JP3382119B2 - Forward converter - Google Patents
Forward converterInfo
- Publication number
- JP3382119B2 JP3382119B2 JP08047197A JP8047197A JP3382119B2 JP 3382119 B2 JP3382119 B2 JP 3382119B2 JP 08047197 A JP08047197 A JP 08047197A JP 8047197 A JP8047197 A JP 8047197A JP 3382119 B2 JP3382119 B2 JP 3382119B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- power supply
- phase
- switching element
- pulse width
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明は、交流電圧を直流
電圧に変換する順変換装置において、特に、入力力率を
改善し、電源電流の高調波成分を抑制する制御装置を備
えたものに関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a forward converter for converting an AC voltage into a DC voltage, and more particularly to a forward converter having a controller for improving an input power factor and suppressing a harmonic component of a power supply current.
【０００２】[0002]
【従来の技術】一般に、交流電圧を直流電圧に変換する
順変換装置は、図１９に示すような回路で構成される。
図において、１は交流電源、２はフルブリッジ整流器、
３は平滑コンデンサ、４は負荷装置である。2. Description of the Related Art Generally, a forward converter for converting an AC voltage into a DC voltage is composed of a circuit as shown in FIG.
In the figure, 1 is an AC power supply, 2 is a full bridge rectifier,
Reference numeral 3 is a smoothing capacitor, and 4 is a load device.
【０００３】上記のように構成された順変換装置におい
ては、平滑コンデンサの充電時のみしか交流電源の電流
が流れないため入力力率が低下し、また交流電源の電流
に高調波成分を含むため、電源設備容量が有効に利用で
きなく、さらに電源設備に損傷を与える可能性が生じる
ため、入力力率改善や電源電流の高調波を抑制する制御
装置が求められている。In the forward converter configured as described above, the input power factor decreases because the current of the AC power supply flows only when the smoothing capacitor is charged, and the current of the AC power supply contains harmonic components. Since the capacity of the power supply equipment cannot be effectively used and the power supply equipment may be damaged, a control device for improving the input power factor and suppressing harmonics of the power supply current is required.
【０００４】従来、このような要求に応える空気調和機
の制御装置の例として、図２０に示す、特公平７−６７
２８０号公報に開示された空気調和機の制御装置が提案
されている。図において、５は交流電源１に接続された
交流リアクトル、６は前記フルブリッジ整流器２の個々
の整流器に対し逆並列に接続されたスイッチング素子、
７は交流電源の電圧を検出する電源電圧検出手段、８は
交流電源の電圧位相を検出する電源位相検出手段、９は
平滑コンデンサの両端の直流電圧を検出する直流電圧検
出手段、２１は平滑コンデンサ３の直流電圧を制御する
直流電圧制御手段、２２は交流電源１の相電圧の位相と
相電流の位相が同相となるようスイッチング素子６の略
正弦波状パルス幅変調電圧の大きさおよび位相制御量を
決定する電圧および位相制御手段である。Conventionally, as an example of a control device for an air conditioner that meets such a demand, as shown in FIG.
A control device for an air conditioner disclosed in Japanese Patent No. 280 has been proposed. In the figure, 5 is an AC reactor connected to the AC power source 1, 6 is a switching element connected in antiparallel to each rectifier of the full bridge rectifier 2,
Reference numeral 7 is a power supply voltage detection means for detecting the voltage of the AC power supply, 8 is a power supply phase detection means for detecting the voltage phase of the AC power supply, 9 is a DC voltage detection means for detecting the DC voltage across the smoothing capacitor, and 21 is a smoothing capacitor. A DC voltage control means for controlling the DC voltage of 3 and a magnitude 22 of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element 6 and a phase control quantity 22 so that the phase of the phase voltage of the AC power supply 1 and the phase of the phase current are in phase. Is a voltage and phase control means for determining.
【０００５】従来の順変換装置における電源高調波抑制
装置は、上記のように構成されており、負荷装置にかか
る電圧を一定に制御し、かつ入力力率が１となり、さら
に交流電源の電流の高調波を抑制する効果を得ていた。The power supply harmonic suppression device in the conventional forward conversion device is configured as described above, the voltage applied to the load device is controlled to be constant, the input power factor becomes 1, and the current of the AC power supply The effect of suppressing harmonics was obtained.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】従来の例では、交流電
源の相電圧と相電流の位相を一致させることを目的とし
て、図２１に示す通り、交流リアクトルにかかる電圧ベ
クトルを交流電源の電圧ベクトルと直交するようスイッ
チング素子の略正弦波状パルス幅変調電圧の大きさと位
相を制御するため、スイッチング素子の略正弦波状パル
ス幅変調電圧は交流電源の電圧に対し大きな値が必要に
なる。このため、平滑コンデンサの両端の直流電圧は、
図１９に示す回路において平滑コンデンサの両端に発生
する直流電圧に対し、大きな値が必要となる。In the conventional example, as shown in FIG. 21, the voltage vector applied to the AC reactor is set to the voltage vector of the AC power supply in order to match the phase of the AC power supply with the phase of the phase current. Since the magnitude and phase of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element are controlled so as to be orthogonal to, the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element needs to have a large value with respect to the voltage of the AC power supply. Therefore, the DC voltage across the smoothing capacitor is
In the circuit shown in FIG. 19, a large value is required for the DC voltage generated across the smoothing capacitor.
【０００７】以上の結果、図２０におけるスイッチング
素子６および平滑コンデンサ３、さらには負荷装置４に
使用される部品は、図１９に比べ高い使用可能電圧が必
要となり、機器のサイズおよびコストが大きくなるとい
う問題点があった。また、交流リアクトルに電源電圧ベ
クトルと直交する電圧を生じるようスイッチング素子の
略正弦波状パルス幅変調電圧を制御するためには、複雑
な演算回路が必要となりコストが大きくなるという問題
点があった。As a result of the above, the switching element 6 and the smoothing capacitor 3 in FIG. 20, and further the components used in the load device 4 require a higher usable voltage than in FIG. 19, resulting in an increase in the size and cost of the equipment. There was a problem. Further, in order to control the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element so as to generate a voltage orthogonal to the power supply voltage vector in the AC reactor, there is a problem that a complicated arithmetic circuit is required and the cost is increased.
【０００８】この発明は、かかる問題を解決するために
なされたものであり、交流電圧を直流電圧に変換する順
変換装置において、交流電源をフルブリッジ整流器およ
び平滑コンデンサにより平滑した場合に得られる直流電
圧から格別の昇圧なしに入力力率を向上し、電源電流の
高調波成分を抑制するよう制御する。また、演算回路を
簡易に構成することにより機器の簡素化，安価化を可能
とし、さらに、安定な動作を可能とすることを目的とし
ている。The present invention has been made to solve such a problem, and in a forward converter for converting an AC voltage into a DC voltage, a DC obtained when an AC power supply is smoothed by a full bridge rectifier and a smoothing capacitor. The input power factor is improved without special boosting from the voltage, and control is performed to suppress the harmonic component of the power supply current. Further, another object of the present invention is to simplify the arithmetic circuit to enable simplification and cost reduction of the device, and further to enable stable operation.
【０００９】[0009]
【課題を解決するための手段】第１の発明の順変換装置
においては、交流電源に接続されたフルブリッジ整流器
と、前記フルブリッジ整流器の直流側に接続された平滑
用コンデンサと、前記平滑用コンデンサの両端の電圧を
直流電圧源とする負荷装置からなる順変換装置におい
て、前記交流電源と前記フルブリッジ整流器の間に接続
された交流リアクトルと、前記フルブリッジ整流器の個
々の整流器に対し逆並列に接続されたスイッチング素子
と、前記交流電源の電源電圧の大きさを検出する電源電
圧検出手段と、前記交流電源の電圧位相を検出する電源
位相検出手段と、前記平滑用コンデンサの両端の直流電
圧を検出する直流電圧検出手段と、前記スイッチング素
子の前記交流リアクトル側に前記平滑用コンデンサの両
端の直流電圧を電源とした略正弦波状パルス幅変調電圧
を発生するよう前記スイッチング素子を駆動するパルス
幅変調制御手段と、前記交流電源を前記フルブリッジ整
流器のみにより整流し前記平滑用コンデンサにより平滑
した場合に得られる直流電圧から格別の昇圧なしに前記
平滑用コンデンサの両端の直流電圧を所定値に制御する
ための出力電圧位相制御手段とを備え、前記出力電圧位
相制御手段は、前記交流電源を前記フルブリッジ整流器
のみにより整流し前記平滑用コンデンサにより平滑した
場合に得られる直流電圧における所定値に相当する目標
値と前記直流電圧検出手段により得られる直流電圧値と
の差に応じて電源電流を正弦波化するよう前記略正弦波
状パルス幅変調電圧の位相制御量を決定し、この位相制
御量と前記電源電圧検出手段により得られる電源電圧と
により前記パルス幅変調制御手段に出力する略正弦波状
パルス幅変調電圧指令値を得るようにしたものである。In the forward conversion device of the first invention, a full-bridge rectifier connected to an AC power source, a smoothing capacitor connected to the DC side of the full-bridge rectifier, and the smoothing device. In a forward converter comprising a load device using a voltage across a capacitor as a DC voltage source, an AC reactor connected between the AC power supply and the full-bridge rectifier, and an anti-parallel to each rectifier of the full-bridge rectifier. A switching element connected to, a power supply voltage detection means for detecting the magnitude of the power supply voltage of the AC power supply, a power supply phase detection means for detecting the voltage phase of the AC power supply, and a DC voltage across the smoothing capacitor. And a DC voltage detecting means for detecting the DC voltage across the smoothing capacitor on the AC reactor side of the switching element. Pulse width modulation control means for driving the switching element to generate a substantially sinusoidal pulse width modulation voltage, and a DC voltage obtained when the AC power supply is rectified only by the full bridge rectifier and smoothed by the smoothing capacitor. and an output voltage phase control means for controlling the predetermined value a DC voltage across the smoothing capacitor without special boost from the output voltage level
The phase control means uses the AC power source as the full bridge rectifier.
Rectified by only and smoothed by the smoothing capacitor
Target corresponding to a given value in the DC voltage obtained in the case
Value and the DC voltage value obtained by the DC voltage detecting means
The supply current to determine the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage to sinusoidal in accordance with the difference, the phase system
And the power supply voltage obtained by the power supply voltage detection means
Output to the pulse width modulation control means by a substantially sine wave
The pulse width modulation voltage command value is obtained .
【００１０】第２の発明の順変換装置においては、スイ
ッチング素子の起動時の急峻な電流を抑制するよう、ス
イッチング素子の略正弦波状パルス幅変調電圧の位相
を、交流電源の位相と一致するかまたは位相差を小さく
するように制御する起動電流抑制位相制御手段を有する
ものである。In the forward converter of the second aspect of the invention, is the phase of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element matched with the phase of the AC power supply so as to suppress the steep current when the switching element is activated? Alternatively, it has a starting current suppressing phase control means for controlling so as to reduce the phase difference.
【００１１】第３の発明の順変換装置においては、電源
電圧の位相と前記スイッチング素子の前記略正弦波状パ
ルス幅変調電圧の位相制御量が、一定時間、設定値より
も小さい場合、前記スイッチング素子のスイッチング動
作を停止する負荷低下時停止手段を有するものである。In the forward converter of the third invention, when the phase of the power supply voltage and the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element are smaller than a set value for a certain period of time, the switching element. It has a stop means at the time of load reduction for stopping the switching operation of.
【００１２】第４の発明の順変換装置においては、前記
スイッチング素子のスイッチング動作停止期間中に、前
記直流電圧検出手段の出力と直流母線電圧の目標値の偏
差が設定値より大きくなった場合に、前記スイッチング
素子のスイッチング動作を開始する母線電圧低下時起動
手段を有するものである。In the forward converter of the fourth invention, when the deviation between the output of the DC voltage detecting means and the target value of the DC bus voltage becomes larger than the set value during the period in which the switching operation of the switching element is stopped. , A start-up means for starting a switching operation of the switching element when the bus voltage decreases.
【００１３】第５の発明の順変換装置においては、交流
電源に接続されたフルブリッジ整流器と、前記フルブリ
ッジ整流器の直流側に接続された平滑用コンデンサと、
前記平滑用コンデンサの両端の電圧を直流電圧源とする
負荷装置からなる順変換装置において、前記交流電源と
前記フルブリッジ整流器の間に接続された交流リアクト
ルと、前記フルブリッジ整流器の個々の整流器に対し逆
並列に接続されたスイッチング素子と、前記交流電源の
電圧位相を検出する電源位相検出手段と、前記平滑用コ
ンデンサの両端の直流電圧を検出する直流電圧検出手段
と、前記スイッチング素子の前記交流リアクトル側に前
記平滑用コンデンサの両端の直流電圧を電源とした略正
弦波状パルス幅変調電圧を発生するよう前記スイッチン
グ素子を駆動するパルス幅変調制御手段と、前記交流電
源を前記フルブリッジ整流器のみにより整流し前記平滑
コンデンサにより平滑した場合に得られる直流電圧から
格別の昇圧なしに前記平滑用コンデンサの両端の直流電
圧を所定値に制御するための出力電圧位相制御手段とを
備え、前記出力電圧位相制御手段は、前記交流電源を前
記フルブリッジ整流器のみにより整流し前記平滑用コン
デンサにより平滑した場合に得られる直流電圧における
所定値に相当する目標値と前記直流電圧検出手段により
得られる直流電圧値との差に応じて電源電流を正弦波化
するよう前記略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量
を決定し、この位相制御量と前記交流電源の電圧値とに
より前記パルス幅変調制御手段に出力する略正弦波状パ
ルス幅変調電圧指令値を得るとともに、前記スイッチン
グ素子のスイッチング動作停止期間中に前記直流電圧検
出手段の出力から前記交流電源の電圧の大きさを推定す
る電源電圧推定手段を有するものである。In the forward converter of the fifth invention, a full-bridge rectifier connected to an AC power source, and a smoothing capacitor connected to the DC side of the full-bridge rectifier,
In a forward conversion device consisting of a load device using a voltage across the smoothing capacitor as a DC voltage source, an AC reactor connected between the AC power supply and the full bridge rectifier, and an individual rectifier of the full bridge rectifier. On the other hand, a switching element connected in anti-parallel, a power source phase detecting means for detecting a voltage phase of the AC power source, a DC voltage detecting means for detecting a DC voltage across the smoothing capacitor, and the AC of the switching element. The pulse width modulation control means for driving the switching element so as to generate a substantially sinusoidal pulse width modulation voltage using the DC voltage across the smoothing capacitor as a power source on the reactor side, and the AC power source by only the full bridge rectifier. From the DC voltage obtained when rectified and smoothed by the smoothing capacitor without special boosting The DC voltage across the serial smoothing capacitor and an output voltage phase control means for controlling the predetermined value, the output voltage phase control means, prior to the AC power source
The smoothing converter is rectified only by the full bridge rectifier.
DC voltage obtained when smoothed by a capacitor
By the target value corresponding to the predetermined value and the DC voltage detection means
Determine the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage so as to make the power supply current sinusoidal according to the difference between the obtained DC voltage value, and the phase control amount and the voltage value of the AC power supply.
Output from the pulse width modulation control means to a substantially sinusoidal wave pattern.
A power supply voltage estimating means is provided for obtaining the pulse width modulation voltage command value and estimating the magnitude of the voltage of the AC power supply from the output of the DC voltage detecting means during the switching operation stop period of the switching element.
【００１４】第６の発明の順変換装置においては、スイ
ッチング素子の略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御
量から交流電源の電流の大きさ及び位相を求める負荷電
流推定手段を有するものである。The forward converter of the sixth invention comprises a load current estimating means for obtaining the magnitude and phase of the AC power supply current from the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element.
【００１５】第７の発明の順変換装置においては、交流
電源の電圧と電流の位相から決まる力率が、設定した範
囲から外れないようにスイッチング素子の略正弦波状パ
ルス幅変調電圧の位相制御量を決定する力率管理制御手
段を有するものである。In the forward converter of the seventh aspect of the invention, the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element is adjusted so that the power factor determined by the voltage and current phases of the AC power supply does not deviate from the set range. It has a power factor management control means for determining.
【００１６】第８の発明の順変換装置においては、スイ
ッチング素子の略正弦波状パルス幅変調電圧の位相を負
荷の大きさに応じて制御する場合に、制御可能領域に収
まるようスイッチング素子の略正弦波状パルス幅変調電
圧の位相制御量を決定する制御可能領域制限手段を有す
るものである。In the forward conversion device of the eighth invention, when the phase of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element is controlled according to the magnitude of the load, the substantially sinusoidal shape of the switching element falls within the controllable region. The controllable area limiting means for determining the phase control amount of the wave-shaped pulse width modulation voltage is provided.
【００１７】第９の発明の順変換装置においては、力率
管理制御手段および制御可能領域制限手段の制御動作に
より、スイッチング素子の略正弦波状パルス幅変調電圧
の位相制御量が制限値に達した場合には、平滑コンデン
サの両端の電圧を直流電圧源とする負荷を抑制する負荷
抑制手段を有するものである。In the forward conversion device of the ninth invention, the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element reaches the limit value by the control operation of the power factor management control means and the controllable area limit means. In this case, it has a load suppressing means for suppressing a load in which the voltage across the smoothing capacitor is used as a DC voltage source.
【００１８】第１０の発明の順変換装置においては、平
滑コンデンサの両端の直流電圧を安定に制御するよう交
流電源の電流の有効成分を直流電圧検出回路の出力値と
直流母線電圧の目標値の偏差に対し比例的に制御するた
めに適切なスイッチング素子の前記略正弦波状パルス幅
変調電圧の位相制御量を決定する位相制御量決定手段を
有するものである。In the forward converter of the tenth aspect of the invention, the effective component of the current of the AC power supply is controlled by the output value of the DC voltage detection circuit and the target value of the DC bus voltage so as to stably control the DC voltage across the smoothing capacitor. The phase control amount determining means determines the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element suitable for controlling proportionally to the deviation.
【００１９】[0019]
【発明の実施の形態】実施の形態１．
図１は、この発明の一実施形態で、特に交流電流をフル
ブリッジ整流器のみにより平滑コンデンサコンデンサに
より平滑した場合に得られる直流電圧から大きな昇圧な
しに平滑コンデンサの両端の直流電圧を一定に制御した
上で、電源電流を正弦波化する電源高調波抑制装置の発
明の例である。図において、１は交流電源、２は交流電
源１に接続されたフルブリッジ整流器、３はフルブリッ
ジ整流器２の直流側に接続された平滑コンデンサ、４は
平滑コンデンサ３の両端の電圧を直流電圧源とする負荷
装置、５は交流電源１とフルブリッジ整流器２の間に接
続された交流リアクトル、６はフルブリッジ整流器２の
個々の整流器に対し逆並列に接続されたスイッチング素
子である。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Embodiment 1. FIG. 1 shows an embodiment of the present invention, and in particular, the DC voltage across the smoothing capacitor is controlled to be constant without a large boost from the DC voltage obtained when the AC current is smoothed by the smoothing capacitor by only the full-bridge rectifier. Above, it is an example of the invention of the power supply harmonic suppression device for converting the power supply current into a sine wave. In the figure, 1 is an AC power supply, 2 is a full-bridge rectifier connected to the AC power supply 1, 3 is a smoothing capacitor connected to the DC side of the full-bridge rectifier 2, 4 is a DC voltage source for the voltage across the smoothing capacitor 3. Is a load device, 5 is an AC reactor connected between the AC power supply 1 and the full-bridge rectifier 2, and 6 is a switching element connected in antiparallel to each rectifier of the full-bridge rectifier 2.
【００２０】７は交流電源１の電源電圧の大きさを検出
する電源電圧検出手段、８は交流電源１の電位位相を検
出する電源位相検出手段、９は平滑コンデンサ３の両端
の直流電圧を検出する直流電圧検出手段、１０はスイッ
チング素子６の交流リアクトル５の側に平滑コンデンサ
３の両端の直流電圧を電源とした略正弦波パルス幅変調
電圧を発生するようスイッチング素子６を駆動するパル
ス幅変調制限手段、１１は交流電源１をフルブリッジ整
流器２のみにより整流し平滑コンデンサ３により平滑し
た場合に得られる直流電圧から大きな昇圧なしに電源電
流を正弦波化するよう略正弦波状パルス幅変調電圧の位
相を決定する出力電圧位相制御手段である。Reference numeral 7 is a power supply voltage detecting means for detecting the magnitude of the power supply voltage of the AC power supply 1, 8 is a power supply phase detecting means for detecting the potential phase of the AC power supply 1, and 9 is a DC voltage across the smoothing capacitor 3. A DC voltage detecting means 10 for driving the switching element 6 to generate a substantially sinusoidal pulse width modulation voltage using the DC voltage across the smoothing capacitor 3 as a power source on the side of the AC reactor 5 of the switching element 6. Limiting means 11 is a substantially sinusoidal pulse width modulation voltage so as to make the power supply current a sine wave without a large boost from the DC voltage obtained when the AC power supply 1 is rectified only by the full bridge rectifier 2 and smoothed by the smoothing capacitor 3. It is an output voltage phase control means for determining the phase.
【００２１】この電源高調波抑制装置の動作を、図２お
よび図３を用いて説明する。図２のブロック図におい
て、直流電圧検出手段９により検出した直流電圧検出値
をＶdc、交流電源１をフルブリッジ整流器２のみにより
整流した場合に得られる平滑コンデンサ３の両端の直流
電圧をＶf、Ｖfから大きな昇圧のないあらかじめ設定済
の直流母線電圧の目標値をＶdcm 、電源位相検出手段８
により検出した交流電源の電圧位相θ、θに対するスイ
ッチング素子６の交流リアクトル側に発生させる略正弦
波状パルス幅変調電圧の位相制御量θconv、電源電圧検
出手段７の出力をＶinとする。The operation of this power supply harmonic suppression device will be described with reference to FIGS. 2 and 3. In the block diagram of FIG. 2, the DC voltage detection value detected by the DC voltage detecting means 9 is Vdc, and the DC voltage across the smoothing capacitor 3 obtained when the AC power supply 1 is rectified only by the full-bridge rectifier 2 is Vf, Vf. , The target value of the preset DC bus voltage without large boosting is Vdcm, and the power supply phase detection means 8
The phase control amount θconv of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage generated on the AC reactor side of the switching element 6 with respect to the voltage phase θ of the AC power supply detected by the above, and the output of the power supply voltage detection means 7 are Vin.
【００２２】出力位相制限手段１１では、まず、Ｖdcm
とＶdcとの差を比例積分制御することにより、θconvを
決定する。また、スイッチング素子６の交流リアクトル
５側に発生させる略正弦波状パルス幅変調電圧の大きさ
をＶinと等しくする。In the output phase limiting means 11, first, Vdcm
Θconv is determined by performing proportional-plus-integral control of the difference between Vdc and Vdc. Further, the magnitude of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage generated on the AC reactor 5 side of the switching element 6 is made equal to Vin.
【００２３】次に、出力位相制限手段１１では、このθ
convとＶinから略正弦波状パルス幅変調電圧指令値を決
定し、パルス幅変調制御手段１０に出力する。パルス幅
変調制御手段１０ではスイッチング阻止の交流リアクト
ル側に略正弦波状パルス幅変調電圧を発生させる。Next, in the output phase limiting means 11, this θ
A substantially sinusoidal pulse width modulation voltage command value is determined from conv and Vin and output to the pulse width modulation control means 10. The pulse width modulation control means 10 generates a substantially sinusoidal pulse width modulation voltage on the side of the AC reactor for blocking switching.
【００２４】以上により、図３のベクトル図に示すとお
りの現象となる。つまり、直流電圧値Ｖdcが直流母線電
圧の目標値Ｖdcm に対し小さい場合には、略正弦波状パ
ルス幅変調電圧の位相制御量θconvは交流電源の電圧位
相θに対し遅れ位相となる。略正弦波状パルス幅変調電
圧ベクトルＶconvは大きさをＶinと等しくし、θconvだ
け遅れたベクトルとして表され、交流電源ベクトルＶin
との差ベクトルＶＬが交流リアクトル５に発生する。From the above, the phenomenon as shown in the vector diagram of FIG. 3 occurs. That is, when the DC voltage value Vdc is smaller than the target value Vdcm of the DC bus voltage, the phase control amount θ conv of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage is delayed from the voltage phase θ of the AC power supply. The substantially sinusoidal pulse width modulation voltage vector Vconv is represented as a vector having a magnitude equal to Vin and delayed by θconv.
A difference vector VL of the difference vector is generated in the AC reactor 5.
【００２５】この交流リアクトル５に発生する電圧ベク
トルより、ＶＬに対して９０゜遅れた交流電源の相電流
ＩＬが流れる。この相電流ＩＬの交流電源の電圧ベクト
ルＶinとの同位相成分ＩＬre分が電源からの力行成分と
なり、平滑コンデンサを充電することにより直流電圧値
Ｖdcが増加することになる。From the voltage vector generated in the AC reactor 5, a phase current IL of the AC power source, which is delayed by 90 ° with respect to VL, flows. The in-phase component ILre of the phase current IL with the voltage vector Vin of the AC power supply becomes a powering component from the power supply, and the DC voltage value Vdc is increased by charging the smoothing capacitor.
【００２６】また、同様にして、直流電圧値Ｖdcが直流
母線電圧の目標値Ｖdcm に対し大きい場合には相電流Ｉ
Ｌの交流電源の電圧ベクトルＶＬと同位相成分ＩＬreが
回生成分となり直流電圧値Ｖdcが減少することになる。Similarly, when the DC voltage value Vdc is larger than the target value Vdcm of the DC bus voltage, the phase current I
The voltage vector VL of the AC power source of L and the in-phase component ILre are regenerated, and the DC voltage value Vdc decreases.
【００２７】以上のように制御することにより、直流電
圧値Ｖdcを直流母線電圧の目標値Ｖdcmと等しくなるよ
う制御可能となる。By controlling as described above, it becomes possible to control the DC voltage value Vdc to be equal to the target value Vdcm of the DC bus voltage.
【００２８】このように順変換回路の電源高調波抑制装
置を構成することにより、演算回路を簡易に構成した上
で、ダイオード整流器及び平滑コンデンサからなる順変
換回路に対して直流電圧の大幅な上昇なしに入力力率を
向上し、電源電流の高調波成分を抑制するよう制御する
ことが可能である。By constructing the power supply harmonic suppression device for the forward conversion circuit in this manner, the arithmetic circuit is simply configured, and the DC voltage is significantly increased with respect to the forward conversion circuit including the diode rectifier and the smoothing capacitor. Without this, it is possible to improve the input power factor and control so as to suppress the harmonic component of the power supply current.
【００２９】実施の形態２．
図４は、この発明の一実施形態で、特に交流電流をフル
ブリッジ整流器のみにより平滑コンデンサコンデンサに
より平滑した場合に得られる直流電圧から大きな昇圧な
しに平滑コンデンサの両端の直流電圧を一定に制御した
上で、電源電流を正弦波化するよう直流母線電圧を交流
電圧を整流器のみにより整流した場合に得られる電圧か
ら大きな昇圧なしに電源電流を正弦波とする電源高調波
抑制装置において、機器の簡素化安定化を可能とする発
明の例である。Embodiment 2. FIG. 4 is an embodiment of the present invention, and in particular, the DC voltage across the smoothing capacitor is controlled to be constant without a large boost from the DC voltage obtained when the AC current is smoothed by the smoothing capacitor using only the full-bridge rectifier. In the above, in the power supply harmonic suppression device that makes the power supply current a sine wave without a large boost from the voltage obtained when the AC bus voltage is rectified only by the rectifier so that the power supply current becomes a sine wave, the equipment can be simplified. It is an example of the invention that enables stabilization.
【００３０】１〜６および８〜１１は図１の実施の形態
１と一致している。１２はスイッチング素子６の起動時
の急峻な電流を抑制するようスイッチング素子６の略正
弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量を交流電源１の電
圧位相と一致するかまたは位相差を小さくするよう制御
する起動電流抑制位相制御手段である。1 to 6 and 8 to 11 correspond to the first embodiment shown in FIG. Reference numeral 12 controls the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element 6 to match the voltage phase of the AC power supply 1 or to reduce the phase difference so as to suppress a steep current at the time of starting the switching element 6. It is a starting current suppressing phase control means.
【００３１】１３は電源電圧の位相とスイッチング素子
６の略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量が一定時
間あらかじめ定めた設定値よりも小さい場合、スイッチ
ング素子６のスイッチング動作を停止する負荷低下時停
止手段である。When the phase of the power supply voltage and the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element 6 are smaller than a preset value for a certain period of time, when the load for stopping the switching operation of the switching element 6 decreases. It is a stopping means.
【００３２】１４はスイッチング素子６のスイッチング
動作停止期間中に、前記直流電圧検出手段の出力と直流
母線電圧の目標値との偏差があらかじめ設定した設定値
より大きくなった場合にスイッチング素子６のスイッチ
ング動作を開始する母線電圧低下時起動手段である。Reference numeral 14 denotes switching of the switching element 6 when the deviation between the output of the DC voltage detecting means and the target value of the DC bus voltage becomes larger than a preset value during the period in which the switching operation of the switching element 6 is stopped. It is a starting means when the bus bar voltage drops to start the operation.
【００３３】１５はスイッチング素子６のスイッチング
動作停止期間中に直流電圧検出手段９の出力から交流電
源１の電圧の大きさを推定する電源電圧推定手段であ
る。Reference numeral 15 is a power supply voltage estimating means for estimating the magnitude of the voltage of the AC power supply 1 from the output of the DC voltage detecting means 9 during the period in which the switching operation of the switching element 6 is stopped.
【００３４】１６は交流電源の電流を直接検出する手段
なしにスイッチング素子６の略正弦波状パルス幅変調電
圧の位相制御量から交流電源の電流の大きさ及び位相を
求める負荷電流推定手段である。Reference numeral 16 is a load current estimating means for obtaining the magnitude and phase of the AC power supply current from the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element 6 without means for directly detecting the AC power supply current.
【００３５】１７は交流電源の電圧と電流の位相から決
まる力率が、あらかじめ定められた範囲からはずれない
ようスイッチング素子６の略正弦波状パルス幅変調電圧
の位相を決定する力率管理制御手段である。Reference numeral 17 denotes a power factor management control means for determining the phase of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element 6 so that the power factor determined by the voltage and current phases of the AC power supply does not deviate from the predetermined range. is there.
【００３６】１８はスイッチング素子６の略正弦波状パ
ルス幅変調電圧の位相制御量を負荷電流に応じて制御す
る場合に、制御可能領域内に収まるようスイッチング素
子６の略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量を決定
する制御可能領域制限手段である。Reference numeral 18 denotes a substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element 6 so that the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element 6 falls within a controllable region when the phase control amount is controlled according to the load current. It is a controllable region limiting means for determining the phase control amount.
【００３７】１９は力率管理制御手段１７および制御可
能領域制御手段１８により、スイッチング素子６の略正
弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量が制限値に達した
場合には、平滑コンデンサ３の両端の電圧を直流電圧源
とする負荷を抑制する負荷抑制手段である。Reference numeral 19 denotes both ends of the smoothing capacitor 3 when the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element 6 reaches the limit value by the power factor management control means 17 and the controllable area control means 18. Is a load suppressing unit that suppresses a load that uses the above voltage as a DC voltage source.
【００３８】２０は平滑コンデンサの両端の直流電圧を
安定に制御するよう交流電源の電流の有効成分を直流電
圧検出手段９の出力値と直流母線電圧の目標値の偏差に
対し比例的に制御するために適切なスイッチング素子６
の略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量を決定する
位相制御量決定手段である。Reference numeral 20 controls the effective component of the current of the AC power source in proportion to the deviation between the output value of the DC voltage detecting means 9 and the target value of the DC bus voltage so as to stably control the DC voltage across the smoothing capacitor. Suitable switching element 6 for
Is a phase control amount determining means for determining the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage.
【００３９】まず、電源高調波抑制装置の動作の内、起
動電流抑制位相制御手段１２の動作を図２，図５，図６
を用いて説明する。図２における動作では、スイッチン
グ素子６の起動以前は、直流電圧検出値Ｖdcは、交流電
源１をフルブリッジ整流器２のみにより整流した場合に
得られる電圧と等しいため、直流母線電圧の目標値Ｖdc
m との差は大きい値となる。このため、比例積分制御の
結果である位相制御量θconvは大きい値となる。その結
果、スイッチング素子６の起動時には、図５のベクトル
図に示す通り、相電流ＩＬが過大となってしまう。そこ
で、図６のベクトル図に示す通り、負荷小さい起動時に
は位相制御量θconvを零とするかまたは十分小さくする
ことで相電流ＩＬを小さく抑える。First, among the operations of the power supply harmonic suppression device, the operation of the starting current suppression phase control means 12 will be described with reference to FIGS.
Will be explained. In the operation in FIG. 2, the DC voltage detection value Vdc is equal to the voltage obtained when the AC power supply 1 is rectified only by the full-bridge rectifier 2 before the activation of the switching element 6, so that the target value Vdc of the DC bus voltage is Vdc.
The difference from m is large. Therefore, the phase control amount θconv, which is the result of the proportional-plus-integral control, has a large value. As a result, when the switching element 6 is activated, the phase current IL becomes excessive as shown in the vector diagram of FIG. Therefore, as shown in the vector diagram of FIG. 6, the phase current IL is kept small by setting the phase control amount θconv to zero or making it sufficiently small at the time of starting with a small load.
【００４０】次に、負荷低下時停止手段１３の動作を、
図７のフローチャートを用いて説明する。まず、ステッ
プＳ１では出力電圧位相制御手段１１の出力である略正
弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量θconvをあらかじ
め負荷が小さい場合を想定して規定した位相差θm と比
較し、θconv>θmの場合はこの制御を終了し、θconv
≦θmの場合負荷が規定以下であると判断し、Ｓ２へ進
む。Next, the operation of the stop means 13 at the time of load reduction will be described.
This will be described with reference to the flowchart of FIG. First, in step S1, the phase control amount θconv of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage, which is the output of the output voltage phase control means 11, is compared with the phase difference θm defined in advance assuming that the load is small, and θconv> θm If this control ends, θconv
When ≦ θm, it is determined that the load is below the specified value, and the process proceeds to S2.
【００４１】ステップ２では、θconv≦θm である時間
t とあらかじめ設定したtmとを比較し、t<tmの場合は、
この制御を終了し、t≧tmの場合は、負荷が十分小さく
高調波を抑制する必要なしと判断し、ステップ３へ進
む。In step 2, the time for which θconv ≦ θm
Compare t with preset tm, and if t <tm,
When this control is terminated and t ≧ tm, it is determined that the load is sufficiently small that it is not necessary to suppress harmonics, and the process proceeds to step 3.
【００４２】ステップ３では高調波抑制機能を停止する
ために、パルス幅変調制御手段１０にスイッチング素子
６の運転を停止するよう指令し、この制御を終了する。In step 3, in order to stop the harmonic suppressing function, the pulse width modulation control means 10 is instructed to stop the operation of the switching element 6, and this control is ended.
【００４３】次に、母線電圧低下時起動手段１４の動作
を図８のフローチャートを用いて説明する。まず、ステ
ップＳ４では高調波抑制装置の運転／停止状態を判断
し、運転中の場合には、この制御を終了し、停止中の場
合には、ステップＳ５へ進む。Next, the operation of the starting means 14 when the bus voltage drops will be described with reference to the flowchart of FIG. First, in step S4, the running / stopped state of the harmonic suppressor is determined. If the harmonic suppressor is running, this control is terminated, and if it is stopped, the process proceeds to step S5.
【００４４】ステップＳ５では、直流母線電圧の目標値
Ｖdcm と直流電圧検出手段９の出力Ｖdcとの差と、負荷
が増大した場合に高調波抑制が必要と判断するためにあ
らかじめ設定した直流母線電圧設定値Ｖdck を比較し、
（Ｖdcm −Ｖdc）がＶdck より小さい場合には負荷が小
さく高調波抑制が必要ないと判断し、この制御を終了す
る。（Ｖdcm −Ｖdc）がＶdck より大きい場合には負荷
が大きく高調波抑制が必要と判断し、ステップＳ６に進
む。In step S5, the difference between the target value Vdcm of the DC bus voltage and the output Vdc of the DC voltage detecting means 9 and the DC bus voltage set in advance to determine that harmonic suppression is necessary when the load increases. Compare the set value Vdck,
When (Vdcm-Vdc) is smaller than Vdck, it is determined that the load is small and harmonic suppression is unnecessary, and this control is ended. If (Vdcm-Vdc) is larger than Vdck, it is determined that the load is large and harmonic suppression is necessary, and the process proceeds to step S6.
【００４５】ステップ６では、高調波抑制機能を開始す
るために、パルス幅変調制御手段１０にスイッチング素
子６の運転を開始するよう指令し、この制御を終了す
る。In step 6, in order to start the harmonic suppression function, the pulse width modulation control means 10 is instructed to start the operation of the switching element 6, and this control is ended.
【００４６】次に、電源電圧推定手段１５の動作を図９
のフローチャートを用いて説明する。まず、ステップＳ
１１では、この高調波抑制装置の運転／停止状態を判断
し、運転中の場合には、この制御を終了し、停止中の場
合には、ステップＳ１２へ進む。Next, the operation of the power supply voltage estimating means 15 will be described with reference to FIG.
This will be described with reference to the flowchart of. First, step S
At 11, the operating / stopped state of the harmonic suppressor is determined. If the operating state is running, this control is terminated, and if it is stopped, the process proceeds to step S12.
【００４７】ステップＳ１２では、運転停止継続時間t
と運転中に昇圧された直流電圧が交流電源１をフルブリ
ッジ整流器２により整流された場合の直流電圧値に十分
近づくためにあらかじめ設定したtm2 とを比較し、t <t
m2 の場合は、この制御を終了し、t ≧tm2 の場合はス
テップＳ１３へ進む。In step S12, the operation stop duration time t
Compared with the tm2 preset in order that the DC voltage boosted during operation is close enough to the DC voltage value when the AC power supply 1 is rectified by the full-bridge rectifier 2, and t <t
If m2, this control is terminated, and if t ≥tm2, the process proceeds to step S13.
【００４８】ステップ１３では、交流電源１の電圧の大
きさＶinを直流電圧検出手段９の出力値Ｖdcと１／√２
の積の値とし、ステップ１４に進む。In step 13, the magnitude Vin of the voltage of the AC power supply 1 is calculated as 1 / √2 with the output value Vdc of the DC voltage detecting means 9.
Then, the process proceeds to step 14.
【００４９】ステップ１４では出力電圧位相制御手段１
１を通して出力電圧位相制御手段１１にＶinの値を出力
し、この制御を終了する。In step 14, the output voltage phase control means 1
The value of Vin is output to the output voltage phase control means 11 through 1 and this control ends.
【００５０】次に、負荷電流検出手段１６の動作を、図
１０のベクトル図を用いて、説明する。実施の形態１に
て説明したのと同様に、電源位相検出手段８により検出
した交流電源１の電圧Ｖinの位相θ、θと略正弦波状パ
ルス幅変調電圧位相の位相制御量θconv、電源電圧推定
手段１５の出力である交流電源１の電圧の大きさ｜Ｖin
｜スイッチング素子６の交流リアクトル５側に発生させ
る略正弦波状パルス幅変調電圧Ｖconvの大きさを｜Ｖin
｜と等しく制御する。ωは交流電源１の電圧の角周波
数、Ｌは交流リアクトル５のインダクタンスである。こ
こで、θconvは、実施の形態１にて説明したのと同様に
負荷の大きさにより変化する。このとき、交流電源の電
流ＩＬは、図１０の式に表される関係から求められ、θ
convの関数として表される。このように負荷電流検出手
段１６は出力電圧位相制御手段の出力であるθconvによ
り負荷電流の大きさ及び位相を推定する。Next, the operation of the load current detecting means 16 will be described with reference to the vector diagram of FIG. As described in the first embodiment, the phase θ of the voltage Vin of the AC power supply 1 detected by the power supply phase detecting means 8 and the phase control amount θconv of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage phase and the power supply voltage estimation. The magnitude of the voltage of the AC power supply 1 which is the output of the means 15 | Vin
| The magnitude of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage Vconv generated on the AC reactor 5 side of the switching element 6 is | Vin
Control equal to |. ω is the angular frequency of the voltage of the AC power supply 1, and L is the inductance of the AC reactor 5. Here, θconv changes depending on the magnitude of the load as described in the first embodiment. At this time, the current IL of the AC power supply is obtained from the relationship expressed by the equation in FIG.
Expressed as a function of conv. In this way, the load current detection means 16 estimates the magnitude and phase of the load current based on the output θconv of the output voltage phase control means.
【００５１】次に、力率管理制御手段１７の動作を図１
１，図１２を用いて説明する。図１１は、横軸を出力電
圧位相制御手段の出力であるθconv、縦軸を交流電源１
の力率を表している。図１０中の（１）式から、交流電
源の電流ＩＬは交流電源の電圧Ｖinに対しθconv／２の
位相差を持ち、θconvと力率の関係は力率＝cos(θconv
/2) と表される。負荷の増加によりθconvが大きくなる
と、図１１に示すとうり力率は悪化する。制御動作を、
図１２のフローチャートを用いて説明する。Next, the operation of the power factor management control means 17 will be described with reference to FIG.
1, it demonstrates using FIG. In FIG. 11, the horizontal axis represents θconv, which is the output of the output voltage phase control means, and the vertical axis represents the AC power supply 1.
Represents the power factor of. From equation (1) in FIG. 10, the current IL of the AC power supply has a phase difference of θconv / 2 with respect to the voltage Vin of the AC power supply, and the relationship between θconv and the power factor is power factor = cos (θconv
/ 2). When θconv increases due to an increase in load, the pulsation power factor deteriorates as shown in FIG. Control operation,
This will be described with reference to the flowchart of FIG.
【００５２】まず、ステップＳ２１では、出力電圧位相
制御手段１１の出力θconvより図１１の関係から力率を
算出しステップＳ２２に進む。First, in step S21, the power factor is calculated from the output θconv of the output voltage phase control means 11 from the relationship of FIG. 11, and the process proceeds to step S22.
【００５３】ステップＳ２２では、ステップＳ２１で算
出した力率とあらかじめ設定した力率制限値を比較し、
力率が大きければ本制御を終了する。力率が小さければ
ステップＳ２３に進む。In step S22, the power factor calculated in step S21 is compared with the preset power factor limit value,
If the power factor is large, this control ends. If the power factor is small, the process proceeds to step S23.
【００５４】ステップＳ２３では、力率が制限値以下と
ならないようθconvをあらかじめ設定したθconvリミッ
トより制限をかけ、この制御を終了する。この制御で
は、力率を算出せずに、直接θconvをあらかじめ設定し
たθconvリミットと比較することにより制限することも
可能である。In step S23, θconv is limited by a preset θconv limit so that the power factor does not fall below the limit value, and this control is ended. In this control, it is also possible to directly limit θconv by comparing it with a preset θconv limit without calculating the power factor.
【００５５】次に、制御可能領域制限手段１８の動作原
理を、図１３，１４を用いて説明する。図１３におい
て、交流電源の電圧ベクトルＶinと同位相成分の交流電
源の電流ＩＬreは電源からの有効電流を示しており、負
荷が一定であれば直流母線の電圧はこのＩＬreの大きさ
に比例して変化する。Next, the operating principle of the controllable area limiting means 18 will be described with reference to FIGS. In FIG. 13, the current ILre of the AC power supply having the same phase component as the voltage vector Vin of the AC power supply shows the effective current from the power supply, and if the load is constant, the voltage of the DC bus is proportional to the magnitude of this ILre. Change.
【００５６】図１４に交流電源電圧の位相θに対する略
正弦波状パルス幅変調電圧位相の位相制御量θconvとＩ
Ｌreとの関係を示す。図１４に示す通り、θconvの増加
に対し、ＩＬreが増加する制御可能領域にθconvを制限
する。FIG. 14 shows the phase control amounts θconv and I of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage phase with respect to the phase θ of the AC power supply voltage.
The relationship with Lre is shown. As shown in FIG. 14, θconv is limited to a controllable region in which ILre increases as θconv increases.
【００５７】制御動作を、図１５のフローチャートを用
いて、説明する。まず、ステップＳ３１では、出力電圧
位相制御手段１１の出力θconvにより、図１４の関係か
らθconvが制御可能領域にあるか否かを判断し、制御可
能領域にある場合には、この制御を終了し、制御可能領
域にない場合にはステップＳ３２に進む。ステップ３２
では、θconvをあらかじめ設定したθconvのリミット値
とし、本制御を終了する。The control operation will be described with reference to the flowchart of FIG. First, in step S31, it is determined from the relationship of FIG. 14 whether θconv is in the controllable region or not based on the output θconv of the output voltage phase control means 11, and if it is in the controllable region, this control is terminated. If it is not in the controllable area, the process proceeds to step S32. Step 32
Then, θconv is set as a preset limit value of θconv, and this control ends.
【００５８】次に、制御可能領域制限手段１９の動作を
図１６のフローチャートを用いて説明する。まず、ステ
ップＳ４１では、前記力率管理制御手段１７または制御
可能領域制限手段１８においてθconvに制限がかけられ
ているか判断する。制限がない場合には、この制御を終
了し、制限がある場合には、ステップＳ４２に進む。Next, the operation of the controllable area limiting means 19 will be described with reference to the flowchart of FIG. First, in step S41, it is determined whether the power factor management control means 17 or the controllable region limiting means 18 limits θconv. If there is no limit, this control is ended, and if there is a limit, the process proceeds to step S42.
【００５９】ステップＳ４２では、直流母線電圧の目標
値Ｖdcm と直流電圧検出値Ｖdcとの差を比例積分制御
し、直流母線電圧の目標値Ｖdcm に対し直流電圧検出値
Ｖdcが低い場合には負荷装置４に負荷減少指令を出し、
直流母線電圧の目標値Ｖdcm に対し直流電圧検出値Ｖdc
が高い場合には負荷装置４に負荷増加指令を出すことに
より直流母線電圧を一定に制御し、この制御を終了す
る。[0059] In step S 42, the DC bus voltage target value Vdcm and of the difference between the DC voltage detection value Vdc proportional integral control, load when compared to the target value of Vdcm DC bus voltage DC voltage detection value Vdc is lower Issue a load reduction command to the device 4,
DC voltage detected value Vdc against target value Vdcm of DC bus voltage
When is high, the DC bus voltage is controlled to be constant by issuing a load increase command to the load device 4, and this control is ended.
【００６０】次に、位相制御量決定手段２０の動作原理
を、図１３，図１７，図１８を用いて説明する。図１３
において、交流電源ベクトルＶinと同位相成分ＩＬreは
電源からの有効電流を示しており、負荷が一定であれば
直流母線電圧ＶdcはこのＩＬreの大きさに比例して変化
する。制御量のθconvをＩＬreに対し比例的に制御する
ために図１７のブロック図に示す構成とする。Next, the operating principle of the phase control amount determining means 20 will be described with reference to FIGS. 13, 17 and 18. FIG.
In, the in-phase component ILre with the AC power source vector Vin represents the effective current from the power source, and if the load is constant, the DC bus voltage Vdc changes in proportion to the magnitude of this ILre. The configuration shown in the block diagram of FIG. 17 is used to control the control amount θconv in proportion to ILre.
【００６１】図１７の動作を説明する。まず、直流母線
電圧の目標値Ｖdcm と直流電圧検出値Ｖdcとの差を比例
積分制御した結果をＩＬreとし、ＩＬreが直線的に変化
するよう図１８の関係を用いて制御量θconvを決定す
る。その他の動作は、図２のブロック図と同様である。The operation of FIG. 17 will be described. First, the result of proportional-plus-integral control of the difference between the target value Vdcm of the DC bus voltage and the detected DC voltage Vdc is ILre, and the control amount θconv is determined using the relationship in FIG. 18 so that ILre changes linearly. Other operations are similar to those in the block diagram of FIG.
【００６２】このように、電源高調波抑制装置を構成す
ることにより、直流母線電圧を交流電圧を整流器のみに
より整流した場合に得られる電圧から格別の昇圧なしに
電源電流を正弦波化可能となり、機器の簡素化安定化が
可能となる。As described above, by constructing the power supply harmonic suppression device, the power supply current can be converted into a sine wave from the voltage obtained when the DC bus voltage is rectified by the rectifier alone without any special boosting. It is possible to simplify and stabilize the equipment.
【００６３】[0063]
【発明の効果】この発明は、以上説明したように構成さ
れているので、以下に記載されるような効果を奏する。Since the present invention is constructed as described above, it has the following effects.
【００６４】第１の発明によれば、交流電源を前記フル
ブリッジ整流器のみにより整流し平滑コンデンサにより
平滑した場合に得られる直流電圧から格別の昇圧なしに
電源電流を正弦化可能であり、またスイッチング素子の
交流リアクトル側の略正弦波状パルス幅変調電圧の位相
のみを制御量として直流母線電圧を一定に制御すること
から、制御演算回路を簡易に構成することを可能とす
る。According to the first aspect of the invention, the power supply current can be sinusoidalized without any particular boosting from the DC voltage obtained when the AC power supply is rectified only by the full bridge rectifier and smoothed by the smoothing capacitor, and switching is performed. since controlling the DC bus voltage constant only the phase of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the AC reactor side of the device as a controlled variable, making it possible to configure the control arithmetic circuit easily.
【００６５】第２の発明によれば、高調波抑制動作始動
時の急峻な電流を抑制することを可能とする。According to the second invention, it is possible to suppress a steep current at the time of starting the harmonic suppression operation.
【００６６】第３の発明によれば、電流センサを用いず
に低負荷であることを検知し、低負荷が継続する場合に
はスイッチング素子の動作を停止することで、制御回路
を簡易に構成し、また不必要なノイズや騒音及び電力消
費を抑制することを可能とする。According to the third aspect of the invention, the control circuit is simply constructed by detecting the low load without using the current sensor and stopping the operation of the switching element when the low load continues. It is also possible to suppress unnecessary noise and noise and power consumption.
【００６７】第４の発明によれば、電流センサ及び他の
追加検知手段を用いずに負荷の始動を検知してスイッチ
ング素子の動作を開始することで、直流電圧を電源とす
る負荷の安定な動作を簡易な制御回路にて実現すること
を可能とする。According to the fourth aspect of the present invention, the start of the load is detected and the operation of the switching element is started without using the current sensor and other additional detection means, so that the load of the DC voltage can be stabilized. The operation can be realized by a simple control circuit.
【００６８】第５の発明によれば、交流電源の電圧検知
手段を用いずに交流電源電圧を推定し、安定な動作を実
現することが可能となる。According to the fifth invention, it is possible to estimate the AC power supply voltage without using the voltage detection means of the AC power supply, and to realize stable operation.
【００６９】第６の発明によれば、交流電源の電流検知
手段を用いずに電源電流の大きさ及び位相を求めること
を可能とする。According to the sixth aspect, it is possible to obtain the magnitude and phase of the power supply current without using the current detection means of the AC power supply.
【００７０】第７の発明によれば、制御回路を簡易に構
成した上で、力率を規定の値以上に保つことを可能とす
る。According to the seventh aspect of the invention, it is possible to keep the power factor at or above a prescribed value while simply configuring the control circuit.
【００７１】第８の発明によれば、スイッチング素子の
略正弦波状パルス幅変調電圧の位相を負荷電流に応じて
制御する場合に、制御不能となることを防止することが
可能となる。According to the eighth aspect, when the phase of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element is controlled according to the load current, it becomes possible to prevent the control element from becoming uncontrollable.
【００７２】第９の発明によれば、制御可能限界状態と
なった場合にも制御不能となることを防ぎ、安定な動作
を得ることを可能とする。According to the ninth aspect of the present invention, even when the controllable limit state is reached, it is possible to prevent the control from becoming uncontrollable and obtain a stable operation.
【００７３】第１０の発明によれば、スイッチング素子
の交流リアクトル側の略正弦波状パルス幅変調電圧の位
相のみを制御量として直流母線電圧を一定に制御する場
合に、直流電圧検出回路の出力値と直流母線電圧の目標
値の偏差に対し比例的に制御することを可能とする。According to the tenth aspect of the invention, the output value of the DC voltage detecting circuit is controlled when the DC bus voltage is controlled to be constant by using only the phase of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage on the AC reactor side of the switching element as a control amount. It is possible to control proportionally to the deviation of the target value of the DC bus voltage.
【図１】 この発明による高調波抑制装置の実施の形態
１の構成ブロック図である。FIG. 1 is a configuration block diagram of a first embodiment of a harmonic wave suppression device according to the present invention.
【図２】 この発明による高調波抑制装置の実施の形態
１の制御ブロック図である。FIG. 2 is a control block diagram of the first embodiment of the harmonic wave suppression device according to the present invention.
【図３】 この発明による高調波抑制装置の実施の形態
１の動作を説明するベクトル図である。FIG. 3 is a vector diagram for explaining the operation of the first embodiment of the harmonic wave suppression device according to the present invention.
【図４】 この発明による高調波抑制装置の実施の形態
２の構成ブロック図である。FIG. 4 is a configuration block diagram of a second embodiment of a harmonic wave suppression device according to the present invention.
【図５】 この発明による高調波抑制装置の実施の形態
２起動電流抑制位相制御手段の動作を説明する第１のベ
クトル図である。FIG. 5 is a first vector diagram for explaining the operation of the starting current suppressing phase control means according to the second embodiment of the harmonic suppressing device according to the present invention.
【図６】 この発明による高調波抑制装置の実施の形態
２起動電流抑制位相制御手段の動作を説明する第２のベ
クトル図である。FIG. 6 is a second vector diagram illustrating the operation of the starting current suppressing phase control means according to the second embodiment of the harmonic suppressing device according to the present invention.
【図７】 この発明による高調波抑制装置の実施の形態
２の負荷低下時停止手段の制御フローチャートである。FIG. 7 is a control flowchart of a load lowering stop means of a second embodiment of the harmonic wave suppression device according to the present invention.
【図８】 この発明による高調波抑制装置の実施の形態
２の母線電圧低下時起動手段の制御フローチャートであ
る。FIG. 8 is a control flowchart of a busbar voltage lowering starting means of a second embodiment of a harmonic wave suppression device according to the present invention.
【図９】 この発明による高調波抑制装置の実施の形態
２の電源電圧推定手段の制御フローチャートである。FIG. 9 is a control flowchart of the power supply voltage estimating means of the second embodiment of the harmonic wave suppression device according to the present invention.
【図１０】 この発明による高調波抑制装置の実施の形
態２の負荷電流検出手段の原理を示すベクトル図であ
る。FIG. 10 is a vector diagram showing the principle of the load current detection means of the second embodiment of the harmonic wave suppression device according to the present invention.
【図１１】 この発明による高調波抑制装置の実施の形
態２の力率管理制御手段の原理を説明する出力電圧位相
角と力率の関係を示す図である。FIG. 11 is a diagram showing a relationship between an output voltage phase angle and a power factor for explaining the principle of the power factor management control means of the second embodiment of the harmonic wave suppression device according to the present invention.
【図１２】 この発明による高調波抑制装置の実施の形
態２の力率管理制御手段の制御フローチャートである。FIG. 12 is a control flowchart of the power factor management control means of the second embodiment of the harmonic suppression device according to the present invention.
【図１３】 この発明による高調波抑制装置の実施の形
態２の制御可能領域制限手段の原理を示すベクトル図で
ある。FIG. 13 is a vector diagram showing the principle of controllable region limiting means of the second embodiment of the harmonic suppression device according to the present invention.
【図１４】 この発明による高調波抑制装置の実施の形
態２の制御可能領域制限手段のパルス幅変調電圧位相と
電源電流有効成分の関係を表す図である。FIG. 14 is a diagram showing a relationship between a pulse width modulation voltage phase and a power supply current effective component of the controllable region limiting means of the second embodiment of the harmonic suppression device according to the present invention.
【図１５】 この発明による高調波抑制装置の実施の形
態２の制御可能領域制限手段の制御フローチャートであ
る。FIG. 15 is a control flowchart of the controllable region limiting means of the second embodiment of the harmonic wave suppression device according to the present invention.
【図１６】 この発明による高調波抑制装置の実施の形
態２の負荷抑制手段の制御フローチャートである。FIG. 16 is a control flowchart of the load suppressing means of the second embodiment of the harmonic wave suppressing device according to the present invention.
【図１７】 この発明による高調波抑制装置の実施の形
態２の位相制御量決定手段の制御ブロック図である。FIG. 17 is a control block diagram of a phase control amount determination means of a second embodiment of the harmonic wave suppression device according to the present invention.
【図１８】 この発明による高調波抑制装置の実施の形
態２の位相制御量決定手段の電源電流有効成分とパルス
幅変調電圧位相の関係を表す図である。FIG. 18 is a diagram showing a relationship between a power supply current effective component and a pulse width modulation voltage phase of the phase control amount determining means of the second embodiment of the harmonic wave suppression device according to the present invention.
【図１９】 順変換装置の基本構成を示す回路図であ
る。FIG. 19 is a circuit diagram showing a basic configuration of a forward conversion device.
【図２０】 従来の装置における構成ブロック図であ
る。FIG. 20 is a configuration block diagram of a conventional device.
【図２１】 従来の装置の動作を説明するベクトル図で
ある。FIG. 21 is a vector diagram for explaining the operation of the conventional device.
１ 交流電源、２ フルブリッジ整流器、３ 平滑コン
デンサ、４ 負荷装置、５ 交流リアクトル、６ スイ
ッチング素子、７ 電源電圧検出手段、８ 電源位相検
出手段、９ 直流電圧検出手段、１０ パルス幅変調制
御手段、１１出力電圧位相制御手段、１２ 起動電流抑
制位相制御手段、１３ 負荷低下時停止手段、１４ 母
線電圧低下時起動手段、１５ 電源電圧推定手段、１６
負荷電流検出手段、１７ 力率管理制御手段、１８
制御可能領域制限手段、１９負荷抑制手段、２０ 位相
制御量決定手段。1 AC power supply, 2 full bridge rectifier, 3 smoothing capacitor, 4 load device, 5 AC reactor, 6 switching element, 7 power supply voltage detection means, 8 power supply phase detection means, 9 DC voltage detection means, 10 pulse width modulation control means, 11 output voltage phase control means, 12 starting current suppressing phase control means, 13 load lowering stop means, 14 busbar voltage lowering start means, 15 power supply voltage estimating means, 16
Load current detection means, 17 power factor management control means, 18
Controllable region limiting means, 19 load suppressing means, 20 phase control amount determining means.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平８−70578（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−214550（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−331771（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−266059（ＪＰ，Ａ) 国際公開97／3493（ＷＯ，Ａ１) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/219 H02M 1/12 H02M 7/06 H02M 7/21 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continued Front Page (56) References JP-A-8-70578 (JP, A) JP-A-8-214550 (JP, A) JP-A-8-331771 (JP, A) JP-A-8- 266059 (JP, A) International Publication 97/3493 (WO, A1) (58) Fields investigated (Int.Cl. 7 , DB name) H02M 7/219 H02M 1/12 H02M 7/06 H02M 7/21
Claims (10)
器と、前記フルブリッジ整流器の直流側に接続された平
滑用コンデンサと、前記平滑用コンデンサの両端の電圧
を直流電圧源とする負荷装置からなる順変換装置におい
て、前記交流電源と前記フルブリッジ整流器の間に接続
された交流リアクトルと、前記フルブリッジ整流器の個
々の整流器に対し逆並列に接続されたスイッチング素子
と、前記交流電源の電源電圧の大きさを検出する電源電
圧検出手段と、前記交流電源の電圧位相を検出する電源
位相検出手段と、前記平滑用コンデンサの両端の直流電
圧を検出する直流電圧検出手段と、前記スイッチング素
子の前記交流リアクトル側に前記平滑用コンデンサの両
端の直流電圧を電源とした略正弦波状パルス幅変調電圧
を発生するよう前記スイッチング素子を駆動するパルス
幅変調制御手段と、前記交流電源を前記フルブリッジ整
流器のみにより整流し前記平滑用コンデンサにより平滑
した場合に得られる直流電圧から格別の昇圧なしに前記
平滑用コンデンサの両端の直流電圧を所定値に制御する
ための出力電圧位相制御手段とを備え、前記出力電圧位
相制御手段は、前記交流電源を前記フルブリッジ整流器
のみにより整流し前記平滑用コンデンサにより平滑した
場合に得られる直流電圧における所定値に相当する直流
母線電圧の目標値と前記直流電圧検出手段により得られ
る直流電圧値との差に応じて電源電流を正弦波化するよ
う前記略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量を決定
し、この位相制御量と前記電源電圧検出手段により得ら
れる交流電源の電源電圧値とにより前記パルス幅変調制
御手段に出力する略正弦波状パルス幅変調電圧指令値を
得るようにしたことを特徴とする順変換装置。1. A full-bridge rectifier connected to an AC power source, a smoothing capacitor connected to the DC side of the full-bridge rectifier, and a load device using the voltage across the smoothing capacitor as a DC voltage source. In the forward conversion device, an AC reactor connected between the AC power supply and the full bridge rectifier, a switching element connected in antiparallel to each rectifier of the full bridge rectifier, and a power supply voltage of the AC power supply. Power supply voltage detection means for detecting a magnitude, power supply phase detection means for detecting a voltage phase of the AC power supply, DC voltage detection means for detecting a DC voltage across the smoothing capacitor, and the AC of the switching element. To generate a substantially sinusoidal pulse width modulation voltage on the reactor side using the DC voltage across the smoothing capacitor as a power source. A pulse width modulation control means for driving a switching element, and a DC voltage obtained when the AC power supply is rectified by only the full bridge rectifier and smoothed by the smoothing capacitor, without any special boosting. and an output voltage phase control means for controlling the DC voltage to a predetermined value, the output voltage level
The phase control means uses the AC power source as the full bridge rectifier.
Rectified by only and smoothed by the smoothing capacitor
DC corresponding to the specified value in the DC voltage obtained in the case
Target value of bus voltage and obtained by the DC voltage detecting means
Determine the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage so that the power supply current is made sinusoidal according to the difference from the DC voltage value
The phase control amount and the power supply voltage detection means
The pulse width modulation control is performed according to the power supply voltage value of the AC power supply.
The pulse width modulation voltage command value that is output to the control means
A forward conversion device characterized by being obtained .
電流を抑制するよう前記スイッチング素子の前記略正弦
波状パルス幅変調電圧の位相を、交流電源の位相と一致
するかまたは位相差を小さくするように制御する起動電
流抑制位相制御手段を有することを特徴とする請求項１
に記載の順変換装置。2. The phase of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element is made to match the phase of the AC power supply or to reduce the phase difference so as to suppress a steep current at the time of starting the switching element. 3. A start-up current suppression phase control means for controlling in accordance with claim 1,
Forward conversion device described in.
の前記略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量が、一
定時間、設定値よりも小さい場合、前記スイッチング素
子のスイッチング動作を停止する負荷低下時停止手段を
有することを特徴とする請求項１に記載の順変換装置。3. When the phase of the power supply voltage and the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element are smaller than a set value for a certain period of time, when the load is lowered to stop the switching operation of the switching element. The forward conversion device according to claim 1, further comprising a stopping unit.
作停止期間中に、前記直流電圧検出手段の出力と直流母
線電圧の目標値の偏差が設定値より大きくなった場合
に、前記スイッチング素子のスイッチング動作を開始す
る母線電圧低下時起動手段を有することを特徴とする請
求項１に記載の順変換装置。4. The switching operation of the switching element is started when the deviation between the output of the DC voltage detecting means and the target value of the DC bus voltage becomes larger than a set value during the switching operation stop period of the switching element. 2. The forward conversion device according to claim 1, further comprising a starting means for lowering the bus voltage.
器と、前記フルブリッジ整流器の直流側に接続された平
滑用コンデンサと、前記平滑用コンデンサの両端の電圧
を直流電圧源とする負荷装置からなる順変換装置におい
て、前記交流電源と前記フルブリッジ整流器の間に接続
された交流リアクトルと、前記フルブリッジ整流器の個
々の整流器に対し逆並列に接続されたスイッチング素子
と、前記交流電源の電圧位相を検出する電源位相検出手
段と、前記平滑用コンデンサの両端の直流電圧を検出す
る直流電圧検出手段と、前記スイッチング素子の前記交
流リアクトル側に前記平滑用コンデンサの両端の直流電
圧を電源とした略正弦波状パルス幅変調電圧を発生する
よう前記スイッチング素子を駆動するパルス幅変調制御
手段と、前記交流電源を前記フルブリッジ整流器のみに
より整流し前記平滑コンデンサにより平滑した場合に得
られる直流電圧から格別の昇圧なしに前記平滑用コンデ
ンサの両端の直流電圧を所定値に制御するための出力電
圧位相制御手段とを備え、前記出力電圧位相制御手段
は、前記交流電源を前記フルブリッジ整流器のみにより
整流し前記平滑用コンデンサにより平滑した場合に得ら
れる直流電圧における所定値に相当する直流母線電圧の
目標値と前記直流電圧検出手段により得られる直流電圧
値との差に応じて電源電流を正弦波化するよう前記略正
弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量を決定し、この位
相制御量と前記交流電源の電圧値とにより前記パルス幅
変調制御手段に出力する略正弦波状パルス幅変調電圧指
令値を得るとともに、前記スイッチング素子のスイッチ
ング動作停止期間中に前記直流電圧検出手段の出力から
前記交流電源の電圧の大きさを推定する電源電圧推定手
段を有することを特徴とする順変換装置。5. A full bridge rectifier connected to an AC power source, a smoothing capacitor connected to the DC side of the full bridge rectifier, and a load device using the voltage across the smoothing capacitor as a DC voltage source. In the forward conversion device, an AC reactor connected between the AC power supply and the full-bridge rectifier, a switching element connected in antiparallel to each rectifier of the full-bridge rectifier, and a voltage phase of the AC power supply. A power source phase detecting means for detecting, a DC voltage detecting means for detecting a DC voltage across the smoothing capacitor, and a sine wave whose power source is the DC voltage across the smoothing capacitor on the side of the AC reactor of the switching element. Pulse width modulation control means for driving the switching element so as to generate a wavy pulse width modulation voltage; An output voltage phase control means for controlling the DC voltage across the smoothing capacitor to a predetermined value from the DC voltage obtained when the source is rectified only by the full-bridge rectifier and smoothed by the smoothing capacitor without any special boosting. And output voltage phase control means
Is the AC power source only by the full bridge rectifier
Obtained when rectified and smoothed by the smoothing capacitor
Of the DC bus voltage corresponding to the specified value in the DC voltage
Target value and DC voltage obtained by the DC voltage detection means
The supply current to determine the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage to sinusoidal in accordance with the difference between the value, the position
The pulse width is determined by the phase control amount and the voltage value of the AC power supply.
Substantially sinusoidal pulse width modulation voltage finger output to modulation control means
With obtaining the decree values, forward transform apparatus characterized by having the power supply voltage estimation means for estimating the magnitude of the voltage of the AC power from the output of the DC voltage detecting means during the switching operation stop period of the switching element.
パルス幅変調電圧の位相制御量から交流電源の電流の大
きさ及び位相を求める負荷電流推定手段を有することを
特徴とする請求項１に記載の順変換装置。6. The load current estimating means for obtaining the magnitude and phase of the current of the AC power source from the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element. Forward converter.
力率が、設定した範囲から外れないように前記スイッチ
ング素子の前記略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御
量を決定する力率管理制御手段を有することを特徴とす
る請求項１に記載の順変換装置。7. A power factor management control for determining a phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element so that a power factor determined by a voltage and a current phase of an AC power source does not deviate from a set range. The forward conversion apparatus according to claim 1, further comprising means.
パルス幅変調電圧の位相を負荷の大きさに応じて制御す
る場合に、制御可能領域に収まるようスイッチング素子
の前記略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量を決定
する制御可能領域制限手段を有することを特徴とする請
求項１に記載の順変換装置。8. When the phase of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element is controlled in accordance with the size of the load, the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element falls within a controllable region. The forward conversion apparatus according to claim 1, further comprising a controllable area limiting unit that determines a phase control amount.
域制限手段の制御動作により、前記スイッチング素子の
前記略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量が制限値
に達した場合には、前記平滑コンデンサの両端の電圧を
直流電圧源とする負荷を抑制する負荷抑制手段を有する
ことを特徴とする請求項１に記載の順変換装置。9. The smoothing when the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element reaches a limit value by the control operations of the power factor management control means and the controllable area limit means. The forward conversion device according to claim 1, further comprising a load suppressing unit that suppresses a load in which the voltage across the capacitor is a DC voltage source.
を安定に制御するよう交流電源の電流の有効成分を直流
電圧検出回路の出力値と直流母線電圧の目標値の偏差に
対し比例的に制御するために適切な前記スイッチング素
子の前記略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量を決
定する位相制御量決定手段を有することを特徴とする請
求項１に記載の順変換装置。10. The effective component of the current of the AC power source is controlled in proportion to the deviation between the output value of the DC voltage detection circuit and the target value of the DC bus voltage so as to stably control the DC voltage across the smoothing capacitor. The forward conversion apparatus according to claim 1, further comprising a phase control amount determining unit that determines a phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element that is suitable for the purpose.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08047197A JP3382119B2 (en) | 1997-03-31 | 1997-03-31 | Forward converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08047197A JP3382119B2 (en) | 1997-03-31 | 1997-03-31 | Forward converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10285931A JPH10285931A (en) | 1998-10-23 |
| JP3382119B2 true JP3382119B2 (en) | 2003-03-04 |
Family
ID=13719187
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP08047197A Expired - Fee Related JP3382119B2 (en) | 1997-03-31 | 1997-03-31 | Forward converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3382119B2 (en) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102545665B (en) * | 2012-02-09 | 2013-12-25 | 天津大学 | Three-level PWM (Pulse-Width Modulation) rectifier direct power control method |
| CN103401447B (en) * | 2013-07-19 | 2015-09-16 | 东南大学 | A kind of modulator approach of cascade connection type PWM rectifier |
| CN106655843B (en) * | 2017-03-17 | 2019-09-13 | 哈尔滨理工大学 | Cascade H bridge PWM commutation system and its control method |
| KR102326348B1 (en) * | 2019-12-30 | 2021-11-12 | 주식회사 포스코아이씨티 | System for Controlling Output Voltage of Multi Phase Controlled Rectifier |
-
1997
- 1997-03-31 JP JP08047197A patent/JP3382119B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10285931A (en) | 1998-10-23 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3589086B2 (en) | Power supply | |
| JP4971750B2 (en) | Power supply circuit and control circuit used therefor | |
| JP4992225B2 (en) | Power supply | |
| JP2012151962A (en) | Power conversion device | |
| CN109546913B (en) | Capacitor miniaturization motor driving device | |
| WO2016051797A1 (en) | Electric power conversion device | |
| JP2001314084A (en) | Power supply apparatus, motor drive apparatus and air conditioner | |
| KR20070101476A (en) | Apparatus and method for supplying dc power source | |
| JP3404826B2 (en) | Motor control device | |
| WO2008026547A1 (en) | Current control type converter | |
| JP5538481B2 (en) | Power conversion device, motor drive control device, blower, compressor, and refrigerated air conditioner | |
| JP3382119B2 (en) | Forward converter | |
| JP2005229792A (en) | Power supply device | |
| JP2006136121A (en) | Controller for wound rotor induction motor | |
| JP4370946B2 (en) | Three-phase rectifier | |
| JP4439846B2 (en) | Multiphase current supply circuit | |
| JP2955716B2 (en) | AC motor control method and device | |
| CN109660183B (en) | Capacitor miniaturization motor driving device | |
| JPH099670A (en) | Power-factor improving converter and brushless dc motor controller by use of it | |
| JP5166112B2 (en) | Inverter controller for motor drive | |
| JPH0748951B2 (en) | Power converter | |
| JP5703647B2 (en) | Power converter | |
| WO2022075424A1 (en) | Power conversion device | |
| JP2001231262A (en) | Controller for direct current motor | |
| JP4455121B2 (en) | Power circuit |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |