JPH10285931A - Power rectifier - Google Patents
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- JPH10285931A JPH10285931A JP8047197A JP8047197A JPH10285931A JP H10285931 A JPH10285931 A JP H10285931A JP 8047197 A JP8047197 A JP 8047197A JP 8047197 A JP8047197 A JP 8047197A JP H10285931 A JPH10285931 A JP H10285931A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明は、交流電圧を直流
電圧に変換する順変換装置において、特に、入力力率を
改善し、電源電流の高調波成分を抑制する制御装置を備
えたものに関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a forward converter for converting an AC voltage into a DC voltage, and more particularly to a forward converter having a control device for improving an input power factor and suppressing a harmonic component of a power supply current.
【０００２】[0002]
【従来の技術】一般に、交流電圧を直流電圧に変換する
順変換装置は、図１９に示すような回路で構成される。
図において、１は交流電源、２はフルブリッジ整流器、
３は平滑コンデンサ、４は負荷装置である。2. Description of the Related Art Generally, a forward converter for converting an AC voltage into a DC voltage is constituted by a circuit as shown in FIG.
In the figure, 1 is an AC power supply, 2 is a full bridge rectifier,
3 is a smoothing capacitor and 4 is a load device.
【０００３】上記のように構成された順変換装置におい
ては、平滑コンデンサの充電時のみしか交流電源の電流
が流れないため入力力率が低下し、また交流電源の電流
に高調波成分を含むため、電源設備容量が有効に利用で
きなく、さらに電源設備に損傷を与える可能性が生じる
ため、入力力率改善や電源電流の高調波を抑制する制御
装置が求められている。In the forward converter configured as described above, the input power factor is reduced because the current of the AC power supply flows only during charging of the smoothing capacitor, and the AC power supply current contains harmonic components. Since the capacity of the power supply equipment cannot be used effectively and the power supply equipment may be damaged, there is a demand for a control device for improving the input power factor and suppressing the harmonics of the power supply current.
【０００４】従来、このような要求に応える空気調和機
の制御装置の例として、図２０に示す、特公平７−６７
２８０号公報に開示された空気調和機の制御装置が提案
されている。図において、５は交流電源１に接続された
交流リアクトル、６は前記フルブリッジ整流器２の個々
の整流器に対し逆並列に接続されたスイッチング素子、
７は交流電源の電圧を検出する電源電圧検出手段、８は
交流電源の電圧位相を検出する電源位相検出手段、９は
平滑コンデンサの両端の直流電圧を検出する直流電圧検
出手段、２１は平滑コンデンサ３の直流電圧を制御する
直流電圧制御手段、２２は交流電源１の相電圧の位相と
相電流の位相が同相となるようスイッチング素子６の略
正弦波状パルス幅変調電圧の大きさおよび位相制御量を
決定する電圧および位相制御手段である。[0004] Conventionally, as an example of a control device of an air conditioner meeting such a demand, FIG.
An air conditioner control device disclosed in Japanese Patent Publication No. 280 is proposed. In the figure, 5 is an AC reactor connected to the AC power supply 1, 6 is a switching element connected in anti-parallel to each rectifier of the full-bridge rectifier 2,
7 is a power supply voltage detecting means for detecting the voltage of the AC power supply, 8 is a power supply phase detecting means for detecting the voltage phase of the AC power supply, 9 is a DC voltage detecting means for detecting a DC voltage across the smoothing capacitor, and 21 is a smoothing capacitor. DC voltage control means for controlling the DC voltage of 3; and 22 the magnitude and phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element 6 so that the phase of the phase voltage and the phase of the AC power supply 1 are in phase. And voltage and phase control means for determining
【０００５】従来の順変換装置における電源高調波抑制
装置は、上記のように構成されており、負荷装置にかか
る電圧を一定に制御し、かつ入力力率が１となり、さら
に交流電源の電流の高調波を抑制する効果を得ていた。[0005] The power supply harmonic suppression device in the conventional forward conversion device is configured as described above, controls the voltage applied to the load device to a constant value, sets the input power factor to 1, and further reduces the current of the AC power supply. The effect of suppressing harmonics was obtained.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】従来の例では、交流電
源の相電圧と相電流の位相を一致させることを目的とし
て、図２１に示す通り、交流リアクトルにかかる電圧ベ
クトルを交流電源の電圧ベクトルと直交するようスイッ
チング素子の略正弦波状パルス幅変調電圧の大きさと位
相を制御するため、スイッチング素子の略正弦波状パル
ス幅変調電圧は交流電源の電圧に対し大きな値が必要に
なる。このため、平滑コンデンサの両端の直流電圧は、
図１９に示す回路において平滑コンデンサの両端に発生
する直流電圧に対し、大きな値が必要となる。In the conventional example, as shown in FIG. 21, the voltage vector applied to the AC reactor is changed to the voltage vector of the AC power supply for the purpose of making the phase voltage of the AC power supply coincide with the phase of the phase current. In order to control the magnitude and phase of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element so as to be orthogonal to the above, the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element needs to be larger than the voltage of the AC power supply. Therefore, the DC voltage across the smoothing capacitor is
In the circuit shown in FIG. 19, a large value is required for the DC voltage generated across the smoothing capacitor.
【０００７】以上の結果、図２０におけるスイッチング
素子６および平滑コンデンサ３、さらには負荷装置４に
使用される部品は、図１９に比べ高い使用可能電圧が必
要となり、機器のサイズおよびコストが大きくなるとい
う問題点があった。また、交流リアクトルに電源電圧ベ
クトルと直交する電圧を生じるようスイッチング素子の
略正弦波状パルス幅変調電圧を制御するためには、複雑
な演算回路が必要となりコストが大きくなるという問題
点があった。As a result, the components used for the switching element 6 and the smoothing capacitor 3 in FIG. 20 and further for the load device 4 require a higher usable voltage than that in FIG. 19, and the size and cost of the equipment are increased. There was a problem. Further, in order to control the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element so as to generate a voltage orthogonal to the power supply voltage vector in the AC reactor, there is a problem that a complicated arithmetic circuit is required and the cost is increased.
【０００８】この発明は、かかる問題を解決するために
なされたものであり、交流電圧を直流電圧に変換する順
変換装置において、交流電源をフルブリッジ整流器およ
び平滑コンデンサにより平滑した場合に得られる直流電
圧から格別の昇圧なしに入力力率を向上し、電源電流の
高調波成分を抑制するよう制御する。また、演算回路を
簡易に構成することにより機器の簡素化，安価化を可能
とし、さらに、安定な動作を可能とすることを目的とし
ている。The present invention has been made to solve such a problem. In a forward converter for converting an AC voltage to a DC voltage, the DC power obtained when the AC power supply is smoothed by a full-bridge rectifier and a smoothing capacitor is obtained. Control is performed to improve the input power factor without special boosting from the voltage and to suppress harmonic components of the power supply current. Another object of the present invention is to simplify and reduce the cost of the device by simply configuring the arithmetic circuit, and to enable stable operation.
【０００９】[0009]
【課題を解決するための手段】第１の発明の順変換装置
においては、交流電源に接続されたフルブリッジ整流器
と、前記フルブリッジ整流器の直流側に接続された平滑
用コンデンサと、前記平滑用コンデンサの両端の電圧を
直流電圧源とする負荷装置からなる順変換装置におい
て、前記交流電源と前記フルブリッジ整流器の間に接続
された交流リアクトルと、前記フルブリッジ整流器の個
々の整流器に対し逆並列に接続されたスイッチング素子
と、前記交流電源の電源電圧の大きさを検出する電源電
圧検出手段と、前記交流電源の電圧位相を検出する電源
位相検出手段と、前記平滑用コンデンサの両端の直流電
圧を検出する直流電圧検出手段と、前記スイッチング素
子の前記交流リアクトル側に前記平滑用コンデンサの両
端の直流電圧を電源とした略正弦波状パルス幅変調電圧
を発生するよう前記スイッチング素子を駆動するパルス
幅変調制御手段と、前記交流電源を前記フルブリッジ整
流器のみにより整流し前記平滑コンデンサにより平滑し
た場合に得られる直流電圧から格別の昇圧なしに前記平
滑用コンデンサの両端の直流電圧を所定値に制御するた
めの出力電圧位相制御手段とを備え、前記出力電圧位相
制御手段により電源電流を正弦波化するよう前記略正弦
波状パルス幅変調電圧の位相制御量を決定するようにし
たものである。According to a first aspect of the present invention, there is provided a forward converter, wherein: a full-bridge rectifier connected to an AC power supply; a smoothing capacitor connected to a DC side of the full-bridge rectifier; In a forward converter including a load device using a voltage between both ends of a capacitor as a DC voltage source, an AC reactor connected between the AC power supply and the full bridge rectifier, and anti-parallel to each rectifier of the full bridge rectifier. A switching element connected to the AC power supply, a power supply voltage detection means for detecting a magnitude of a power supply voltage of the AC power supply, a power supply phase detection means for detecting a voltage phase of the AC power supply, and a DC voltage across the smoothing capacitor. DC voltage detecting means for detecting the DC voltage at both ends of the smoothing capacitor on the AC reactor side of the switching element. Pulse width modulation control means for driving the switching element to generate a substantially sinusoidal pulse width modulation voltage, and a DC voltage obtained when the AC power supply is rectified only by the full bridge rectifier and smoothed by the smoothing capacitor. Output voltage phase control means for controlling the DC voltage at both ends of the smoothing capacitor to a predetermined value without special boosting, and the output voltage phase control means converts the power supply current into a sine wave so as to form a sine wave. The phase control amount of the pulse width modulation voltage is determined.
【００１０】第２の発明の順変換装置においては、スイ
ッチング素子の起動時の急峻な電流を抑制するよう、ス
イッチング素子の略正弦波状パルス幅変調電圧の位相
を、交流電源の位相と一致するかまたは位相差を小さく
するように制御する起動電流抑制位相制御手段を有する
ものである。In the forward converter according to the second invention, the phase of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element coincides with the phase of the AC power supply so as to suppress a steep current at the time of starting the switching element. Alternatively, it has a starting current suppressing phase control means for controlling so as to reduce the phase difference.
【００１１】第３の発明の順変換装置においては、電源
電圧の位相と前記スイッチング素子の前記略正弦波状パ
ルス幅変調電圧の位相制御量が、一定時間、設定値より
も小さい場合、前記スイッチング素子のスイッチング動
作を停止する負荷低下時停止手段を有するものである。In the forward converter according to a third aspect of the present invention, when the phase control amount of the phase of the power supply voltage and the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element is smaller than a set value for a certain time, the switching element And a switching means for stopping the switching operation at the time of load decrease.
【００１２】第４の発明の順変換装置においては、前記
スイッチング素子のスイッチング動作停止期間中に、前
記直流電圧検出手段の出力と直流母線電圧の目標値の偏
差が設定値より大きくなった場合に、前記スイッチング
素子のスイッチング動作を開始する母線電圧低下時起動
手段を有するものである。According to a fourth aspect of the present invention, when the deviation between the output of the DC voltage detecting means and the target value of the DC bus voltage becomes larger than a set value during a period during which the switching operation of the switching element is stopped. A bus voltage drop starting means for starting the switching operation of the switching element.
【００１３】第５の発明の順変換装置においては、交流
電源に接続されたフルブリッジ整流器と、前記フルブリ
ッジ整流器の直流側に接続された平滑用コンデンサと、
前記平滑用コンデンサの両端の電圧を直流電圧源とする
負荷装置からなる順変換装置において、前記交流電源と
前記フルブリッジ整流器の間に接続された交流リアクト
ルと、前記フルブリッジ整流器の個々の整流器に対し逆
並列に接続されたスイッチング素子と、前記交流電源の
電圧位相を検出する電源位相検出手段と、前記平滑用コ
ンデンサの両端の直流電圧を検出する直流電圧検出手段
と、前記スイッチング素子の前記交流リアクトル側に前
記平滑用コンデンサの両端の直流電圧を電源とした略正
弦波状パルス幅変調電圧を発生するよう前記スイッチン
グ素子を駆動するパルス幅変調制御手段と、前記交流電
源を前記フルブリッジ整流器のみにより整流し前記平滑
コンデンサにより平滑した場合に得られる直流電圧から
格別の昇圧なしに前記平滑用コンデンサの両端の直流電
圧を所定値に制御するための出力電圧位相制御手段とを
備え、前記出力電圧位相制御手段により電源電流を正弦
波化するよう前記略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制
御量を決定するようにするとともに、前記スイッチング
素子のスイッチング動作停止期間中に前記直流電圧検出
手段の出力から前記交流電源の電圧の大きさを推定する
電源電圧推定手段を有するものである。According to a fifth aspect of the present invention, there is provided a forward converter, wherein: a full-bridge rectifier connected to an AC power supply; a smoothing capacitor connected to a DC side of the full-bridge rectifier;
In a forward converter comprising a load device using a voltage at both ends of the smoothing capacitor as a DC voltage source, an AC reactor connected between the AC power supply and the full bridge rectifier, and an individual rectifier of the full bridge rectifier. On the other hand, a switching element connected in anti-parallel, a power supply phase detecting means for detecting a voltage phase of the AC power supply, a DC voltage detecting means for detecting a DC voltage across the smoothing capacitor, and the AC of the switching element Pulse width modulation control means for driving the switching element to generate a substantially sinusoidal pulse width modulation voltage using a DC voltage at both ends of the smoothing capacitor as a power supply on the reactor side, and the AC power supply only by the full bridge rectifier. From the DC voltage obtained when rectifying and smoothing by the smoothing capacitor, without special boosting Output voltage phase control means for controlling the DC voltage at both ends of the smoothing capacitor to a predetermined value, wherein the output voltage phase control means converts the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage so that the power supply current is converted into a sine wave. A power supply voltage estimating means for determining the amount of phase control and estimating the magnitude of the voltage of the AC power supply from the output of the DC voltage detecting means during a switching operation stop period of the switching element.
【００１４】第６の発明の順変換装置においては、スイ
ッチング素子の略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御
量から交流電源の電流の大きさ及び位相を求める負荷電
流推定手段を有するものである。The forward converter according to a sixth aspect of the present invention has a load current estimating means for obtaining the magnitude and phase of the current of the AC power supply from the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element.
【００１５】第７の発明の順変換装置においては、交流
電源の電圧と電流の位相から決まる力率が、設定した範
囲から外れないようにスイッチング素子の略正弦波状パ
ルス幅変調電圧の位相制御量を決定する力率管理制御手
段を有するものである。In the forward converter according to a seventh aspect of the present invention, the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element is controlled so that the power factor determined from the phase of the voltage and current of the AC power supply does not deviate from the set range. Is determined.
【００１６】第８の発明の順変換装置においては、スイ
ッチング素子の略正弦波状パルス幅変調電圧の位相を負
荷の大きさに応じて制御する場合に、制御可能領域に収
まるようスイッチング素子の略正弦波状パルス幅変調電
圧の位相制御量を決定する制御可能領域制限手段を有す
るものである。In the forward converter according to an eighth aspect of the present invention, when the phase of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element is controlled in accordance with the magnitude of the load, the substantially sine of the switching element is controlled to be within the controllable region. It has controllable region limiting means for determining the phase control amount of the wave-like pulse width modulation voltage.
【００１７】第９の発明の順変換装置においては、力率
管理制御手段および制御可能領域制限手段の制御動作に
より、スイッチング素子の略正弦波状パルス幅変調電圧
の位相制御量が制限値に達した場合には、平滑コンデン
サの両端の電圧を直流電圧源とする負荷を抑制する負荷
抑制手段を有するものである。In the ninth invention, the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element reaches the limit value by the control operation of the power factor management control means and the controllable area limiting means. In such a case, a load suppressing means for suppressing a load using a voltage between both ends of the smoothing capacitor as a DC voltage source is provided.
【００１８】第１０の発明の順変換装置においては、平
滑コンデンサの両端の直流電圧を安定に制御するよう交
流電源の電流の有効成分を直流電圧検出回路の出力値と
直流母線電圧の目標値の偏差に対し比例的に制御するた
めに適切なスイッチング素子の前記略正弦波状パルス幅
変調電圧の位相制御量を決定する位相制御量決定手段を
有するものである。In the forward converter according to the tenth aspect of the invention, the effective component of the current of the AC power supply is controlled so as to stably control the DC voltage across the smoothing capacitor by using the output value of the DC voltage detection circuit and the target value of the DC bus voltage. A phase control amount determining means for determining a phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element suitable for controlling in proportion to the deviation.
【００１９】[0019]
実施の形態１．図１は、この発明の一実施形態で、特に
交流電流をフルブリッジ整流器のみにより平滑コンデン
サコンデンサにより平滑した場合に得られる直流電圧か
ら大きな昇圧なしに平滑コンデンサの両端の直流電圧を
一定に制御した上で、電源電流を正弦波化する電源高調
波抑制装置の発明の例である。図において、１は交流電
源、２は交流電源１に接続されたフルブリッジ整流器、
３はフルブリッジ整流器２の直流側に接続された平滑コ
ンデンサ、４は平滑コンデンサ３の両端の電圧を直流電
圧源とする負荷装置、５は交流電源１とフルブリッジ整
流器２の間に接続された交流リアクトル、６はフルブリ
ッジ整流器２の個々の整流器に対し逆並列に接続された
スイッチング素子である。Embodiment 1 FIG. FIG. 1 shows an embodiment of the present invention, in which the DC voltage at both ends of a smoothing capacitor is controlled to be constant without a large boost from a DC voltage obtained when an AC current is smoothed by a smoothing capacitor using only a full-bridge rectifier. The above is an example of the invention of a power supply harmonic suppression device that converts a power supply current into a sine wave. In the figure, 1 is an AC power supply, 2 is a full bridge rectifier connected to the AC power supply 1,
3 is a smoothing capacitor connected to the DC side of the full bridge rectifier 2, 4 is a load device that uses the voltage across the smoothing capacitor 3 as a DC voltage source, and 5 is connected between the AC power supply 1 and the full bridge rectifier 2. The AC reactor 6 is a switching element connected in anti-parallel to each rectifier of the full bridge rectifier 2.
【００２０】７は交流電源１の電源電圧の大きさを検出
する電源電圧検出手段、８は交流電源１の電位位相を検
出する電源位相検出手段、９は平滑コンデンサ３の両端
の直流電圧を検出する直流電圧検出手段、１０はスイッ
チング素子６の交流リアクトル５の側に平滑コンデンサ
３の両端の直流電圧を電源とした略正弦波パルス幅変調
電圧を発生するようスイッチング素子６を駆動するパル
ス幅変調制限手段、１１は交流電源１をフルブリッジ整
流器２のみにより整流し平滑コンデンサ３により平滑し
た場合に得られる直流電圧から大きな昇圧なしに電源電
流を正弦波化するよう略正弦波状パルス幅変調電圧の位
相を決定する出力電圧位相制御手段である。7 is a power supply voltage detecting means for detecting the magnitude of the power supply voltage of the AC power supply 1, 8 is a power supply phase detecting means for detecting the potential phase of the AC power supply 1, and 9 is a DC voltage at both ends of the smoothing capacitor 3. The DC voltage detecting means 10 drives the switching element 6 to generate a substantially sinusoidal pulse width modulation voltage on the side of the AC reactor 5 of the switching element 6 using the DC voltage at both ends of the smoothing capacitor 3 as a power supply. Limiting means 11 comprises a substantially sinusoidal pulse width modulation voltage so that the power supply current is converted into a sine wave without a large boost from a DC voltage obtained when the AC power supply 1 is rectified only by the full bridge rectifier 2 and smoothed by the smoothing capacitor 3. Output voltage phase control means for determining the phase.
【００２１】この電源高調波抑制装置の動作を、図２お
よび図３を用いて説明する。図２のブロック図におい
て、直流電圧検出手段９により検出した直流電圧検出値
をＶdc、交流電源１をフルブリッジ整流器２のみにより
整流した場合に得られる平滑コンデンサ３の両端の直流
電圧をＶf、Ｖfから大きな昇圧のないあらかじめ設定済
の直流母線電圧の目標値をＶdcm 、電源位相検出手段８
により検出した交流電源の電圧位相θ、θに対するスイ
ッチング素子６の交流リアクトル側に発生させる略正弦
波状パルス幅変調電圧の位相制御量θconv、電源電圧検
出手段７の出力をＶinとする。The operation of the power supply harmonic suppression device will be described with reference to FIGS. In the block diagram of FIG. 2, the DC voltage detection value detected by the DC voltage detection means 9 is Vdc, and the DC voltage across the smoothing capacitor 3 obtained when the AC power supply 1 is rectified only by the full bridge rectifier 2 is Vf, Vf The preset target value of the DC bus voltage without a large boost is set to Vdcm,
The phase control amount θconv of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage generated on the AC reactor side of the switching element 6 with respect to the voltage phases θ, θ of the AC power supply detected by the above is assumed to be Vin, and the output of the power supply voltage detecting means 7 is Vin.
【００２２】出力位相制限手段１１では、まず、Ｖdcm
とＶdcとの差を比例積分制御することにより、θconvを
決定する。また、スイッチング素子６の交流リアクトル
５側に発生させる略正弦波状パルス幅変調電圧の大きさ
をＶinと等しくする。In the output phase limiting means 11, first, Vdcm
Θconv is determined by performing proportional-plus-integral control on the difference between Vdc and Vdc. Further, the magnitude of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage generated on the side of the AC reactor 5 of the switching element 6 is made equal to Vin.
【００２３】次に、このθconvとＶinから略正弦波状パ
ルス幅変調電圧を決定し、パルス幅変調制御手段１０に
出力する。パルス幅変調制御手段１０ではスイッチング
阻止の交流リアクトル側に略正弦波状パルス幅変調電圧
を発生させる。Next, a substantially sinusoidal pulse width modulation voltage is determined from θconv and Vin, and output to the pulse width modulation control means 10. The pulse width modulation control means 10 generates a substantially sinusoidal pulse width modulation voltage on the AC reactor side of the switching prevention.
【００２４】以上により、図３のベクトル図に示すとお
りの現象となる。つまり、直流電圧値Ｖdcが直流母線電
圧の目標値Ｖdcm に対し小さい場合には、略正弦波状パ
ルス幅変調電圧の位相制御量はθconvは交流電源の電圧
位相θに対し遅れ位相となる。略正弦波状パルス幅変調
電圧ベクトルＶconvは大きさをＶinと等しくし、θconv
だけ遅れたベクトルとして表され、交流電源ベクトルＶ
inとの差ベクトルＶＬが交流リアクトル５に発生する。As described above, the phenomenon occurs as shown in the vector diagram of FIG. That is, when the DC voltage value Vdc is smaller than the target value Vdcm of the DC bus voltage, the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage θconv is a lag phase with respect to the voltage phase θ of the AC power supply. The substantially sinusoidal pulse width modulation voltage vector Vconv has a magnitude equal to Vin, and θconv
AC power supply vector V
A difference vector VL from in is generated in the AC reactor 5.
【００２５】この交流リアクトル５に発生する電圧ベク
トルより、ＶＬに対して９０゜遅れた交流電源の相電流
ＩＬが流れる。この相電流ＩＬの交流電源の電圧ベクト
ルＶinとの同位相成分ＩＬre分が電源からの力行成分と
なり、平滑コンデンサを充電することにより直流電圧値
Ｖdcが増加することになる。From the voltage vector generated in the AC reactor 5, a phase current IL of the AC power supply delayed by 90 ° with respect to VL flows. The in-phase component ILre of this phase current IL with the voltage vector Vin of the AC power supply becomes a powering component from the power supply, and the DC voltage value Vdc increases by charging the smoothing capacitor.
【００２６】また、同様にして、直流電圧値Ｖdcが直流
母線電圧の目標値Ｖdcm に対し大きい場合には相電流Ｉ
Ｌの交流電源の電圧ベクトルＶＬと同位相成分ＩＬreが
回生成分となり直流電圧値Ｖdcが減少することになる。Similarly, if the DC voltage value Vdc is larger than the target value Vdcm of the DC bus voltage, the phase current I
The in-phase component ILre and the in-phase component ILre of the voltage vector VL of the L AC power supply are generated by the time, and the DC voltage value Vdc decreases.
【００２７】以上のように制御することにより、直流電
圧値Ｖdcを直流母線電圧の目標値Ｖdcmと等しくなるよ
う制御可能となる。By controlling as described above, it is possible to control the DC voltage value Vdc to be equal to the target value Vdcm of the DC bus voltage.
【００２８】このように順変換回路の電源高調波抑制装
置を構成することにより、演算回路を簡易に構成した上
で、ダイオード整流器及び平滑コンデンサからなる順変
換回路に対して直流電圧の大幅な上昇なしに入力力率を
向上し、電源電流の高調波成分を抑制するよう抑制する
ことが可能である。By configuring the power supply harmonic suppression device of the forward conversion circuit in this way, the operation circuit is simply configured, and the DC voltage is greatly increased with respect to the forward conversion circuit including the diode rectifier and the smoothing capacitor. Without this, it is possible to improve the input power factor and to suppress harmonic components of the power supply current.
【００２９】実施の形態２．図４は、この発明の一実施
形態で、特に交流電流をフルブリッジ整流器のみにより
平滑コンデンサコンデンサにより平滑した場合に得られ
る直流電圧から大きな昇圧なしに平滑コンデンサの両端
の直流電圧を一定に制御した上で、電源電流を正弦波化
するよう直流母線電圧を交流電圧を整流器のみにより整
流した場合に得られる電圧から大きな昇圧なしに電源電
流を正弦波とする電源高調波抑制装置において、機器の
簡素化安定化を可能とする発明の例である。Embodiment 2 FIG. 4 shows an embodiment of the present invention, in which the DC voltage at both ends of the smoothing capacitor is controlled to be constant without a large boost from the DC voltage obtained when the AC current is smoothed by the smoothing capacitor only with the full bridge rectifier alone. In the power supply harmonic suppression device, the power supply current is converted into a sine wave without a large boost from the voltage obtained when the DC bus voltage is rectified only by the rectifier so that the power supply current is converted into a sine wave. It is an example of the invention which enables stabilization.
【００３０】１〜６および８〜１１は図１の実施の形態
１と一致している。１２はスイッチング素子６の起動時
の急峻な電流を抑制するようスイッチング素子６の略正
弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量を交流電源１の電
圧位相と一致するかまたは位相差を小さくするよう制御
する起動電流抑制位相制御手段である。1 to 6 and 8 to 11 correspond to the first embodiment of FIG. Numeral 12 controls the amount of phase control of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element 6 to match the voltage phase of the AC power supply 1 or to reduce the phase difference so as to suppress a steep current when the switching element 6 is started. Starting current suppression phase control means.
【００３１】１３は電源電圧の位相とスイッチング素子
６の略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量が一定時
間あらかじめ定めた設定値よりも小さい場合、スイッチ
ング素子６のスイッチング動作を停止する負荷低下時停
止手段である。Reference numeral 13 denotes a state in which the switching operation of the switching element 6 is stopped when the phase control amount of the power supply voltage and the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element 6 are smaller than a predetermined value for a predetermined time. Stop means.
【００３２】１４はスイッチング素子６のスイッチング
動作停止期間中に、前記直流電圧検出手段の出力と直流
母線電圧の目標値との偏差があらかじめ設定した設定値
より大きくなった場合にスイッチング素子６のスイッチ
ング動作を開始する母線電圧低下時起動手段である。Reference numeral 14 denotes switching of the switching element 6 when the deviation between the output of the DC voltage detecting means and the target value of the DC bus voltage becomes larger than a preset value during a period during which the switching operation of the switching element 6 is stopped. It is a bus voltage drop starting means for starting the operation.
【００３３】１５はスイッチング素子６のスイッチング
動作停止期間中に直流電圧検出手段９の出力から交流電
源１の電圧の大きさを推定する電源電圧推定手段であ
る。Reference numeral 15 denotes a power supply voltage estimating means for estimating the magnitude of the voltage of the AC power supply 1 from the output of the DC voltage detecting means 9 during the period when the switching operation of the switching element 6 is stopped.
【００３４】１６は交流電源の電流を直接検出する手段
なしにスイッチング素子６の略正弦波状パルス幅変調電
圧の位相制御量から交流電源の電流の大きさ及び位相を
求める負荷電流推定手段である。Reference numeral 16 denotes load current estimating means for determining the magnitude and phase of the AC power supply current from the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element 6 without means for directly detecting the AC power supply current.
【００３５】１７は交流電源の電圧と電流の位相から決
まる力率が、あらかじめ定められた範囲からはずれない
ようスイッチング素子６の略正弦波状パルス幅変調電圧
の位相を決定する力率管理制御手段である。Reference numeral 17 denotes power factor management control means for determining the phase of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element 6 so that the power factor determined from the voltage and current phases of the AC power supply does not deviate from a predetermined range. is there.
【００３６】１８はスイッチング素子６の略正弦波状パ
ルス幅変調電圧の位相制御量を負荷電流に応じて制御す
る場合に、制御可能領域内に収まるようスイッチング素
子６の略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量を決定
する制御可能領域制限手段である。Numeral 18 denotes a substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element 6 which is controlled within a controllable region when the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element 6 is controlled in accordance with the load current. This is controllable region limiting means for determining the phase control amount.
【００３７】１９は力率管理制御手段１７および制御可
能領域制御手段１８により、スイッチング素子６の略正
弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量が正現地に達した
場合には、平滑コンデンサ３の両端の電圧を直流電圧源
とする負荷を抑制する負荷抑制手段である。The power factor management control means 17 and the controllable area control means 18 control the both ends of the smoothing capacitor 3 when the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element 6 reaches a positive location. This is a load suppressing unit that suppresses a load that uses the DC voltage as a DC voltage source.
【００３８】２０は平滑コンデンサの両端の直流電圧を
安定に制御するよう交流電源の電流の有効成分を直流電
圧検出手段９の出力値と直流母線電圧の目標値の偏差に
対し比例的に制御するために適切なスイッチング素子６
の略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量を決定する
位相制御量決定手段である。Numeral 20 controls the effective component of the current of the AC power supply in proportion to the deviation between the output value of the DC voltage detecting means 9 and the target value of the DC bus voltage so as to stably control the DC voltage across the smoothing capacitor. Switching element 6 suitable for
Is a phase control amount determining means for determining the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage.
【００３９】まず、電源高調波抑制装置の動作の内、起
動電流抑制位相制御手段１２の動作を図２，図５，図６
を用いて説明する。図２における動作では、スイッチン
グ素子６の起動以前は、直流電圧検出値Ｖdcは、交流電
源１をフルブリッジ整流器２のみにより整流した場合に
得られる電圧と等しいため、直流母線電圧の目標値Ｖdc
m との差は大きい値となる。このため、比例積分制御の
結果である位相制御量θconvは大きい値となる。その結
果、スイッチング素子６の起動時には、図５のベクトル
図に示す通り、相電流ＩＬが過大となってしまう。そこ
で、図６のベクトル図に示す通り、負荷小さい起動時に
は位相制御量θconvを零とするかまたは十分小さくする
ことで相電流ＩＬを小さく抑える。First, among the operations of the power supply harmonic suppression device, the operation of the starting current suppression phase control means 12 will be described with reference to FIGS.
This will be described with reference to FIG. In the operation in FIG. 2, before the switching element 6 is activated, the DC voltage detection value Vdc is equal to the voltage obtained when the AC power supply 1 is rectified only by the full-bridge rectifier 2, so that the target value Vdc of the DC bus voltage is obtained.
The difference from m is a large value. Therefore, the phase control amount θconv as a result of the proportional integral control has a large value. As a result, when the switching element 6 is activated, the phase current IL becomes excessive as shown in the vector diagram of FIG. Therefore, as shown in the vector diagram of FIG. 6, the phase current IL is suppressed to a small value by setting the phase control amount θconv to zero or sufficiently small at the time of starting with a small load.
【００４０】次に、負荷低下時停止手段１３の動作を、
図７のフローチャートを用いて説明する。まず、ステッ
プＳ１では出力電圧位相制御手段１１の出力である略正
弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量θconvをあらかじ
め負荷が小さい場合を想定して規定した位相差θm と比
較し、θconv＞θmの場合はこの制御を終了し、θconv
≦θmの場合負荷が規定以下であると判断し、Ｓ２へ進
む。Next, the operation of the load reduction stop means 13 will be described.
This will be described with reference to the flowchart of FIG. First, in step S1, the phase control amount θconv of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage output from the output voltage phase control means 11 is compared with a phase difference θm defined in advance assuming that the load is small. In this case, terminate this control and
If ≤θm, it is determined that the load is equal to or less than the specified value, and the process proceeds to S2.
【００４１】ステップ２では、θconv≦θm である時間
t とあらかじめ設定したtmとを比較し、t＜tmの場合
は、この制御を終了し、t≧tmの場合は、負荷が十分小
さく高調波を抑制する必要なしと判断し、ステップ３へ
進む。In step 2, the time when θconv ≦ θm is satisfied
Compare t with a preset tm. If t <tm, terminate this control. If t ≧ tm, determine that the load is sufficiently small and it is not necessary to suppress harmonics, and proceed to step 3. .
【００４２】ステップ３では高調波抑制機能を停止する
ために、パルス幅変調制御手段１０にスイッチング素子
６の運転を停止するよう指令し、この制御を終了する。In step 3, in order to stop the harmonic suppression function, the pulse width modulation control means 10 is instructed to stop the operation of the switching element 6, and this control is terminated.
【００４３】次に、母線電圧低下時起動手段１４の動作
を図８のフローチャートを用いて説明する。まず、ステ
ップＳ４では高調波抑制装置の運転／停止状態を判断
し、運転中の場合には、この制御を終了し、停止中の場
合には、ステップＳ５へ進む。Next, the operation of the bus voltage drop starting means 14 will be described with reference to the flowchart of FIG. First, in step S4, the operation / stop state of the harmonic suppression device is determined. If the operation is in progress, this control is ended. If the operation is in the stop state, the process proceeds to step S5.
【００４４】ステップＳ５では、直流母線電圧の目標値
Ｖdcmと直流電圧検出手段９の出力Ｖdcとの差と、負荷
が増大した場合に高調波抑制が必要と判断するためにあ
らかじめ設定した直流母線電圧設定値Ｖdck を比較し、
（Ｖdcm −Ｖdc）がＶdckより小さい場合には負荷が小
さく高調波抑制が必要ないと判断し、この制御を終了す
る。（Ｖdcm −Ｖdc）がＶdck より大きい場合には負荷
が大きく高調波抑制が必要と判断し、ステップＳ６に進
む。In step S5, the difference between the target value Vdcm of the DC bus voltage and the output Vdc of the DC voltage detecting means 9 and the DC bus voltage set in advance to determine that harmonic suppression is necessary when the load increases. Compare the set value Vdck,
If (Vdcm-Vdc) is smaller than Vdck, it is determined that the load is small and harmonic suppression is not necessary, and this control is terminated. If (Vdcm-Vdc) is larger than Vdck, it is determined that the load is large and harmonic suppression is necessary, and the process proceeds to step S6.
【００４５】ステップ６では、高調波抑制機能を開始す
るために、パルス幅変調制御手段１０にスイッチング素
子６の運転を開始するよう指令し、この制御を終了す
る。In step 6, in order to start the harmonic suppression function, the pulse width modulation control means 10 is instructed to start the operation of the switching element 6, and this control is ended.
【００４６】次に、電源電圧推定手段１５の動作を図９
のフローチャートを用いて説明する。まず、ステップＳ
１１では、この高調波抑制装置の運転／停止状態を判断
し、運転中の場合には、この制御を終了し、停止中の場
合には、ステップＳ１２へ進む。Next, the operation of the power supply voltage estimating means 15 will be described with reference to FIG.
This will be described with reference to the flowchart of FIG. First, step S
In step 11, the operation / stop state of the harmonic suppression device is determined. If the apparatus is in operation, the control is terminated. If the apparatus is in the stop state, the process proceeds to step S12.
【００４７】ステップＳ１２では、運転停止継続時間t
と運転中に昇圧された直流電圧が交流電源１をフルブリ
ッジ整流器２により整流された場合の直流電圧値に十分
近づくためにあらかじめ設定したtm2 とを比較し、t ＜
tm2 の場合は、この制御を終了し、t ≧tm2 の場合はス
テップＳ１３へ進む。In step S12, the operation stop duration t
And tm2 set in advance so that the DC voltage boosted during operation becomes sufficiently close to the DC voltage value when the AC power supply 1 is rectified by the full-bridge rectifier 2, and t <
If tm2, this control is terminated. If t ≧ tm2, the flow proceeds to step S13.
【００４８】ステップ１３では、交流電源１の電圧の大
きさＶinを直流電圧検出手段９の出力値Ｖdcと１／√２
の積の値とし、ステップ１４に進む。In step 13, the magnitude Vin of the voltage of the AC power supply 1 is compared with the output value Vdc of the DC voltage detecting means 9 by 1 / √2
And proceeds to step 14.
【００４９】ステップ１４では出力電圧位相制御手段１
１を通して出力電圧位相制御手段１１にＶinの値を出力
し、この制御を終了する。In step 14, the output voltage phase control means 1
The value of Vin is output to the output voltage phase control means 11 through 1 and this control is terminated.
【００５０】次に、負荷電流検出手段１６の動作を、図
１０のベクトル図を用いて、説明する。実施の形態１に
て説明したのと同様に、電源位相検出手段８により検出
した交流電源１の電圧Ｖinの位相θ、θと略正弦波状パ
ルス幅変調電圧位相の位相制御量θconv、電源電圧推定
手段１５の出力である交流電源１の電圧の大きさ｜Ｖin
｜スイッチング素子６の交流リアクトル５側に発生させ
る略正弦波状パルス幅変調電圧Ｖconvの大きさを｜Ｖin
｜と等しく制御する。ωは交流電源１の電圧の角周波
数、Ｌは交流リアクトル５のインダクタンスである。こ
こで、θconvは、実施の形態１にて説明したのと同様に
負荷の大きさにより変化する。このとき、交流電源の電
流ＩＬは、図１０の式に表される関係から求められ、θ
convの関数として表される。このように負荷電流検出手
段１６は出力電圧位相制御手段の出力であるθconvによ
り負荷電流の大きさ及び位相を推定する。Next, the operation of the load current detecting means 16 will be described with reference to the vector diagram of FIG. In the same manner as described in the first embodiment, the phase θ, θ of the voltage Vin of the AC power supply 1 detected by the power supply phase detecting means 8 and the phase control amount θconv of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage phase, the power supply voltage estimation The magnitude of the voltage of the AC power supply 1, which is the output of the means 15, | Vin
| The magnitude of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage Vconv generated on the AC reactor 5 side of the switching element 6 is | Vin
Is controlled equal to |. ω is the angular frequency of the voltage of the AC power supply 1, and L is the inductance of the AC reactor 5. Here, θconv changes according to the magnitude of the load as described in the first embodiment. At this time, the current IL of the AC power supply is obtained from the relationship expressed by the equation in FIG.
Expressed as a function of conv. As described above, the load current detecting means 16 estimates the magnitude and phase of the load current from θconv which is the output of the output voltage phase control means.
【００５１】次に、力率管理制御手段１７の動作を図１
１，図１２を用いて説明する。図１１は、横軸を出力電
圧位相制御手段の出力であるθconv、縦軸を交流電源１
の力率を表している。図１０中の（１）式から、交流電
源の電流ＩＬは交流電源の電圧Ｖinに対しθconv／２の
位相差を持ち、θconvと力率の関係は力率＝cos(θconv
/2)と表される。負荷の増加によりθconvが大きくなる
と、図１１に示すとうり力率は悪化する。制御動作を、
図１２のフローチャートを用いて説明する。Next, the operation of the power factor management control means 17 will be described with reference to FIG.
This will be described with reference to FIG. In FIG. 11, the horizontal axis represents θconv, which is the output of the output voltage phase control means, and the vertical axis represents the AC power supply 1.
Represents the power factor of From equation (1) in FIG. 10, the AC power supply current IL has a phase difference of θconv / 2 with respect to the AC power supply voltage Vin, and the relationship between θconv and the power factor is power factor = cos (θconv
/ 2). When θconv increases due to an increase in load, the power factor deteriorates as shown in FIG. Control action
This will be described with reference to the flowchart of FIG.
【００５２】まず、ステップＳ２１では、出力電圧位相
制御手段１１の出力θconvより図１１の関係から力率を
算出しステップＳ２２に進む。First, in step S21, a power factor is calculated from the output θconv of the output voltage phase control means 11 from the relationship shown in FIG. 11, and the flow advances to step S22.
【００５３】ステップＳ２２では、ステップＳ２１で算
出した力率とあらかじめ設定した力率制限値を比較し、
力率が大きければ本制御を終了する。力率が小さければ
ステップＳ２３に進む。In step S22, the power factor calculated in step S21 is compared with a preset power factor limit value.
If the power factor is large, this control ends. If the power factor is small, the process proceeds to step S23.
【００５４】ステップＳ２３では、力率が制限値以下と
ならないようθconvをあらかじめ設定したθconvリミッ
トより制限をかけ、この制御を終了する。この制御で
は、力率を算出せずに、直接θconvをあらかじめ設定し
たθconvリミットと比較することにより制限することも
可能である。In step S23, .theta.conv is limited by a preset .theta.conv limit so that the power factor does not become lower than the limit value, and this control is terminated. In this control, it is also possible to limit by directly comparing θconv with a preset θconv limit without calculating the power factor.
【００５５】次に、制御可能領域制限手段１８の動作原
理を、図１３，１４を用いて説明する。図１３におい
て、交流電源の電圧ベクトルＶinと同位相成分の交流電
源の電流ＩＬreは電源からの有効電流を示しており、負
荷が一定であれば直流母線の電圧はこのＩＬreの大きさ
に比例して変化する。Next, the operation principle of the controllable area limiting means 18 will be described with reference to FIGS. In FIG. 13, the current ILre of the AC power supply having the same phase component as the voltage vector Vin of the AC power supply indicates an effective current from the power supply. If the load is constant, the voltage of the DC bus is proportional to the magnitude of this ILre. Change.
【００５６】図１４に交流電源電圧の位相θに対する略
正弦波状パルス幅変調電圧位相の位相制御量θconvとＩ
Ｌreとの関係を示す。図１４に示す通り、θconvの増加
に対し、ＩＬreが増加する制御可能領域にθconvを制限
する。FIG. 14 shows the phase control amounts θconv and I of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage phase with respect to the phase θ of the AC power supply voltage.
The relationship with Lre is shown. As shown in FIG. 14, with respect to an increase in θconv, θconv is limited to a controllable region where ILre increases.
【００５７】制御動作を、図１５のフローチャートを用
いて、説明する。まず、ステップＳ３１では、出力電圧
位相制御手段１１の出力θconvにより、図１４の関係か
らθconvが制御可能領域にあるか否かを判断し、制御可
能領域にある場合には、この制御を終了し、制御可能領
域にない場合にはステップＳ３２に進む。ステップ３２
では、θconvをあらかじめ設定したθconvのリミット値
とし、本制御を終了する。The control operation will be described with reference to the flowchart of FIG. First, in step S31, based on the output θconv of the output voltage phase control means 11, it is determined whether or not θconv is in the controllable area from the relationship of FIG. 14, and if it is in the controllable area, this control is terminated. If not, the process proceeds to step S32. Step 32
Then, θconv is set to a preset limit value of θconv, and this control is ended.
【００５８】次に、制御可能領域制限手段１９の動作を
図１６のフローチャートを用いて説明する。まず、ステ
ップＳ４１では、前記力率管理制御手段１７または制御
可能領域制限手段１８においてθconvに制限がかけられ
ているか判断する。制限がない場合には、この制御を終
了し、制限がある場合には、ステップＳ４２に進む。Next, the operation of the controllable area limiting means 19 will be described with reference to the flowchart of FIG. First, in step S41, it is determined whether or not θconv is restricted by the power factor management control unit 17 or the controllable area restriction unit 18. If there is no restriction, this control is ended. If there is a restriction, the process proceeds to step S42.
【００５９】ステップＳ３２では、直流母線電圧の目標
値Ｖdcm と直流電圧検出値Ｖdcとの差を比例積分制御
し、直流母線電圧の目標値Ｖdcm に対し直流電圧検出値
Ｖdcが低い場合には負荷装置４に負荷減少指令を出し、
直流母線電圧の目標値Ｖdcm に対し直流電圧検出値Ｖdc
が高い場合には負荷装置４に負荷増加指令を出すことに
より直流母線電圧を一定に制御し、この制御を終了す
る。In step S32, the difference between the DC bus voltage target value Vdcm and the DC voltage detection value Vdc is proportionally integrated. If the DC voltage detection value Vdc is lower than the DC bus voltage target value Vdcm, the load device is controlled. Issue a load reduction command to 4,
DC voltage detection value Vdc against DC bus voltage target value Vdcm
Is higher, the DC bus voltage is controlled to be constant by issuing a load increase command to the load device 4, and this control is terminated.
【００６０】次に、位相制御量決定手段２０の動作原理
を、図１３，図１７，図１８を用いて説明する。図１３
において、交流電源ベクトルＶinと同位相成分ＩＬreは
電源からの有効電流を示しており、負荷が一定であれば
直流母線電圧ＶdcはこのＩＬreの大きさに比例して変化
する。制御量のθconvをＩＬreに対し比例的に制御する
ために図１７のブロック図に示す構成とする。Next, the operation principle of the phase control amount determining means 20 will be described with reference to FIGS. FIG.
, The in-phase component ILre of the AC power supply vector Vin indicates an effective current from the power supply, and if the load is constant, the DC bus voltage Vdc changes in proportion to the magnitude of this ILre. The configuration shown in the block diagram of FIG. 17 is used to control the control amount θconv in proportion to ILre.
【００６１】図１７の動作を説明する。まず、直流母線
電圧の目標値Ｖdcm と直流電圧検出値Ｖdcとの差を比例
積分制御した結果をＩＬreとし、ＩＬreが直線的に変化
するよう図１８の関係を用いて制御量θconvを決定す
る。その他の動作は、図２のブロック図と同様である。The operation of FIG. 17 will be described. First, the result of proportional-integral control of the difference between the target value Vdcm of the DC bus voltage and the detected DC voltage value Vdc is defined as ILre, and the control amount θconv is determined using the relationship in FIG. 18 so that ILre changes linearly. Other operations are the same as those in the block diagram of FIG.
【００６２】このように、電源高調波抑制装置を構成す
ることにより、直流母線電圧を交流電圧を整流器のみに
より整流した場合に得られる電圧から格別の昇圧なしに
電源電流を正弦波化可能となり、機器の簡素化安定化が
可能となる。As described above, by configuring the power supply harmonic suppression device, the power supply current can be converted into a sine wave from the voltage obtained when the DC bus voltage is rectified by the rectifier alone without changing the DC bus voltage. The equipment can be simplified and stabilized.
【００６３】[0063]
【発明の効果】この発明は、以上説明したように構成さ
れているので、以下に記載されるような効果を奏する。Since the present invention is configured as described above, it has the following effects.
【００６４】第１の発明によれば、交流電源を前記フル
ブリッジ整流器のみにより整流し平滑コンデンサにより
平滑した場合に得られる直流電圧から格別の昇圧なしに
電源電流を正弦化可能であり、またスイッチング素子の
交流リアクトル側の略正弦波状パルス幅変調電圧の位相
のみを制御量として直流母線電圧を一定に制御すること
から、制御演算回路が簡易に構成することを可能とす
る。According to the first aspect of the invention, the power supply current can be converted into a sine from a DC voltage obtained when the AC power supply is rectified only by the full bridge rectifier and smoothed by the smoothing capacitor without any particular step-up. Since the DC bus voltage is controlled to be constant using only the phase of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage on the AC reactor side of the element as a control amount, the control operation circuit can be easily configured.
【００６５】第２の発明によれば、高調波抑制動作始動
時の急峻な電流を抑制することを可能とする。According to the second invention, it is possible to suppress a steep current at the time of starting the harmonic suppression operation.
【００６６】第３の発明によれば、電流センサを用いず
に低負荷であることを検知し、低負荷が継続する場合に
はスイッチング素子の動作を停止することで、制御回路
を簡易に構成し、また不必要なノイズや騒音及び電力消
費を抑制することを可能とする。According to the third aspect, the control circuit is simply configured by detecting the low load without using the current sensor and stopping the operation of the switching element when the low load continues. In addition, unnecessary noise, noise and power consumption can be suppressed.
【００６７】第４の発明によれば、電流センサ及び他の
追加検知手段を用いずに負荷の始動を検知してスイッチ
ング素子の動作を開始することで、直流電圧を電源とす
る負荷の安定な動作を簡易な制御回路にて実現すること
を可能とする。According to the fourth aspect, the start of the switching element is detected and the operation of the switching element is started without using the current sensor and other additional detecting means. The operation can be realized by a simple control circuit.
【００６８】第５の発明によれば、交流電源の電圧検知
手段を用いずに交流電源電圧を推定し、安定な動作を実
現することが可能となる。According to the fifth aspect, the AC power supply voltage can be estimated without using the voltage detecting means of the AC power supply, and a stable operation can be realized.
【００６９】第６の発明によれば、交流電源の電流検知
手段を用いずに電源電流の大きさ及び位相を求めること
を可能とする。According to the sixth aspect, the magnitude and phase of the power supply current can be obtained without using the current detection means of the AC power supply.
【００７０】第７の発明によれば、制御回路を簡易に構
成した上で、力率を規定の値以上に保つことを可能とす
る。According to the seventh aspect, the power factor can be maintained at a specified value or more while the control circuit is simply configured.
【００７１】第８の発明によれば、スイッチング素子の
略正弦波状パルス幅変調電圧の位相を負荷電流に応じて
制御する場合に、制御不能となることを防止することが
可能となる。According to the eighth aspect, when the phase of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element is controlled according to the load current, it is possible to prevent the control from becoming impossible.
【００７２】第９の発明によれば、制御可能限界状態と
なった場合にも制御不能となることを防ぎ、安定な動作
を得ることを可能とする。According to the ninth aspect, it is possible to prevent the control from being disabled even when the controllable state is reached, and to obtain a stable operation.
【００７３】第１０の発明によれば、スイッチング素子
の交流リアクトル側の略正弦波状パルス幅変調電圧の位
相のみを制御量として直流母線電圧を一定に制御する場
合に、直流電圧検出回路の出力値と直流母線電圧の目標
値の偏差に対し比例的に制御することを可能とする。According to the tenth aspect, when the DC bus voltage is controlled to be constant using only the phase of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage on the AC reactor side of the switching element as a control amount, the output value of the DC voltage detection circuit is controlled. And the DC bus voltage can be controlled proportionally to the deviation of the target value.
【図１】 この発明による高調波抑制装置の実施の形態
１の構成ブロック図である。FIG. 1 is a configuration block diagram of a first embodiment of a harmonic suppression device according to the present invention;
【図２】 この発明による高調波抑制装置の実施の形態
１の制御ブロック図である。FIG. 2 is a control block diagram of the first embodiment of the harmonic suppression device according to the present invention;
【図３】 この発明による高調波抑制装置の実施の形態
１の動作を説明するベクトル図である。FIG. 3 is a vector diagram illustrating an operation of the first embodiment of the harmonic suppression device according to the present invention.
【図４】 この発明による高調波抑制装置の実施の形態
２の構成ブロック図である。FIG. 4 is a configuration block diagram of a second embodiment of a harmonic suppression device according to the present invention;
【図５】 この発明による高調波抑制装置の実施の形態
２起動電流抑制位相制御手段の動作を説明する第１のベ
クトル図である。FIG. 5 is a first vector diagram illustrating an operation of a starting current suppressing phase control unit according to a second embodiment of the harmonic suppression device according to the present invention;
【図６】 この発明による高調波抑制装置の実施の形態
２起動電流抑制位相制御手段の動作を説明する第２のベ
クトル図である。FIG. 6 is a second vector diagram for explaining the operation of the starting current suppressing phase control means of the second embodiment of the harmonic suppressing device according to the present invention;
【図７】 この発明による高調波抑制装置の実施の形態
２の負荷低下時停止手段の制御フローチャートである。FIG. 7 is a control flowchart of a load reduction stop means of the second embodiment of the harmonic suppression device according to the present invention;
【図８】 この発明による高調波抑制装置の実施の形態
２の母線電圧低下時起動手段の制御フローチャートであ
る。FIG. 8 is a control flowchart of a bus voltage drop starting means of the second embodiment of the harmonic suppression device according to the present invention;
【図９】 この発明による高調波抑制装置の実施の形態
２の電源電圧推定手段の制御フローチャートである。FIG. 9 is a control flowchart of a power supply voltage estimating unit according to a second embodiment of the harmonic suppression device according to the present invention;
【図１０】 この発明による高調波抑制装置の実施の形
態２の負荷電流検出手段の原理を示すベクトル図であ
る。FIG. 10 is a vector diagram illustrating a principle of a load current detecting unit according to a second embodiment of the harmonic suppression device according to the present invention;
【図１１】 この発明による高調波抑制装置の実施の形
態２の力率管理制御手段の原理を説明する出力電圧位相
角と力率の関係を示す図である。FIG. 11 is a diagram illustrating a relationship between an output voltage phase angle and a power factor for explaining a principle of a power factor management control unit according to a second embodiment of the harmonic suppression device according to the present invention;
【図１２】 この発明による高調波抑制装置の実施の形
態２の力率管理制御手段の制御フローチャートである。FIG. 12 is a control flowchart of a power factor management control unit of the second embodiment of the harmonic suppression device according to the present invention;
【図１３】 この発明による高調波抑制装置の実施の形
態２の制御可能領域制限手段の原理を示すベクトル図で
ある。FIG. 13 is a vector diagram illustrating the principle of a controllable area limiting unit according to a second embodiment of the harmonic suppression device according to the present invention.
【図１４】 この発明による高調波抑制装置の実施の形
態２の制御可能領域制限手段のパルス幅変調電圧位相と
電源電流有効成分の関係を表す図である。FIG. 14 is a diagram illustrating a relationship between a pulse width modulation voltage phase of a controllable region limiting unit and a power supply current effective component of a second embodiment of the harmonic suppression device according to the present invention.
【図１５】 この発明による高調波抑制装置の実施の形
態２の制御可能領域制限手段の制御フローチャートであ
る。FIG. 15 is a control flowchart of a controllable area limiting unit according to the second embodiment of the harmonic suppression device according to the present invention.
【図１６】 この発明による高調波抑制装置の実施の形
態２の負荷抑制手段の制御フローチャートである。FIG. 16 is a control flowchart of a load suppression unit of the second embodiment of the harmonic suppression device according to the present invention;
【図１７】 この発明による高調波抑制装置の実施の形
態２の位相制御量決定手段の制御ブロック図である。FIG. 17 is a control block diagram of a phase control amount determining unit of the second embodiment of the harmonic suppression device according to the present invention;
【図１８】 この発明による高調波抑制装置の実施の形
態２の位相制御量決定手段の電源電流有効成分とパルス
幅変調電圧位相の関係を表す図である。FIG. 18 is a diagram showing a relationship between a power supply current effective component and a pulse width modulation voltage phase of a phase control amount determining means of the second embodiment of the harmonic suppression device according to the present invention.
【図１９】 順変換装置の基本構成を示す回路図であ
る。FIG. 19 is a circuit diagram showing a basic configuration of a forward conversion device.
【図２０】 従来の装置における構成ブロック図であ
る。FIG. 20 is a configuration block diagram of a conventional device.
【図２１】 従来の装置の動作を説明するベクトル図で
ある。FIG. 21 is a vector diagram illustrating an operation of a conventional device.
１ 交流電源、２ フルブリッジ整流器、３ 平滑コン
デンサ、４ 負荷装置 ５ 交流リアクトル、６ スイッチング素子、７ 電源
電圧検出手段、８ 電源位相検出手段、９ 直流電圧検
出手段、１０ パルス幅変調制御手段、１１出力電圧位
相制御手段、１２ 起動電流抑制位相制御手段、１３
負荷低下時停止手段、１４ 母線電圧低下時起動手段、
１５ 電源電圧推定手段、１６ 負荷電流検出手段、１
７ 力率管理制御手段、１８ 制御可能領域制限手段、
１９負荷抑制手段、２０ 位相制御量決定手段。REFERENCE SIGNS LIST 1 AC power supply, 2 full-bridge rectifier, 3 smoothing capacitor, 4 load device 5 AC reactor, 6 switching element, 7 power supply voltage detection means, 8 power supply phase detection means, 9 DC voltage detection means, 10 pulse width modulation control means, 11 Output voltage phase control means, 12 starting current suppression phase control means, 13
Load drop stop means, 14 bus voltage drop start means,
15 power supply voltage estimation means, 16 load current detection means, 1
7 power factor management control means, 18 controllable area limiting means,
19 load suppressing means, 20 phase control amount determining means.
Claims (10)
器と、前記フルブリッジ整流器の直流側に接続された平
滑用コンデンサと、前記平滑用コンデンサの両端の電圧
を直流電圧源とする負荷装置からなる順変換装置におい
て、前記交流電源と前記フルブリッジ整流器の間に接続
された交流リアクトルと、前記フルブリッジ整流器の個
々の整流器に対し逆並列に接続されたスイッチング素子
と、前記交流電源の電源電圧の大きさを検出する電源電
圧検出手段と、前記交流電源の電圧位相を検出する電源
位相検出手段と、前記平滑用コンデンサの両端の直流電
圧を検出する直流電圧検出手段と、前記スイッチング素
子の前記交流リアクトル側に前記平滑用コンデンサの両
端の直流電圧を電源とした略正弦波状パルス幅変調電圧
を発生するよう前記スイッチング素子を駆動するパルス
幅変調制御手段と、前記交流電源を前記フルブリッジ整
流器のみにより整流し前記平滑用コンデンサにより平滑
した場合に得られる直流電圧から格別の昇圧なしに前記
平滑用コンデンサの両端の直流電圧を所定値に制御する
ための出力電圧位相制御手段とを備え、前記出力電圧位
相制御手段により電源電流を正弦波化するよう前記略正
弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量を決定するように
したことを特徴とする順変換装置。1. A full-bridge rectifier connected to an AC power supply, a smoothing capacitor connected to the DC side of the full-bridge rectifier, and a load device using a voltage across the smoothing capacitor as a DC voltage source. In the forward conversion device, an AC reactor connected between the AC power supply and the full bridge rectifier, a switching element connected in anti-parallel to each rectifier of the full bridge rectifier, and a power supply voltage of the AC power supply. Power supply voltage detecting means for detecting the magnitude, power supply phase detecting means for detecting the voltage phase of the AC power supply, DC voltage detecting means for detecting a DC voltage across the smoothing capacitor, and the AC of the switching element. On the reactor side, a substantially sinusoidal pulse width modulation voltage is generated using a DC voltage at both ends of the smoothing capacitor as a power source. Pulse width modulation control means for driving a switching element, and both ends of the smoothing capacitor without special boosting from a DC voltage obtained when the AC power supply is rectified only by the full bridge rectifier and smoothed by the smoothing capacitor. Output voltage phase control means for controlling the DC voltage to a predetermined value, wherein the output voltage phase control means determines a phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage so as to convert the power supply current into a sine wave. A forward conversion device characterized in that:
電流を抑制するよう前記スイッチング素子の前記略正弦
波状パルス幅変調電圧の位相を、交流電源の位相と一致
するかまたは位相差を小さくするように制御する起動電
流抑制位相制御手段を有することを特徴とする請求項１
に記載の順変換装置。2. The method according to claim 1, wherein a phase of said substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of said switching element is matched with a phase of an AC power supply or a phase difference is reduced so as to suppress a steep current at the time of starting of said switching element. 2. The control apparatus according to claim 1, further comprising a starting current suppressing phase control means for controlling the starting current.
3. The forward conversion device according to 1.
の前記略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量が、一
定時間、設定値よりも小さい場合、前記スイッチング素
子のスイッチング動作を停止する負荷低下時停止手段を
有することを特徴とする請求項１に記載の順変換装置。3. When the load of the switching element stops, when the phase of the power supply voltage and the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element are smaller than a set value for a certain period of time. The forward conversion device according to claim 1, further comprising a stopping unit.
作停止期間中に、前記直流電圧検出手段の出力と直流母
線電圧の目標値の偏差が設定値より大きくなった場合
に、前記スイッチング素子のスイッチング動作を開始す
る母線電圧低下時起動手段を有することを特徴とする請
求項１に記載の順変換装置。4. A switching operation of the switching element is started when a deviation between an output of the DC voltage detection means and a target value of the DC bus voltage becomes larger than a set value during a period during which the switching operation of the switching element is stopped. 2. The forward conversion device according to claim 1, further comprising a start-up means when the bus voltage drops.
器と、前記フルブリッジ整流器の直流側に接続された平
滑用コンデンサと、前記平滑用コンデンサの両端の電圧
を直流電圧源とする負荷装置からなる順変換装置におい
て、前記交流電源と前記フルブリッジ整流器の間に接続
された交流リアクトルと、前記フルブリッジ整流器の個
々の整流器に対し逆並列に接続されたスイッチング素子
と、前記交流電源の電圧位相を検出する電源位相検出手
段と、前記平滑用コンデンサの両端の直流電圧を検出す
る直流電圧検出手段と、前記スイッチング素子の前記交
流リアクトル側に前記平滑用コンデンサの両端の直流電
圧を電源とした略正弦波状パルス幅変調電圧を発生する
よう前記スイッチング素子を駆動するパルス幅変調制御
手段と、前記交流電源を前記フルブリッジ整流器のみに
より整流し前記平滑コンデンサにより平滑した場合に得
られる直流電圧から格別の昇圧なしに前記平滑用コンデ
ンサの両端の直流電圧を所定値に制御するための出力電
圧位相制御手段とを備え、前記出力電圧位相制御手段に
より電源電流を正弦波化するよう前記略正弦波状パルス
幅変調電圧の位相制御量を決定するようにするととも
に、前記スイッチング素子のスイッチング動作停止期間
中に前記直流電圧検出手段の出力から前記交流電源の電
圧の大きさを推定する電源電圧推定手段を有することを
特徴とする順変換装置。5. A full-bridge rectifier connected to an AC power supply, a smoothing capacitor connected to the DC side of the full-bridge rectifier, and a load device using a voltage across the smoothing capacitor as a DC voltage source. In the forward conversion device, an AC reactor connected between the AC power supply and the full-bridge rectifier, a switching element connected in anti-parallel to each rectifier of the full-bridge rectifier, and a voltage phase of the AC power supply. Power supply phase detecting means for detecting, DC voltage detecting means for detecting a DC voltage at both ends of the smoothing capacitor, and a substantially sinusoidal power supply using the DC voltage at both ends of the smoothing capacitor on the AC reactor side of the switching element. Pulse width modulation control means for driving the switching element to generate a wave-like pulse width modulation voltage; Output voltage phase control means for controlling the DC voltage at both ends of the smoothing capacitor to a predetermined value without particular boosting from a DC voltage obtained when the source is rectified only by the full bridge rectifier and smoothed by the smoothing capacitor. Wherein the output voltage phase control means determines the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage so as to convert the power supply current into a sinusoidal wave, and the switching operation of the switching element during the switching operation stop period. A forward conversion device comprising a power supply voltage estimating means for estimating the magnitude of the voltage of the AC power supply from an output of the DC voltage detecting means.
パルス幅変調電圧の位相制御量から交流電源の電流の大
きさ及び位相を求める負荷電流推定手段を有することを
特徴とする請求項１に記載の順変換装置。6. The apparatus according to claim 1, further comprising a load current estimating means for obtaining a magnitude and a phase of a current of the AC power supply from a phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element. Forward converter.
力率が、設定した範囲から外れないように前記スイッチ
ング素子の前記略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御
量を決定する力率管理制御手段を有することを特徴とす
る請求項１に記載の順変換装置。7. A power factor management control for determining a phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element so that a power factor determined from a phase of a voltage and a current of an AC power supply does not deviate from a set range. 2. The forward conversion device according to claim 1, further comprising means.
パルス幅変調電圧の位相を負荷の大きさに応じて制御す
る場合に、制御可能領域に収まるようスイッチング素子
の前記略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量を決定
する制御可能領域制限手段を有することを特徴とする請
求項１に記載の順変換装置。8. When the phase of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element is controlled in accordance with the magnitude of a load, the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element is controlled to be within a controllable region. 2. The forward conversion apparatus according to claim 1, further comprising a controllable area limiting unit that determines a phase control amount.
域制限手段の制御動作により、前記スイッチング素子の
前記略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量が制限値
に達した場合には、前記平滑コンデンサの両端の電圧を
直流電圧源とする負荷を抑制する負荷抑制手段を有する
ことを特徴とする請求項１に記載の順変換装置。9. When the phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element reaches a limit value by a control operation of the power factor management control means and the controllable area limiting means, the smoothing is performed. 2. The forward conversion device according to claim 1, further comprising a load suppression unit that suppresses a load using a voltage between both ends of the capacitor as a DC voltage source.
を安定に制御するよう交流電源の電流の有効成分を直流
電圧検出回路の出力値と直流母線電圧の目標値の偏差に
対し比例的に制御するために適切な前記スイッチング素
子の前記略正弦波状パルス幅変調電圧の位相制御量を決
定する位相制御量決定手段を有することを特徴とする請
求項１に記載の順変換装置。10. An effective component of a current of an AC power supply is proportionally controlled with respect to a deviation between an output value of a DC voltage detection circuit and a target value of a DC bus voltage so as to stably control a DC voltage across the smoothing capacitor. 2. The forward conversion device according to claim 1, further comprising: a phase control amount determining means for determining a phase control amount of the substantially sinusoidal pulse width modulation voltage of the switching element, which is appropriate for the switching element.
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| Publication Number | Publication Date |
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| JPH10285931A true JPH10285931A (en) | 1998-10-23 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102545665A (en) * | 2012-02-09 | 2012-07-04 | 天津大学 | Three-level PWM (Pulse-Width Modulation) rectifier direct power control method |
| CN103401447B (en) * | 2013-07-19 | 2015-09-16 | 东南大学 | A kind of modulator approach of cascade connection type PWM rectifier |
| CN106655843A (en) * | 2017-03-17 | 2017-05-10 | 哈尔滨理工大学 | Cascaded H-bridge PWM rectification system and control method thereof |
| KR20210085213A (en) * | 2019-12-30 | 2021-07-08 | 주식회사 포스코아이씨티 | System for Controlling Output Voltage of Multi Phase Controlled Rectifier |
-
1997
- 1997-03-31 JP JP08047197A patent/JP3382119B2/en not_active Expired - Fee Related
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| CN106655843A (en) * | 2017-03-17 | 2017-05-10 | 哈尔滨理工大学 | Cascaded H-bridge PWM rectification system and control method thereof |
| KR20210085213A (en) * | 2019-12-30 | 2021-07-08 | 주식회사 포스코아이씨티 | System for Controlling Output Voltage of Multi Phase Controlled Rectifier |
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