JP3573627B2 - マルチレートシンボルタイミングリカバリ回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信信号のシンボルタイミングを再生するシンボルタイミングリカバリ回路、特に、種々のシンボルレートに対応可能なマルチレートシンボルタイミングリカバリ回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
受信信号に含まれるシンボルを識別するタイミング(シンボルタイミング)を再生する方法として、受信信号からシンボル周波数の成分を抽出する方法、識別クロックのタイミングを制御して受信信号のシンボルタイミングに識別クロックを同期させる方法などがある。
【0003】
特開平4−104542号公報には、ディジタル化に適し、ディジタル化しても高速信号の処理が可能な手法として、受信信号が通過するFIR(Finite Impulse Response:有限インパルスレスポンス)フィルタのタップ係数を制御することにより、前述とは逆に受信信号のシンボルタイミングを制御して周波数固定のクロックに同期させる手法が提案されている。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
前述の、受信信号のシンボルタイミングを固定クロックに同期させる手法においては、クロックの周波数(サンプリング周波数)としては受信信号のシンボルレートの2倍よりも高い周波数が用いられる。また、サンプリング周波数はキャプチャレンジ内の周波数である必要がある。すなわち、サンプリング周波数はシンボルレートの2倍(もしくはその整数倍)である必要がある。
【0005】
したがって、入力信号のシンボルレートが変わった場合には、サンプリング周波数もそれに応じて変えなければならない。入力信号のシンボルレートが基本周波数の1/nで変わる場合には分周器の分周比を変えることによって対応することができる。しかし、例えば、シンボルレートが5Mbaudsの信号と、3.4Mbaudsの信号の双方に対応する場合には、サンプリング周波数を単純な分周で生成することができず、水晶発振器等の外部回路を変更するか、複雑な分周回路を設ける必要がある。
【0006】
したがって本発明の目的は、複雑な分周回路を設ける必要がなく、また、外部回路の変更なしに種々のシンボルレートに対応することのできるマルチレートシンボルタイミングリカバリ回路を提供することにある。
【0007】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、第1のクロックを分周して第2のクロックを出力する分周器と、該第2のクロックのタイミングにおける入力信号の値から、該第2のクロックのタイミングにおける入力信号のゼロクロス点およびデータ識別点の値を、与えられたタップ係数を用いて演算して出力することにより、入力信号のゼロクロス点およびデータ識別点の位相を該第2のクロックのタイミングへシフトさせる有限インパルスレスポンスフィルタと、該有限インパルスレスポンスフィルタの出力におけるゼロクロス点の位相のずれを検出する位相比較器と、該位相比較器の出力の低周波数成分を通過させるループフィルタと、該ループフィルタの出力に所定の値を加算する加算器と、該加算器が出力する値に応じた周波数の信号を出力する発振器と、該発振器の出力から前記タップ係数を決定して前記有限インパルスレスポンスフィルタに与えるタップ係数決定部とを具備するマルチレートシンボルタイミングリカバリ回路が提供される。
【0008】
本発明によれば、第1のクロックを分周して第2のクロックを出力する分周器と、該第2のクロックのタイミングにおける入力信号の値から、該第2のクロックのタイミングにおける入力信号のゼロクロス点およびデータ識別点の値を与えられたタップ係数を用いて演算して出力することにより、入力信号のゼロクロス点およびデータ識別点の位相を該第2のクロックのタイミングへシフトさせる有限インパルスレスポンスフィルタと、該有限インパルスレスポンスフィルタの出力におけるゼロクロス点の位相のずれを検出する位相比較器と、該位相比較器の出力の低周波数成分を通過させるループフィルタと、該ループフィルタの出力に所定の値を加算する加算器と、該加算器が出力する値に応じた周波数の信号を出力する発振器と、該発振器の出力から前記タップ係数を決定して前記有限インパルスレスポンスフィルタに与えるタップ係数決定部とを具備するマルチレートシンボルタイミングリカバリ回路をコンピュータに設計させるためのプログラムを記録した記録媒体もまた提供される。
【0009】
【発明の実施の形態】
図1は本発明の一実施例に係るマルチレートシンボルタイミングリカバリ回路の回路ブロック図である。
発振器10が出力するサンプリングクロックの周波数fsampは、処理が予定されている入力信号のシンボルレートfs の中で最も高い周波数の2倍よりも高い周波数である。分周器12はfsampのクロックを整数値Nで分周して2fs よりも高い周波数fsamp’のクロックCLK3を出力する。整数Nの決め方については後述する。クロック制御回路14は、クロックCLK3の一部を間引いて、周期が常に一定ではないが周波数が2fs に等しいクロックCLK2を出力する。クロック制御回路14の動作についても後述する。
【0010】
A/D変換器16は周波数fsampのクロックのタイミングにおいてシンボルレートfs の入力アナログ信号をディジタル値に変換して出力する。フリップフロップ18はクロックCLK3のタイミングで入力信号をラッチして出力する。FIRフィルタ20は例えば図に示すように縦属接続された4つの遅延器と5つの乗算器と加算器からなる5タップのディジタルトランスバーサルフィルタであり、クロックCLK3で動作する。なお、さらに多くのタップを有するFIRフィルタを用いても良い。
【0011】
図2はFIRフィルタ20の動作を説明するための図である。矢印22はクロックCLK3の1周期の時間Tを表わし、曲線24は、2fs までを通過帯域とする低域通過フィルタのインパルス応答に相当する。参照番号26で示される5つの値がタップ係数a0 −a 4 としてFIRフィルタ20に与えられると、a2 以外はすべて0であるのでFIRフィルタ20は単純な遅延器になり、その遅延時間は2Tとなる。参照番号28で示される5つの値がタップ係数a0 −a 4 としてFIRフィルタ20に与えられると、FIRフィルタの遅延時間は2T−T/4となり、出力信号の位相はタップ係数26の場合と比べてπ/2だけ進む。同様にして、参照番号30および32で示されるそれぞれ5つの値がタップ係数a0 −a 4 としてFIRフィルタ20に与えられると、出力信号の位相はそれぞれπ/2およびπだけ遅れる。このようにして、タップ係数a0 −a 4 に与える値を変えることにより出力信号の位相を変えることができる。
【0012】
図3の(a)欄の曲線はアナログ入力信号を示し、白丸がクロックCLK3によるサンプリング点を、黒丸が入力信号のゼロクロス点およびデータ識別点を示す。最初のサンプリング点((a)欄の左端の白丸)では(b)欄に示すようにデータ識別点の位相が−3π/5進んで(3π/5遅れて)おり、位相を3π/5進めるタップ係数a0 −a5 をFIRフィルタ20に与えることにより、最初のサンプリング点でデータ識別点の値が出力される。次のサンプリング点では、ゼロクロス点の位相が−4π/5進んで(4π/5遅れて)おり、位相を4π/5進めるタップ係数をFIRフィルタ20に与えることにより、2番目のサンプリング点でゼロクロス点の値が出力される。3番目と4番目のサンプリング点ではFIRフィルタ20による位相の修正後にいずれもデータ識別点の値が出力されるので、4番目のサンプリング点は間引きクロックCLK2で動作するフリップフロップ34において間引かれる。
【0013】
このようにして、フリップフロップ34からは、一部が間引かれたクロックCLK2のタイミングでデータ識別点の値とゼロクロス点の値が交互に出力される。言い換えれば、シンボルタイミングが再生される。
位相比較器36では、フリップフロップ34の出力におけるゼロクロス点の位相のずれが検出される。図4に示すように、位相比較器36では、ゼロクロス点における値d(r)とその前のデータ識別点における値d(r−1)との比較およびゼロクロス点の後のデータ識別点における値d(r+1)との比較が行なわれ、d(r−1)>d(r)>d(r+1)と単調減少の場合、
d(r)−d(r+1)−{d(r−1)−d(r)}=2d(r)−{d(r+1)+d(r−1)}
の計算により位相差が算出される。d(r−1)<d(r)<d(r+1)と単調増加の場合には、
d(r+1)−d(r)−{d(r)−d(r−1)}=−2d(r)+{d(r+1)+d(r−1)}
の計算により位相差が検出される。単調増加でも単調減少でもない場合には、位相差は更新されない。図4の例では、(a)欄と(b)欄が信号の位相が遅れている(サンプリング点の位相が進んでいる)場合を示し、位相比較器36からは正の値が出力される。(c)欄と(d)欄は信号の位相が進んでいる(サンプリング点の位相が遅れている)場合を示し、位相比較器36からは負の値が出力される。
【0014】
位相比較器36の出力はループフィルタ38を経て加算器40においてΔth(後述)が加算され、これによって数値制御発振器42の周波数が決定される。 数値制御発振器(NCO)42は加算器44と遅延器46で構成される。遅延器(フリップフロップ)46の出力は加算器44の一方の入力へフィードバックされる。遅延器46はサンプリングクロックCLK3で動作する。加算器44の出力はクロックCLK3のタイミングで加算器40の出力に応じた速度で変化するので、NCO42の出力は図3の(c)欄に示すようなノコギリ波となり、ノコギリ波の周波数は加算器40の出力に比例する。タップ係数演算部48はこのノコギリ波の値の最大値を+π、最小値を−πと定義してそれに応じたタップ係数を決定する。例えば、NCO42の出力が0のとき図2のタップ係数26が選ばれ、π/2のとき、係数28が選ばれる。このようにしてタップ係数演算部48が決定したタップ係数をFIRフィルタ20へ与えることにより、受信信号のゼロクロス点とデータ識別点の位相がサンプリングクロックCLK3に同期する。クロック制御部14における間引きは、図3の(e)(f)欄に示されるように(c)欄のNCO42の出力が負から正へ変化するタイミングで行なわれる。この間引きクロックCLK2を用いてFIRフィルタ20の出力をラッチすることにより、フリップフロップ34の出力には、(d)欄に示すように、データ識別点の値とゼロクロス点の値が交互に現われる。
【0015】
次に、設定値演算器50における分周器12の分周比Nおよび加算器40の加算値Δthの決定について説明する。ノコギリ波の周期をTNCO とすると、ループ収束後は次の関係が成立する。
1/TNCO =fsamp’−2fs (1)
また、このときループフィルタ38の出力は“0”で安定すると考えれば、NCO42の入力はΔthに等しくなり、加算器44のビット数をMとすると、
TNCO =(2M /Δth)×(1/fsamp’) (2)
が成り立つ。
【0016】
設定値演算器50には発振器10の周波数fsampの値と入力信号のシンボルレートfs の値が与えられる。設定値演算器50は、周波数fsampを割ったときに2fs よりも大きくなる整数のうち最大のものをNと設定する。ループが安定した後は上記(1)(2)が成立するので、(1)(2)式より
Δth=2M ×(fsamp’−2fs )/fsamp’
が得られ、これによりΔthが決定される。
【0017】
加算器40において、Δthを加算するということは、ループフィルタ38の出力に拘らず、NCOの動作をほぼ収束状態にまでもっていくことを意味する。ループとして見た場合、回路動作の初期に、タイミングリカバリ回路の周波数はほぼ一致し、位相だけが異なっている状態になり、タイミングリカバリ回路のキャプチャーレンジが大幅に拡大される。具体的には、このΔthを加算することにより、動作可能なfsamp’と2fs の比(fsamp’/2fs )が、最大1.1程度だったものが、1.8〜1.9程度にまで拡大される。このことはシミュレーションにより確認されている。
【0018】
次に、この回路で、5Mbauds,3.4Mbaudsのシンボルレートの信号を受信する場合について説明する。(fsampは、32MHz ,NCO42のビット数は、13bit とする。)
5Mbaudsの信号を受信する場合、先ず、1/N分周器12のN値を求める。fsampをシンボルレートの2倍以上で、かつ一番小さいレート(fsamp’)に分周するため、N=3となる。よって、
fsamp’=32MHz /3=10.67MHz
となる。
【0019】
次に、加算器40の加算値Δthを求めると、
Δth=2M ×(fsamp’−2fs )/fsamp’=213×(10.67×106 −2×5×106 )/(10.67×106 )≒514
となる。
3.4Mbaudsの信号を受信する場合、先ず、分周器12のN値を求める。fsampをシンボルレートの2倍以上で、かつ一番小さいレート(fsamp’)に分周するため、N=4となる。よって、
fsamp’=32MHz /4=8.0MHz
となる。
【0020】
次に、加算器40の加算値Δthを求めると、
Δth=2M ×(fsamp’−2fs )/fsamp’=213×(8.0×106 −2×3.4×106 )/(8.0×106 )≒1229
となる。
図1の回路で、N=3,Δth=514と設定すれば、シンボルレート5Mbaudsの信号を受信することができる。また、N=4,Δth=1229と設定すれば、シンボルレート3.4Mbaudsの信号を受信することができる。
【0021】
図5は本発明のマルチレートシンボルタイミングリカバリ回路において、ループフィルタ38(図1)として使用するに適したフィルタの構成を示す。図5中52,54は乗算器であり、α,βの値を入力INに乗算することにより、αはLPF側、βはHPF側のフィルタのゲインを調整する。56は、完全積分器を構成するフリップフロップ、58は、完全積分器を構成する加算器、60は、完全積分器のリミッタである。62は、加算器であり、HPF側とLPF側の出力結果を加算し、フィルタ全体としての出力を得ている。ここで特長的なのは、リミッタ60である。このリミッタは、完全積分器の出力が、上側、または、下側のリミット値に達した時に、完全積分器にリセットをかける構成をとっている。これは、入力信号の品質が悪い場合(低C/N、キャリアずれ大など)のループフィルタの暴走をおさえ、シンボルタイミングリカバリのロックアップタイムを早める働きをする。
【0022】
図6は本発明のマルチレートシンボルタイミングリカバリ回路をQPSK復調回路と組み合わせて受信回路を構成した例を示す。図1と同一の構成要素には同一の参照番号を付してその説明を省略する。
図6において、周波数fsampでディジタル値に変換された入力信号は乗算器64,66へ供給される。乗算器64,66の他方の入力へはIFキャリアとしてfsampで変化するキャリアが印加される。一方のキャリアが“0→1→0→−1”と変化するとき他方は“1→0→−1→0”と変化する。すなわち両者は互いに位相がπ/2だけ異なっているので、I相信号とQ相信号からなるベースバンド信号が生成される。ただし、fsampはIFキャリアに完全に同期していないのでI−Q平面上で信号点は両者の差の周波数で回転している。
【0023】
これらのベースバンド信号は前に説明したように、フリップフロップ18においてシンボルレートfs の2倍よりも高い周波数fsamp’(=fsamp/N)のクロックCLK3でサンプリングされ、FIRフィルタ20でゼロクロス点とデータ識別点の位相がクロックCLK3のタイミングまでシフトされ、フリップフロップ34において、重なりの部分が間引かれて、周波数がシンボルレートfs の2倍に等しい間引きクロックCLK2に同期した信号が得られる。これらはルートナイキストフィルタ72,74を経てバタフライ回路76へ供給される。バタフライ回路76では残留キャリア成分の周波数で回転する信号が乗算されて残留キャリア成分が除去される。キャリアリカバリ回路78はバタフライ回路76の出力において信号の回転を検出してバタフライ回路76へ与える信号の回転を制御する。位相比較器36によるシンボルタイミングのずれの検出もバタフライ回路76の出力において行なわれる。
【0024】
図7は本発明のマルチレートシンボルタイミングリカバリ回路が組み込まれたシステムLSIのマスクパターンを作製する工程の概略を示す。
まず、Verilog−HDL,VHDLなどのハードウェア記述言語を使ってRTL(Register Transfer Level)で回路データ(プログラム)を作成して回路データファイル80に格納する。図1〜5およびそれらの説明に基づきこのようなプログラムを作成することは当業者にとって容易であるから、本発明のマルチレートシンボルタイミングリカバリ回路のハードウェア記述言語によるプログラムの内容の説明は省略する。
【0025】
マルチレートシンボルタイミングリカバリ回路のプログラム82を、QPSK復調回路およびエラー訂正回路のプログラム84,86とともに、コンピュータ上で動作する論理合成ツール88へ入力すると、最適化された論理回路が生成される。次にこの論理回路設計結果をコンピュータ上で動作する自動レイアウトツール90へ入力することによりチップ上のマクロセルの配置およびそれらの間の配線92が決定される。
【0026】
レイアウトの結果から、マスク作製ツール94によりLSI製造のためのマスクパターンが自動的に作製される。
上記の工程において、ハードウェア記述言語により記述された本発明のマルチレートシンボルタイミングリカバリ回路のプログラムは、磁気テープ、CD−ROMなどの記録媒体に記録した形でIP(Intellectual Property)コアとして単独で供給することが可能である。
【0027】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によるマルチレートシンボルタイミングリカバリ回路によれば、今まで、複雑なクロック生成回路が必要であった、異なる入力シンボルレートのタイミング再生を、設定を変えるだけで、外部回路を変えずに簡単に行なうことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明のマルチレートシンボルタイミングリカバリ回路の回路ブロック図である。
【図2】FIRフィルタ20によるシンボル位相の制御を説明するための図である。
【図3】本発明のマルチレートシンボルタイミングリカバリ回路の動作を示す波形図である。
【図4】位相比較器36における位相比較の原理を説明するための図である。
【図5】ループフィルタ38の詳細を示す回路ブロック図である。
【図6】本発明のマルチレートシンボルタイミングリカバリ回路が使用された受信回路の回路ブロック図である。
【図7】本発明のマルチレートシンボルタイミングリカバリ回路を含むシステムLSIの製造工程を説明するための図である。
【符号の説明】
10…発振器
12…分周器
16…A/D変換器
18,34…フリップフロップ
20…FIRフィルタ
40…加算器
42…数値制御発振器
Claims (6)
- 第1のクロックを分周して第2のクロックを出力する分周器と、
該第2のクロックのタイミングにおける入力信号の値から、該第2のクロックのタイミングにおける入力信号のゼロクロス点およびデータ識別点の値を、与えられたタップ係数を用いて演算して出力することにより、入力信号のゼロクロス点およびデータ識別点の位相を該第2のクロックのタイミングへシフトさせる有限インパルスレスポンスフィルタと、
該有限インパルスレスポンスフィルタの出力におけるゼロクロス点の位相のずれを検出する位相比較器と、
該位相比較器の出力の低周波数成分を通過させるループフィルタと、
該ループフィルタの出力に所定の値を加算する加算器と、
該加算器が出力する値に応じた周波数の信号を出力する発振器と、
該発振器の出力から前記タップ係数を決定して前記有限インパルスレスポンスフィルタに与えるタップ係数決定部と、
前記第1のクロックの周波数および入力信号のシンボルレートから前記分周器の分周比および前記加算器が加算する前記所定の値を決定して該分周器および該加算器にそれぞれ設定する設定値演算器と
を具備するマルチレートシンボルタイミングリカバリ回路。 - 前記設定値演算器は、前記第1のクロックの周波数を割った結果が入力信号のシンボルレートの2倍よりも大である整数のうち最大のものを前記分周器の分周比と決定する請求項1記載のマルチレートシンボルタイミングリカバリ回路。
- 前記設定値演算器は、前記第2のクロックの周波数と前記シンボルレートの2倍との差から前記所定の値を決定する請求項1記載のマルチレートシンボルタイミングリカバリ回路。
- 前記第1のクロックのタイミングで入力信号をディジタル値に変換するアナログ/ディジタル変換器と、
該第1のクロックのタイミングで変化するディジタル値を前記第2のクロックのタイミングでラッチして出力して前記有限インパルスレスポンスフィルタへ供給するフリップフロップをさらに具備する請求項1記載のマルチレートシンボルタイミングリカバリ回路。 - 前記ループフィルタの積分器が上限値または下限値に達したとき積分器がリセットされる請求項1記載のマルチレートシンボルタイミングリカバリ回路。
- 第1のクロックを分周して第2のクロックを出力する分周器と、
該第2のクロックのタイミングにおける入力信号の値から、該第2のクロックのタイミングにおける入力信号のゼロクロス点およびデータ識別点の値を、与えられたタップ係数を用いて演算して出力することにより、入力信号のゼロクロス点およびデータ識別点の位相を該第2のクロックのタイミングへシフトさせる有限インパルスレスポンスフィルタと、
該有限インパルスレスポンスフィルタの出力におけるゼロクロス点の位相のずれを検出する位相比較器と、
該位相比較器の出力の低周波数成分を通過させるループフィルタと、
該第2のクロックの周波数と入力信号のシンボルレートから求まる加算値であって、タイミングリカバリループがほぼ収束状態となる値を有する加算値を該ループフィルタの出力に加算する加算器と、
該加算器が出力する値に応じた周波数の信号を出力する発振器と、
該発振器の出力から前記タップ係数を決定して前記有限インパルスレスポンスフィルタに与えるタップ係数決定部とを具備するマルチレートシンボルタイミング回路。
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