DE4017491C2 - Abstimmschaltung - Google Patents

Abstimmschaltung

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Description

Die Erfindung betrifft eine Abstimmschaltung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Abstimmschaltung bzw. Phasenregelschleifen werden für eine Vielzahl von Anwendungen benötigt, unter anderem für Tracking-Filter, Frequenz- und Phasenmodulation und Demo­ dulation, Trägerregenerierung, Frequenzgenerierung und vieles andere mehr. Für viele Anwendungen ist es von großer Bedeutung, die Einstellzeiten von Phasenregel­ schleifen soweit wie möglich zu reduzieren.
Um das Einrasten der Phasenregelschleife zu erleichtern, werden vielfach kombinierte Frequenz- und Phasendiskri­ minatoren verwendet. Der Frequenzdiskriminator reduziert die eventuell bestehende Differenz zwischen Ist- und Sollfrequenz bis der Phasendiskriminator aktiv werden kann und schließlich bei konstanter Frequenz des nachzuregeln­ den spannungskontrollierten Oszillators, nachfolgend VCO genannt, eine feste Phasenbeziehung zwischen der VCO- Frequenz bzw. der Referenz- und Vergleichsfrequenz herstellt.
Für spezielle Anwendungen ist es gelegentlich erfor­ derlich, die Regelschleife zu sperren, wobei der VCO frei laufend auf der gerade erreichten Frequenz verbleibt. Wird ein Freigabesignal gesetzt, hält das Schleifenfilter der Phasenregelschleife die momentan erreichte Spannung und damit die VCO-Frequenz fest. Diese Anordnung bietet die einfachste Möglichkeit, zwischen zwei Schleifenfrequenzen umzuschalten, nämlich zwischen der normalen Grenzfrequenz und null. Bei aufgetrennter Schleife ist allerdings mit einer langsamen Drift des VCO zu rechnen.
Die Schleifenauftrennung ist beispielsweise für sehr schnell einzustellende Schleifen vorteilhaft, deren Fre­ quenz anschließend nur für kurze Zeit benötigt wird, wie es bei burstweiser Übertragung und bei Slow-Frequency- Hopping der Fall ist. Während der Einstellung braucht die Frequenz spektral nicht sehr rein sein, da sie dann weder für Senden noch für Empfangen benötigt wird, während sie nach Erreichen des gewünschten Wertes und nach Schlei­ fenauftrennung, welche beispielsweise auch automatisch durch ein Lock-Detekt-Signal gesteuert werden kann, den üblichen Anforderungen nach spektraler Reinheit genügen muß. Sobald die Schleife aufgetrennt ist, wird die spek­ trale Reinheit der erzeugten Frequenz nur noch durch die Kurzzeitstabilität des VCO begrenzt.
Wenn man den Regelvorgang bei großen Frequenzabweichungen nur dem Phasendiskriminator überläßt, ergeben sich relativ lange Einstellzeiten. Durch Hinzunahme eines Frequenz­ diskriminators, der über entsprechende Widerstände im Integrator in den Regelvorgang eingreift und ihn be­ schleunigt, kann man die Einstellzeiten bei größeren Fre­ quenzfehlern merklich verringern.
Ein Frequenz-Phasen-Diskriminator hat die größte Regel­ steilheit für Phasenfehler von ±Π, sie geht jedoch mit fallendem Phasenfehler kontinuierlich gegen Null. Damit existiert auch keine konstante Schleifenfrequenz, weil der wirksame Längswiderstand im Schleifenfilter durch den Pha­ senfehler gewissermaßen geschert wird. Dies bedeutet, daß sich bei großen Phasenfehlern eine höhere Grenzfrequenz einstellt und infolgedessen ein schnelleres Nachregeln stattfindet, während die Grenzfrequenz bei verschwindenden Phasenfehler gegen Null geht. Im ersten Fall ist die Unterdrückung der Seitenbänder schlecht, während im zweiten Fall die Unterdrückung wesentlich besser ist.
Aus der GB 2 207 310 ist eine PLL-Schaltung bekannt gewor­ den, bei der ein Integrator mit Stromquellen mit umschaltba­ rem Stromwerten arbeitet, die einem Kondensator kontrolliert auf- bzw. entladen. Der Zweck der verschiedenen Stromwerte bei der GB-2 207 310 ist die Kompensation der sich mit der frequenzabhängigen VCO-Steilheit und dem frequenzbestimmten Teilerverhältnis ändernden Schleifenverstärkung der Regel­ schleife. Mit der annähernd konstant gehaltenen Schleifenver­ stärkung werden dann auch die dynamischen Regelschleifenei­ genschaften, wobei es hier im wesentlichen auf die Ein­ schwingzeit der Schleife ankommt, bei einer Frequenzumschal­ tung lediglich konstant gehalten.
Die GB 2 073 981 zeigt und beschreibt eine Frequenzver­ gleichseinrichtung für ein digitales Abstimmsystem, bei der ebenfalls ein Integrator zum Einsatz kommt, dessen Integrati­ onszeitkonstante umschaltbar ist. Hier wird die Integra­ torsteilheit jedoch entsprechend der Differenz der vor dem Umschalten vorhandenen Sollfrequenz und der gewünschten neuen Sollfrequenz gebildet. Die jeweils eingestellte Integra­ torsteilheit wird während eines Messvorganges beibehalten, kann aber nach einer Reihe von Vergleichen mit fester Ein­ stellung auf einen neuen Wert umgeschalten werden. Dies ge­ schieht aber nicht als Ergebnis des während jedes Frequenz- bzw. Phasenvergleichs ermittelten Phasen- oder Frequenzfeh­ lers.
Die US-PS 4,743,867 zeigt eine Kompensationsschaltung für ei­ ne PLL-Schaltung. Durch die Umschaltung der Integratorwi­ derstände soll erreicht werden, Änderungen der dynamischen Eigenschaften der Regelschleife weitgehend zu kompensieren und einen von der Frequenz weitgehend unabhängigen Modulati­ onsfrequenzhub zu erzielen, wenn sich mit ändernder VCO- Frequenz, mit der sich auch das Teilerverhältnis des Teilers und die Regelsteilheit des VCO's ändern, die sich ebenfalls ändernde Schleifenverstärkung kompensiert werden soll. In der in dieser Druckschrift vorgeschlagenen Regelschleife werden die Einflüsse der wechselnden frequenzbestimmenden Teilerver­ hältnisse und der sich mit der VCO-Frequenz ändernden Regel­ steilheit des VCO getrennt kompensiert. Welche Widerstände ein- bzw. abgeschaltet werden hängt also bei dieser Entgegen­ haltung nur von der VCO-Soll-Frequenz und nicht vom währende des Regelvorganges festgestellten Frequenz- oder Phasenfehler ab.
Schließlich zeigt und beschreibt die WO 8/0126 ein veränder­ liches Frequenzsystem mit einer linearen Kombination einer Ladepumpe eingesetzt, die wieder den Zweck des Sicherstellens einer lediglich konstanten Schleifenverstärkung hat, um da­ durch die dynamischen Schleifenparameter weitergehend kon­ stant halten zu können. Die Ladungspumpe wird also in Abhän­ gigkeit von der VCO-Frequenz eingestellt und diese Einstel­ lung wird dann über viele Vergleichszyklen bei einer Fre­ quenzumschaltung lediglich konstant gehalten.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Abstimm­ schaltung mit reduzierter Einschwingzeit bei vermindertem Einschwingen anzugeben.
Diese Aufgabe wird bei einem Abstimmschaltung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 durch die im Kennzeichen ange­ gebenen Merkmale gelöst.
Weiterbildungen und vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Ansprüchen, der weiteren Beschreibung und der Zeichnung.
Bei der erfindungsgemäßen Abstimmschaltung mit einer Pha­ senregelschleife und einer Frequenzregelschleife wächst für einen Vergleich in einem Integrator der Strom progres­ siv mit der Schließzeit bzw. mit dem Phasenfehler des be­ treffenden Zweiges eines Phasendiskriminators an. Mit z. B. steigendem Phasenfehler wird der Strom progressiv mit beliebiger oder auch quadratischer Kennlinien erhöht, was zu Folge hat, daß sich die effektive Diskriminatorsteil­ heit und damit die Schleifenfrequenz in Abhängigkeit vom Phasenfehler ständig ändert. Bei großen Phasenfehlern ist die Regelgeschwindigkeit aufgrund der höheren Schleifen­ frequenz groß, nimmt mit Verringerung des Phasenfehlers dann jedoch ab, wobei gleichzeitig die Referenzfrequenzun­ terdrückung wesentlich verbessert wird.
Eine Abstimmschaltung mit schaltungstechnisch geringem Aufwand ist mit einen quadratisch progressiver Phasendis­ kriminator mit Zusatzintegrator realisierbar.
Zudem kann eine Lock-Detekt-Schaltung für die Beschleu­ nigung der PLL-Einstellzeit verwendet werden, bei welcher zunächst mit beidseitig reduzierten Teilerverhältnissen von Referenz- und Hauptteiler gearbeitet und nach dem Ein­ rasten der Schleife in der Nähe der gewünschten Frequenz auf die exakten Teilerverhältnisse umgeschaltet wird, so daß nur noch der Restfehler auszuregeln ist. Im einfach­ sten Fall signalisiert die Lock-Detekt-Schaltung, daß der Phasenfehler unterhalb einer bestimmten Größe liegt und kein Frequenzfehler vorliegt.
Mit einer schleichenden Teilerumschaltung kann durch ge­ eignete Wahl der Teilerumschaltung erreicht werden, daß während des Regelvorgangs stets der Bereich der optimalen Regelsteilheit eingehalten wird. Anhand der Größe des ge­ wünschten Frequenzsprunges und der verwendeten Teilerfre­ quenz kann unter Berücksichtigung der Schleifendynamik be­ stimmt werden, welche Änderungen des Teilerverhältnisses möglich sind - unter Berücksichtigung des Prinzips der Teilerinitialisierung - ohne daß die Schleife ausrastet. Ausgehend von der Überlegung, daß ein zeitweiliges Ausra­ sten die Gesamteinstellzeit vergrößert, wird erfindungsge­ mäß das Teilerverhältnis derart in mehreren Schritten um­ geschaltet, daß während des gesamten Zeihvorgangs die PLL eingerastet bleibt. Die PLL arbeitet während des Ziehvor­ gangs vorzugsweise im Bereich zwischen Π und 2Π, um die dort vorhandene höhere Regelsteilheit zu nutzen. Mittels sorgfältiger Optimierung kann infolgedessen die Gesamtein­ stellzeit verringert werden.
Für die Verkürzung der Einstellzeit kann vorzugsweise die Schleifenfrequenz während des Einstellvorgangs heraufgesetzt und nach erfolgter Einstellung wieder reduziert werden. Dabei wird das Hauptproblem, welches darin besteht, daß die mit kleiner Zeitkonstante eingerastete Schleife beim Umschalten auf die größere Zeitkonstante gewöhnlich wieder ausrastet, danach erneut einrasten muß und damit der Zeitgewinn beim Einstellvorgang wieder zunichte gemacht wird, dadurch gelöst, daß die Schlei­ fenumschaltung nach dem Einrasten nicht inmitten eines Vergleichsvorgangs stattfindet und außerdem auf der Regelspannung keine Änderungen, insbesondere keine Stöße oder Sprünge auftreten, welche den erreichten Regel­ gleichgewichtszustand stören und damit zum Ausrasten führen können. Vorteilhaft wird dazu eine Teilerinitiali­ sierung verwendet.
Bei der erfindungsgemäßen Abstimmschaltung kann ein Dop­ pelschleifen-Synthesizer bzw. virtueller Doppelschleifen- Synthesizer dazu benutzt werden, die gewünschte Frequenz als Summe zweier anderer Frequenzen zu generieren. Da­ durch, daß die Vergleichsfrequenzen viel höher gewählt werden können, als es dem gewünschten Rasterabstand ent­ spricht, sind beide Schleifen viel schneller. Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert.
In der Zeichnung zeigen zur Verdeutlichung der Erfindung:
Fig. 1 eine progressive Kennlinie als grafische Darstellung,
Fig. 2 einen Diskriminator mit progressiver Kennlinie,
Fig. 3 eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer beliebigen progressiven Kennlinie,
Fig. 4 einen quadratisch progressiven Phasendiskriminator mit Zusatzintegrator,
Fig. 5 einen Lock-Detektor,
Fig. 6 ein Darstellung zur Erläuterung des Prinzips einer "schleichenden" Teilerumschaltung,
Fig. 7 einen Frequenz-Phasen-Diskriminator,
Fig. 8 einen Doppelschleifen-Synthesizer sowie
Fig. 9 einen virtuellen Doppelschleifen-Synthesizer.
Fig. 1 zeigt qualitativ den Kennlinienverlauf eines erfin­ dungsgemäßen progressiven Phasendiskriminators. Sie wird erreicht, indem nicht für jeden Vergleich im Intergrator die Ladungsmenge Q = I.Tau wirksam wird, mit Strom I = const., sondern indem der Strom I selbst progressiv mit Tau bzw. dem Phasenfehler delta Phi wächst, im einfachsten Fall linear. Tau ist dabei die Schließzeit des betreffenden Zweiges im Phasendiskriminator ist. Dann ergibt sich:
Fig. 2 zeigt einen Diskriminator mit quadratischer pro­ gressiver Kennlinie. Einem AND-Gatter 10 wird sowohl eine Vergleichsfrequenz fT, ein Freigabesignal FG, wie oben erläutert und das invertierte Ausgangssignal eines D-Flip- Flops 11 zugeführt. Der Ausgang des AND-Gatters 10 ist mit dem D-Eingang des D-Flip-Flops 11 verbunden. Als Taktsi­ gnale wird dem D-Flip-Flop 11 eine Taktfrequenz entspre­ chend 2n.fR zugeführt, mit fR gleich der Referenzfrequenz. Der nichtinvertierende Q-Ausgang des D-Flip-Flops 11 führt auf den Takteingang eines D-Flip-Flops 12 und auf einen Eingang eines OR-Gatters 21, dessen Ausgang mit dem Tak­ teingang eines D-Flip-Flops 35 verbunden ist. Der inver­ tierende Q-Ausgang des D-Flip-Flops 12 ist mit dem D- Eingang des D-Flip-Flops 12 verbunden. Dem D-Flip-Flop 12 schließen sich weitere D-Flip-Flops 13, 14 an, die ent­ sprechend geschaltet sind.
An den nichtinvertierenden Q-Ausgängen der D-Flip-Flops 12, 13, 14 ist ein Widerstandsnetzwerk in der Weise ange­ schlossen, daß vom Ausgang des D-Flip-Flops 12 ein Wider­ stand 15 über einen Widerstand 16 gegen Masse, vom Ausgang des D-Flip-Flops 13 ein Widerstand 18, 17 über den Wider­ stand 16 gegen Masse, vom Ausgang des D-Flip-Flops 14 ein Widerstand 20, 19 über die Widerstände 16, 17 gegen Masse führt. Der nichtinvertierende Q-Ausgang des D-Flip-Flops 14 führt zudem einerseits über einen steuerbaren Schalter 36 auf einen Intergrator 37, an dessen Ausgang die VCO- Spannung abgreifbar ist, andererseits auf einen Eingang ein AND-Gatters 33.
Entsprechend ist die D-Flip-Flop-Kette für die ver­ gleichsfrequenz fR aufgebaut mit einem AND-Gatter 22, D- Flip-Flops 23 bis 26 und Widerständen 27 bis 32. Der nichtinvertierende Q-Eingang des D-Flip-Flops 26 führt ebenfalls auf einen Eingang des AND-Gatters 33. Die Wider­ stände 20, 32 sind miteinander mit dem den nichtinvertie­ renden Q-Ausgang der D-Flip-Flops 14, 26 abgewendete An­ schlüsse verbunden. Das Freigabesignal FG wird weiterhin dem D-Eingang des D-Flip-Flops 35 als auch über einen In­ verter auf einen Eingang eines OR-Gatters 34 zugeführt. Ein weiterer Eingang des OR-Gatters 34 ist mit dem Ausgang des AND-Gatters 33 verbunden. Der Ausgang des OR-Gatters 34 liefert das Resetsignal R für alle D-Flip-Flops. Die Setzeingänge S der D-Flip-Flops 11 bis 14, 23 bis 26, 35 sind gegen Bezugspotential geschaltet. Der nichtinvertie­ rende Q-Ausgang des D-Flip-Flops 35 liefert ein Um­ schaltsignal für den steuerbaren Schalter 36.
Bei diesem Ausführungsbeispiel werden mit steigendem Pha­ senfehler weitere Widerstände zugeschaltet. Besonders vor­ teilhaft arbeitet das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1, wenn eine Taktfrequenz gewählt wird, die 2n.fR beträgt, sowie die Zuschaltung der Teilwiderstände mit einem Tei­ lerabgriff 2n-1, 2n-2 usw. realisiert ist. Mit dieser Maßnahme wird insbesondere eine Verringerung der als Schalter wirkenden D-Flip-Flops 11 bis 14, 23 bis 26 er­ zielt.
Fig. 3 zeigt eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer beliebigen progressiven Kennlinie.
Anstelle der in Fig. 1 verwendeten D-Flip-Flops 11 bis 14, 23 bis 26 können Schieberegister 40, 41 verwendet werden, deren Ausgänge je über eine Diode auf ein Widerstandsnetz­ werk 42 und eine gemeinsame Sammelleitung führen. Die Sam­ melleitung des Widerstandsnetzwerks 42 ist dann über den steuerbaren Schalter 36, dem ein Durchschaltsignal DS zu­ geführt wird, mit dem Integrator 37 verbunden.
Durch diese Schaltungsanordnung sind beliebige progressive Kennlinien möglich. Statt der Entkopplungsdioden können auch CMOS-Schalter oder ähnliches verwendet werden.
Mit den Ausführungsbeispielen nach Fig. 2 und Fig. 3 lassen sich ein besserer Kompromiß von Regelgeschwindig­ keiten und Referenzfrequenzunterdrückung erreichen, als dies bei den bekannten Schaltungen möglich war, da sich die effektive Diskriminatorsteilheit und damit die Schleifenfrequenz in Abhängigkeit vom Phasenfehler ständig ändert. Bei großen Phasenfehlern ist die Regelgeschwindig­ keit aufgrund der höheren Schleifenfrequenz groß, nimmt mit Verringerung des Phasenfehlers dann jedoch ab, wobei gleichzeitig die Referenzfrequenzunterdrückung wesentlich verbessert wird.
Fig. 4 zeigt einen quadratisch progressiver Phasendiskri­ minator mit Zusatzintegrator. Dieses Ausführungsbeispiel gibt eine einfachere Ausführungsform der Schaltung gemäß Fig. 3 wieder. Aus einer nicht gezeichneten Eingangsschaltung, die beispielsweise zwei D-Flip-Flops enthalten kann, denen die Referenzfrequenz fR bzw. fT zugeführt und die an ihren nichtinvertierenden Q-Ausgängen die Signale QT bzw. QR liefern, werden die Signale QT bzw. QR Eingängen eines NOR-Gatters 60 zugeführt. Gleichzeitig dient das Signal QT als Steuersignal für einen steuerbaren Schalter 70 und das Signal QR als Steuersignal für einen steuerbaren Schalter 71. Der Schalter 70 ist mit einem Anschluß an Betriebs­ spannung +U, der Schalter 71 an Bezugspotential gelegt. Der zweite Anschluß des Schalters 70 ist über einen Wider­ stand 67 mit einem Anschluß eines steuerbaren Schalters 66 verbunden, der durch das Ausgangssignal des NOR-Gatters 60 steuerbar ist. Das Ausgangssignal des NOR-Gatters 60 wird weiter über einen Inverter 61 als Steuersignal einem steu­ erbaren Schalter 62 zugeführt, dessen Eingang mit einem Integrator 68 und dessen Ausgang über einem Widerstand 63 mit einem weiteren Integrator 64 verbunden ist. Der Aus­ gang des steuerbaren Schalters 66 führt über einen Wider­ stand 65 auf den Rückkopplungszweig des Integrators 68, während der Ausgang des Schalters 71 über einen Widerstand 69 mit dem invertierenden Eingang des Integrators 68 ver­ bunden ist.
Die Schalter 70, 71 bestimmen die Polarität je nach der erforderlichen Regelrichtung, während der Schalter 66 für die Startbedingung sorgt, so daß die Regelung bei kleinem Phasenfehler mit einer minimalen Diskriminatorsteilheit erfolgt, während größere Phasenfehler zu einer größeren Diskriminatorsteilheit und einer Erhöhung der Regelge­ schwindigkeit führen. In einer weiteren Ausgestaltung der Schaltung kann der Start mit einem festen Offset erfolgen.
Vorzugsweise kann mit einer weiteren Integration auch eine kubische Progression erzielt werden. Durch Hinzufügen wei­ terer Integratoren sind auch noch steilere Progressionen realisierbar. Vorteilhaft bietet der progressive Phasen­ diskriminator auch die Möglichkeit, das Problem der infolge breitbandigen Rauschens verringerte Einstellge­ nauigkeit von schnellen PLL-Schaltungen zu verringern.
Fig. 5 zeigt einen Lock-Detektor. Signale QT1 und QR1, die aus der Referenz- und Vergleichsfrequenz erzeugt werden, führen auf Eingänge eines OR-Gatter 50, dessen Ausgangs­ signal sowohl mit einem Eingang eines AND-Gatters 54, einem D-Eingang eines D-Flip-Flops 55 als auch über einen Widerstand 51, einen nach Bezugspotential geschaltetem Kondensator 52 und ein Zeitglied 53, die z. B. als zwei Inverter ausbildet, mit einem zweiten Eingang des AND- Gatters 54 verbunden ist. Der Ausgang des AND-Gatters 54 ist mit dem Takteingang des D-Flip-Flops 55 verbunden.
Die Signale QT2 und QR2, die aus der Referenz- und Ver­ gleichsfrequenz erzeugt wurden, werden über ein OR-Gatter 56 dem Setzeingang des D-Flip-Flops 55 zugeführt. Der Reset-Eingang des D-Flip-Flops 55 ist auf Bezugspotential gelegt. Am invertierenden Ausgang des D-Flip-Flops 55 ist ein Lock-Detekt-Signal abnehmbar.
Eine Lock-Detekt-Schaltung ist eine bekannte Beschleu­ nigungsmethode für die PLL-Einstellzeit, bei welcher zu­ nächst mit beidseitig reduzierten Teilerverhältnissen ge­ arbeitet und nach dem Einrasten der Schleife in der Nähe der gewünschten Frequenz auf die exakten Teilerverhältnisse umgeschaltet wird, so daß nur noch der Restfehler aus­ zuregeln ist. Im einfachsten Fall signalisiert die Lock- Detekt-Schaltung, daß der Phasenfehler unterhalb einer be­ stimmten Größe liegt und kein Frequenzfehler vorliegt.
Vorteilhaft ist eine Lock-Detekt-Schaltung für einen pro­ gressiven Phasendiskriminator verwendbar. Das D-Flip-Flop 55 wird immer dann gesetzt, wenn der Phasenfehler eine be­ stimmte Größe überschritten hat oder eines der Frequenzfehler-Flip-Flops gesetzt ist. Die Vergleichszeit für das AND-Gatter 54 wird durch das Zeitglied 53 gewonnen und kann, falls erforderlich, durch eine zusätzliche Zeit­ konstante aus Widerstand 51, Kondensator 52 gezielt ver­ größert werden. Das Lock-Detekt-Signal ist also nur dann aktiv, wenn der Phasenfehler einen bestimmten Wert unter­ schreitet.
Fig. 6 zeigt das Prinzip einer "schleichenden" Teiler­ umschaltung. Anhand der Größe des gewünschten Frequenz­ sprunges und der verwendeten Teilerfrequenz kann unter Be­ rücksichtigung der Schleifendynamik bestimmt werden, welche Änderungen des Teilerverhältnisses möglich sind - unter Berücksichtigung des Prinzips der Teilerinitiali­ sierung - ohne daß die Schleife ausrastet. Ausgehend von der Überlegung, daß ein zeitweiliges Ausrasten die Ge­ samteinstellzeit verzögert, wird erfindungsgemäß das Tei­ lerverhältnis derart in mehreren Schritten umgeschaltet, daß während des gesamten Ziehvorgangs die PLL eingerastet bleibt. Die PLL arbeitet während des Ziehvorgangs vorzugs­ weise im Bereich zwischen Π und 2Π, um die dort höhere Regelsteilheit zu nutzen. Mittels sorgfältiger Optimierung kann infolgedessen die Gesamteinstellzeit verringert wer­ den.
Wie Fig. 6 zu entnehmen ist, kann man durch geeignete Wahl der Teilerschritte und Zeitdauern dafür sorgen, daß wäh­ rend des Regelvorgangs im Bereich größter Regelsteilheit gearbeitet wird.
Eine sehr effektive Methode wird bei dem nachfolgenden Schaltungsbeispiel in Fig. 7 für die Verkürzung der Ein­ stellzeit verwendet. Es wird die Schleifengrenzfrequenz während des Einstellvorgangs heraufgesetzt und nach erfolgter Einstellung wieder reduziert. Dabei wird das Hauptproblem, welches darin besteht, daß die mit kleiner Zeitkonstante eingerastete Schleife beim Umschalten auf die größere Zeitkonstante gewöhnlich wieder ausrastet, danach erneut einrasten muß und damit der Zeitgewinn beim Einstellvorgang wieder zunichte gemacht wird, dadurch gelöst, daß durch Schaltungsmaßnahmen die Schleifenum­ schaltung nach dem Einrasten nicht inmitten eines Vergleichsvorgangs stattfindet und daß außerdem auf der Regelspannung keine Änderungen, insbesondere keine Stöße oder Sprünge auftreten, welche den erreichten Regel­ gleichgewichtszustand stören und damit zum Ausrasten führen können. Vorteilhaft wird dazu eine Teilerinitiali­ sierung verwendet.
Fig. 7 zeigt einen Frequenz-Phasen-Diskriminator mit Tei­ lerinitialisierung und Umschaltung der Schleifenfrequenz. Die Vergleichsfrequenz fT wird den Takteingängen von D- Flip-Flops 80, 84 zugeführt. Die Setzeingänge der D-Flip- Flops 80, 84 sind gegen Bezugspotential geschaltet. Vom nichtinvertierenden Q-Ausgang des D-Flip-Flops 80 wird ein Signal QT1 dem D-Eingang des D-Flip-Flops 84 und Eingängen eines AND-Gatters 104 und OR-Gattern 85, 103 zugeführt. Eingänge eines AND-Gatters 81 sind mit dem invertierenden Q-Ausgang des D-Flip-Flops 80, einem Freigabesignal FG so­ wie mit dem invertierenden Q-Ausgang eines D-Flip-Flops 87 verbunden. Der Ausgangs des AND-Gatters 81 führt einer­ seits direkt, andererseits über ein Zeitglied 83 mit einem Inverter auf ein AND-Gatter 82, dessen Ausgang über ein OR-Gatter 105 den Reset-Eingängen der D-Flip-Flops 80, 87 zugeführt wird. Weiterhin ist der Ausgang des AND-Gatters 82 mit Eingängen von OR-Gattern 90 und 92 verbunden. Das Ausgangssignal des AND-Gatters 82 stellt zudem ein Preset- bzw. Reset-Impuls R bzw. P zur Teilerinitialisierung eines nicht gezeichneten Teilers dar. Der nichtinvertierende Q- Ausgang des D-Flip-Flops 84 führt auf die anderen Eingänge der OR-Gatter 85, 92, wobei der Eingang des OR-Gatter 92 gleichzeitig Eingang eines AND-Gatters 91 ist. Der Ausgang des OR-Gatters 85 dient als Steuereingang eines steuerba­ ren, nach Versorgungsspannung geschalteten Schalters 86, dessen zweiter Kontakt mit einem weiteren steuerbaren Schalter 94 und über einen Widerstand 95 mit dessen zwei­ ten Kontakt verbunden ist.
Der zweite Kontakt des Schalters 94 ist über einen Wi­ derstand 97 mit dem invertierenden Eingang eines Integra­ tor 96 gekoppelt, an dessen Ausgang die VCO-Spannung ab­ greifbar ist. Der Ausgang des AND-Gatters 91 ist mit einem Eingang des OR-Gatters 90 verbunden, dessen Ausgang auf die Reset-Eingänge der D-Flip-Flop 84, 88 führt. Der Ausgang des OR-Gatters 92 ist mit dem Reset-Eingang eines D- Flip-Flops 93 verbunden, der im Zweig der Referenzfrequenz fR liegt. Der Zweig der Referenzfrequenz fR ist entspre­ chend aufgebaut. Der nichtinvertierende Q-Ausgang des D- Flip-Flops 87 führt auf Eingänge des OR-Gatters 103, eines OR-Gatters 111, des AND-Gatters 104, dessen Ausgang mit dem OR-Gatter 105 verbunden ist, und dem D-Eingang des D- Flip-Flops 88. Der nichtinvertierende Q-Ausgang des D- Flip-Flops 88 ist an den anderen Eingang des OR-Gatters 111 sowie an die Eingänge des OR-Gatters 92 und des AND- Gatters 91 geschaltet. Der Ausgang des OR-Gatters 103 ist direkt mit einem Eingang und über ein Zeitglied mit dem anderen Eingang eines AND-Gatters 89 sowie mit dem D- Eingang des D-Flip-Flops 93 verbunden. Der Ausgang des AND-Gatters 89 führt auf den Takteingang des D-Flip-Flops 93. An den Ausgang des OR-Gatters 92 ist der Reset-Eingang des D-Flip-Flops 93 geschaltet. Der Steuereingang des Schalters 94 wird durch den invertierenden Q-Ausgang des D-Flip-Flops 93 gesteuert, der weiter mit dem Steuer­ eingang eines weiteren steuerbaren Schalters 99 verbunden ist. Der invertierenden Q-Ausgang des D-Flip-Flops 93 lie­ fert das Lock-Detekt-Signal LD. Der Schalter 99 ist mit seinem einen Anschluß über einen Widerstand 98 mit dem in­ vertierenden Eingang des Integrators 96 und über einen Wi­ derstand 110 mit seinem zweiten Kontakt verbunden.
Dieser Kontakt liegt über einem steuerbaren Schalter 100, der durch das Ausgangssignal des OR-Gatters 111 gesteuert wird, gegen Bezugspotential. Die Setzeingänge der D-Flip- Flops liegen an Bezugspotential, die D-Eingänge der D- Flip-Flops 80, 87 sind auf logisch "1" gesetzt.
Das Freigabesignal FG wird erst wirksam, wenn die Signale QT1, QR1 im Ruhezustand sind. Dann wird ein kurzer Reset- bzw. Preset-Impuls zur Teilerinitialisierung erzeugt, der auch den Diskriminator selbst initialisiert.
Fig. 8 zeigt einen Doppelschleifen-Synthesizer, der zwei PLL-Anordnungen zur Frequenzerzeugung enthält. Ein Quarz­ oszillator 128 liefert eine Bezugsfrequenz, die initiali­ sierbaren Teilern 123, 132 zugeführt wird. Die Teiler 123, 132 sind durch ein Preset- bzw. Reset-Impuls R bzw. P steuerbar. Das Teilerverhältnis beträgt mA : 1. Folgend wird nur der obere Zweig A des Synthesizers beschrieben, da der untere Zweig B entsprechend aufgebaut ist. Die im Teiler 123 erzeugte Vergleichsfrequenz fRA wird einem Phasendis­ kriminator 122 zugeführt, dessen Ausgangssignal über einen Verstärker 127 und einem Tiefpaß 126 eine Stellgröße für einen VCO 120 bildet. Ein Ausgangssignal des VCO 120 wird über einem programmierbaren Teiler 121 mit einem Teiler­ verhältnis von nA : 1 dem Phasendiskriminator 122 zugeführt. Der Teiler 121 ist durch ein Preset-Signal PA initiali­ sierbar. Das Teilerverhältnis nA : 1 ist programmierbar. Ein Ausgangssignal des VCO 120 des oberen Zweigs und eines VCO 129 des unteren Zweigs werden einem Phasendiskriminator 125 zugeführt, dessen Ausgangssignal über einen Bandpaß 124 das Ausgangssignal des Doppelschleifen-Synthesizer bildet.
Der Doppelschleifen-Synthesixer kann dazu benutzt werden, um die gewünschte Frequenz als Summe zweier anderer Fre­ quenzen zu generieren. Dadurch, daß die vergleichsfrequen­ zen fRA und fRB des unteren Zweigs viel höher gewählt werden können, als es dem gewünschten Rasterabstand ent­ spricht, können beide Schleifen auch viel schnellet sein. Die einzige zu erfüllende Bedingung ist, daß der Betrag von |fRA - fRB| = fR gilt, wobei fR die ursprüngliche Vergleichs- bzw. Rasterfrequenz ist.
Weiter gilt:
fV = fVA + fVB = (nA/mA + nB/mB)fQ
fV = nA.fRA + nB.fRB (1)
fV = nA.n.fR + (n + 1).nB.fR (2)
Für den Fall n = 10 ergibt sich daraus dann die Beziehung:
fV = [10(nA + nB) + nB].fR (3)
mit:
n = Teilerverhältnis
A = Index für oberen Zweig
B = Index für unteren Zweig
Man sieht, daß durch passende Wahl der Teilerverhältnisse nA und nB jede beliebige vielfache Frequenz von fR er­ zeugt werden kann. Ist die Einstellzeit normalerweise in der Größenordnung TE = 100.TR mit TR = 1/fR angesiedelt, so kann man bei dieser Schaltungsanordnung mit 1/n dieses Wertes rechnen. Für eine Referenzfrequenz von 10 kHz er­ gibt sich infolgedessen eine Einstellzeit von ca. 1 ms und für 200 kHz demnach etwa 50 µs. Kombiniert mit den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen lassen sich noch wei­ tere Verkürzungen der Einstellzeit erreichen.
Fig. 9 zeigt einen virtuellen Doppelschleifen-Synthesizer, der ähnliche Ergebnisse wie der in Fig. 8 beschriebene Doppelschleifen-Synthesizer liefert, das jedoch mit schal­ tungstechnisch reduziertem Aufwand. Ein Quarzoszillator 146 liefert eine Bezugsfrequenz fQ, die einem initiali­ sierbaren Teiler 145 zugeführt wird. Der Teiler 145 hat zwei Teilerverhältnisse nA und nB, die über ein Signal 2nd selektierbar sind. Mit dem Preset-Impuls P ist das Teiler­ verhältnis nA initialisiert und gestartet, das aus dem Ausgangssignal des Teilers 145 abgeleitete Signal 2nd ini­ tialisiert und startet das Teilerverhältnis nB. Das Aus­ gangssignal des Teilers 145 wird dem Takteingang eines D-Flip-Flops 144 zugeführt, dessen invertierender Q- Ausgang auf den D-Eingang führt und dessen Setzeingang gegen Bezugspotential geschaltet ist. Der nichtinver­ tierender Q-Ausgang des Flip-Flops 144 führt auf einen Phasendiskriminator 143. An den zweiten Eingang des Pha­ sendiskriminators 143 liegt ein analoger Schaltungsaufbau an, mit einem Teiler 141, einem D-Flip-Flop 142 und einem VCO 140 als Vergleichsfrequenzquelle. Der Ausgang des Pha­ sendiskriminators 143 führt über einen Verstärker 148 und einem Tiefpaß 147 auf den Eingang des VCO 140, dessen zweiter Ausgang die VCO-Frequenz bildet. Die Teiler 141, 145, die D-Flip-Flops 142 und 144 und der Phasendiskriminator 143 sind durch denselben Preset-Impuls P initialisierbar.
Die beiden D-Flip-Flops 142 und 144 dienen der Addition der beiden Teilerverhältnisse in den verschiedenen Ästen. Als Gleichgewichtsbedingung der eingerasteten PLL gilt Bedin­ gung (1). Durch passende Wahl der Teilerverhältnisse lassen sich wieder die in (2) und (3) gezeigten Zusammenhänge erreichen.
Auch beim virtuellen Doppelschleifen-Synthesizer läßt sich demnach die VCO-Frequenz fV als beliebiges Vielfache der Vergleichs- bzw. Rasterfrequenz fR darstellen, sofern fV << fR gilt und die Bezugsfrequenz fQ des Quarzoszil­ lators 146 als ganzzahliges Vielfache von nfV und (n + 1)fV darstellbar ist. Die Schleifenvergleichsfrequenz liegt bei fRA und fRB, also beispielsweise 10.fR und 11.fR. Die Schleifeneinschwingzeit TS ergibt sich dann überschlägig zu:
TS ≈ 100.TRA + 100.TRB ≈ 10.TR
Entsprechend ist die wirksame Einstellzeit gegenüber dem oben beschriebenen Doppelschleifen-Synthesizer mit Addi­ tion der beiden VCO-Frequenzen etwa doppelt so groß, jedoch ist der Aufwand nahezu halbiert.
Insbesondere kann das Prinzip des virtuellen Doppel­ schleifen-Synthesizers auch mit den anderen beschriebenen Schaltungsvarianten kombiniert werden. Die Teiler können prinzipiell komplizierterer Art sein, z. B. Swallow-Counter oder ähnliches enthalten.

Claims (5)

1. Abstimmschaltung mit einer kombinierten Phasen- und Fre­ quenzregelschleife, wobei der Vergleich der herabgeteilten Frequenz (fT) des zu regelnden Oszilators mit der Referenz­ frequenz (fR) in einem Intergrator (37, 64, 96) stattfindet, dessen Strom veränderbar ist, dadurch gekennzeichnet, dass sich der Strom in Abhängigkeit von den Phasenfehlern zwischen Vergleichsfrequenz (ft)und der Referenzfrequenz (fR) ändert, in dem der Widerstand des Integrationsgliedes im In­ tegrator (37, 64, 94) mit steigendem Phasenfehler durch Zu­ schalten weiterer Widerstände verringert wird und bei der Verringerung des Phasenfehlers durch Abschalten der Wider­ stände erhöht wird.
2. Abstimmschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ein R/2R-Netzwerk verwendet wird.
3. Abstimmschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass als Phasendiskriminator Schieberegister (40, 41) verwen­ det werden, deren Ausgänge über Widerstandsnetzwerke (15-20, 27-32, 42) auf eine Sammelleitung führen, die mit dem Eingang des Integrators (37) verbunden ist.
4. Abstimmschaltung nach einer der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass dem Integrator (37) ein steuerbarer Schalter (36) vorge­ schaltet ist, dass der steuerbare Schalter (36) durch ein aus einem Freigabesignal (FG) abgeleiteten Signal steuerbar ist, und dass das Freigabesignal (FG) nach Beendigung eines lau­ fenden Vergleichs veränderbar ist.
5. Abstimmschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zur Verkürzung der Einstellzeit eine Lock-Detekt- Schaltungsanordnung verwendet wird, in der das 'Teilverhält­ nis der Referenzfrequenz (fR) und der Frequenz (fT) des zu re­ gelnden Oszilators zunächst reduziert ist und nach dem Ein­ rasten der Schleife in der Nähe der Frequenz auf die exakten Teilerverhältnisse umgeschaltet wird.
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