JP3616706B2 - 交差偏波間干渉補償機能を備えた復調器 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、主偏波に対する異偏波の干渉を補償する交差偏波間干渉補償機能を備えた復調器に係わり、特に、主偏波側の復調信号と異偏波側の復調信号(干渉波信号)間に位相差が存在しても、交差偏波間干渉補償が可能な復調器に関する。
【0002】
【従来の技術】
周波数が同じ2つの搬送波の偏波面を互いに直交させることにより干渉を抑えて2つのチャネル(コ・チャネル)を形成する直交偏波共用方式は、無線周波数の有効利用の点で有利であり、ディジタル多重無線装置その他の伝送装置に採用されている。このような伝送装置では、降雨その他に応じた伝播路の歪みに起因して偏波面に偏差が生じるために互いに一方のチャネルが他方のチャネルの干渉を受け、受信端にこのような干渉を抑圧するために交差偏波間干渉補償器
(Cross Polarization Interference Cancellor:XPIC)が設けられる。
【0003】
図15は、直交偏波共用方式を用いた伝送装置の受信部の構成例を示す図である。同図において、受信アンテナ101は直交偏分波器102の入力に接続され、その一方の出力(V偏波出力)は周波数変換部103aを介してQAM復調部104aの入力に接続される。QAM復調部104aの第1の出力は交差偏波間干渉補償器105aを介して後段に第1の復調信号(Qch,Ich)を与える。直交偏分波器102の他方の出力(H偏波出力)は周波数変換部103bを介してQAM復調部104bの入力に接続され、その第1の出力は交差偏波間干渉補償器105bを介して後段に第2の復調信号(Qch,Ich)を与える。
QAM復調部104aの第2の出力は交差偏波間干渉補償器105bに入力され、交差偏波間の干渉を補償するために使用される。又、QAM復調部104bの第2の出力は交差偏波間干渉補償器105aに入力され、同様に交差偏波間の干渉を補償するために使用される。
【0004】
図16は交差偏波間干渉補償機能を備えた主偏波側復調器の構成図であり、V偏波を主偏波、H偏波を異偏波としている。104aはV偏波側の復調部、105aはV偏波側の交差偏波間干渉補償器(XPIC)である。尚、異偏波出力側の復調器の構成も同様である。
周波数変換部103aで周波数変換された中間の信号は、直交復調部を構成する2つのミキサ回路111a,111bの一方の入力へ与えられる。各ミキサ回路111a,111bの他方の入力には搬送周波数fcで発振する局部発信器112からの出力がハイブリッド113によって互いに位相が90°異なる2つの信号に分けれられて入力される。このため、周波数変換部103aの出力信号は各ミキサ回路111a,111bにおいて2つの直交する信号との混合によって直交検波され、ベースバンドの同相(IN Phase)信号と直交(Quadrature)信号に分離される。これらベースバンドの同相信号(Iチャンネル信号)と直交信号(Qチャンネル信号)は、次段の各ローパスフィルタ114a、114bによって高調波成分が除去される。
【0005】
次に、受信信号の変調速度fに同期した装置内PLLの電圧制御発振器(VCO:Variable Controlled Oscilator)115から出力されるサンプリングクロックfを使って、各AD変換器116a,116bは前記同相信号と直交信号を例えば8ビットのデジタルのIチャネル信号とQチャネル信号に変換する。AD変換器116a,116bから出力されるデジタルデータは、16QAMの場合上位2ビットが各Iチャンネル信号、Qチャンネル信号に担わされたデジタル情報となるように設定され、下位6ビットは波形歪等による誤差をデジタル値で示す信号になる。
【0006】
ついで、デジタル化されたIチャネル信号及びQチャネル信号はトランスバーサル等化器(TVEQ)117に入力し、ここで波形等化処理が施され、伝送路歪みや直交歪みが除去される。すなわち、トランスバーサル等化器117は、(1) デジタルの信号等化処理によりIチャネル信号及びQチャネル信号の伝送路歪み成分を補償すると共に、(2) Iチャネル信号に含まれるQチャネル信号成分をキャンセルし、Qチャネル信号に含まれるIチャンネル信号成分をキャンセルして直交成分を補償し、(3) これら補償後のIチャンネル信号、Qチャンネル信号をそれぞれ交差偏波間干渉補償器(XPIC)105aの減算器121a,121bに入力する。
【0007】
図17はトランスバーサル等化器117として用いることができる周知の2次元トランスバーサル等化器の構成図であり、201a,202aはIチャンネル信号の伝送路歪みを除去するトランスバーサルフィルタ、201b,202bはQチャンネル信号の伝送路歪みを除去するトランスバーサルフィルタ、203,204減算器である。減算器203はIチャンネル信号よりQチャンネル信号を減算することにより、Iチャンネル信号に含まれる直交成分(Qチャンネル成分)をキャンセルする。又、減算器204はQチャンネル信号よりIチャンネル信号を減算することにより、Qチャンネル信号に含まれる直交成分(Iチャンネル成分)をキャンセルする。
【0008】
各トランスバーサルフィルタ201a〜202bは図示しないが、係数可変のNタップのFIR型フィルタ構成になっており、伝送路歪みを補償するように係数を決定する。前述のように、16QAMにおいて、Iチャンネル信号、Qチャンネル信号をそれぞれ8ビットで表現すると、上位2ビットがデータを表し、下位6ビットが波形歪等による誤差を表す。上位2ビットの識別スレショールド値とデジタルデータの関係は図18に示すようになり、(1) 第3ビットEが”1”であればデジタルデータは識別スレショールド値の中間値(点線)より大きく、(2) E=”0”であれば中間値より小さい。伝送路歪みの影響をなくすには、下位6ビットの値が識別スレショールド値の中間値(理想値)に等しくなるように制御すればよい。トランスバーサルフィルタ201a〜202bは上記の論理に従って、FIR型デジタルフィルタの各係数を所定値に収束させて伝送路歪みの影響を除去する。
【0009】
図16に戻って、交差偏波間干渉補償器(XPIC)105aのAD変換器122a,122bは電圧制御発振器115から出力されるサンプリングクロックfを使って、H偏波側のQAM復調部104b(図15参照)から入力されるIチャンネル信号とQチャンネル信号を8ビットのデジタル信号に変換する。デジタル化されたIチャネル信号及びQチャネル信号はトランスバーサル等化器(TVEQ)123に入力し、ここで波形等化処理が施され、伝送路歪みや直交歪みが除去され、減算器121a,121bに入力する。減算器121aは、主偏波(V偏波)のIチャンネル信号より異偏波(H偏波)のIチャンネル信号(干渉波信号)を減算し、又、減算器121bは主偏波のQチャンネル信号より異偏波(H偏波)のQチャンネル信号(干渉波信号)を減算して出力する。すなわち、交差偏波間干渉補償器(XPIC)105aは、主偏波に異偏波の一部が干渉波信号として乗っていても、主偏波から干渉波成分を除去することにより主偏波の正しいIチャンネル信号、Qチャンネル信号を出力できる。
【0010】
コントロール部124の搬送波再生回路124aは、Iチャンネル信号より搬送波の周波数制御信号を出力し、ローパスフィルタ118は該信号を平滑化して制御電圧として局部発振器112に入力し、局部発振器112は該制御電圧により局部発振周波数を制御する。又、コントロール部124のクロック同期回路124bはクロック周波数制御信号を出力し、ローパスフィルタ119は該信号を平滑化して制御電圧として電圧制御発振器115に入力し、電圧制御発振器115は該制御電圧によりシンボルクロック(入力デジタルデータのクロック)と同期するようにサンプリングクロック周波数を制御する。
以上、図16に示す構成により、伝送路歪み、直交誤差、チャンネル相互間の干渉を補償できる。
【0011】
ところで、チャンネル相互間の干渉を正しく補償するためには、主偏波のIチャンネル信号、Qチャンネル信号と干渉波信号の位相が一致していることが望ましい。しかし、信号遅延時間や伝送路のマルチパスフェージングの状況等により、主偏波の復調信号と干渉波信号の位相が異なる。かかる信号位相の相違は、チャネル相互間の干渉補償能力の低下をきたす。このため、電圧制御発振器115と異偏波側のAD変換器122a,122b間に移相器等の位相調整部を設け、位相調整部において主偏波側の復調信号と干渉波信号の位相差に応じた分、電圧制御発振器115から出力するサンプリングクロックの位相を調整する。図19は以上の状況説明図であり、MWは主偏波の復調信号、DWは干渉波信号となる異偏波の復調信号、IWは主偏波の復調信号に重畳されている干渉波信号成分である。干渉波信号である異偏波信号DWと主偏波信号MWに重畳されている干渉波成分IWとは時間tdの遅延がある。このため、主偏波側と異偏波側で同一のサンプリングクロックCsを用いて、主偏波信号と異偏波信号(干渉波信号)をAD変換し、主偏波信号より干渉波信号を減算しても正しく干渉波成分を補償できない。そこで、サンプリングクロックCsの位相を上記遅延時間td分遅らせて得られるサンプリングクロックCs′を異偏波側のサンプリングクロックとして使用する。
【0012】
図20は位相調整部を備えた主偏波側復調器の構成図であり、復調器をデジタル構成とした場合である。
図中、301は主偏波信号の周波数を中間周波信号に変換する周波数変換部、302は局部発振周波数信号を出力する局部発振器、303は中間周波信号をサンプリングクロックCsに同期してAD変換するAD変換器、304は異偏波側から入力される異偏波の中間周波信号をサンプリングクロックCs′に同期してAD変換するAD変換器、305はサンプリングクロックCsを発生する電圧制御発振器VCO、306はサンプリングクロックCsの位相をシフトする位相調整部である。
【0013】
307はAD変換器303の出力にそれぞれデジタルのcosωt、−sinωtを乗算してベースバンドの主偏波側のIチャンネル信号及び、Qチャンネル信号を発生するデジタル直交復調部、308はAD変換器304の出力にそれぞれデジタルの cosωt、−sinωtを乗算してベースバンドの異偏波側のIチャンネル信号及び、Qチャンネル信号を発生するデジタル直交復調部である。デジタルのcosωt、−sinωtは、予め離散的にcosωt、−sinωtの値をROMに記憶しておき、順次、各時刻に応じたcosωt、−sinωt値を該ROMより呼び出すことにより発生できる。
【0014】
309〜310はFIR型フィルタで構成されたロールオフフィルタであり、直交復調部307から出力される主偏波側のIチャンネル信号,Qチャンネル信号にロールオフ特性を付与するもの、311〜312はFIR型フィルタで構成されたロールオフフィルタであり、直交復調部308から出力される異偏波側のIチャンネル信号,Qチャンネル信号にロールオフ特性を付与するものである。313,314はトランスバーサルイコライザ(TVEQ)で有り、トランスバーサルイコライザ313は主偏波側のIチャンネル信号及びQチャンネル信号に含まれる伝送路歪みや直交誤差を補正し、トランスバーサルイコライザ314は異偏波側のIチャンネル信号及びQチャンネル信号に含まれる伝送路歪みや直交誤差を補正する。315,316は減算器であり、減算器315は主偏波のIチャンネル信号より異偏波のIチャンネル信号成分を減算し、減算器316は主偏波のQチャンネル信号より異偏波のQチャンネル信号成分を減算して出力する。317はコントロール部であり、搬送波周波数制御用の信号CRF及びサンプリングクロック周波数制御用の信号CLFを出力する。318,319はローパスフィルタであり、ローパス318は信号CRFを平滑化して制御電圧として局部発振器302に入力し、該局部発振器の発振周波数を制御する。ローパスフィルタ319は、信号CLFを平滑化し制御電圧として電圧制御発振器305に入力して該電圧制御発振器のサンプリングクロック周波数を制御する
【0015】
位相調整部306は干渉波信号の位相が最適位相となるように調整する。主偏波の復調信号と干渉波信号の位相差は、信号遅延時間や伝送路のマルチパスフェージングの状況等により異なるが、調整位相は一般的に固定になっている。
しかし、最近では、機器設置時におけるケーブル調整を不要にすること、及び、フェージング時のXPIC補償量を改善すること、を目的として調整位相量を自動的に調整する交差偏波間干渉補償機能を備えた復調器が研究され、提案されている。
【0016】
図21は自動的に位相調整する機能を有する主偏波側復調器の構成図であり、図20と同一部分には同一符号を付している。図21において図20と異なる点は、(1) コントロール部317にサンプリングクロックの位相を決定する機能を持たせた点、(2) 位相調整部306にコントロール部317より位相制御信号PSCを入力する点、(3) 位相調整部306が位相制御信号PSCに基づいてAD変換器304のサンプリングクロックCs′の位相を制御する点である。
図21の構成によりサンプリングクロックの自動調整が可能となり、これにより干渉波(異偏波)の位相が主偏波の復調信号の位相と同じになるように自動調整され、主偏波の復調信号より干渉波成分を除去できる。
【0017】
【発明が解決しようとする課題】
上記サンプリングクロック位相を制御する従来方法では、位相差が大きくなって広範囲にクロック位相を制御する際に新たな問題が発生する。
位相調整部306でクロック位相を制御すると、当然、AD変換器304の出力ディジタル信号の位相が追従して変化し、以後のディジタル信号の位相も全てこれに追従して変化する。ところが、異偏波側のトランスバーサルフィルタ314の補償出力は、最終的に減算器315、316において、主偏波側のトランスバーサルフィルタ313の出力信号から減算される。このため、減算器315,316に至るまでの間に主波側のクロック位相に乗り換える必要がある。クロックを乗り換えるには、クロックCs′で異偏波側のデータを一旦メモリに記憶し、しかる後、主偏波側のクロックCsで該メモリよりデータを読み出すことにより行う。しかし、位相差が大きい場合にはクロックの乗換えが不可能であり、結果として干渉側(異偏波側)のAD変換器のクロック位相調整範囲が狭くなり、位相差が大きい場合には位相調整ができない問題があった。
【0018】
以上から本発明の目的は、主偏波の復調信号と干渉波信号の位相差が大きい場合であっても、位相調整を行って交差偏波間干渉補償能力を増大できるようにすることである。
本発明の別の目的は、デジタル構成の復調器に適用でき、しかも、ハードウェア量の増加を抑制できるようにすることである。
【0019】
【課題を解決するための手段】
上記課題は本発明によれば、主偏波側で受信した信号を復調し、第1のベースバンド信号を出力する復調部、異偏波側で受信し、周波数変換を施した後のアナログ信号をデジタル信号に変換するAD変換器、該AD変換により得られたデジタル信号の時間方向の位相を制御する位相制御手段、位相制御後の信号を復調し、第2のべースバンド信号を出力する復調部、前記第1のべースバンド信号に含まれる干渉波信号を、前記第2のべースバンド信号を用いてキャンセルする干渉波キャンセル部、を備えた復調器により達成される。
また、上記課題は本発明によれば、主偏波側のベースバンド信号を復調する復調部、主偏波側の復調信号より干渉波信号成分をキャンセルする干渉波キャンセル部、異偏波側で受信し、周波数変換を施した後のアナログ信号をAD変換してデジタルの干渉波信号を出力するAD変換器、前記主偏波側の復調信号及び前記干渉波信号にそれぞれロールオフ特性を付与するデジタルフィルタ構成のロールオフフィルタ、干渉波信号用のロールオフフィルタの係数を制御してデジタルの干渉波信号の時間方向の位相を制御する位相制御手段、を備えた復調器により達成される。
【0020】
【発明の実施の形態】
・本発明の概略
(a)本発明の第1の解決手段
図1は本発明の第1の原理説明図である。1は主偏波信号MWを入力されてベースバンド信号を復調する主偏波側の復調部、2はベースバンドの復調信号より干渉波成分をキャンセルする干渉波キャンセル部、3は干渉波信号の位相を制御するための位相制御手段である。位相制御手段3は、干渉波信号の位相を変化するFIR型構成の移相器4、干渉波信号の位相を決定し、該位相に応じた係数を移相器4に設定するコントローラ5、位相と移相器4に設定する係数との対応を記憶するメモリ6を備えている。
主偏波側の復調部1は主偏波信号MWを入力されてベースバンド信号を復調する。位相制御手段3のコントローラ5は、復調信号の誤差Eに基づいて干渉波信号INTの位相θを決定し、該位相に応じた係数をFIR型フィルタ構成の移相器4に設定する。移相器4は干渉波信号の位相を制御して干渉波キャンセル部2に入力し、干渉波キャンセル部2はベースバンドの復調信号より位相制御された干渉波信号をキャンセルして干渉波成分をキャンセルする。この場合、位相θと移相器に設定する係数との対応を予めメモリ6に記憶しておき、コントローラ5は算出した位相θに応じた係数をメモリより求めて移相器4に入力する。
以上のようにすれば、サンプリングクロックの位相を変化せず、替わって、干渉波信号自身の位相を制御でき、クロック乗換えの必要がなく、主偏波信号と干渉波信号の位相差が大きい場合であっても確実に位相調整を行え、交差偏波間干渉補償能力を増大することができる。又、移相器を係数可変のFIR型デジタルフィルタで構成し、各タップの係数値を位相調整量に応じて制御して干渉波信号の位相を調整するようにしたから、デジタル構成の復調器に適用することができる。又、位相調整量と各タップの係数値の対応をメモリに記憶しておくことにより容易に位相調整をすることができる。
【0021】
(b)本発明の第2の解決手段
図2は本発明の第2の原理説明図である。1は主偏波信号を入力されてベースバンド信号を復調する復調部、2はベースバンドの復調信号より干渉波成分をキャンセルする干渉波キャンセル部、7a,7bは復調信号及び干渉波信号にそれぞれロールオフ特性を付与するFIR型フィルタ構成のロールオフフィルタ、8は干渉波信号用のロールオフフィルタ7bの係数を干渉波信号の位相に応じて制御する位相制御手段である。位相制御手段8は、干渉波信号の位相を決定し、該位相及びロールオフ特性に応じた係数をロールオフフィルタ7bに設定し、干渉波信号の位相を制御するコントローラ8a、位相とロールオフフィルタに設定する係数との対応を記憶するメモリ8bを備えている。
【0022】
復調部1は主偏波信号MWを入力されベースバンド信号を復調する。位相制御手段3のコントローラ8aは、復調信号の誤差Eに基づいて干渉波信号ZNTの位相θを決定し、該位相及びロールオフ特性に応じた係数をロールオフフィルタ7bに設定する。ロールオフフィルタ7bは干渉波信号にロールオフ特性を付与すると共に、干渉波信号の位相を制御して干渉波信号キャンセル部2に入力する。干渉波信号キャンセル部2は主偏波の復調信号よりローリオフフィルタ7bで位相制御された干渉波信号を減算して干渉波成分をキャンセルする。この場合、位相とロールオフフィルタに設定する係数との対応を予めメモリ8bに記憶しておき、コントローラ8aは算出した位相θに応じた係数をメモリより求めてロールオフフィルタ7bに入力する。
【0023】
又、位相制御手段8は位相と係数の対応をメモリに記憶しないで係数値を決定することもできる。すなわち、位相制御手段8は、干渉波信号の位相を遅らせるか、進めるか決定し、▲1▼干渉波信号の位相を遅らせる場合には、ロールオフフィルタ7bの中心タップ両側の2個のタップのうち出力側タップ係数C1の値を増加し、入力側タップ係数C−1の値を減少し、▲2▼又、干渉波信号の位相を進ませる場合には、ロールオフフィルタ7bの出力側タップ係数C1の値を減少し、入力側タップ係数C−1の値を増加する。
あるいは、位相制御手段8は、干渉波の位相を遅らせるか、進めるか決定し、▲1▼干渉波信号の位相を遅らせる場合には、ロールオフフィルタ7bの中心タップ両側のトータル2m個(mは2以上の整数)のタップのうち第1の1つおきの出力側タップ係数群C1,C3,・・・の係数値を増加すると共に、第2の1つおきの出力側タップ係数群C2,C4,・・・の係数値を減少し、第1の1つおきの入力側タップ係数群C−1,C−3,・・・の係数値を減少すると共に、第2の1つおきの入力側タップ係数群C−2,C−4,・・・の係数値を増加し、▲2▼又、干渉波信号の位相を進ませる場合には、ロールオフフィルタの第1の1つおきの出力側タップ係数群C1,C3,・・・の係数値を減少すると共に、第2の1つおきの出力側タップ係数群C2,C4,・・・の係数値を増加し、第1の1つおきの入力側タップ係数群C−1,C−3,・・・の係数値を増加すると共に、第2の1つおきの入力側タップ係数群C−2,C−4,・・・の係数値を減少する。この場合、中心タップより遠くなるほど係数値の増減の割合を減少する。
【0024】
以上のようにすれば、図1で説明したのと同一の効果が得られる。
又、ロールオフフィルタの各タップ係数値を変えることにより干渉波信号の位相を制御するようにしたから、移相器を別途設ける必要がなくハードウェアの増大を抑えることができる。
又、本発明によれば、中心タップ両側のトータル2m個(m≧1)のタップ係数を制御するだけでよく、しかも、遅れ位相か、進み位相かに応じて各タップ係数を±1するだけで最終的に干渉波の位相を調整できru.従って、位相調整に際して、位相調整量と各タップの係数値の対応をメモリに記憶する必要がなく、ハードウェア量の増大を軽減でき、特に、m=1の場合におけるハードウェア量の増加を微増にとどめることができる。
【0025】
(A)本発明の第1実施例
(a)全体の構成
図3は本発明の第1実施例である交差偏波間干渉補償機能を備えた復調器の構成図である。図中、11は主偏波信号MWの周波数を中間周波信号に変換する周波数変換部、12は局部発振周波数信号を出力する局部発振器LO VCO、13は中間周波信号をサンプリングクロックCsに同期してAD変換するAD変換器、14は異偏波側から入力される異偏波の中間周波信号をサンプリングクロックCsに同期してAD変換するAD変換器である。15はサンプリングクロックCsを発生する電圧制御発振器CLK VCO、16はAD変換器14から出力されるデジタルデータの位相を制御する移相器であり、係数可変の(2n+1)タップのFIR型フィルタで構成されている。
【0026】
17はAD変換器13の出力にそれぞれデジタルのcosωt、−sinωtを乗算してベースバンドの主偏波側のIチャンネル信号及びQチャンネル信号を発生するデジタルの直交復調部、18は移相器16の出力にそれぞれデジタルのcosωt、−sinωtを乗算してベースバンドの異偏波側のIチャンネル信号、Qチャンネル信号を発生するデジタル直交復調部である。各直交復調部17,18から出力されるデジタルデータは例えば8ビットデータで、16QAMの場合上位2ビットがIチャンネル信号及び、Qチャンネル信号にそれぞれ担わされたデジタル情報となり、下位6ビットが誤差となる。又、直交復調部18から出力されるIチャンネル信号及び、Qチャンネル信号は、直交復調部17から出力される主偏波側Iチャンネル信号及びQチャンネル信号の干渉波信号となる。
【0027】
19〜20はFIR型フィルタで構成されたロールオフフィルタであり、直交復調部17から出力される主偏波側の復調信号(Iチャンネル信号,Qチャンネル信号)にロールオフ特性を付与するもの、21〜22はFIR型フィルタで構成されたロールオフフィルタであり、直交復調部18から出力される異偏波側のIチャンネル信号,Qチャンネル信号にロールオフ特性を付与するものである。23,24はトランスバーサルイコライザ(TVEQ)であり、トランスバーサルイコライザ23は主偏波側のIチャンネル信号及びQチャンネル信号に含まれる伝送路歪みや直交誤差を補正し、トランスバーサルイコライザ24は異偏波側のIチャンネル信号及びQチャンネル信号に含まれる伝送路歪みや直交誤差を補正する。
25,26は減算器であり、減算器25は主偏波側のIチャンネル信号より異偏波側のIチャンネル信号成分を減算し、減算器26は主偏波側のQチャンネル信号より異偏波側のQチャンネル信号成分を減算して出力する。これにより、主偏波に対する異偏波の干渉波成分を除去して正しい主偏波のIチャンネル信号、Qチャンネル信号を出力できる。
【0028】
27はコントロール部で、搬送波再生回路27a、クロック同期回路27b、位相算出回路27cを備えるもの、28、29はローパスフィルタである。コントロール部27の搬送波再生回路27aは、Iチャンネル信号より搬送波の周波数制御信号CRFを出力し、ローパスフィルタ28は該信号を平滑化して制御電圧として局部発振器12に入力し、局部発振器12は該制御電圧により局部発振周波数を制御する。又、コントロール部27のクロック同期回路27bはクロック周波数制御信号CLFを出力し、ローパスフィルタ29は該信号を平滑化して制御電圧として電圧制御発振器15に入力し、電圧制御発振器15は該制御電圧によりシンボルクロックと同期するようにサンプリングクロックCsの周波数を制御する。コントロール部27の位相算出回路27cは主偏波と異偏波のIチャンネル信号を用いて位相θを算出して出力する。
30は位相θと移相器16に設定する係数Ciとの対応をメモリMMに記憶すると共に、入力された位相θに応じた係数Ciをメモリから読出して移相器16に入力する係数設定部である。
【0029】
(b)移相器
図4は移相器16の構成図であり、デジタルフィルタの一つである(2n+1)タップを有する係数可変のFIR型フィルタで構成されている。移相器16において、FFは1サンプリング時間、入力データを遅延する遅延回路、MLPは遅延回路から出力されるデータに係数C−n〜Cnを乗算する乗算器、ADDは各乗算器の乗算結果を加算して出力する加算器である。
【0030】
かかるFIR型フィルタの中心タップの係数C0を1にし、他のタップの係数をすべて0にした時のインパルス応答は図5(a)に示すようになる。注目すべきは、中心タップ位置を除き他の全てのタップ位置でインパルス応答が零になることである。この図5(a)のインパルス応答にθ1の遅れ位相を付加すると図5(b)に示すようになり、又、θ2の進み位相を付加すると図5(c)に示すようになる。このため、入力信号を位相θ1だけ遅延するには、図5(b)の各タップ位置におけるインパルス応答値C0,C1,C−1・・・を対応するタップの係数値として設定すればよい。又、入力信号を位相θ2だけ進ませるには、図5(c)の各タップ位置におけるインパルス応答値C0′,C1′,C−1′・・・を対応するタップの係数値として設定すればよい。
以上より、予め位相θと移相器16における(2n+1)(n≧1)個のタップ係数値の対応をメモリMMに記憶しておけば、任意の位相θに応じたタップ係数値を直ちに求めて移相器16に設定して位相制御することができる。
【0031】
(c)位相算出処理
図6はコントロール部27の位相算出回路27cによる位相算出処理の説明図である。
16QAMにおいて、Iチャンネル信号、Qチャンネル信号をそれぞれ8ビットで表現すると、上位2ビットがデータを表し、下位6ビットが波形歪等による誤差を表す。上位2ビットの識別スレショールドとデジタルデータの関係は図6(a)に示すようになり、デジタルデータの第3ビットEが”1”であればIチャンネル信号は識別スレショールド値の中間値(理想値)より大きくなり、E=”0”であれば中間値より小さいなる。
【0032】
中間値からの偏差eは異偏波の交差干渉により生じるものである。従って、主偏波のIチャンネル信号と異偏波のIチャンネル信号(干渉波信号)間に位相差がなければ、主偏波のIチャンネル信号より干渉波信号の所定割合を減算すれば略e=0になる。例えば、位相差=0のとき、干渉波信号が図6(b)の実線で示すようになっており(識別タイミング時の値がb)、前記割合がαであるとすれば、α・bを主偏波のIチャンネル信号より減算することによりe=0とすることができる。
しかし、位相差は零でなく、図6(b)の点線に示すように進んだり、一点鎖線で示すように遅れたりする。干渉波の位相が進むと識別タイミング時t0における干渉波信号はbより小さくなりaとなる。このため、α・aを主偏波のIチャンネル信号より減算してもe=0とならず、e>0となる。すなわち、デジタルデータの第3ビット(エラービット)Eが”1”となる。これは、干渉波の傾きが正で、エラービットEが”1”の場合には干渉波の位相が進んでいることを意味し、干渉波の位相を遅らせるように制御する必要がある。・・・A
【0033】
一方、干渉波信号の位相が遅れると、識別タイミング時t0における干渉波信号はbより大きくなってcとなる。このため、α・cを主偏波のIチャンネル信号より減算するとe<0となる。すなわち、デジタルデータの第3ビット(エラービット)Eが”0”となる。これは、干渉波の傾きが正で、エラービットEが”0”の場合には干渉波の位相が遅れていることを意味し、干渉波の位相を進ませる制御を行う必要がある。・・・B
以上のA,Bをまとめると、図6(b)の表に示すようになる。以上は、干渉波の傾きが正の場合であるが、負の場合には図6(c)の表に示すようになる。以上より、正の傾斜を”0”、負の傾斜を”1”と表現し、進み位相シフトを”0”、遅れ位相シフトを”1”とすれば、傾斜SとエラービットEの排他的論理和を演算し、演算結果が”0”であれば位相を進ませ、”1”であれば位相を遅らせるように制御すればよいことになる。
【0034】
(d)位相算出回路
図7は位相算出回路27cの構成図である。傾斜判定部27c−1は干渉波信号の傾きSを判定する。位相シフト方向判定部27c−2は、主偏波のIチャンネル信号の第3ビット(エラービット)Eと傾きSとの排他的論理和演算を実行して出力する。尚、排他的論理和演算の結果が”1”であれば干渉波の位相を遅らせ、”0”であれば干渉波の位相を進ませることを意味する。アップ/ダウンカウンタ27c−3は位相シフト方向判定部の出力信号が”0”(進み方向)のときにカウントアップし、”1”(遅れ方向)のときにカウントダウンし、計数値を干渉波の位相θとして出力する。
【0035】
(e)全体の動作
主偏波の復調信号(Iチャンネル信号)のエラービットE及び干渉波信号が、それぞれ減算器25及びトランスバーサルフィルタ24からコントロール回路27の位相算出回路27cに入力する。位相算出回路27はエラービットEと干渉波の傾斜Sに基づいて位相シフト方向を判断し、シフト方向に応じて位相θを増減(±1)して出力する。係数設定部30は位相θに応じたタップ係数値C−n〜CnをメモリMMから読出し、FIR型フィルタ構成の移相器16の各係数部に設定する。移相器16はAD変換14の出力データの位相がθとなるように制御して直交復調部18に入力する。この結果、トランスバーサルフィルタ23,24からそれぞれ出力される干渉波と主偏波の復調信号の位相差が小さくなる。
以後、上記動作が繰り返され、アップ/ダウンカウンタ27c−3(図7)の計数値が所定値に収束する。収束時、干渉波と主偏波の復調信号の位相差はほぼ零となり、主偏波の復調信号に含まれる干渉波成分が正しくキャンセルされる。
【0036】
(B)本発明の第2実施例
第1実施例ではFIR型構成の移相器16を別途設けた。しかし、FIR型フィルタはロールオフフィルタ19〜22として元々存在する。そこで、第2実施例では、異偏波側のロールオフフィルタ21,22の係数値を干渉波の位相θに基づいて制御することにより、移相器を省略する。。
【0037】
図8は本発明の第2実施例である交差偏波間干渉補償機能を備えた復調器の構成図であり、図3の第1実施例と同一部分には同一符号を付している。第2実施例において、第1実施例と異なる点は、
▲1▼移相器を除去した点、
▲2▼異偏波側の直交復調部18から出力されるIチャンネル信号,Qチャンネル信号が入力されるロールオフフィルタ21、22の係数値を干渉波信号の位相θに応じて可変制御する点、
▲3▼干渉波の位相をθにし、かつ共にロールオフ特性を付与する係数値を、該θに対応させてメモリMMに記憶する点、
▲4▼算出された位相θに応じた係数値をメモリMMより求め、ロールオフフィルタ21、22に設定する点である。
【0038】
図9はロールオフフィルタ21、22の構成図であり、(2n+1)タップのFIR型フィルタ構成を備えている。尚、位相θによりロールオフフィルタ21、22の全てのタップ係数を制御する必要は無く、少なくとも、中心タップ、その両側のタップの合計3つのタップ係数を制御するだけでもよい。
主偏波の復調信号(Iチャンネル信号)のエラービットE及び干渉波信号が、それぞれ減算器25及びトランスバーサルフィルタ24からコントロール回路27の位相算出回路27cに入力する。位相算出回路27cはエラービットEと干渉波の傾斜Sに基づいて位相シフト方向を判断し、シフト方向に応じて位相θを増減(±1)して出力する。係数設定部31は位相θに応じた係数値をメモリMMより求め、ロールオフフィルタ21、22に設定する。ロールオフフィルタ21、22は直交復調部18の出力であるIチャンネル信号、Qチャンネル信号にロールオフ特性を付与すると共に、位相がθとなるように制御する。この結果、干渉波と主偏波の復調信号の位相差が小さくなる。
以後、上記動作が繰り返され、位相θが所定値に収束する。収束時、干渉波と主偏波の復調信号の位相差はほぼ零となり、主偏波の復調信号に含まれる干渉波成分が正しくキャンセルされる。
【0039】
(C)本発明の第3実施例
第2実施例では、位相θと係数値の対応を予めメモリMMに記憶しておき、係数設定部31が位相算出部27aより入力された位相θに応じた係数値をメモリより読出してロールオフフィルタ21、22に設定する。しかし、位相θに応じた係数値を記憶するメモリが必要になる。第3実施例では位相θと係数値の対応をメモリを用いないで係数値を算出してロールオフフィルタに設定する。
【0040】
(a)構成
図10は本発明の第3実施例の復調部の構成図であり、図8の第2実施例と同一部分には同一符号を付している。
図中、40は位相シフト方向に応じて±△を出力する位相シフト方向制御部、41はロールオフフィルタ21、22の−1タップ係数C−1及び+1タップ係数C1を決定するタップ係数決定部である。
位相シフト方向制御部40は、図11に示すように、干渉波の傾きSを判定する傾斜判定部40a、主偏波のIチャンネル信号の第3ビット(エラービット)Eと傾きSとの排他的論理和演算を実行するEOR回路40b、EOR結果に従って+Δまたは−Δを出力する±Δ出力回路40cを備えている。タップ係数決定部41は、図12に示すように、ロールオフフィルタ21、22の−1タップ係数C−1を決定する−1タップ係数決定部41a、ロールオフフィルタ21、22の+1タップ係数C1を決定する+1タップ係数決定部41b、符号反転部41cを備えている。
【0041】
図6において説明したように、EOR回路40b(図11)における排他的論理和演算の結果が”1”であれば干渉波の位相を遅らせる必要があり、”0”であれば干渉波の位相を進ませる必要がある。一方、n=1の3タップのFIR型フィルタにおいて、入力信号の位相を遅らせるには、+1タップの係数値C1を正方向へ変化させ(図5(b)参照)、−1タップの係数値C−1を負方向へ変化させればよい。又、入力信号の位相を進ませるには、+1タップの係数値C1を負方向へ変化させ(図5(c)参照)、−1タップの係数値C−1を正方向へ変化させればよい。
【0042】
以上をまとめると
【表1】
となる。そこで、位相シフト方向制御部40は、排他論理和結果が”1”(遅れ位相)であれば+1タップ係数決定部41bに+Δを入力し、−1タップ係数決定部41aに符号反転部43を介して−Δを入力する。又、位相シフト方向制御部40は、排他論理和結果が”0”(進み位相)であれば+1タップ係数決定部41bに−Δを入力し、−1タップ係数決定部41aに符号反転部43を介して+Δを入力する。
【0043】
位相シフト方向制御部40より+Δが出力されると、−1タップ係数決定部41aは係数C−1をΔだけ減少し、+1タップ係数決定部41bは係数C1をΔだけ増大して、ロールオフフィルタ21、22に設定する。この結果、干渉波の位相が遅れる。又、位相シフト方向制御部40より−Δが出力されると、−1タップ係数決定部41aは係数C−1をΔだけ増大し、+1タップ係数決定部41bは係数C1をΔだけ減少して、ロールオフフィルタ21、22に設定する。この結果、干渉波の位相が進む。
【0044】
(b)動作
主偏波の復調信号(Iチャンネル信号)のエラービットE及び干渉波信号が、それぞれ減算器25及びトランスバーサルフィルタ24からコントロール回路27の位相シフト方向制御部40に入力する。位相シフト方向制御部40はエラービットEと干渉波信号の傾斜SとのEORを演算し、EOR演算結果に基づいて位相シフト方向を判断し、シフト方向に応じて±Δを出力する(表1参照)。
干渉波の位相を遅らせるために、位相シフト方向制御部40より+Δが出力されると、−1タップ係数決定部41aは係数C−1をΔだけ減少し、+1タップ係数決定部41bは係数C1をΔだけ増大して、ロールオフフィルタ21、22に設定する。この結果、干渉波の位相が遅れる。
【0045】
又、干渉波の位相を進めるために、位相シフト方向制御部40より−Δが出力されると、−1タップ係数決定部41aは係数C−1をΔだけ増大し、+1タップ係数決定部41bは係数C1をΔだけ減少して、ロールオフフィルタ21、22に設定する。この結果、干渉波の位相が進む。
以後、上記制御が繰り返され、係数C−1、C1が収束し、干渉波信号と主偏波の復調信号の位相差はほぼ零となり、主偏波の復調信号に含まれる干渉波成分が正しくキャンセルされる。
【0046】
(D)本発明の第4実施例
第3実施例では、ロールオフフィルタ21、22の−1タップ係数C−1と+1タップ係数C1の2つ値を制御して干渉波の位相を制御した場合であるが、他のタップの係数をも含めて制御することにより精度をあげることができる。
第4実施例は、多数のタップ係数C+1,C+2,・・・,C−1,C−2,・・・の値を制御して干渉波の位相を制御する場合であり、図10の第3実施例と異なる点は、タップ係数決定部51が多数の係数C+1,C+2,・・・,C−1,C−2,・・・の値を決定してロールオフフィルタ21、22に設定する点である。
【0047】
図5(b),(c)より明らかなように、進み/遅れ位相のいずれにおいても、+2TAPの係数C2は+1TAPの係数C1と極性が反転になり、+3TAPの係数C3は+2TAPの係数C2と極性が反転になり、それ以降についても極性が反転していく。同様に、進み/遅れ位相のいずれにおいても、−2TAPの係数C−2は−1TAPの係数C−1と極性が反転になり、−3TAPの係数C−3は−2TAPの係数C−2と極性が反転になり、それ以降についても極性が反転していく。
又、タップ係数は中心から離れるに従い小さくなるので、極性を変更するだけでは正確な制御を行えない。そこで、中心から離れるに従いタップ係数が小さくなっていく比α+1,α−1,・・・を乗じる。正確に乗じれば、より正確であるが、 1/2, 1/4のようにビット演算のハード規模が小さくなるような値に丸めるとハード規模を小さくできる。
【0048】
図14はタップ係数決定部51の構成図であり、51a,51b,51cは極性反転部、52a,52bは増減率α+1,α−1を乗算する乗算器、53aは−1タップ係数決定部、53bは+1タップ係数決定部、54aは−2タップ係数決定部、54bは+2タップ係数決定部、・・・である。
−1タップ係数決定部53aは位相シフト方向制御部40から出力される±Δを加減算して−1タップ係数C−1を出力する。+1タップ係数決定部53bは位相シフト方向制御部40から出力される±Δの極性反転値を加減算して+1タップ係数C1を出力する。−2タップ係数決定部54aは位相シフト方向制御部40から出力される±Δに−α−1倍して加減算して−2タップ係数C−2を出力する。+2タップ係数決定部54bは位相シフト方向制御部40から出力される±Δにα+1倍して加減算して+2タップ係数C2を出力する。以下同様に±nタップ係数C+n,C−nを求めることができる。
【0049】
(E)変形例
第1実施例では、位相θと係数値の対応を予めメモリMMに記憶しておき、係数設定部30(図3)が位相算出部27cより入力された位相θに応じた係数値をメモリより読出して移相器16に設定する。しかし、位相θに応じた係数値を記憶するメモリMMが必要になる。そこで、第3、第4実施例と同様にタップ係数決定部を設け、該タップ係数決定部で同様の方法によりタップ係数値を決定して移相器16に設定するように構成することもできる。
以上、本発明を実施例により説明したが、本発明は請求の範囲に記載した本発明の主旨に従い種々の変形が可能であり、本発明はこれらを排除するものではない。
【0050】
【発明の効果】
以上本発明によれば、サンプリングクロックの位相を変化せず、替わって、干渉波信号の位相を制御するようにしたから、クロック乗換えの必要がなく、主偏波信号と干渉波信号の位相差が大きい場合であっても確実に位相調整を行え、交差偏波間干渉補償能力を増大することができる。
又、本発明によれば、移相器を(2n+1)タップの係数可変のFIR型デジタルフィルタで構成し、各タップの係数値を位相に応じて可変することにより干渉波信号の位相を制御するようにしたから、デジタル構成の復調器に適用することができる。又、位相調整量と各タップの係数値の対応をメモリに記憶しておくことにより容易に位相調整ができる。
【0051】
又、本発明によれば、復調器のロールオフフィルタの各タップ係数値を、干渉波信号の所定位相調整量が得られ、しかも、所望のロールオフ特性が得られるように制御して干渉波信号の位相を制御するようにしたから、ハードウェアの増大を抑えることができる。
又、本発明によれば、中心タップ両側のトータル2n個(n≧1)のタップ係数を制御するだけでよく、しかも、遅れ位相か、進み位相かに応じて各タップ係数を±Δするだけで最終的に干渉波信号の位相を調整できる。この結果、位相調整に際して、位相調整量と各タップの係数値の対応をメモリに記憶する必要がなく、ハードウェア量の増大を軽減でき、特に、n=1の場合におけるハードウェア量の増加を微増にとどめることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の原理説明図である。
【図2】本発明の第2の原理説明図である。
【図3】本発明の第1実施例の復調器の構成である。
【図4】移相器(FIRフィルタ)構成例である。
【図5】インパルス応答とタップ係数算出の説明図である。
【図6】位相算出処理の説明図である。
【図7】位相算出部の構成である。
【図8】本発明の第2の実施例の復調器の構成である。
【図9】ロールオフフィルタの例である。
【図10】本発明の第3実施例の復調部の構成である。
【図11】位相シフト方向制御部である。
【図12】第3実施例の要部構成図である。
【図13】本発明の第4実施例の復調部の構成である。
【図14】タップ係数決定部の構成である。
【図15】直交偏波共用の方式を用いた伝送装置の受信部の構成である。
【図16】QAM復調部及びXPICの構成図である。
【図17】トランスバーサル等化器の構成である。
【図18】識別スレショールド値とデジタルデータの関係である。
【図19】サンプリングクロックの位相制御説明図である。
【図20】位相調整部を備えた主偏波側復調器である。
【図21】自動位相調整機能を備えた主偏波側復調器である。
【符号の説明】
1・・主偏波側の復調部
2・・干渉波キャンセル部
3・・位相制御手段
4・・FIR型構成の移相器
5・・コントローラ
6・・位相と係数との対応を記憶するメモリ
Claims (12)
- 交差偏波間干渉補償機能を備えた復調器において、
主偏波側で受信した信号を復調し、第1のベースバンド信号を出力する復調部、
異偏波側で受信し、周波数変換を施した後のアナログ信号をデジタル信号に変換するAD変換器、
該AD変換により得られたデジタル信号の時間方向の位相を制御する位相制御手段、
位相制御後の信号を復調し、第2のべースバンド信号を出力する復調部、
前記第1のべースバンド信号に含まれる干渉波信号を、前記第2のべースバンド信号を用いてキャンセルする干渉波キャンセル部、
を備えたことを特徴とする復調器。 - 前記位相制御手段は、
移相器として動作するデジタルフィルタ、
干渉波信号の位相を決定し、該位相に応じた係数をデジタルフィルタに設定するコントローラを備えたことを特徴とする請求項1記載の復調器。 - 前記位相制御手段は更に、
位相とデジタルフィルタに設定する係数との対応を記憶するメモリ、
を備えることを特徴とする請求項2記載の復調器。 - 前記位相制御手段は、
移相器として動作するデジタルフィルタ、
干渉波信号の位相を遅らせるか、進めるか決定する位相進み/遅れ決定部、
干渉波信号の位相を遅らせる場合には、移相器の中心タップ両側の2個のタップのうち出力側タップ係数を増加し、入力側タップ係数を減少し、又、干渉波信号の位相を進ませる場合には、移相器の出力側タップ係数を減少し、入力側タップ係数を増加する係数値制御部、
を備えたことを特徴とする請求項1記載の復調器。 - 前記位相制御手段は、
干渉波信号の位相を遅らせるか、進めるか決定する位相進み/遅れ決定部と、 移相器の係数値を制御する係数制御部を備え、
該係数制御部は、干渉波信号の位相を遅らせる場合には、移相器の中心タップ両側のトータル2m個(mは2以上の整数)のタップのうち第1の1つおきの出力側タップ係数群の係数値を増加すると共に、第2の1つおきの出力側タップ係数群の係数値を減少し、第1の1つおきの入力側タップ係数群の係数値を減少すると共に、第2の1つおきの入力側タップ係数群の係数値を増加し、
又、干渉波信号の位相を進ませる場合には、移相器の第1の1つおきの出力側タップ係数群の係数値を減少すると共に、第2の1つおきの出力側タップ係数群の係数値を増加し、第1の1つおきの入力側タップ係数群の係数値を増加すると共に、第2の1つおきの入力側タップ係数群の係数値を減少することを特徴とする請求項1記載の復調器。 - 中心タップより遠くなるほど係数値の増減の割合を減少することを特徴とする請求項5記載の復調器。
- 主偏波に対する異偏波の干渉を補償する交差偏波間干渉補償機能を備えた復調器において、
主偏波側のベースバンド信号を復調する復調部、
主偏波側の復調信号より干渉波信号成分をキャンセルする干渉波キャンセル部、
異偏波側で受信し、周波数変換を施した後のアナログ信号をAD変換してデジタルの干渉波信号を出力するAD変換器、
前記主偏波側の復調信号及び前記干渉波信号にそれぞれロールオフ特性を付与するデジタルフィルタ構成のロールオフフィルタ、
干渉波信号用のロールオフフィルタの係数を制御してデジタルの干渉波信号の時間方向の位相を制御する位相制御手段、
を備えたことを特徴とする復調器。 - 前記位相制御手段は、
干渉波信号の位相を決定し、該位相及びロールオフ特性に応じた係数をロールオフフィルタに設定し、干渉波信号の位相を制御するコントローラを備えたことを特徴とする請求項7記載の復調器。 - 前記位相制御手段は更に、
位相とロールオフフィルタに設定する係数との対応を記憶するメモリ、
を備えることを特徴とする請求項8記載の復調器。 - 前記位相制御手段は、
干渉波信号の位相を遅らせるか、進めるか決定する位相進み/遅れ決定部、
干渉波信号の位相を遅らせる場合には、ロールオフフィルタの中心タップ両側の2個のタップのうち出力側タップ係数を増加し、入力側タップ係数を減少し、又、干渉波信号の位相を進ませる場合には、ロールオフフィルタの出力側タップ係数を減少し、入力側タップ係数を増加する係数値制御部、
を備えたことを特徴とする請求項7記載の復調器。 - 前記位相制御手段は、
干渉波信号の位相を遅らせるか、進めるか決定する位相進み/遅れ決定部と、 ロールオフフィルタの係数値を制御する係数制御部を備え、
該係数制御部は、干渉波信号の位相を遅らせる場合には、ロールオフフィルタの中心タップ両側のトータル2m個(mは2以上の整数)のタップのうち第1の1つおきの出力側タップ係数群の係数値を増加すると共に、第2の1つおきの出力側タップ係数群の係数値を減少し、第1の1つおきの入力側タップ係数群の係数値を減少すると共に、第2の1つおきの入力側タップ係数群の係数値を増加し、
又、干渉波信号の位相を進ませる場合には、ロールオフフィルタの第1の1つおきの出力側タップ係数群の係数値を減少すると共に、第2の1つおきの出力側タップ係数群の係数値を増加し、第1の1つおきの入力側タップ係数群の係数値を増加すると共に、第2の1つおきの入力側タップ係数群の係数値を減少することを特徴とする請求項7記載の復調器。 - 中心タップより遠くなるほど係数値の増減の割合を減少することを特徴とする請求項11記載の復調器。
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