JP3382119B2 - 順変換装置 - Google Patents
順変換装置Info
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- JP3382119B2 JP3382119B2 JP08047197A JP8047197A JP3382119B2 JP 3382119 B2 JP3382119 B2 JP 3382119B2 JP 08047197 A JP08047197 A JP 08047197A JP 8047197 A JP8047197 A JP 8047197A JP 3382119 B2 JP3382119 B2 JP 3382119B2
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】この発明は、交流電圧を直流
電圧に変換する順変換装置において、特に、入力力率を
改善し、電源電流の高調波成分を抑制する制御装置を備
えたものに関する。
電圧に変換する順変換装置において、特に、入力力率を
改善し、電源電流の高調波成分を抑制する制御装置を備
えたものに関する。
【0002】
【従来の技術】一般に、交流電圧を直流電圧に変換する
順変換装置は、図19に示すような回路で構成される。
図において、1は交流電源、2はフルブリッジ整流器、
3は平滑コンデンサ、4は負荷装置である。
順変換装置は、図19に示すような回路で構成される。
図において、1は交流電源、2はフルブリッジ整流器、
3は平滑コンデンサ、4は負荷装置である。
【0003】上記のように構成された順変換装置におい
ては、平滑コンデンサの充電時のみしか交流電源の電流
が流れないため入力力率が低下し、また交流電源の電流
に高調波成分を含むため、電源設備容量が有効に利用で
きなく、さらに電源設備に損傷を与える可能性が生じる
ため、入力力率改善や電源電流の高調波を抑制する制御
装置が求められている。
ては、平滑コンデンサの充電時のみしか交流電源の電流
が流れないため入力力率が低下し、また交流電源の電流
に高調波成分を含むため、電源設備容量が有効に利用で
きなく、さらに電源設備に損傷を与える可能性が生じる
ため、入力力率改善や電源電流の高調波を抑制する制御
装置が求められている。
【0004】従来、このような要求に応える空気調和機
の制御装置の例として、図20に示す、特公平7−67
280号公報に開示された空気調和機の制御装置が提案
されている。図において、5は交流電源1に接続された
交流リアクトル、6は前記フルブリッジ整流器2の個々
の整流器に対し逆並列に接続されたスイッチング素子、
7は交流電源の電圧を検出する電源電圧検出手段、8は
交流電源の電圧位相を検出する電源位相検出手段、9は
平滑コンデンサの両端の直流電圧を検出する直流電圧検
出手段、21は平滑コンデンサ3の直流電圧を制御する
直流電圧制御手段、22は交流電源1の相電圧の位相と
相電流の位相が同相となるようスイッチング素子6の略
正弦波状パルス幅変調電圧の大きさおよび位相制御量を
決定する電圧および位相制御手段である。
の制御装置の例として、図20に示す、特公平7−67
280号公報に開示された空気調和機の制御装置が提案
されている。図において、5は交流電源1に接続された
交流リアクトル、6は前記フルブリッジ整流器2の個々
の整流器に対し逆並列に接続されたスイッチング素子、
7は交流電源の電圧を検出する電源電圧検出手段、8は
交流電源の電圧位相を検出する電源位相検出手段、9は
平滑コンデンサの両端の直流電圧を検出する直流電圧検
出手段、21は平滑コンデンサ3の直流電圧を制御する
直流電圧制御手段、22は交流電源1の相電圧の位相と
相電流の位相が同相となるようスイッチング素子6の略
正弦波状パルス幅変調電圧の大きさおよび位相制御量を
決定する電圧および位相制御手段である。
【0005】従来の順変換装置における電源高調波抑制
装置は、上記のように構成されており、負荷装置にかか
る電圧を一定に制御し、かつ入力力率が1となり、さら
に交流電源の電流の高調波を抑制する効果を得ていた。
装置は、上記のように構成されており、負荷装置にかか
る電圧を一定に制御し、かつ入力力率が1となり、さら
に交流電源の電流の高調波を抑制する効果を得ていた。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】従来の例では、交流電
源の相電圧と相電流の位相を一致させることを目的とし
て、図21に示す通り、交流リアクトルにかかる電圧ベ
クトルを交流電源の電圧ベクトルと直交するようスイッ
チング素子の略正弦波状パルス幅変調電圧の大きさと位
相を制御するため、スイッチング素子の略正弦波状パル
ス幅変調電圧は交流電源の電圧に対し大きな値が必要に
なる。このため、平滑コンデンサの両端の直流電圧は、
図19に示す回路において平滑コンデンサの両端に発生
する直流電圧に対し、大きな値が必要となる。
源の相電圧と相電流の位相を一致させることを目的とし
て、図21に示す通り、交流リアクトルにかかる電圧ベ
クトルを交流電源の電圧ベクトルと直交するようスイッ
チング素子の略正弦波状パルス幅変調電圧の大きさと位
相を制御するため、スイッチング素子の略正弦波状パル
ス幅変調電圧は交流電源の電圧に対し大きな値が必要に
なる。このため、平滑コンデンサの両端の直流電圧は、
図19に示す回路において平滑コンデンサの両端に発生
する直流電圧に対し、大きな値が必要となる。
【0007】以上の結果、図20におけるスイッチング
素子6および平滑コンデンサ3、さらには負荷装置4に
使用される部品は、図19に比べ高い使用可能電圧が必
要となり、機器のサイズおよびコストが大きくなるとい
う問題点があった。また、交流リアクトルに電源電圧ベ
クトルと直交する電圧を生じるようスイッチング素子の
略正弦波状パルス幅変調電圧を制御するためには、複雑
な演算回路が必要となりコストが大きくなるという問題
点があった。
素子6および平滑コンデンサ3、さらには負荷装置4に
使用される部品は、図19に比べ高い使用可能電圧が必
要となり、機器のサイズおよびコストが大きくなるとい
う問題点があった。また、交流リアクトルに電源電圧ベ
クトルと直交する電圧を生じるようスイッチング素子の
略正弦波状パルス幅変調電圧を制御するためには、複雑
な演算回路が必要となりコストが大きくなるという問題
点があった。
【0008】この発明は、かかる問題を解決するために
なされたものであり、交流電圧を直流電圧に変換する順
変換装置において、交流電源をフルブリッジ整流器およ
び平滑コンデンサにより平滑した場合に得られる直流電
圧から格別の昇圧なしに入力力率を向上し、電源電流の
高調波成分を抑制するよう制御する。また、演算回路を
簡易に構成することにより機器の簡素化,安価化を可能
とし、さらに、安定な動作を可能とすることを目的とし
ている。
なされたものであり、交流電圧を直流電圧に変換する順
変換装置において、交流電源をフルブリッジ整流器およ
び平滑コンデンサにより平滑した場合に得られる直流電
圧から格別の昇圧なしに入力力率を向上し、電源電流の
高調波成分を抑制するよう制御する。また、演算回路を
簡易に構成することにより機器の簡素化,安価化を可能
とし、さらに、安定な動作を可能とすることを目的とし
ている。
【0009】
【課題を解決するための手段】第1の発明の順変換装置
においては、交流電源に接続されたフルブリッジ整流器
と、前記フルブリッジ整流器の直流側に接続された平滑
用コンデンサと、前記平滑用コンデンサの両端の電圧を
直流電圧源とする負荷装置からなる順変換装置におい
て、前記交流電源と前記フルブリッジ整流器の間に接続
された交流リアクトルと、前記フルブリッジ整流器の個
々の整流器に対し逆並列に接続されたスイッチング素子
と、前記交流電源の電源電圧の大きさを検出する電源電
圧検出手段と、前記交流電源の電圧位相を検出する電源
位相検出手段と、前記平滑用コンデンサの両端の直流電
圧を検出する直流電圧検出手段と、前記スイッチング素
子の前記交流リアクトル側に前記平滑用コンデンサの両
端の直流電圧を電源とした略正弦波状パルス幅変調電圧
を発生するよう前記スイッチング素子を駆動するパルス
幅変調制御手段と、前記交流電源を前記フルブリッジ整
流器のみにより整流し前記平滑用コンデンサにより平滑
した場合に得られる直流電圧から格別の昇圧なしに前記
平滑用コンデンサの両端の直流電圧を所定値に制御する
ための出力電圧位相制御手段とを備え、前記出力電圧位
相制御手段は、前記交流電源を前記フルブリッジ整流器
のみにより整流し前記平滑用コンデンサにより平滑した
場合に得られる直流電圧における所定値に相当する目標
値と前記直流電圧検出手段により得られる直流電圧値と
の差に応じて電源電流を正弦波化するよう前記略正弦波
状パルス幅変調電圧の位相制御量を決定し、この位相制
御量と前記電源電圧検出手段により得られる電源電圧と
により前記パルス幅変調制御手段に出力する略正弦波状
パルス幅変調電圧指令値を得るようにしたものである。
においては、交流電源に接続されたフルブリッジ整流器
と、前記フルブリッジ整流器の直流側に接続された平滑
用コンデンサと、前記平滑用コンデンサの両端の電圧を
直流電圧源とする負荷装置からなる順変換装置におい
て、前記交流電源と前記フルブリッジ整流器の間に接続
された交流リアクトルと、前記フルブリッジ整流器の個
々の整流器に対し逆並列に接続されたスイッチング素子
と、前記交流電源の電源電圧の大きさを検出する電源電
圧検出手段と、前記交流電源の電圧位相を検出する電源
位相検出手段と、前記平滑用コンデンサの両端の直流電
圧を検出する直流電圧検出手段と、前記スイッチング素
子の前記交流リアクトル側に前記平滑用コンデンサの両
端の直流電圧を電源とした略正弦波状パルス幅変調電圧
を発生するよう前記スイッチング素子を駆動するパルス
幅変調制御手段と、前記交流電源を前記フルブリッジ整
流器のみにより整流し前記平滑用コンデンサにより平滑
した場合に得られる直流電圧から格別の昇圧なしに前記
平滑用コンデンサの両端の直流電圧を所定値に制御する
ための出力電圧位相制御手段とを備え、前記出力電圧位
相制御手段は、前記交流電源を前記フルブリッジ整流器
のみにより整流し前記平滑用コンデンサにより平滑した
場合に得られる直流電圧における所定値に相当する目標
値と前記直流電圧検出手段により得られる直流電圧値と
の差に応じて電源電流を正弦波化するよう前記略正弦波
状パルス幅変調電圧の位相制御量を決定し、この位相制
御量と前記電源電圧検出手段により得られる電源電圧と
により前記パルス幅変調制御手段に出力する略正弦波状
パルス幅変調電圧指令値を得るようにしたものである。
【0010】第2の発明の順変換装置においては、スイ
ッチング素子の起動時の急峻な電流を抑制するよう、ス
イッチング素子の略正弦波状パルス幅変調電圧の位相
を、交流電源の位相と一致するかまたは位相差を小さく
するように制御する起動電流抑制位相制御手段を有する
ものである。
ッチング素子の起動時の急峻な電流を抑制するよう、ス
イッチング素子の略正弦波状パルス幅変調電圧の位相
を、交流電源の位相と一致するかまたは位相差を小さく
するように制御する起動電流抑制位相制御手段を有する
ものである。
【0011】第3の発明の順変換装置においては、電源
電圧の位相と前記スイッチング素子の前記略正弦波状パ
ルス幅変調電圧の位相制御量が、一定時間、設定値より
も小さい場合、前記スイッチング素子のスイッチング動
作を停止する負荷低下時停止手段を有するものである。
電圧の位相と前記スイッチング素子の前記略正弦波状パ
ルス幅変調電圧の位相制御量が、一定時間、設定値より
も小さい場合、前記スイッチング素子のスイッチング動
作を停止する負荷低下時停止手段を有するものである。
【0012】第4の発明の順変換装置においては、前記
スイッチング素子のスイッチング動作停止期間中に、前
記直流電圧検出手段の出力と直流母線電圧の目標値の偏
差が設定値より大きくなった場合に、前記スイッチング
素子のスイッチング動作を開始する母線電圧低下時起動
手段を有するものである。
スイッチング素子のスイッチング動作停止期間中に、前
記直流電圧検出手段の出力と直流母線電圧の目標値の偏
差が設定値より大きくなった場合に、前記スイッチング
素子のスイッチング動作を開始する母線電圧低下時起動
手段を有するものである。
【0013】第5の発明の順変換装置においては、交流
電源に接続されたフルブリッジ整流器と、前記フルブリ
ッジ整流器の直流側に接続された平滑用コンデンサと、
前記平滑用コンデンサの両端の電圧を直流電圧源とする
負荷装置からなる順変換装置において、前記交流電源と
前記フルブリッジ整流器の間に接続された交流リアクト
ルと、前記フルブリッジ整流器の個々の整流器に対し逆
並列に接続されたスイッチング素子と、前記交流電源の
電圧位相を検出する電源位相検出手段と、前記平滑用コ
ンデンサの両端の直流電圧を検出する直流電圧検出手段
と、前記スイッチング素子の前記交流リアクトル側に前
記平滑用コンデンサの両端の直流電圧を電源とした略正
弦波状パルス幅変調電圧を発生するよう前記スイッチン
グ素子を駆動するパルス幅変調制御手段と、前記交流電
源を前記フルブリッジ整流器のみにより整流し前記平滑
コンデンサにより平滑した場合に得られる直流電圧から
格別の昇圧なしに前記平滑用コンデンサの両端の直流電
圧を所定値に制御するための出力電圧位相制御手段とを
備え、前記出力電圧位相制御手段は、前記交流電源を前
記フルブリッジ整流器のみにより整流し前記平滑用コン
デンサにより平滑した場合に得られる直流電圧における
所定値に相当する目標値と前記直流電圧検出手段により
得られる直流電圧値との差に応じて電源電流を正弦波化
するよう前記略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量
を決定し、この位相制御量と前記交流電源の電圧値とに
より前記パルス幅変調制御手段に出力する略正弦波状パ
ルス幅変調電圧指令値を得るとともに、前記スイッチン
グ素子のスイッチング動作停止期間中に前記直流電圧検
出手段の出力から前記交流電源の電圧の大きさを推定す
る電源電圧推定手段を有するものである。
電源に接続されたフルブリッジ整流器と、前記フルブリ
ッジ整流器の直流側に接続された平滑用コンデンサと、
前記平滑用コンデンサの両端の電圧を直流電圧源とする
負荷装置からなる順変換装置において、前記交流電源と
前記フルブリッジ整流器の間に接続された交流リアクト
ルと、前記フルブリッジ整流器の個々の整流器に対し逆
並列に接続されたスイッチング素子と、前記交流電源の
電圧位相を検出する電源位相検出手段と、前記平滑用コ
ンデンサの両端の直流電圧を検出する直流電圧検出手段
と、前記スイッチング素子の前記交流リアクトル側に前
記平滑用コンデンサの両端の直流電圧を電源とした略正
弦波状パルス幅変調電圧を発生するよう前記スイッチン
グ素子を駆動するパルス幅変調制御手段と、前記交流電
源を前記フルブリッジ整流器のみにより整流し前記平滑
コンデンサにより平滑した場合に得られる直流電圧から
格別の昇圧なしに前記平滑用コンデンサの両端の直流電
圧を所定値に制御するための出力電圧位相制御手段とを
備え、前記出力電圧位相制御手段は、前記交流電源を前
記フルブリッジ整流器のみにより整流し前記平滑用コン
デンサにより平滑した場合に得られる直流電圧における
所定値に相当する目標値と前記直流電圧検出手段により
得られる直流電圧値との差に応じて電源電流を正弦波化
するよう前記略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量
を決定し、この位相制御量と前記交流電源の電圧値とに
より前記パルス幅変調制御手段に出力する略正弦波状パ
ルス幅変調電圧指令値を得るとともに、前記スイッチン
グ素子のスイッチング動作停止期間中に前記直流電圧検
出手段の出力から前記交流電源の電圧の大きさを推定す
る電源電圧推定手段を有するものである。
【0014】第6の発明の順変換装置においては、スイ
ッチング素子の略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御
量から交流電源の電流の大きさ及び位相を求める負荷電
流推定手段を有するものである。
ッチング素子の略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御
量から交流電源の電流の大きさ及び位相を求める負荷電
流推定手段を有するものである。
【0015】第7の発明の順変換装置においては、交流
電源の電圧と電流の位相から決まる力率が、設定した範
囲から外れないようにスイッチング素子の略正弦波状パ
ルス幅変調電圧の位相制御量を決定する力率管理制御手
段を有するものである。
電源の電圧と電流の位相から決まる力率が、設定した範
囲から外れないようにスイッチング素子の略正弦波状パ
ルス幅変調電圧の位相制御量を決定する力率管理制御手
段を有するものである。
【0016】第8の発明の順変換装置においては、スイ
ッチング素子の略正弦波状パルス幅変調電圧の位相を負
荷の大きさに応じて制御する場合に、制御可能領域に収
まるようスイッチング素子の略正弦波状パルス幅変調電
圧の位相制御量を決定する制御可能領域制限手段を有す
るものである。
ッチング素子の略正弦波状パルス幅変調電圧の位相を負
荷の大きさに応じて制御する場合に、制御可能領域に収
まるようスイッチング素子の略正弦波状パルス幅変調電
圧の位相制御量を決定する制御可能領域制限手段を有す
るものである。
【0017】第9の発明の順変換装置においては、力率
管理制御手段および制御可能領域制限手段の制御動作に
より、スイッチング素子の略正弦波状パルス幅変調電圧
の位相制御量が制限値に達した場合には、平滑コンデン
サの両端の電圧を直流電圧源とする負荷を抑制する負荷
抑制手段を有するものである。
管理制御手段および制御可能領域制限手段の制御動作に
より、スイッチング素子の略正弦波状パルス幅変調電圧
の位相制御量が制限値に達した場合には、平滑コンデン
サの両端の電圧を直流電圧源とする負荷を抑制する負荷
抑制手段を有するものである。
【0018】第10の発明の順変換装置においては、平
滑コンデンサの両端の直流電圧を安定に制御するよう交
流電源の電流の有効成分を直流電圧検出回路の出力値と
直流母線電圧の目標値の偏差に対し比例的に制御するた
めに適切なスイッチング素子の前記略正弦波状パルス幅
変調電圧の位相制御量を決定する位相制御量決定手段を
有するものである。
滑コンデンサの両端の直流電圧を安定に制御するよう交
流電源の電流の有効成分を直流電圧検出回路の出力値と
直流母線電圧の目標値の偏差に対し比例的に制御するた
めに適切なスイッチング素子の前記略正弦波状パルス幅
変調電圧の位相制御量を決定する位相制御量決定手段を
有するものである。
【0019】
【発明の実施の形態】実施の形態1.
図1は、この発明の一実施形態で、特に交流電流をフル
ブリッジ整流器のみにより平滑コンデンサコンデンサに
より平滑した場合に得られる直流電圧から大きな昇圧な
しに平滑コンデンサの両端の直流電圧を一定に制御した
上で、電源電流を正弦波化する電源高調波抑制装置の発
明の例である。図において、1は交流電源、2は交流電
源1に接続されたフルブリッジ整流器、3はフルブリッ
ジ整流器2の直流側に接続された平滑コンデンサ、4は
平滑コンデンサ3の両端の電圧を直流電圧源とする負荷
装置、5は交流電源1とフルブリッジ整流器2の間に接
続された交流リアクトル、6はフルブリッジ整流器2の
個々の整流器に対し逆並列に接続されたスイッチング素
子である。
ブリッジ整流器のみにより平滑コンデンサコンデンサに
より平滑した場合に得られる直流電圧から大きな昇圧な
しに平滑コンデンサの両端の直流電圧を一定に制御した
上で、電源電流を正弦波化する電源高調波抑制装置の発
明の例である。図において、1は交流電源、2は交流電
源1に接続されたフルブリッジ整流器、3はフルブリッ
ジ整流器2の直流側に接続された平滑コンデンサ、4は
平滑コンデンサ3の両端の電圧を直流電圧源とする負荷
装置、5は交流電源1とフルブリッジ整流器2の間に接
続された交流リアクトル、6はフルブリッジ整流器2の
個々の整流器に対し逆並列に接続されたスイッチング素
子である。
【0020】7は交流電源1の電源電圧の大きさを検出
する電源電圧検出手段、8は交流電源1の電位位相を検
出する電源位相検出手段、9は平滑コンデンサ3の両端
の直流電圧を検出する直流電圧検出手段、10はスイッ
チング素子6の交流リアクトル5の側に平滑コンデンサ
3の両端の直流電圧を電源とした略正弦波パルス幅変調
電圧を発生するようスイッチング素子6を駆動するパル
ス幅変調制限手段、11は交流電源1をフルブリッジ整
流器2のみにより整流し平滑コンデンサ3により平滑し
た場合に得られる直流電圧から大きな昇圧なしに電源電
流を正弦波化するよう略正弦波状パルス幅変調電圧の位
相を決定する出力電圧位相制御手段である。
する電源電圧検出手段、8は交流電源1の電位位相を検
出する電源位相検出手段、9は平滑コンデンサ3の両端
の直流電圧を検出する直流電圧検出手段、10はスイッ
チング素子6の交流リアクトル5の側に平滑コンデンサ
3の両端の直流電圧を電源とした略正弦波パルス幅変調
電圧を発生するようスイッチング素子6を駆動するパル
ス幅変調制限手段、11は交流電源1をフルブリッジ整
流器2のみにより整流し平滑コンデンサ3により平滑し
た場合に得られる直流電圧から大きな昇圧なしに電源電
流を正弦波化するよう略正弦波状パルス幅変調電圧の位
相を決定する出力電圧位相制御手段である。
【0021】この電源高調波抑制装置の動作を、図2お
よび図3を用いて説明する。図2のブロック図におい
て、直流電圧検出手段9により検出した直流電圧検出値
をVdc、交流電源1をフルブリッジ整流器2のみにより
整流した場合に得られる平滑コンデンサ3の両端の直流
電圧をVf、Vfから大きな昇圧のないあらかじめ設定済
の直流母線電圧の目標値をVdcm 、電源位相検出手段8
により検出した交流電源の電圧位相θ、θに対するスイ
ッチング素子6の交流リアクトル側に発生させる略正弦
波状パルス幅変調電圧の位相制御量θconv、電源電圧検
出手段7の出力をVinとする。
よび図3を用いて説明する。図2のブロック図におい
て、直流電圧検出手段9により検出した直流電圧検出値
をVdc、交流電源1をフルブリッジ整流器2のみにより
整流した場合に得られる平滑コンデンサ3の両端の直流
電圧をVf、Vfから大きな昇圧のないあらかじめ設定済
の直流母線電圧の目標値をVdcm 、電源位相検出手段8
により検出した交流電源の電圧位相θ、θに対するスイ
ッチング素子6の交流リアクトル側に発生させる略正弦
波状パルス幅変調電圧の位相制御量θconv、電源電圧検
出手段7の出力をVinとする。
【0022】出力位相制限手段11では、まず、Vdcm
とVdcとの差を比例積分制御することにより、θconvを
決定する。また、スイッチング素子6の交流リアクトル
5側に発生させる略正弦波状パルス幅変調電圧の大きさ
をVinと等しくする。
とVdcとの差を比例積分制御することにより、θconvを
決定する。また、スイッチング素子6の交流リアクトル
5側に発生させる略正弦波状パルス幅変調電圧の大きさ
をVinと等しくする。
【0023】次に、出力位相制限手段11では、このθ
convとVinから略正弦波状パルス幅変調電圧指令値を決
定し、パルス幅変調制御手段10に出力する。パルス幅
変調制御手段10ではスイッチング阻止の交流リアクト
ル側に略正弦波状パルス幅変調電圧を発生させる。
convとVinから略正弦波状パルス幅変調電圧指令値を決
定し、パルス幅変調制御手段10に出力する。パルス幅
変調制御手段10ではスイッチング阻止の交流リアクト
ル側に略正弦波状パルス幅変調電圧を発生させる。
【0024】以上により、図3のベクトル図に示すとお
りの現象となる。つまり、直流電圧値Vdcが直流母線電
圧の目標値Vdcm に対し小さい場合には、略正弦波状パ
ルス幅変調電圧の位相制御量θconvは交流電源の電圧位
相θに対し遅れ位相となる。略正弦波状パルス幅変調電
圧ベクトルVconvは大きさをVinと等しくし、θconvだ
け遅れたベクトルとして表され、交流電源ベクトルVin
との差ベクトルVLが交流リアクトル5に発生する。
りの現象となる。つまり、直流電圧値Vdcが直流母線電
圧の目標値Vdcm に対し小さい場合には、略正弦波状パ
ルス幅変調電圧の位相制御量θconvは交流電源の電圧位
相θに対し遅れ位相となる。略正弦波状パルス幅変調電
圧ベクトルVconvは大きさをVinと等しくし、θconvだ
け遅れたベクトルとして表され、交流電源ベクトルVin
との差ベクトルVLが交流リアクトル5に発生する。
【0025】この交流リアクトル5に発生する電圧ベク
トルより、VLに対して90゜遅れた交流電源の相電流
ILが流れる。この相電流ILの交流電源の電圧ベクト
ルVinとの同位相成分ILre分が電源からの力行成分と
なり、平滑コンデンサを充電することにより直流電圧値
Vdcが増加することになる。
トルより、VLに対して90゜遅れた交流電源の相電流
ILが流れる。この相電流ILの交流電源の電圧ベクト
ルVinとの同位相成分ILre分が電源からの力行成分と
なり、平滑コンデンサを充電することにより直流電圧値
Vdcが増加することになる。
【0026】また、同様にして、直流電圧値Vdcが直流
母線電圧の目標値Vdcm に対し大きい場合には相電流I
Lの交流電源の電圧ベクトルVLと同位相成分ILreが
回生成分となり直流電圧値Vdcが減少することになる。
母線電圧の目標値Vdcm に対し大きい場合には相電流I
Lの交流電源の電圧ベクトルVLと同位相成分ILreが
回生成分となり直流電圧値Vdcが減少することになる。
【0027】以上のように制御することにより、直流電
圧値Vdcを直流母線電圧の目標値Vdcmと等しくなるよ
う制御可能となる。
圧値Vdcを直流母線電圧の目標値Vdcmと等しくなるよ
う制御可能となる。
【0028】このように順変換回路の電源高調波抑制装
置を構成することにより、演算回路を簡易に構成した上
で、ダイオード整流器及び平滑コンデンサからなる順変
換回路に対して直流電圧の大幅な上昇なしに入力力率を
向上し、電源電流の高調波成分を抑制するよう制御する
ことが可能である。
置を構成することにより、演算回路を簡易に構成した上
で、ダイオード整流器及び平滑コンデンサからなる順変
換回路に対して直流電圧の大幅な上昇なしに入力力率を
向上し、電源電流の高調波成分を抑制するよう制御する
ことが可能である。
【0029】実施の形態2.
図4は、この発明の一実施形態で、特に交流電流をフル
ブリッジ整流器のみにより平滑コンデンサコンデンサに
より平滑した場合に得られる直流電圧から大きな昇圧な
しに平滑コンデンサの両端の直流電圧を一定に制御した
上で、電源電流を正弦波化するよう直流母線電圧を交流
電圧を整流器のみにより整流した場合に得られる電圧か
ら大きな昇圧なしに電源電流を正弦波とする電源高調波
抑制装置において、機器の簡素化安定化を可能とする発
明の例である。
ブリッジ整流器のみにより平滑コンデンサコンデンサに
より平滑した場合に得られる直流電圧から大きな昇圧な
しに平滑コンデンサの両端の直流電圧を一定に制御した
上で、電源電流を正弦波化するよう直流母線電圧を交流
電圧を整流器のみにより整流した場合に得られる電圧か
ら大きな昇圧なしに電源電流を正弦波とする電源高調波
抑制装置において、機器の簡素化安定化を可能とする発
明の例である。
【0030】1〜6および8〜11は図1の実施の形態
1と一致している。12はスイッチング素子6の起動時
の急峻な電流を抑制するようスイッチング素子6の略正
弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量を交流電源1の電
圧位相と一致するかまたは位相差を小さくするよう制御
する起動電流抑制位相制御手段である。
1と一致している。12はスイッチング素子6の起動時
の急峻な電流を抑制するようスイッチング素子6の略正
弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量を交流電源1の電
圧位相と一致するかまたは位相差を小さくするよう制御
する起動電流抑制位相制御手段である。
【0031】13は電源電圧の位相とスイッチング素子
6の略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量が一定時
間あらかじめ定めた設定値よりも小さい場合、スイッチ
ング素子6のスイッチング動作を停止する負荷低下時停
止手段である。
6の略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量が一定時
間あらかじめ定めた設定値よりも小さい場合、スイッチ
ング素子6のスイッチング動作を停止する負荷低下時停
止手段である。
【0032】14はスイッチング素子6のスイッチング
動作停止期間中に、前記直流電圧検出手段の出力と直流
母線電圧の目標値との偏差があらかじめ設定した設定値
より大きくなった場合にスイッチング素子6のスイッチ
ング動作を開始する母線電圧低下時起動手段である。
動作停止期間中に、前記直流電圧検出手段の出力と直流
母線電圧の目標値との偏差があらかじめ設定した設定値
より大きくなった場合にスイッチング素子6のスイッチ
ング動作を開始する母線電圧低下時起動手段である。
【0033】15はスイッチング素子6のスイッチング
動作停止期間中に直流電圧検出手段9の出力から交流電
源1の電圧の大きさを推定する電源電圧推定手段であ
る。
動作停止期間中に直流電圧検出手段9の出力から交流電
源1の電圧の大きさを推定する電源電圧推定手段であ
る。
【0034】16は交流電源の電流を直接検出する手段
なしにスイッチング素子6の略正弦波状パルス幅変調電
圧の位相制御量から交流電源の電流の大きさ及び位相を
求める負荷電流推定手段である。
なしにスイッチング素子6の略正弦波状パルス幅変調電
圧の位相制御量から交流電源の電流の大きさ及び位相を
求める負荷電流推定手段である。
【0035】17は交流電源の電圧と電流の位相から決
まる力率が、あらかじめ定められた範囲からはずれない
ようスイッチング素子6の略正弦波状パルス幅変調電圧
の位相を決定する力率管理制御手段である。
まる力率が、あらかじめ定められた範囲からはずれない
ようスイッチング素子6の略正弦波状パルス幅変調電圧
の位相を決定する力率管理制御手段である。
【0036】18はスイッチング素子6の略正弦波状パ
ルス幅変調電圧の位相制御量を負荷電流に応じて制御す
る場合に、制御可能領域内に収まるようスイッチング素
子6の略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量を決定
する制御可能領域制限手段である。
ルス幅変調電圧の位相制御量を負荷電流に応じて制御す
る場合に、制御可能領域内に収まるようスイッチング素
子6の略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量を決定
する制御可能領域制限手段である。
【0037】19は力率管理制御手段17および制御可
能領域制御手段18により、スイッチング素子6の略正
弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量が制限値に達した
場合には、平滑コンデンサ3の両端の電圧を直流電圧源
とする負荷を抑制する負荷抑制手段である。
能領域制御手段18により、スイッチング素子6の略正
弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量が制限値に達した
場合には、平滑コンデンサ3の両端の電圧を直流電圧源
とする負荷を抑制する負荷抑制手段である。
【0038】20は平滑コンデンサの両端の直流電圧を
安定に制御するよう交流電源の電流の有効成分を直流電
圧検出手段9の出力値と直流母線電圧の目標値の偏差に
対し比例的に制御するために適切なスイッチング素子6
の略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量を決定する
位相制御量決定手段である。
安定に制御するよう交流電源の電流の有効成分を直流電
圧検出手段9の出力値と直流母線電圧の目標値の偏差に
対し比例的に制御するために適切なスイッチング素子6
の略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量を決定する
位相制御量決定手段である。
【0039】まず、電源高調波抑制装置の動作の内、起
動電流抑制位相制御手段12の動作を図2,図5,図6
を用いて説明する。図2における動作では、スイッチン
グ素子6の起動以前は、直流電圧検出値Vdcは、交流電
源1をフルブリッジ整流器2のみにより整流した場合に
得られる電圧と等しいため、直流母線電圧の目標値Vdc
m との差は大きい値となる。このため、比例積分制御の
結果である位相制御量θconvは大きい値となる。その結
果、スイッチング素子6の起動時には、図5のベクトル
図に示す通り、相電流ILが過大となってしまう。そこ
で、図6のベクトル図に示す通り、負荷小さい起動時に
は位相制御量θconvを零とするかまたは十分小さくする
ことで相電流ILを小さく抑える。
動電流抑制位相制御手段12の動作を図2,図5,図6
を用いて説明する。図2における動作では、スイッチン
グ素子6の起動以前は、直流電圧検出値Vdcは、交流電
源1をフルブリッジ整流器2のみにより整流した場合に
得られる電圧と等しいため、直流母線電圧の目標値Vdc
m との差は大きい値となる。このため、比例積分制御の
結果である位相制御量θconvは大きい値となる。その結
果、スイッチング素子6の起動時には、図5のベクトル
図に示す通り、相電流ILが過大となってしまう。そこ
で、図6のベクトル図に示す通り、負荷小さい起動時に
は位相制御量θconvを零とするかまたは十分小さくする
ことで相電流ILを小さく抑える。
【0040】次に、負荷低下時停止手段13の動作を、
図7のフローチャートを用いて説明する。まず、ステッ
プS1では出力電圧位相制御手段11の出力である略正
弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量θconvをあらかじ
め負荷が小さい場合を想定して規定した位相差θm と比
較し、θconv>θmの場合はこの制御を終了し、θconv
≦θmの場合負荷が規定以下であると判断し、S2へ進
む。
図7のフローチャートを用いて説明する。まず、ステッ
プS1では出力電圧位相制御手段11の出力である略正
弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量θconvをあらかじ
め負荷が小さい場合を想定して規定した位相差θm と比
較し、θconv>θmの場合はこの制御を終了し、θconv
≦θmの場合負荷が規定以下であると判断し、S2へ進
む。
【0041】ステップ2では、θconv≦θm である時間
t とあらかじめ設定したtmとを比較し、t<tmの場合は、
この制御を終了し、t≧tmの場合は、負荷が十分小さく
高調波を抑制する必要なしと判断し、ステップ3へ進
む。
t とあらかじめ設定したtmとを比較し、t<tmの場合は、
この制御を終了し、t≧tmの場合は、負荷が十分小さく
高調波を抑制する必要なしと判断し、ステップ3へ進
む。
【0042】ステップ3では高調波抑制機能を停止する
ために、パルス幅変調制御手段10にスイッチング素子
6の運転を停止するよう指令し、この制御を終了する。
ために、パルス幅変調制御手段10にスイッチング素子
6の運転を停止するよう指令し、この制御を終了する。
【0043】次に、母線電圧低下時起動手段14の動作
を図8のフローチャートを用いて説明する。まず、ステ
ップS4では高調波抑制装置の運転/停止状態を判断
し、運転中の場合には、この制御を終了し、停止中の場
合には、ステップS5へ進む。
を図8のフローチャートを用いて説明する。まず、ステ
ップS4では高調波抑制装置の運転/停止状態を判断
し、運転中の場合には、この制御を終了し、停止中の場
合には、ステップS5へ進む。
【0044】ステップS5では、直流母線電圧の目標値
Vdcm と直流電圧検出手段9の出力Vdcとの差と、負荷
が増大した場合に高調波抑制が必要と判断するためにあ
らかじめ設定した直流母線電圧設定値Vdck を比較し、
(Vdcm −Vdc)がVdck より小さい場合には負荷が小
さく高調波抑制が必要ないと判断し、この制御を終了す
る。(Vdcm −Vdc)がVdck より大きい場合には負荷
が大きく高調波抑制が必要と判断し、ステップS6に進
む。
Vdcm と直流電圧検出手段9の出力Vdcとの差と、負荷
が増大した場合に高調波抑制が必要と判断するためにあ
らかじめ設定した直流母線電圧設定値Vdck を比較し、
(Vdcm −Vdc)がVdck より小さい場合には負荷が小
さく高調波抑制が必要ないと判断し、この制御を終了す
る。(Vdcm −Vdc)がVdck より大きい場合には負荷
が大きく高調波抑制が必要と判断し、ステップS6に進
む。
【0045】ステップ6では、高調波抑制機能を開始す
るために、パルス幅変調制御手段10にスイッチング素
子6の運転を開始するよう指令し、この制御を終了す
る。
るために、パルス幅変調制御手段10にスイッチング素
子6の運転を開始するよう指令し、この制御を終了す
る。
【0046】次に、電源電圧推定手段15の動作を図9
のフローチャートを用いて説明する。まず、ステップS
11では、この高調波抑制装置の運転/停止状態を判断
し、運転中の場合には、この制御を終了し、停止中の場
合には、ステップS12へ進む。
のフローチャートを用いて説明する。まず、ステップS
11では、この高調波抑制装置の運転/停止状態を判断
し、運転中の場合には、この制御を終了し、停止中の場
合には、ステップS12へ進む。
【0047】ステップS12では、運転停止継続時間t
と運転中に昇圧された直流電圧が交流電源1をフルブリ
ッジ整流器2により整流された場合の直流電圧値に十分
近づくためにあらかじめ設定したtm2 とを比較し、t <t
m2 の場合は、この制御を終了し、t ≧tm2 の場合はス
テップS13へ進む。
と運転中に昇圧された直流電圧が交流電源1をフルブリ
ッジ整流器2により整流された場合の直流電圧値に十分
近づくためにあらかじめ設定したtm2 とを比較し、t <t
m2 の場合は、この制御を終了し、t ≧tm2 の場合はス
テップS13へ進む。
【0048】ステップ13では、交流電源1の電圧の大
きさVinを直流電圧検出手段9の出力値Vdcと1/√2
の積の値とし、ステップ14に進む。
きさVinを直流電圧検出手段9の出力値Vdcと1/√2
の積の値とし、ステップ14に進む。
【0049】ステップ14では出力電圧位相制御手段1
1を通して出力電圧位相制御手段11にVinの値を出力
し、この制御を終了する。
1を通して出力電圧位相制御手段11にVinの値を出力
し、この制御を終了する。
【0050】次に、負荷電流検出手段16の動作を、図
10のベクトル図を用いて、説明する。実施の形態1に
て説明したのと同様に、電源位相検出手段8により検出
した交流電源1の電圧Vinの位相θ、θと略正弦波状パ
ルス幅変調電圧位相の位相制御量θconv、電源電圧推定
手段15の出力である交流電源1の電圧の大きさ|Vin
|スイッチング素子6の交流リアクトル5側に発生させ
る略正弦波状パルス幅変調電圧Vconvの大きさを|Vin
|と等しく制御する。ωは交流電源1の電圧の角周波
数、Lは交流リアクトル5のインダクタンスである。こ
こで、θconvは、実施の形態1にて説明したのと同様に
負荷の大きさにより変化する。このとき、交流電源の電
流ILは、図10の式に表される関係から求められ、θ
convの関数として表される。このように負荷電流検出手
段16は出力電圧位相制御手段の出力であるθconvによ
り負荷電流の大きさ及び位相を推定する。
10のベクトル図を用いて、説明する。実施の形態1に
て説明したのと同様に、電源位相検出手段8により検出
した交流電源1の電圧Vinの位相θ、θと略正弦波状パ
ルス幅変調電圧位相の位相制御量θconv、電源電圧推定
手段15の出力である交流電源1の電圧の大きさ|Vin
|スイッチング素子6の交流リアクトル5側に発生させ
る略正弦波状パルス幅変調電圧Vconvの大きさを|Vin
|と等しく制御する。ωは交流電源1の電圧の角周波
数、Lは交流リアクトル5のインダクタンスである。こ
こで、θconvは、実施の形態1にて説明したのと同様に
負荷の大きさにより変化する。このとき、交流電源の電
流ILは、図10の式に表される関係から求められ、θ
convの関数として表される。このように負荷電流検出手
段16は出力電圧位相制御手段の出力であるθconvによ
り負荷電流の大きさ及び位相を推定する。
【0051】次に、力率管理制御手段17の動作を図1
1,図12を用いて説明する。図11は、横軸を出力電
圧位相制御手段の出力であるθconv、縦軸を交流電源1
の力率を表している。図10中の(1)式から、交流電
源の電流ILは交流電源の電圧Vinに対しθconv/2の
位相差を持ち、θconvと力率の関係は力率=cos(θconv
/2) と表される。負荷の増加によりθconvが大きくなる
と、図11に示すとうり力率は悪化する。制御動作を、
図12のフローチャートを用いて説明する。
1,図12を用いて説明する。図11は、横軸を出力電
圧位相制御手段の出力であるθconv、縦軸を交流電源1
の力率を表している。図10中の(1)式から、交流電
源の電流ILは交流電源の電圧Vinに対しθconv/2の
位相差を持ち、θconvと力率の関係は力率=cos(θconv
/2) と表される。負荷の増加によりθconvが大きくなる
と、図11に示すとうり力率は悪化する。制御動作を、
図12のフローチャートを用いて説明する。
【0052】まず、ステップS21では、出力電圧位相
制御手段11の出力θconvより図11の関係から力率を
算出しステップS22に進む。
制御手段11の出力θconvより図11の関係から力率を
算出しステップS22に進む。
【0053】ステップS22では、ステップS21で算
出した力率とあらかじめ設定した力率制限値を比較し、
力率が大きければ本制御を終了する。力率が小さければ
ステップS23に進む。
出した力率とあらかじめ設定した力率制限値を比較し、
力率が大きければ本制御を終了する。力率が小さければ
ステップS23に進む。
【0054】ステップS23では、力率が制限値以下と
ならないようθconvをあらかじめ設定したθconvリミッ
トより制限をかけ、この制御を終了する。この制御で
は、力率を算出せずに、直接θconvをあらかじめ設定し
たθconvリミットと比較することにより制限することも
可能である。
ならないようθconvをあらかじめ設定したθconvリミッ
トより制限をかけ、この制御を終了する。この制御で
は、力率を算出せずに、直接θconvをあらかじめ設定し
たθconvリミットと比較することにより制限することも
可能である。
【0055】次に、制御可能領域制限手段18の動作原
理を、図13,14を用いて説明する。図13におい
て、交流電源の電圧ベクトルVinと同位相成分の交流電
源の電流ILreは電源からの有効電流を示しており、負
荷が一定であれば直流母線の電圧はこのILreの大きさ
に比例して変化する。
理を、図13,14を用いて説明する。図13におい
て、交流電源の電圧ベクトルVinと同位相成分の交流電
源の電流ILreは電源からの有効電流を示しており、負
荷が一定であれば直流母線の電圧はこのILreの大きさ
に比例して変化する。
【0056】図14に交流電源電圧の位相θに対する略
正弦波状パルス幅変調電圧位相の位相制御量θconvとI
Lreとの関係を示す。図14に示す通り、θconvの増加
に対し、ILreが増加する制御可能領域にθconvを制限
する。
正弦波状パルス幅変調電圧位相の位相制御量θconvとI
Lreとの関係を示す。図14に示す通り、θconvの増加
に対し、ILreが増加する制御可能領域にθconvを制限
する。
【0057】制御動作を、図15のフローチャートを用
いて、説明する。まず、ステップS31では、出力電圧
位相制御手段11の出力θconvにより、図14の関係か
らθconvが制御可能領域にあるか否かを判断し、制御可
能領域にある場合には、この制御を終了し、制御可能領
域にない場合にはステップS32に進む。ステップ32
では、θconvをあらかじめ設定したθconvのリミット値
とし、本制御を終了する。
いて、説明する。まず、ステップS31では、出力電圧
位相制御手段11の出力θconvにより、図14の関係か
らθconvが制御可能領域にあるか否かを判断し、制御可
能領域にある場合には、この制御を終了し、制御可能領
域にない場合にはステップS32に進む。ステップ32
では、θconvをあらかじめ設定したθconvのリミット値
とし、本制御を終了する。
【0058】次に、制御可能領域制限手段19の動作を
図16のフローチャートを用いて説明する。まず、ステ
ップS41では、前記力率管理制御手段17または制御
可能領域制限手段18においてθconvに制限がかけられ
ているか判断する。制限がない場合には、この制御を終
了し、制限がある場合には、ステップS42に進む。
図16のフローチャートを用いて説明する。まず、ステ
ップS41では、前記力率管理制御手段17または制御
可能領域制限手段18においてθconvに制限がかけられ
ているか判断する。制限がない場合には、この制御を終
了し、制限がある場合には、ステップS42に進む。
【0059】ステップS42では、直流母線電圧の目標
値Vdcm と直流電圧検出値Vdcとの差を比例積分制御
し、直流母線電圧の目標値Vdcm に対し直流電圧検出値
Vdcが低い場合には負荷装置4に負荷減少指令を出し、
直流母線電圧の目標値Vdcm に対し直流電圧検出値Vdc
が高い場合には負荷装置4に負荷増加指令を出すことに
より直流母線電圧を一定に制御し、この制御を終了す
る。
値Vdcm と直流電圧検出値Vdcとの差を比例積分制御
し、直流母線電圧の目標値Vdcm に対し直流電圧検出値
Vdcが低い場合には負荷装置4に負荷減少指令を出し、
直流母線電圧の目標値Vdcm に対し直流電圧検出値Vdc
が高い場合には負荷装置4に負荷増加指令を出すことに
より直流母線電圧を一定に制御し、この制御を終了す
る。
【0060】次に、位相制御量決定手段20の動作原理
を、図13,図17,図18を用いて説明する。図13
において、交流電源ベクトルVinと同位相成分ILreは
電源からの有効電流を示しており、負荷が一定であれば
直流母線電圧VdcはこのILreの大きさに比例して変化
する。制御量のθconvをILreに対し比例的に制御する
ために図17のブロック図に示す構成とする。
を、図13,図17,図18を用いて説明する。図13
において、交流電源ベクトルVinと同位相成分ILreは
電源からの有効電流を示しており、負荷が一定であれば
直流母線電圧VdcはこのILreの大きさに比例して変化
する。制御量のθconvをILreに対し比例的に制御する
ために図17のブロック図に示す構成とする。
【0061】図17の動作を説明する。まず、直流母線
電圧の目標値Vdcm と直流電圧検出値Vdcとの差を比例
積分制御した結果をILreとし、ILreが直線的に変化
するよう図18の関係を用いて制御量θconvを決定す
る。その他の動作は、図2のブロック図と同様である。
電圧の目標値Vdcm と直流電圧検出値Vdcとの差を比例
積分制御した結果をILreとし、ILreが直線的に変化
するよう図18の関係を用いて制御量θconvを決定す
る。その他の動作は、図2のブロック図と同様である。
【0062】このように、電源高調波抑制装置を構成す
ることにより、直流母線電圧を交流電圧を整流器のみに
より整流した場合に得られる電圧から格別の昇圧なしに
電源電流を正弦波化可能となり、機器の簡素化安定化が
可能となる。
ることにより、直流母線電圧を交流電圧を整流器のみに
より整流した場合に得られる電圧から格別の昇圧なしに
電源電流を正弦波化可能となり、機器の簡素化安定化が
可能となる。
【0063】
【発明の効果】この発明は、以上説明したように構成さ
れているので、以下に記載されるような効果を奏する。
れているので、以下に記載されるような効果を奏する。
【0064】第1の発明によれば、交流電源を前記フル
ブリッジ整流器のみにより整流し平滑コンデンサにより
平滑した場合に得られる直流電圧から格別の昇圧なしに
電源電流を正弦化可能であり、またスイッチング素子の
交流リアクトル側の略正弦波状パルス幅変調電圧の位相
のみを制御量として直流母線電圧を一定に制御すること
から、制御演算回路を簡易に構成することを可能とす
る。
ブリッジ整流器のみにより整流し平滑コンデンサにより
平滑した場合に得られる直流電圧から格別の昇圧なしに
電源電流を正弦化可能であり、またスイッチング素子の
交流リアクトル側の略正弦波状パルス幅変調電圧の位相
のみを制御量として直流母線電圧を一定に制御すること
から、制御演算回路を簡易に構成することを可能とす
る。
【0065】第2の発明によれば、高調波抑制動作始動
時の急峻な電流を抑制することを可能とする。
時の急峻な電流を抑制することを可能とする。
【0066】第3の発明によれば、電流センサを用いず
に低負荷であることを検知し、低負荷が継続する場合に
はスイッチング素子の動作を停止することで、制御回路
を簡易に構成し、また不必要なノイズや騒音及び電力消
費を抑制することを可能とする。
に低負荷であることを検知し、低負荷が継続する場合に
はスイッチング素子の動作を停止することで、制御回路
を簡易に構成し、また不必要なノイズや騒音及び電力消
費を抑制することを可能とする。
【0067】第4の発明によれば、電流センサ及び他の
追加検知手段を用いずに負荷の始動を検知してスイッチ
ング素子の動作を開始することで、直流電圧を電源とす
る負荷の安定な動作を簡易な制御回路にて実現すること
を可能とする。
追加検知手段を用いずに負荷の始動を検知してスイッチ
ング素子の動作を開始することで、直流電圧を電源とす
る負荷の安定な動作を簡易な制御回路にて実現すること
を可能とする。
【0068】第5の発明によれば、交流電源の電圧検知
手段を用いずに交流電源電圧を推定し、安定な動作を実
現することが可能となる。
手段を用いずに交流電源電圧を推定し、安定な動作を実
現することが可能となる。
【0069】第6の発明によれば、交流電源の電流検知
手段を用いずに電源電流の大きさ及び位相を求めること
を可能とする。
手段を用いずに電源電流の大きさ及び位相を求めること
を可能とする。
【0070】第7の発明によれば、制御回路を簡易に構
成した上で、力率を規定の値以上に保つことを可能とす
る。
成した上で、力率を規定の値以上に保つことを可能とす
る。
【0071】第8の発明によれば、スイッチング素子の
略正弦波状パルス幅変調電圧の位相を負荷電流に応じて
制御する場合に、制御不能となることを防止することが
可能となる。
略正弦波状パルス幅変調電圧の位相を負荷電流に応じて
制御する場合に、制御不能となることを防止することが
可能となる。
【0072】第9の発明によれば、制御可能限界状態と
なった場合にも制御不能となることを防ぎ、安定な動作
を得ることを可能とする。
なった場合にも制御不能となることを防ぎ、安定な動作
を得ることを可能とする。
【0073】第10の発明によれば、スイッチング素子
の交流リアクトル側の略正弦波状パルス幅変調電圧の位
相のみを制御量として直流母線電圧を一定に制御する場
合に、直流電圧検出回路の出力値と直流母線電圧の目標
値の偏差に対し比例的に制御することを可能とする。
の交流リアクトル側の略正弦波状パルス幅変調電圧の位
相のみを制御量として直流母線電圧を一定に制御する場
合に、直流電圧検出回路の出力値と直流母線電圧の目標
値の偏差に対し比例的に制御することを可能とする。
【図1】 この発明による高調波抑制装置の実施の形態
1の構成ブロック図である。
1の構成ブロック図である。
【図2】 この発明による高調波抑制装置の実施の形態
1の制御ブロック図である。
1の制御ブロック図である。
【図3】 この発明による高調波抑制装置の実施の形態
1の動作を説明するベクトル図である。
1の動作を説明するベクトル図である。
【図4】 この発明による高調波抑制装置の実施の形態
2の構成ブロック図である。
2の構成ブロック図である。
【図5】 この発明による高調波抑制装置の実施の形態
2起動電流抑制位相制御手段の動作を説明する第1のベ
クトル図である。
2起動電流抑制位相制御手段の動作を説明する第1のベ
クトル図である。
【図6】 この発明による高調波抑制装置の実施の形態
2起動電流抑制位相制御手段の動作を説明する第2のベ
クトル図である。
2起動電流抑制位相制御手段の動作を説明する第2のベ
クトル図である。
【図7】 この発明による高調波抑制装置の実施の形態
2の負荷低下時停止手段の制御フローチャートである。
2の負荷低下時停止手段の制御フローチャートである。
【図8】 この発明による高調波抑制装置の実施の形態
2の母線電圧低下時起動手段の制御フローチャートであ
る。
2の母線電圧低下時起動手段の制御フローチャートであ
る。
【図9】 この発明による高調波抑制装置の実施の形態
2の電源電圧推定手段の制御フローチャートである。
2の電源電圧推定手段の制御フローチャートである。
【図10】 この発明による高調波抑制装置の実施の形
態2の負荷電流検出手段の原理を示すベクトル図であ
る。
態2の負荷電流検出手段の原理を示すベクトル図であ
る。
【図11】 この発明による高調波抑制装置の実施の形
態2の力率管理制御手段の原理を説明する出力電圧位相
角と力率の関係を示す図である。
態2の力率管理制御手段の原理を説明する出力電圧位相
角と力率の関係を示す図である。
【図12】 この発明による高調波抑制装置の実施の形
態2の力率管理制御手段の制御フローチャートである。
態2の力率管理制御手段の制御フローチャートである。
【図13】 この発明による高調波抑制装置の実施の形
態2の制御可能領域制限手段の原理を示すベクトル図で
ある。
態2の制御可能領域制限手段の原理を示すベクトル図で
ある。
【図14】 この発明による高調波抑制装置の実施の形
態2の制御可能領域制限手段のパルス幅変調電圧位相と
電源電流有効成分の関係を表す図である。
態2の制御可能領域制限手段のパルス幅変調電圧位相と
電源電流有効成分の関係を表す図である。
【図15】 この発明による高調波抑制装置の実施の形
態2の制御可能領域制限手段の制御フローチャートであ
る。
態2の制御可能領域制限手段の制御フローチャートであ
る。
【図16】 この発明による高調波抑制装置の実施の形
態2の負荷抑制手段の制御フローチャートである。
態2の負荷抑制手段の制御フローチャートである。
【図17】 この発明による高調波抑制装置の実施の形
態2の位相制御量決定手段の制御ブロック図である。
態2の位相制御量決定手段の制御ブロック図である。
【図18】 この発明による高調波抑制装置の実施の形
態2の位相制御量決定手段の電源電流有効成分とパルス
幅変調電圧位相の関係を表す図である。
態2の位相制御量決定手段の電源電流有効成分とパルス
幅変調電圧位相の関係を表す図である。
【図19】 順変換装置の基本構成を示す回路図であ
る。
る。
【図20】 従来の装置における構成ブロック図であ
る。
る。
【図21】 従来の装置の動作を説明するベクトル図で
ある。
ある。
1 交流電源、2 フルブリッジ整流器、3 平滑コン
デンサ、4 負荷装置、5 交流リアクトル、6 スイ
ッチング素子、7 電源電圧検出手段、8 電源位相検
出手段、9 直流電圧検出手段、10 パルス幅変調制
御手段、11出力電圧位相制御手段、12 起動電流抑
制位相制御手段、13 負荷低下時停止手段、14 母
線電圧低下時起動手段、15 電源電圧推定手段、16
負荷電流検出手段、17 力率管理制御手段、18
制御可能領域制限手段、19負荷抑制手段、20 位相
制御量決定手段。
デンサ、4 負荷装置、5 交流リアクトル、6 スイ
ッチング素子、7 電源電圧検出手段、8 電源位相検
出手段、9 直流電圧検出手段、10 パルス幅変調制
御手段、11出力電圧位相制御手段、12 起動電流抑
制位相制御手段、13 負荷低下時停止手段、14 母
線電圧低下時起動手段、15 電源電圧推定手段、16
負荷電流検出手段、17 力率管理制御手段、18
制御可能領域制限手段、19負荷抑制手段、20 位相
制御量決定手段。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平8−70578(JP,A)
特開 平8−214550(JP,A)
特開 平8−331771(JP,A)
特開 平8−266059(JP,A)
国際公開97/3493(WO,A1)
(58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名)
H02M 7/219
H02M 1/12
H02M 7/06
H02M 7/21
Claims (10)
- 【請求項1】 交流電源に接続されたフルブリッジ整流
器と、前記フルブリッジ整流器の直流側に接続された平
滑用コンデンサと、前記平滑用コンデンサの両端の電圧
を直流電圧源とする負荷装置からなる順変換装置におい
て、前記交流電源と前記フルブリッジ整流器の間に接続
された交流リアクトルと、前記フルブリッジ整流器の個
々の整流器に対し逆並列に接続されたスイッチング素子
と、前記交流電源の電源電圧の大きさを検出する電源電
圧検出手段と、前記交流電源の電圧位相を検出する電源
位相検出手段と、前記平滑用コンデンサの両端の直流電
圧を検出する直流電圧検出手段と、前記スイッチング素
子の前記交流リアクトル側に前記平滑用コンデンサの両
端の直流電圧を電源とした略正弦波状パルス幅変調電圧
を発生するよう前記スイッチング素子を駆動するパルス
幅変調制御手段と、前記交流電源を前記フルブリッジ整
流器のみにより整流し前記平滑用コンデンサにより平滑
した場合に得られる直流電圧から格別の昇圧なしに前記
平滑用コンデンサの両端の直流電圧を所定値に制御する
ための出力電圧位相制御手段とを備え、前記出力電圧位
相制御手段は、前記交流電源を前記フルブリッジ整流器
のみにより整流し前記平滑用コンデンサにより平滑した
場合に得られる直流電圧における所定値に相当する直流
母線電圧の目標値と前記直流電圧検出手段により得られ
る直流電圧値との差に応じて電源電流を正弦波化するよ
う前記略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量を決定
し、この位相制御量と前記電源電圧検出手段により得ら
れる交流電源の電源電圧値とにより前記パルス幅変調制
御手段に出力する略正弦波状パルス幅変調電圧指令値を
得るようにしたことを特徴とする順変換装置。 - 【請求項2】 前記スイッチング素子の起動時の急峻な
電流を抑制するよう前記スイッチング素子の前記略正弦
波状パルス幅変調電圧の位相を、交流電源の位相と一致
するかまたは位相差を小さくするように制御する起動電
流抑制位相制御手段を有することを特徴とする請求項1
に記載の順変換装置。 - 【請求項3】 電源電圧の位相と前記スイッチング素子
の前記略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量が、一
定時間、設定値よりも小さい場合、前記スイッチング素
子のスイッチング動作を停止する負荷低下時停止手段を
有することを特徴とする請求項1に記載の順変換装置。 - 【請求項4】 前記スイッチング素子のスイッチング動
作停止期間中に、前記直流電圧検出手段の出力と直流母
線電圧の目標値の偏差が設定値より大きくなった場合
に、前記スイッチング素子のスイッチング動作を開始す
る母線電圧低下時起動手段を有することを特徴とする請
求項1に記載の順変換装置。 - 【請求項5】 交流電源に接続されたフルブリッジ整流
器と、前記フルブリッジ整流器の直流側に接続された平
滑用コンデンサと、前記平滑用コンデンサの両端の電圧
を直流電圧源とする負荷装置からなる順変換装置におい
て、前記交流電源と前記フルブリッジ整流器の間に接続
された交流リアクトルと、前記フルブリッジ整流器の個
々の整流器に対し逆並列に接続されたスイッチング素子
と、前記交流電源の電圧位相を検出する電源位相検出手
段と、前記平滑用コンデンサの両端の直流電圧を検出す
る直流電圧検出手段と、前記スイッチング素子の前記交
流リアクトル側に前記平滑用コンデンサの両端の直流電
圧を電源とした略正弦波状パルス幅変調電圧を発生する
よう前記スイッチング素子を駆動するパルス幅変調制御
手段と、前記交流電源を前記フルブリッジ整流器のみに
より整流し前記平滑コンデンサにより平滑した場合に得
られる直流電圧から格別の昇圧なしに前記平滑用コンデ
ンサの両端の直流電圧を所定値に制御するための出力電
圧位相制御手段とを備え、前記出力電圧位相制御手段
は、前記交流電源を前記フルブリッジ整流器のみにより
整流し前記平滑用コンデンサにより平滑した場合に得ら
れる直流電圧における所定値に相当する直流母線電圧の
目標値と前記直流電圧検出手段により得られる直流電圧
値との差に応じて電源電流を正弦波化するよう前記略正
弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量を決定し、この位
相制御量と前記交流電源の電圧値とにより前記パルス幅
変調制御手段に出力する略正弦波状パルス幅変調電圧指
令値を得るとともに、前記スイッチング素子のスイッチ
ング動作停止期間中に前記直流電圧検出手段の出力から
前記交流電源の電圧の大きさを推定する電源電圧推定手
段を有することを特徴とする順変換装置。 - 【請求項6】 前記スイッチング素子の前記略正弦波状
パルス幅変調電圧の位相制御量から交流電源の電流の大
きさ及び位相を求める負荷電流推定手段を有することを
特徴とする請求項1に記載の順変換装置。 - 【請求項7】 交流電源の電圧と電流の位相から決まる
力率が、設定した範囲から外れないように前記スイッチ
ング素子の前記略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御
量を決定する力率管理制御手段を有することを特徴とす
る請求項1に記載の順変換装置。 - 【請求項8】 前記スイッチング素子の前記略正弦波状
パルス幅変調電圧の位相を負荷の大きさに応じて制御す
る場合に、制御可能領域に収まるようスイッチング素子
の前記略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量を決定
する制御可能領域制限手段を有することを特徴とする請
求項1に記載の順変換装置。 - 【請求項9】 前記力率管理制御手段および制御可能領
域制限手段の制御動作により、前記スイッチング素子の
前記略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量が制限値
に達した場合には、前記平滑コンデンサの両端の電圧を
直流電圧源とする負荷を抑制する負荷抑制手段を有する
ことを特徴とする請求項1に記載の順変換装置。 - 【請求項10】 前記平滑コンデンサの両端の直流電圧
を安定に制御するよう交流電源の電流の有効成分を直流
電圧検出回路の出力値と直流母線電圧の目標値の偏差に
対し比例的に制御するために適切な前記スイッチング素
子の前記略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量を決
定する位相制御量決定手段を有することを特徴とする請
求項1に記載の順変換装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP08047197A JP3382119B2 (ja) | 1997-03-31 | 1997-03-31 | 順変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP08047197A JP3382119B2 (ja) | 1997-03-31 | 1997-03-31 | 順変換装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH10285931A JPH10285931A (ja) | 1998-10-23 |
JP3382119B2 true JP3382119B2 (ja) | 2003-03-04 |
Family
ID=13719187
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP08047197A Expired - Fee Related JP3382119B2 (ja) | 1997-03-31 | 1997-03-31 | 順変換装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3382119B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN102545665B (zh) * | 2012-02-09 | 2013-12-25 | 天津大学 | 一种三电平pwm整流器直接功率控制方法 |
CN103401447B (zh) * | 2013-07-19 | 2015-09-16 | 东南大学 | 一种级联型pwm整流器的调制方法 |
CN106655843B (zh) * | 2017-03-17 | 2019-09-13 | 哈尔滨理工大学 | 级联型h桥pwm整流***及其控制方法 |
KR102326348B1 (ko) * | 2019-12-30 | 2021-11-12 | 주식회사 포스코아이씨티 | 멀티 위상제어정류기의 출력전압 제어 시스템 |
-
1997
- 1997-03-31 JP JP08047197A patent/JP3382119B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH10285931A (ja) | 1998-10-23 |
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LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |