JP3496953B2 - オーディオデジタル信号の音場効果付与方法およびシステム - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明はオーディオデジタル信
号に人工的に音場効果を付与する方法およびシステムに
関する。

【０００２】

【従来の技術】人工的残響装置は、音楽および映画の工
業分野において、スタジオ内で作成される記録媒体に室
内効果を付与したり、オーディトリアムの音響特性を変
更するのに使用される。

【０００３】Ecole Nationale des Te'le'communicatio
ns, 46 rue Barrault, Paris, Report no. 90 SIG 005,
1990発行によるA. DECOVILLEに最近収録された報告に
よると、残響装置に関する限り、特殊効果付与装置、特
に室内音響特性あるいは空間的な可聴範囲を考慮しない
装置は、１つあるいはある種の部屋の音響再生を目的と
し、かつ、該装置の制御パラメータとして封じ込められ
た区画、すなわち、装置を適用しようとする部屋の物理
的特性に関連するパラメータを有する本来在るべき残響
システムから区別される。

【０００４】本来在るべき残響装置に関する限り、オー
ディトリアムをインパルス音にて励起した時のインパル
ス応答は、図１に示すように、通常のエコー（反響）
が、直接音の後に続く第１のエコー音または一時的な早
期のエコーを含むことを示しているが、これらのエコー
音は耳によって蓄積され、最終的に音の痕跡として受容
される。第１の近似のため、相対的な位置と音源および
聴衆の隔たりの独立性ゆえ、この音の痕跡、すなわち、
いわゆる後期残響音はオーディトリアム自体の特性であ
り、このことは初期反射音の場合は該当しない。

【０００５】従来、現実的な空間的効果のシミュレーシ
ョンは第１のエコーおよび後期残響音を含むべきである
ので、残響装置は、通常、図２に示すように、第１のエ
コーをシミュレートするＦＩＲフィルタ（有限インパル
ス応答デジタルフィルタ）と、デジタルディレイによる
再帰的ネットワークにより構成され、後期残響音特性を
再現し得る残響フィルタとを含んでいる。

【０００６】さらに詳述すると、大多数の市場の残響装
置の基本的構造は、いわゆるコンボリューション（畳み
込み演算）フィルタおよびオールパスフィルタの使用に
より成り立っている。これらのフィルタはこの分野にお
いて広く知られている。コンボリューションフィルタ
は、周波数領域において、そのスペクトル応答の周期性
より、音の呈色を引き起こし、これが金属音として聴取
されるという欠点を有する。会話および音楽の場合のよ
うに入力信号が定常的でない場合に同じことがオールパ
スフィルタにおいても起こる。

【０００７】上述した２種のフィルタは、時間領域にお
いて、それらのインパルス応答のエコーの密度が低いと
いう欠点を有し、過渡期間におけるエコーの震えとして
知られる現象を生じさせる。

【０００８】カラーレーションを除去し、エコーの密度
を増加させるように、M. R. SCHROEDERは、 図３に示す
ように、コンボリューションフィルタを並列接続したコ
ンボリューション加算器および直列接続されたオールパ
スフィルタをカスケードに使用することを提案した（参
考文献：“Natural sounding artificial reverberatio
n” J. Audio. Eng. Soc. 10(3):219-223, 1962)。コン
ボリューションフィルタにおいて、残響時間Ｔｒは次の
ように与えられる。

【数２】 ここで、ｉは各セルのランク、ｇｉはランクｉにおける
ループゲインであり、ｍｉは遅延時間であってサンプリ
ング周期Ｔの何倍であるかを表す整数により表現されて
いる。

【０００９】コンボリューション加算器において、残響
時間Ｔｒが同じである各コンボリューションフィルタの
割り当ては、遅延時間ｍｉに関連したループゲインｇｉ
の選択を伴う。かかる選択は、各セルのランクｉに対
し、対応する各極の係数γがｇｉの（１／ｍｉ）乗であ
ることを意味する（参考文献：J.M.JOT and A.CHAIGNED
igital delay networks for designing artificial rev
erberators", Proc. 90th A.E.S. Convention, Paris 1
991,preprint 3030 (E-2)（以下、JOT, CHAICGNE, 91と
略する））。上述した条件の意味する処は、後期残響音
の期間、望まれな い音の呈色に対応した特殊なモード
が現れないように、残響フィルタのすべての共振モード
は同一の減衰時定数を有するべきであるということであ
る。並列接続されたＮ個のコンボリューションフィル
タ、形式上の周波数、１Ｈｚ当りの共振モードの数は、
以下のように表される。

【数３】 ここで、γｉはランクｉのセルを秒で表した遅延時間で
ある。また、JOT, CHAIGNE, 91によれば、エコーの密度
は、次の通りである。

【数４】

【００１０】十分に近似的な遅延時間γｉに対し、コン
ボリューションフィルタの数は以下のように表される。

【数９】

【００１１】合理的な基本的セルの数を保つため、M.
R. SCHROEDERは、直列のオールパスフィルタにコンボリ
ューション加算器をカスケード接続することを提案して
いる。オールパスフィルタは、並列接続されたコンボリ
ューションフィルタにより形成される残響音の音色を目
立って変化させることなく、エコーの密度を増加させる
ことを可能にする。

【００１２】そのような解決方法が全体として残響時間
を決定するのを可能にするにも拘わらず、オールパスフ
ィルタの共振に払うべき考慮を可能にするものではな
く、直列接続されたオールパスフィルタが強く共振する
欠点を克服し、かつ、所望のエコーの密度を得るための
オールパスフィルタの数、それらの遅延時間、ループゲ
インを決定する方法を提供する研究が何等なされておら
ず、オールパスフィルタのパラメータの選択は本質的に
経験的な部分を残していた。

【００１３】実際のオーディトリアムにおいて、吸音の
物理的現象は、音波の減衰がその周波数に依存すること
を示している。図３に示される残響装置は、空気中にお
ける吸音をシミュレートし得るように、ＩＩＲフィルタ
（無限インパルス応答デジタルフィルタ）、ローパスフ
ィルタによる各ループゲインｇｉの置き換えて適応を図
るという課題を残した（参考文献：J.A. MOORER “Abou
t this reverberationbusiness”, Computer Music Jou
rnal 3(2):13-18, 1979)。

【００１４】このような方法は、通常無視し得る空気中
での吸音は無視して部屋の壁による吸音を考慮すること
およびフィルタの係数を演算し周波数の関数としての残
響時間の変化を制御することのいずれも可能にするもの
ではない。また、この技術は残響時間の調整および残響
信号のエネルギーの周波数の関数としての相互依存をも
伴う。この問題は図３に示すコンボリューション加算器
では解決し得ない。

【００１５】残響フィルタの応答におけるエコーの数を
増加させることを可能にする別のアプローチたる多チャ
ネルアプローチが提案された。これは多くの遅延と結合
したループバックチャネルを有し、インパルス応答にお
けるエコーの数を実際の部屋の場合のように増加させる
ことを可能にするものである。

【００１６】STAUTNERおよびPUCKETTEは、“Designing
multi-channel reverberators”, Computer Music Jour
nal 6(1), 1982において、図４に示す構成を提案してい
る。これらの著者は、上述の構成の安定性の研究に的を
絞り、以下の形式のループバク伝達マトリックスの４チ
ャネルの態様を提案している。

【数１０】

【００１７】この態様において、幾つかの係数が０であ
ると共に各々の遅延時間を考慮に入れることなくすべて
の遅延素子に同一の減衰量を割り当てて残響時間を制御
すべく単独のゲインパラメータｇを使用するため、使用
エコーの密度は最大ではない。さらに行列Ａが対角線対
称である場合に対応したコンボリューション加算器の場
合、すべての共振モードにおけるディケイ時間が同一で
なはく、過渡期間における音の呈色の除去を保証するこ
とができない。

【００１８】また、最近、図５に示すような一般的なモ
デルが提案された（前掲JOT, CHAGNE, 91参照)。このモ
デルは、すべての極が単一の係数を有し、すべての周波
数において無限の残響時間が得られる残響フィルタから
なる基準フィルタを具備している。このような状況は、
遅延が減衰から自由であるときループバックマトリック
スＡが単位マトリックスである場合に得られる。既に示
した参考文献JOT, CHAGNE, 91の課題は、基準フィルタ
に関する上述の束縛と、コンボリューションフィルタの
残響時間の制御を目的としこの文献において予想された
減衰の導入のための条件の研究である。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、オー
ディオデジタル信号に人造的に音場効果を付与する方法
およびシステムであり、基準フィルタのすべての極につ
いて同一の係数を保持しつつ、シミュレートされる残響
時間を音響信号の周波数の関数として変化させることが
できる方法およびシステムを提供することにある。

【００２０】本発明の他の目的は、周波数領域での密度
および一時的なエコーの密度の基準を同時に満足するオ
ーディオデジタル信号の音場効果付与方法およびシステ
ムを提供することにある。

【００２１】本発明の他の目的は、前記目的を満足しつ
つ、本発明の主題事項である方法およびシステムの両方
において、残響時間と、シミュレートされるオーディト
リアムのサイズを示すオーディトリアムの応答のスペク
トルエンベロープと形式的な密度の制御を分離可能にす
ることにある。

【００２２】本発明の他の目的は、残響信号の呈色の導
入の危険性を伴うことなく、かつ、後期残響音の音色を
保ちつつ、早期のエコーの到着の瞬間および振幅を制御
し得るオーディオデジタル信号の音場効果付与方法およ
びシステムを提供することにある。

【００２３】本発明の他の目的は、早期のエコーのエネ
ルギーの後期残響音のエネルギーに対する比として定義
される音の透明さの制御が可能なオーディオデジタル信
号の音場効果付与方法およびシステムを提供することに
ある。

【００２４】本発明の他の目的は、モノラルおよびステ
レオフォニックの両方についてのオーディオデジタル信
号の音場効果付与方法およびシステムであって、ステレ
オフォニックについては早期のエコーの発生方向の制御
を行い得る方法およびシステムを提供することにある。

【００２５】

【課題を解決するための手段】本発明に係る方法および
システムは、音場効果を有するオーディオデジタル信号
ｙ（ｋ）を生成するためのオーディオデジタル信号ｘ
（ｋ）の実時間での音場効果付与方法およびシステムで
あって、オーディオデジタル信号より複製した基本信号
ｘｉ（ｋ）から複数の異なった遅延を施して複数の遅延
基本信号およびそれらの遅延基本信号の線形結合を生成
し、以て複数の結合した遅延基本信号を得て、前記遅延
に先立ち該結合した遅延基本信号の各々の少なくとも１
つを少なくとも１つの基本信号ｘｉ（ｋ）に加算する。
遅延基本信号は、空間化されたオーディオデジタル信号
ｙ（ｋ）を得るべくオーディオデジタル信号ｘ（ｋ）と
荷重加算される。後期残響音の現象のシミュレーション
のため、上記複数の結合した遅延基本信号は、ユニット
ループバックを介して上記線形結合がなされることによ
り、遅延基本信号と同一のエネルギーを有するものとさ
れる。また、オーディオデジタル信号との荷重付加算に
先立つ遅延基本信号の生成においては、各基本信号に対
し、各々異なった遅延と共に、残響時間の単調減少関数
であって各遅延に比例しオーディオ周波数に依存した減
衰Ｈｉ（ω）を付与し、さらに下記関係式を満たすスペ
クトル修正を施す。

【００２６】

【数１１】 ただし、上記関係式において、τｉは対応する減衰Ｈｉ
（ω）により生じる位相遅延により増加した各遅延の値
を示す吸音遅延であり、Σｚｉはこれらの吸音遅延の総
和である。

【００２７】実時間かつ人工的にオーディオデジタル信
号に音場効果を付与する方法およびシステムはオーデイ
オデジタル信号処理、特にフォノグラフおよび／または
ビデオグラフ作成に係る工業分野に有用である。

【００２８】

【実施例】実時間かつ人工的に音場効果を有するオーデ
ィオデジタル信号を得るべくオーディオデジタル信号に
音場効果を付与する本発明に係る方法およびシステム
は、上記従来技術から区別されるものであり、その詳細
については以下図面を参照して説明する実施例により明
瞭に理解されよう。

【００２９】まず、図６を参照し、本発明の主題事項で
あるオーディオデジタル信号を実時間的かつ人工的に空
間化する方法について詳細に説明する。

【００３０】同図において、オーディオデジタル信号ｘ
（ｋ）は、符号化されたオーディオデジタル信号のサン
プル列により構成されている。

【００３１】本発明の主題事項である方法においては、
オーディオデジタル信号ｘ（ｋ）に対し、複数の荷重ｂ
ｉが各々乗じられることにより、各荷重に対応した基本
信号ｘｉ（ｋ）が生成される。各基本信号ｘｉ（ｋ）
は、各々遅延時間の異なった複数の遅延素子によって遅
延され、複数の遅延基本信号が生成される。図６におい
て、基本信号ｘｉ（ｋ）に対応した遅延素子はｚ^-miと
表されており、ここにｚはｅｘｐ（ｊω）、ωは角周波
数であってω＝２πｆＴ、ｆは対応するオーディオ周波
数、Ｔはサンプリング周期、ｍｉは基本信号ｘｉ（ｋ）
に対応した遅延係数である。各基本信号ｘｉ（ｋ）に対
応する各遅延基本信号はｓｅｒｉと表記されている。な
お、ｅｘｐ（ｊω）に相当する別の表記として、ｅの右
上にｊωを付記した表記がある。本願に係る明細書およ
び図面では、出願手続の便宜上、これらの両方の表記を
併用しているが、各々別のものを意味させるべく使い分
けている訳ではなく、両者は全く同義である。

【００３２】また、各遅延基本信号ｓｅｒｉの線形結合
が演算され、複数の結合遅延基本信号ｓｅｒｃｉが発生
される。ここで、結合遅延基本信号は以下のように表さ
れる。

【数１２】

【００３３】また、上記遅延に先立ち、結合遅延基本信
号ｓｅｒｃｉの各々の少なくとも１つは少なくとも１つ
の基本信号ｘｉ（ｋ）に加算される。さらに、遅延基本
信号ｓｅｒｉは、空間化されたオーディオデジタル信号
ｙ（ｋ）を生成すべくオーディオデジタル信号ｘ（ｋ）
との荷重加算が適用される。図６において、荷重加算
は、まず、各遅延基本信号ｓｅｒｉに対する荷重係数ｃ
ｉの使用により行われ、そして、すべての遅延基本信号
ｓｅｒｉの総和が演算され、次いでそれらの総和に荷重
係数ｄが適用された荷重付きオーディオデジタル信号ｘ
（ｋ）が加算され、空間化されたオーディオデジタル信
号ｙ（ｋ）が生成される。

【００３４】さらに本発明に係る方法においては、後期
残響音の現象をシミュレートするため、前述の特別な利
益を有する展望に従い、ユニットループバックを介した
線形結合を施す。ユニットループバックは、言うまでも
なく、複数の結合された遅延基本信号ｓｅｒｃｉが遅延
基本信号ｓｅｒｉと同じエネルギーを有すること、すな
わち、Σｓｅｒｉ²＝Σｓｅｒｃｉ²とするためのループ
バックを意味する。さらに図６に示すように、本発明に
よる方法において、各遅延基本信号ｓｅｒｉは、異なっ
た各々の遅延と共にオーディオ信号の角周波数ωに依存
する減衰Ｈｉ（ω）が施されている。この減衰は、シミ
ュレーションが望まれ、かつ、各遅延に比例する残響時
間Ｔｒ（ω）の単調減少関数である。

【００３５】さらに図６に示すように、本発明に係る方
法によれば、遅延基本信号とオーディオデジタル信号ｘ
（ｋ）との荷重加算の前に、下記関係を満たすスペクト
ル修正ｔ（ｅｘｐ（ｊω））が施される。

【数１３】

【００３６】この関係において、τｉは対応する減衰Ｈ
ｉ（ω）により与えられた位相遅延により増加した各遅
延の値を示す吸音遅延であり、Στｉはこれらの吸音遅
延の総和である。この位相遅延は、各遅延の値に比して
無視し得るものであり、以後の説明でもそのようにみな
す。

【００３７】本発明に係る方法の原理は、図６に示すよ
うに、STAUTNERおよびPUCKETTEにより文献“Designing
multichannel reverberators”（Computer Music Journ
al,6(1),1982）に提案された処理の拡張に立脚してい
る。しかし、本発明に係る方法はこれらの従来の処理に
比し並外れたものを有する。

【００３８】本発明の発明者等による理論的研究によれ
ば、オーディオデジタル信号ｘ（ｋ）と音場効果付与後
のオーディオデジタル信号ｙ（ｋ）との間の伝達関数の
極は、以下の特性方程式の複素解である。

【数１４】

【００３９】上記式において、ｚ^-1はユニット遅延を表
し、Ｄ（ｚ）は以下の行列を表している。

【数１５】

【００４０】オーディオデジタル信号ｘ（ｋ）と空間化
オーディオデジタル信号ｙ（ｋ）との間の伝達関数に関
しては、刊行物（JOT, CHAIGNE, 91）に参考となるもの
が記載されている。

【００４１】上記理論的研究および参考となるものによ
れば、すべての共振モードについて同一の崩壊時間とい
う第１の条件が課せられる。

【００４２】上記数１４の方程式を解く解法は、この方
程式の解、またはシステムの極のすべてが同一の係数を
持つような、マトリックスＡおよびＤ、伝達マトリック
スを求めることにある。

【００４３】伝達マトリックスＡが単位マトリックス、
すなわち、複数の結合された遅延基本信号ｓｅｒｃｉが
遅延基本信号ｓｅｒｃｉと同じエネルギーを有する場
合、上述のすべての極は複素平面上の単位円の上にあ
る。そして、各極の係数は１に一致し、連合した共振モ
ードの各々における崩壊時間は無限長であり、インパル
ス応答は減衰のない正弦波を加算したものとなる。ま
た、時間密度は常に各遅延時間の合計値となる。

【００４４】本発明に係る方法おいては、すべての極に
ついて同一の係数という条件を維持しつつ残響時間を変
化させる。かかる変化は減衰ｋｉを上述した遅延素子の
各々に割り当てることにより得られる。

【００４５】中立マトリックス（neutral matrix）に対
応し、コンボリューション加算の基準フィルタを形成す
る伝達マトリックスＡのため、減衰係数ｋｉは以下の関
係を満足するように選択される。

【数１６】

【００４６】前述の処理は、マトリックスＤ（ｚ）にお
いてｚをｚ／ｒによって置き換えることとなる。従っ
て、いかなるマトリックスＡであっても、システムのす
べての極は値γが乗じられる。単位行列Ａについては、
γは極の係数に他ならず、残響時間Ｔｒは変更され、以
下の関係が成立する。

【数１７】

【００４７】上記式において、Ｔをオーディオ信号のサ
ンプリング周期であり、Γの単位はｄＢである。

【００４８】本発明に係る方法によれば、各極の係数が
同一であるという条件は、既に説明した基準フィルタか
ら始まり各遅延素子の遅延時間に比例した減衰に至るま
での要素を拘束する。比例要素Γは上述した数１７の方
程式により残響時間Ｔｒと関連する。

【００４９】本発明に係る方法の展望によれば、上述し
た線形結合を生成するシステムの極の係数が所与の角周
波数ωと共に所望の残響時間Ｔｒ（ω）により数１７の
方程式に従って前記角周波数に固定されるときに、周波
数の関数としての残響時間の変化の曲線が形成される。
数１６に示す関係による効果は、ｚ＝０を中心とする円
の上よりはむしろ所望の変化Ｔｒ（ω）により特定され
る曲線上の極が位置することを強いる。

【００５０】極の現れ方についての上述の条件は、過渡
的な音に応じた知覚とみなし得る最適解を導く。すなわ
ち、隣接した共振周波数を有する２つのモードは、ユー
ザによって選択された残響時間の変化の規則性により許
されるのと同様な崩壊時間を有し、従って、残響信号の
消滅の際に数の減ったモードに支配されるのを克服する
ことができる。

【００５１】本発明に係る方法は、シミュレートされた
残響時間の制御を可能にするものであり、この制御は如
何なる構造の基準フィルタであっても有効であり、過渡
的な信号が現れる際のスプリアス呈色の除去をも保証す
るものである。

【００５２】上述したように、本発明に係る方法は、周
波数依存の減衰を既に述べられ、かつ、図６に示された
伝達関数ｈｉ（ｚ）を有する吸音フィルタにより各遅延
素子に割り当てられる。

【００５３】各吸音フィルタの周波数応答特性はデシベ
ルを単位とした場合に以下の関係式によって表される減
衰により与えられる。

【数１８】

【００５４】上記関係式において、ａｒｇ｛ｅｘｐ（ｊ
ω）｝／ωは吸音フィルタの位相遅延を表している。各
遅延素子およびそれと関連する吸音フィルタ間に介在す
る拘束的な関係により、吸音による遅延が決定される。

【００５５】さらに詳述すると、吸音フィルタの介挿
は、最終的に得られる応答のスペクトルエンベロープを
変化させる効果を有し（参考文献：JOT, CHAIGNE, 9
1）、各共振モードのエネルギーは各共振モードでの崩
壊時間に比例する。

【００５６】本発明に係る方法の特に優れた点として、
かようにして得られる応答のスペクトルのバランスがス
ペクトル修正ｔ（ｚ）により得られるものであり、この
スペクトル修正は処理されるオーディオデジタル信号の
周波数領域での残響時間Ｔｒ（ω）に反比例する。

【００５７】さらに、遅延時間はすべて同一の係数αが
乗じられ、吸音フィルタの減衰特性を変化させることな
く、本発明に係る方法によるインパルス応答が比率αに
より時間軸上均一に引延ばされるが、しかし、残響信号
の平均エネルギーは如何なる周波数においても変更され
ない。この乗算はシミュレーション対象たるオーディト
リアムの寸法の比率αによる均一的な拡張をシミュレー
トするものであり、各周波数において残響時間をα倍す
ると共に共振周波数を変化させる効果を有する。上記寸
法を当初の状態まで縮小するために残響時間をαで除す
ることは、空間化信号のエネルギーを同値αにより除す
る効果を有する。

【００５８】そして、残響時間、残響信号、すなわち、
空間化信号ｙ（ｋ）のスペクトルエンベロープおよび遅
延時間の総和Σｒｉと関連した聴取空間のサイズを独立
的に制御すべく、スペクトル修正ｔ（ｚ）は数１３の関
係式を満足する。

【００５９】次に図７および図８を参照し本発明に係る
方法の具体的態様について詳述する。図７に示す構成に
おいて、上述したユニットループバックは、ループバッ
ク伝達マトリックスＡＮにより構成され、このループバ
ックは以下の関係を満たす。

【数１９】 上記関係式において、各構成要素の意義は次の通りであ
る。 ＡＮ：伝達係数ａｉｊからなるＮ行Ｎ列のループバック
伝達マトリックスである。 ＪＮ：Ｎ行Ｎ列の中立伝達マトリックスＩＮの行または
列を交換することにより得られる伝達マトリックスであ
る。 ＵＮ^T：Ｎ要素からなる行ベクトルＵＮ＝｛１，１，
…，１，１｝を転置した列ベクトルである。

【００６０】上記関係式を満足する伝達マトリックスＡ
Ｎを選択する理由は、行列演算ＵＮT．ＵＮの導入によ
り、すべてのｓｅｒｉにより形成されたベクトルの乗算
が各ベクトルの要素を加算することにより前記マトリッ
クスにより簡単に行われる利点があるからである。従っ
て、上記行列演算に関し、各遅延素子の入力信号に対す
るループバックの寄与分は、すべての遅延信号からの出
力信号ｓｅｒｉの総和に他ならず、かかる総和は図８が
示すように残響信号として使用される。

【００６１】ループバック伝達マトリックスＡＮは以下
の基準を満足するものでなければならない。 − 単位行列であること。すなわち、マトリックスＡＮ
を構成する列ベクトルは基本的に正規直交でなければな
らない。 − 演算処理のコストの低減を可能にすること。 − インパルス応答におけるエコーの密度を最大にする
こと。すなわち、ループバック伝達マトリックスＡＮは
可能な限り０である係数が少なくなければならない。

【００６２】ループバック伝達マトリックスＡＮによっ
て満たされる上述の数１９の関係式は上記基準を満たす
ものである。

【００６３】ループバック伝達マトリックスＡＮのユニ
タリ性（unitary character）は、次元がＮの中立マト
リックスＩＮの行または列を交換することにより、また
はマトリックスＡＮの幾つかの行または列がそれらの反
対側のものによって置換されるときに保証される。

【００６４】ループバック伝達マトリックスＡＮの列ｉ
をそれに対応するものにより置換する処理は遅延素子ｉ
の出力に位相反転を挿入することと等価であり、他方、
同処理を行ｊに施すことは遅延素子ｊの入力に位相反転
を挿入することとなる。さらに一般的に言うと、ループ
バックの一体性は１またはそれより多くの遅延素子がそ
れら自体が一体性を有するシステム、すなわち、オール
パス（全域通過系）により置き換えられるときには維持
される。

【００６５】上記数１９の関係式を満たすループバック
伝達マトリックスは、図８が示すように、最低限の演算
処理コスト、すなわち、２Ｎ回の乗算および加算によ
り、所定数Ｎの遅延素子にとって最大のエコーの密度を
可能にするものである。トータルの遅延時間は残響がシ
ミュレートされるべき部屋のサイズによって固定されて
おり、遅延素子の数Ｎはエコーの時間密度がインパルス
応答の範囲内で組立てられるための時間を決定する。

【００６６】図８において、各信号がｓｅｒｉと表され
たＮ個の遅延基本信号にとって、実用的な態様は、遅延
基本信号の各遅延のランクｉの入力での全単射的な対応
に従った再入力、図８においてτｉと表された対応する
吸音遅延、ランクｊの遅延基本信号を含んでいる。そし
て、ランクがｉの各遅延基本信号ｓｅｒｉは、出力ｉの
入力ｊへの注入が各入力および各出力についてただ１回
だけ行われるように、基本信号ｘｊ（ｋ）の入力に再入
力される。

【００６７】さらにこの処理において、各遅延基本信号
は、遅延基本信号の２／Ｎの比率で荷重の総和により縮
小される。そして、図８において、各基本信号ｘｉ
（ｋ）は例えば遅延基本信号ｓｅｒｉに加算され、その
加算結果は対応する遅延γｉ、すなわち、吸音遅延に与
えられ、遅延基本信号のセットは遅延基本信号の総和を
得るべく加算される。

【数２０】 この総和は、係数−２／Ｎにより重み付けが行われた
後、入力オーディオデジタル信号ｘ（ｋ）に足し込まれ
る。

【００６８】次に図９を参照し、本発明に係る方法に係
り、残響または空間化信号のカラーレーションを招くこ
となく早期エコーの到着の瞬間および振幅の制御をする
実施例についての詳細な説明を行う。

【００６９】同図に示すように、本方法は、基本信号の
ループバックのレベルでの到着時間の時間シフト処理ｔ
１，ｔｉ，ｔＮを有し、この到着時間のシフト処理は、
シフトの結果として、基本信号の分離をさせる効果を有
する。勿論、基本信号、例えばｘｉ（ｋ）は、２個の連
続したシフトタイミングの時間差に従って時間的にシフ
トされる。

【００７０】さらに図９に示す本発明に係る方法におい
ては、基本信号ｘｉ（ｋ）がシフトされ、同図において
符号ｔ１およびｔＮによって示す到着時刻の最も遅いも
のと最も早いものの間においてシフトの偏りを選択す
る。ここで、これらの時間ｔ１〜ｔＮは上述した減衰音
遅延γｉの値の最小値よりも小さい。そして、図９に示
すように、上記選択はシミュレートされた後期残響音信
号に先立ち、複数の早期エコーとしてのシフト基本信号
を構成することを可能にし、このシフト基本信号は下流
の減衰音遅延τｉの対応する各々に注入され、また、時
間シフトの選択によりシフト遅延信号ｘｉ（ｋ）の注入
することおよび残響フィルタによる処理に対応した信号
の伝達の前の初期反射音としてそれらを伝達することを
可能にする。上記時間シフトによって初期反射音を制御
する処理は、残響フィルタ処理における減衰音遅延時間
τｉと独立した係数ｂｉにより到着時間ｔｉのみならず
到着する信号の振幅をも制御することを可能にする。

【００７１】図９に示す本発明に係る方法は、STAUTNER
およびPUCKETTEにより提案された対比すべき従来技術に
比し、次の点において相違している。− 第１番目のエ
コーまたは初期反射音の到着時刻は減衰音遅延時間τｉ
によって制限されない。− 本発明による方法は、ＦＩ
Ｒフィルタを全く用いるものではなく、後期残響音がユ
ーザによって選択された早期エコーの組に依存して作成
されるにも拘らず、後期残響音のシミュレーションにと
って不利であるカラーレーションを防止することがで
き、従って、複数の音源を同時に空間化することを確実
に行うことができる点で有用であると言える。

【００７２】上記第２番目の点は、本発明に係る方法に
よるフィルタリング処理の間のインパルス応答を考慮す
ることにより説明される。トータル遅延時間Στｉ、す
なわち、吸音遅延が秒のオーダーである場合、時間密度
は、エコーの密度が安定するのに要する時間が経過した
時にこのインパルス応答が安定したホワイトノイズとし
て知覚されるような態様となる。

【００７３】さらにこのインパルス応答は、相互に関係
しない疑似ランダムな基本的ホワイトノイズであって、
各々をｂｉ，ｃｊの組によって関連付けた基本的ホワイ
トノイズの総和とみなすことができるということが経験
的に検証される。これにより、図９に示すような荷重係
数ｂｉおよびｃｉの選択は、それらが共振モードに従っ
たエネルギーの分布を変更するにも拘らず、後期残響音
の音色、シフトｔｉの選択のいずれにも知覚可能な効果
を何等及ぼさない。

【００７４】本発明に係る特に有効な様々な方法とし
て、本発明に係る音場効果付与方法が適用されるステレ
オ伝送において、透明さとモノフォニック（単一音）音
源からの早期エコーの発生方向とを分離して制御する技
術について図１０を参照して説明する。

【００７５】まず、図１０に示すように本発明に係る音
場効果付与方法が残響フィルタを用いて適用された録音
または録音されたステレオフォニックオーディオデジタ
ル信号の伝送の技術について説明する。

【００７６】モノフォニック音源からのエコー音の透明
さおよび発生方向の制御は、これらのモノフォニック音
源が対応するステレオフォニック録音の音源要素に他な
らないような状況、すなわち、上記モノフォニック音源
が本願発明による音場効果付与方法の適用されたステレ
オフォニック信号である状況にある場合に特に有効であ
る。このような状況に該当する場合として、１または多
くの密集した楽器、また特に後者のうち選ばれた者が強
調されるべきであるシンフォニーオーケストラによって
提供されるコンサートのステレオ録音の場合の録音また
は再伝送の場合がある。

【００７７】このような場合、本発明に係る方法によれ
ば、図１０に符号ＭＯＮＯ １，ＭＯＮＯ ２により例
示すた各モノフォニック信号をこの信号の到着時刻をシ
フトする処理に引き渡し、図９に示すように複数の対応
する第１番目のエコーとしてのシフト基本モノフォニッ
ク信号を構成するように、Ｎ個の対応するシフト基本モ
ノフォニック信号を生成する。

【００７８】シフト基本モノフォニック信号は、ループ
バックの前に、遅延基本ステレオフォニック信号と加算
され、この加算により、シミュレーションによる残響の
ための処理に引き渡され、ステレオフォニック信号に対
しても適用されるループバックに注入される。

【００７９】図１０に示す本発明に係る方法は、各音源
に対し他とは異なる顕著な効果を付与することができる
ものであり、多様な音源に与えられるインパルス応答間
の相違は以下のような点において特徴を有する。 − 各音源の特定の早期エコーの分布 − 各音源のための特定の透明度 − 後期残響音への寄与が相互に関係しない多様な音源
について、各音源間の空間的分離を考慮した後期残響音
のシミュレーション

【００８０】また、後期残響音における呈色の発生から
早期エコーの制御を除外しつつ、早期エコーの制御およ
び後期残響音の制御の独立性を前もって確保することも
可能である。

【００８１】実時間的かつ人工的にオーディオデジタル
信号の空間化を行う本発明によるシステムについて図１
１を参照して説明する。同図において、本発明に係る方
法に関する図６に示すものと同じ信号については同一の
符号が付されている。

【００８２】図１１によれば、本発明に係るシステム
は、遅延経路Ｖｉを有し、これらの遅延経路は各々乗算
要素１ｉ、加算要素２ｉ、遅延要素３ｉ、乗算要素５ｉ
が連続的にカスケード接続されてなり、各遅延経路の出
力は、ランク１に対応した遅延経路Ｖ１を除いた各遅延
経路について設けられた加算要素６ｉにより統合され
る。勿論、Ｎ個の経路を有するシステムにとって、ルー
プバックは、既に説明したマトリックスＡＮにより構成
されるループバック伝達マトリックス１０により確保さ
れ、このマトリックスは結合された遅延基本信号ｓｅｒ
ｃｉを生成することを可能にする乗算器および加算器に
より構成され、ループバックは各遅延経路の各加算ユニ
ット２ｉのレベルで行われる。オーディオデジタル信号
ｘ（ｋ）は複製されて各遅延経路Ｖｉを伝播する基本信
号ｘｉ（ｋ）となり、加算要素９は、乗算要素８による
オーディオデジタル信号の重み付けの後、空間化信号ｙ
（ｋ）を生成することができ、さらに加算要素６Ｎは各
遅延経路Ｖｉにより供給される遅延基本信号ｓｅｒｉの
荷重加算の結果を受け取り、この荷重加算の結果はスペ
クトル修正要素７により上述した数１３の関係式を満足
するスペクトル修正が施される。

【００８３】さらに本発明に係るシステムの特徴とし
て、各遅延基本信号の減衰Ｈｉ（ω）を生じせしめる伝
達関数を有する吸音要素４ｉが各遅延回路Ｖｉに含まれ
た各遅延要素３ｉに連結されており、この減衰が残響時
間Ｔｒ（ω）の単調減少関数であり、対応する遅延要素
３ｉにより生じる各遅延時間に比例する点がある。

【００８４】また、各減衰要素４ｉおよびこれに連結さ
れた各遅延要素３ｉは、図１１に示されるように符号３
４ｉを割り当てる。すなわち、各要素３４ｉ（ｉ＝１〜
Ｎ）は、最終的に生成される遅延γｉが既に定義された
吸音遅延に相当するように定義される。

【００８５】図１１に示す本発明に係る空間化システム
は、既に説明した基準フィルタによる残響フィルタを構
成しており、この残響フィルタにおいては、各遅延経路
Ｖｉについて、残響時間Ｔｒ（ω）および遅延ｚ^-miに
関する既に述べた条件の下、要素４ｉによる減衰関数が
介挿されている。

【００８６】基準フィルタは、遅延ｚ^-miの遅延時間、
既に定義された係数ｂｉ，ｃｉによって完全に特徴付け
られる。ここで、各係数は、エコーの同一タイミングで
の重複発生を防止すべく相互に不合理（無理数比的）に
なるように選択することができるものであり、それらの
和はシミュレートすべき部屋の現象の寸法に比例する。

【００８７】図１１に示す残響フィルタの構成は、各々
Ｎ次元のベクトルｂ＝｛ｂｉ｝およびｃ＝｛ｃｉ｝と、
Ｎ×Ｎ次元のループバック伝達マトリックスＡとにより
定義され、上記ベクトルの要素は乗算要素１ｉおよび５
ｉのゲインの値に対応し、係数ｄは乗算要素８のゲイン
の値を定義する。

【００８８】乗算要素１ｉ，５ｉあるいは８、加算要素
２ｉ，６ｉ、または伝達マトリックス１０，Ｎ×Ｎ次元
のマトリックスＡを形成するネットワークを構成する乗
算要素および加算要素は、対応する演算回路または前述
した多様な信号のサンプルに適用されるべき各演算処理
の可能なプログラムモジュールにより実現することがで
きる。プログラムモジュールを使用して実現する場合、
演算処理は１またはより多くのプロセッサ、例えばモト
ローラ製マイクロプロセッサＤＳＰ５６０００を使用す
ることができる。なお、その詳細は後述する。

【００８９】上述した数１９の関係式を満足するマトリ
ックスＡ、ＡＮは、Ｎ個の遅延にとって最大のエコー密
度を、ループバックを生成するために要求される乗算器
および加算器の数という意味において最低の演算コスト
により得ることを可能にするものである。

【００９０】このように採用されたループバック伝達マ
トリックスは、各遅延の入力、すなわち、各加算要素２
ｉが、Ｎ個の遅延からの出力信号の２／Ｎにより乗算さ
れた加算値によって縮小された全単射的な対応を介して
他の遅延要素からの出力信号を受信するという態様によ
って特徴付けられるループバックを構成する。この種の
ループバックマトリックスおよびそれに対応するループ
バックは、エコー密度を最大にすることができ、上記数
１９の関係におけるマトリックスＪＮの選択を介して他
と識別し得るものである。

【００９１】以下、本発明に係り上記条件を満たすシス
テムのためのループバックおよびこれに対応する回路、
すなわち、上記数１９の関係におけるマトリックスＪＮ
の選択を介して得られるループバックにつき、図１２〜
図１６を参照しさらに詳細に説明する。

【００９２】第１の選択は、ＪＮ＝ＩＮの中立マトリッ
クスを取り扱う。残響フィルタは図１２に示されている
ようにコンボリューション加算フィルタであり、このフ
ィルタにおいて、該フィルタの出力信号はゲイン−１／
Ｎを有する乗算器２３を介して入力部にループバックさ
れる。同図において、入力加算要素２２は、上記ループ
バックを確保するものであり、同様に多くの加算要素２
ｉ、値がγｉの吸音遅延３４ｉおよび加算要素６ｉは全
体のループバックを確保するものである。乗算要素２３
のゲインの値は、加算要素２２または２ｉが正を加算結
果を出力する場合は−２／Ｎであり、加算要素２２また
は２ｉが代数的加算要素である場合は２／Ｎであり、ル
ープバックは減数入力に効力を及ぼす。

【００９３】これに対し、マトリックスＪＮが中立マト
リックスＩＮの列を左方にサイクリックに交換すること
により得られる場合は連続したループバック伝達マトリ
ックスＡＮ（ｎ＞２）が以下のように得られる。

【数２１】

【００９４】ループバック伝達マトリックスＡＮが上記
数２１の関係を満足するループバックの得られる実施例
を図１３に示す。図１３に示す本発明に係るシステム
は、モノフォニック残響フィルタを構成しており、この
フィルタは、吸音遅延τｉが各々に対応する加算要素２
ｉにより直列接続されるように、カスケード接続された
多様な遅延回路Ｖｉ、値が１であり図示が省略されたゲ
インｂｉおよびｃｉを有する乗算要素により実質的に構
成されたメインループを使用することを顕著な特徴とし
ている。ここで、ループバックは、乗算要素２３、入力
加算要素２２により得られる加算結果信号ｘ（ｋ）−
（２／Ｎ）・ｙ（ｋ）の加算要素２ｉの各々のレベルで
の再入力により行われる。そして、各吸音遅延３４ｉか
らの出力たる信号ｓｅｒｉはカスケード接続された複数
の加算要素６ｉによって加算され、空間化されたオーデ
ィオデジタル信号ｙ（ｋ）が発生される。

【００９５】図１２および図１３に示されたモノフォニ
ック残響フィルタは、吸音遅延の総和Στｉに対応した
到着時刻を有するスプリアスエコーを発生することがで
きる。このスプリアスエコーの振幅は遅延の数Ｎが増加
するのに従って減少し、このエコーはＮ＞１２となった
ときに残響へと移行する。このスプリアスエコーは、聴
取可能である場合にはＮ個の吸音遅延３４ｉの各々の出
力端に現れないが、しかし、これらの信号間の相互干渉
により発生する。

【００９６】図１４および図１５に示す実施例は、残響
フィルタの入力信号または出力信号の複製を作成すると
共に、これらの入力信号または出力信号および複製によ
り得られた信号が逆相となるように残響フィルタの入力
部または出力部において加算することにより、上記相互
干渉現象の抑圧を可能にするものである。

【００９７】図１４において、基本信号については、奇
数ランクの基本信号ｘ２ｐ−１（ｋ）と偶数ランクの基
本信号ｘ２ｐ（ｋ）とが複製され、第１の加算要素２２
ａおよび第２の減算要素２２ｂに振分けられて対応付け
される。各遅延基本信号は加算要素６ｉによって加算さ
れて総合され、乗算器２３による重み付けを伴った再入
力が第１の加算要素２２ａおよび第２の減算要素２２ｂ
に対して各々行われる。これに対し、図１５において
は、入力基本信号ｘｉ（ｋ）は複製されることがなく、
複製はｉ＝２ｐである偶数ランクおよびｉ＝２ｐ−１で
ある奇数ランクの遅延基本信号ｓｅｒｉのレベルにおい
て行われる。偶数ランクおよび奇数ランクの各遅延基本
信号の各総和は、偶数ランクについては加算要素６_1a、
奇数ランクについては加算要素６_2aによって行われる。
加算要素６_1bは加算要素６_1a、６_2aから供給される信号
を受信してその加算結果を乗算要素２３へ供給する。一
方、減算要素６_2bは加算要素６_1a、６_2aから供給される
信号を受信して音場効果の付与されたオーディオデジタ
ル信号ｙ（ｋ）を出力する。

【００９８】図１６には図１３の変形例が示されてお
り、上記相互干渉を抑圧し得るように出力回路、すなわ
ち、音場効果の付与されたオーディオデジタル信号ｙ
（ｋ）を出力する回路が、図１５に示す回路の出力と同
様、偶数ランクの遅延基本信号に関する回路と奇数ラン
クの遅延基本信号に関する回路の２回路に分割されてお
り、これらの２回路に属する各回路の出力信号は各々加
算要素６Ｎ−１ａおよび６Ｎａにより各々加算される。
また、加算要素６Ｎ−１ｂおよび減算要素６Ｎｂは図１
５の加算要素６１ｂおよび減算６２ｂの役割を果す。

【００９９】次にＮ個の初期反射音の制御によりシミュ
レートすべき部屋における音源の位置を考慮した本発明
に係るオーディオデジタル信号の音場効果付与システム
について説明する。

【０１００】本発明に係るシステムは、残響のカラーレ
ーションを克服し得るものである。図１７に示すよう
に、本発明に係るシステムは、初期反射音を処理するモ
ジュール２０、図１１に示す残響フィルタに対応した残
響フィルタ３０を有している。

【０１０１】図１１においては、例えばランクｉの各遅
延経路は、遅延段数ｍｉを有する遅延モジュール３ｉお
よび減衰モジュール４ｉが例えば当該遅延経路の加算モ
ジュール、すなわち、対応する加算モジュール２ｉの下
流に位置する吸音遅延モジュール３４ｉを形成するよう
に構成されているが、図１７においては、吸音遅延モジ
ュール３４ｉが遅延経路Ｖｉ内の加算モジュール２ｉの
上流側に位置するように構成されている。

【０１０２】さらに図１７においては、遅延モジュール
２０₁を介した基本信号ｘｉ（ｋ）は乗算モジュール１
ｉによる乗算係数ｂｉを用いた重み付けの後で供給され
る。遅延モジュール２０₁は、シミュレーションによる
後期残響音に先立つ複数の第１ エコーとしてのシフト
された基本信号を構成すべく、対応する基本信号の到着
時刻ｔｉを遅らせることができる。モジュール２０およ
び乗算係数ｂｉの乗算要素１ｉは、残響フィルタ３０と
相互接続された初期反射音を処理するモジュールを構成
する。この初期反射音のためのモジュール２０は、残響
フィルタの遅延時間に対し独立に到着時刻ｔｉを制御す
ることができる。初期反射音のためのモジュール２０に
おける乗算要素１ｉの乗算係数ｂｉの役割は図１１に示
す場合と若干異なっている。減衰音遅延要素３４ｉによ
り生じる減衰音遅延の値τｉは、既に図９を参照して説
明したように、到着時刻ｔｉを考慮して選ばれる。遅延
時間ｔｉが減衰音遅延τｉと同一である場合、図１１お
よび図１７における各基準フィルタは正確に等価である
が、吸音要素４ｉが設けられた場合、図１７のものにお
いて初期反射音が吸音フィルタリングを被らないという
相違点が生じることにより両フィルタシステムは異なっ
たものとなる。初期反射音を処理するモジュールを備え
た図１７に示すシステムは、いかなる分布が早期エコー
に合せて選択されたとしても、後期残響音のカラーレー
ションを克服することができる。

【０１０３】以上、図１１〜図１７を参照して説明した
本発明に係るオーディオデジタル信号の空間化システム
は本質的にモノフォニック残響フィルタを構成するもの
であった。

【０１０４】しかし、本発明に係るシステムは、モノフ
ォニックオーディオデジタル信号の処理のみに限定され
るものではない。

【０１０５】以下、図１８，図１９および図２０を参照
し、本発明に係るステレオフォニックオーディオデジタ
ル信号の空間化システムについて説明する。

【０１０６】特に図１８に示された実施例は、ステレオ
フォニック録音における録音または伝送のソースを構成
する各モノフォニック音源についての早期エコーの透明
さおよび発生方向を制御することができる。また、図１
８に示す本発明に係る装置は、音源が同一室内の異なっ
た位置にある状況をシミュレートし得るような方法で各
々対応するモノフォニック音源に係るエコーの透明さお
よび発生方向を制御することができる。

【０１０７】図１８に示すように、本発明に係るシステ
ムは、図１７に示されたものと同様な構成を有する残響
フィルタ３０と、初期反射音を処理するための１または
より多くのモジュールとを有し、これらの初期反射音を
処理するためのモジュールは符号２０₁，２０₂が付けら
れており、各々例えば第１音源ｍｏｎｏ １および第２
音源ｍｏｎｏ ２に対応している。勿論、より多くの音
源を使用することも可能である。図１７に示された実施
例と同様、初期反射音を処理するためのモジュールは、
初期反射音の信号を構成するために到着時刻ｔｉを遅延
する遅延要素２０１を有している。この遅延要素は、例
えばデジタル遅延回路、順次アドレス指定することが可
能なランダムアクセスメモリ等によって構成され、これ
らに記憶されたオーディオデジタル信号のサンプル列ｘ
（ｋ）は到着時刻ｔｉをシフトすべく該遅延要素がシフ
トされることにより連続的に読み出される。次に信号ｍ
ｏｎｏ １，ｍｏｎｏ ２に対応した初期反射音を構成
するシフトされた基本信号は、乗算要素１ｉにより対応
する乗算係数ｂｉによる重み付けがなされ、これらの信
号は、同一のゲインｒ１およびｒ２を各々有する乗算要
素２７₁，２７₂により各々調整された後、残響フィルタ
３０のループバック伝達マトリックス１０の入力のレベ
ルでの初期反射音の入力を行うためのエコーバスへ出力
される。ここで、初期反射音に対応した信号は、従来公
知のタイプの加算要素２８₁，２８₂を介してエコーバス
に出力され、加算要素２９ｉを介して残響フィルタのル
ープバック伝達マトリックス１０へ入力される。

【０１０８】残響フィルタ３０は、左右の経路を介して
伝達される左右のステレオ音源信号を受信する。この残
響フィルタ３０は、Ｎ個の遅延経路を有し、これらのう
ちＮ／２個の遅延経路は、左チャネルに対応した連続し
たＮ／２個の左チャネル基本信号ｘｉ（ｋ）ｇを取り込
み、図１１または図１７に示す残響フィルタと同様に遅
延基本信号ｓｅｒｉｇを生成する。また、図１８に示す
残響フィルタ３０は、右チャネルに対応したＮ／２個の
遅延経路を有しており、右チャネルに対応した連続した
Ｎ／２個の右チャネル基本信号ｘｉ（ｋ）ｄを取り込
み、右チャネル用遅延基本信号ｓｅｒｉｄを生成する。
さらに各Ｎ／２個の遅延基本信号ｓｅｒｉｄおよびｓｅ
ｒｉｇに対し、これらを加算するための加算要素２６ｄ
および加算要素２６ｇが設けられており、これらの加算
要素の後段には右チャネルおよび左チャネルに各々対応
したスペクトル修正モジュールおよびローパスフィルタ
リングモジュールが接続されている。右チャネルおよび
左チャネルのスペクトル修正モジュールは、符号７ｄお
よび７ｇが付けられており、これらは図１１および図１
７に示すものと同様に構成することができる。

【０１０９】残響フィルタの出力信号、すなわち、スペ
クトル修正要素７ｇまたは７ｄの出力は、ローパスフィ
ルタリングモジュールと同じレスポンスを有するフィル
タによって修正されることにより左右チャネル共に平坦
なスペクトルエンベロープを有している。対応するロー
パスフィルタ１１は、伝達関数ｓ（ｚ）を有すると共に
出力バスに接続されており、これを介し空間化されたス
テレオフォニックオーディオデジタル信号の対応するも
のを聴取または録音することができるようになってい
る。

【０１１０】さらに図１８においては、初期反射音のた
めのモジュール２０₁または２０₂により供給された初期
反射音信号は、乗算要素２７ｉのゲインの値ｒｉによる
各音源ＭＯＮＯｉの透明さの制御が可能になるように残
響フィルタから発する信号とは独立し、出力バスに直接
出力される。

【０１１１】一般に図１８に示す本発明に係るシステム
は、コントロールシステムのレベルで左右のエコーのペ
アをグループ化することにより、生成される早期エコー
の発生方向を制御することができる。残響フィルタ３０
の遅延の個数Ｎが偶数である場合、各エコーモジュール
は振幅、到着時刻および発生方向の制御が可能なＮ／２
個のステレオフォニックエコーを生成する。各エコーの
発生方向は時間およびエネルギーの左右チャネル間での
偏りにより決定される。

【０１１２】例えばヘッドフォンを使用したステレオ聴
取の場合、図１８に示す本発明に係る方法によれば、各
早期エコーの発生方向を耳の軸によって限定された垂直
方向上方半面内の任意の方向にすることができ、他方、
従来のステレオフォニック装置のラウドスピーカによる
聴取のため、各スピーカから逆の耳への音の伝播経路の
補償がなされたシステムを使用し、本発明に係る方法が
上記軸により限定された水平方向前方半面内のすべての
発生方向をシミュレートし得ることを確認した。

【０１１３】図１８において、各音源に割り当てられる
エコーは、各音源の直接音としての役割を果す。

【０１１４】図１９はステレオフォニックに応用した残
響フィルタ３０の実施例を示すものである。この残響フ
ィルタは図１２におけるループバックの態様に対応して
おり、Ｎ個の遅延経路はステレオフォニック音源の左右
のチャネルを考慮して分割されている。図１９におい
て、各要素は、インデックス２ｐ−１を有する奇数ラン
クの遅延経路とインデックス２ｐを有する偶数ランクの
遅延経路のため２倍にされている。図１２における加算
要素２２は符号２５ｄまたは２５ｇの付された右用また
は左用の経路のための加算要素によって置換されてい
る。図１２における加算要素６₁はこれに対応する右お
よび左の経路のための加算要素２６ｄおよび２６ｇによ
って置換されている。また、ゲインｇを有する乗算要素
２４ｄ、２４ｇは、発生の可能性のある飽和現象を克服
すべくゲインを調整し得るようになっている。

【０１１５】図２０は本発明に係るシステムを示すもの
であり、同システムにおいて、残響フィルタ３０のルー
プバックは例えば図１３に示されるように、偶数ランク
および奇数ランクの各遅延経路Ｖｉ間で、すなわち、ス
テレオフォニック信号の右側経路または左側経路の再構
成を可能にする偶数または奇数ランクの各吸音遅延の出
力のレベルで分割されている。図２０において、ステレ
オフォニック入力信号は図示を省略してあるが、実質的
に図１３に示すものに対応している。

【０１１６】図１８，図１９または図２０に示すステレ
オフォニック対応の空間化システムにおいて、ステレオ
フォニック残響フィルタ処理は次の独立した２ステップ
により実行される。 − 吸音遅延および修正フィルタ ・ 残響時間を調整するための２個の独立したパラメー
タを有する一次のＩＩＲタイプの吸音フィルタ ・ 数１３の関係式を満足する１次のＦＩＲフィルタに
よる修正フィルタｔ（ｚ）により残響信号のスペクトル
のバランスが維持される。フィルタ１１により行われる
ローパスフィルタ処理は、残響をリアルなものにする。
このフィルタ１１は２次のフィルタである。また、フィ
ルタ１１は残響のスペクトルエンベロープの制御を可能
にする。 − 基準フィルタ ・ 例えば図１２〜図１５に示されたようなユニットル
ープバックが選択される。

【０１１７】対応する残響フィルタは、トータル４個の
独立したパラメータにより制御される。すなわち、以下
のパラメータである。 オーディトリアムの外形的特徴を定義する寸法 低周波での残響時間Ｔｒ（ω） 高周波での残響時間Ｔｒ／低周波での残響時間Ｔｒの比 残響信号のカットオフ周波数

【０１１８】実際の態様において、残響フィルタは、ス
テレオフォニック音源信号を入力として受信するＤＳＰ
５６０００等を含むデジタル演算処理手段と、例えば図
２０に示す初期反射音を制御するモジュールを提供する
同タイプの演算要素とにより構成される。この第２番目
の演算要素は、幾つかのモノラル音源から信号を読み出
しエコーバスの各チャネルを介して残響フィルタへ伝送
することができる。モノフォニック音源の数が多い場合
であっても、４個のエコーモジュールがあればリアルな
空間化を行うのに十分である。かかる場合、モノフォニ
ック音源は４個のエコーモジュールに分配される。

【０１１９】伝達関数ｔ（ｚ）を有する修正フィルタお
よび伝達関数ｈｉ（ｚ）を有する吸音フィルタの定義お
よび実施態様を図２１に示す。

【０１２０】同図において図面内に記載された各パラメ
ータは以下の関係を満足する。

【数２２】

【数２３】

【数２４】

【数２５】

【数２６】

【数２７】

【数２８】 なお、数２５の関係式は数２８の関係式の近似式であ
る。

【０１２１】図２２および図２３は平均的なサイズの部
屋をシミュレートした残響フィルタのエコーの特性を示
す図である。ここで、図２２は、遅延経路の個数Ｎが８
である場合の図であり、同図における（１）は従来のコ
ンボリューション加算構造を使用した場合、（２）は図
１５に示す残響フィルタを使用した場合を示している。
また、図２３は、部屋のサイズが大きい場合を想定し遅
延経路の個数Ｎを１２とした場合の図であり、同図にお
ける（１）は従来のコンボリューション加算構造を使用
した場合、（２）は図１２に示す残響フィルタを使用し
た場合を示している。

【０１２２】本発明に係るオーディオデジタル信号を空
間化するシステムを構成する残響フィルタのファミリ
は、いわゆるコンボリューション加算フィルタに比し品
質の改善された残響音を生成することができる。また、
遅延の個数Ｎを少なくしても、時間応答における密度の
高いエコーを発生することができる。１秒オーダーの残
響時間を有する通常のサイズの部屋をシミュレートする
にはコンボリューション加算フィルタを４０個必要とす
るが、本発明の場合、８個の遅延経路で十分である。大
きなサイズの部屋をシミュレーションは時間密度ひいて
は吸音遅延時間τｉの総和を１秒のオーダーにする必要
がある。時間応答における初期のエコー密度を増加させ
るべく遅延経路の個数は少なくとも１２とすることが好
ましい。

【０１２３】ＤＳＰ５６０００マイクロプロセッサ相当
の演算手段によりあらゆる場合における残響の実時間シ
ミュレーションを実行することができ、この種のプロセ
ッサは、幾つかのモノフォニック音源を同時に空間化す
る場合、エコーバスのチャネル数が１２である場合には
４個のモノフォニック音源を処理することができる。こ
のような態様は例えば各音源について振幅、到着時刻、
直接音の発生方向および５個の第１反射波の発生方向を
別々に制御することが可能である。勿論、同種の他のコ
ンピュータによる他の音源を処理し得るようにエコーバ
スを拡張することも可能である。１６チャネルのエコー
バスにとっては、ＤＳＰ５６０００タイプの３個のコン
ピュータの使用により、６個のモノフォニック音源を空
間化することができ、他方、各々について８個の初期反
射音を制御することができる。

【０１２４】本発明に係るシステムの特に有効な使用法
について図２４，図２５および図２６を参照して説明す
る。

【０１２５】数１９により定義されるループバック伝達
マトリックスにおいて、係数ａｊｉの絶対値は２個の絶
対値のみをとりうる。すなわち、それらの係数のうちＮ
個は絶対値１−（２／Ｎ）を有し、その他のすべては絶
対値２／Ｎを有する。このため、遅延の数Ｎが大きくな
ると、小数のループバック経路が他を支配することとな
る。このことは、インパルス応答において、すべてのエ
コーが近似した振幅を有する時間軸上での点を遅らせる
効果を奏する。これにより、理論上のエコー密度が高い
にも拘わらず、インパルス応答の初期において時間密度
が不十分に感じられることとなる。

【０１２６】このような不具合は除去可能であると共
に、上記数１９により定義されたユニットマトリックス
に係る演算コストとみなせるので利点を得て、他方、イ
ンパルス応答の開始から前方に知覚される時間密度を最
大にすることができる。この目的のため、図２４および
図２５によって示すように、遅延の数が比較的多い（少
なくとも１２）場合、本発明によるのが有効である。 − 各々Ｎ個の遅延を有するＰ個の残響フィルタを並列
に使用する。ここで、残響フィルタは、Ｎ×Ｎ次元のユ
ニットループマトリックスＡｊを有し、その構成はＮ・
Ｐ個の遅延τｊｉ（ｊ＝１〜Ｐ，ｉ＝１〜Ｎ）を有す
る。 − このように構成されたＰ個のループバックを図２４
および図２５に示すようにＮ個のＰ×Ｐ次元のユニット
マトリックスＢｉによりインタレースを行い、単一の残
響フィルタを構成する。

【０１２７】このように生成されたループバックは、図
２４および図２５にとって同一であり、唯一の相違は、
Ｐ個の残響フィルタの各々のループバックの範囲内で入
力信号ｘ（ｋ）の寄与に関してマトリックスＢｉを組み
合わせて配置することである。

【０１２８】マトリックスのインタレースのない場合ま
たはすべてのマトリックスＢｉが中立マトリックスＩｐ
である場合、ループバックマトリックスＡ_PNは次のよう
に表される。

【数２９】

【０１２９】ここで、Ａ_PNはユニットマトリックスＡｊ
により構成された対称マトリックスと、置換マトリック
スＪＰＮとの積である。この置換は、遅延τｊｉを番号
付けするインデックスｉおよびｊについての交換に対応
しており、すべてのマトリックスＡｊが同一のマトリッ
クスＡに等しい場合、マトリックスＡ_PNは次のようにな
る。

【数３０】

【０１３０】組み合わせるマトリックスＢｉがあると
き、全システムのループバックマトリックスはユニット
マトリックスを維持し、以下のようになる。

【数３１】

【０１３１】また、すべてのマトリックスＡｊが同一で
ある場合、マトリックスＡＢ_PNは以下のように表され
る。

【数３２】

【０１３２】ループバックマトリックスＡＢ_PNはユニッ
トブロックを組み立てることにより得られるマトリック
スとなる。従って、このループバックマトリックスＡＢ
_PNはブロックユニットマトリックスと呼ばれる。

【０１３３】本発明の有効な態様によれば、この態様は
数１９の関係式により定義されるファミリの範囲内での
マトリックスＡｊおよびＢｉの選択を含んでいる。この
場合、マトリックスＡｊによって定義されたＰ個のルー
プバックの各々は２・Ｎ回の処理により行われ、マトリ
ックスＢｉにより規定されたＮ回のインタレースは２・
Ｐ回の処理により行われ、結局、トータル４・Ｎ・Ｐ回
の処理がＮ・Ｐ個の遅延を有する残響フィルタを構成す
ることとなる。このコストは上記数１９の関係式により
定義されるファミリから選択される次元（Ｎ・Ｐ）×
（Ｎ・Ｐ）のマトリックスの単純な積に係るコストの二
倍であるが、ブロックユニットマトリックスの選択が同
桁の規模のループバック係数へと導き、残響フィルタの
インパルス応答の初期において知覚される時間密度を改
善することができる。

【０１３４】以下、特に有効な本発明の実施例について
説明する。本実施例は、Ｎ＝Ｐ＝４の場合に１６個の遅
延からなる残響フィルタを有する。この場合、数１９の
関係式は行または列の交換しても変化のないマトリック
スＡｊおよびＢｉを導く。

【数３３】 これはシステム全体について１６×１６次元のブロック
ユニットマトリックスを導き、このマトリックスは係数
が同一の絶対値を有するので有効である。

【０１３５】図２６に示すように、各々Ｎ個の遅延から
なるＰ個の残響フィルタのループバックを並列に連結
し、かつ、インタレースを施すことによりＮ・Ｐ個の遅
延を有する残響フィルタが得られる。この例において、
Ｐ個の残響フィルタは図１２に示すものと同じでありＰ
個のループバックのインタレースは図１２のループバッ
クのように生成される。

【０１３６】図２６はこのように生成された残響フィル
タはＰ入力およびＰ出力を有する残響フィルタをＮ個並
列接続したものとみなすことができ、全体は図１２に示
すように自身へとループバックした構成とみなすことが
できる。同図において、ループバックおよび出力信号ｙ
（ｋ）の演算に要求される積和演算の数は約４・Ｎ・Ｐ
である。

【０１３７】Ｎ＝Ｐ＝４である場合、ループバックマト
リックスＡｊおよびインタレースマトリックスＢｉは共
に次のマトリックスとなる。

【数３４】 ここで、記載を容易にするため、＋１、−１の代りに
＋、−を使用した。このように生成された１６遅延を有
する残響フィルタのループバックマトリックスＡＡ₁₆は
ブロックユニットマトリックスであり、そのすべての係
数は同一の値を有する。

【数３５】

【０１３８】

【発明の効果】以上、実時間で人工的にオーディオデジ
タル信号を空間化する本発明に係る方法およびシステム
について説明した。本発明に係る方法およびシステム
は、ユーザが周波数により変化する残響時間、シミュレ
ートすべき部屋の応答のスペクトルエンベロープ、シミ
ュレートすべき部屋のサイズに応じた音の時間密度、各
音源についてその早期エコーの到着時刻、振幅および発
生方向並びに透明さを各々別々に制御することができる
という点において威力を発揮するものである。本発明に
係る方法およびシステムの有効的な特徴は、必要不可欠
な上記各パラメータの制御の独立性をもたらすのみなら
ず、測定に基づき、音響空間としての実際の部屋をシミ
ュレーションすることを可能にするものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】 オーディトリアムのインパルス応答を例示し
た図である。

【図２】 ＦＩＲフィルタおよび残響フィルタを用いた
従来の音場効果付与システムの構成を示す図である。

【図３】 コンボリューション加算器およびオールパス
フィルタを用いた従来の音場効果付与システムの構成を
示す図である。

【図４】 ループバックマトリックスを用いた従来の音
場効果付与システムの構成を示す図である。

【図５】 残響フィルタによる従来の音場効果付与シス
テムの構成を示す図である。

【図６】 本発明による音場効果付与方法を説明する図
である。

【図７】 同方法の第１変形例を示す図である。

【図８】 同方法の他の変形例を示す図である。

【図９】 後の残響における呈色現象を生じることなく
第１エコーを制御し得る上記方法の変形例を示す図であ
る。

【図１０】 図９に示す方法をステレオフォニック伝送
に適用した変形例であって、モノフォニック音への音場
効果付与とその透明度の制御を同時に行い得る方法を説
明する図である。

【図１１】 本発明をモノフォニックオーディオデジタ
ル信号に適用した例を示す図である。

【図１２】 図１１に示す方法の変形例を示す図であ
る。

【図１３】 図１１に示す方法の変形例を示す図であ
る。

【図１４】 図１１に示す方法の変形例を示す図であ
る。

【図１５】 図１１に示す方法の変形例を示す図であ
る。

【図１６】 図１１に示す方法の変形例を示す図であ
る。

【図１７】 モノフォニック音を対象とし、後の残響の
音色への影響を及ぼすことなく第１エコーを制御し得る
本発明に係るシステムを示す図である。

【図１８】 本発明をステレオフォニック録音または伝
送に適用したシステムであり、各モノフォニック音への
音場効果付与が可能なシステムを示す図である。

【図１９】 図１８に示すシステムの変形例を示す図で
ある。

【図２０】 図１８に示すシステムの変形例を示す図で
ある。

【図２１】 本発明に係るシステムに好適なスペクトル
修正モジュールおよび減衰モジュールを示す図である。

【図２２】 本発明の効果を従来技術との対比により説
明する図である。

【図２３】 本発明の効果を従来技術との対比により説
明する図である。

【図２４】 Ｐ個の残響フィルタの並列使用およびＰ×
Ｐ次元のＮ個の単位マトリックスにより生成されたマト
リックスのマトリックスが行われる本発明に係るシステ
ムを示す図である。

【図２５】 Ｐ個の残響フィルタの並列使用およびＰ×
Ｐ次元のＮ個の単位マトリックスにより生成されたマト
リックスのマトリックスが行われる本発明に係るシステ
ムを示す図である。

【図２６】 Ｐ個の残響フィルタの並列使用およびＰ×
Ｐ次元のＮ個の単位マトリックスにより生成されたマト
リックスのマトリックスが行われる本発明に係るシステ
ムを示す図である。

【符号の説明】

ｘ（ｋ）……オーディオデジタル信号、ｘｉ（ｋ）……
基本信号、ｔ（ｚ）……スペクトル修正、ｓｅｒｉ……
遅延基本信号、ｓｅｒｃｉ……結合された遅延基本信
号、ＡＮ……ユニットループバックマトリックス。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭58−63996（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−194095（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−200100（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−191894（ＪＰ，Ａ) 欧州特許559530（ＥＰ，Ｂ１) 米国特許5491754（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G10K 15/12 G10K 15/00 H03H 17/02

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複製手段と、加算手段と、減衰遅延手段
   と、線形結合手段と、荷重加算手段と、スペクトル修正
   手段とを備える音場効果付与装置であって、 複製手段は、入力されるデジタルオーディオ信号ｘ
   （ｋ）からＮ個の基本信号Ｘｉ（ｋ）を生成し、 加算手段は、複製手段が出力するＮ個の基本信号と線形
   結合手段が出力するＮ個の結合遅延基本信号をそれぞれ
   加算して遅延手段に出力し、 減衰遅延手段は、加算手段からのＮ個の出力信号をそれ
   ぞれ異なる遅延時間すると共に、デシベルを単位とした
   場合に、各遅延時間τｉに比例し、かつ、残響時間Ｔｒ
   （ω）に反比例する減衰関数で減衰してＮ個の遅延基本
   信号を生成し、 線形結合手段は、Ｎ個の遅延基本信号（ｓｅｒｉ）を線
   形結合してＮ個の結合遅延基本信号（ｓｅｒｃｉ）を生
   成し、 荷重加算手段は、Ｎ個の結合遅延基本信号を荷重加算し
   て荷重合計を生成し、 スペクトル修正手段は、荷重合計を式 【数１】 により修正し出力する音場効果付与装置。 但し、ω：オーディオ周波数 ｉ：１〜Ｎ
2. 【請求項２】 線形結合手段は、係数ａijを伴うＮ×Ｎ
   次元の行列ＡＮからなり、 【数２】 であって、 行列ＡＮは、式 【数３】 を満足する請求項１に記載の音場効果付与装置。 但し、 ＪＮ：Ｎ×Ｎの単位行列ＩＮの行と列を入れ替えた行列
   であり、 ＵＮ＝〔１，１……１〕であり、Ｔは転置を表す。
3. 【請求項３】 複製ステップと、加算ステップと、減衰
   遅延ステップと、線形結合ステップと、荷重加算ステッ
   プと、スペクトル修正ステップとを備える音場効果付与
   方法であって、 複製ステップは、入力されるデジタルオーディオ信号ｘ
   （ｋ）からＮ個の基本信号Ｘｉ（ｋ）を生成し、 加算ステップは、複製ステップが出力するＮ個の基本信
   号と線形結合ステップが出力するＮ個の結合遅延基本信
   号をそれぞれ加算して遅延ステップに出力し、 減衰遅延ステップは、加算ステップからのＮ個の出力信
   号をそれぞれ異なる遅延時間すると共に、デシベルを単
   位とした場合に、各遅延時間τｉに比例し、かつ、残響
   時間Ｔｒ（ω）に反比例する減衰関数で減衰してＮ個の
   遅延基本信号を生成し、 線形結合ステップは、Ｎ個の遅延基本信号（ｓｅｒｉ）
   を線形結合してＮ個の結合遅延基本信号（ｓｅｒｃｉ）
   を生成し、 荷重加算ステップは、Ｎ個の結合遅延基本信号を荷重加
   算して荷重合計を生成し、 スペクトル修正ステップは、荷重合計を式 【数４】 により修正し出力する音場効果付与方法。 但し、ω：オーディオ周波数 ｉ：１〜Ｎ