JP3476662B2 - ディジタル移動無線通信装置 - Google Patents
ディジタル移動無線通信装置Info
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
- H04B1/40—Circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Time-Division Multiplex Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はディジタル移動無線
通信装置に関し、更に詳しくはアナログフィルタとディ
ジタルフィルタとを備えるディジタル移動通信用無線通
信装置等に適用して好適なるものである。近年、電波資
源の枯渇に伴い、通信規格でも益々チャネル帯域幅が制
限されている。従来はアナログフィルタ（ハード素子，
回路技術）の高性能化で対応してきたが、規格の高度化
に応じて、今後はソフト的な手法によりディジタルフィ
ルタを実現又はアナログフィルタの特性を補完していく
ことにより、規格のハイスペック化に対応していく手法
が必要となる。
通信装置に関し、更に詳しくはアナログフィルタとディ
ジタルフィルタとを備えるディジタル移動通信用無線通
信装置等に適用して好適なるものである。近年、電波資
源の枯渇に伴い、通信規格でも益々チャネル帯域幅が制
限されている。従来はアナログフィルタ（ハード素子，
回路技術）の高性能化で対応してきたが、規格の高度化
に応じて、今後はソフト的な手法によりディジタルフィ
ルタを実現又はアナログフィルタの特性を補完していく
ことにより、規格のハイスペック化に対応していく手法
が必要となる。
【０００２】
【従来の技術】図１２〜図１６は従来技術を説明する図
（１）〜（５）である。図１２（Ａ）はディジタル無線
伝送系モデルを示しており、図において、Ｔb（ω）は
送信部の低域通過フィルタ特性、Ｔr （ω）は同じく帯
域通過フィルタ特性、Ｆr （ω）は伝送路（エア）の伝
達特性、Ｒr （ω）は受信部の帯域通過フィルタ特性、
Ｒb （ω）は同じく低域通過フィルタ特性である。総合
の伝達特性Ｈ（ω）は次式で与えられる。
（１）〜（５）である。図１２（Ａ）はディジタル無線
伝送系モデルを示しており、図において、Ｔb（ω）は
送信部の低域通過フィルタ特性、Ｔr （ω）は同じく帯
域通過フィルタ特性、Ｆr （ω）は伝送路（エア）の伝
達特性、Ｒr （ω）は受信部の帯域通過フィルタ特性、
Ｒb （ω）は同じく低域通過フィルタ特性である。総合
の伝達特性Ｈ（ω）は次式で与えられる。
【０００３】Ｈ（ω）＝Ｔb （ω）Ｔrb（ω）Ｆ
rb（ω）Ｒrb（ω）Ｒb （ω） 但し、Ｔrb（ω）：Ｔr （ω）の等価低域通過フィルタ
特性 Ｆrb（ω）：Ｆr （ω）の等価低域通過フィルタ特性 Ｒrb（ω）：Ｒr （ω）の等価低域通過フィルタ特性 この様な伝送系で信号源よりＧ（ω）のパルス信号を送
信すると、識別器の入力波形は（１）式で与えられる。
rb（ω）Ｒrb（ω）Ｒb （ω） 但し、Ｔrb（ω）：Ｔr （ω）の等価低域通過フィルタ
特性 Ｆrb（ω）：Ｆr （ω）の等価低域通過フィルタ特性 Ｒrb（ω）：Ｒr （ω）の等価低域通過フィルタ特性 この様な伝送系で信号源よりＧ（ω）のパルス信号を送
信すると、識別器の入力波形は（１）式で与えられる。
【０００４】
【数１】
【０００５】図１２（Ｂ）は識別器入力波形のアイパタ
−ンを示している。今、信号源よりπ／４シフトＱＰＳ
Ｋ変調信号を送信したとすると、上記Ｈ（ω）がナイキ
スト条件を満たしていれば、識別器入力波形に符号間干
渉は無く、アイアパーチャは開いている｛同図
（ａ）｝。しかし、フィルタ素子のバラツキや動作環境
（温度，電源等）の変動等によりナイキスト条件が崩れ
ると、符号間干渉が発生し、アイアパーチャは閉じてく
る｛同図（ｂ）｝。
−ンを示している。今、信号源よりπ／４シフトＱＰＳ
Ｋ変調信号を送信したとすると、上記Ｈ（ω）がナイキ
スト条件を満たしていれば、識別器入力波形に符号間干
渉は無く、アイアパーチャは開いている｛同図
（ａ）｝。しかし、フィルタ素子のバラツキや動作環境
（温度，電源等）の変動等によりナイキスト条件が崩れ
ると、符号間干渉が発生し、アイアパーチャは閉じてく
る｛同図（ｂ）｝。
【０００６】図１２（Ｃ）は上記の関係をコンスタレー
ション（符号位置）で説明するものである。一般に、送
信側の各符号点｛同図（ａ）｝は空中において同図
（ｂ）の如く変動（変位）し、受信側に至るが、受信側
のフィルタがトータルでナイキスト条件を満たしていれ
ば空中における変動は識別点において元に戻る｛同図
（ｃ）｝。即ち、識別点における符号間距離Ｈは大き
い。しかし、受信側のフィルタ特性に偏差があると、符
号間干渉が発生し、各符号点を正確に復元できなくなる
｛同図（ｄ）｝。即ち、識別点における符号間距離Ｈは
小さくなる。
ション（符号位置）で説明するものである。一般に、送
信側の各符号点｛同図（ａ）｝は空中において同図
（ｂ）の如く変動（変位）し、受信側に至るが、受信側
のフィルタがトータルでナイキスト条件を満たしていれ
ば空中における変動は識別点において元に戻る｛同図
（ｃ）｝。即ち、識別点における符号間距離Ｈは大き
い。しかし、受信側のフィルタ特性に偏差があると、符
号間干渉が発生し、各符号点を正確に復元できなくなる
｛同図（ｄ）｝。即ち、識別点における符号間距離Ｈは
小さくなる。
【０００７】図１３はＨ（ω）のコサインロールオフフ
ァクタαとエア上のコンスタレーションとの関係を示し
ており、同図（Ａ）〜（Ｃ）はα＝０．８，α＝０，
５，α＝０．２の場合を夫々示している。αは小さい程
占有帯域幅は狭いから、帯域有効利用の観点からは好ま
しい。従って、現行のディジタル通信システムではαを
小さくする傾向にある。しかし、エア上のコンスタレー
ションはαを小さくする程送信点のものから移動してお
り、これを元の符号点に戻すにはより正確な受信フィル
タが必要となる。
ァクタαとエア上のコンスタレーションとの関係を示し
ており、同図（Ａ）〜（Ｃ）はα＝０．８，α＝０，
５，α＝０．２の場合を夫々示している。αは小さい程
占有帯域幅は狭いから、帯域有効利用の観点からは好ま
しい。従って、現行のディジタル通信システムではαを
小さくする傾向にある。しかし、エア上のコンスタレー
ションはαを小さくする程送信点のものから移動してお
り、これを元の符号点に戻すにはより正確な受信フィル
タが必要となる。
【０００８】従来、隣接チャネル選択特性の厳しい受信
機を構成する場合には水晶，セラミック等を使用した高
規格のアナログフィルタを構成する方法が採られてい
た。図１４は一例のアナログフィルタの周波数特性を示
しており、図１４（Ａ）はアナログフィルタの減衰特性
を示している。一般に、この様なアナログフィルタを使
用して大きな減衰特性を得るには、複数のアナログフィ
ルタを多段に接続して高規格（高減衰特性等）を得る
が、素子数が増加するため、装置が大型化し、かつ高価
となる。
機を構成する場合には水晶，セラミック等を使用した高
規格のアナログフィルタを構成する方法が採られてい
た。図１４は一例のアナログフィルタの周波数特性を示
しており、図１４（Ａ）はアナログフィルタの減衰特性
を示している。一般に、この様なアナログフィルタを使
用して大きな減衰特性を得るには、複数のアナログフィ
ルタを多段に接続して高規格（高減衰特性等）を得る
が、素子数が増加するため、装置が大型化し、かつ高価
となる。
【０００９】図１４（Ｂ）はアナログフィルタの群遅延
特性を示しており、信号成分の遅延時間は周波数に応じ
て異なる。従って、この様なアナログフィルタを多段に
接続して高減衰特性等を得ようとすると、同時に郡遅延
特性が劣化してしまう。更に、一般にアナログ素子には
製造時における特性バラツキが存在する上、動作環境
（温度，電源電圧等）の変動や経時によっても特性が大
きく変動するため、正確なルートナイキスト特性の実現
及び維持が困難であった。
特性を示しており、信号成分の遅延時間は周波数に応じ
て異なる。従って、この様なアナログフィルタを多段に
接続して高減衰特性等を得ようとすると、同時に郡遅延
特性が劣化してしまう。更に、一般にアナログ素子には
製造時における特性バラツキが存在する上、動作環境
（温度，電源電圧等）の変動や経時によっても特性が大
きく変動するため、正確なルートナイキスト特性の実現
及び維持が困難であった。
【００１０】そこで、前段にはある程度の性能（主に帯
域外ノイズ除去が目的）のアナログフィルタを使用し、
かつ受信系を後段まで線形化した上で、フィルタ性能の
大部分（ナイキスト特性，減衰特性等）を後段のディジ
タルフィルタで実現（カバー）するものが知られてい
る。図１５は従来のディジタル無線通信装置（携帯端
末）の構成を示しており、図において、１はアンテナ、
２は送受分波スイッチ（Ｃ）、３は送信部、４は周波数
シンセサイザ（ＳＹＮ）、５は受信部、６はＲＦアンプ
（ＲＦＡ）、７，９は１ｓｔ及び２ｎｄミキサ（×）、
８，１０，１２は水晶又はセラミック等を使用したアナ
ログ方式によるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、１１，
１３はＩＦアンプ（ＩＦＡ）、１４はＱＰＳＫ方式によ
る直交検波部（ＯＤＴ）、１５はＡ／Ｄ変換器（Ａ／
Ｄ）、１６，１７はディジタル方式による適応トランス
バーサルフィルタ（ＡＴＦ）、１８は識別部（ＤＳ
Ｃ）、１９はクロック生成部（ＣＧ）、２０は自動周波
数制御部（ＡＦＣ）、２１は電圧制御発信器（ＶＣ
Ｏ）、２５は自動利得制御部（ＡＧＣ）である。
域外ノイズ除去が目的）のアナログフィルタを使用し、
かつ受信系を後段まで線形化した上で、フィルタ性能の
大部分（ナイキスト特性，減衰特性等）を後段のディジ
タルフィルタで実現（カバー）するものが知られてい
る。図１５は従来のディジタル無線通信装置（携帯端
末）の構成を示しており、図において、１はアンテナ、
２は送受分波スイッチ（Ｃ）、３は送信部、４は周波数
シンセサイザ（ＳＹＮ）、５は受信部、６はＲＦアンプ
（ＲＦＡ）、７，９は１ｓｔ及び２ｎｄミキサ（×）、
８，１０，１２は水晶又はセラミック等を使用したアナ
ログ方式によるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、１１，
１３はＩＦアンプ（ＩＦＡ）、１４はＱＰＳＫ方式によ
る直交検波部（ＯＤＴ）、１５はＡ／Ｄ変換器（Ａ／
Ｄ）、１６，１７はディジタル方式による適応トランス
バーサルフィルタ（ＡＴＦ）、１８は識別部（ＤＳ
Ｃ）、１９はクロック生成部（ＣＧ）、２０は自動周波
数制御部（ＡＦＣ）、２１は電圧制御発信器（ＶＣ
Ｏ）、２５は自動利得制御部（ＡＧＣ）である。
【００１１】ここで、ＣＧ１９は復調Ｉ／Ｑ信号のエッ
ジに基づきサンプリングクロック信号ＳＫ及びデータク
ロック信号ＤＫを生成（再生）する。ＡＦＣ２０は復調
Ｉ／Ｑ信号のエッジに基づきＩＦ信号の周波数偏差を検
出する。ＡＦＣ２０の出力はＤＳＣ１８に入力され識別
位相の調整（π／４シフトＱＰＳＫにおける位相回転
等）に利用される。またＡＦＣ２０の出力はＶＣＯ２１
に入力されＩＦ信号の周波数一定制御にも利用される。
ジに基づきサンプリングクロック信号ＳＫ及びデータク
ロック信号ＤＫを生成（再生）する。ＡＦＣ２０は復調
Ｉ／Ｑ信号のエッジに基づきＩＦ信号の周波数偏差を検
出する。ＡＦＣ２０の出力はＤＳＣ１８に入力され識別
位相の調整（π／４シフトＱＰＳＫにおける位相回転
等）に利用される。またＡＦＣ２０の出力はＶＣＯ２１
に入力されＩＦ信号の周波数一定制御にも利用される。
【００１２】更に、３１はＴＤＭＡ方式による各種タイ
ミング制御を行うＴＤＭＡ同期制御部、３２は音声信号
の符号変換を行うコーデック（ＣＯＤＥＣ）、３３は音
声信号のベースバンド処理部（ＢＢＰ）、３４はマイク
（ＭＩＣ）、３５はスピ−カ（ＳＰＫ）、４１は本装置
の主制御（位置登録，待ち受け，発信，着信，ハンドオ
ーバ等の呼制御、コンソール制御等）を行うＣＰＵ、４
２はＣＰＵ２が実行する各種制御プログラムやデータを
記憶するためのＲＡＭ，Ｒ０Ｍ，ＥＥＰＲＯＭ等からな
る主メモリ（ＭＭ）、４３は使用者が操作するコンソー
ル部（ＣＳＬ）、４４はダイヤル番号や各種メッセージ
を表示するための液晶等による表示部（ＤＳＰ）、４５
はダイヤルキーや各種ファンクションキー等を備えるキ
ーボード（ＫＢＤ）、４６はＣＰＵ４１の共通バスであ
る。
ミング制御を行うＴＤＭＡ同期制御部、３２は音声信号
の符号変換を行うコーデック（ＣＯＤＥＣ）、３３は音
声信号のベースバンド処理部（ＢＢＰ）、３４はマイク
（ＭＩＣ）、３５はスピ−カ（ＳＰＫ）、４１は本装置
の主制御（位置登録，待ち受け，発信，着信，ハンドオ
ーバ等の呼制御、コンソール制御等）を行うＣＰＵ、４
２はＣＰＵ２が実行する各種制御プログラムやデータを
記憶するためのＲＡＭ，Ｒ０Ｍ，ＥＥＰＲＯＭ等からな
る主メモリ（ＭＭ）、４３は使用者が操作するコンソー
ル部（ＣＳＬ）、４４はダイヤル番号や各種メッセージ
を表示するための液晶等による表示部（ＤＳＰ）、４５
はダイヤルキーや各種ファンクションキー等を備えるキ
ーボード（ＫＢＤ）、４６はＣＰＵ４１の共通バスであ
る。
【００１３】ＣＰＵ４１はＴＤＭＡ同期制御部３１を介
して発／着信等の呼制御を行う。通話状態になると相手
側端末との間で通話可能となる。この状態で、ＭＩＣ３
４からの音声信号はＢＢＰ３３でサンプリング及びＰＣ
Ｍデータに変換され、ＣＯＤＥＣ３２で符号データに変
換される。更にＴＤＭＡ同期制御部３１で送信データＴ
Ｄにフォーマットされ、送信部３でπ／４シフトＱＰＳ
Ｋ信号に変調され、アンテナ１から送信される。
して発／着信等の呼制御を行う。通話状態になると相手
側端末との間で通話可能となる。この状態で、ＭＩＣ３
４からの音声信号はＢＢＰ３３でサンプリング及びＰＣ
Ｍデータに変換され、ＣＯＤＥＣ３２で符号データに変
換される。更にＴＤＭＡ同期制御部３１で送信データＴ
Ｄにフォーマットされ、送信部３でπ／４シフトＱＰＳ
Ｋ信号に変調され、アンテナ１から送信される。
【００１４】一方、アンテナ１からの受信波はＲＦＡ６
で増幅され、ミキサ７，９を介して第１，第２のＩＦ信
号に変換される。更にＩＦＡ１１，１３及びＡＧＣ２５
の働きにより所定レベルのＩＦ信号に増幅され、ＯＤＴ
１４で直交検波信号Ｉ，Ｑに直交検波される。更に該検
波信号Ｉ，ＱはＡ／Ｄ１５でＡ／Ｄ変換され、ＡＴＦ１
６，１７で夫々に符号点との間の誤差εi ，εq が最小
となるような受信信号Ｉ，Ｑに再生される。更に、該再
生信号Ｉ，ＱはＤＳＣ１８で識別判定され、受信データ
ＲＤとしてＴＤＭＡ同期制御部３１に入力し、ここで音
声の符号データが抽出される。更に符号データはＣＯＤ
ＥＣ３２でＰＣＭデータに変換され、ＢＢＰ３３で音声
信号に変換され、ＳＰＫ３５に出力される。
で増幅され、ミキサ７，９を介して第１，第２のＩＦ信
号に変換される。更にＩＦＡ１１，１３及びＡＧＣ２５
の働きにより所定レベルのＩＦ信号に増幅され、ＯＤＴ
１４で直交検波信号Ｉ，Ｑに直交検波される。更に該検
波信号Ｉ，ＱはＡ／Ｄ１５でＡ／Ｄ変換され、ＡＴＦ１
６，１７で夫々に符号点との間の誤差εi ，εq が最小
となるような受信信号Ｉ，Ｑに再生される。更に、該再
生信号Ｉ，ＱはＤＳＣ１８で識別判定され、受信データ
ＲＤとしてＴＤＭＡ同期制御部３１に入力し、ここで音
声の符号データが抽出される。更に符号データはＣＯＤ
ＥＣ３２でＰＣＭデータに変換され、ＢＢＰ３３で音声
信号に変換され、ＳＰＫ３５に出力される。
【００１５】図１６は従来の適応トランスバーサルフィ
ルタの構成を示しており、図において、１６／１７は適
応トランスバーサルフィルタ（ＡＴＦ）、１６Ａはタッ
プ係数演算部、１６ＢはＦＩＲ(Finite Impulse Respon
se) フィルタ、１６ａは遅延回路（Ｚ-1），１６ｂは乗
算器（×）、１６ｃは加算機（Σ）、１８は識別部、１
８ａは符号点の識別器、１８ｂは誤差検出部である。
ルタの構成を示しており、図において、１６／１７は適
応トランスバーサルフィルタ（ＡＴＦ）、１６Ａはタッ
プ係数演算部、１６ＢはＦＩＲ(Finite Impulse Respon
se) フィルタ、１６ａは遅延回路（Ｚ-1），１６ｂは乗
算器（×）、１６ｃは加算機（Σ）、１８は識別部、１
８ａは符号点の識別器、１８ｂは誤差検出部である。
【００１６】ある時点のタップ（重み）係数ベクトルＡ
j ＝［ａ0j，ａ1j，…，ａNj］T 、かつ入力信号ベクト
ルＸj ＝［ｘj ，ｘj-1 ，…，ｘj-N ］T とすると、Ｆ
ＩＲフィルタ１６Ｂの出力Ｙj は（２）式で与えられ
る。
j ＝［ａ0j，ａ1j，…，ａNj］T 、かつ入力信号ベクト
ルＸj ＝［ｘj ，ｘj-1 ，…，ｘj-N ］T とすると、Ｆ
ＩＲフィルタ１６Ｂの出力Ｙj は（２）式で与えられ
る。
【００１７】
【数２】
【００１８】識別器１８ａは出力Ｙj と符号点ｄj との
比較により符号点ｄj に最も近い受信データＲＤを再生
する。誤差検出部１８ｂは出力Ｙj と符号点ｄj との比
較により誤差信号εj ＝ｄj −ｙj （＝ｄj −Ａj T Ｘ
j ）を出力する。そして、タップ係数演算部１６Ａは誤
差の自乗εj 2 を最小となるような最適タップ係数ベク
トルＡj+1 ＝［ａ0j+1，ａ1j+1，…，ａNj+1］T を求め
る。
比較により符号点ｄj に最も近い受信データＲＤを再生
する。誤差検出部１８ｂは出力Ｙj と符号点ｄj との比
較により誤差信号εj ＝ｄj −ｙj （＝ｄj −Ａj T Ｘ
j ）を出力する。そして、タップ係数演算部１６Ａは誤
差の自乗εj 2 を最小となるような最適タップ係数ベク
トルＡj+1 ＝［ａ0j+1，ａ1j+1，…，ａNj+1］T を求め
る。
【００１９】最適タップ係数ベクトルＡj+1 は、ウィー
ナーの重みベクトル法によれば次の時点で一挙に求ま
る。しかし、この方法では演算が複雑かつ多量となるた
め、タップ数Ｎが増すとＤＳＰ等では実時間処理できな
い。そこで、一般には最適タップ係数ベクトルＡj+1 に
逐次近づく様な例えばＬＭＳ(least mean square) 法が
用いられる。ＬＭＳ法は最急降下法とも呼ばれ、次の時
点のタップ係数ベクトルＡj+1 は次式で与えられる。
ナーの重みベクトル法によれば次の時点で一挙に求ま
る。しかし、この方法では演算が複雑かつ多量となるた
め、タップ数Ｎが増すとＤＳＰ等では実時間処理できな
い。そこで、一般には最適タップ係数ベクトルＡj+1 に
逐次近づく様な例えばＬＭＳ(least mean square) 法が
用いられる。ＬＭＳ法は最急降下法とも呼ばれ、次の時
点のタップ係数ベクトルＡj+1 は次式で与えられる。
【００２０】Ａj+1 ＝Ａj −μ▽j
但し、μ：収束速度／安定性を制御するパラメータ
▽j ：瞬時勾配
ここで、瞬時勾配▽j は（３）式で与えられる。
【００２１】
【数３】
【００２２】従って、次式の関係が得られる。
Ａj+1 ＝Ａj ＋２μεj Ｘj
ここで、パラメータμは適当に設定される。またεj ＝
０となればＡj+1 ＝Ａj は最適タップ係数ベクトルであ
る。
０となればＡj+1 ＝Ａj は最適タップ係数ベクトルであ
る。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】上記アナログフィルタ
と適応トランスバーサルフィルタとを組み合わせること
で様々な伝送路特性Ｈ（ω）に柔軟に適応できる。しか
し、適応トランスバーサルフィルタを使用すると、受信
１シンボル毎に次の時点のタップ係数ベクトルＡj+1 を
求める必要があり、タップ係数演算部１６Ａの処理負担
が大きい。しかも、ディジタルフィルタで高減衰特性を
得るには、タップ数Ｎを多くする必要があるが、ＤＳＰ
等による処理速度の制約が問題となる。
と適応トランスバーサルフィルタとを組み合わせること
で様々な伝送路特性Ｈ（ω）に柔軟に適応できる。しか
し、適応トランスバーサルフィルタを使用すると、受信
１シンボル毎に次の時点のタップ係数ベクトルＡj+1 を
求める必要があり、タップ係数演算部１６Ａの処理負担
が大きい。しかも、ディジタルフィルタで高減衰特性を
得るには、タップ数Ｎを多くする必要があるが、ＤＳＰ
等による処理速度の制約が問題となる。
【００２４】また、上記ＬＭＳ法による場合は、ある初
期ベクトルＡ0 から出発した適応過程は、μが小さい
と、略無振動で安定にε2 の最小点に近づくが、収束速
度は遅い。逆にμが大きいと、各適応ステップで行き過
ぎが生じ、振動しながらεj 2の最小点に近づく。そし
て、この場合は収束速度は速いが発散してしまう可能性
もある。即ち、適応トランスバーサルフィルタを使用す
ると、受信系が不安定となり得る。
期ベクトルＡ0 から出発した適応過程は、μが小さい
と、略無振動で安定にε2 の最小点に近づくが、収束速
度は遅い。逆にμが大きいと、各適応ステップで行き過
ぎが生じ、振動しながらεj 2の最小点に近づく。そし
て、この場合は収束速度は速いが発散してしまう可能性
もある。即ち、適応トランスバーサルフィルタを使用す
ると、受信系が不安定となり得る。
【００２５】また、適応トランスバーサルフィルタは単
に符号点からの誤差電力εj 2 を最小とするものである
から、受信フィルタのどの特性（ロールオフ特性，減衰
特性，群遅延特性，位相特性）が改善されたのかを把握
できない。逆に言うと、受信側フィルタの特定の特性を
補償し又は積極的に制御することができない。本発明は
上記従来技術の欠点に鑑み成されたもので、その目的と
する所は、アナログフィルタの特性をディジタルフィル
タで適応的に補うと共に、その補償特性が明確かつ選択
可能であり、更には特定の特性を積極的に制御可能なデ
ィジタル移動無線通信装置を提供することにある。
に符号点からの誤差電力εj 2 を最小とするものである
から、受信フィルタのどの特性（ロールオフ特性，減衰
特性，群遅延特性，位相特性）が改善されたのかを把握
できない。逆に言うと、受信側フィルタの特定の特性を
補償し又は積極的に制御することができない。本発明は
上記従来技術の欠点に鑑み成されたもので、その目的と
する所は、アナログフィルタの特性をディジタルフィル
タで適応的に補うと共に、その補償特性が明確かつ選択
可能であり、更には特定の特性を積極的に制御可能なデ
ィジタル移動無線通信装置を提供することにある。
【００２６】
【００２７】
【００２８】
【００２９】
【００３０】
【００３１】
【００３２】
【００３３】
【００３４】
【００３５】
【００３６】
【００３７】
【００３８】
【００３９】
【００４０】
【００４１】
【００４２】
【課題を解決するための手段】
本発明（１）のディジタ
ル移動無線通信装置は、ディジタル移動通信システムの
基地局を介して通信を行うディジタル移動無線通信装置
において、ディジタル変調波を受信復調する受信部であ
って、前段のアナログフィルタと、前記アナログフィル
タの特性を補うべくそのフィルタ減衰特性を少なくとも
有効タップ数により可変可能なディジタルフィルタと、
自局の隣接チャネルの使用中または不使用中に応じて前
記ディジタルフィルタの有効タップ数を可変制御するタ
ップ数可変制御部とを備えるものである。
ル移動無線通信装置は、ディジタル移動通信システムの
基地局を介して通信を行うディジタル移動無線通信装置
において、ディジタル変調波を受信復調する受信部であ
って、前段のアナログフィルタと、前記アナログフィル
タの特性を補うべくそのフィルタ減衰特性を少なくとも
有効タップ数により可変可能なディジタルフィルタと、
自局の隣接チャネルの使用中または不使用中に応じて前
記ディジタルフィルタの有効タップ数を可変制御するタ
ップ数可変制御部とを備えるものである。
【００４３】本発明（１）においては、アナログフィル
タの特性をフィルタ特性可変なディジタルフィルタで補
う構成によりアナログフィルタに特性のバラツキがあっ
ても受信部全体としては所要（一定）の特性が得られ
る。また、タップ数可変制御部自局の隣接チャネルの使
用中または不使用中に応じて前記ディジタルフィルタの
有効タップ数を可変制御するので、例えば移動機の隣接
チャネル（周波数チャネル）が不使用の場合は、フィル
タの減衰特性を浅くして（即ち、有効タップ数を減らし
て）、ＤＳＰ等による演算負担及び受信再生信号の遅延
を低減させ、また隣接チャネルが使用中の場合はフィル
タの減衰特性を深くして（即ち、有効タップ数を増し
て）、隣接チャネルからの妨害波を除去する様にでき
る。
タの特性をフィルタ特性可変なディジタルフィルタで補
う構成によりアナログフィルタに特性のバラツキがあっ
ても受信部全体としては所要（一定）の特性が得られ
る。また、タップ数可変制御部自局の隣接チャネルの使
用中または不使用中に応じて前記ディジタルフィルタの
有効タップ数を可変制御するので、例えば移動機の隣接
チャネル（周波数チャネル）が不使用の場合は、フィル
タの減衰特性を浅くして（即ち、有効タップ数を減らし
て）、ＤＳＰ等による演算負担及び受信再生信号の遅延
を低減させ、また隣接チャネルが使用中の場合はフィル
タの減衰特性を深くして（即ち、有効タップ数を増し
て）、隣接チャネルからの妨害波を除去する様にでき
る。
【００４４】また基地局と移動局との間で短時間にレス
ポンスを返す様な用途では、ＦＩＲフィルタ２２，２３
の有効タップ数を減らして受信再生信号の遅延を改善
し、速やかなレスポンスを可能とする。好ましくは本発
明（２）においては、上記本発明（１）において、タッ
プ数可変制御部は、基地局からの制御信号に従いディジ
タルフィルタの有効タップ数を可変制御する。
ポンスを返す様な用途では、ＦＩＲフィルタ２２，２３
の有効タップ数を減らして受信再生信号の遅延を改善
し、速やかなレスポンスを可能とする。好ましくは本発
明（２）においては、上記本発明（１）において、タッ
プ数可変制御部は、基地局からの制御信号に従いディジ
タルフィルタの有効タップ数を可変制御する。
【００４５】基地局（網側）はサービスエリア内のチャ
ネル使用状況を把握しているので、移動機のタップ数可
変機能を円滑に運用できる。また基地局は移動局の性能
をその優先順位（例えば処理速度を優先するか、又は処
理速度が問題にならない場合は妨害波除去性能を優先す
るか等）により制御可能となる。また本発明（３）のデ
ィジタル移動無線通信装置は、ディジタル移動通信シス
テムの基地局を介して通信を行うディジタル移動無線通
信装置において、ディジタル変調波を受信復調する受信
部であって、前段のアナログフィルタと、前記アナログ
フィルタの特性を補うべくそのフィルタ減衰特性を少な
くとも有効タップ数により可変可能なディジタルフィル
タと、自局の通信状況に応じて前記ディジタルフィルタ
の有効タップ数を可変制御するタップ数可変制御部とを
備え、前記タップ数可変制御部は、前記ディジタルフィ
ルタの隣接チャネル減衰量を一時的に低減させてその時
の受信状態を検出し、検出結果に応じて前記ディジタル
フィルタの有効タップ数を変更するものである。
ネル使用状況を把握しているので、移動機のタップ数可
変機能を円滑に運用できる。また基地局は移動局の性能
をその優先順位（例えば処理速度を優先するか、又は処
理速度が問題にならない場合は妨害波除去性能を優先す
るか等）により制御可能となる。また本発明（３）のデ
ィジタル移動無線通信装置は、ディジタル移動通信シス
テムの基地局を介して通信を行うディジタル移動無線通
信装置において、ディジタル変調波を受信復調する受信
部であって、前段のアナログフィルタと、前記アナログ
フィルタの特性を補うべくそのフィルタ減衰特性を少な
くとも有効タップ数により可変可能なディジタルフィル
タと、自局の通信状況に応じて前記ディジタルフィルタ
の有効タップ数を可変制御するタップ数可変制御部とを
備え、前記タップ数可変制御部は、前記ディジタルフィ
ルタの隣接チャネル減衰量を一時的に低減させてその時
の受信状態を検出し、検出結果に応じて前記ディジタル
フィルタの有効タップ数を変更するものである。
【００４６】ディジタルフィルタは隣接チャネルの減衰
量を比較的容易に変更できるので、隣接チャネルの使用
有無を容易に判定できる。なお、受信状態の検出は、好
ましくは通信の空き時間（ＴＤＭＡの場合は他のタイム
スロット）に行う。また本発明（４）のディジタル移動
無線通信装置は、ディジタル移動通信システムの基地局
を介して通信を行うディジタル移動無線通信装置におい
て、ディジタル変調波を受信復調する受信部であって、
前段のアナログフィルタと、前記アナログフィルタの特
性を補うべくそのフィルタ減衰特性を少なくとも有効タ
ップ数により可変可能なディジタルフィルタと、自局の
通信状況に応じて前記ディジタルフィルタの有効タップ
数を可変制御するタップ数可変制御部と、通信の空き時
間を利用して隣接チャネルの帯域使用状態を監視する監
視制御部を備え、前記タップ数可変制御部は、前記監視
制御部の監視結果に応じて前記ディジタルフィルタの有
効タップ数を変更するものである。従って、自局の主導
でフィルタ特性を変更できる。
量を比較的容易に変更できるので、隣接チャネルの使用
有無を容易に判定できる。なお、受信状態の検出は、好
ましくは通信の空き時間（ＴＤＭＡの場合は他のタイム
スロット）に行う。また本発明（４）のディジタル移動
無線通信装置は、ディジタル移動通信システムの基地局
を介して通信を行うディジタル移動無線通信装置におい
て、ディジタル変調波を受信復調する受信部であって、
前段のアナログフィルタと、前記アナログフィルタの特
性を補うべくそのフィルタ減衰特性を少なくとも有効タ
ップ数により可変可能なディジタルフィルタと、自局の
通信状況に応じて前記ディジタルフィルタの有効タップ
数を可変制御するタップ数可変制御部と、通信の空き時
間を利用して隣接チャネルの帯域使用状態を監視する監
視制御部を備え、前記タップ数可変制御部は、前記監視
制御部の監視結果に応じて前記ディジタルフィルタの有
効タップ数を変更するものである。従って、自局の主導
でフィルタ特性を変更できる。
【００４７】
【００４８】
【００４９】
【００５０】
【００５１】
【発明の実施の形態】以下、添付図面に従って本発明に
好適なる複数の実施の形態を詳細に説明する。なお、全
図を通して同一符号は同一又は相当部分を示すものとす
る。図２は第１の実施の形態によるディジタル無線通信
装置（携帯端末）の構成を示す図で、外部の調整装置に
より受信特性を調整可能な場合を示している。
好適なる複数の実施の形態を詳細に説明する。なお、全
図を通して同一符号は同一又は相当部分を示すものとす
る。図２は第１の実施の形態によるディジタル無線通信
装置（携帯端末）の構成を示す図で、外部の調整装置に
より受信特性を調整可能な場合を示している。
【００５２】図において、３は送信部、５１は送信デー
タＴＤを直交Ｉ，Ｑ軸の符号データに変換する符号変換
部（ＤＣＶ）、５２，５３は図１２（Ａ）の送信特性Ｇ
（ω）を実現するためのＦＩＲフィルタ（ＦＩＲ）、５
４はπ／４シフトＱＰＳＫ方式による直交変調部（ＯＭ
Ｄ）、５５は送信アンプ（ＴＸＡ）、５は受信部、２
２，２３はＦＩＲフィルタ（ＦＩＲ）、９０は外部の受
信特性の調整装置、９１はＦＩＲフィルタ２２，２３の
タップ係数生成部（ＴＣＧ）、９２はテスト信号発生部
（ＴＳＧ）、９３はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、９
４は受信データＲＤのエラー検出部（ＥＲＤ）である。
その他の構成は図１５と同様で良い。
タＴＤを直交Ｉ，Ｑ軸の符号データに変換する符号変換
部（ＤＣＶ）、５２，５３は図１２（Ａ）の送信特性Ｇ
（ω）を実現するためのＦＩＲフィルタ（ＦＩＲ）、５
４はπ／４シフトＱＰＳＫ方式による直交変調部（ＯＭ
Ｄ）、５５は送信アンプ（ＴＸＡ）、５は受信部、２
２，２３はＦＩＲフィルタ（ＦＩＲ）、９０は外部の受
信特性の調整装置、９１はＦＩＲフィルタ２２，２３の
タップ係数生成部（ＴＣＧ）、９２はテスト信号発生部
（ＴＳＧ）、９３はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、９
４は受信データＲＤのエラー検出部（ＥＲＤ）である。
その他の構成は図１５と同様で良い。
【００５３】受信部５において、ＦＩＲフィルタ２２，
２３の構成は図１６のＦＩＲフィルタ１６Ｂと同様で良
い。但し、タップ係数ベクトルＴＣは外部のＴＣＧ９１
より供給され、内部の不揮発性メモリ（不図示）に保持
される。また、以下の説明ではＢＰＦ８，１０，１２を
まとめてアナログフィルタと呼ぶ。本無線通信装置の製
造／調整時等においては、受信部５の各接続端子（○
印）に調整装置９０を接続し、本装置の受信特性の自動
調整を行う。
２３の構成は図１６のＦＩＲフィルタ１６Ｂと同様で良
い。但し、タップ係数ベクトルＴＣは外部のＴＣＧ９１
より供給され、内部の不揮発性メモリ（不図示）に保持
される。また、以下の説明ではＢＰＦ８，１０，１２を
まとめてアナログフィルタと呼ぶ。本無線通信装置の製
造／調整時等においては、受信部５の各接続端子（○
印）に調整装置９０を接続し、本装置の受信特性の自動
調整を行う。
【００５４】具体的に言うと、調整装置９０において、
ＴＳＧ９２はＴＣＧ９１により付勢（ＥＮ）され、本装
置の受信特性を検査するための疑似ＲＦ送信信号ＴＳを
生成する。なお、ＴＳＧ９２の構成は送信部３と同様で
よい。但し、テスト信号発生部（不図示）を内蔵し、ま
たその送信出力ＴＳは十分に小さい。ＢＰＦ９３は好ま
しくは図１２（Ａ）の送信特性Ｔ（ω）＝Ｔb （ω）Ｔ
r （ω）を実現するように設けられる。なお、これにエ
ア上の伝達特性Ｆr （ω）を含めても良い。
ＴＳＧ９２はＴＣＧ９１により付勢（ＥＮ）され、本装
置の受信特性を検査するための疑似ＲＦ送信信号ＴＳを
生成する。なお、ＴＳＧ９２の構成は送信部３と同様で
よい。但し、テスト信号発生部（不図示）を内蔵し、ま
たその送信出力ＴＳは十分に小さい。ＢＰＦ９３は好ま
しくは図１２（Ａ）の送信特性Ｔ（ω）＝Ｔb （ω）Ｔ
r （ω）を実現するように設けられる。なお、これにエ
ア上の伝達特性Ｆr （ω）を含めても良い。
【００５５】ＲＦ疑似送信信号ＴＳは受信部５のＲＦＡ
６に入力され、受信部５の出力には対応する受信データ
ＲＤが再生される。ＥＲＤ９４は受信データＲＤと送信
テストデータＴＰ（＝ＴＳ）とを比較し、例えばビット
誤り率ＥＲを検出する。そして、ＴＣＧ９１は、上記テ
ストデータＴＰの送信とそのビット誤り率ＥＲの検出と
を繰り返しつつ、その都度タップ係数ベクトルＴＣを適
応的（ビット誤り率ＥＲが小さくなる方向）に更新（仮
設定）することで、最終的にビット誤り率ＥＲを最小と
する様な最適タップ係数ベクトルＴＣを生成し、ＦＩＲ
２２，２３に本設定する。
６に入力され、受信部５の出力には対応する受信データ
ＲＤが再生される。ＥＲＤ９４は受信データＲＤと送信
テストデータＴＰ（＝ＴＳ）とを比較し、例えばビット
誤り率ＥＲを検出する。そして、ＴＣＧ９１は、上記テ
ストデータＴＰの送信とそのビット誤り率ＥＲの検出と
を繰り返しつつ、その都度タップ係数ベクトルＴＣを適
応的（ビット誤り率ＥＲが小さくなる方向）に更新（仮
設定）することで、最終的にビット誤り率ＥＲを最小と
する様な最適タップ係数ベクトルＴＣを生成し、ＦＩＲ
２２，２３に本設定する。
【００５６】図３は第１の実施の形態による受信特性の
調整原理を説明する図である。図３（Ａ）は受信部５の
望ましい幾つかのコサインロールオフ特性Ｒl （ω）を
示しており、ロールオフ係数α＝０，α＝０．５，α＝
１．０の場合が夫々示されている。実際上α＝０の特性
は実現できないが、α＝０．２〜０．８等は容易に実現
可能である。
調整原理を説明する図である。図３（Ａ）は受信部５の
望ましい幾つかのコサインロールオフ特性Ｒl （ω）を
示しており、ロールオフ係数α＝０，α＝０．５，α＝
１．０の場合が夫々示されている。実際上α＝０の特性
は実現できないが、α＝０．２〜０．８等は容易に実現
可能である。
【００５７】例えばＲl （ω）につき所望のα＝０．５
を実現する場合を考える。受信系のアナログフィルタの
伝達特性Ａl （ω）、ＦＩＲフィルタの伝達特性Ｆ
l （ω）とすると、これらの間にはＲl （ω）＝Ａ
l （ω）Ｆl （ω）の関係がある。しかるに、前段のア
ナログフィルタにはその伝達特性Ａl （ω）にバラツキ
や諸変動があるために、幾つかの典型的なバラツキ及び
変動特性を選択してこれらをＡl1（ω），Ａl2（ω），
…とする。従って、所望のＲl （ω）を満足するＦＩＲ
フィルタの伝達特性はＲl （ω）＝Ａl1（ω）Ｆ
l1（ω）＝Ａl2（ω）Ｆl2（ω），…を満足する様なＦ
l1（ω），Ｆl2（ω），…となる。他のαについても同
様である。
を実現する場合を考える。受信系のアナログフィルタの
伝達特性Ａl （ω）、ＦＩＲフィルタの伝達特性Ｆ
l （ω）とすると、これらの間にはＲl （ω）＝Ａ
l （ω）Ｆl （ω）の関係がある。しかるに、前段のア
ナログフィルタにはその伝達特性Ａl （ω）にバラツキ
や諸変動があるために、幾つかの典型的なバラツキ及び
変動特性を選択してこれらをＡl1（ω），Ａl2（ω），
…とする。従って、所望のＲl （ω）を満足するＦＩＲ
フィルタの伝達特性はＲl （ω）＝Ａl1（ω）Ｆ
l1（ω）＝Ａl2（ω）Ｆl2（ω），…を満足する様なＦ
l1（ω），Ｆl2（ω），…となる。他のαについても同
様である。
【００５８】かくして、例えばＡl1（ω）を選択する
と、これを補償するためのＦl1（ω）は既知となる。そ
して、既知のＦl1（ω）を実現するタップ係数ベクトル
ＴＣl1は公知のフーリェ級数法等により求まる。フーリ
ェ級数法は、目的の伝達特性をＦl1（ω）、かつ設計す
る伝達特性をＤl1（ω）とする場合に、フーリェ級数の
利用により両特性間の誤差εを最小とする様なＤ
l1（ω）のタップ係数ベクトルＴＣl1を求めるものであ
る。因みに、誤差ε及びｉ番目のタップ係数ａi は
（４）式で与えられる。
と、これを補償するためのＦl1（ω）は既知となる。そ
して、既知のＦl1（ω）を実現するタップ係数ベクトル
ＴＣl1は公知のフーリェ級数法等により求まる。フーリ
ェ級数法は、目的の伝達特性をＦl1（ω）、かつ設計す
る伝達特性をＤl1（ω）とする場合に、フーリェ級数の
利用により両特性間の誤差εを最小とする様なＤ
l1（ω）のタップ係数ベクトルＴＣl1を求めるものであ
る。因みに、誤差ε及びｉ番目のタップ係数ａi は
（４）式で与えられる。
【００５９】
【数４】
【００６０】なお、実際の設計は窓関数を併用して行わ
れる。図３（Ｂ）は受信部５の望ましい幾つかの減衰特
性Ｒg1（ω）〜Ｒg3を示している。今、所望の減衰特性
をＲg2（ω）とすると、前段のアナログフィルタには伝
達特性Ａg （ω）にバラツキや諸変動があるため、幾つ
かの典型的なバラツキ及び変動特性を選択してこれらを
Ａg1（ω），Ａg2（ω），…とできる。従って、所望の
Ｒg2（ω）を満足するＦＩＲフィルタの伝達特性はＲg2
（ω）＝Ａg1（ω）Ｆg1（ω）＝Ａg2（ω）Ｆ
g2（ω），…を満足する様なＦg1（ω），Ｆg2（ω），
…となる。従って、既知のＦg1（ω），Ｆg2（ω），…
に対応する各タップ係数ベクトルＴＣg1，ＴＣg2，…を
求めることが可能である。なお、アナログフィルタの減
衰特性Ａg1（ω），Ａg2（ω），…は図示の如くフラッ
トであるとは限らない。
れる。図３（Ｂ）は受信部５の望ましい幾つかの減衰特
性Ｒg1（ω）〜Ｒg3を示している。今、所望の減衰特性
をＲg2（ω）とすると、前段のアナログフィルタには伝
達特性Ａg （ω）にバラツキや諸変動があるため、幾つ
かの典型的なバラツキ及び変動特性を選択してこれらを
Ａg1（ω），Ａg2（ω），…とできる。従って、所望の
Ｒg2（ω）を満足するＦＩＲフィルタの伝達特性はＲg2
（ω）＝Ａg1（ω）Ｆg1（ω）＝Ａg2（ω）Ｆ
g2（ω），…を満足する様なＦg1（ω），Ｆg2（ω），
…となる。従って、既知のＦg1（ω），Ｆg2（ω），…
に対応する各タップ係数ベクトルＴＣg1，ＴＣg2，…を
求めることが可能である。なお、アナログフィルタの減
衰特性Ａg1（ω），Ａg2（ω），…は図示の如くフラッ
トであるとは限らない。
【００６１】図３（Ｃ）は受信部５のある望ましい群遅
延特性Ｒd1（ω）を示している。この時、アナログフィ
ルタの群遅延特性がＡd1（ω）であったとすると、上記
群遅延特性Ｒd1（ω）を実現するためのＦＩＲフィルタ
の群遅延特性はＦd1（ω）となる。図３（Ｄ）は受信部
５のある望ましい直線位相特性Ｒθ1 （ω）を示してい
る。この時、アナログフィルタの位相特性がＡθ
1 （ω）であったとすると、上記直線位相特性Ｒθ
1 （ω）を実現するためのＦＩＲフィルタの位相特性は
Ｆθ1（ω）となる。
延特性Ｒd1（ω）を示している。この時、アナログフィ
ルタの群遅延特性がＡd1（ω）であったとすると、上記
群遅延特性Ｒd1（ω）を実現するためのＦＩＲフィルタ
の群遅延特性はＦd1（ω）となる。図３（Ｄ）は受信部
５のある望ましい直線位相特性Ｒθ1 （ω）を示してい
る。この時、アナログフィルタの位相特性がＡθ
1 （ω）であったとすると、上記直線位相特性Ｒθ
1 （ω）を実現するためのＦＩＲフィルタの位相特性は
Ｆθ1（ω）となる。
【００６２】更に、一般的には受信部５についての望ま
しい補正特性Ｆ（ω）は、上記Ｆl（ω）〜Ｆθ（ω）
の内の１又は２以上の特性を合成したものとなる。係る
場合でも、例えばロールオフ特性の補正特性がＦ
l1（ω）、かつ減衰特性の補正特性がＦg2（ω）であっ
たとすると、合成の補正特性Ｆlg（ω）＝Ｆl1（ω）Ｆ
g2（ω）により得られる。こうして、実際上のアナログ
フィルタの様々な特性バラツキや特性変動に対する補正
特性が予め求められると共に、タップ係数生成部９１は
例えばビット誤り率ＥＲに応じて既知のＦl （ω）〜Ｆ
θ（ω），Ｆlg（ω）等の中から所要の特性を適応的に
（摂動原理等により）選択し、該特性を実現するための
タップ係数ベクトルＴＣを演算により求め、又は予め演
算してＲＯＭ等に記憶したものから読み出す。
しい補正特性Ｆ（ω）は、上記Ｆl（ω）〜Ｆθ（ω）
の内の１又は２以上の特性を合成したものとなる。係る
場合でも、例えばロールオフ特性の補正特性がＦ
l1（ω）、かつ減衰特性の補正特性がＦg2（ω）であっ
たとすると、合成の補正特性Ｆlg（ω）＝Ｆl1（ω）Ｆ
g2（ω）により得られる。こうして、実際上のアナログ
フィルタの様々な特性バラツキや特性変動に対する補正
特性が予め求められると共に、タップ係数生成部９１は
例えばビット誤り率ＥＲに応じて既知のＦl （ω）〜Ｆ
θ（ω），Ｆlg（ω）等の中から所要の特性を適応的に
（摂動原理等により）選択し、該特性を実現するための
タップ係数ベクトルＴＣを演算により求め、又は予め演
算してＲＯＭ等に記憶したものから読み出す。
【００６３】なお、上記演算により求め、又は予めＲＯ
Ｍ等に記憶するタップ係数ベクトルＴＣは、Ｆ
l1（ω），Ｆl2（ω）等に直接対応するタップ係数ベク
トルＴＣl1，ＴＣl2でも良いし、又は例えばＦl1（ω）
から他のＦl1（ω）等に遷移するための遷移タップ係数
ベクトル（両ベクトル間の差分）でも良い。図４は第１
の実施の形態による受信特性調整制御のフローチャート
である。
Ｍ等に記憶するタップ係数ベクトルＴＣは、Ｆ
l1（ω），Ｆl2（ω）等に直接対応するタップ係数ベク
トルＴＣl1，ＴＣl2でも良いし、又は例えばＦl1（ω）
から他のＦl1（ω）等に遷移するための遷移タップ係数
ベクトル（両ベクトル間の差分）でも良い。図４は第１
の実施の形態による受信特性調整制御のフローチャート
である。
【００６４】調整装置９０をスタートするとこの処理に
入力する。ステップＳ１では本調整処理に係るエラーフ
ラグＥＲＦ及びビット誤り率ＥＲの下降検出フラグＤＷ
ＮＦを共にリセットする。ステップＳ２ではＦＩＲフィ
ルタ２２，２３にデフォルト（例えばα＝０．５）のタ
ップ係数ベクトルＴＣを設定する。ステップＳ３ではバ
ースト状のテスト信号ＴＳを送出し、ステップＳ４では
その受信データＲＤのビット誤り率ＥＲを検出・保持す
る。ステップＳ５ではＦＩＲフィルタ２２，２３の特性
を微小分増加（例えばα＝０．６に）させる。ステップ
Ｓ６では再度テスト信号ＴＳを送出し、ステップＳ７で
はその受信データＲＤのビット誤り率ＥＲを検出・保持
する。ステップＳ８では前回と今回のビット誤り率ＥＲ
を比較してビット誤り率ＥＲが減少か否かを判別する。
減少（等しい場合を含む）の場合は、特性改善の方向に
向かっているとして、ステップＳ１５でビット誤り率の
下降検出フラグＤＷＮＦをセットし、ステップＳ５に戻
る。
入力する。ステップＳ１では本調整処理に係るエラーフ
ラグＥＲＦ及びビット誤り率ＥＲの下降検出フラグＤＷ
ＮＦを共にリセットする。ステップＳ２ではＦＩＲフィ
ルタ２２，２３にデフォルト（例えばα＝０．５）のタ
ップ係数ベクトルＴＣを設定する。ステップＳ３ではバ
ースト状のテスト信号ＴＳを送出し、ステップＳ４では
その受信データＲＤのビット誤り率ＥＲを検出・保持す
る。ステップＳ５ではＦＩＲフィルタ２２，２３の特性
を微小分増加（例えばα＝０．６に）させる。ステップ
Ｓ６では再度テスト信号ＴＳを送出し、ステップＳ７で
はその受信データＲＤのビット誤り率ＥＲを検出・保持
する。ステップＳ８では前回と今回のビット誤り率ＥＲ
を比較してビット誤り率ＥＲが減少か否かを判別する。
減少（等しい場合を含む）の場合は、特性改善の方向に
向かっているとして、ステップＳ１５でビット誤り率の
下降検出フラグＤＷＮＦをセットし、ステップＳ５に戻
る。
【００６５】またステップＳ８の判別で増加の場合は、
特性改悪の方向に向かっているとして、ステップＳ９で
はＦＩＲフィルタ２２，２３の特性を微小分減少（例え
ばα＝０．５に）させる。ステップＳ１０ではテスト信
号ＴＳを送出し、ステップＳ１１ではその受信データＲ
Ｄのビット誤り率ＥＲを検出・保持する。ステップＳ１
２ではビット誤り率ＥＲが減少か否かを判別し、減少
（等しい場合を含む）の場合は、特性改善の方向に向か
っているとして、ステップＳ１６でＤＷＮＦをセット
し、ステップＳ９に戻る。
特性改悪の方向に向かっているとして、ステップＳ９で
はＦＩＲフィルタ２２，２３の特性を微小分減少（例え
ばα＝０．５に）させる。ステップＳ１０ではテスト信
号ＴＳを送出し、ステップＳ１１ではその受信データＲ
Ｄのビット誤り率ＥＲを検出・保持する。ステップＳ１
２ではビット誤り率ＥＲが減少か否かを判別し、減少
（等しい場合を含む）の場合は、特性改善の方向に向か
っているとして、ステップＳ１６でＤＷＮＦをセット
し、ステップＳ９に戻る。
【００６６】またステップＳ１２の判別で増加の場合は
ステップＳ１３でＤＷＮＦ＝１か否かを判別する。ＤＷ
ＮＦ＝１の場合は特性改善検出後の改悪検出であるので
ステップＳ１４ではＦＩＲフィルタ２２，２３の特性を
一つ前の時点の設定に戻し、処理を抜ける。またＤＷＮ
Ｆ＝０の場合は特性改善検出無しの改悪検出であるので
ステップＳ１７では本調整処理に係るエラーフラグＥＲ
Ｆをセットし、処理を抜ける。なお、この場合は初期条
件を変える等して再度上記処理を行うことが可能であ
る。
ステップＳ１３でＤＷＮＦ＝１か否かを判別する。ＤＷ
ＮＦ＝１の場合は特性改善検出後の改悪検出であるので
ステップＳ１４ではＦＩＲフィルタ２２，２３の特性を
一つ前の時点の設定に戻し、処理を抜ける。またＤＷＮ
Ｆ＝０の場合は特性改善検出無しの改悪検出であるので
ステップＳ１７では本調整処理に係るエラーフラグＥＲ
Ｆをセットし、処理を抜ける。なお、この場合は初期条
件を変える等して再度上記処理を行うことが可能であ
る。
【００６７】なお、上記はコサインロールオフ特性Ｆl
（ω）についての調整方法を述べたが、他の減衰特性Ｆ
g （ω），群遅延特性Ｆd （ω），位相特性Ｆθ（ω）
及びこれらの合成特性Ｆlg（ω）等の各調整についても
同様に行える。また、上記の適応制御は一例を示すもの
で、他にも様々に構成できる。例えばＦＩＲフィルタ２
２，２３の特性を微小分減少（又は増加）させる方向に
進めて特性改悪となる第１の点を求め、次にＦＩＲフィ
ルタ２２，２３の特性を微小分増加（又は減少）させる
方向に進めて特性改悪となる第２の点を求め、前記求め
た第１，第２の点の中間の特性を本設定する様にしても
良い。
（ω）についての調整方法を述べたが、他の減衰特性Ｆ
g （ω），群遅延特性Ｆd （ω），位相特性Ｆθ（ω）
及びこれらの合成特性Ｆlg（ω）等の各調整についても
同様に行える。また、上記の適応制御は一例を示すもの
で、他にも様々に構成できる。例えばＦＩＲフィルタ２
２，２３の特性を微小分減少（又は増加）させる方向に
進めて特性改悪となる第１の点を求め、次にＦＩＲフィ
ルタ２２，２３の特性を微小分増加（又は減少）させる
方向に進めて特性改悪となる第２の点を求め、前記求め
た第１，第２の点の中間の特性を本設定する様にしても
良い。
【００６８】本第１の実施の形態によれば、アナログフ
ィルタの特性偏差を適応的に補償できるので、調整作業
が容易であるばかりか、生産時の歩留りが向上する。ま
たアナログフィルタを小型化、安価にでき、かつ全フィ
ルタ特性の最適化により装置の性能向上が図れる。ま
た、従来の様に適応トランスバーサルフィルタを使用す
る場合とは異なり、受信特性Ｒ（ω）の中の諸特性（ロ
ールオフ特性，減衰特性等）の扱いが明確であるので、
特定の１又は２以上の特性を選択的に補償し又は積極的
に制御する事も可能である。また、ＦＩＲフィルタの動
作は安定である。
ィルタの特性偏差を適応的に補償できるので、調整作業
が容易であるばかりか、生産時の歩留りが向上する。ま
たアナログフィルタを小型化、安価にでき、かつ全フィ
ルタ特性の最適化により装置の性能向上が図れる。ま
た、従来の様に適応トランスバーサルフィルタを使用す
る場合とは異なり、受信特性Ｒ（ω）の中の諸特性（ロ
ールオフ特性，減衰特性等）の扱いが明確であるので、
特定の１又は２以上の特性を選択的に補償し又は積極的
に制御する事も可能である。また、ＦＩＲフィルタの動
作は安定である。
【００６９】図５は第２の実施の形態によるディジタル
無線通信装置の構成を示す図で、上記外部の調整装置９
０の機能をディジタル無線通信装置の内部に備える場合
を示している。図において、２６はＲＦスイッチ（ＲＦ
Ｓ）、２７は減衰器（ＡＴＴ）、２８はＲＯＭ，ＥＥＰ
ＲＯＭ等の不揮発性メモリよりなるパラメータメモリ
（ＰＭ）、２９はアドレスレジスタ（ＡＤＲ）である。
無線通信装置の構成を示す図で、上記外部の調整装置９
０の機能をディジタル無線通信装置の内部に備える場合
を示している。図において、２６はＲＦスイッチ（ＲＦ
Ｓ）、２７は減衰器（ＡＴＴ）、２８はＲＯＭ，ＥＥＰ
ＲＯＭ等の不揮発性メモリよりなるパラメータメモリ
（ＰＭ）、２９はアドレスレジスタ（ＡＤＲ）である。
【００７０】ＲＦＳ２６はＴＸＡ５５の出力を送受分波
スイッチ２又は減衰器２７の側に切り替える。ＡＴＴ２
７はＴＸＡ５５の出力レベルをＲＦＡ６の受信波レベル
にまで減衰させる。なお、ＴＸＡ５５に直接働き掛け、
その出力レベルを小さく出来れば、ＡＴＴ２７を省略で
きる。ＰＭ２８はアナログフィルタの伝達特性を補償す
るためにＦＩＲフィルタ２２，２３に設定する各種のコ
サインロールオフ特性Ｆl （ω），減衰特性Ｆ
g （ω），群遅延特性Ｆd （ω），位相特性Ｆθ（ω）
及びこれらの合成特性を実現するための予め求められた
複数組のタップ係数ベクトルＴＣを記憶している。各タ
ップ係数ベクトルＴＣはＡＤＲ２９の内容により選択さ
れ、読出される。
スイッチ２又は減衰器２７の側に切り替える。ＡＴＴ２
７はＴＸＡ５５の出力レベルをＲＦＡ６の受信波レベル
にまで減衰させる。なお、ＴＸＡ５５に直接働き掛け、
その出力レベルを小さく出来れば、ＡＴＴ２７を省略で
きる。ＰＭ２８はアナログフィルタの伝達特性を補償す
るためにＦＩＲフィルタ２２，２３に設定する各種のコ
サインロールオフ特性Ｆl （ω），減衰特性Ｆ
g （ω），群遅延特性Ｆd （ω），位相特性Ｆθ（ω）
及びこれらの合成特性を実現するための予め求められた
複数組のタップ係数ベクトルＴＣを記憶している。各タ
ップ係数ベクトルＴＣはＡＤＲ２９の内容により選択さ
れ、読出される。
【００７１】ＣＰＵ４１は通信の空き時間（他のタイム
スロット等）を利用し、ＲＦＳ２６を減衰器２７の側に
切り替えると共に、ＴＤＭＡ同期制御部３１，送信部３
を介してテスト信号を送信する。このテスト信号は、ア
ンテナ１の側には出力されず、ＲＦＳ２６，ＡＴＴ２７
を介してＲＦＡ６に入力され、かつ受信部５で復調・再
生されて受信データＲＤとなる。この受信データＲＤは
ＴＤＭＡ同期制御部３１を介してＣＰＵ４１に取り込ま
れ、既知のテストデータＴＰとの比較によりビット誤り
率ＥＲが検出される。そして、ＣＰＵ４１は、上記テス
トデータＴＰの送信とそのビット誤り率ＥＲの検出とを
繰り返しつつ、その都度ＰＭ２８の読出アドレスを適応
的に更新することで、最終的にビット誤り率ＥＲを最小
とする様な最適タップ係数ベクトルＴＣを選択し、ＦＩ
Ｒ２２，２３に本設定する。以後は、ＲＦＳ２６をアン
テナ１の側に切り替え、稼働可能となる。
スロット等）を利用し、ＲＦＳ２６を減衰器２７の側に
切り替えると共に、ＴＤＭＡ同期制御部３１，送信部３
を介してテスト信号を送信する。このテスト信号は、ア
ンテナ１の側には出力されず、ＲＦＳ２６，ＡＴＴ２７
を介してＲＦＡ６に入力され、かつ受信部５で復調・再
生されて受信データＲＤとなる。この受信データＲＤは
ＴＤＭＡ同期制御部３１を介してＣＰＵ４１に取り込ま
れ、既知のテストデータＴＰとの比較によりビット誤り
率ＥＲが検出される。そして、ＣＰＵ４１は、上記テス
トデータＴＰの送信とそのビット誤り率ＥＲの検出とを
繰り返しつつ、その都度ＰＭ２８の読出アドレスを適応
的に更新することで、最終的にビット誤り率ＥＲを最小
とする様な最適タップ係数ベクトルＴＣを選択し、ＦＩ
Ｒ２２，２３に本設定する。以後は、ＲＦＳ２６をアン
テナ１の側に切り替え、稼働可能となる。
【００７２】本第２の実施の形態によれば、受信特性の
調整機能を装置に内蔵するので、本機の製造時のみなら
ず、本機の稼働中においても、様々な通信障害等に対し
て柔軟に対応できる。また、通信障害時以外であって
も、例えば隣接チャネルからの混信を避けるべく予め積
極的にＲ（ω）のαを小さくしたり、又は減衰特性を増
したり、通信環境に応じて様々なカテゴリの特性変更が
可能となる。
調整機能を装置に内蔵するので、本機の製造時のみなら
ず、本機の稼働中においても、様々な通信障害等に対し
て柔軟に対応できる。また、通信障害時以外であって
も、例えば隣接チャネルからの混信を避けるべく予め積
極的にＲ（ω）のαを小さくしたり、又は減衰特性を増
したり、通信環境に応じて様々なカテゴリの特性変更が
可能となる。
【００７３】図６は第２の実施の形態における他のエラ
ーレート検出方法を説明する図で、例えば本機の通話中
における受信データに基づきビット誤り率ＥＲを検出す
る場合を示している。図６はＴＤＭＡ（ＰＤＣ）方式に
おける送受信フレームのフレームフォーマットを示して
いる。上り１フレーム（２０ｍｓ）は３チャネル（タイ
ムスロットＴ１〜Ｔ３）からなり、１スーパフレーム
（７２０ｍｓ）は３６フレームからなる。１チャネル分
の信号フォーマットを説明すると、Ｒ，Ｇはバースト送
信用のガードビット、Ｐはプリアンブル、ＴＣＨは通話
データ、ＳＷは同期ワード、ＳＦはＴＣＨの中身の種類
を示すスチールフラグ、ＣＣは周波数毎に異なる既知の
カラーコード、ＳＡＣＣＨは任意の制御データである。
なお、下欄の数字はビット数を表す。
ーレート検出方法を説明する図で、例えば本機の通話中
における受信データに基づきビット誤り率ＥＲを検出す
る場合を示している。図６はＴＤＭＡ（ＰＤＣ）方式に
おける送受信フレームのフレームフォーマットを示して
いる。上り１フレーム（２０ｍｓ）は３チャネル（タイ
ムスロットＴ１〜Ｔ３）からなり、１スーパフレーム
（７２０ｍｓ）は３６フレームからなる。１チャネル分
の信号フォーマットを説明すると、Ｒ，Ｇはバースト送
信用のガードビット、Ｐはプリアンブル、ＴＣＨは通話
データ、ＳＷは同期ワード、ＳＦはＴＣＨの中身の種類
を示すスチールフラグ、ＣＣは周波数毎に異なる既知の
カラーコード、ＳＡＣＣＨは任意の制御データである。
なお、下欄の数字はビット数を表す。
【００７４】このうちの通話データＴＣＨ等の可変デー
タについては、送受信間で特定の誤り検査方式（ＣＲＣ
等）を採用しないとビット誤り率ＥＲを検出できない。
しかし、プリアンブルＰ，同期ワードＳＷ及びカラーコ
ードＣＣについては受信側でも既知であるので、ビット
誤り率ＥＲの検出に利用できる。この場合におけるＣＰ
Ｕ４１は、本機の待ち受け時や通話中等における受信デ
ータＲＤより、既知のビット情報を抽出し、ビット誤り
率ＥＲを検出する。そして、検出したビット誤り率ＥＲ
が所定閾値を越えた場合はＦＩＲフィルタ２２，２３の
特性を適宜に変更する。
タについては、送受信間で特定の誤り検査方式（ＣＲＣ
等）を採用しないとビット誤り率ＥＲを検出できない。
しかし、プリアンブルＰ，同期ワードＳＷ及びカラーコ
ードＣＣについては受信側でも既知であるので、ビット
誤り率ＥＲの検出に利用できる。この場合におけるＣＰ
Ｕ４１は、本機の待ち受け時や通話中等における受信デ
ータＲＤより、既知のビット情報を抽出し、ビット誤り
率ＥＲを検出する。そして、検出したビット誤り率ＥＲ
が所定閾値を越えた場合はＦＩＲフィルタ２２，２３の
特性を適宜に変更する。
【００７５】図７は第３の実施の形態によるディジタル
無線通信装置の構成を示す図で、ＦＩＲフィルタ２２，
２３の機能及び該ＦＩＲフィルタ２２，２３への最適タ
ップ係数ベクトル設定機能をＤＳＰ４７のプログラム実
行により実現した場合を示している。ＦＩＲフィルタ２
２，２３の機能は上記（２）式の演算実行により実現さ
れる。また最適タップ係数ベクトルの設定機能は上記図
４と同様の処理で実現出来る。但し、本第３の実施の形
態ではＤＳＰ４７とＣＰＵ４１とで機能分担をしてお
り、例えば、ＤＳＰ４７はＰＭ２８とそのタップ係数ベ
クトルＴＣの読出機能を担当し、またＣＰＵ４１はテス
ト信号の送出機能、その受信データＲＤに基づくビット
誤り率ＥＲの検出機能及び該ビット誤り率ＥＲに基づく
ＦＩＲフィルタ２２，２３の適応制御機能を担当する。
或いは、上記図６で述べた如く、ＣＰＵ４１は、通信中
の受信データＲＤに基づくビット誤り率ＥＲの検出機能
及び該ビット誤り率ＥＲに基づくＦＩＲフィルタ２２，
２３の適応制御機能を担当する。
無線通信装置の構成を示す図で、ＦＩＲフィルタ２２，
２３の機能及び該ＦＩＲフィルタ２２，２３への最適タ
ップ係数ベクトル設定機能をＤＳＰ４７のプログラム実
行により実現した場合を示している。ＦＩＲフィルタ２
２，２３の機能は上記（２）式の演算実行により実現さ
れる。また最適タップ係数ベクトルの設定機能は上記図
４と同様の処理で実現出来る。但し、本第３の実施の形
態ではＤＳＰ４７とＣＰＵ４１とで機能分担をしてお
り、例えば、ＤＳＰ４７はＰＭ２８とそのタップ係数ベ
クトルＴＣの読出機能を担当し、またＣＰＵ４１はテス
ト信号の送出機能、その受信データＲＤに基づくビット
誤り率ＥＲの検出機能及び該ビット誤り率ＥＲに基づく
ＦＩＲフィルタ２２，２３の適応制御機能を担当する。
或いは、上記図６で述べた如く、ＣＰＵ４１は、通信中
の受信データＲＤに基づくビット誤り率ＥＲの検出機能
及び該ビット誤り率ＥＲに基づくＦＩＲフィルタ２２，
２３の適応制御機能を担当する。
【００７６】更に、本第３の実施の形態では、ＤＳＰ４
７は、ＦＩＲフィルタ２２，２３の演算を実現すると同
時に、該ＦＩＲフィルタ２２，２３の出力信号Ｉ，Ｑに
基づきアイの歪みも検出可能となる。アイの歪みは受信
劣化に直結するので、上記ビット誤り率ＥＲの場合と同
様にＦＩＲフィルタ２２，２３の適応制御に利用でき
る。
７は、ＦＩＲフィルタ２２，２３の演算を実現すると同
時に、該ＦＩＲフィルタ２２，２３の出力信号Ｉ，Ｑに
基づきアイの歪みも検出可能となる。アイの歪みは受信
劣化に直結するので、上記ビット誤り率ＥＲの場合と同
様にＦＩＲフィルタ２２，２３の適応制御に利用でき
る。
【００７７】図８は第３の実施の形態における他の受信
劣化検出方法を説明する図で、アイの歪みに基づき受信
劣化（エラー状態）を検出する場合を示している。図８
（Ａ）はアイの歪みをアイ開口率ＩＡに基づき測定する
場合を示している。図において、ＩRFはＩ軸を上下象限
に分ける基準レベル、〜は識別点における各サンプ
リングデータ、Ｒ２は入力データＩにつき上象限におけ
る最小値を検出するレジスタ，Ｒ３は同じく下象限にお
ける最大値を検出するレジスタである。サンプリングデ
ータ〜はどの順序で発生しても良い。また図は振幅
変動によるアイパターンを示しているが、位相変動によ
るアイパターンも振幅変動となって表れる。
劣化検出方法を説明する図で、アイの歪みに基づき受信
劣化（エラー状態）を検出する場合を示している。図８
（Ａ）はアイの歪みをアイ開口率ＩＡに基づき測定する
場合を示している。図において、ＩRFはＩ軸を上下象限
に分ける基準レベル、〜は識別点における各サンプ
リングデータ、Ｒ２は入力データＩにつき上象限におけ
る最小値を検出するレジスタ，Ｒ３は同じく下象限にお
ける最大値を検出するレジスタである。サンプリングデ
ータ〜はどの順序で発生しても良い。また図は振幅
変動によるアイパターンを示しているが、位相変動によ
るアイパターンも振幅変動となって表れる。
【００７８】ある検出期間の最初において、Ｒ２は上象
限の最大値に、かつＲ３は下象限の最小値に夫々プリセ
ットされる。その後の各入力データＩは基準レベルＩRF
と比較され、上象限にある時はＲ２が前回よりも小さい
方を保持する様に更新され、また下象限にある時はＲ３
が前回よりも大きい方を保持する様に更新される。従っ
て、所定の検出期間を経過した時は、Ｒ２は上象限にお
ける最小値を保持し、またＲ３は下象限における最大
値を保持する。そして、アイ開口率ＩＡは、ＩＡ＝｜
−｜により得られる。Ｑ軸についても同様である。
限の最大値に、かつＲ３は下象限の最小値に夫々プリセ
ットされる。その後の各入力データＩは基準レベルＩRF
と比較され、上象限にある時はＲ２が前回よりも小さい
方を保持する様に更新され、また下象限にある時はＲ３
が前回よりも大きい方を保持する様に更新される。従っ
て、所定の検出期間を経過した時は、Ｒ２は上象限にお
ける最小値を保持し、またＲ３は下象限における最大
値を保持する。そして、アイ開口率ＩＡは、ＩＡ＝｜
−｜により得られる。Ｑ軸についても同様である。
【００７９】図８（Ｂ）はアイの歪みをアイ振幅の変動
（分散δＩ1 ，δＩ2 ）に基づき測定する場合を示して
いる。図において、Ｒ１は入力データＩにつき上象限に
おける最大値を検出するレジスタ，Ｒ４は同じく下象限
における最小値を検出するレジスタである。なお、Ｒ
２，Ｒ３の動作は上記と同様で良い。以下、Ｒ１，Ｒ４
の動作を説明する。
（分散δＩ1 ，δＩ2 ）に基づき測定する場合を示して
いる。図において、Ｒ１は入力データＩにつき上象限に
おける最大値を検出するレジスタ，Ｒ４は同じく下象限
における最小値を検出するレジスタである。なお、Ｒ
２，Ｒ３の動作は上記と同様で良い。以下、Ｒ１，Ｒ４
の動作を説明する。
【００８０】ある検出期間の最初において、Ｒ１は上象
限の最小値に、かつＲ４は下象限の最大値に夫々プリセ
ットされる。その後の各入力データＩは基準レベルＩRF
と比較され、上象限にある時はＲ１が前回よりも大きい
方を保持する様に更新され、また下象限にある時はＲ４
が前回よりも小さい方を保持する様に更新される。従っ
て、所定の検出期間を経過した時は、Ｒ１は上象限にお
ける最大値を保持し、またＲ４は下象限における最小
値を保持する。そして、上象限のアイ変動分δＩ
1 は、δＩ1 ＝｜−｜により得られ、また下象限の
アイ変動分δＩ2 は、δＩ2 ＝｜−｜により得られ
る。更に、変動分δＩ1 とδＩ2 との平均を求め、これ
をアイ振幅の変動とする。Ｑ軸についても同様である。
限の最小値に、かつＲ４は下象限の最大値に夫々プリセ
ットされる。その後の各入力データＩは基準レベルＩRF
と比較され、上象限にある時はＲ１が前回よりも大きい
方を保持する様に更新され、また下象限にある時はＲ４
が前回よりも小さい方を保持する様に更新される。従っ
て、所定の検出期間を経過した時は、Ｒ１は上象限にお
ける最大値を保持し、またＲ４は下象限における最小
値を保持する。そして、上象限のアイ変動分δＩ
1 は、δＩ1 ＝｜−｜により得られ、また下象限の
アイ変動分δＩ2 は、δＩ2 ＝｜−｜により得られ
る。更に、変動分δＩ1 とδＩ2 との平均を求め、これ
をアイ振幅の変動とする。Ｑ軸についても同様である。
【００８１】なお、上記はアイの最大変動分の大きさを
求めたが、アイの統計学上の分散を求めても良い。また
上記アイの歪み検出はＩ軸又はＱ軸についてのみ行って
も良い。また上記アイ開口率とアイ変動分の双方をアイ
の歪み評価の対象にしても良い。また上記アイ歪み検出
機能は最大値、最小値検出回路等のハードウエアで構成
可能であり。図２，図５の構成でもアイの歪みをエラー
状態の検出対象にできる。
求めたが、アイの統計学上の分散を求めても良い。また
上記アイの歪み検出はＩ軸又はＱ軸についてのみ行って
も良い。また上記アイ開口率とアイ変動分の双方をアイ
の歪み評価の対象にしても良い。また上記アイ歪み検出
機能は最大値、最小値検出回路等のハードウエアで構成
可能であり。図２，図５の構成でもアイの歪みをエラー
状態の検出対象にできる。
【００８２】更にまた、受信エラー状態の検出対象は、
ディジタル復調信号Ｉ，Ｑの符号点からの偏差εとして
も良い。この場合の偏差ε2 を最小とする様な補正タッ
プ係数ベクトルは適応トランスバーサルフィルタにおけ
る最適タップ係数ベクトルと同様となるが、予め様々な
アナロフィルタに対する最適タップ係数ベクトルを求め
ておき、これらを上記図４と同様の適応的制御によりＦ
ＩＲフィルタ２２，２３に適用する事になる。
ディジタル復調信号Ｉ，Ｑの符号点からの偏差εとして
も良い。この場合の偏差ε2 を最小とする様な補正タッ
プ係数ベクトルは適応トランスバーサルフィルタにおけ
る最適タップ係数ベクトルと同様となるが、予め様々な
アナロフィルタに対する最適タップ係数ベクトルを求め
ておき、これらを上記図４と同様の適応的制御によりＦ
ＩＲフィルタ２２，２３に適用する事になる。
【００８３】図９は第４の実施の形態によるディジタル
無線通信装置を説明する図で、自局の通信状況に応じて
受信フィルタの有効タップ数を可変する場合を示してい
る。図において、７０は移動通信システムの基地局（Ｂ
Ｓ），６０は例えば図７の構成の移動機（ＭＳ）であ
る。但し、ＤＳＰ４７によるＦＩＲフィルタ２２，２３
の有効タップ数は可変に構成されている。
無線通信装置を説明する図で、自局の通信状況に応じて
受信フィルタの有効タップ数を可変する場合を示してい
る。図において、７０は移動通信システムの基地局（Ｂ
Ｓ），６０は例えば図７の構成の移動機（ＭＳ）であ
る。但し、ＤＳＰ４７によるＦＩＲフィルタ２２，２３
の有効タップ数は可変に構成されている。
【００８４】例えばＢＳ７０はＭＳ６０の通信状態に応
じて受信減衰特性を制御するための制御信号を送信す
る。これを受けたＣＰＵ４１はＤＳＰ４７を介してＦＩ
Ｒフィルタ２２，２３の有効タップ数を可変制御する。
具体例を説明すると、ＢＳ７０は、ＭＳ６０の隣接チャ
ネル（周波数チャネル）が不使用の場合は、フィルタの
減衰特性を浅くして（即ち、有効タップ数を減らし
て）、ＤＳＰ等による演算負担及び受信再生信号ＲＤの
遅延を低減させ、また隣接チャネルが使用中の場合はフ
ィルタの減衰特性を深くして（即ち、有効タップ数を増
して）、隣接チャネルからの妨害波を除去する様に制御
する。
じて受信減衰特性を制御するための制御信号を送信す
る。これを受けたＣＰＵ４１はＤＳＰ４７を介してＦＩ
Ｒフィルタ２２，２３の有効タップ数を可変制御する。
具体例を説明すると、ＢＳ７０は、ＭＳ６０の隣接チャ
ネル（周波数チャネル）が不使用の場合は、フィルタの
減衰特性を浅くして（即ち、有効タップ数を減らし
て）、ＤＳＰ等による演算負担及び受信再生信号ＲＤの
遅延を低減させ、また隣接チャネルが使用中の場合はフ
ィルタの減衰特性を深くして（即ち、有効タップ数を増
して）、隣接チャネルからの妨害波を除去する様に制御
する。
【００８５】又は、ＭＳ６０がＢＳ７０に短時間でレス
ポンスを返す様な通信では、ＦＩＲフィルタ２２，２３
の有効タップ数を減らして受信再生信号の遅延を改善
し、速やかなレスポンスを可能とする。かくして、基地
局は移動局の性能をその優先順位（例えば処理速度を優
先するか、又は処理速度が問題にならない場合は妨害波
除去性能を優先するか等）により適正に制御可能とな
る。
ポンスを返す様な通信では、ＦＩＲフィルタ２２，２３
の有効タップ数を減らして受信再生信号の遅延を改善
し、速やかなレスポンスを可能とする。かくして、基地
局は移動局の性能をその優先順位（例えば処理速度を優
先するか、又は処理速度が問題にならない場合は妨害波
除去性能を優先するか等）により適正に制御可能とな
る。
【００８６】又は、ＣＰＵ４１は自局のタイムスロット
又は通信の空き時間（他のタイムスロット等）を利用し
て、自らＦＩＲフィルタ２２，２３の隣接チャネル減衰
量を一時的に低減させて、その時の受信エラー状態を検
出すると共に、隣接チャネル（周波数チャネル）が不使
用（受信エラーが生じない）の場合はＦＩＲフィルタ２
２，２３の減衰特性を浅くしてＤＳＰ４７による演算負
担及び受信再生信号ＲＤの遅延を低減させ、また隣接チ
ャネルが使用中（受信エラーが生じる）の場合はＦＩＲ
フィルタ２２，２３の減衰特性を深くして隣接チャネル
からの妨害波を除去する様にできる。
又は通信の空き時間（他のタイムスロット等）を利用し
て、自らＦＩＲフィルタ２２，２３の隣接チャネル減衰
量を一時的に低減させて、その時の受信エラー状態を検
出すると共に、隣接チャネル（周波数チャネル）が不使
用（受信エラーが生じない）の場合はＦＩＲフィルタ２
２，２３の減衰特性を浅くしてＤＳＰ４７による演算負
担及び受信再生信号ＲＤの遅延を低減させ、また隣接チ
ャネルが使用中（受信エラーが生じる）の場合はＦＩＲ
フィルタ２２，２３の減衰特性を深くして隣接チャネル
からの妨害波を除去する様にできる。
【００８７】なお、この場合のＢＰＦ８，１０，１２等
は広めの帯域幅を有する。更には、ＢＰＦ１２をＦＩＲ
フィルタ１２となし、その隣接チャネル減衰量を一時的
に低減させる様に構成してもよい。又は、ＣＰＵ４１は
通信の空き時間を利用して自ら隣接チャネル（周波数チ
ャネル）の使用状態を監視すると共に、隣接チャネルが
不使用（キャリアが存在しない、又は受信データが再生
されない）の場合はＦＩＲフィルタ２２，２３の減衰特
性を浅くしてＤＳＰ４７による演算負担及び受信再生信
号ＲＤの遅延を低減させ、また隣接チャネルが使用中
（キャリアが存在する、又は受信データが再生される）
の場合は減衰特性を深くして隣接チャネルからの妨害波
を除去する様にできる。
は広めの帯域幅を有する。更には、ＢＰＦ１２をＦＩＲ
フィルタ１２となし、その隣接チャネル減衰量を一時的
に低減させる様に構成してもよい。又は、ＣＰＵ４１は
通信の空き時間を利用して自ら隣接チャネル（周波数チ
ャネル）の使用状態を監視すると共に、隣接チャネルが
不使用（キャリアが存在しない、又は受信データが再生
されない）の場合はＦＩＲフィルタ２２，２３の減衰特
性を浅くしてＤＳＰ４７による演算負担及び受信再生信
号ＲＤの遅延を低減させ、また隣接チャネルが使用中
（キャリアが存在する、又は受信データが再生される）
の場合は減衰特性を深くして隣接チャネルからの妨害波
を除去する様にできる。
【００８８】図１０は第５の実施の形態によるディジタ
ル無線通信装置を説明する図で、送信側フィルタ及び受
信側フィルタのロールオフ係数及び有効タップ数を可変
とする場合を示している。送信部３において、ＦＩＲフ
ィルタ５２，５３はＤＳＰ４８により構成され、そのロ
ールオフ係数及び有効タップ数を可変に構成されてい
る。受信部５のＦＩＲフィルタ２２，２３も同様であ
る。
ル無線通信装置を説明する図で、送信側フィルタ及び受
信側フィルタのロールオフ係数及び有効タップ数を可変
とする場合を示している。送信部３において、ＦＩＲフ
ィルタ５２，５３はＤＳＰ４８により構成され、そのロ
ールオフ係数及び有効タップ数を可変に構成されてい
る。受信部５のＦＩＲフィルタ２２，２３も同様であ
る。
【００８９】ある種のディジタル移動通信システムで
は、互いに通信する移動機ＭＳＡ，ＭＳＢがＢＳ７０の
サービスエリアから離れると、夫々に自局の周波数精度
（基地局よりも精度が低い）で通信を継続することにな
るが、この時のＭＳＡ，ＭＳＢの送信周波数の偏差によ
り他チャネルに妨害を及ぼす可能性がある。係る場合で
も、ＭＳＡ，ＭＳＢは相互に制御信号をやり取りするこ
とで、夫々にＦＩＲフィルタ５２，５３，２２，２３の
ロールオフ特性（必要なら減衰特性）を所望の整合状態
（送受信帯域に重なりを有する状態）となる様に可変制
御することで、他チャネルへの妨害を低減しつつ、２局
間通信を良好に維持できる。
は、互いに通信する移動機ＭＳＡ，ＭＳＢがＢＳ７０の
サービスエリアから離れると、夫々に自局の周波数精度
（基地局よりも精度が低い）で通信を継続することにな
るが、この時のＭＳＡ，ＭＳＢの送信周波数の偏差によ
り他チャネルに妨害を及ぼす可能性がある。係る場合で
も、ＭＳＡ，ＭＳＢは相互に制御信号をやり取りするこ
とで、夫々にＦＩＲフィルタ５２，５３，２２，２３の
ロールオフ特性（必要なら減衰特性）を所望の整合状態
（送受信帯域に重なりを有する状態）となる様に可変制
御することで、他チャネルへの妨害を低減しつつ、２局
間通信を良好に維持できる。
【００９０】図１１は第６の実施の形態によるディジタ
ル無線通信装置を説明する図で、受信レベル（ＲＳＳ
Ｉ）に従い送信側フィルタ及び受信側フィルタのロール
オフ係数及び有効タップ数を可変とする場合を示してい
る。図において、３６はＩＦアンプ（ＩＦＡ）、３７は
受信レベル検出部（ＲＳＳＩＤ）、３８はＡ／Ｄ変換部
（Ａ／Ｄ）である。
ル無線通信装置を説明する図で、受信レベル（ＲＳＳ
Ｉ）に従い送信側フィルタ及び受信側フィルタのロール
オフ係数及び有効タップ数を可変とする場合を示してい
る。図において、３６はＩＦアンプ（ＩＦＡ）、３７は
受信レベル検出部（ＲＳＳＩＤ）、３８はＡ／Ｄ変換部
（Ａ／Ｄ）である。
【００９１】例えばＢＳ７０の圏外でＭＳＡ，ＭＳＢが
２局間通信を行う場合に、受信レベルが高い場合は、２
局間の距離が近いので、ＦＩＲフィルタ５２，５３，２
２，２３のロールオフ係数αを小さくして（必要なら減
衰特性を増して）他チャネルへの妨害低減を優先する。
また受信レベルが低い場合は、２局間の距離が遠いの
で、ロールオフ係数αを大きくして（必要なら減衰特性
を減らして）２局間の通信維持を優先する。
２局間通信を行う場合に、受信レベルが高い場合は、２
局間の距離が近いので、ＦＩＲフィルタ５２，５３，２
２，２３のロールオフ係数αを小さくして（必要なら減
衰特性を増して）他チャネルへの妨害低減を優先する。
また受信レベルが低い場合は、２局間の距離が遠いの
で、ロールオフ係数αを大きくして（必要なら減衰特性
を減らして）２局間の通信維持を優先する。
【００９２】なお、上記各実施の形態ではディジタルフ
ィルタにＦＩＲフィルタを使用したが、本発明はＩＩＲ
(Infinite Impulse Response) フィルタを使用しても実
現可能である。因みに、ＩＩＲフィルタの伝達関数（ｚ
変換による標準形式）は（５）式となる。
ィルタにＦＩＲフィルタを使用したが、本発明はＩＩＲ
(Infinite Impulse Response) フィルタを使用しても実
現可能である。因みに、ＩＩＲフィルタの伝達関数（ｚ
変換による標準形式）は（５）式となる。
【００９３】
【数５】
【００９４】また、上記各実施の形態ではＴＤＭＡ方式
による携帯端末への適用例を述べたが、本発明はＣＤＭ
Ａ方式による無線通信装置等にも適用可能である。更に
は、携帯端末のみならず、様々なタイプのディジタル無
線通信装置（基地局，無線中継局，地球局，子局等）に
も適用可能である。また、上記本発明に好適なる複数の
実施の形態を述べたが、本発明思想を逸脱しない範囲内
で各部の構成、制御、及びこれらの組合せの様々な変更
が行えることは言うまでも無い。
による携帯端末への適用例を述べたが、本発明はＣＤＭ
Ａ方式による無線通信装置等にも適用可能である。更に
は、携帯端末のみならず、様々なタイプのディジタル無
線通信装置（基地局，無線中継局，地球局，子局等）に
も適用可能である。また、上記本発明に好適なる複数の
実施の形態を述べたが、本発明思想を逸脱しない範囲内
で各部の構成、制御、及びこれらの組合せの様々な変更
が行えることは言うまでも無い。
【００９５】
【発明の効果】以上述べた如く本発明によれば、一般に
特性バラツキや特性変動を有する様なアナログフィルタ
を、その特性が明らかなディジタルフィルタ（タップ係
数）で適応的に補償し又は積極的に制御する構成によ
り、高性能、高信頼性で、かつ狭帯域性等の高規格にも
柔軟に対処可能なディジタル無線通信装置を小型かつ低
コストで提供できる。
特性バラツキや特性変動を有する様なアナログフィルタ
を、その特性が明らかなディジタルフィルタ（タップ係
数）で適応的に補償し又は積極的に制御する構成によ
り、高性能、高信頼性で、かつ狭帯域性等の高規格にも
柔軟に対処可能なディジタル無線通信装置を小型かつ低
コストで提供できる。
【図１】本発明の原理を説明する図である。
【図２】第１の実施の形態によるディジタル無線通信装
置の構成を示す図である。
置の構成を示す図である。
【図３】第１の実施の形態による受信特性の調整原理を
説明する図である。
説明する図である。
【図４】第１の実施の形態による受信特性調整制御のフ
ローチャートである。
ローチャートである。
【図５】第２の実施の形態によるディジタル無線通信装
置の構成を示す図である。
置の構成を示す図である。
【図６】第２の実施の形態における他のエラーレート検
出方法を説明する図である。
出方法を説明する図である。
【図７】第３の実施の形態によるディジタル無線通信装
置の構成を示す図である。
置の構成を示す図である。
【図８】第３の実施の形態における他の受信劣化検出方
法を説明する図である。
法を説明する図である。
【図９】第４の実施の形態によるディジタル無線通信装
置を説明する図である。
置を説明する図である。
【図１０】第５の実施の形態によるディジタル無線通信
装置を説明する図である。
装置を説明する図である。
【図１１】第６の実施の形態によるディジタル無線通信
装置を説明する図である。
装置を説明する図である。
【図１２】従来技術を説明する図（１）である。
【図１３】従来技術を説明する図（２）である。
【図１４】従来技術を説明する図（３）である。
【図１５】従来技術を説明する図（４）である。
【図１６】従来技術を説明する図（５）である。
１ アンテナ
２ 送受分波スイッチ（Ｃ）
３ 送信部
４ 周波数シンセサイザ（ＳＹＮ）
５ 受信部
６ ＲＦアンプ（ＲＦＡ）
７，９ ミキサ（×）
８，１０，１２ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１１ ＩＦアンプ（ＩＦＡ）
１３ リミタアンプ（ＬＡ）
１４ 直交検波部（ＯＤＴ）
１５ Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）
１６，１７ 適応トランスバーサルフィルタ（ＡＴＦ）
１８ 識別部（ＤＳＣ）
１９ クロック生成部（ＣＧ）
２０ 自動周波数制御部（ＡＦＣ）
２１ 電圧制御発信器（ＶＣＯ）
２２，２３ ＦＩＲフィルタ（ＦＩＲ）
２５ 自動利得制御部（ＡＧＣ）
２６ ＲＦスイッチ（ＲＦＳ）
２７ 減衰器（ＡＴＴ）
２８ パラメータメモリ（ＰＭ）
２９ アドレスレジスタ（ＡＤＲ）
３１ ＴＤＭＡ同期制御部
３２ コーデック（ＣＯＤＥＣ）
３３ ベースバンド処理部（ＢＢＰ）
３４ マイク（ＭＩＣ）
３５ スピ−カ（ＳＰＫ）
３６ ＩＦアンプ（ＩＦＡ）
３７ 受信レベル検出部（ＲＳＳＩＤ）
３８ Ａ／Ｄ変換部（Ａ／Ｄ）
４１ ＣＰＵ
４２ 主メモリ（ＭＭ）
４３ コンソール部（ＣＳＬ）
４４ 表示部（ＤＳＰ）
４５ キーボード（ＫＢＤ）
４６ 共通バス
５１ 符号変換部（ＤＣＶ）
５２，５３ ＦＩＲフィルタ（ＦＩＲ）
５４ 直交変調部（ＯＭＤ）
５５ 送信アンプ（ＴＸＡ）
６０ 移動機（ＭＳ）
７０ 基地局（ＢＳ）
９０ 調整装置
９１ タップ係数生成部（ＴＣＧ）
９２ テスト信号発生部（ＴＳＧ）
９３ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
９４ エラー検出部（ＥＲＤ）
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平９−219663（ＪＰ，Ａ)
特開 平２−158221（ＪＰ，Ａ)
特開 平２−246576（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−149056（ＪＰ，Ａ)
特開 昭63−181516（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−261284（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−200286（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−23464（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−139645（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−186607（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04L 27/00 - 27/38
H03H 17/02 615
Claims (4)
- 【請求項１】 ディジタル移動通信システムの基地局を
介して通信を行うディジタル移動無線通信装置におい
て、 ディジタル変調波を受信復調する受信部であって、前段
のアナログフィルタと、前記アナログフィルタの特性を
補うべくそのフィルタ減衰特性を少なくとも有効タップ
数により可変可能なディジタルフィルタと、 自局の隣接チャネルの使用中または不使用中に応じて前
記ディジタルフィルタの有効タップ数を可変制御するタ
ップ数可変制御部とを備えることを特徴とするディジタ
ル移動無線通信装置。 - 【請求項２】 タップ数可変制御部は、基地局からの制
御信号に従いディジタルフィルタの有効タップ数を可変
制御することを特徴とする請求項１に記載のディジタル
移動無線通信装置。 - 【請求項３】 ディジタル移動通信システムの基地局を
介して通信を行うディジタル移動無線通信装置におい
て、 ディジタル変調波を受信復調する受信部であって、前段
のアナログフィルタと、前記アナログフィルタの特性を
補うべくそのフィルタ減衰特性を少なくとも有効タップ
数により可変可能なディジタルフィルタと、 自局の通信状況に応じて前記ディジタルフィルタの有効
タップ数を可変制御するタップ数可変制御部とを備え、 前記 タップ数可変制御部は、前記ディジタルフィルタの
隣接チャネル減衰量を一時的に低減させてその時の受信
状態を検出し、検出結果に応じて前記ディジタルフィル
タの有効タップ数を変更することを特徴とするディジタ
ル移動無線通信装置。 - 【請求項４】 ディジタル移動通信システムの基地局を
介して通信を行うディジタル移動無線通信装置におい
て、 ディジタル変調波を受信復調する受信部であって、前段
のアナログフィルタと、前記アナログフィルタの特性を
補うべくそのフィルタ減衰特性を少なくとも有効タップ
数により可変可能なディジタルフィルタと、 自局の通信状況に応じて前記ディジタルフィルタの有効
タップ数を可変制御す るタップ数可変制御部と 、 通信の空き時間を利用して隣接チャネルの帯域使用状態
を監視する監視制御部を備え、前記 タップ数可変制御部は、前記監視制御部の監視結果
に応じて前記ディジタルフィルタの有効タップ数を変更
することを特徴とするディジタル移動無線通信装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29959397A JP3476662B2 (ja) | 1997-10-17 | 1997-10-17 | ディジタル移動無線通信装置 |
| US09/052,388 US6307879B1 (en) | 1997-10-17 | 1998-03-31 | Digital radio communication apparatus and method of controlling the same |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29959397A JP3476662B2 (ja) | 1997-10-17 | 1997-10-17 | ディジタル移動無線通信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11122311A JPH11122311A (ja) | 1999-04-30 |
| JP3476662B2 true JP3476662B2 (ja) | 2003-12-10 |
Family
ID=17874652
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29959397A Expired - Fee Related JP3476662B2 (ja) | 1997-10-17 | 1997-10-17 | ディジタル移動無線通信装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6307879B1 (ja) |
| JP (1) | JP3476662B2 (ja) |
Families Citing this family (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6912075B1 (en) | 1999-05-17 | 2005-06-28 | The Directv Group, Inc. | Ring architecture for an optical satellite communication network with passive optical routing |
| US7103280B1 (en) | 1999-06-05 | 2006-09-05 | The Directv Group, Inc. | Architecture for an optical satellite communication network |
| US6816682B1 (en) * | 1999-06-07 | 2004-11-09 | The Directv Group, Inc. | Global gateway architecture for interconnecting regional satellites into a communication network |
| KR100404180B1 (ko) * | 1999-07-06 | 2003-11-03 | 엘지전자 주식회사 | 통신시스템에서의 기지국 신호 복조 장치 |
| ATE346347T1 (de) * | 2000-03-22 | 2006-12-15 | Infineon Technologies Ag | Vorrichtung zum empfangen digitaler daten eines kontaktlos übertragenden senders |
| US6807406B1 (en) * | 2000-10-17 | 2004-10-19 | Rf Micro Devices, Inc. | Variable gain mixer circuit |
| US8755473B2 (en) * | 2001-01-29 | 2014-06-17 | Ipr Licensing, Inc. | Method and apparatus for detecting rapid changes in signaling path environment |
| JP3798640B2 (ja) * | 2001-03-02 | 2006-07-19 | 富士通株式会社 | 受信装置及び受信信号の波形劣化補償方法並びに波形劣化検出装置及び方法並びに波形測定装置及び方法 |
| US6825801B1 (en) | 2003-12-11 | 2004-11-30 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Outer loop test generator for global positioning system |
| US7634239B2 (en) * | 2004-03-29 | 2009-12-15 | Aeroflex High Speed Test Solutions, Inc | Generator for agile frequency signals |
| CN100530984C (zh) | 2004-04-27 | 2009-08-19 | 三菱电机株式会社 | 无线装置 |
| JP2006148854A (ja) | 2004-10-21 | 2006-06-08 | Hitachi Kokusai Electric Inc | マルチキャリア受信機及び遅延補正機能付き送信機 |
| US20060122814A1 (en) * | 2004-12-03 | 2006-06-08 | Beens Jason A | Method and apparatus for digital signal processing analysis and development |
| JP4583196B2 (ja) * | 2005-02-04 | 2010-11-17 | 富士通セミコンダクター株式会社 | 通信装置 |
| JP4614829B2 (ja) * | 2005-06-20 | 2011-01-19 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 通信装置及び通信方法 |
| US20070098118A1 (en) * | 2005-11-01 | 2007-05-03 | Khurram Muhammad | Method for automatic gain control (AGC) by combining if frequency adjustment with receive path gain adjustment |
| WO2007094154A1 (ja) * | 2006-02-17 | 2007-08-23 | Nec Corporation | 帯域制限方法及び無線通信システム |
| US8094054B2 (en) * | 2006-03-28 | 2012-01-10 | St-Ericsson Sa | Transmitter with delay mismatch compensation |
| CN102113215B (zh) * | 2008-07-30 | 2013-12-25 | 微动公司 | 在包括一个或多个数字滤波器的处理***中优化处理器操作 |
| JP2010268364A (ja) * | 2009-05-18 | 2010-11-25 | Nec Network & Sensor Systems Ltd | 狭帯域デジタル無線通信装置および群遅延歪みを等化するためのパラメータ設定方法 |
| JP4917136B2 (ja) * | 2009-09-29 | 2012-04-18 | インターナショナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレーション | 信号をデジタル的にフィルタリング（パルスシェイプ）する方法、回路、および、プログラム |
| JP6298710B2 (ja) * | 2013-08-26 | 2018-03-20 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 無線通信システムおよびデータ送信機 |
| JP2021040239A (ja) | 2019-09-03 | 2021-03-11 | ファナック株式会社 | 機械学習装置、受信装置及び機械学習方法 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4516269A (en) * | 1982-12-10 | 1985-05-07 | Michigan Consolidated Gas Company | Automatic equalization for a simulcast communication system |
| FR2700087B1 (fr) * | 1992-12-30 | 1995-02-10 | Alcatel Radiotelephone | Procédé de positionnement adaptatif d'un codeur/décodeur de parole au sein d'une infrastructure de communication. |
| CA2206661C (en) * | 1997-05-29 | 2004-07-20 | Telecommunications Research Laboratories | A duplex decision feedback equalization system |
-
1997
- 1997-10-17 JP JP29959397A patent/JP3476662B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1998
- 1998-03-31 US US09/052,388 patent/US6307879B1/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11122311A (ja) | 1999-04-30 |
| US6307879B1 (en) | 2001-10-23 |
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