6, the fixed contact plate 51 of the contactor 53 is connected to the positive terminal of the battery 13, and the fixed contact plate 52 is connected to the battery side terminal of the DC side reactor 32.

【００７６】而して、インダクションモータ１１の駆動
及びインダクションモータ１１の回生制動並びにバッテ
リ２２の充電の動作については、全波整流回路３３のサ
イリスタ３３ａ，３３ｂの代わりにトライアック４８が
行なうようになる以外は、第１の実施例と同様である。The driving of the induction motor 11, the regenerative braking of the induction motor 11, and the charging of the battery 22 are performed by the triac 48 instead of the thyristors 33a and 33b of the full-wave rectifier circuit 33. Is the same as in the first embodiment.

【００７７】（４）バッテリ１３のリフレッシュ さて、バッテリ１３のリフレッシュ動作について述べる
に、このときには差込みプラグ３７を例えば単相１００
ボルトの交流電源たる電源コンセントに差込み接続し、
図示しないリフレッシュスイッチを操作してオンさせ
る。これにより、制御回路４２は、インダクションモー
タ１１の駆動モードからバッテリ１３のリフレッシュモ
ードへと切換わる。(4) Refreshing Battery 13 Now, the refreshing operation of the battery 13 will be described.
Connect it to the power outlet that is the AC power source of the volt,
A refresh switch (not shown) is operated to turn it on. As a result, the control circuit 42 switches from the drive mode of the induction motor 11 to the refresh mode of the battery 13.

【００７８】差込みプラグ３７が電源コンセントに接続
されると、ゼロクロス点センサ４１は、前述したよう
に、出力信号Ｓを出力し、これにより、制御回路４２
は、ＰＬＬ制御により、図５（ｃ）に示すように、交流
電源電圧Ｖａｃに同期した正弦波の基準（電圧）信号Ｖ
Ｒを作成し、制御回路４２は、基準信号ＶＲから交流電
源電圧Ｖａｃの極性を判断するようになっており、これ
に基づいて以下のような制御を行なう。When the plug 37 is connected to the power outlet, the zero-cross point sensor 41 outputs the output signal S as described above, which causes the control circuit 42.
Is a sinusoidal reference (voltage) signal V synchronized with the AC power supply voltage Vac as shown in FIG.
The control circuit 42 determines the polarity of the AC power supply voltage Vac from the reference signal VR by creating R, and performs the following control based on this.

【００７９】制御回路４２は、リフレッシュモードで
は、インバータ回路１５の１つのアーム２０Ｕ，スイッ
チング回路４３及びトライアック４８を用いる。即ち、
制御回路４２は、トライアック４８をオンさせるととも
に、交流電源電圧Ｖａｃが正（＋）半波の場合には、先
ず、１つのアーム２０Ｕのトランジスタ１６Ｕ及びスイ
ッチング回路４３のトランジスタ４５をオンさせる。こ
れにより、バッテリ１３の正端子，コンタクタ５３，ダ
イオード２９，トランジスタ１６Ｕ，トライアック４
８，コンセント３７（交流電源），リアクトル３４，ト
ランジスタ４５及びバッテリ１３の負端子の経路で交流
電流（バッテリ１３の放電電流，交流電源への回生電
流）が流れ、これは交流電流検出器３９により検出され
て検出電流として制御回路４２に与えられる。In the refresh mode, the control circuit 42 uses one arm 20U of the inverter circuit 15, the switching circuit 43 and the triac 48. That is,
The control circuit 42 turns on the triac 48, and first turns on the transistor 16U of one arm 20U and the transistor 45 of the switching circuit 43 when the AC power supply voltage Vac is a positive (+) half wave. As a result, the positive terminal of the battery 13, the contactor 53, the diode 29, the transistor 16U, the triac 4
8, an AC current (a discharge current of the battery 13, a regenerative current to the AC power supply) flows through a path of the outlet 37 (AC power supply), the reactor 34, the transistor 45, and the negative terminal of the battery 13, and this is caused by the AC current detector 39. It is detected and given to the control circuit 42 as a detection current.

【００８０】トランジスタ１６Ｕ及び４５のオン状態の
継続により検出電流が増加してこれが基準信号ＶＲより
も大となると、制御回路４２は、トランジスタ１６Ｕを
オフさせる。その後、交流電流検出器３９の検出電流が
減少して基準信号ＶＲより小になると、制御回路４２は
再びトランジスタ１６Ｕをオンさせるようになる。以
下、同様の動作を繰返すようになる。When the detected current increases due to the continued ON state of the transistors 16U and 45 and becomes larger than the reference signal VR, the control circuit 42 turns off the transistor 16U. After that, when the detection current of the AC current detector 39 decreases and becomes smaller than the reference signal VR, the control circuit 42 turns on the transistor 16U again. After that, the same operation is repeated.

【００８１】交流電源電圧Ｖａｃが負（−）半波の場合
には、制御回路４２は、１つのアーム２０Ｕのトランジ
スタ１７Ｕをオンさせるとともに、スイッチング回路４
３のトランジスタ４４をオンさせる。この場合のトラン
ジスタ４４のオンオフ動作は、前述のトランジスタ１６
Ｕと同様である。When the AC power supply voltage Vac is a negative (-) half-wave, the control circuit 42 turns on the transistor 17U of one arm 20U and the switching circuit 4
The transistor 44 of No. 3 is turned on. The on / off operation of the transistor 44 in this case is performed by the transistor 16 described above.
Similar to U.

【００８２】このように第２の実施例によれば、バッテ
リ１３のリフレッシュ動作時には、インバータ回路１５
の１つのアーム２０Ｕとスイッチング回路４３とによっ
て形成される降圧用チョッパにより、バッテリ１３の残
存電力（残存エネルギー）を外部の交流電源に回生する
ようにしたので、従来とは異なり、放電用抵抗器を用い
てジュール熱として放散させる必要はなくなり、それだ
け、エネルギー効率の改善を図ることができ、又、放電
用抵抗器が不要であるので、電気自動車内にその設置ス
ペースを確保する必要がなく、設置スペースの狭い電気
自動車には最適である。As described above, according to the second embodiment, during the refresh operation of the battery 13, the inverter circuit 15
Since the step-down chopper formed by one arm 20U and the switching circuit 43 regenerates the remaining power (remaining energy) of the battery 13 to the external AC power source, unlike the conventional case, the discharging resistor is used. It is not necessary to dissipate as Joule heat by using, so that it is possible to improve energy efficiency, and since a discharging resistor is not necessary, it is not necessary to secure the installation space in the electric vehicle. It is most suitable for electric vehicles with a small installation space.

【００８３】尚、バッテリ１３を電気自動車から取外す
場合には、例えば、切換スイッチ５５及び５６の接片
（ｃ−ａ）間をオンさせて直流モータ４９を一方向に回
転させることにより、可動接点板５０を上昇させて、図
７に示すように、コンタクタ５３をオフさせ、逆に、バ
ッテリ１３を電気自動車に設置する場合には、切換スイ
ッチ５５及び５６の接点（ｃ−ｂ）間をオンさせて直流
モータ４９を逆方向に回転させることにより、可動接点
板５０を下降させて、コンタクタ５３をオンさせる。こ
れにより、コンタクタ５３を、振動等によりチャタリン
グのない安定したスイッチ手段となし得る。When the battery 13 is removed from the electric vehicle, for example, the contact points (c-a) of the changeover switches 55 and 56 are turned on and the DC motor 49 is rotated in one direction to move the movable contacts. As shown in FIG. 7, the plate 50 is raised to turn off the contactor 53, and conversely, when the battery 13 is installed in the electric vehicle, the contacts (c-b) of the changeover switches 55 and 56 are turned on. By rotating the direct current motor 49 in the opposite direction, the movable contact plate 50 is lowered and the contactor 53 is turned on. As a result, the contactor 53 can be formed as stable switch means free from chattering due to vibration or the like.

【００８４】図８及び図９は本発明の第３実施例であ
り、図１と同一部分には同一符号を付して示し、以下、
異なる部分について説明する。即ち、この第３実施例で
は、モータとしてブラシレスモータ５７を用いたもの
で、ブラシレスモータ５７は、複数相例えば３相のステ
ータコイル５８Ｕ，５８Ｖ及び５８Ｗを有するステータ
５８と、鉄を含んだ磁性体、例えば、ネオジウム−鉄−
ホウ素（Ｎｄ−Ｆｅ−Ｂ）からなる磁性体を用いた永久
磁石形のロータ（図示せず）とから構成されている。そ
して、ステータコイル５８Ｕ，５８Ｖ及び５８Ｗは、ス
ター結線され、その各一端子はインバータ回路１５の出
力端子２５Ｕ，２５Ｖ及び２５Ｗに接続されている。FIGS. 8 and 9 show a third embodiment of the present invention, in which the same parts as those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals.
The different parts will be described. That is, in the third embodiment, the brushless motor 57 is used as a motor. The brushless motor 57 has a stator 58 having stator coils 58U, 58V and 58W of a plurality of phases, for example, three phases, and a magnetic material containing iron. , For example, neodymium-iron-
It is composed of a permanent magnet type rotor (not shown) using a magnetic material made of boron (Nd-Fe-B). The stator coils 58U, 58V and 58W are star-connected, and one terminal of each is connected to the output terminals 25U, 25V and 25W of the inverter circuit 15.

【００８５】而して、ブラシレスモータ５７には、周知
のように、ロータの回転位置を検出するホール素子等か
らなる３個の位置検出素子が設けられており、制御回路
４２は、これらの位置検出素子からの位置検出信号を論
理演算することによりインバータ回路１５のトランジス
タ１６Ｕ乃至１６Ｗ及び１７Ｕ乃至１７Ｗに対する通電
タイミング信号を作成するようになっている。制御回路
４２のその他の動作は第１実施例と同様であり、従っ
て、電気自動車の走行用モータとしてブラシレスモータ
５７を用いた場合でも、前記第１実施例同様の効果を得
ることができる。ところで、ブラシレスモータ５７のロ
ータを、Ｎｄ−Ｆｅ−Ｂからなる磁性体を用いた永久磁
石で構成すると、この種の永久磁石は保磁力が高いの
で、効率が良く且つ長寿命とし得る利点がある。As is well known, the brushless motor 57 is provided with three position detecting elements such as Hall elements for detecting the rotational position of the rotor, and the control circuit 42 controls these positions. The position detection signal from the detection element is logically operated to generate an energization timing signal for the transistors 16U to 16W and 17U to 17W of the inverter circuit 15. The other operations of the control circuit 42 are similar to those of the first embodiment. Therefore, even when the brushless motor 57 is used as the traveling motor of the electric vehicle, the same effect as that of the first embodiment can be obtained. By the way, when the rotor of the brushless motor 57 is configured by a permanent magnet using a magnetic material made of Nd-Fe-B, this type of permanent magnet has a high coercive force, and thus there is an advantage that efficiency and long life can be increased. .

【００８６】この場合、従来（図１０）のモータ７とし
てブラシレスモータを用い、且つ、そのロータとして第
３実施例のブラシレスモータ５７のロータと同様のもの
を用いると、従来例では、モータ７への印加電圧はＰＷ
Ｍ制御のみによって変化させるようにしていることか
ら、印加電圧に含まれる高調波成分によりロータの永久
磁石に含まれる鉄分による鉄損が大になって、ロータが
著しく温度上昇する問題が生じる。In this case, if a brushless motor is used as the conventional motor 7 (FIG. 10) and a rotor similar to the rotor of the brushless motor 57 of the third embodiment is used, the motor 7 is changed to the conventional motor 7. Applied voltage is PW
Since it is changed only by the M control, the harmonic component contained in the applied voltage causes a large iron loss due to the iron component contained in the permanent magnet of the rotor, which causes a problem that the temperature of the rotor remarkably rises.

【００８７】これに対して、この第３実施例によれば、
ブラシレスモータ５７を定常時の回転数以上で回転させ
るべくチョッパ回路２６が昇圧用チョッパとして作用す
るときには、制御回路４２は、インバータ回路１５のト
ランジスタ１６Ｕ乃至１６Ｗ若しくは１７Ｕ乃至１７Ｗ
をＰＷＭデューティ１００（％）とするように制御する
ので、ＰＷＭ制御に基づく印加電圧の高調波成分による
ロータの鉄損は著しく小さくなり、ロータの発熱を極力
防止することができる。そして、ブラシレスモータ５７
を定常時の回転数未満で回転させる場合でも、従来のＰ
ＷＭデューティよりも高くすることができるので、ロー
タの高調波成分による鉄損を小さくすることができる。On the other hand, according to the third embodiment,
When the chopper circuit 26 acts as a step-up chopper so as to rotate the brushless motor 57 at a speed equal to or higher than the steady-state rotation speed, the control circuit 42 causes the transistors 16U to 16W or 17U to 17W of the inverter circuit 15 to operate.
Is controlled so that the PWM duty is 100 (%), the iron loss of the rotor due to the harmonic component of the applied voltage based on the PWM control is remarkably reduced, and heat generation of the rotor can be prevented as much as possible. Then, the brushless motor 57
Even when rotating at less than the normal rotation speed, the conventional P
Since it can be made higher than the WM duty, iron loss due to the harmonic components of the rotor can be reduced.

【００８８】図９は、本発明者らの実験により得られた
ロータ温度特性を示すものである。尚、バッテリ１及び
１３の電圧は共に３３０Ｖである。図９中に△でプロッ
トされた温度特性Ａは、従来のモータの駆動装置により
モータ７を駆動して、電気自動車を８０ｋｍ／ｈで走行
させた場合のモータ７のロータ温度特性である。モータ
７の定格は、３３０（Ｖ），１００００（ｒｐｍ），１
０（Ｎ・ｍ）であり、駆動時におけるモータの駆動装置
の主回路電圧は３３０（Ｖ）、ＰＷＭデューティは３０
（％）である。尚、図９の横軸は時間（分），縦軸は温
度（ｄｅｇ）である。FIG. 9 shows the rotor temperature characteristics obtained by the experiments of the present inventors. The voltages of the batteries 1 and 13 are both 330V. The temperature characteristic A plotted with Δ in FIG. 9 is the rotor temperature characteristic of the motor 7 when the electric vehicle is driven at 80 km / h by driving the motor 7 by the conventional motor driving device. The rating of the motor 7 is 330 (V), 10000 (rpm), 1
0 (N · m), the main circuit voltage of the motor driving device during driving is 330 (V), and the PWM duty is 30.
(%). The horizontal axis of FIG. 9 represents time (minutes) and the vertical axis represents temperature (deg).

【００８９】また、図９中に×でプロットされた温度特
性Ｂは、図８に示すようなモータ駆動装置１４によりブ
ラシレスモータ５７を駆動して、電気自動車を８０ｋｍ
／ｈで走行させた場合のブラシレスモータ５７のロータ
温度特性である。ブラシレスモータ５７の定格は、６６
０（Ｖ），１００００（ｒｐｍ），１０（Ｎ・ｍ）であ
り、駆動時におけるモータ駆動装置１４の主回路電圧は
３３０（Ｖ）、ＰＷＭデューティは６０（％）である。Further, the temperature characteristic B plotted with x in FIG. 9 shows that the brushless motor 57 is driven by the motor driving device 14 as shown in FIG.
It is a rotor temperature characteristic of the brushless motor 57 when traveling at / h. The brushless motor 57 has a rating of 66.
0 (V), 10000 (rpm), and 10 (Nm), the main circuit voltage of the motor drive device 14 during driving is 330 (V), and the PWM duty is 60 (%).

【００９０】図９から明らかなように、温度特性Ｂは、
温度特性Ａに比して時間経過に対する温度上昇が低く良
好な特性を示している。これは、モータ駆動装置１４
は、チョッパ回路２６を昇圧用チョッパとして作用させ
てインバータ回路１５の主回路電圧を昇圧できるので、
バッテリ１３の電圧よりも高い定格電圧６６０（Ｖ）の
ブラシレスモータ５７を使用でき、これによって、従来
と同一速度を得るのでＰＷＭデューティを高くすること
ができるからである。As is apparent from FIG. 9, the temperature characteristic B is
Compared to the temperature characteristic A, the temperature rise with time is small and good characteristics are shown. This is the motor drive device 14
Allows the chopper circuit 26 to act as a boosting chopper to boost the main circuit voltage of the inverter circuit 15,
This is because the brushless motor 57 having a rated voltage 660 (V) higher than the voltage of the battery 13 can be used, and thereby the same speed as that of the conventional case can be obtained, so that the PWM duty can be increased.

【００９１】即ち、バッテリ１及び１３の電圧が同じで
ある場合、定格電圧がブラシレスモータ７の２倍である
ブラシレスモータ５７によって前者と同じ回転速度を得
るには、ＰＷＭデューティを２倍にすれば良い。従っ
て、ＰＷＭデューティが大きくなった分だけＰＷＭ信号
に含まれる高調波成分は減少し、それに伴って、ブラシ
レスモータ５７のロータの永久磁石に鉄損によって生じ
る発熱は減少することになる。That is, when the voltages of the batteries 1 and 13 are the same, in order to obtain the same rotation speed as the former by the brushless motor 57 whose rated voltage is twice that of the brushless motor 7, the PWM duty should be doubled. good. Therefore, the harmonic components contained in the PWM signal are reduced by the amount of the increased PWM duty, and accordingly, the heat generation caused by the iron loss in the permanent magnet of the rotor of the brushless motor 57 is reduced.

【００９２】この鉄損による温度上昇の問題により、従
来の駆動装置によってモータを駆動する場合、そのモー
タのロータには、例えばフェライトなどからなる永久磁
石を用いるしか無かったが、以上のように第３実施例に
よれば、ブラシレスモータ５７のロータに鉄を含むＮｄ
−Ｆｅ−Ｂからなる永久磁石を用いても、その永久磁石
の鉄損による発熱を抑制することができる。従って、ロ
ータの永久磁石に従来より保磁力の高い磁性材料を使用
することが可能となり、ブラシレスモータ５７の効率を
高めることができ、長寿命とすることができる。尚、上
記実施例では、永久磁石の磁性体としてＮｄ−Ｆｅ−Ｂ
を用いたが、これに限ることなく、鉄を含む磁性体であ
れば何でも良い。Due to this problem of temperature rise due to iron loss, when a motor is driven by a conventional drive device, a permanent magnet made of, for example, ferrite must be used for the rotor of the motor. According to the third embodiment, the rotor of the brushless motor 57 contains Nd containing iron.
Even if a permanent magnet made of —Fe—B is used, heat generation due to iron loss of the permanent magnet can be suppressed. Therefore, it becomes possible to use a magnetic material having a higher coercive force than the conventional one for the permanent magnet of the rotor, the efficiency of the brushless motor 57 can be improved, and the life can be extended. It should be noted that in the above embodiment, Nd-Fe-B was used as the magnetic material of the permanent magnet.
However, without being limited to this, any magnetic material containing iron may be used.

【００９３】また、上記実施例では、モータとしてイン
ダクションモータ１１もしくはブラシレスモータ５７を
用いるようにしたが、代わりに、２相モータ，ブラシ付
直流モータ，或いはリラクタンスモータを用いてもよ
く、この場合には、駆動回路としてはフライホイールダ
イオードを有するスイッチング素子たるトランジスタを
２個直列に接続してなる１つのアームしか有しないもの
（例えばブラシ付直流モータ）もあり、従って、駆動回
路としては１つ以上のアームを有するものが対象とな
る。Although the induction motor 11 or the brushless motor 57 is used as the motor in the above embodiment, a two-phase motor, a brush DC motor, or a reluctance motor may be used instead. There is also a drive circuit that has only one arm formed by connecting two transistors, which are switching elements having a flywheel diode, in series (for example, a brush DC motor). Therefore, one or more drive circuits are provided. Those having the arm of are targeted.

【００９４】更に、上記実施例では、電流制限用スイッ
チング素子としてトライアック４８を設けるようにした
が、代わりに、逆並列接続した２個のサイリスタを設け
てもよく、或いは、逆並列接続した２個のフォトサイリ
スタ若しくはフォトトライアックを設けるようにしても
よい。Further, in the above embodiment, the triac 48 is provided as the current limiting switching element, however, two thyristors connected in anti-parallel may be provided instead, or two thyristors connected in anti-parallel may be provided. Alternatively, a photo thyristor or a photo triac may be provided.

【００９５】その他、本発明は上記した実施例にのみ限
定されるものではなく、例えば、電気自動車に限らずバ
ッテリを電源としてモータを駆動するモータ駆動装置を
必要とする装置全般に適用することができる等、要旨を
逸脱しない範囲内で適宜変形して実施し得ることは勿論
である。In addition, the present invention is not limited to the above-described embodiments, but is applicable to, for example, not only electric vehicles but also all devices requiring a motor driving device for driving a motor using a battery as a power source. As a matter of course, the present invention can be appropriately modified and implemented without departing from the scope of the invention.

【００９６】[0096]

【発明の効果】本発明は、以上説明した通りであるの
で、次のような効果を奏する。請求項１及び２記載のモ
ータの駆動装置によれば、バッテリから駆動回路を介し
てモータに電力を供給するときには、チョッパ回路を昇
圧用チョッパとして作用可能であるので、バッテリ電圧
よりも高い電圧をモータに印加することが可能になっ
て、モータを定常時よりも高い回転数で駆動させること
ができ、定常運転時の効率をよくすることができる。
又、駆動回路からバッテリに電力を供給するときには、
チョッパ回路を降圧用チョッパとして作用可能であるの
で、モータを回生制動する場合若しくはバッテリを外部
電源より充電する場合にモータ発電電圧若しくは外部電
源電圧がバッテリ電圧よりも高かったとても、回路素子
を破損することなくバッテリに円滑に充電することがで
きる。Since the present invention is as described above, it has the following effects. According to the motor drive device of the first and second aspects, when the electric power is supplied from the battery to the motor through the drive circuit, the chopper circuit can act as a boosting chopper, so that a voltage higher than the battery voltage is applied. Since it can be applied to the motor, the motor can be driven at a higher rotation speed than in the steady state, and the efficiency in the steady operation can be improved.
Also, when power is supplied from the drive circuit to the battery,
Since the chopper circuit can act as a step-down chopper, the motor power generation voltage or the external power supply voltage was higher than the battery voltage when regeneratively braking the motor or charging the battery from the external power supply. It is possible to smoothly charge the battery without the need.

【００９７】請求項３記載のモータの駆動装置によれ
ば、モータの回生制動時に、モータ発電電圧がバッテリ
電圧より低い場合には、駆動回路のアームの負側スイッ
チング素子をオンオフ制御することにより、そのアーム
が昇圧用チョッパとして作用するようになる。According to the motor drive device of the third aspect, when the motor generated voltage is lower than the battery voltage during regenerative braking of the motor, the negative side switching element of the arm of the drive circuit is controlled to be turned on / off. The arm will act as a boosting chopper.

【００９８】請求項４記載のモータの駆動装置によれ
ば、バッテリの充電時に、外部の交流電源は全波整流回
路により全波整流されるとともに、その全波整流電圧は
１つのアームが昇圧用チョッパとして作用して昇圧され
るようになり、従って、バッテリの充電のために専用の
充電器を設ける必要がなく、又、交流電源電圧がバッテ
リ電圧より低い場合でもバッテリの充電が可能になる。According to the motor drive device of the fourth aspect, when the battery is charged, the external AC power source is full-wave rectified by the full-wave rectifier circuit, and the full-wave rectified voltage is used for boosting one arm. Since it acts as a chopper and the voltage is increased, it is not necessary to provide a dedicated charger for charging the battery, and the battery can be charged even when the AC power supply voltage is lower than the battery voltage.

【００９９】請求項５記載のモータの駆動装置によれ
ば、制御手段は、交流側電流検出手段の検出電流に基づ
いて全波整流回路のサイリスタの通電位相を略零から徐
々に大となるように制御するので、充電開始時の突入電
流を抑制することができる。According to the motor drive device of the fifth aspect, the control means causes the energization phase of the thyristor of the full-wave rectifier circuit to gradually increase from substantially zero based on the current detected by the alternating current side current detection means. Since it is controlled to, the inrush current at the start of charging can be suppressed.

【０１００】請求項６記載のモータの駆動装置によれ
ば、バッテリの充電時に、制御手段は、直流側電流検出
手段の検出電流に基づいて降圧用チョッパとして作用す
るチョッパ回路のオンオフデューティを徐々に上昇させ
るので、充電電流を所定値に制御することができ、安定
した充電を行なわせることができる。According to the motor drive device of the sixth aspect, when the battery is charged, the control means gradually changes the on / off duty of the chopper circuit acting as the step-down chopper based on the detection current of the DC side current detection means. Since it is increased, the charging current can be controlled to a predetermined value, and stable charging can be performed.

【０１０１】請求項７記載のモータの駆動装置によれ
ば、バッテリの充電時に、制御手段は、直流側電流検出
手段の検出電流が所定値に達しない場合には、昇圧用チ
ョッパのオンオフデューティを調整して充電電流を制御
するので、請求項６と同様の効果を奏する。According to the seventh aspect of the present invention, when the battery is being charged, the control means sets the on / off duty of the boosting chopper when the detected current of the DC side current detecting means does not reach the predetermined value. Since the charging current is adjusted to control the charging current, the same effect as in claim 6 is obtained.

【０１０２】請求項８記載のモータの駆動装置によれ
ば、スイッチング回路と双方向三端子サイリスタを設け
るようにしても、請求項５と同様の作用効果が得られ
る。請求項９及び１０に記載のモータの駆動装置によれ
ば、基準信号に外部交流電源から流れる電流を追従させ
るので、力率改善を図ることができ、又、コンデンサに
交流電源電圧のピーク値以上の電圧に充電するので、降
圧用チョッパとの作用によりバッテリの充電電流が一定
となるように制御することができる。According to the motor drive device of the eighth aspect, even if the switching circuit and the bidirectional three-terminal thyristor are provided, the same operational effect as the fifth aspect can be obtained. According to the motor drive device of claims 9 and 10, since the current flowing from the external AC power source is made to follow the reference signal, the power factor can be improved, and the capacitor has a peak value of the AC power source voltage or more. Since the battery is charged to the voltage of 1, the charging current of the battery can be controlled to be constant by the action with the step-down chopper.

【０１０３】請求項１１記載のモータの駆動装置によれ
ば、コンデンサの端子間電圧がバッテリの充電電圧より
も高い場合にもチョッパ回路を降圧用チョッパとして作
用させるので、請求項１０と同様の効果が得られる。According to the motor drive device of the eleventh aspect, the chopper circuit operates as a step-down chopper even when the voltage between the terminals of the capacitor is higher than the charging voltage of the battery. Is obtained.

【０１０４】請求項１２記載のモータの駆動装置によれ
ば、モータの最も頻繁に使用される出力において、バッ
テリの基準電圧が駆動回路のＰＷＭデューティが１００
％と成る状態でモータに印加されるので、モータ及び駆
動回路を定常出力に応じて設計することができる。According to the motor drive device of the twelfth aspect, at the most frequently used output of the motor, the reference voltage of the battery is the PWM duty of the drive circuit being 100.
Since it is applied to the motor in the state of%, the motor and the drive circuit can be designed according to the steady output.

【０１０５】請求項１３記載のモータの駆動装置によれ
ば、バッテリのリフレッシュ動作時にその残存エネルギ
ーを交流電源に回生させるので、エネルギー効率がよく
なり、放電用抵抗器は不要となる。請求項１４に記載の
モータの駆動装置によれば、チョッパ回路をトランジス
タモジュールにて構成したので、構成が簡単になる。According to the motor drive device of the thirteenth aspect, since the residual energy is regenerated to the AC power source during the refresh operation of the battery, the energy efficiency is improved and the discharging resistor is not necessary. According to the motor drive device of the fourteenth aspect, since the chopper circuit is configured by the transistor module, the configuration is simplified.

【０１０６】請求項１５記載のモータの駆動装置によれ
ば、モータに、鉄を含んでなる永久磁石によって構成さ
れたロータを用いたので、モータの効率を高めることが
でき、且つ、長寿命とすることができつつ、ロータの温
度上昇を極力防止することができる。According to the motor drive device of the fifteenth aspect, since the rotor constituted by the permanent magnet containing iron is used for the motor, the efficiency of the motor can be improved and the life is long. It is possible to prevent the temperature rise of the rotor as much as possible.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明の第１の実施例を示す電気的構成図FIG. 1 is an electrical configuration diagram showing a first embodiment of the present invention.

【図２】モータの特性図（その１）FIG. 2 is a motor characteristic diagram (No. 1)

【図３】モータの特性図（その２）FIG. 3 is a motor characteristic diagram (No. 2)

【図４】バッテリの充電時の各部の波形図（その１）FIG. 4 is a waveform diagram (part 1) of each part when the battery is charged.

【図５】バッテリの充電時の各部の波形図（その２）FIG. 5 is a waveform diagram (part 2) of each part when charging the battery.

【図６】本発明の第２の実施例を示す図１相当図FIG. 6 is a view corresponding to FIG. 1 showing a second embodiment of the present invention.

【図７】コンタクタの構成図FIG. 7 is a block diagram of a contactor.

【図８】本発明の第３実施例を示す図１相当図FIG. 8 is a diagram corresponding to FIG. 1 showing a third embodiment of the present invention.

【図９】ロータの温度特性を示す図FIG. 9 is a diagram showing a temperature characteristic of a rotor.

【図１０】従来例を示す電気的構成図FIG. 10 is an electrical configuration diagram showing a conventional example.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

図面中、１１はインダクションモータ（モータ）、１３
はバッテリ、１５はインバータ回路（駆動回路）、１６
Ｕ乃至１６Ｗ及び１７Ｕ乃至１７Ｗはトランジスタ（ス
イッチング素子）、１８Ｕ乃至１８Ｗ及び１９Ｕ乃至１
９Ｗはフライホイールダイオード、２０Ｕ乃至２０Ｗは
アーム、２２はコンデンサ、２６はチョッパ回路、３２
は直流側リアクトル、３３は全波整流回路、３３ａ及び
３３ｂはサイリスタ、３４は交流側リアクトル、３８は
直流電圧検出器、３９は交流電流検出器（交流側電流検
出手段）、４０は充電電流検出器（直流側電流検出手
段）、４１はゼロクロス点センサ、４２は制御回路（制
御手段）、４３はスイッチング回路、４８は双方向性三
端子サイリスタ、５７はブラシレスモータ（モータ）を
示す。In the drawing, 11 is an induction motor (motor), 13
Is a battery, 15 is an inverter circuit (driving circuit), 16
U to 16W and 17U to 17W are transistors (switching elements), 18U to 18W and 19U to 1
9 W is a flywheel diode, 20 U to 20 W is an arm, 22 is a capacitor, 26 is a chopper circuit, 32
Is a DC side reactor, 33 is a full-wave rectifier circuit, 33a and 33b are thyristors, 34 is an AC side reactor, 38 is a DC voltage detector, 39 is an AC current detector (AC side current detection means), and 40 is a charging current detection. , 41 is a zero-cross point sensor, 42 is a control circuit (control means), 43 is a switching circuit, 48 is a bidirectional three-terminal thyristor, and 57 is a brushless motor (motor).

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｍ 3/155 Ｆ 7/538 Ａ 9181−5Ｈ 7/797 9181−5Ｈ (72)発明者 石原 治彦 愛知県瀬戸市穴田町991番地 株式会社東 芝愛知工場内 (72)発明者 加藤 征二 大阪府大阪市北区中之島３丁目３番22号 関西電力株式会社内─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (51) Int.Cl. ⁶ Identification number Internal reference number FI Technical indication location H02M 3/155 F 7/538 A 9181-5H 7/797 9181-5H (72) Inventor Haruhiko Ishihara 991, Anada Town, Seto City, Aichi Prefecture Toshiba Corporation Aichi Factory (72) Inventor Seiji Kato 3-3-22 Nakanoshima, Kita-ku, Osaka City, Osaka Prefecture Kansai Electric Power Co., Inc.

Claims (15)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 フライホイールダイオードを有する２個
のスイッチング素子を直列に接続してなるアームを１つ
以上有し、入力端子がバッテリに接続され、出力端子が
モータに接続されて、前記スイッチング素子のオンオフ
により前記モータを通電制御する駆動回路と、 この駆動回路に並列に接続されフライホイールダイオー
ドを有する２個のスイッチング素子を直列に接続してな
るチョッパ回路と、 このチョッパ回路の中性点とバッテリとの間に接続され
た直流側リアクトルと、 前記駆動回路及びチョッパ回
路のスイッチング素子をオンオフ制御するように設けら
れ、前記チョッパ回路を、前記バッテリから駆動回路に
電力を供給するときには昇圧用チョッパとして作用可能
とし、前記駆動回路からバッテリに電力を供給するとき
には降圧用チョッパとして作用可能とする制御手段とを
具備してなるモータの駆動装置。1. A switching element comprising: one or more arms having two switching elements each having a flywheel diode connected in series; an input terminal connected to a battery; and an output terminal connected to a motor. A drive circuit for controlling the energization of the motor by turning on and off, a chopper circuit formed by connecting two switching elements having flywheel diodes connected in parallel to the drive circuit in series, and a neutral point of the chopper circuit. A DC-side reactor connected between a battery and a switching element of the drive circuit and the chopper circuit is provided so as to be turned on / off, and the chopper circuit is provided with a booster chopper when power is supplied from the battery to the drive circuit. When the power is supplied from the drive circuit to the battery, And a control means capable of acting as a chopper for a motor. 【請求項２】 制御手段は、モータ出力が低いときには
駆動回路にバッテリの基準電圧を供給し、モータ出力が
高いときにはチョッパ回路を昇圧用チョッパとして作用
させるように制御することを特徴とする請求項１記載の
モータの駆動装置。2. The control means supplies the reference voltage of the battery to the drive circuit when the motor output is low, and controls the chopper circuit to act as a boost chopper when the motor output is high. 1. The motor drive device according to 1. 【請求項３】 制御手段は、モータの回生時において、
モータ発電電圧がバッテリ電圧より高い場合にはチョッ
パ回路を降圧用チョッパとして作用させてバッテリへの
充電電流を制御し、モータ発電電圧がバッテリ電圧より
低い場合には駆動回路のアームの負側スイッチング素子
をオンオフ制御することにより昇圧用チョッパとして作
用させてバッテリへの充電電流を制御するように構成さ
れていることを特徴とする請求項１記載のモータの駆動
装置。3. The control means, during regeneration of the motor,
When the motor generated voltage is higher than the battery voltage, the chopper circuit acts as a step-down chopper to control the charging current to the battery. When the motor generated voltage is lower than the battery voltage, the negative side switching element of the drive circuit arm. 2. The motor drive device according to claim 1, wherein the motor drive device is configured to act as a boosting chopper by controlling the ON / OFF of the battery to control the charging current to the battery. 【請求項４】 外部の交流電源を全波整流するための全
波整流回路を備えて、その交流入力端子側に交流側リア
クトルが接続されているとともに、正側直流出力端子が
駆動回路の１つのアームの中性点に及び負側直流出力端
子がバッテリの負端子に接続され、制御手段は、外部の
交流電源によるバッテリの充電時には、前記１つのアー
ムの負側スイッチング素子をオンオフ制御することによ
り昇圧用チョッパとして作用させるように構成されてい
ることを特徴とする請求項１記載のモータの駆動装置。4. A full-wave rectifier circuit for full-wave rectifying an external AC power source, the AC side reactor is connected to the AC input terminal side, and the positive side DC output terminal is the drive circuit 1 The negative side DC output terminal is connected to the neutral point of one arm and the negative terminal of the battery, and the control means controls ON / OFF of the negative side switching element of the one arm when the battery is charged by an external AC power source. 2. The motor drive device according to claim 1, wherein the motor drive device is configured to act as a boosting chopper. 【請求項５】 交流電源から全波整流回路を介して駆動
回路に流れる充電電流を検出する交流側電流検出手段を
備え、その全波整流回路は２個以上のサイリスタを含ん
で構成され、制御手段は、前記交流側電流検出手段の検
出電流に基づいて前記サイリスタの通電位相を略零から
徐々に大となるように制御するように構成されているこ
とを特徴とする請求項４記載のモータの駆動装置。5. An AC-side current detection means for detecting a charging current flowing from an AC power source to a drive circuit via a full-wave rectifier circuit, the full-wave rectifier circuit including two or more thyristors, and controlling 5. The motor according to claim 4, wherein the means is configured to control the energization phase of the thyristor to gradually increase from substantially zero based on the detected current of the alternating current side current detecting means. Drive. 【請求項６】 バッテリに流れる充電電流を検出する直
流側電流検出手段を備え、制御手段は、その直流側電流
検出手段の検出電流に基づいて降圧用チョッパのオンオ
フデューティを徐々に上昇させてその充電電流を所定値
に制御するように構成されていることを特徴とする請求
項４記載のモータの駆動装置。6. A direct current detecting means for detecting a charging current flowing through the battery is provided, and the control means gradually increases the on / off duty of the step-down chopper based on the detected current of the direct current detecting means. 5. The motor drive device according to claim 4, wherein the drive current is configured to be controlled to a predetermined value. 【請求項７】 制御手段は、直流側電流検出手段の検出
電流が所定値に達しない場合には、昇圧用チョッパのオ
ンオフデューティを調整して充電電流を制御するように
構成されていることを特徴とする請求項６記載のモータ
の駆動装置。7. The control means is configured to control the charging current by adjusting the on / off duty of the boosting chopper when the detection current of the DC side current detection means does not reach a predetermined value. The drive device for the motor according to claim 6. 【請求項８】 駆動回路に並列にフライホイールダイオ
ードを有する２個のスイッチング素子を直列に接続して
なるスイッチング回路が接続され、全波整流回路の代わ
りに双方向性三端子サイリスタが用いられていることを
特徴とする請求項５記載のモータの駆動装置。8. A drive circuit is connected with a switching circuit in which two switching elements each having a flywheel diode are connected in series in parallel, and a bidirectional three-terminal thyristor is used instead of the full-wave rectifier circuit. The drive device for the motor according to claim 5, wherein 【請求項９】 制御手段は、外部の交流電源から流れる
交流電流を交流電源電圧に同期した正弦波の基準信号に
追従させるように制御するように構成されていることを
特徴とする請求項４記載のモータの駆動装置。9. The control means is configured to control an alternating current flowing from an external alternating current power source so as to follow a sine wave reference signal synchronized with the alternating current power source voltage. A drive device for the described motor. 【請求項１０】 駆動回路に並列にコンデンサが接続さ
れ、制御手段は、コンデンサの端子間電圧が外部の交流
電源電圧のピーク値以上となるように制御するように構
成されていることを特徴とする請求項９記載のモータの
駆動装置。10. A capacitor is connected in parallel to the drive circuit, and the control means is configured to control the inter-terminal voltage of the capacitor to be equal to or higher than the peak value of the external AC power supply voltage. The drive device for the motor according to claim 9. 【請求項１１】 制御手段は、コンデンサの端子間電圧
がバッテリの充電電圧よりも高い場合には、チョッパ回
路を降圧用チョッパとして作用させて電流制限を行なう
ように構成されていることを特徴とする請求項９又は１
０記載のモータの駆動装置。11. The control means is configured to operate the chopper circuit as a step-down chopper to limit the current when the voltage between the terminals of the capacitor is higher than the charging voltage of the battery. Claim 9 or 1
The motor drive device described in 0. 【請求項１２】 モータの最も頻繁に使用される出力に
おいて、バッテリの基準電圧が駆動回路のＰＷＭデュー
ティが１００％なる状態でモータに印加されるように構
成されていることを特徴とする請求項２記載のモータの
駆動装置。12. The most frequently used output of the motor is configured so that the reference voltage of the battery is applied to the motor in a state where the PWM duty of the drive circuit is 100%. 2. The motor drive device described in 2. 【請求項１３】 制御手段は、駆動回路の１つのアーム
及びスイッチング回路のスイッチング素子をオンオフ制
御することによって、バッテリのリフレッシュ動作時に
そのバッテリの残存エネルギーを外部の交流電源に回生
させるように構成されていることを特徴とする請求項８
記載のモータの駆動装置。13. The control means is configured to turn on / off one arm of the drive circuit and a switching element of the switching circuit to regenerate the residual energy of the battery to an external AC power source during a refresh operation of the battery. 9. The method according to claim 8, wherein
A drive device for the described motor. 【請求項１４】 チョッパ回路は、フライホイールダイ
オードを並列に有する２個のトランジスタからなるトラ
ンジスタモジュールにて構成されていることを特徴とす
る請求項１乃至１３のいずれかに記載のモータの駆動装
置。14. The motor drive device according to claim 1, wherein the chopper circuit is composed of a transistor module including two transistors each having a flywheel diode in parallel. . 【請求項１５】 モータは、鉄を含んでなる永久磁石に
よって構成されたロータを用いることを特徴とする請求
項１乃至１４のいずれかに記載のモータの駆動装置。15. The motor drive device according to claim 1, wherein the motor uses a rotor composed of a permanent magnet containing iron.