JPH0690188A - 受信機 - Google Patents
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- JPH0690188A JPH0690188A JP4159737A JP15973792A JPH0690188A JP H0690188 A JPH0690188 A JP H0690188A JP 4159737 A JP4159737 A JP 4159737A JP 15973792 A JP15973792 A JP 15973792A JP H0690188 A JPH0690188 A JP H0690188A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J5/00—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner
- H03J5/02—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with variable tuning element having a number of predetermined settings and adjustable to a desired one of these settings
- H03J5/0245—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form
- H03J5/0272—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form the digital values being used to preset a counter or a frequency divider in a phase locked loop, e.g. frequency synthesizer
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/10—Details of the phase-locked loop for assuring initial synchronisation or for broadening the capture range
- H03L7/107—Details of the phase-locked loop for assuring initial synchronisation or for broadening the capture range using a variable transfer function for the loop, e.g. low pass filter having a variable bandwidth
- H03L7/1075—Details of the phase-locked loop for assuring initial synchronisation or for broadening the capture range using a variable transfer function for the loop, e.g. low pass filter having a variable bandwidth by changing characteristics of the loop filter, e.g. changing the gain, changing the bandwidth
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03L7/085—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal
- H03L7/089—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal the phase or frequency detector generating up-down pulses
- H03L7/0891—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal the phase or frequency detector generating up-down pulses the up-down pulses controlling source and sink current generators, e.g. a charge pump
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- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/18—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop
- H03L7/183—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop a time difference being used for locking the loop, the counter counting between fixed numbers or the frequency divider dividing by a fixed number
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】 (修正有)
【目的】 アクティブフィルタを使用せずに適当なルー
プの選択性及び安定性が得られるフェーズロックドルー
プを有する受信機を提供する。 【構成】 混合段Mが混合周波数を受けとる周波数シン
セサイザ回路は、電流出力端子を有する位相検出装置を
備えたフェーズロックドループPLLでπ型RC回路網
を有するループフィルタとを有し、π型RC回路網は、
直列通路に組み込まれた抵抗器5の両端部に接続され
る、第1及び第2のキャパシタ1,2を有する。第2の
キャパシタ2は第1のキャパシタ1の少なくとも2倍の
大きさに選択され、直列抵抗5は、位相検出装置の出力
インピーダンスよりも小さくなるように選択され、ルー
プフィルタの出力分路は出力分路の第2のキャパシタの
位相シフトを減少させるためにキャパシタ3と抵抗器4
からなるRC位相シフト装置を備えている。
プの選択性及び安定性が得られるフェーズロックドルー
プを有する受信機を提供する。 【構成】 混合段Mが混合周波数を受けとる周波数シン
セサイザ回路は、電流出力端子を有する位相検出装置を
備えたフェーズロックドループPLLでπ型RC回路網
を有するループフィルタとを有し、π型RC回路網は、
直列通路に組み込まれた抵抗器5の両端部に接続され
る、第1及び第2のキャパシタ1,2を有する。第2の
キャパシタ2は第1のキャパシタ1の少なくとも2倍の
大きさに選択され、直列抵抗5は、位相検出装置の出力
インピーダンスよりも小さくなるように選択され、ルー
プフィルタの出力分路は出力分路の第2のキャパシタの
位相シフトを減少させるためにキャパシタ3と抵抗器4
からなるRC位相シフト装置を備えている。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、RF(無線周波数)
段、混合段及び信号処理部を有し、前記混合段は周波数
シンセイザ回路から混合周波数を受けとり、周波数シン
セサイザ回路は、電流出力端子を有する位相検出装置を
備えたフェーズロックドループと、π型RC回路網を有
するループフィルタとを有し、π型RC回路網は、入力
分路と出力分路とを有し、入力分路と出力分路とは直列
通路に組み込まれた直列の抵抗器の両端部に接続され、
かつ接地され、電圧制御発振器を有する第1及び第2の
キャパシタを有し、基準周波数が、前記位相検出装置に
加えられるようになっている受信機に関する。
段、混合段及び信号処理部を有し、前記混合段は周波数
シンセイザ回路から混合周波数を受けとり、周波数シン
セサイザ回路は、電流出力端子を有する位相検出装置を
備えたフェーズロックドループと、π型RC回路網を有
するループフィルタとを有し、π型RC回路網は、入力
分路と出力分路とを有し、入力分路と出力分路とは直列
通路に組み込まれた直列の抵抗器の両端部に接続され、
かつ接地され、電圧制御発振器を有する第1及び第2の
キャパシタを有し、基準周波数が、前記位相検出装置に
加えられるようになっている受信機に関する。
【0002】
【従来の技術】このような受信機の周波数シンセイザ回
路に使用するフェーズロックドループそれ自体は、例え
ば米国特許第3,316,497号から公知である。
路に使用するフェーズロックドループそれ自体は、例え
ば米国特許第3,316,497号から公知である。
【0003】公知のフェーズロックドループにおいて、
制御される発振器は例えば、周波数分周器を介して位相
検出装置に接続されている。また、基準周波数は、例え
ば水晶発振器から位相検出器に加えられる。フェーズロ
ック状態において、一方の周波数分周された発振器信号
及び他方の基準周波数信号間のループ位相差は、位相検
出装置の出力端子から入力端子にループで負帰還され位
相差信号に変換されて位相差が消去される。その結果、
基準周波数を有する周波数分周発振器の正確な位相同期
がこの位相同期状態で行われ、発振器周波数は、分周に
よって決定される数または、基準周波数を掛けた分周器
の分周数である。前記分周を変えることによって、混合
段に混合周波数として供給される発振周波数は、所望の
同調周波数に調整することができる。
制御される発振器は例えば、周波数分周器を介して位相
検出装置に接続されている。また、基準周波数は、例え
ば水晶発振器から位相検出器に加えられる。フェーズロ
ック状態において、一方の周波数分周された発振器信号
及び他方の基準周波数信号間のループ位相差は、位相検
出装置の出力端子から入力端子にループで負帰還され位
相差信号に変換されて位相差が消去される。その結果、
基準周波数を有する周波数分周発振器の正確な位相同期
がこの位相同期状態で行われ、発振器周波数は、分周に
よって決定される数または、基準周波数を掛けた分周器
の分周数である。前記分周を変えることによって、混合
段に混合周波数として供給される発振周波数は、所望の
同調周波数に調整することができる。
【0004】フェーズロックドループの正しい操作にお
いて、ループパラメータは、矛盾する要求を満足しなけ
ればならず、例えば、ループの選択性は、最大位相同期
のためにできるだけ大きく選択しなければならない。し
かしながら、大きなループの選択性は、ループの安定性
を危うくする大きな位相シフトによって達成される。こ
のインピーダンスの水準は、ループ回路が互いに影響す
ることを避けるために正しい値にノイズのないように調
整されなければならない。
いて、ループパラメータは、矛盾する要求を満足しなけ
ればならず、例えば、ループの選択性は、最大位相同期
のためにできるだけ大きく選択しなければならない。し
かしながら、大きなループの選択性は、ループの安定性
を危うくする大きな位相シフトによって達成される。こ
のインピーダンスの水準は、ループ回路が互いに影響す
ることを避けるために正しい値にノイズのないように調
整されなければならない。
【0005】公知のフェーズロックドループを使用する
場合、この目的のためにアクティブフィルタ段が作ら
れ、アクティブフィルタ部分は、π型RC回路網ととも
にループフィルタの部分を形成する。これらのアクティ
ブフィルタ段においてキャパシタンス、直列の抵抗器及
び演算増幅器が電圧制御発振器用のdc制御信号を増幅
し及び選択するために使用される。特に、直列抵抗及び
増幅器によって、フェーズロックドループのこのような
アクティブフィルタ段の使用がループ内に次のような望
ましくない多数の影響をもたらす。
場合、この目的のためにアクティブフィルタ段が作ら
れ、アクティブフィルタ部分は、π型RC回路網ととも
にループフィルタの部分を形成する。これらのアクティ
ブフィルタ段においてキャパシタンス、直列の抵抗器及
び演算増幅器が電圧制御発振器用のdc制御信号を増幅
し及び選択するために使用される。特に、直列抵抗及び
増幅器によって、フェーズロックドループのこのような
アクティブフィルタ段の使用がループ内に次のような望
ましくない多数の影響をもたらす。
【0006】− 増幅器内の漏れ電流によって生じる基
準周波数の大きさのオーダーの間隔で発振器周波数の周
囲において望ましくない側波帯信号の発生。 − 電源供給電圧変化の不十分な抑圧または増幅器内の
リップルの結果として発振器信号の望ましくない周波数
変調。 − 発振器信号内に望ましくない側波帯ノイズとして現
れるノイズ。
準周波数の大きさのオーダーの間隔で発振器周波数の周
囲において望ましくない側波帯信号の発生。 − 電源供給電圧変化の不十分な抑圧または増幅器内の
リップルの結果として発振器信号の望ましくない周波数
変調。 − 発振器信号内に望ましくない側波帯ノイズとして現
れるノイズ。
【0007】
【発明の概要】本発明の目的は、アクティブフィルタ段
を使用して上述した望ましくない影響を有しない適当な
ループの選択性及びループの安定性が得られるフェーズ
ロックドループを有する受信機を提供することである。
を使用して上述した望ましくない影響を有しない適当な
ループの選択性及びループの安定性が得られるフェーズ
ロックドループを有する受信機を提供することである。
【0008】本発明によれば、最初のパラグラフで説明
したタイプの受信機は、第2のキャパシタが第1のキャ
パシタの2倍程の大きさであり、直列抵抗器が位相検出
装置の出力インピーダンスより小さく、ループフィルタ
の出力分路がRC位相シフト装置を備えている。
したタイプの受信機は、第2のキャパシタが第1のキャ
パシタの2倍程の大きさであり、直列抵抗器が位相検出
装置の出力インピーダンスより小さく、ループフィルタ
の出力分路がRC位相シフト装置を備えている。
【0009】本発明は、パッシブループフィルタを有す
る十分なループの安定性を維持しながら、発振器の制御
信号の有効な低ノイズの選択が適当なループの安定性並
びに電流電圧変換に必要な位相マージンの増加、すなわ
ち実質的に、前記位相差信号を選択した後に、位相検出
装置によって供給される位相差信号の積分を実現するこ
とによって可能になるという認識に基づいている。
る十分なループの安定性を維持しながら、発振器の制御
信号の有効な低ノイズの選択が適当なループの安定性並
びに電流電圧変換に必要な位相マージンの増加、すなわ
ち実質的に、前記位相差信号を選択した後に、位相検出
装置によって供給される位相差信号の積分を実現するこ
とによって可能になるという認識に基づいている。
【0010】本発明による方法を使用する場合、位相検
出装置の電流出力と制御発振器の電圧入力との間に受動
素子だけを使用する。ローパス選択性が入力分路のキャ
パシタンス及び直列の抵抗器によって得られる。位相検
出装置の出力電流信号の積分及びローパス選択性の増加
は、実質的に第2のキャパシタによって実現される。次
に入力分路のインピーダンスは出力分路のインピーダン
スより非常に大きい。その結果、直列抵抗のノイズ電圧
(4(KTR)1/2 )は制御発振器の制御入力端子に並列に配
置されている入力分路及び出力分路に渡って分割され
る。Kはボルツマン定数、Tは絶対温度、Rは導体の抵
抗値である。その結果、前記ノイズ電圧の非常に小さい
部分だけが制御発振器に加えられる。
出装置の電流出力と制御発振器の電圧入力との間に受動
素子だけを使用する。ローパス選択性が入力分路のキャ
パシタンス及び直列の抵抗器によって得られる。位相検
出装置の出力電流信号の積分及びローパス選択性の増加
は、実質的に第2のキャパシタによって実現される。次
に入力分路のインピーダンスは出力分路のインピーダン
スより非常に大きい。その結果、直列抵抗のノイズ電圧
(4(KTR)1/2 )は制御発振器の制御入力端子に並列に配
置されている入力分路及び出力分路に渡って分割され
る。Kはボルツマン定数、Tは絶対温度、Rは導体の抵
抗値である。その結果、前記ノイズ電圧の非常に小さい
部分だけが制御発振器に加えられる。
【0011】第2のキャパシタンスを横切って生じる9
0°の位相シフトは、出力分路にRC位相シフト装置を
組み込むことによって低ノイズの方法で減少される。位
相引込み(lead)としても言及される位相シフトのこの
減少は十分に大きなループの安定性を得るために使用さ
れる。
0°の位相シフトは、出力分路にRC位相シフト装置を
組み込むことによって低ノイズの方法で減少される。位
相引込み(lead)としても言及される位相シフトのこの
減少は十分に大きなループの安定性を得るために使用さ
れる。
【0012】本発明による受信機の第1の好ましい実施
例は、RC装置が抵抗器とキャパシタとの並列の構成を
有し、このキャパシタは、第2のキャパシタと直列に配
置されていることを特徴とする。
例は、RC装置が抵抗器とキャパシタとの並列の構成を
有し、このキャパシタは、第2のキャパシタと直列に配
置されていることを特徴とする。
【0013】本発明による受信機の第2の好ましい実施
例は、RC装置が抵抗器とキャパシタとの直列配列を有
し、キャパシタは第2のキャパシタと並列に配置されて
いることを特徴とする。
例は、RC装置が抵抗器とキャパシタとの直列配列を有
し、キャパシタは第2のキャパシタと並列に配置されて
いることを特徴とする。
【0014】ループ安定性のいかなる損失なしに基準周
波数の周波数ジャンプに素早く追従することができるよ
うに、他の好ましい実施例は、逆並列に接続された1対
のダイオードが直列の抵抗の向こう側に並列に配置され
ていることを特徴とする。
波数の周波数ジャンプに素早く追従することができるよ
うに、他の好ましい実施例は、逆並列に接続された1対
のダイオードが直列の抵抗の向こう側に並列に配置され
ていることを特徴とする。
【0015】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照しながら
詳細に説明する。図1は、RFアンテナANTを接続す
るためにRFアンテナ入力端子IRFを有する本発明によ
る受信機を示す。受信機内のRFアンテナ入力端子IRF
にRF入力段と、混合段Mと、中間周波数回路/復調ユ
ニットIFと、ベースバンド信号処理及び再生装置SP
とが連続的に接続されている。混合周波数または局部混
合搬送波が周波数シンセイザ回路から混合段Mに加えら
れ、この局部混合搬送波は、所望の送信機周波数から中
間周波数を越えて変移する同調周波数まで調整可能であ
る。この局部混合搬送波によって、アンテナANT及び
RF入力段RFを通って混合段Mに加えられる所望のR
F受信信号を、例えば、10.7MHzのIF搬送波の
中間周波数(IF)信号に変換することができる。IF
回路/復調器ユニットIFにおいて、前記IF信号は、
IF選択及び増幅の後に復調され、それは結果としてベ
ースバンド信号をもたらす。このベースバンド信号はさ
らに連続して処理され、ベースバンド信号処理及び再生
装置SPにおいて公知の方法で再生される。
詳細に説明する。図1は、RFアンテナANTを接続す
るためにRFアンテナ入力端子IRFを有する本発明によ
る受信機を示す。受信機内のRFアンテナ入力端子IRF
にRF入力段と、混合段Mと、中間周波数回路/復調ユ
ニットIFと、ベースバンド信号処理及び再生装置SP
とが連続的に接続されている。混合周波数または局部混
合搬送波が周波数シンセイザ回路から混合段Mに加えら
れ、この局部混合搬送波は、所望の送信機周波数から中
間周波数を越えて変移する同調周波数まで調整可能であ
る。この局部混合搬送波によって、アンテナANT及び
RF入力段RFを通って混合段Mに加えられる所望のR
F受信信号を、例えば、10.7MHzのIF搬送波の
中間周波数(IF)信号に変換することができる。IF
回路/復調器ユニットIFにおいて、前記IF信号は、
IF選択及び増幅の後に復調され、それは結果としてベ
ースバンド信号をもたらす。このベースバンド信号はさ
らに連続して処理され、ベースバンド信号処理及び再生
装置SPにおいて公知の方法で再生される。
【0016】周波数シンセイザ回路は、出力端子が周波
数分周回路DIVを経由して位相検出装置の位相検出器
PDに接続されている制御発振器VCOを含んでいるフ
ェーズロックドループPLLを備えている。周波数分周
回路DIVは制御可能な分周数Nによって、制御発振器
VCOの出力信号の周波数を分割する。基準周波数f
ref は水晶発振器XOから位相検出器PDに加えられ
る。また、位相検出装置は、位相検出器PDの出力端子
に接続されて、位相検出器PDの出力信号に発生する電
圧パルスを電流パルスに変換する電圧電流変換器として
機能するチャージポンプCPを含む。これらの電流パル
スはループフィルタ1乃至7に結合された位相検出装置
の電流出力端子COに電圧電流変換器CPによって供給
される。以下に説明するように、ループフィルタ1乃至
7は、電流出力端子COのパルス状の出力電流信号を、
変化するdc制御電圧に実質的にノイズのない変換を実
現し、またループの安定性を冒すことなく選択性を実現
する。この制御電圧は、発振器信号の周波数及び位相の
うち少なくともいずれかを制御するために制御発振器V
COの制御入力端子に加えられる。
数分周回路DIVを経由して位相検出装置の位相検出器
PDに接続されている制御発振器VCOを含んでいるフ
ェーズロックドループPLLを備えている。周波数分周
回路DIVは制御可能な分周数Nによって、制御発振器
VCOの出力信号の周波数を分割する。基準周波数f
ref は水晶発振器XOから位相検出器PDに加えられ
る。また、位相検出装置は、位相検出器PDの出力端子
に接続されて、位相検出器PDの出力信号に発生する電
圧パルスを電流パルスに変換する電圧電流変換器として
機能するチャージポンプCPを含む。これらの電流パル
スはループフィルタ1乃至7に結合された位相検出装置
の電流出力端子COに電圧電流変換器CPによって供給
される。以下に説明するように、ループフィルタ1乃至
7は、電流出力端子COのパルス状の出力電流信号を、
変化するdc制御電圧に実質的にノイズのない変換を実
現し、またループの安定性を冒すことなく選択性を実現
する。この制御電圧は、発振器信号の周波数及び位相の
うち少なくともいずれかを制御するために制御発振器V
COの制御入力端子に加えられる。
【0017】フェーズロックドループPLLの操作範囲
において、基準周波数fref 及び周波数分周回路DIV
の分周数Nによって周波数が分周された制御発振器VC
Oの発信周波数相互間の周波数及び位相の差異は負帰還
される。その結果、位相同期が周波数同期の後に得ら
れ、制御発振器VCOの前記周波数分周発振器の位相が
フェーズロックドループPLLの同期状態の基準周波数
fref の位相に正確に等しくなるように制御される。次
に、制御された発振器VCOは、基準周波数fre f のN
倍である発信周波数を供給する。係数Nは制御可能であ
るから、発振器VCOによって混合段Mに混合周波数と
して供給される発信信号はこの係数Nを変化させること
によって所望の同調周波数に同調される。
において、基準周波数fref 及び周波数分周回路DIV
の分周数Nによって周波数が分周された制御発振器VC
Oの発信周波数相互間の周波数及び位相の差異は負帰還
される。その結果、位相同期が周波数同期の後に得ら
れ、制御発振器VCOの前記周波数分周発振器の位相が
フェーズロックドループPLLの同期状態の基準周波数
fref の位相に正確に等しくなるように制御される。次
に、制御された発振器VCOは、基準周波数fre f のN
倍である発信周波数を供給する。係数Nは制御可能であ
るから、発振器VCOによって混合段Mに混合周波数と
して供給される発信信号はこの係数Nを変化させること
によって所望の同調周波数に同調される。
【0018】ループフィルタ1乃至7は受動素子のみを
使用し、直列の通路に組み入れられた直列の抵抗器5の
両端と接地に夫々接続されている入力分路及び出力分路
を有するπ型RC回路網を有し、前記第1の分路は第1
のキャパシタ1を組み入れており、前記第2の分路は並
列なRC位相シフト要素3,4に直列に配置されている
第2のキャパシタ2を組み入れている。この並列のRC
位相シフト要素3,4は、抵抗器4に並列に配置された
第3のキャパシタ3を含む。第2のキャパシタ2は第1
のキャパシタ1の少なくとも2倍大きくなるように選択
されており、一方、直列の抵抗器は電圧電流変換器CP
の出力インピーダンスより小さくなるように選択され
る。第1のキャパシタ1と直列抵抗器5とによって決定
されるカットオフ周波数は基準周波数fref よりも何倍
か大きくなるように選択される。結果として電流電圧変
換すなわちCPによって供給される電流パルスの積分は
第2のキャパシタ2を越えたところで実質的に実現され
る。第1のキャパシタ1は、比較的に小さい値を有する
から、電圧電流変換器CPの出力電流パルスによって非
常に迅速に充電され、選択された大きさによって第1の
キャパシタ1を横切る電圧に実質的に等しい電圧が直列
抵抗5を横切って供給される。比較的に大きなキャパシ
タ2はこの直列の抵抗5を介して、すなわちランプ機能
を介して次第に充電される。その結果、電流電圧変換が
実質的に第2のキャパシタ2で発生する。同時に、第2
のキャパシタ2は、干渉成分、特に基準周波数fref ま
たはその倍音に等しい周波数を有する干渉成分を減少さ
せる。
使用し、直列の通路に組み入れられた直列の抵抗器5の
両端と接地に夫々接続されている入力分路及び出力分路
を有するπ型RC回路網を有し、前記第1の分路は第1
のキャパシタ1を組み入れており、前記第2の分路は並
列なRC位相シフト要素3,4に直列に配置されている
第2のキャパシタ2を組み入れている。この並列のRC
位相シフト要素3,4は、抵抗器4に並列に配置された
第3のキャパシタ3を含む。第2のキャパシタ2は第1
のキャパシタ1の少なくとも2倍大きくなるように選択
されており、一方、直列の抵抗器は電圧電流変換器CP
の出力インピーダンスより小さくなるように選択され
る。第1のキャパシタ1と直列抵抗器5とによって決定
されるカットオフ周波数は基準周波数fref よりも何倍
か大きくなるように選択される。結果として電流電圧変
換すなわちCPによって供給される電流パルスの積分は
第2のキャパシタ2を越えたところで実質的に実現され
る。第1のキャパシタ1は、比較的に小さい値を有する
から、電圧電流変換器CPの出力電流パルスによって非
常に迅速に充電され、選択された大きさによって第1の
キャパシタ1を横切る電圧に実質的に等しい電圧が直列
抵抗5を横切って供給される。比較的に大きなキャパシ
タ2はこの直列の抵抗5を介して、すなわちランプ機能
を介して次第に充電される。その結果、電流電圧変換が
実質的に第2のキャパシタ2で発生する。同時に、第2
のキャパシタ2は、干渉成分、特に基準周波数fref ま
たはその倍音に等しい周波数を有する干渉成分を減少さ
せる。
【0019】第1のキャパシタの比較的小さい値によっ
て、入力分路は、比較的高いインピーダンスを有する。
直列抵抗5は4(KTR)1/2 の熱雑音電圧を供給するノイズ
電圧源として考えられる。この熱雑音電圧は、一方で電
圧電流変換器CPの出力インピーダンスを越え、他方で
制御発振器VCOの入力インピーダンスを越えて広が
る。電圧電流変換器CPは、比較的高い出力インピーダ
ンスを有するから、ノイズ電圧の全体は実質的に入力分
路にわたって存在するが、ノイズ電圧は制御発振器VC
Oには実質的に供給されない。
て、入力分路は、比較的高いインピーダンスを有する。
直列抵抗5は4(KTR)1/2 の熱雑音電圧を供給するノイズ
電圧源として考えられる。この熱雑音電圧は、一方で電
圧電流変換器CPの出力インピーダンスを越え、他方で
制御発振器VCOの入力インピーダンスを越えて広が
る。電圧電流変換器CPは、比較的高い出力インピーダ
ンスを有するから、ノイズ電圧の全体は実質的に入力分
路にわたって存在するが、ノイズ電圧は制御発振器VC
Oには実質的に供給されない。
【0020】RC位相シフト要素3,4は、第2のキャ
パシタ2にわたって発生する位相シフトを減少させ、従
って、十分に大きなループの安定性を得るために必要な
位相マージンを増加させる。この目的のために、第3の
キャパシタ3及び抵抗器4の値はこれらの素子3及び4
によって決定されるカットオフ周波数がおおよそ基準周
波数fref であるように選択される。好ましくは、抵抗
器4の値は、直列抵抗5の値のほぼ半分である。
パシタ2にわたって発生する位相シフトを減少させ、従
って、十分に大きなループの安定性を得るために必要な
位相マージンを増加させる。この目的のために、第3の
キャパシタ3及び抵抗器4の値はこれらの素子3及び4
によって決定されるカットオフ周波数がおおよそ基準周
波数fref であるように選択される。好ましくは、抵抗
器4の値は、直列抵抗5の値のほぼ半分である。
【0021】RC位相要素3,4によって効果的に位相
の訂正を行うために、そのインピーダンスは基準周波数
fref において低抵抗でなければならず、それは大きさ
を選択することによって達成される。その結果、このR
C位相シフト要素3,4はfref のあたりで位相引込み
回路網(phase lead network)として作用し、周波数にお
いてfref より小さい。第2の分路2乃至4に関して
は、良好なノイズ性能のために、この第2の分路にわた
って接地までのdc通路があるべきでないことに留意す
べきである。
の訂正を行うために、そのインピーダンスは基準周波数
fref において低抵抗でなければならず、それは大きさ
を選択することによって達成される。その結果、このR
C位相シフト要素3,4はfref のあたりで位相引込み
回路網(phase lead network)として作用し、周波数にお
いてfref より小さい。第2の分路2乃至4に関して
は、良好なノイズ性能のために、この第2の分路にわた
って接地までのdc通路があるべきでないことに留意す
べきである。
【0022】第2の分路を実行する方法が図1と異なる
ループフィルタ1乃至7の他の実施例が図2に示されて
いる。図2に示すループフィルタにおいて、RC位相シ
フト要素は第4のキャパシタ3′及び抵抗4′の直列な
配置によって構成されている。このRC位相シフト要素
3′,4′は第2のキャパシタ2に並列に配置されてい
る。
ループフィルタ1乃至7の他の実施例が図2に示されて
いる。図2に示すループフィルタにおいて、RC位相シ
フト要素は第4のキャパシタ3′及び抵抗4′の直列な
配置によって構成されている。このRC位相シフト要素
3′,4′は第2のキャパシタ2に並列に配置されてい
る。
【0023】すでにこれまで述べたように、積分器とし
て操作する第2のキャパシタ2を横切る電圧は、ループ
の位相同期状態で次第に増加する。周波数分周回路DI
Vの分周数Nのステップ状の変化後、迅速な位相の同期
を実現するために、直列抵抗5を一対の逆並列に接続さ
れたダイオード6,7によって分路し、ダイオード6,
7は、第2のキャパシタ2の短期間の迅速な充電及び放
電を実現する。RC位相シフト要素の配置によって、こ
れらの迅速な充電及び放電によって生じる発振器の制御
信号のステップ状の変化の間中ループの安定性が保証さ
れる。
て操作する第2のキャパシタ2を横切る電圧は、ループ
の位相同期状態で次第に増加する。周波数分周回路DI
Vの分周数Nのステップ状の変化後、迅速な位相の同期
を実現するために、直列抵抗5を一対の逆並列に接続さ
れたダイオード6,7によって分路し、ダイオード6,
7は、第2のキャパシタ2の短期間の迅速な充電及び放
電を実現する。RC位相シフト要素の配置によって、こ
れらの迅速な充電及び放電によって生じる発振器の制御
信号のステップ状の変化の間中ループの安定性が保証さ
れる。
【0024】25KHzの基準周波数fref が使用され
るFM受信機のような図1に示す受信機の実用的な実施
例において、第1のキャパシタ1及び直列抵抗5によっ
て決定されるカットオフ周波数は基準周波数の2乃至5
倍であり、第2のキャパシタ2及び第1の抵抗器4によ
って形成される共振周波数は、基準周波数fref より小
さく、RC位相シフト要素3,4の第1の抵抗器4及び
第3のキャパシタ3によって決定される共振周波数はお
およそ基準周波数fref かまたはそれよりわずかに大き
く、直列抵抗5は、第1の直列抵抗4の値よりほぼ2倍
の大きさに選択された値を有する。
るFM受信機のような図1に示す受信機の実用的な実施
例において、第1のキャパシタ1及び直列抵抗5によっ
て決定されるカットオフ周波数は基準周波数の2乃至5
倍であり、第2のキャパシタ2及び第1の抵抗器4によ
って形成される共振周波数は、基準周波数fref より小
さく、RC位相シフト要素3,4の第1の抵抗器4及び
第3のキャパシタ3によって決定される共振周波数はお
およそ基準周波数fref かまたはそれよりわずかに大き
く、直列抵抗5は、第1の直列抵抗4の値よりほぼ2倍
の大きさに選択された値を有する。
【図1】本発明による受信機の回路図である。
【図2】図1の受信機に使用するループフィルタの他の
実施例である。
実施例である。
1 第1のキャパシタ 2 第2のキャパシタ 3,4 位相シフト素子 5 直列抵抗 6,7 ダイオード M 混合段 ANT アンテナ SP 再生装置 VCO 制御発振器 CP チャージポンプ CO 電流出力端子
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 フーベルタス、ヘンドリクス、マルチヌ ス、ベレーケン オランダ国アインドーフェン、フルーネヴ ァウツウェッハ、1
Claims (4)
- 【請求項1】無線周波数部と、 電流出力端を有し基準周波数信号が供給される位相検出
装置と、直列な通路に組み入れられた直列抵抗の両端と
接地間に接続されて第1及び第2のキャパシタを夫々備
える入力分路及び出力分路とを有するπ型RC回路網を
備えるループフィルタと、電圧制御発振器と、を有する
フェーズロックドループを備える周波数シンセサイザ回
路から混合周波数を受ける混合段と、 信号処理部と、 を備える受信機であって、 前記第2のキャパシタは前記第1のキャパシタの少なく
とも2倍の大きさであり、 前記直列抵抗は前記位相検出装置の出力インピーダンス
より小さく、 前記ループフィルタの前記出力分路は前記出力分路の第
2のキャパシタの位相シフトを減少させるためにRC位
相シフト要素を備えていることを特徴とする受信機。 - 【請求項2】前記RC位相シフト要素は、抵抗とキャパ
シタとの並列な構成を有し、キャパシタは第2のキャパ
シタと直列に配置されていることを特徴とする請求項1
に記載の受信機。 - 【請求項3】前記RC位相シフト要素は、抵抗とキャパ
シタとの直列な構成を有し、キャパシタは第2のキャパ
シタと並列に配置されていることを特徴とする請求項1
に記載の受信機。 - 【請求項4】逆並列に接続された一対のダイオードが前
記直列の抵抗器に並列に配置されていることを特徴とす
る請求項1または2に記載の受信機。
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
NL91201594.8 | 1991-06-21 | ||
EP91201594 | 1991-06-21 |
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Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0690188A true JPH0690188A (ja) | 1994-03-29 |
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ID=8207732
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP04159737A Expired - Fee Related JP3115412B2 (ja) | 1991-06-21 | 1992-06-18 | 受信機 |
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---|---|
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---|---|---|---|---|
US5692023A (en) * | 1994-11-04 | 1997-11-25 | Lsi Logic Corporation | Phase locked loop including distributed phase correction pulses for reducing output ripple |
DE19634084A1 (de) * | 1996-08-23 | 1998-02-26 | Philips Patentverwaltung | Phasenregelkreis |
TW363305B (en) * | 1996-09-06 | 1999-07-01 | Koninkl Philips Electronics Nv | A receiver, a frequency synthesis circuit and a charge pump |
JP3839117B2 (ja) * | 1997-01-30 | 2006-11-01 | 株式会社ルネサステクノロジ | Pll回路およびそれを用いた無線通信端末機器 |
EP1211811A1 (fr) * | 2000-11-28 | 2002-06-05 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Dispositif de comparaison de fréquences à faible inertie temporelle |
CN101217104B (zh) * | 2007-01-05 | 2010-09-15 | 北京北方微电子基地设备工艺研究中心有限责任公司 | 一种射频匹配器的传感器的鉴相装置和方法 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3316497A (en) * | 1965-07-09 | 1967-04-25 | Robert R Brooks | Phase controlled oscillator loop with variable passband filter |
GB1145706A (en) * | 1965-11-03 | 1969-03-19 | Thorn Electronics Ltd | An automatic frequency control system |
US3810046A (en) * | 1973-02-23 | 1974-05-07 | California Microwave | Microwave source |
DE2943510C2 (de) * | 1979-10-27 | 1983-03-31 | Rohde & Schwarz GmbH & Co KG, 8000 München | Phasengeregelter Hochfrequenzoszillator |
US4322643A (en) * | 1980-04-28 | 1982-03-30 | Rca Corporation | Digital phase comparator with improved sensitivity for small phase differences |
JPS607219A (ja) * | 1983-06-27 | 1985-01-16 | Sony Corp | 電子同調受信機 |
US4837853A (en) * | 1987-06-05 | 1989-06-06 | Motorola, Inc. | Dual port FM demodulation in phase locked receivers |
JP2508180Y2 (ja) * | 1988-09-22 | 1996-08-21 | アルプス電気株式会社 | 直接変調pll回路 |
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1992
- 1992-06-12 US US07/898,773 patent/US5221911A/en not_active Expired - Fee Related
- 1992-06-15 DE DE69213351T patent/DE69213351T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1992-06-15 EP EP92201734A patent/EP0519562B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-06-15 ES ES92201734T patent/ES2092625T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1992-06-15 SG SG1996009398A patent/SG44023A1/en unknown
- 1992-06-18 JP JP04159737A patent/JP3115412B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1992-06-20 KR KR1019920010758A patent/KR100233965B1/ko not_active IP Right Cessation
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SG44023A1 (en) | 1997-11-14 |
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KR100233965B1 (ko) | 1999-12-15 |
US5221911A (en) | 1993-06-22 |
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Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |