JP3558750B2 - Pll制御システム - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば無線周波(RF)信号受信機のような電子装置を同調するために使用することができる制御システムに関するものである。
【0002】
【従来の技術】
最近のテレビジョン受像機では、例えば現行の4×3アスペクト比スクリーンで、同時に2あるいはそれ以上の画像の小さな映像を、大きな映像中に挿入することが行われている。さらに新しいワイドスクリーンテレビジョン受像機(16×9アスペクト比ワイドスクリーン表示フォーマット)は、或る時には“POP”(picture outside picture)の特徴(画像外画像)を有し、これは16×9ワイドスクリーンテレビジョン受像機が、4×3アスペクト比の主画像が表示されるようにセットされているときに、上記主画像の周囲に沿う非使用スクリーンの領域中の垂直の縦の欄に3あるいはそれ以上の補助画像を表示することができる。
【0003】
このような特徴を与えるために、受像機に2個のチューナが設けられている。第1のチューナは主画像を表示するために使用され、第2のチューナはPOP画像を表示させるために使用される。これらのPOP画像は、第2のチューナをチャンネルの1つに順次に同調させ、そのチャンネルからの1つのフィールドでビデオメモリをローディングし、次いで次のチャンネルに進ませることによって得られる3つの他の信号源、通常は他のチャンネルを“スナップショット”的に表示させるものである。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
POP信号源間で同調させるためにチューナが300ミリ秒(ms)を要すると、第2のチューナを3つのチャンネルのすべてにわたって循環させるためには1秒以上の時間を必要とする。更新の速度がこのように非常に遅いため、POPチャンネルを観察することができる機会、すなわち観察可能性が低下し、そのためPOP画像は通常はPOPチャンネルで表示される利用可能なプログラムをモニタするためにのみ使用される。しかしながら、もし、POPチャンネルをサンプル(sample)するために使用されるチューナが充分に速く同調することができれば、3つのPOP画像をすべてほゞ実時間率で更新することができる。
【0005】
この発明は、現在の周波数から離れた周波数の位置にある選択された周波数に急速同調させることが望ましい場合にも適用することができる。このような状況は、500チャンネル以上のチャンネルを利用することができる直接衛星放送の場合に生ずる可能性がある。さらに、この発明は、一般に積分器を含む制御システムの動作をスピードアップするために適用することができる。
【0006】
テレビジョンチューナのような制御システム用の位相ロックドループ(phase locked loop:PLL)では、周波数を表わす信号は制御可能な発振器で発生されて、位相検波器(PD)において基準周波数と比較される。位相検波器の出力信号は2つの信号間の位相および周波数の差を表わす直流(DC)成分をもっている。位相検波器の出力信号は能動形あるいは受動形の低域通過フイルタに供給されて、その出力信号中の小さな変動を平滑して除去する。低域通過濾波された信号は、通常は電圧制御発振器(VCO)の形式の制御発振器を調整するために使用される。最近のPLL回路は、低域通過フイルタの代わりに増幅器の帰還ループ中の積分キャパシタに結合された電流源出力段を使用している。このような構成では、もし、受信信号の周波数と選択された信号の周波数との間に大きな差があると、大きな積分キャパシタが、PLLがロックするような所望のDC電圧に到達するのに数100msも要する。このように積分時間が長くなることが、例えばPOP画像用のチューナを急速同調するのを阻害している。
【0007】
図2乃至図4に示す従来のチューナ制御装置は、POP画像用としては欠点があった。各図において、同じ参照番号は同じ構成部材を示すものとする。位相ロックドループを具えたテレビジョンチューナは300msもの長さのロック時間をもつ可能性がある。
【0008】
図2を参照すると、トランジスタ14はオフチップ(集積回路チップ外に配置された)形の相対的に大電力用の増幅器で、PLL10の一部として集積回路チップ上に配置された低電力演算増幅器16の出力端子に結合されている。位相検波器からの同調信号は演算増幅器16の入力端子17に供給され、さらにトランジスタ14に供給される。トランジスタ14のコレクタからの出力信号はVCO12中の同調回路(図示せず)の個々のバラクタダイオードに供給され、また積分キャパシタ18と、並列接続された抵抗20とキャパシタ22とからなる回路網19を経て入力端子17に帰還されている。抵抗24はトランジスタ14のコレクタ電極に電源電圧を供給する。かくして帰還ループに対して、順方向利得は増幅器14、16によって与えられる。
【0009】
先に説明したように、キャパシタ18は積分キャパシタであり、キャパシタ22は帰還ループに対する高周波ロールオフを与える。この構成では、長いロックループ時間は、キャパシタ18を充電(あるいは放電)するトランジスタ14のコレクタ出力電圧のスルーレート(dv/dt)が制限されていることによって生じる。この特定の例では、トランジスタ14のスルーレートの制限は増幅器16のスルーレートの制限に依存している。
【0010】
図3は、1985年9月発行のアイイーイーイー・トランザクションズ・オン・マイクロウエーブ.セオリ・アンド・テクニークス(IEEE transactions on Microwave Theory and Techniques)、MTT−3、Volume 9のバーナード グランス氏(Bernard Glance)の論文“New Phase−Locked Loop Circuit Providing Very Fast Acquisition Time(非常に速い捕捉時間を与える新しい位相ロックドループ回路)”中で述べられている構成に類似した構成を示している。同図において、増幅器14、16の入力回路中の抵抗28の両端間に逆並列ダイオード30、32が接続されている。この構成はPLL中で逓倍形位相検波器(PD)34が使用される場合を意図したものである。ダイオード30、32は、位相検波器から供給されるDC電圧が約0.6ボルトのダイオード導通閾値電圧を超過するときに抵抗28の実効値を低下させるように作用する。
【0011】
しかしながら、グランス氏の構成はデジタル形式の検波器と共に使用することができない。デジタル形式の検波器を使用する場合は、位相検波器の応答は、修正信号である平均DC値をもったパルス幅変調された矩形波の形式である。これらのパルスはすべて同じ振幅をもっているため、このパルスは同調誤差の大きさには無関係にダイオードをターンオンしてしまう。このことは非常に小さい位相誤差(狭いパルス幅)に対しても少なくとも1個のダイオードは常に有効状態(オン状態)にあり、システムの定常状態の特性を変化させることを意味する。
【0012】
図4に示す回路は、モトローラ社の44802形集積回路で使用されているような3状態位相検波器34を使用したPLLを示している。このような回路は1〜2チャンネルのみのスパンを同調させるときは比較的速く、例えばチャンネル10からチャンネル12に同調させるときには僅か20msしか必要としない。しかしながら、米国におけるチャンネル6からチャンネル7へ、あるいは1つのバンドの下側端から他のバンドの上側端に移る場合のように、バンドの境目を横切って同調するときに、100ms以上の時間を必要とする。これは位相検波器は通常1/2Vccに制限された最大出力信号を持っていることによる。大きな周波数の変化を必要とする場合は、位相検波器は飽和し、積分キャパシタ18が位相検波器の出力信号Vdに応答して如何に速く充電されるかという点について限界がある。さらに詳しく言えば、抵抗20の両端間の電圧降下を無視すれば、キャパシタ18の電圧充電率dv/dtはIcあるいはIin、およびキャパシタ18と抵抗28の値に依存する。従って、もし同調電圧に大きな変化が必要ならば、位相検波器34の出力信号のスルーレートの制限があり得る。
【0013】
このような構成では、キャパシタ18および抵抗28の各値は大きく、同調電圧はVCOを制御するために使用されるので、VCOの感度は高く、ループの帯域幅(BW)は狭くなければならない。例えば、或る種のチューナでは、Vd=1.3V、抵抗28=22KΩ、キャパシタ18=0.22μF(マイクロファラッド)で、dv/dt=260v/秒になり、さらに25ボルトの同調電圧で表わされる周波数に同調するのに約100ms必要になる。
【0014】
【課題を解決するための手段】
本発明の特徴に従って、PLLのような制御装置の積分コンデンサの電荷に大きな変化、例えばチューナ同調周波数の大きな変化(大きな誤差)が要求されるとき、積分コンデンサの充電が速く行われる。大きな周波数の変化または大きな誤差の補正が要求されるとき、積分コンデンサの容量値が減じられる。この容量値の減少は、積分コンデンサと直列に第2のコンデンサを、切り替え可能に接続することにより達成され、その結果、総容量の減少したコンデンサはより急速に充電される。
発明の構成
入力信号を基準信号と比較して、該入力信号と基準信号間の位相差または周波数の差を示す出力信号を発生する手段(34)と、
入力と出力を有する増幅器(14)を備えると共に、積分コンデンサ(18)を含み前記増幅器(14)の前記出力と入力との間にフィードバック信号を供給する帰還路(18、20、22)を備え、前記出力信号を濾波するフィルタ手段(14、18、20、22)と、
前記フィルタ手段に結合され、制御信号に応答してPLL制御システムの時定数を制御する時定数制御手段(36、Q1、Q2)と、
DC電圧源(Vcc、−Vcc)と、から成るPLL制御システムであって、前記帰還路は前記フィードバック信号の大きさに応答して前記制御信号を発生する手段(20)を含み、
前記時定数制御手段(36、Q1、Q2)は前記DC電圧源に結合され、前記制御信号に応答して、前記積分コンデンサ(18)にDC電流を加えるかまたは該積分コンデンサ(18)からDC電流を流出させるかを選択する、前記PLL制御システム。
【0015】
【発明の実施の形態】
図1を参照すると、例えば選択されたチャンネルの周波数が現在同調しているチャンネルの周波数から離れていて、大きな周波数誤差が存在するときに、積分キャパシタ18をより速く充電することによって、図1に示す同調装置を高速化している。周波数を変化させるためには、PLL10はキャパシタ18を充電(または放電)するために電流をシンク(sink)またはソース(source)する。図2に示す従来の装置と同様に、キャパシタ18と並列回路19は、増幅器14、16に対する帰還回路網として結合されている。しかしながら、本発明の装置においては、図1に示すように、相補トランジスタQ1およびQ2が設けられており、それぞれのトランジスタのコレクタ電極は+Vcc、−Vccにそれぞれ結合されており、各トランジスタのベース電極は回路網19のPLL側に結合されている。トランジスタQ1、Q2のエミッタ電極は互に結合されて、抵抗36を経て回路網19と積分キャパシタ18との接続点に接続されている。
【0016】
PLL10の誤差修正作用により、キャパシタ18からの電流のシンク、キャパシタ18への電流のソースによって回路網19の両端間に発生する電圧は、抵抗20の両端間に電圧を発生させ、この電圧が電流の対応する極性に対して適切なトランジスタのVbeを超過すると、相補トランジスタQ1、Q2の一方を導通させる。導通したトランジスタQ1またはQ2はキャパシタ18を抵抗36を介して適当な電圧源、すなわち+Vccまたは−Vccに結合する。この動作により、外部電源から適正な極性の付加シンク/ソース電流を供給して、短時間でキャパシタを充/放電させる。
【0017】
抵抗36の値はキャパシタ18に供給することができる最大ソース/シンク電流を制限するように選択されており、抵抗36の抵抗値はシステムの過渡応答性に影響を与える。例えば、回路中にオーバーシュートあるいはリンギングを生じさせる充電インパルス電流レベルを与えることが可能である。さらに導通トランジスタQ1、Q2の入力回路は抵抗36と共に帰還回路をシャント(側路)するので、さらに過渡応答性をもたらす可能性がある。
【0018】
従って、例えば、PLL10あるいは増幅器14、16のシステム中にキャパシタ18の急速充/放電を妨げるスルーレートの制限があると、このスルーレートの制限は次に示すようにして回避することができる。PLL10からの同調信号によって与えられるキャパシタの充/放電電流に別の電流を付加することにより、キャパシタ18の電気的状態を選択されたチャンネルに対応する充電状態に急速に変化させることができる。
【0019】
トランジスタQ1、Q2によってキャパシタ18に与えられる付加シンク/ソース電流は抵抗20を流れないという点に注目する必要がある。従って、同調が完了し、すなわちキャパシタ18がPLL10の出力電圧によって充/放電されてPLL10がロック状態になると、PLL10によって抵抗20の両端間に発生する電圧は適当なトランジスタQ1、Q2を導通状態に維持するには不充分な大きさになり、すなわち上記の電圧が適当なトランジスタのダイオード電圧Vbe以下になり、トランジスタQ1、Q2は非導通になる。従って、一旦ロック状態になると、温度ドリフトを補償するのに必要な小さな修正電流はトランジスタQ1、Q2のいずれをターンオンするにも不充分な大きさになり、PLL10はあたかもトランジスタQ1、Q2が存在しないように動作する。
【0020】
図1に示す本発明の構成では、積分キャパシタ18の電流付加回路構成は、該積分キャパシタ18をより急速に充/放電して応答時間をより短縮するために、外部から供給される電流を使用している。これは、図2、3、4の従来の回路構成と対蹠をなす点で、図2、3、4の従来の回路構成では積分キャパシタの充電電流は位相検波器34および増幅器14、16のスルーレートの制限の影響を受ける。図3の従来の回路構成で得られる最善の状態は、ダイオードの導通とバイパス抵抗28とにより積分キャパシタ18と直列の抵抗値を瞬間的に減少させることである。しかしながら、充/放電電流は依然として位相検波器34あるいは増幅器14、16から供給され、この充/放電電流の大きさは、電源から直接供給される図1に示す本発明の回路構成の付加充/放電電流に比して遙に制限されたものとなる。
【0021】
図1の回路構成では、図3、図4の従来技術による回路の抵抗28を必要としない電流源出力を使用しており、抵抗20とキャパシタ22とにより形成されるボードのポール(極)(Bode pole)をもっている。キャパシタ22は位相検波器のパルスを濾波して抵抗20の両端間にDC電圧を発生させ、これによって、この回路をデジタル位相検波器と共に使用することができる。
【0022】
一般に図1の開ループ利得は、図5(a)に示すような周波数応答性をもっている。振幅応答曲線は20dB/decのスロープで0dB縦座標と交わり、ゼロ(z)およびポール(極)(p)はクロスオーバ点から離れており、安定性に対する位相マージン(fc)は要求を満たしている。スピードアップ回路が有効であるときは、図5(a)の点線によって示すように利得は上昇し、横座標のクロスオーバ点は周波数の高い方に移動する。これによって回路網19に与えられる3次ポール(p)はクロスオーバポールに近づき、位相マージンは減少する。
【0023】
図5(b)に改善された応答曲線が示されており、この応答曲線では利得は上昇し、3次ポールは横座標のクロスオーバ点からさらに離れて、位相マージンを維持するのを助ける。抵抗20およびキャパシタ22の両端間に結合されたトランジスタQ1、Q2および抵抗36が、ポールが存在することにより設けられている回路網19をシャントするように作用して、ポールの移動が行われる。
【0024】
この発明のPLLの動作スピードは非常に速いが、任意に速くすることはできない。PLLのロック時間を10ms以下に短縮することができ、このロック時間は3個のPOP画像が殆ど実時間の動きを呈するようにするのに充分に短い時間である。
【0025】
次に図6を参照する。図6は本発明の第2の実施形態を示している。増幅器14、16の利得は大きく、増幅器14、16の入力端子17は仮想的にアース点になる。キャパシタ40の一端は回路網19とキャパシタ18との接続点に接続されており、他端はスイッチングトランジスタ42によりアース点に切換え可能に結合されている。トランジスタ42が無効状態(非導通状態)にあるときは、帰還ループは通常の態様で動作する。しかしながら、トランジスタ42が、そのべース電極に供給されるスイッチング信号によって導通状態にされると、キャパシタ18に結合された回路網19の一端はトランジスタ42のコレクターエミッタ回路およびキャパシタ40を経てアース点に結合され、回路網19の他端は入力端子17の仮想アース点に結合される。キャパシタ40の値がキャパシタ22の値よりも遙に大であると、回路網19は信号短絡状態になり、該回路網19はシステムから切り離された状態になる。従って、回路網19の両端間に切換え可能に結合されるこのキャパシタ40を配置することにより、図5(a)、(b)のポールPを除くことができる。トランジスタ42のベースに供給されるスイッチング信号は、例えばPLLがロックしていないことを表わす信号、あるいはPLLがロックしていることを表わす信号の否定とすることができる。
【0026】
しかしながら、図6の回路には他の特徴がある。トランジスタ42が有効状態(導通状態)にあると、キャパシタ18および40は、直列にアース点に接続される。直列接続されたキャパシタ18とキャパシタ40の総合のキャパシタンスは、キャパシタ18自身よりも小さくなるので、この減少した総合のキャパシタンスにより、積分キャパシタ18に結合されるべき何らの付加充/放電電流をも使用することなく、増幅器14、16による積分キャパシタ18の充/放電に必要な時間を短縮することができる。
【0027】
本発明を同調周波数の選択用PLLチューナに関して説明したが、本発明は一般に応答速度をスピードアップして応答時間を短縮するために、任意の制御システムで使用できることは云うまでもない。
【0028】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、誤差を表わす信号に応じて同調装置その他の装置を制御するシステムにおいて、上記誤差を表わす信号を積分する積分時間を大幅に短縮することができ、システムの制御速度を高めて制御に要する時間を短縮することができるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の制御システムの第1の実施形態を、一部をブロックの形式で、他の一部を回路図の形で示した図である。
【図2】従来技術によるチューナ部分を、一部をブロックの形で、他の一部を回路図の形で示した図である。
【図3】従来技術によるチューナ部分の他の例を、一部をブロックの形で、他の一部を回路図の形で示した図である。
【図4】従来技術によるチューナ部分のさらに他の例を、一部をブロックの形で、他の一部を回路図の形で示した図である。
【図5】(a)、(b)は共に本発明の制御システムの第1の実施形態のボード(Bode)応答曲線を示す図である。
【図6】本発明の制御システムの第2の実施形態を、一部をブロックの形式で、他の一部を回路図の形で示した図である。
【符号の説明】
10 位相ロックドループ
14 トランジスタ
16 増幅器
18 積分キャパシタ
19 帰還回路網
20 抵抗
22 キャパシタ
36 抵抗
40 キャパシタ
42 トランジスタ
Q1 トランジスタ
Q2 トランジスタ
Claims (1)
- 入力信号を基準信号と比較して、該入力信号と基準信号間の位相差または周波数の差を示す出力信号を発生する手段と、
入力と出力を有する増幅器を備えると共に、積分コンデンサを含み前記増幅器の前記出力と入力との間にフィードバック信号を供給する帰還路を備え、前記出力信号を濾波するフィルタ手段と、
前記フィルタ手段に結合され、制御信号に応答してPLL制御システムの時定数を制御する時定数制御手段と、
DC電圧源と、から成るPLL制御システムであって、
前記帰還路は前記フィードバック信号の大きさに応答して前記制御信号を発生する手段を含み、
前記時定数制御手段は前記DC電圧源に結合され、前記制御信号に応答して、前記積分コンデンサにDC電流を加えるかまたは該積分コンデンサからDC電流を流出させるかを選択する、前記PLL制御システム。
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