JP3485047B2 - 空気調和機 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、空気調和機等に使
用される直流電源装置、特に力率を改善するとともに、
高調波を抑制して高調波規制の限度値以下の発生量にす
る直流電源装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１５は、例えば特開平５−３３６７４
７号公報に示された従来の直流電源装置の構成を示すブ
ロック図である。図において、１は交流電源、２は交流
電源１の電圧を全波整流する整流回路、７は負荷、３３
は整流回路２の出力側に平滑コンデンサＣ１を介して設
けられたトランス、３４はトランス３３の一次コイルＬ
１に印加される電圧を制御する電界効果トランジスタ
（以下、ＦＥＴと称する）、３５は負荷７にかかる電圧
と基準電圧Ｖｒｅｆを比較する第１の比較器、３６は三
角波を発生して出力する三角波発生器、３７は第１の比
較器３５の結果と三角波発生器３６から出力された三角
波とを比較する第２の比較器、３８はＦＥＴ３４を第２
の比較器３７からの出力に基づいてＦＥＴ３４のゲート
にドライブパルスを出力するドライバ、３９は交流電源
１より供給される電圧にのっているノイズを除去し、整
流回路２に出力するラインフィルタである。

【０００３】次に、従来の直流電源装置の動作について
説明する。第１の比較器３５は負荷７に流れる電流に対
応する電圧を検出し、基準電圧Ｖｒｅｆと比較し、比較
した差を第２の比較器３７に出力する。第２の比較器３
７は第１の比較器３５から出力された差と三角波発生器
３６の三角波を比較し、検出した電圧に応じて決定され
たパルス幅のドライブパルスでＦＥＴ３４をスイッチン
グすることにより、平滑され安定した直流電圧が負荷７
に供給される。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】上記従来の直流電源装
置は、ＦＥＴ３４のスイッチング動作が、一定の周期で
行われると、出力電圧は負荷量によって変化してしまう
ため、負荷７に流れる電流に対応する電圧を検出し、第
１の比較器３５で基準電圧と比較してその差を求め、第
２の比較器３７で第１の比較器３５の差と三角波発生器
３６の三角波を比較し、検出した電圧に応じてＦＥＴ３
４をスイッチングするドライブパルスのパルス幅の割合
を変化させているが、負荷７の負荷量変動幅が大きくな
り過ぎると、出力電圧が大幅に昇圧してしまうため、必
ずフィードバック制御する必要があるという問題があっ
た。ここで、空気調和機のように負荷量が変化し、運転
範囲の広い機種にこの直流電源装置を適用すると、出力
電圧が大きく昇圧してしまい、それだけ耐圧の高い部品
を使用しなければならなかった。また、出力電圧が昇圧
しないようにするためには、フィードバック制御のルー
プ速度として、非常に高速な制御が要求され、高速の制
御を実現しようとすると、高速処理が可能な部品が必要
であり、さらに制御が複雑となるため、コストアップに
つながるものであった。

【０００５】また、かかる従来の直流電源装置を空気調
和機に適用した場合、空気調和機が動作している間中、
ＦＥＴ３４が動作し続けているので、ＦＥＴ３４でのス
イッチング損失が発生し、効率が低下するという問題も
生じ、さらに、ＦＥＴ３４にて高速スイッチングを行う
と、ノイズが発生し、ラインフィルタ２９が肥大化する
といった問題点も発生するものであった。

【０００６】この発明は、上記のような問題点を解決す
るためになされたもので、常にスイッチング素子にスイ
ッチング動作をさせるのではなく、スイッチングする回
数を減らすことによって、制御での処理の速度を低下さ
せ、低コストで高調波低減可能な直流電源の制御装置を
得るものである。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明の空気調和機は、
交流電源の電圧を整流する整流回路と、前記整流回路か
らの出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑コ
ンデンサより交流電源側に配置されたスイッチ手段と、
前記スイッチ手段より電源側に配置されたリアクトル
と、予め前記負荷量毎に入力電流の高調波量が規制値以
下になるようなスイッチ手段の開閉時間を、前記負荷量
毎に対応させて記憶する記憶手段と、前記平滑コンデン
サに並列接続された負荷の負荷量を検出する負荷量検出
手段と、前記負荷量検出手段によって検出された負荷量
に対応した前記スイッチ手段の開閉時間を前記記憶手段
から選択する選択手段と、前記交流電源の電源周期に同
期して電源半周期に少なくとも２回、前記選択手段によ
って選択された前記開閉時間にて前記スイッチ手段を開
閉制御する制御手段とを備えた直流電源装置を圧縮機の
直流電源装置としたものである。

【０００８】また、前記スイッチング手段が前記整流回
路の出力側の直流母線電圧間をスイッチングする際に、
前記平滑コンデンサからスイッチ手段への逆流を防止す
るダイオードを備えたものである。

【０００９】 また、交流電源の電圧を整流する整流回
路と、前記整流回路からの出力電圧を平滑する平滑コン
デンサと、前記平滑コンデンサより交流電源側に配置さ
れたスイッチ手段と、前記スイッチ手段より電源側に配
置されたリアクトルと、前記平滑コンデンサに並列接続
されるインバータと、予め空気調和機の運転モードおよ
びインバータ周波数毎に入力電流の高調波量が規制値以
下になるようなスイッチ手段の開閉時間を、前記空気調
和機の運転モードおよびインバータ周波数毎に対応させ
て記憶する記憶手段と、前記インバータを所望のインバ
ータ周波数で駆動制御するインバータ制御部と、空気調
和機の運転モードおよびインバータ周波数に対応した前
記スイッチ手段の開閉時間を前記記憶手段から選択する
選択手段と、前記交流電源の電源周期に同期して電源半
周期に少なくとも２回、前記選択手段によって選択され
た前記開閉時間にて前記スイッチ手段を開閉制御する制
御手段とを備えた直流電源装置を圧縮機の直流電源装置
としたものである。。

【００１０】また、前記制御手段は、前記交流電源から
前記整流回路および平滑コンデンサによって生成される
入力電流が流れない期間に少なくとも２回前記スイッチ
手段を開閉制御するものである。

【００１１】また、前記制御手段はスイッチ手段の開閉
による入力電流が連続する間隔でスイッチ手段を開閉制
御するものである。

【００１２】

【００１３】また、前記負荷量検出手段は、圧縮機によ
り得られる負荷量を検出するものである。

【００１４】

【発明の実施の形態】実施の形態１． 図１は本発明の実施形態１の直流電源装置の構成を示す
ブロック図である。図１において、１は交流電源、２は
交流電源１の電圧を全波整流する４ヶのダイオードで構
成した全波整流回路、３は全波整流回路２の正出力側に
一端側が接続されたエネルギーを貯え、電流を平滑する
ための直流リアクトル、４は直流リアクトル３の他端側
と全波整流回路２の負出力側との間に設けられた直流の
母線電圧を平滑するための平滑コンデンサ、５は直流リ
アクトル３の他端側と平滑コンデンサ４の正側との間に
設けられ、平滑コンデンサ４側から全波整流器２へ電流
が逆流することを阻止する逆流阻止用ダイオードであ
る。

【００１５】６は直流リアクトル３の他端側と全波整流
回路２の負出力側との間に設けられ、直流母線間をスイ
ッチングするスイッチ手段、７は平滑コンデンサ４に並
列接続された負荷、８は交流電源１の電圧から作成した
電源同期信号に基づき電源半周期に少なくとも２回、後
述の選択手段が選択した開閉時間でスイッチ手段６を開
閉制御する制御手段、９は負荷７の負荷量に応じて予め
設定されたスイッチ手段６の開閉時間のデータを格納し
ておく記憶手段、１０は負荷７の負荷量を検出するため
の負荷量検出手段、１１は負荷量検出手段１０で検出し
た負荷量に応じて記憶手段９に予め格納されているスイ
ッチ開閉時間を適切に選択する選択手段である。

【００１６】次に、本発明の実施形態１の直流電源装置
の動作を説明する。その前にまず、図１に示されるスイ
ッチ手段６が全く動作しない場合の入力電圧と入力電流
の関係について説明する。スイッチ手段６が全く動作し
ない場合には、平滑コンデンサ４によって平滑された直
流電圧と交流電源１によって印加される交流の入力電圧
とを比較した場合に、入力電圧のほうが直流電圧よりも
高い時だけ、電流が交流電源１から流れるため、図２に
示されるような入力電流が流れるが、この電流には多量
の高調波成分が含んでおり、またこの電流は入力電圧と
の位相差が大きいために力率も悪い状況になる。

【００１７】そこで、図１に示すようなスイッチ手段６
を用い、電源半周期のうち、入力電流の流れない期間中
に数回だけ動作させると、スイッチ手段６の動作中は、
交流電源１から全波整流器２、直流リアクトル３を通
り、スイッチ手段６を経て、全波整流器２を通って、交
流電源１に流れるような電流の経路ができる。スイッチ
手段６がオン動作して閉じたた後であれば、その後にス
イッチ手段６を開いたとしても、入力電流が途絶えるこ
とはない。これは、直流リアクトル３の性質によるもの
で、リアクトルは電流を流し続けようとする性質がある
ため、リアクトルに貯えられたエネルギーが平滑コンデ
ンサ４に充電されることで、入力電流が流れる。従っ
て、直流リアクトル３に貯えられたエネルギーが消費さ
れるまで入力電流は流れ続ける。

【００１８】図３は、図２におけるゼロクロス点の直後
から入力電流が流れる期間の間に２回だけ、スイッチ手
段６を動作させた時の入力電流と入力電圧の関係を示し
た波形図である。なお、Ｔｓｗ１はスイッチ手段６を閉
じるまでの第１の遅延時間、Ｔｏｎ１はスイッチ手段６
を閉じている第１の閉路時間、Ｔｓｗ２はスイッチ手段
６を閉じるまでの第２の遅延時間、Ｔｏｎ２はスイッチ
手段６を閉じている第２の閉路時間である。ゼロクロス
点通過後、スイッチ手段６を閉じると、前述の通り電流
経路ができ、電流が流れる。スイッチ手段６を開いて
も、直流リアクトル３にはエネルギーが蓄積させてお
り、直流リアクトル３のエネルギー分だけ、電流を流そ
うと直流リアクトル３が働き、電流がゼロになる前にス
イッチ手段６について２回目のスイッチ動作を行う。そ
して、スイッチ手段６が２回目にオフしたあと、直流電
圧より入力電圧のほうが高くなって電流が流れ、図３の
ような入力電流波形になる。このようにして、入力電流
が流れない期間に、スイッチ手段６を動作させて電流を
流すことで、電圧と電流の位相差が小さくなり、力率が
改善される。また、スイッチ手段６の動作タイミングを
制御してやることで、入力電流がピーク付近だけでな
く、ゼロクロス付近にも流れるため、高調波が低減され
ることとなる。

【００１９】次に、図１の本発明の実施形態１の直流電
源装置の動作について説明する。交流電源１から電力が
供給されると回路が動作し、負荷７が動作する。ここ
で、負荷７はモータを駆動することで動力を得て仕事を
するものであって、モータを駆動するための駆動部分も
負荷の一部である。また、モータは直流モータでも交流
モータでもよいが、交流モータにて動力を得る負荷の場
合は、直流−交流変換装置も負荷の一部である。例え
ば、空気調和機に使用されている圧縮機は、圧縮機用モ
ータだけでなく圧縮機全体および圧縮機用モータを駆動
させる駆動部分についても負荷である。

【００２０】このような負荷７が動作しているとき、負
荷量検出手段１０にて負荷量を検出する。そして、検出
した負荷量を選択手段１１へ伝える。ここで負荷量検出
手段１０が検出する負荷量とは、モータの回転数であっ
たり、モータの発生トルクであったりすることになる
が、負荷が空気調和機に使用されている圧縮機である場
合には、負荷量検出手段１０はモータの回転数が検出で
きないため、例えば、モータからの誘起電圧や冷媒の流
量等といったものが負荷量となる。次に、選択手段１１
において、スイッチ手段６のスイッチを適切に開閉させ
るため、負荷量検出手段１０で検出された負荷量に応じ
たスイッチ手段６の開閉時間を記憶手段９から選択し、
制御手段８に伝える。ここで、記憶手段９は、予め負荷
量に応じた開閉時間が格納されており、スイッチ手段６
を負荷に応じた適切な開閉時間にてスイッチ動作させる
ものである。

【００２１】制御手段８は、選択手段１１から伝えられ
た開閉時間にてスイッチ手段６が開閉動作するように制
御するものである。ここで、スイッチ手段６のスイッチ
ングタイミングの基準は交流電源１から入力された電源
同期信号を制御手段８に内蔵された電源同期信号生成手
段で生成された信号に基づく。即ち、制御手段８は入力
された交流電源１の電圧がゼロボルト中点を横切るゼロ
クロス点が基準であり、基準点からスイッチ手段６を開
閉させる時間をカウントすることによってスイッチ手段
６を開閉動作させるよう制御する。

【００２２】このように電源と同期させる必要があるわ
けであるが、本発明での制御において、電源同期の誤差
は高調波の抑制効果に影響を及ぼす。その理由は、この
発明での制御は、真のゼロクロス点からのスイッチング
タイミングで制御する構成となっているが、検出された
ゼロクロス点が真のゼロクロス点よりも遅れたものにな
ると、スイッチングのタイミングが基本波のピークに近
ずくことになる。本発明では基本波のピークよりも先に
電流を流してやることで、３次成分を抑制するようにし
ているので、真のゼロクロス点よりも遅れると、３次成
分が制御によって抑制している量よりも多くなってしま
うからである。逆に、真のゼロクロス点より早くスイッ
チングのタイミングの計測が始まると、低減した３次成
分が３次以降の高次に分散して、逆に高次成分が増加し
てしまうため、できる限り電源同期の誤差を少なくする
必要があるからである。ただし、空気調和機でいえば、
現行製品が使用している電源同期信号生成手段における
誤差であれば問題のないレベルであるので、空気調和機
に適用する場合、現状の電源同期信号生成手段の電源同
期のレベルで、スイッチ手段６を動作させても問題とは
ならない。

【００２３】ここで、例えば、交流電源１が周波数５０
Ｈｚであった場合、ゼロクロス点は、１周期に２回存在
する。言い換えると、ゼロクロス点は交流電源１の半周
期に１回存在し、電源の周期は２０ｍｓであるので、１
０ｍｓ毎に一回、ゼロクロス点が存在することになる。
さらに、制御手段８が例えば、電源半周期に２回だけス
イッチ手段６をスイッチングをさせるとすると、図３に
示すような入力電流が流れ、力率が改善され、高調波が
低減される。上記のような制御は、１０ｍｓに数回程
度、スイッチ手段６を動作させるだけであるので、スイ
ッチ手段６を制御することによって生ずる制御系の処理
負荷はほとんど存在しない。そのため、制御が簡単とな
り、制御を実行することによって生ずるコストアップ分
がほとんどない。

【００２４】図３では、電源半周期に２回だけ、スイッ
チ手段６を開閉させたが、２回でなくともよく、２回か
ら数回程度の開閉であれば、同じ効果があることはいう
までもない。逆に、電源半周期に１回のみのスイッチン
グでは、高調波を抑制するためには、直流リアクトル３
でのインダクタンス値が大きくなり、外形が大きくな
る。これは、入力電流をスイッチ手段６の動作によって
流した後、入力電流がゼロになると、力率が悪化するだ
けでなく、かえって高次成分の高調波量が通常よりも多
くなるためである。また、１回のみのスイッチ回数で
は、入力電流がゼロにならないようにするため、直流リ
アクトル３に大きなエネルギーを貯える必要があるから
である。逆に、スイッチ手段６を閉じている時間を長く
すると、急峻な電流が大きくなりすぎ、スイッチ手段６
が破損する恐れがあり、高調波も抑制できなくなる。ま
た、インダクタンス値が大きくなると直流リアクトル３
での発熱が大きくなる。このため、スイッチ手段６は１
回のみのスイッチングよりも複数回のスイッチングが望
ましい。

【００２５】次に、リアクトル値の設定と開閉時間の設
定方法について以下に述べる。図４はリアクトル値の設
定方法についてを説明するフローチャートである。ステ
ップ１にて、負荷７の負荷量を設定する。ここで、負荷
７として負荷量が変化する負荷、例えば、空気調和機の
圧縮機ような負荷を用いた場合、電源高調波の規制は、
最大定格運転にて測定すると規定されているので、最大
定格時の負荷量を設定することになる。ステップ２にお
いて、直流リアクトル７のインダクタンス値を設定す
る。ステップ３にて、スイッチ手段６における数回のス
イッチ動作の開閉時間の組み合わせを設定する。ステッ
プ３までの設定データを用いた回路での入力電流波形を
算出するのがステップ４での入力電流算出である。

【００２６】ステップ４にて算出された入力電流波形を
高速フーリエ展開（ＦＦＴ）し、高調波成分を算出する
ＦＦＴ解析計算がステップ５である。ステップ５にて次
数毎に算出された入力電流の高調波量と規制値とを比較
するのがステップ６で、ステップ７では、比較した結果
が規制値以下になっていないとき、ステップ２、３での
設定データを変更する。規制値を満足していれば、ステ
ップ２、３での設定データおよびＦＦＴした入力電流の
解析データをステップ８にて出力する。図４では、ステ
ップ８にて終了しているが、さらに、高調波を抑制して
いる設定を求めるため、ステップ８以後にステップ２に
戻るようなループを作るか、もしくは、ステップ３に戻
り、一定間隔毎の開閉時間の組み合わせのデータを作
り、他の設定データにて入力電流計算およびＦＦＴ解析
計算などのステップを実施し、他に高調波を抑制する設
定データを求めるようにしても問題はない。

【００２７】図４のような方法にて設定した直流リアク
トル３のリアクトル値とスイッチ手段６の開閉時間に
て、図１のような構成の空気調和機での高調波の発生量
をシミュレーションした結果を図５に示す。図５は、解
析結果と高調波規制値とを比較したグラフであり、棒グ
ラフが高調波の発生量の解析結果、折れ線グラフが高調
波規制値である。図５に示すシミュレーションは、出力
電力が３３００Ｗ時の空気調和機をモデルとしたもの
で、解析の設定値は、直流リアクトル３のリアクトル値
は３ｍＨ、スイッチ手段６を閉じるまでの第１の遅延時
間Ｔｓｗ１は１．９ｍｓ、スイッチ手段６を閉じている
第１の閉路時間Ｔｏｎ１は０．３ｍｓ、スイッチ手段６
を閉じるまでの第２の遅延時間Ｔｓｗ２は０．３ｍｓ、
スイッチ手段６を閉じている第２の閉路時間Ｔｏｎ２は
０．１ｍｓである。

【００２８】図５のシミュレーションは出力電力が３３
００Ｗ時であったが、２２００Ｗ時でのシミュレーショ
ンの結果を示したものが図６である。図６と図５での設
定値の違いは、開閉時間のみでリアクトル値は同一の３
ｍＨである。スイッチ手段６の開閉時間については、Ｔ
ｓｗ１＝２．４ｍｓ、Ｔｏｎ１＝０．１ｍｓ、Ｔｓｗ２
＝０．２ｍｓ、Ｔｏｎ２＝０．２ｍｓである。図６よ
り、スイッチ手段６を動作させる開閉時間を変更するこ
とによって、負荷量が変動する空気調和機のような負荷
にも対応できる。また、今回、電源半周期に２回だけス
イッチ手段６を動作させたが、スイッチ手段６を動作さ
せる回数が増加すれば、同等の高調波抑制効果を出すの
に必要なリアクトル値は減少する。ただし、増加させる
スイッチング回数は、数回程度であり、回数を増やしす
ぎると、前述の昇圧の問題がでてくるだけでなく、制御
系の処理負荷増加によるコストアップにもつながる。

【００２９】また、スイッチ手段６を動作させる回数が
１回で、３３００Ｗ出力の空気調和機のモデルをシミュ
レーションした時、直流リアクトル３のリアクトル値は
４ｍＨ、スイッチ手段６の開閉時間については、Ｔｓｗ
１＝２．３ｍｓ、Ｔｏｎ１＝０．３５ｍｓにて高調波規
制値を満足する高調波の発生量に抑制できるが、スイッ
チ回数が１回の場合、２回のスイッチ回数よりも直流リ
アクトル３のリアクトル値が大きくなる。スイッチ回数
１回の場合のシミュレーションの結果と規制値との比較
を図７に示す。リアクトル値が大きくなると直流リアク
トル３での発熱が多くなり、直流リアクトル３自体の外
形も大きくなるといった問題があり、１回のスイッチ回
数よりも２回、３回というように、昇圧領域に達しない
数回でのスイッチ回数のほうがよいことは明らかであ
る。ここにいう昇圧領域とは直流母線電圧が上昇してし
まうような電流量を流すスイッチングのオン時間をい
う。

【００３０】さらに１回のスイッチ回数では、負荷７の
負荷量が変化すると、スイッチ手段６の開閉時間のみの
対応だけでは高調波の規制値を満足することができなく
なるため、空気調和機のような負荷量が変化するものに
は、複数回のスイッチ回数が必要である。このように、
負荷７の負荷量に応じて、スイッチ手段６の開閉時間を
きめ細やかに変化させられるため、高力率を常に維持し
ながらも、入力電流の高調波を低減させることが可能に
なる。また、スイッチ手段６の開閉は電源半周期に数回
であることから、低周波スイッチングを実現し、スイッ
チング損失を低減し高効率となり、さらにノイズ対策の
面で低コスト化を実現可能とする。また、高周波スイッ
チングでは、必要であったフィードバックが低周波スイ
ッチングであることから不必要となり、制御が簡易にな
るので、さらなる低コスト化が実現可能となる。

【００３１】逆に、電源半周期に１回のみのスイッチン
グでは、高調波を抑制するためには、リアクトルでのイ
ンダクタンス値が大きくなり、また、インダクタンス値
が大きくなるとリアクトルでの発熱が大きくなるので、
電源半周期に数回スイッチングを行うことにより、電源
半周期に１回だけのスイッチングよりリアクトルのイン
ダクタンス値を小さくし、かつ、発熱を低下させること
が可能になる。さらに、インダクタンス値が小さくなる
と、リアクトルの外形も小さくなるので、リアクトルの
小型化が可能となる。

【００３２】実施の形態２． 図８は本発明の実施の形態２の直流電源装置を示すブロ
ック図である。図において、本発明の実施の形態１と同
様の構成は同一符号を付して重複した構成の説明を省略
する。１２は平滑コンデンサ４に並列接続されたインバ
ータ、１３はインバータ１２を制御するインバータ制御
部、１４はインバータ制御部１３から運転モード指令お
よびインバータ周波数の情報を受けインバータ１２にか
かる負荷量を推定する負荷量推定手段である。インバー
タ１２はモータを駆動するための駆動部分であり、イン
バータ１２にはモータが接続されている。このモータ
は、例えば空気調和機に使用されている圧縮機用のモー
タである。

【００３３】図８に示す本発明の実施の形態２の直流電
源装置の動作について説明する。インバータ１２を使用
した空気調和機において、運転状態によって必要とする
回転数および回転力を設定している。また、インバータ
１２はインバータ周波数によって運転回転数は決定され
るので、運転状態と運転回転数によって、運転に必要で
ある回転力の設定値がわかる。ここで、モータ出力Ｐ
は、回転数ｎと回転力Ｔの積によって決定され、Ｐ＝ｋ
×ｎ×Ｔで表され、ｋは係数である。インバータ１２に
接続されたモータのモータ出力Ｐは負荷量に応じて出力
するようにインバータ制御部１３にて制御されているの
で、モータ出力Ｐは、負荷量とみなすことができる。そ
のため、運転状態およびインバータ周波数がわかれば、
負荷量を計算にて推定することが可能である。そこで、
インバータ制御部１３にて運転モードおよびインバータ
周波数を負荷量推定手段１４に伝え、負荷量推定手段１
４にて算出することによって負荷量の推定が可能とな
る。

【００３４】負荷量推定手段１４にて、推定された負荷
量に応じてスイッチ手段６を開閉させることによって、
発明の実施の形態１で示した発明と同じ効果を負荷量検
出手段を設けずに、インバータ搭載の空気調和機を動作
させることが可能となる。このことは、インバータ搭載
の空気調和機において、既存の制御部で負荷量検出を行
わずに負荷量の検出を実施できるので、発明の実施の形
態１で示した発明よりも低コスト化が可能である。

【００３５】実施の形態３． 図９は本発明の実施の形態３の直流電源装置を示すブロ
ック図である。図において、本発明の実施の形態１と同
様の構成は同一符号を付して重複した構成の説明を省略
する。１５は負荷７に流れる出力電流を検出するための
出力電流検出手段、１６は出力電流検出手段１５が検出
した出力電流から負荷７の負荷量を演算する負荷量演算
手段である。

【００３６】図９に示す本発明の実施の形態３の直流電
源装置の動作について説明する。負荷７から流れる出力
電流は、負荷７の負荷量に比例して流れる。これは、流
れる電流に応じた回転力Ｔがモータに発生するからであ
る。そこで、出力電流を検出し、その検出された電流値
から負荷量を算出する。即ち、負荷量は、出力電流×直
流母線電圧×力率で近似され、直流母線電圧および運転
時の力率はほぼ一定となることから、出力電流を検出す
ることによって負荷量を求めることができる。したがっ
て、出力電流検出手段１５が負荷７に流れる出力電流を
検出し、負荷量演算手段１６が出力電流検出手段１５が
検出した出力電流から演算した負荷７の負荷量を選択手
段１１に出力する。そうすれば、本発明の実施の形態１
と同様に選択手段１１は負荷量に応じた開閉時間を記憶
手段９から選択し、制御手段８に伝え、制御手段８はス
イッチ手段６を負荷７に応じた適切な開閉時間にてスイ
ッチ動作させる。

【００３７】図９に示す本発明の実施の形態３は、実施
の形態１の負荷量検出手段１０の代わりに出力電流検出
手段１５と負荷量演算手段１６を設けた構成をとること
により、既存の出力電流検出手段を用い、簡単な演算を
行う負荷量演算手段を用いるだけで負荷量を検出できる
ことから、発明の実施の形態１で示したものより低コス
ト化が可能である。さらに、出力電流超過による回路素
子等も保護することが可能となる。

【００３８】実施の形態４． 図１０は本発明の実施の形態４の直流電源装置を示すブ
ロック図である。図において、本発明の実施の形態１と
同様の構成は同一符号を付して重複した構成の説明を省
略する。１７は負荷７に流れる出力電圧を検出するため
の出力電圧検出手段、１８は出力電圧検出手段１７が検
出した出力電圧から負荷７の負荷量を演算する負荷量演
算手段である。

【００３９】図１０に示す本発明の実施の形態４の直流
電源装置の動作について説明する。この実施の形態４も
実施の形態１と同様に、スイッチ手段６を電源半周期に
数回だけ動作させるわけであるが、この動作は昇圧領域
で動作しないように、スイッチ手段６のスイッチのタイ
ミングを設定するので、直流リアクトル３に存在する抵
抗分によって直流母線電圧は電圧降下をおこす。この場
合においては、負荷７の負荷量が増えれば増えるほど大
きな電圧降下につながるものであり、逆にいえば、負荷
７の負荷量がないときには電圧降下は生じないというこ
とになる。

【００４０】したがって、負荷７の負荷量がない時の直
流母線電圧を基準とすると、前記の基準電圧からの電圧
降下分から負荷量を推定することができる。例えば、基
準電圧が２８２Ｖであり、負荷量が最大定格の８０％で
あったとすると、出力電圧は、約２０Ｖほど電圧降下を
おこすので、出力電圧検出手段１７で検出される電圧値
は２６２Ｖであると考えられる。言い換えると、出力電
圧手段１６での検出電圧値が２６２Ｖであったとき、負
荷量は、最大定格の８０％程度であると推定することが
できるということである。したがって、出力電圧検出手
段１７が負荷７に印加される出力電圧を検出し、負荷量
演算手段１８が出力電圧検出手段１７が検出した出力電
圧から演算した負荷７の負荷量を選択手段１１に出力す
る。そうすれば、本発明の実施の形態１と同様に選択手
段１１は負荷量に応じた開閉時間を記憶手段９から選択
し、制御手段８に伝え、制御手段８はスイッチ手段６を
負荷７に応じた適切な開閉時間にてスイッチ動作させ
る。

【００４１】図１０に示す本発明の実施の形態４は、実
施の形態１の負荷量検出手段１０の代わりに出力電圧検
出手段１６と負荷量演算手段１７を設けた構成をとるこ
とにより、既存の出力電圧検出手段を用い、簡単な演算
を行う負荷量演算手段を用いるだけで負荷量を検出でき
ることから、発明の実施の形態１で示したものより低コ
スト化が可能である。さらに、既存の過電圧検出手段
は、出力電圧超過のみの対応であったが、出力電圧検出
手段１６と負荷量演算手段１７によって、低電圧による
過電流、動作不良等も保護することが可能となる。

【００４２】実施の形態５． 図１１は本発明の実施の形態５の直流電源装置を示すブ
ロック図である。図において、本発明の実施の形態１と
同様の構成は同一符号を付して重複した構成の説明を省
略する。１９はスイッチ手段６の温度上昇を検出するた
めの温度上昇検出手段、２０は温度上昇検出手段１９が
検出した温度上昇値から負荷７の負荷量を演算する負荷
量演算手段である。

【００４３】図１０に示す本発明の実施の形態５の直流
電源装置の動作について説明する。まず、スイッチ手段
６が動作を開始する前に、温度上昇検出手段１９にて周
囲温度を検出する。その後、スイッチ手段６が動作を開
始したならば、スイッチ手段６の温度上昇を検出してい
く。スイッチ手段６の温度が上昇するのは、スイッチ手
段６でのスイッチング損失からである。スイッチング損
失をＰc 、スイッチング素子に流れる電流をＩ、スイッ
チング素子のオン抵抗をＲonとすると、スイッチング損
失Ｐc は、Ｐc ＝Ｉ² ×Ｒonと表すことができる。ま
た、スイッチング素子のケース温度Ｔc と周囲温度Ｔn
を用いると、温度上昇値Ｔαは、Ｔα＝Ｔc −Ｔn で近
似することができる。ここで、温度上昇値Ｔαとスイッ
チング損失Ｐc との関係であるが、スイッチング損失Ｐ
c は、Ｐc ＝ｋ×Ｔα （ｋは係数）で近似することが
できる。

【００４４】従って、Ｐc ＝ｋ×Ｔα＝ｋ×（Ｔc −Ｔ
n ）＝Ｉ² ×Ｒonとなるので、Ｔc 、Ｔn 、Ｒon、ｋが
わかれば、Ｉを求めることができる。ここで、Ｒon、ｋ
は使用するスイッチング素子によって決まる値ですの
で、ＩはＴc 、Ｔn を検出して求められる温度上昇値Ｔ
αから求めることが可能になる。なお、周囲温度Ｔn は
スイッチングを開始する前の充分冷えきったスイッチン
グ素子の温度ほぼ同一である。Ｉはスイッチ手段がオン
したときの電流値であるが、負荷量によって変化する値
であり、スイッチ手段に流れる電流値が分かれば、上述
したようにその電流値から負荷量を推定することができ
る。このことから、スイッチ手段６での温度上昇値から
スイッチ手段６に流れる電流値が求められ、その電流値
から負荷量を推定し、制御手段８にてスイッチ手段６を
動作させるよう制御する。

【００４５】したがって、温度上昇検出手段１９がスイ
ッチ手段６の温度上昇を検出し、負荷量演算手段２０が
温度上昇検出手段１９が検出した温度上昇値から、まず
電流値を演算し、つぎにその電流値から負荷７の負荷量
を演算し、演算した負荷７の負荷量を選択手段１１に出
力する。そうすれば、本発明の実施の形態１と同様に選
択手段１１は負荷量に応じた開閉時間を記憶手段９から
選択し、制御手段８に伝え、制御手段８はスイッチ手段
６を負荷７に応じた適切な開閉時間にてスイッチ動作さ
せる。

【００４６】図１１に示す本発明の実施の形態５は、実
施の形態１の負荷量検出手段１０の代わりに温度上昇検
出手段１９と負荷量演算手段２０を設けた構成をとるこ
とにより、発明の実施の形態１に述べたのと同様な動作
をさせることが可能となる。また、温度上昇検出手段１
９を設けることによって、スイッチ手段６の温度保護も
可能となり、スイッチ手段６に用いるスイッチ素子の劣
化、破損の防止も可能となる。

【００４７】実施の形態６． 図１２は本発明の実施の形態６の直流電源装置を示すブ
ロック図である。図において、本発明の実施の形態１と
同様の構成は同一符号を付して重複した構成の説明を省
略する。２１は電源半周期にスイッチ手段６を開閉する
回数が設定されており、１回目以降の残りの回数分につ
いて負荷量検出手段１０にて検出した負荷量と記憶手段
９にて格納されているスイッチ手段６の開閉時間から格
納されていないスイッチ手段６での開閉時間を算出する
算出手段である。

【００４８】図１０に示す本発明の実施の形態５の直流
電源装置の動作について説明する。記憶手段９には、交
流電源１のゼロクロス点からスイッチ手段６を閉じるま
での遅延時間Ｔｓｗ１とスイッチ手段６を閉じている閉
路時間Ｔｏｎ１のデータが負荷量に応じて格納されてい
る。負荷量検出手段１０にて負荷量を検出し、選択手段
１１では検出した負荷量に応じて適切に記憶手段９から
Ｔｓｗ１とＴｏｎ１を選択し、その選択したＴｓｗ１と
Ｔｏｎ１を制御手段８と算出手段２１に伝える。電源半
周期における１回目のスイッチ手段６の開閉について
は、制御手段８は選択手段１１が選択したＴｓｗ１とＴ
ｏｎ１によってスイッチ手段６の開閉を行わせる。そし
て、電源半周期における１回目以降のスイッチ手段６の
開閉については、算出手段２１が算出した開閉時間を選
択手段１１を介して制御手段８に出力し、制御手段８は
その算出した開閉時間でスイッチ手段６を開閉させる。

【００４９】ここで、算出手段２１での残りの開閉時間
の算出方法について説明する。例えば、国内向けの空気
調和機の直流電源の制御装置の場合では、以下のように
算出する。負荷量をαｋＷ、リアクトルのインダクタン
ス値をＬ［ｍＨ］、スイッチ手段６を閉じるまでの２回
目の遅延時間をＴｓｗ２、スイッチ手段６を２回目に閉
じている時間をＴｏｎ２とすると、Ｔｓｗ２＝（Ｌ−Ｔ
ｓｗ１）／α、Ｔｏｎ２＝Ｔｏｎ１／αの２式で表さ
れ、２回目のスイッチ手段６の開閉時間は上記のような
算出方法によって求められる。また、３回以上の開閉を
行う場合には、Ｔｓｗ３＝Ｔｓｗ２／α、Ｔｏｎ３＝Ｔ
ｏｎ２／αの２式により求める。なお、上記２つの式は
実験やシミュレーションなどの経験から作成されたもの
である。

【００５０】このように２回目以降の開閉時間の算出は
前回のものを元に順次求めることが可能であるので、ス
イッチ手段６での開閉の回数が増えても算出手段２１を
用いることで、記憶手段９の記憶の容量を増やさずに、
電源半周期に数回の開閉が可能となる。なお、算出手段
２１は２回目以降の次々と求めた開閉時間をそれ自身が
記憶しているものとする。さらに、記憶手段９における
スイッチ手段６の動作回数に応じて必要であった記憶量
が、１回分の記憶量で済むため、開閉の回数が多くなれ
ばなるほど、全体の記憶量の減少度が大きくなり、記憶
用の素子の小型化が可能となる。また、全体の記憶量が
減少するため、同じ記憶量の素子を使用した場合、負荷
量に応じた開閉時間を多く記憶することが可能となり、
きめ細やかに高力率・高調波抑制制御が可能となる。

【００５１】実施の形態７． 図１３は本発明の実施の形態７の直流電源装置を示すブ
ロック図である。図において、本発明の実施の形態１と
同様の構成は同一符号を付して重複した構成の説明を省
略する。２２は平滑コンデンサ４に並列接続された電力
供給手段、２３は電力供給手段２２を制御する電力供給
制御部で、異常時に異常を検出して発生させた停止信号
に基づき制御部自体を停止させる停止機能部２３ａを有
する。また、この実施の形態の制御手段８は異常時に異
常を検出して発生させた停止信号に基づき制御部自体を
停止させる停止機能部８ａを有する。そして、制御手段
８の停止機能部８ａと電力供給制御部２３の停止機能部
２３ａは信号線２４で接続されており、電力供給制御部
２３はその停止機能部２３ａが制御手段８の停止機能部
８ａからの停止信号を受けて停止し、制御手段８はその
停止機能部８ａが電力供給制御部２３の停止機能部２３
ａからの停止信号を受けて停止するよう連動する構成と
なっている。電力供給手段２２と電力供給制御部２３と
で電力供給装置が構成され、電力供給装置としては、例
えばインバータ等がある。

【００５２】図１３に示す本発明の実施の形態７の直流
電源装置の動作について説明する。図１３において、電
力供給手段２２が停止中にスイッチ手段６が動作してい
ると、スイッチ手段６には急峻なパルス状の電流が流
れ、直流リアクトル３にはエネルギーが貯えられる。し
かしながら、電力供給手段２２は停止しているため、平
滑コンデンサ４のエネルギーが電力供給手段２２へ伝達
されない。そのため、平滑コンデンサ４は放電できず
に、エネルギーを蓄積したままとなり、平滑コンデンサ
４は放電状態へ移行しない。直流リアクトル３のエネル
ギーの受け皿の平滑コンデンサ４はエネルギーを蓄積し
ているため、直流リアクトル３に貯えられたエネルギー
は、直流リアクトル３から放出されず、蓄積されるだけ
である。そのため、直流リアクトル３での電圧分が直流
母線電圧に加わり、直流母線電圧が上昇する。直流母線
電圧の昇圧は平滑コンデンサ４の劣化を引き起こし、ス
イッチ手段６への急峻なパルス状の電流の流入は、スイ
ッチ手段６の故障・破損等につながる。

【００５３】また、電力供給手段２２が動作している際
に、スイッチ手段６が動作していないと、力率が低下し
た状態での運転動作となる。出力電力＝力率×出力電圧
×出力電流で近似されるため、力率が低下した状態での
運転では、同一電力を出力しようとした場合に、出力電
流は増加する。これは直流母線電圧は平滑コンデンサ４
の容量で決まり、ほぼ一定になるからである。そのた
め、電力供給手段２２には想定していた電流値よりも大
きな電流が流れることになる。力率の低下により引き起
こされる出力電流の増加は、電力供給手段２２だけでな
く、電流径路にある全波整流回路２や直流リアクトル
３、逆流阻止用ダイオード５、平滑コンデンサ４等の故
障の原因となる。従って、スイッチ手段６等からなる直
流電源制御装置と電力供給手段２２及び電力供給制御部
２３からなる電力供給装置において、片方だけ動作する
ことは、故障の原因となる。この発明の実施の形態７は
このような課題を解決するためになされたものである。

【００５４】例えば、電力供給装置において、電力供給
制御部２３の停止機能部２３ａが異常を検出して停止信
号に基づき制御部自体を停止した場合には、直流電源制
御装置の制御手段８はその停止機能部８ａが電力供給制
御部２３の停止機能部２３ａからの停止信号を受けて制
御手段自体を停止させる。また、直流電源制御装置の制
御手段８の停止機能部８ａが異常を検出して停止信号に
基づき制御手段自体を停止した場合には、電力供給装置
の電力供給制御部２３の停止機能部２３ａが制御手段８
の停止機能部８ａからの停止信号を受けて制御部自体を
停止させる。

【００５５】このように、電力供給装置と直流電源制御
装置は独立した動作をしながら、電力供給装置の停止時
には必ず直流電源制御装置を停止させ、また直流電源制
御装置の停止時には必ず電力供給装置を停止させること
で、回路を構成している部品の故障を防止する。また、
電力供給装置と直流電源制御装置とは片方のみの動作が
なくなることで、信頼性の高い直流電源装置を提供する
ことができる。さらに、上記実施形態では平滑コンデン
サ４に電力供給手段２２が並列接続され、その電力供給
手段２２を電力供給制御部２３が制御する直流電源装置
について適用される形態であるが、図８に示す実施の形
態２の直流電源装置についても、インバータ制御部１３
が異常時に異常を検出して発生させた停止信号に基づき
制御部自体を停止させる停止機能部を有し、制御手段８
が異常時に異常を検出して発生させた停止信号に基づき
制御手段自体を停止させる停止機能部を有し、インバー
タ制御部１３の停止機能部と制御手段８の停止機能部と
が信号線で接続されることによって本発明の実施の形態
７と同様の作用効果を有することはいうまでもない。

【００５６】実施の形態８． 図１４は本発明の実施の形態８の直流電源装置を示すブ
ロック図である。図において、本発明の実施の形態７と
同様の構成は同一符号を付して重複した構成の説明を省
略する。２５は平滑コンデンサ４およびスイッチ手段６
から直流の母線へ流れる電流を検出して、電流がある設
定した設定値を超えたときは、電力供給制御部２０に対
し電力供給手段の動作を停止するように指令を出し、検
出した電流がピーク値に近く設定したある設定値を超え
たとき、制御手段８に対しスイッチ手段６を停止するよ
うに指令を出す過電流検出手段である。

【００５７】図１４に示す本発明の実施の形態８の直流
電源装置の動作について説明する。図１４において、不
具合により、母線上に正常な電流よりもかなり大きな電
流が流れた場合、製品を保護する意味において、直流電
源制御装置のスイッチ手段６および電力供給装置の電力
供給手段１９は運転を停止させる必要がある。スイッチ
手段６および電力供給手段２２のいずれにも過電流検出
手段を設けるか、もしくはいずれかに過電流検出手段を
設け、過電流検出手段を設けたほうから動作を停止する
ような指令を、過電流検出手段を設けていない方にする
ような構成にする必要がある。前者では、過電流検出手
段は２ヶ必要であり、後者では、どちらが過電流発生の
原因かが判明しない。

【００５８】この発明の実施の形態８では、スイッチ手
段６および電力供給手段１９の過電流からの保護を一つ
の過電流検出手段にて実現し、かつ過電流発生源の特定
を実施しようとするものである。図１４において、スイ
ッチ手段６の不具合から過電流が流れると、過電流検出
手段２４には、急峻な電流がスイッチ手段６から全波整
流回路２の負極側へ流れることになる。また、逆に、電
力供給手段２２から電力を供給されている負荷７が過負
荷状態になると、負荷７は通常状態で流れる電流値より
大きな電流を消費するため、回路全体に流れる電流値は
増加する。さらに、電力供給手段２２が、短絡故障をお
こしたときも、ピーク電流が流れることになるが、流れ
る方向は直流電源制御装置のスイッチ手段６の不都合に
起因するピーク電流とは逆向きで、電力供給手段２２か
ら全波整流回路２の負極側を経て平滑コンデンサ４を通
り全波整流回路２の正極側へ流れ、ダイオード５により
逆流が阻止されるので、電力供給手段１９へ回生するよ
うに流れる。

【００５９】このように、母線電流の流れかたから、ス
イッチ手段６もしくは電力供給手段２２の不具合から流
れる過電流があることが検出でき、過電流の原因となっ
た装置の特定が可能である。また、過負荷による過電流
についても認識できるので、直流電源および電力供給装
置の故障を防止するとともに、直流電源制御装置及び電
力供給装置の故障でないことを特定することが可能とな
る。

【００６０】ここで、過電流を検出したあとの制御手段
８及び電力供給制御部２０の動作について説明する。ま
ず、ピーク値に近い急峻な電流が流れた場合、過電流検
出手段２５はその急峻な電流が第２の設定基準値より大
きいときに制御手段８に対しスイッチ手段６を停止する
ように制御手段８に制御手段停止信号を出し、その制御
手段停止信号を受けた制御手段８はスイッチ手段６を停
止する。これは、直流電源制御装置が故障していると、
直流電源以降の部品全てが破損する恐れがあるためであ
る。そして、急峻な過電流が流れた方向が、全波整流器
２の負極側から平滑コンデンサ４の負極側であれば電力
供給装置の故障であり、平滑コンデンサ４の負極側から
全波整流回路２の負極側へ流れていたならば直流電源制
御装置の故障であったことが判明する。そして、故障で
ある状態にて動作させることは好ましくないので、制御
手段８は所定時間経過後に電力供給手段２２を停止する
ように電力供給制御部２３に停止指令信号を出し、その
停止指令信号を受けた電力供給制御部２３は電力供給手
段２２を停止させ、電力供給装置の動作が停止し、他の
部品の故障を防ぐものである。

【００６１】また、過電流検出手段２２が急峻な電流で
なく、過電流の原因が過負荷にあって電流がある程度上
昇して働いた場合、過電流検出手段２５はその上昇した
電流が第１の設定基準値より大きいときに電力供給制御
部２３に対し電力供給手段２２を停止するように制御部
停止信号を出し、その制御部停止信号を受けた電力供給
制御部２３は電力供給手段２２を停止する。この電力供
給手段２２の動作を停止することにより、電極供給手段
２２から電力を供給されている負荷の破損を防ぐととも
に、電力供給装置の破損をも防ぐ。そして、電力供給制
御部２３は所定時間経過後にスイッチ手段６を停止する
よう制御手段８に停止指令信号を出し、その停止指令信
号を受けた制御手段８はスイッチ手段６を停止させ、他
の部品の故障を防ぐものである。このように、直流電源
制御装置と電力供給装置の両方停止させ、一定時間経過
後、再び動作を開始して過電流が発生しなければ、一時
的な過負荷状態である、もしくは、入力の変動による一
時的な過電流であるので、動作を再開させても全く問題
はない。

【００６２】さらに、片方のみの運転では前述の実施の
形態でも述べたとおり、故障・劣化等の原因となる。そ
のため、急峻な過電流もしくは、過電流の上昇を検出し
た場合、直流電源装置と電力供給装置の動作を同時に停
止しても問題はない。なお、過電流検出後に、両方とも
一度に停止させてしまうと、どちらに原因があるのかわ
からず、また入力・出力変動による一時的な過電流での
停止なのか、故障による過電流での停止なのかの判別も
着かなくなる恐れがある。そこで、片側のみ停止させ、
過電流の発生原因の特定が済み次第、もう片方の装置も
停止し、過電流による劣化、故障等から防ぐものであ
る。

【００６３】過電流検出手段２５をピーク電流の方向を
検出することで、直流電源制御装置もしくは電力供給装
置のいずれかが過電流の発生源なのかを特定でき、ま
た、電流の上昇を検出することで、過負荷状態の負荷の
保護も可能にし、かつ、１つの過電流検出手段２４にて
２つの装置の保護および負荷の保護も可能となり、回路
構成の小型化、低コスト化に寄与するものである。な
お、上記実施形態では過電流検出手段２５は平滑コンデ
ンサ４およびスイッチ手段６から直流の母線へ流れる電
流を検出して、電流がある設定した第１の設定基準値を
超えたときは、電力供給制御部２３に対し電力供給手段
２２の動作を停止するように指令を出すようにしている
が、積分器或いは一定の時定数回路を内蔵させて検出し
た電流の平均値が第１の設定基準値を超えたときに、電
力供給制御部２３に対し電力供給手段２２の動作を停止
するように指令を出すようにしてもよい。この場合に
は、一過性の電流上昇による誤動作を防止することがで
きる。

【００６４】さらに、上記実施形態では平滑コンデンサ
４に電力供給手段２２が並列接続され、その電力供給手
段２２を電力供給制御部２３が制御する直流電源装置に
ついて適用される形態であるが、図８に示す実施の形態
２の直流電源装置についても、インバータ制御部１３が
異常時に異常を検出して発生させた停止信号に基づき制
御部自体を停止させる停止機能部を有し、制御手段８が
異常時に異常を検出して発生させた停止信号に基づき制
御手段自体を停止させる停止機能部を有し、インバータ
制御部１３の停止機能部と制御手段８の停止機能部とが
信号線で接続され、平滑コンデンサ４およびスイッチ手
段６から直流の母線へ流れる電流を検出して、電流があ
る設定した設定値を超えたときは、電力供給制御部２０
に対し電力供給手段の動作を停止するように指令を出
し、検出した電流がピーク値に近く設定したある設定値
を超えたとき、制御手段８に対しスイッチ手段６を停止
するように指令を出す過電流検出手段を有することによ
って本発明の実施の形態８と同様の作用効果を有するこ
とはいうまでもない。

【００６５】

【発明の効果】本発明によれば、入力電流の力率を改善
し、高調波を低減することができるという効果を有す
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の実施形態１の直流電源装置の構成を
示すブロック図である。

【図２】 同直流電源装置のスイッチ手段が動作してい
ない場合の動作入力電流波形図である。

【図３】 同直流電源装置のスイッチ手段が動作してい
る場合の動作入力電流波形図である。

【図４】 リアクトル値および開閉時間の設定方法を示
したフローチャートである。

【図５】 同直流電源装置の構成で動作シミュレーショ
ンしたときの高調波発生量と規制値との比較を示したグ
ラフである。

【図６】 同直流電源装置の構成で異なる出力の動作シ
ミュレーションしたときの高調波発生量と規制値との比
較を示したグラフである。

【図７】 同直流電源装置の構成でスイッチ手段を電源
半周期に１回動作させ、シミュレーションしたときの高
調波発生量と規制値との比較を示したグラフである。

【図８】 本発明の実施形態２の直流電源装置の構成を
示すブロック図である。

【図９】 本発明の実施形態３の直流電源装置の構成を
示すブロック図である。

【図１０】 本発明の実施形態４の直流電源装置の構成
を示すブロック図である。

【図１１】 本発明の実施形態５の直流電源装置の構成
を示すブロック図である。

【図１２】 本発明の実施形態６の直流電源装置の構成
を示すブロック図である。

【図１３】 本発明の実施形態７の直流電源装置の構成
を示すブロック図である。

【図１４】 本発明の実施形態８の直流電源装置の構成
を示すブロック図である。

【図１５】 従来の直流電源装置の構成を示すブロック
図である。

【符号の説明】 １ 交流電源、２ 全波整流器、３ 直流リアクトル、
５ 逆流阻止用ダイオード、６ スイッチ手段、７ 負
荷、８ 制御手段、９ 記憶手段、１０ 負荷量検出手
段、１１ 選択手段。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平８−19259（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−178563（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−247943（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 3/155 H02M 7/12

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源の電圧を整流する整流回路と、 前記整流回路からの出力電圧を平滑する平滑コンデンサ
   と、 前記平滑コンデンサより交流電源側に配置されたスイッ
   チ手段と、 前記スイッチ手段より電源側に配置されたリアクトル
   と、予め前記負荷量毎に入力電流の高調波量が規制値以下に
   なるようなスイッチ手段の開閉時間を、前記負荷量毎に
   対応させて記憶する記憶手段と、 前記平滑コンデンサに並列接続された負荷の負荷量を検
   出する負荷量検出手段と、前記負荷量検出手段によって検出された負荷量に対応し
   た前記スイッチ手段の開閉時間を前記記憶手段から選択
   する選択手段と、 前記交流電源の電源周期に同期して電源半周期に少なく
   とも２回、前記選択手段によって選択された前記開閉時
   間にて前記スイッチ手段を開閉制御する制御手段とを備
   えた直流電源装置を圧縮機の直流電源装置としたことを
   特徴とする空気調和機。
2. 【請求項２】 前記スイッチング手段が前記整流回路の
   出力側の直流母線電圧間をスイッチングする際に、前記
   平滑コンデンサからスイッチ手段への逆流を防止するダ
   イオードを備えたことを特徴とする請求項１記載の空気
   調和機。
3. 【請求項３】 交流電源の電圧を整流する整流回路と、 前記整流回路からの出力電圧を平滑する平滑コンデンサ
   と、 前記平滑コンデンサより交流電源側に配置されたスイッ
   チ手段と、 前記スイッチ手段より電源側に配置されたリアクトル
   と、 前記平滑コンデンサに並列接続されるインバータと、予め空気調和機の運転モードおよびインバータ周波数毎
   に入力電流の高調波量が規制値以下になるようなスイッ
   チ手段の開閉時間を、前記空気調和機の運転モードおよ
   びインバータ周波数毎に対応させて記憶する記憶手段
   と、 前記インバータを所望のインバータ周波数で駆動制御す
   るインバータ制御部と、空気調和機の運転モードおよびインバータ周波数に対応
   した前記スイッチ手段の開閉時間を前記記憶手段から選
   択する選択手段と、 前記交流電源の電源周期に同期して電源半周期に少なく
   とも２回、前記選択手段によって選択された前記開閉時
   間にて前記スイッチ手段を開閉制御する制御手段とを備
   えた直流電源装置を圧縮機の直流電源装置としたことを
   特徴とする空気調和機。
4. 【請求項４】 前記制御手段は、前記交流電源から前記
   整流回路および平滑コンデンサによって生成される入力
   電流が流れない期間に少なくとも２回前記スイッチ手段
   を開閉制御することを特徴とする請求項１または２また
   は３記載の空気調和機。
5. 【請求項５】 前記制御手段は、スイッチ手段の開閉に
   よる入力電流が連続する間隔でスイッチ手段を開閉制御
   することを特徴とする請求項１または２または３または
   ４記載の空気調和機。
6. 【請求項６】 前記負荷量検出手段は、圧縮機により得
   られる負荷量を検出することを特徴とする請求項１又は
   ２記載の空気調和機。