JP3280141B2 - スペクトラム拡散受信装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、直接拡散方式スペクト
ラム拡散通信装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】一般に、直接拡散方式を用いたスペクト
ラム拡散通信方式では、送信側で、通常伝送するディジ
タル信号のベースバンド信号から、擬似雑音符号（ＰＮ
符号）等の拡散符号系列を用いて、原データに比べてき
わめて広い帯域幅をもつベースバンド信号を生成する。
そして、ＰＳＫ（位相シフトキーイング）、ＦＳＫ（周
波数シフトキーイング）等の変調を行い、ＲＦ（無線周
波数）信号に変換して伝送する。

【０００３】受信側では、送信側と同一の拡散符号を用
いて受信信号との相関をとる逆拡散を行って受信信号を
原データに対応した帯域幅をもつ狭帯域信号に変換す
る。続いて通常のデータ復調を行い、原データを再生す
る。

【０００４】このように、スペクトラム拡散通信方式で
は、情報帯域幅に対し送信帯域幅がきわめて広いので、
送信帯域幅が一定の条件下では、通常の狭帯域変調方式
に比べ非常に低い伝送速度しか実現できないこととな
る。

【０００５】そこで、この問題点を解決するために符号
分割多重化という方法が存在する。この方式は、高速の
情報信号を低速の並列データに変換し、それぞれ異なる
拡散符号系列で拡散変調して加算した後にＲＦ信号に変
換して伝送を行うことにより、拡散変調の拡散率を下げ
ること無しに、送信帯域幅一定の条件下で高速データ伝
送を実現するものである。

【０００６】図３は、この方式における送信機の構成を
示すブロック図である。

【０００７】入力されたデータは、直並列変換器３０１
においてｎ個の並列データに変換される。この変換され
た各データは、ｎ個の乗算器群３０２−１〜３０２−ｎ
において、拡散符号発生器３０３のｎ個のそれぞれ異な
る拡散符号出力と乗算され、ｎチャネルの広帯域拡散信
号に変換される。次に、各乗算器３０２−１〜３０２−
ｎの出力は、加算器３０４にて加算され、高周波段３０
５に出力される。この加算されたベースバンド広帯域拡
散信号は、高周波段３０５で適当な中心周波数をもつ送
信周波数信号に変換され、送信アンテナ３０６より送信
される。

【０００８】図４は、受信機の構成を示すブロック図で
ある。

【０００９】受信アンテナ４０１で受信された信号は、
高周波信号処理部４０２において適当にフィルタリング
および増幅され、中間周波信号に変換される。この中間
周波信号は、ｎ個の並列に接続された各拡散符号に対応
するチャネルに分配される。各チャネルでは入力信号
は、相関器群４０３−１〜４０３−ｎにおいて、そのチ
ャネルに対応した拡散符号発生器群４０４−１〜４０４
−ｎの出力と相関検出され逆拡散がなされる。

【００１０】この逆拡散信号は、同期回路群４０５−１
〜４０５−ｎに入力され、ここで各チャネル毎に同期が
確立され、各拡散符号発生器４０４−１〜４０４−ｎに
おける符号位相およびクロックを一致させる。また、こ
の逆拡散信号は、復調器群４０６−１〜４０６−ｎに入
力され、ここで復調されることにより、データが再生さ
れる。次に、この再生データは並直列変換器４０７で直
列データに変換され元の情報が再生されることとなる。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来例においては、相関器入力の時点で搬送波が再生され
ていないため、各復調チャネルの相関器は、中間周波段
で動作しなくてはならないので、回路規模が非常に大き
くなってしまうという欠点があった。この欠点は、特に
符号分割多重数が増大した場合に顕著である。

【００１２】

【００１３】そこで、本発明は、小規模な回路で正確な
受信が可能なスペクトラム拡散受信装置を提供すること
を目的とする。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明は、受信信号をベ
ースバンド信号に変換するベースバンド信号変換手段
と、上記ベースバンド信号変換手段によって変換された
ベースバンド信号を複数ビットのディジタル信号に変換
するディジタル信号変換手段と、上記ディジタル信号変
換手段によって変換された複数ビットのディジタル信号
の最上位ビットと拡散符号とを排他的論理和演算する排
他的論理和演算手段と、上記排他的論理和演算手段によ
って演算された上記ディジタル信号の最上位ビットと拡
散符号との排他的論理和と、上記ディジタル信号の最上
位ビット以外のビットによって構成されている入力デー
タとを積算演算する積算手段と、上記積算手段による積
算結果に基づいてデータ判定を行うデータ判定手段とを
有するスペクトラム拡散受信装置である。

【００１５】

【実施例】図１は、本発明の第１実施例における送信機
の構成を示すブロック図であり、図２は、この第１実施
例における受信機の構成を示すブロック図である。

【００１６】図１において、直並列変換器１０１は、直
列に入力されるデータをｎ個の並列データに変換するも
のであり、乗算器群１０２−１〜１０２−ｎは、並列化
された各データと拡散符号発生器１０３から出力される
ｎ個の拡散符号とを乗算するものである。

【００１７】拡散符号発生器１０３は、ｎ個のそれぞれ
異なる拡散符号と同期専用の拡散符号とを発生するもの
であり、加算器１０４は、拡散符号発生器１０３から出
力される同期専用拡散符号と乗算器群１０２−１〜１０
２−ｎのｎ個の出力を加算するものである。

【００１８】高周波段１０５は、加算器１０４の出力を
送信周波数信号に変換するものであり、この高周波段１
０５からの信号は、送信アンテナ１０６より送出され
る。

【００１９】また、図２において、高周波信号処理部２
０２は、受信アンテナ２０１からの受信信号をフィルタ
リングして増幅し、所定の周波数帯信号に変換するもの
であり、同期回路２０３は、送信側の拡散符号とクロッ
ク信号に対する同期を捕捉し、維持するものである。

【００２０】拡散符号発生器２０４は、同期回路２０３
より入力される符号同期信号およびクロック信号によ
り、送信側の拡散符号群と同一のｎ＋１個の拡散符号を
発生するものであり、キャリア再生回路２０５は、拡散
符号発生器２０４より出力されるキャリア再生用拡散符
号と高周波信号処理部２０２の出力とから搬送波信号を
再生するものである。

【００２１】ベースバンド復調回路２０６は、キャリア
再生回路２０５の出力と高周波信号処理部２０２の出力
と拡散符号発生器２０４の出力であるｎ個の拡散符号と
を用いて、ベースバンドで復調を行うものであり、並直
列変換器２０７は、ベースバンド復調回路２０６の出力
であるｎ個の並列復調データを並直列変換するものであ
る。

【００２２】以上の構成において、送信側では、まず入
力されたデータが直並列変換器１０１によって符号分割
多重数に等しいｎ個の並列データに変換される。

【００２３】一方、拡散符号発生器１０３は、符号周期
が同一でそれぞれ異なるｎ＋１個の拡散符号ＰＮ₀ 〜Ｐ
Ｎ_n を発生している。

【００２４】このうちＰＮ₀ は、同期およびキャリア再
生専用であり、上記並列データによって変調されず、直
接加算器１０４に入力される。また、残りのｎ個の拡散
符号は、乗算器群２０１−１〜２０１−ｎにてｎ個の並
列データにより変調され、加算器１０４に入力される。

【００２５】加算器１０４は、入力されたｎ＋１個の信
号を線形に加算し、加算されたベースバンド信号を高周
波段１０５に出力する。このベースバンド信号は、続い
て高周波段１０５にて適当な中心周波数をもつ高周波信
号に変換され、送信アンテナ１０６より送信される。

【００２６】次に、受信側において、受信アンテナ２０
１で受信された信号は、高周波信号処理部２０２にて適
当にフィルタリングおよび増幅され、送信周波数帯信号
のまま、または適当な中間周波数帯信号に変換されて出
力される。そして、この信号は、同期回路２０３に入力
され、同期回路２０３では、符号発生器２０４より入力
される参照用拡散符号ＰＮ₀ を用いて、送信信号に対す
る拡散符号同期およびクロック同期が確立され、符号同
期信号およびクロック信号が拡散符号発生器２０４に出
力される。

【００２７】なお、この同期回路２０３の構成は、例え
ば、Ｒ．Ｃ．Ｄｉｘｏｎ著「スペクトラム拡散通信方
式」（ジャテック出版）の１９５ページ〜１９８ページ
に詳しく記述されているスライディング相関器および同
２２５ページ〜２２７ページに詳しく記述されている遅
延ロック追跡回路を用いることができる。

【００２８】同期確立後、拡散符号発生器２０４は送信
側の拡散符号群に対しクロックおよび拡散符号位相が一
致した拡散符号群を発生する。これらの符号群のうち同
期専用の拡散符号ＰＮ₀ は、キャリア再生回路２０５に
入力される。

【００２９】キャリア再生回路２０５では、上述した同
期専用拡散符号ＰＮ₀ により、高周波信号処理部２０２
の出力である送信周波数帯または中間周波数帯に変換さ
れた受信信号を逆拡散し、送信周波数帯または中間周波
数帯の搬送波を再生する。

【００３０】なお、このキャリア再生回路２０５の構成
は、例えば図５に示すような位相ロックループを利用し
た回路が用いられる。

【００３１】図５において、受信信号と同期専用拡散符
号ＰＮ₀ は、乗算器５０１にて乗算される。同期確立後
は、受信信号中の同期専用拡散符号と参照用の同期専用
拡散符号のクロックおよび符号位相とは一致しており、
送信側の同期専用拡散符号はデータで変調されていない
ため、乗算器５０１で逆拡散され、その出力には搬送波
の成分が現れる。この出力は、続いてバンドパスフィル
タ５０２に入力され、搬送波成分のみが取り出されて出
力される。

【００３２】この出力は、次に位相検出器５０３、ルー
プフィルタ５０４および電圧制御発振器５０５にて構成
される位相ロックループに入力され、バンドパスフィル
タ５０２より出力される搬送波成分に位相のロックした
信号が電圧制御発振器５０５より再生搬送波として出力
される。そして、この再生された搬送波は、ベースバン
ド復調回路２０６に入力される。

【００３３】ベースバンド復調回路２０６では、この再
生搬送波と高周波信号処理部２０２の出力よりベースバ
ンド信号が生成される。このベースバンド信号は、ｎ個
のブランチに分配され、上記拡散符号発生器２０４の出
力である拡散符号群ＰＮ₁ 〜ＰＮ_n により、各符号分割
チャネル毎に逆拡散され、続いてデータ復調がなされ
る。

【００３４】ベースバンド復調回路２０６は、例えば図
６に示すように構成されている。図６において、入力さ
れた受信信号と再生搬送波を乗算器６０１にて乗算し、
ローパスフィルタ６０２で不要信号を除去することによ
り、受信信号はベースバンド信号に変換される。

【００３５】このベースバンド信号をｎ個のブランチに
分配し、各ブランチで拡散符号発生器２０４の出力であ
る拡散符号群ＰＮ₁ 〜ＰＮ_n のそれぞれと乗算器６０３
−１〜ｎで乗算し、ローパスフィルタ群６０４−１〜６
０４−ｎにてフィルタリングすることにより、各符号分
割チャネルにおいて相関検出がなされ、ベースバンド受
信拡散信号は逆拡散される。

【００３６】この信号を判定回路群６０５−１〜６０５
−ｎにてデータ判定を行うことにより、ｎ個の並列の復
調データが得られる。この復調されたｎ個の並列復調デ
ータは、並直列変換器２０７にて直列データに変換され
出力される。

【００３７】なお、以上の第１実施例では、２値変調の
場合について説明したが、次に、本発明の第２実施例と
して、直交変調の場合について説明する。

【００３８】図７は、この第２実施例における送信機の
構成を示すブロック図である。

【００３９】図７において、直並列変換器７０１は、直
列入力データを２ｎ個の並列データに変換するものであ
り、乗算器群７０２−１〜７０２−ｎは、並列化された
２ｎ個のデータのうちｎ個のデータと拡散符号発生器７
０４から出力されるｎ個の拡散符号を乗算するものであ
る。

【００４０】また、乗算器群７０３−１〜７０３−ｎ
は、並列化された２ｎ個のデータのうち残りのｎ個のデ
ータと拡散符号発生器７０４から出力されるｎ個の拡散
符号を乗算するものである。

【００４１】また、拡散符号発生器７０４は、ｎ個のそ
れぞれ異なる拡散符号と同期専用の拡散符号を発生する
ものであり、加算器７０５は、拡散符号発生器７０４か
ら出力される同期専用拡散符号と乗算器群７０２−１〜
ｎ個の出力とを加算するものである。

【００４２】また、加算器７０６は、拡散符号発生器７
０４から出力される同期専用拡散符号と乗算器群７０３
−１〜７０３−ｎのｎ個の出力とを加算するものであ
る。

【００４３】直交変調器７０７は、２つの加算器７０５
および７０６の出力を同相（Ｉ）チャネルおよび直交
（Ｑ）チャネルの入力とする変調器であり、高周波段７
０８は、直交変調器７０７の出力を送信周波数信号に変
換するものであり、この高周波段７０８からの信号は、
送信アンテナ７０９より送出される。

【００４４】以上の構成において、入力されたデータは
直並列変換器７０１によって符号分割多重数の２倍に等
しい２ｎ個の並列データに変換される。

【００４５】一方、拡散符号発生器７０４は、ｎ＋１個
の符号周期が同一で、それぞれ異なる拡散符号ＰＮ₀ 〜
ＰＮ_n を発生している。

【００４６】このうちＰＮ₀ は、同期およびキャリア再
生専用であり、上記並列データによって変調されず、直
接加算器７０５および７０６に入力される。また、残り
のｎ個の拡散符号は、乗算器群７０２−１〜７０２−ｎ
および乗算器群７０３−１〜７０３−ｎにて２ｎ個の並
列データにより変調され、乗算器群７０２−１〜７０２
−ｎの出力は、加算器７０５に乗算器群７０３−１〜７
０３−ｎの出力は加算器７０６に入力される。加算器７
０５および７０６は、それぞれ入力されたｎ＋１個の信
号を線形に加算し、その出力であるベースバンド信号を
直交変調器７０７のＩチャネルおよびＱチャネルに入力
する。

【００４７】直交変調器７０７は、入力されたＩチャネ
ルおよびＱチャネルの信号を互いに９０度位相のずれた
搬送波と乗算し、両者を加算して出力する。この出力
は、続いて高周波段７０８にて適当な中心周波数をもつ
高周波信号に変換され、送信アンテナ７０９より送信さ
れる。

【００４８】なお、受信側の構成は、第１実施例（図
２）とほぼ同様であるので、第１実施例と異なる部分の
み説明を行う。この第２実施例のキャリア再生回路は、
直交復調を行うため、例えば図８に示す構成となる。

【００４９】図８において、受信信号と同期専用拡散符
号とは、乗算器８０１にて乗算される。同期確立後は、
受信信号中の同期専用拡散符号のクロックおよび符号位
相は一致しており、送信側の同期専用拡散符号はデータ
で変調されていないため、乗算器８０１で逆拡散され、
その出力には搬送波の成分が現れる。この出力は、続い
てバンドパスフィルタ８０２に入力され、搬送波成分の
みが取り出されて出力される。

【００５０】この出力は、次に位相検波器８０３、ルー
プフィルタ８０４および電圧制御発振器８０５にて構成
される位相ロックループに入力され、バンドパスフィル
タ８０２より出力される搬送波成分に位相のロックした
信号が電圧制御発振器８０５よりＩチャネル再生搬送波
として出力される。さらに、この出力を９０度移相器８
０６にて９０度位相をシフトしてＱチャネル再生搬送波
が得られる。

【００５１】また、この第２実施例のベースバンド復調
回路は、直交復調を行うため、例えば図９に示すような
構成となる。

【００５２】図９において、入力された受信信号はＩチ
ャネル乗算器９０１およびＱチャネル乗算器９０２にて
それぞれＩチャネル再生搬送波およびＱチャネル再生搬
送波と乗算され、ローパスフィルタ９０３および９０４
を通過することにより、同相成分と直交成分に分離され
たベースバンド信号に変換される。

【００５３】この２つのベースバンド信号を、それぞれ
ｎ個のブランチに分配し、各ブランチで拡散符号発生器
２０４の出力である拡散符号群ＰＮ₁ 〜ＰＮ_n のそれぞ
れと乗算器９０５−１〜９０５−ｎおよび９０６−１〜
９０６−ｎで乗算し、ローパスフィルタ群９０７−１〜
９０７−ｎおよび９０８−１〜９０８−ｎにてフィルタ
リングすることにより、各符号分割チャネルにおいて相
関検出がなされ、直交した２つのベースバンド受信拡散
信号は逆拡散される。

【００５４】そして、この信号を判定回路群９０９−１
〜ｎおよび９１０−１〜ｎにおいてデータ判定すること
により２ｎ個の並列復調データが得られる。

【００５５】次に、図１０は、本発明の第３実施例にお
ける受信機の構成を示すブロック図である。

【００５６】この第３実施例では、上記図２の構成に加
えて、高周波信号処理部２０２の出力信号中に含まれる
同期用拡散符号成分の除去を行う同期用拡散符号除去回
路２０８を設けたものである。なお、その他は、上記第
１実施例（図１、図２）と共通であるので、個々の説明
は省略する。

【００５７】この第３実施例において、送信側では、ま
ず入力されたデータが図１の直並列変換器１０１によっ
て符号分割多重数に等しいｎ個の並列データに変換され
る。

【００５８】一方、拡散符号発生器１０３は、符号周期
が同一でそれぞれ異なるｎ＋１個の拡散符号ＰＮ₀ 〜Ｐ
Ｎ_n を発生している。

【００５９】このうちＰＮ₀ は、同期およびキャリア再
生専用であり、上記並列データによって変調されず、直
接加算器１０４に入力される。また、残りのｎ個の拡散
符号は、乗算器群１０２−１〜１０２−ｎにてｎ個の並
列データにより変調され、加算器１０４に入力される。

【００６０】加算器１０４は、入力されたｎ＋１個の信
号を線形に加算し、加算されたベースバンド信号を高周
波段１０５に出力する。このベースバンド信号は、続い
て高周波段１０５にて適当な中心周波数をもつ高周波信
号に変換され、送信アンテナ１０６より送信される。

【００６１】次に、受信側において、図１０の受信アン
テナ２０１で受信された信号は、高周波信号処理部２０
２にて適当にフィルタリングおよび増幅され、送信周波
数帯信号のまま、または適当な中間周波数帯信号に変換
されて出力される。そして、この信号は、同期回路２０
３に入力され、同期回路２０３では、符号発生器２０４
より入力される参照用拡散符号を用いて、送信信号に対
する拡散符号同期およびクロック同期が確立され、符号
同期信号およびクロック信号が拡散符号発生器２０４に
出力される。

【００６２】同期確立後、拡散符号発生器２０４は送信
側の拡散符号群に対しクロックおよび拡散符号位相が一
致した拡散符号群を発生する。これらの符号群のうち同
期専用の拡散符号ＰＮ₀ は、キャリア再生回路２０５に
入力される。

【００６３】キャリア再生回路２０５では、上述した同
期専用拡散符号ＰＮ₀ により、高周波信号処理部２０２
の出力である送信周波数帯または中間周波数帯に変換さ
れた受信信号を逆拡散し、送信周波数帯または中間周波
数帯の搬送波を再生する。

【００６４】なお、このキャリア再生回路２０５の構成
は、例えば図５に示すような位相ロックループを利用し
た回路が用いられる。そして、この再生された搬送波
は、ベースバンド復調回路２０６に入力される。

【００６５】高周波信号処理部２０２からの出力信号に
含まれる同期用拡散符号成分は、ベースバンド復調回路
２０６にそのまま入力すると、データ復調時のＳ／Ｎ比
を劣化させるため、同期用拡散符号除去回路２０８に入
力する。

【００６６】図１１は、同期用拡散符号除去回路２０８
の構成を示すブロック図である。

【００６７】同期回路２０３からの相関信号によって同
期用データ再生部２５１において同期用データを再生
し、符号発生器２０４からの同期用拡散符号と乗算器２
５３によって乗算する。回路上で発生する遅延を取り除
くために、遅延線２５２と遅延線２５４のいずれか一
方、または両方をいれ、減算器２５５によって高周波信
号処理部２０２からの出力信号に含まれる同期用拡散符
号成分を除去する。

【００６８】ベースバンド復調回路２０６では、キャリ
ア再生回路で再生された再生搬送波と同期用拡散符号除
去回路２０８の出力よりベースバンド信号が生成され
る。ベースバンド復調回路は、上記図６に示すように構
成されている。このベースバンド信号は、ｎ個のブラン
チに分配され、上記拡散符号発生器２０４の出力である
拡散符号群ＰＮ₁ 〜ＰＮ_n により、各符号分割チャネル
毎に逆拡散され、続いてデータ復調がなされる。そし
て、復調されたＮ個の並列復調データは並直列変換器２
０７にて直列データに変換され出力される。

【００６９】なお、第４実施例として、上記同期用拡散
符号除去回路の構成を図１２に示すようにしても良い。

【００７０】この同期用拡散符号除去回路では、同期回
路２０３からの同期クロックによって同期用データ再生
部２５１において同期用データを再生し、このデータと
同期用拡散符号とを乗算器２５３によって乗算する。そ
して、回路上で発生する遅延を取り除くために、遅延線
２５２と遅延線２５４のいずれか一方、または両方をい
れ、上記乗算した信号と高周波信号処理部２０２の出力
とを減算器２５５で減算する。このとき、同期用データ
のパターンが同相か逆相かのどちらかであるので、減算
器２５５の出力と同期用拡散符号との間で乗算器２５６
によって乗算を行うと、その出力は、同期用拡散符号が
除去できていれば、すなわち、再生した同期用データと
受信した同期用データが同相の時、何も出力しない。ま
た、同期用拡散符号が除去できていなければ、すなわ
ち、再生した同期用データと受信した同期用データが逆
相の時、信号が出力される。したがって、信号が生じた
ときには、現在再生している再生データを反転させれば
よいことになる。

【００７１】次に、図１３は、本発明の第５実施例にお
ける受信機の構成を示すブロック図である。

【００７２】この第５実施例では、上記図２の構成にお
いて、同期回路２０３から出力される符号同期信号とク
ロック信号とをベースバンド復調回路２０６に入力し、
このベースバンド復調回路２０６において、上記拡散符
号発生器２０４の出力である拡散符号群ＰＮ₁ 〜ＰＮ_n
と上記同期回路２０３から出力される符号同期信号とク
ロック信号とにより、相関演算を行うようにしたもので
ある。なお、その他は、上記第１実施例（図１、図２）
と共通であるので、個々の説明は省略する。

【００７３】図１４は、この第５実施例におけるベース
バンド復調回路２０６の構成を示すブロック図である。

【００７４】図１４において、入力された受信信号と再
生搬送波を乗算器６１にて乗算し、ローパスフィルタ６
２で不要信号を除去することにより、受信信号はベース
バンド信号に変換される。このベースバンド信号は、再
生クロックを標本周期とするＡ／Ｄ変換器６３にて単一
ビットもしくは複数ビットの分解能をもつディジタル信
号に変換される。

【００７５】このディジタル信号は、ｎ個のブランチに
分配され、各ブランチで上記ディジタル信号の最上位ビ
ットＭＳＢが拡散符号発生器２０４の出力である拡散符
号群ＰＮ₁ 〜ＰＮ_n のそれぞれと排他的論理和回路群６
４−１〜６４−ｎで排他的論理和演算され、他のビット
とともに加算器群６５−１〜６５−ｎに入力される。

【００７６】加算器群６５−１〜６５−ｎでは、再生ク
ロックパルス毎に、この入力信号とレジスタ群６６−１
〜６６−ｎの出力とが加算され、レジスタ群６６−１〜
６６−ｎに出力される。

【００７７】レジスタ群６６−１〜６６−ｎは、各拡散
符号の先頭ビットが入力される時点でリセットされてお
り、以後、拡散符号の１周期にわたって受信信号と拡散
符号の積が加算された結果が格納されていく。

【００７８】したがって、拡散符号の１周期の最終ビッ
トが入力された時点で、レジスタ群６６−１〜６６−ｎ
には、各拡散符号１周期と受信信号との相関値が格納さ
れていることとなる。この相関値を続く判定回路群６７
−１〜６７−ｎにてデータ判定することにより、ｎ個の
復調データが得られる。そして、復調されたｎ個の並列
復調データは、並直列変換器２０７にて直列データに変
換され出力される。

【００７９】次に、以上の第５実施例では、２値変調の
場合について説明したが、第６実施例として、直交変調
の場合について説明する。

【００８０】なお、この場合の送信機の構成は、上記第
２実施例（図７）に示すものと共通であるので、説明は
省略する。

【００８１】また、受信側の構成は、上記第１実施例
（図２）とほぼ同様であり、特にキャリア再生回路の構
成は、上記第２実施例（図８）と同様であるので、説明
は省略する。

【００８２】また、この第６実施例のベースバンド復調
回路は、直交復調を行うため、例えば図１５に示すよう
な構成となる。

【００８３】図１５において、入力された受信信号はＩ
チャネル乗算器１１０１およびＱチャネル乗算器１１０
２にてそれぞれＩチャネル再生搬送波およびＱチャネル
再生搬送波と乗算され、ローパスフィルタ１１０３およ
び１１０４を通過することにより、同相成分と直交成分
に分離されたベースバンド信号に変換される。

【００８４】この２つのベースバンド信号を、再生クロ
ックを標本周期とするＡ／Ｄ変換器１１０５および１１
０６にて単一ビットもしくは複数ビットの分解能をもつ
２系統のディジタル信号に変換される。それぞれのディ
ジタル信号は、それぞれｎ個のブランチに分配し、各ブ
ランチで拡散符号発生器２０４の出力である拡散符号群
ＰＮ₁ 〜ＰＮ_n のそれぞれと排他的論理和回路群１１０
７−１〜１１０７−ｎおよび１１０８−１〜１１０８−
ｎで排他的論理和演算され、他のビットとともに加算器
群１１０９−１〜１１０９−ｎおよび１１１０−１〜１
１１０−ｎに入力される。

【００８５】加算器群１１０９−１〜１１０９−ｎおよ
び１１１０−１〜１１１０−ｎでは、再生クロックパル
ス毎に上記入力信号群とレジスタ群１１１１−１〜１１
１１−ｎおよび１１１２−１〜１１１２−ｎの出力とを
加算し、これをレジスタ群１１１１−１〜１１１１−ｎ
および１１１２−１〜１１１２−ｎに出力する。

【００８６】レジスタ群１１１１−１〜１１１１−ｎお
よび１１１２−１〜１１１２−ｎは、上記拡散符号の先
頭ビットが入力される時点でリセットされており、以
後、拡散符号の１周期にわたって受信直交ベースバンド
信号と拡散符号の積が加算された結果が格納されてい
く。

【００８７】したがって、拡散符号の１周期の最終ビッ
トが入力された時点で、レジスタ群１１１１−１〜１１
１１−ｎおよび１１１２−１〜１１１２−ｎには、各拡
散符号１周期と受信信号との相関値が格納されているこ
ととなる。この相関値を続く判定回路群１１１３−１〜
１１１３−ｎにてデータ判定することにより、２ｎ個の
並列復調データが得られる。

【００８８】次に、図１６は、本発明の第７実施例にお
けるベースバンド復調回路２０６の構成を示すブロック
図である。

【００８９】従来のスペクトラム受信機においては、相
関器が中間周波数で動作するため、相関器出力から復調
データの尤度（ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）を検出するため
には、複雑な回路を付加する必要があった。そこで、こ
の第７実施例では、相関演算の出力であるレジスタ群６
６−１〜６６−ｎのディジタル相関値出力を復調データ
の尤度情報として出力するようにしたものである。

【００９０】なお、この場合の送信機の構成は、上記第
１実施例（図１）に示すものと共通であるので、説明は
省略する。

【００９１】また、受信側の構成は、上記第５実施例
（図１３）と同様であり、さらにキャリア再生回路の構
成は、上記第１実施例（図５）と同様であるので、説明
は省略する。

【００９２】図１６に示すベースバンド復調回路２０６
は、上記第５実施例の図１４に示す構成に加えて、レジ
スタ群６６−１〜６６−ｎの出力をラッチするラッチ群
６８−１〜６８−ｎが設けられている。

【００９３】上記第５実施例で説明したように、レジス
タ群６６−１〜ｎは、各拡散符号の先頭ビットが入力さ
れる時点でリセットされており、以後拡散符号の１周期
にわたって受信信号と拡散符号の積が加算された結果が
格納されていく。

【００９４】したがって、拡散符号の１周期の最終ビッ
トが入力された時点でレジスタ群６６−１〜６６−ｎに
は、各拡散符号１周期と受信信号との相関値が格納され
ていることとなる。

【００９５】そこで、拡散符号１周期の最終ビットが入
力された時点で、レジスタ群６６−１〜６６−ｎの出力
をラッチ群６８−１〜６６−ｎによりラッチし、尤度情
報として出力する。復調されたｎ個の並列復調データは
並直列変換器２０７にて直列データに変換され出力され
る。

【００９６】このようにして、相関および復調にディジ
タル信号処理を用いるため、ディジタル相関器の出力か
ら直接、拡散符号長に比例した分解能を持つ尤度情報を
得ることが可能となり、複雑な回路を付加することな
く、復調データの信頼性を上げることが可能となる。

【００９７】なお、ベースバンド復調回路２０６におけ
るその他の構成は、上記第５実施例（図１４）と共通で
あるので説明は省略する。

【００９８】次に、図１７は、本発明の第８実施例にお
けるベースバンド復調回路２０６の構成を示すブロック
図である。上記第７実施例では、２値変調の場合である
が、この第８実施例では、直行変調の場合について説明
する。

【００９９】なお、この場合の送信機の構成は、上記第
２実施例（図７）に示すものと共通であるので、説明は
省略する。

【０１００】また、受信側の構成は、上記第１実施例
（図２）とほぼ同様であり、特にキャリア再生回路の構
成は、上記第２実施例（図８）と同様であるので、説明
は省略する。

【０１０１】上記第６実施例で説明したように、レジス
タ群１０１１−１〜１０１１−ｎおよび１０１２−１〜
１０１２−ｎは、上記拡散符号の先頭ビットが入力され
る時点でリセットされており、以後、拡散符号の１周期
にわたって受信直交ベースバンド信号と拡散符号の積が
加算された結果が格納されていく。

【０１０２】したがって、拡散符号の１周期の最終ビッ
トが入力された時点で、レジスタ群１１１１−１〜１１
１１−ｎおよび１１１２−１〜１１１２−ｎには、各拡
散符号１周期と受信信号との相関値が格納されているこ
ととなる。この相関値を続くデータ判定回路群１１１５
−１〜１１１５−ｎおよび１１１７−１〜１１１７−ｎ
にてデータ判定することにより、２ｎ個の並列復調デー
タが得られる。

【０１０３】また、レジスタ群１１１１−１〜ｎおよび
１１１２−１〜ｎの出力である相関値群は、消失判定回
路群１１１６−１〜１１１６−ｎおよび１１１８−１〜
１１１８−ｎに入力される。この消失判定回路群１１１
６−１〜１１１６−ｎおよび１１１８−１〜１１１８−
ｎは、前記相関値群を復調データの尤度情報として入力
し、この相関値が所定の範囲内の値であるときに、それ
に対応する復調データが消失されたものと判定して、判
定結果を出力する。

【０１０４】このようにして、相関および復調にディジ
タル信号処理を用いるため、ディジタル相関器の出力か
ら直接、拡散符号長に比例した分解能を持つ尤度情報を
得ることで、複雑な回路を付加することなく、復調デー
タの消失判定を行なうことができ、復調データの信頼性
を上げることが可能となる。

【０１０５】なお、ベースバンド復調回路２０６におけ
るその他の構成は、上記第６実施例（図１５）と共通で
あるので説明は省略する。

【０１０６】次に、本発明の第９実施例について説明す
る。

【０１０７】一般に、スペクトラム拡散通信方式では、
情報帯域幅に対し、送信帯域幅が極めて広いので、送信
帯域幅が一定の条件下では、通常の狭帯域変調方式に比
べ非常に低い伝送速度しか実現できないこととなる。

【０１０８】そこで、この問題点を解決するために、従
来より上述した符号分割多重化という方法が存在する。
この方式は、高速の情報信号を低速の並列データに変換
し、それぞれ異なる符号で拡散変調して加算した後に、
ＲＦ信号に変換して伝送を行うことにより、拡散変調の
拡散率を下げること無しに送信帯域幅一定の条件下で高
速データ伝送を実現するものである。

【０１０９】図２１は、従来のスペクトラム拡散通信の
多重伝送装置における送信回路の構成例を示すブロック
図である。

【０１１０】この送信回路は、シリアルデータをｎ個の
パラレルデータに変換するシリアル／パラレル変換回路
２４０１と、ｎ個の異なる符号を発生する符号発生器２
４０２と、ミキサ２４０３−１、２４０３−２、…、２
４０３−ｎ、２４０５と、ｎ個の信号を加算合成する合
成器２４０４と、局部発振器２４０６と、増幅器２４０
７と、帯域通過フィルタ２４０８と、アンテナ２４０９
とを有して構成されている。

【０１１１】このような構成において、入力データは、
シリアル／パラレル変換回路２４０１によりｎ個のパラ
レルデータに変換され、各データは符号発生器２４０２
から出力されるｎ個の異なる符号ＰＮ１、ＰＮ２、…、
ＰＮｎのうちの１つの符号とｎ個のミキサ２４０３−
１、…、２４０３−ｎにて乗算され、ｎ個の広帯域信号
に変換される。

【０１１２】次に、各ミキサの出力は、合成器２４０４
により加算合成される。合成器２４０４の出力は、局部
発振器２４０６からの出力信号とともに、ミキサ２４０
５に入力されてＲＦ（高周波）信号に変換され、増幅器
２４０７にて増幅され、帯域通過フィルタ２４０８にて
不要な信号が除去され、アンテナ２４０９から送信され
る。

【０１１３】図２２は、従来のスペクトラム拡散通信の
多重装置における受信回路の構成例を示すブロック図で
ある。

【０１１４】この受信回路は、アンテナ２５０１と、増
幅器２５０２と、帯域通過フィルタ２５０３と、周波数
変換回路２５０４と、相関器２５０７−１、２５０７−
２、…、２５０７−ｎと、符号発生器２５０８−１、２
５０８−２、…、２５０８−ｎと、復調回路２５０９−
１、２５０９−２、…、２５０９−ｎと、ｎ個のパラレ
ルデータをシリアルデータに変換するパラレル／シリア
ル変換回路２５１０とを有して構成されている。

【０１１５】このような構成において、アンテナ２５０
１で受信した信号は、増幅器２５０２により増幅され、
帯域通過フィルタ２５０３により不要な周波数成分が除
去され、周波数変換回路２５０４により中間周波数に変
換される。

【０１１６】周波数変換回路２５０４は、通常、局部発
振器とミキサとフィルタによって構成される。この周波
数変換回路２５０４からの出力は、多重化された信号の
数と同数、すなわちｎ個の信号に分波され、それぞれ相
関器２５０７−１〜２５０７−ｎに入力される。

【０１１７】このｎ個の相関器２５０７−１〜２５０７
−ｎにおいて、送信側で使用したｎ個の符号に対応した
符号発生器２５０８−１〜２５０８−ｎの出力と相関検
出され、逆拡散がなされる。この逆拡散信号は、それぞ
れ復調回路２５０９−１〜２５０９−ｎにて復調され、
各復調データはパラレル／シリアル変換回路２５１０に
てシリアルデータに変換されて、もとのデータが再生さ
れることとなる。

【０１１８】しかしながら、上記従来例では、各相関器
が、それぞれ独立に中間周波帯域で動作することから、
相関器毎に符号位相同期およびクロック同期を確立する
ための同期回路を設ける必要があり、回路規模が大きく
なってしまうという欠点があった。

【０１１９】また、上記従来例では、各相関器入力の時
点でキャリアが再生されていないため、相関器毎にキャ
リア再生回路を設ける必要があり、これも回路規模を増
大させる要因となっていた。

【０１２０】また、上記従来例では、各相関器毎に同期
確立が必要となり、システムの信頼性の低下にもつなが
るという欠点があった。

【０１２１】そこで、この第９実施例では、同期回路お
よびキャリア再生回路を共通化し、１つの同期回路から
の同期信号により全ての符号の符号位相同期とクロック
同期をとり、１つのキャリア再生回路からのキャリアに
より、全てのキャリアの位相同期をとるので、回路規模
を小さくすることができ、またシステムの信頼性を向上
するものである。

【０１２２】図１８は、この第９実施例におけるスペク
トラム拡散通信装置の受信機の構成を示すブロック図で
ある。なお、送信機の構成は、上記図２１に示す従来例
と共通であるものとする。

【０１２３】この実施例の装置は、アンテナ２００１に
て受信した信号を高周波段にて信号処理する高周波信号
処理部２００２と、送信側の符号とクロックに対する同
期を捕捉し維持する同期回路２００３と、同期回路２０
０３より入力される符号同期信号およびクロック信号に
よりｎ＋１個の符号を発生する符号発生器２００４と、
帯域通過フィルタ２００８、２０１２と、局部発振器２
００５と、ミキサ２００６、２００７、２０１１、２０
１３−１、２０１３−２、…、２０１３−（ｎ−１）、
２０１４−１、２０１４−２、…２０１４−（ｎ−１）
と、キャリア再生およびベースバンド変換を行うキャリ
ア再生回路２００９と、低域通過フィルタ２０１５−
１、２０１５−２、…、２０１５−（ｎ−１）と、キャ
リア再生回路２００９より入力されるベースバンド信号
からデータを復調する判定器２０１０と、各低域通過フ
ィルタ２０１５−１、２０１５−２、…、２０１５−
（ｎ−１）から入力される信号からデータを復調する判
定器２０１６−１、２０１６−２、…、２０１６−（ｎ
−１）と、ｎ個のパラレルデータをシリアルデータに変
換するパラレル／シリアル変換回路２０１７とを有して
構成されている。

【０１２４】以上の構成において、アンテナ２００１に
より受信された受信信号は、高周波信号処理回路２００
２に入力される。この高周波信号処理部２００２は、例
えば増幅器、フィルタ、周波数変換回路によって構成さ
れ、受信信号は、この高周波信号処理部２００２にて適
当に増幅およびフィルタリングされ、第１の中間周波数
ｆ１に変換される。

【０１２５】次に、この高周波信号処理回路２００２か
らの出力は、複数に分波され、そのうちの１つが同期回
路２００３に入力される。この同期回路２００３では、
符号発生器２００４から入力される符号ＰＮｒを用い
て、送信信号に対する符号同期およびクロック同期が確
立され、符号同期信号およびクロック信号が符号発生器
２００４に出力される。

【０１２６】符号ＰＮｒとしては、多重化された複数の
符号のうちの１つの符号に対応する符号を選択すること
が望ましい。なお、この同期回路の構成は、例えばＲ．
Ｃ．Ｄｉｘｏｎ著「スペクトラム拡散通信方式」（ジャ
テック出版）の１９５ページ〜１９８ページに詳しく記
述されているスライディング相関器および同２２５ペー
ジ〜２２７ページに詳しく記述されている遅延ロック追
跡回路を用いることができる。

【０１２７】そして、この同期回路２００３による同期
確率後、符号発生器２００４は、受信信号に対して、ク
ロックおよび符号位相が一致したｎ個の符号ＰＮ１、
…、ＰＮｎを発生する。

【０１２８】符号発生器２００４から出力される第１の
符号ＰＮ１は、第１の局部発振器２００５からの出力さ
れる周波数ｆ２の信号とともにミキサ２００６に入力さ
れて、第２の中間周波数ｆ２に変換され、ミキサ２００
７に出力される。ミキサ２００７には、高周波信号処理
回路２００２からの出力信号も入力される。

【０１２９】第１の符号ＰＮ１は、受信信号に対してク
ロックおよび符号位相が一致しているので、受信信号の
うち、符号ＰＮ１にて２次変調されている信号成分が逆
拡散され、第３の中間周波数ｆ１−ｆ２に変換され、帯
域通過フィルタ２００８を通して、抽出される。

【０１３０】帯域通過フィルタ２００８の出力は、キャ
リア再生回路２００９に入力され、入力信号の搬送波に
位相同期した第３の中間周波数ｆ１−ｆ２のキャリアが
再生されるとともに、ベースバンド信号に変換される。

【０１３１】なお、このようなキャリア再生およびベー
スバンド変換を行う回路としては、図１９に示すような
コスタスループ回路等を用いることができる。

【０１３２】図１９において、入力信号は２つに分岐さ
れ、それぞれミキサ２３０１とミキサ２３０２に出力さ
れる。さらに、ミキサ２３０１には、電圧制御発振器２
３０５からの出力が入力され、ミキサ２３０２には、電
圧制御発振器２３０５からの出力が９０度移相器２３０
６を通して入力される。

【０１３３】そして、ミキサ２３０１からは入力信号の
同相成分（Ｉｃｈ）が出力され、ミキサ２３０２からは
直交成分（Ｑｃｈ）が出力される。それぞれの出力信号
は、それぞれ低域通過フィルタ２３０３および２３０４
に入力されてから、ミキサ２３０８に入力される。ミキ
サ２３０８の出力は、ループフィルタ２３０７を通して
電圧制御発振器２３０５にフィードバックされる。

【０１３４】この構成により、電圧制御発振器２３０５
にて入力信号のキャリアが再生され、また、低域通過フ
ィルタ２３０３からベースバンド信号が出力される。

【０１３５】そして、このようなキャリア再生回路２０
０９から出力されるベースバンド信号は、判定器２０１
０によりデータ復調される。

【０１３６】また、キャリア再生回路２００９から出力
される第３の中間周波数ｆ１−ｆ２のキャリアは、上記
局部発振器２００５から出力される周波数ｆ２の信号と
ともにミキサ２０１１に入力され、帯域通過フィルタ２
０１２を通して第１の中間周波数ｆ１のキャリアに変換
され、高周波信号処理回路２００２から出力される信号
の搬送波に位相同期した再生キャリアが得られる。

【０１３７】この帯域通過フィルタ２０１２から出力さ
れる再生キャリアはｎ−１個に、分割され、それぞれミ
キサ２０１３−１〜２０１３−（ｎ−１）にて符号発生
器２００４から発生されたｎ−１個の符号ＰＮ２−ＰＮ
ｎにより乗算され、それぞれミキサ２０１４−１〜２０
１４−（ｎ−１）に出力される。

【０１３８】また、ｎ−１個のミキサ２０１４−１〜２
０１４−（ｎ−１）には、高周波信号処理回路２００２
からの出力も入力され、乗算されることにより、受信信
号のうち、それぞれの符号ＰＮ２〜ＰＮｎにて２次変調
されている信号成分が逆拡散されて、ベースバンド狭帯
域信号に変換される。この信号をそれぞれ低域通過フィ
ルタ２０１５−１ー２０１５−（ｎ−１）にて抽出す
る。それぞれの低域通過フィルタ２０１５−１〜２０１
５−（ｎ−１）からの出力は、それぞれ判定器２０１６
−１〜２０１６−（ｎ−１）により、データ復調され
て、上記判定器２０１０からの出力とともにパラレル／
シリアル変換回路２０１７により、シリアルデータに変
換されて出力される。

【０１３９】図２０は、本発明の第１０実施例における
スペクトラム拡散通信装置の受信機の構成を示すブロッ
ク図である。なお、上記第９実施例（図１８）と共通の
構成については、同一符号を付してある。

【０１４０】本実施例では、符号発生器２００４から出
力される第１の符号ＰＮ１がミキサ２００７に高周波処
理部２００２からの出力とともに入力され、受信信号の
うち、符号ＰＮ１にて２次変調されている信号成分が逆
拡散され、第１の中間周波数ｆ１にて出力される。この
信号を第１の中間周波数ｆ１近傍を通過させる帯域通過
フィルタ２００８を通して抽出し、キャリア再生回路２
００９に入力して、入力信号の搬送波に位相同期した第
１の中間周波数ｆ１のキャリアを再生するとともに、ベ
ースバンド信号に変換する。

【０１４１】したがって、本実施例では、上記第９実施
例と同様の作用効果があるとともに、図１８にて示した
局部発振器２００５やミキサ２００６、２０１１、帯域
通過フィルタ２０１２が不要となり、上記第９実施例よ
りもさらに回路規模を小さくすることができる。

【０１４２】また、上記第９および第１０実施例におい
て、同期回路において受信信号と符号との相関をとる手
段は、スライディング相関器に限るものではなく、弾性
表面波コンボルバなどのコンボルバや弾性表面波タップ
付き遅延線等のマッチドフィルタ等を用いて符号の同期
をとるように構成してもよい。

【０１４３】また、上記第９および第１０実施例では、
２値変調の場合について示しているが、直交変調など他
の変調方式であってもよい。

【０１４４】次に、本発明の第１１実施例について説明
する。

【０１４５】本実施例では、同期の確立には複数の拡散
符号のうちの１つだけを用いて行ない、そのチャネルの
同期が確立された時点でほかのチャネルの拡散信号成分
をベ−スバンドに落として復調するという構成をとるこ
とによって、相関器を１個、同期部を１個にすることが
でき、回路構成を簡素化するとともに、システムの信頼
性向上を図ったものである。

【０１４６】図２４は、この第１１実施例におけるスペ
クトラム拡散通信装置の受信機の概略を示すブロック図
である。なお、送信機の構成は、上記図２１に示す従来
例と共通であるものとする。

【０１４７】本実施例の装置は、受信アンテナ２７０１
と、低雑音増幅器や帯域濾波器等からなるＲＦ部２７０
２と、局部発振器や周波数変換器等からなるＩＦ部２７
０３と、受信信号より例えばコスタスル−プ等を用い
て、キャリア再生、デ−タ復調を行なう同期復調部２７
０４と、複数の拡散符号ＰＮ１、ＰＮ２、…ＰＮｎを発
生する拡散符号発生器２７０５と、例えばスライディン
グ相関器やマッチドフィルタ、あるいはコンボルバ等を
用いて、受信信号から符号同期信号、クロック信号を生
成する同期部２７０６と、再生されたキャリア信号およ
び各々受信信号と同期した拡散符号を用いて受信波より
ベ−スバンド信号を取り出すベ−スバンド復調部２７０
７と、復調された並列デ−タを直列デ−タに変換するパ
ラレル／シリアル変換器２７０８とを有する。

【０１４８】以上の構成において、同期部２７０６によ
って同期が確立し、この同期部２７０６から、符号同期
信号およびクロック信号が符号発生器２７０５に供給さ
れると、符号発生器２７０５より発生する拡散符号ＰＮ
１は、受信信号に含まれる拡散符号ＰＮ１と同期した信
号となり、同期復調部２７０４において、例えばコスタ
スル−プ等を用いればキャリア再生デ−タ復調が可能と
なる。

【０１４９】その再生されたキャリア信号ｆｏを用い
て、ベ−スバンド復調部２７０５において、受信ＩＦ信
号をベ−スバンド信号に直接変換し、それぞれ同期した
拡散符号ＰＮ２、…、ＰＮｎを用いてベ−スバンド復調
を行なうものである。

【０１５０】図２５は、本実施例の受信機の詳細な構成
を示すブロック図である。

【０１５１】まず、この装置には、低雑音増幅器２２０
２と、帯域濾波器２２０３と、ダウンコンバ−ト用の局
部発振器２２０４および周波数変換器２２０５と、ＩＦ
帯域濾波器２２０６と、相関器２２０７が設けられてい
る。

【０１５２】以上の構成において、アンテナ２７０１よ
り受信された拡散信号は、低雑音増幅器２２０２により
所望のレベルに増幅され、所定の帯域幅を有する帯域濾
波器２２０３によって不要な受信波が除去され、局部発
振器２２０４と周波数変換器２２０５によりダウンコン
バ−トされるとともに、ＩＦ帯域濾波器２２０６により
不要な成分が除去され、受信信号Ｓ₁ として相関器２２
０７の入力端ａに入力される。

【０１５３】一方、相関器２２０７のもう１つの入力端
ｂには、破線部Ａの参照信号発生部から参照信号用拡散
信号Ｓ₂ が入力される。

【０１５４】この参照信号用拡散信号Ｓ₂ は、符号発生
器２７０５より発生される拡散符号ＰＮ１_* （ＰＮ１_*
は、送信機で用いられるＰＮ１の拡散符号を時間軸上で
反転した符号）を用いて、局部発振器２２０８の出力キ
ャリア信号を変調器２２０９において拡散変調し、帯域
濾波器２２１０を介して不要波成分を除去した信号であ
る。

【０１５５】また、この装置には、相関器２２０７から
の相関出力を包絡線検波する検波器２２１１と、この検
波器２２１１の出力を受けて、符号同期信号、クロック
信号を発生する上述した同期部２７０６と、複数の拡散
符号ＰＮ１、ＰＮ２、…ＰＮｎと、ＰＮ１を時間軸上で
反転した参照信号生成用拡散符号ＰＮ１_* とを発生する
上述した拡散符号発生器２７０５が設けられている。

【０１５６】破線部Ｂは、上述した同期復調部２７０４
であり、逆拡散用乗算器２２１４、帯域濾波器２２１
５、キャリア再生、デ−タ復調を行うコスタス復調器２
２１６、その出力を取り出すデータ判定器２２１７等に
より構成される。

【０１５７】破線部Ｃは、上述したベ−スバンド復調部
２７０７であり、同期復調部２７０４から供給されるキ
ャリア信号ｆ₀ と受信信号Ｓ₁ とを乗算し、受信信号を
ベ−スバンド信号に変換するミキサ２２１９と、上記ベ
−スバンド信号と拡散符号発生器２７０５からの拡散符
号ＰＮ２、…、ＰＮｎとを乗算し、ベ−スバンド信号を
逆拡散するｎ−１個のミキサ２２２０−１、２２２０−
２、…、２２２０−（ｎ−１）と、その出力を積分する
（ｎ−１）個のＬＰＦ２２２１−１、２２２１−２、
…、２２２１−（ｎ−１）と、その出力を取り出すデ−
タ判定器２２２２−１、２２２２−２、…、２２２２−
（ｎ−１）と、上記ミキサ２２１９の出力にあった高調
波成分を除去するＬＰＦ−２２２３とを有している。

【０１５８】パラレル／シリアル変換器２２１８は、同
期復調部２７０４から出力されるデ−タ列ｄ１、ベ−ス
バンド復調部２７０７から出力されるデ−タ列ｄ２、ｄ
３、…ｄｎを直列デ−タに変換するものである。

【０１５９】以上の構成において、アンテナ２７０１よ
り受信した拡散信号は、ＩＦ信号Ｓ₁ に変換され、相関
器２２０７の入力ａに供給される。

【０１６０】図２３は、本実施例における信号波形の例
を示す波形図であり、図２３（ａ）は、上述した拡散符
号ＰＮ１_* 、ＰＮ１、ＰＮ２、…、ＰＮｎの例を示し、
また、図２３（ｂ）は、上記ＩＦ信号Ｓ₁ を示してい
る。

【０１６１】一方、相関器２２０７の他の入力端ｂに
は、拡散符号ＰＮ１_* で拡散変調された参照信号Ｓ₂
（図２３（ｃ））が供給される。

【０１６２】よって、相関器出力からは、受信信号中
の、ＰＮ１の拡散符号で拡散変調された成分のみとの相
関出力Ｓ₃ （図２３（ｄ））が得られ、その検波出力Ｓ
₄ （図２３（ｅ））を用いることにより、同期部２３０
６において、符号発生器２３０５から発生される拡散符
号ＰＮ１、ＰＮ２、…、ＰＮｎと受信信号中に含まれる
拡散符号との符号同期を行う。

【０１６３】そして、符号同期が確立すると、同期復調
部２７０４において、符号発生器２７０５より出力され
る拡散符号ＰＮ１を用いて受信信号Ｓ₁ をミキサ２２１
４で逆拡散することが可能となり、逆拡散された信号を
用いて、コスタス復調器２２１６において、キャリアの
再生とデ−タの復調を行う。

【０１６４】ここで再生されたキャリア信号により、さ
らに受信信号Ｓ₁ をミキサ２２１９においてベースバン
ド信号に変換する。

【０１６５】キャリア信号によってベ−スバンド信号に
変換された受信信号は、高調波除去用ＬＰＦ２２２３を
介して、ミキサ２２２０−１、２２２０−２、…、２２
２０−（ｎ−１）に供給される。

【０１６６】この（ｎ−１）個のミキサにおいて、符号
発生器２３０５から発生する拡散符号ＰＮ２、ＰＮ３、
…、ＰＮｎによって受信ベ−スバンド信号は、各々のチ
ャネル毎に逆拡散され、後段のＬＰＦ２２２１−１、２
２２１−２、…２２２１−（ｎ−１）によって積分さ
れ、ベ−スバンドでの相関処理が行われる。

【０１６７】そして、判定器２２２２−１、２２２２−
２、…、２２２２−（ｎ−１）によって、それぞれｓ
２、ｄ３、…、ｄｎのデ−タとしてパラレル／シリアル
変換器２２１８によってシリアルデ−タに変換される。

【０１６８】なお、以上の第１１実施例においては、相
関器としてコンボルバを用いて符号同期を行なっている
が、それに限らず、スライディング相関器、もしくはマ
ッチドフィルタ等を用いて符号の同期をとることも可能
である。

【０１６９】次に、本発明の第１２実施例について説明
する。

【０１７０】従来、直接拡散方式を用いたスペクトラム
拡散通信装置において、ＳＡＷコンボルバを用いた同期
制御では、ＳＡＷコンボルバより得られる相関出力と参
照用拡散符号の位相および符号発生位置を合わせること
により、初期同期および同期保持を行う構成となってい
る。

【０１７１】そして、例えば通信開始時では、まず送信
側において、初期同期用プリアンブルパターンを送出
し、初期同期捕捉を行う。この時のプリアンブルパター
ン送出は、連続した同一データ（例えばオール１）の場
合、１符号長毎の相関出力以外に、１／２周期にも相関
出力が得られるＳＡＷコンボルバの特性から、１／２周
期に同期捕捉がなされないように０と１のパターンによ
り構成される。そして、初期同期捕捉は、プリアンブル
送出時の相関出力の波形整形を行い、１／２周期パルス
の位置のマスク信号を生成して終了する。

【０１７２】このような初期同期捕捉の終了後は、デー
タの含まれた送信信号と参照用拡散符号との相関出力
を、初期同期捕捉で行われたマスク信号タイミング位置
を保持しつつ、同期保持が行われる。

【０１７３】ところで、このような従来例において高速
データ通信を行う場合、複数の拡散符号チャネルを多重
化して伝送する符号分割多重通信を採用する場合があ
る。

【０１７４】しかしながら、このような構成により符号
分割多重通信を行う場合、多重される符号チャネル間の
相互相関により疑似相関出力が大きくなるため、疑似相
関出力による同期捕捉動作および同期保持動作に誤動作
が起り、正しく復調できなくなるという問題があり、多
重チャネル数をあまり増やすことができないという欠点
がある。また、これにより、高速データ伝送を実現する
ことが困難になるといった欠点もある。

【０１７５】そこで、この第１２実施例では、疑似相関
出力による同期捕捉動作および同期保持動作の誤動作を
防止でき、多重チャネル数の増加ならびに高速データ伝
送を実現することができる無線通信装置を提供すること
を目的とする。

【０１７６】本実施例は、送信側でデータ通信開始時に
符号分割多重チャネル数を減らし同期プリアンブルを送
出し、プリアンブル送出後、多重チャネルを増やし、受
信側で１つの相関器の相関出力を用いて同期捕捉保持を
行い、プリアンブル受信時の初期同期捕捉動作での相関
出力波形整形と同期捕捉後の相関出力波形整形の波形を
変え、同期捕捉後相関出力が抜けた場合に疑似相関出力
を発生することにより、多重される符号チャネル間の相
互相関によって大きくなった疑似相関出力を抑圧もしく
はマスクするとともに、相関出力が得られない場合にお
いても相互相関信号のマスクタイミングの保持を行い、
通信時の同期捕捉動作および同期保持動作における疑似
相関出力の抑圧を行う。

【０１７７】また、初期同期捕捉時に用いる拡散符号チ
ャネルに送信状態信号を送出することにより、同期捕捉
が終了し、拡散符号チャネルを増やした時のみに復調回
路動作を行わせる制御が可能となる。

【０１７８】図２６は、この第１２実施例における送信
装置を示すブロック図である。

【０１７９】符号発生回路３１０１は、複数の拡散符号
を発生させるものであり、出力スイッチ３１０２は、符
号発生回路３１０１で発生させた拡散符号を選択して出
力させるものである。クロック発生器３１０３は、送信
タイミングを生成する回路であり、制御回路３１０４
は、送信符号多重チャネルおよびデータの送出タイミン
グを制御するものである。

【０１８０】シリアルパラレル変換回路３１０５は、送
信データを各々のチャネルに振り分けるためのものであ
り、加算回路３１０６は、各チャネル毎の拡散符号を送
信データで変調された信号を加算するための回路であ
る。

【０１８１】送信キャリア発振器３１０７は、送信キャ
リアを発生するためのものであり、ミキサ３１０８は、
加算された符号チャネル信号によりキャリアを変調する
ものである。

【０１８２】ミキサ３１０９は、同期用拡散符号チャネ
ルとして、プリアンブルパターンを同期用拡散符号によ
り変調するものであり、ミキサ３１１０は、データ通信
符号チャネルとして、送信データを出力スイッチ３１０
２により選択された拡散符号により変調するものであ
る。

【０１８３】なお、本実施例では、同期チャネルとして
独立して設けているが、データ通信符号チャネルと同期
チャネルを共用することも可能である。

【０１８４】図２８は、この第１２実施例における受信
装置の同期・復調部の構成を示すブロック図である。

【０１８５】ＳＡＷコンボルバ３２０１は、受信信号と
参照用拡散符号により変調された局部基準波信号との相
関をとるための相関器である。なお、ＳＡＷコンボルバ
以外の相関器を用いてもよい。ミキサ３２０４は、局部
発振器３２０５の発振出力を符号発生回路３２０３から
の参照用拡散符号により変調して、ＳＡＷコンボルバ３
２０１に出力するものである。

【０１８６】ピーク検出回路３２０２は、ＳＡＷコンボ
ルバ３２０１の出力（以下、コンボリュウション出力と
いう）の包絡線検波後の当該包絡線のピークを検出する
回路であり、符号発生回路３２０３は、参照用拡散符号
および復調用拡散符号（以下、逆拡散符号という）を発
生する回路である。

【０１８７】また、同期回路３２００は、同期捕捉動作
を行う回路であり、復調回路３２１０は、復調用の逆拡
散符号を用いて受信信号の復調動作を行う回路である。

【０１８８】図２９は、上記同期回路３２００の内部構
成を示すブロック図である。

【０１８９】フリップフロップ（Ｆ／Ｆ）２−１は、ピ
ーク検出回路３２０２により得られたピーク情報をラッ
チするものであり、マスクタイミングブロック２−２
は、連続した同一データ時に発生する１／２コンボリュ
ウション出力をマスクするためのタイミングを生成する
ものである。

【０１９０】フリップフロップ（Ｆ／Ｆ）２−３は、コ
ンボリュウション出力が得られときに、このタイミング
によりタイミングブロック２−４にロード信号を発生す
るものであり、タイミングブロック２−４は、受信信号
未検出時にフェイズ・ロックド・ループ（ＰＬＬ）２−
６の基準信号を発生させ、また初期同期捕捉時と同期捕
捉後のマスク幅を変えた信号を発生するものである。

【０１９１】発振器（ＣＬＫ）２−５は、タイミングブ
ロック２−４を動作させるための基準クロックを発生す
るものであり、拡散符号のチップレート以上の周波数を
出力する。セレクタ２−７は、タイミングブロック２−
４により生成されたマスク信号とコンボリュウション出
力を切り替えて、ＰＬＬ２−６に出力させるためのもの
である。

【０１９２】図３０は、上記受信装置における受信信号
および同期動作信号の状態を示すタイミングチャートで
ある。

【０１９３】まず、信号波形３３０１は、同期符号チャ
ネルのみ送信時におけるＳＡＷコンボルバ３２０１の出
力であり、信号波形３３０２は、ピーク検出回路３２０
２におけるピーク検出信号である。

【０１９４】信号波形３３０３は、マスクタイミングブ
ロック２−２により生成された１／２マスクタイミング
によってマスクされたコンボリュウション出力であり、
信号波形３３０４は、符号発生回路３２０３の参照用拡
散符号の発生タイミング信号であり、復調用の逆拡散符
号も同一のタイミングにより発生される。

【０１９５】信号波形３３０５は、ＰＬＬ２−６の同期
捕捉を示す信号（以下、ロック信号という）であり、信
号波形３３０６および信号波形３３０９は、セレクタ２
−７よりＰＬＬ２−６に入力される比較信号を示す。

【０１９６】信号波形３３０７は、データ通信符号チャ
ネルをＯＮした時のコンボリュウション出力であり、信
号波形３３０８は、上記コンボリュウション出力に対す
るピーク検出回路３２０２のピーク信号である。

【０１９７】以下、本実施例における動作について説明
する。

【０１９８】図２７は、上記送信装置の制御回路におけ
る送信開始時の動作を示すフローチャートである。

【０１９９】まず、外部インターフェイス（図示せず）
よりデータの送信要求があると、送信装置の制御回路３
１０４では、符号発生回路３１０１内の出力スイッチ３
１０２に対し、出力ＯＦＦ信号を送出し（Ｓ１）、次い
で、ミキサ３１０９へ０・１のプリアンブルパターンの
送出を開始し（Ｓ２）、初期同期プリアンブル送出タイ
マ（図示せず）を始動する。このプリアンブルパターン
は、符号発生回路３１０１より発生される同期チャネル
拡散符号により変調された後にミキサ３１０８でキャリ
アを変調し送信される。

【０２００】一方、受信装置では、まず、発振器２−５
より供給されるクロックをタイミング回路２−４で分周
し、データレートと同じ周期の信号を生成する。そし
て、この信号をセレクタ２−７を介してＰＬＬ２−６の
片側に入力し、符号発生回路３２０３の符号発生タイミ
ング信号３３０４と比較して同期の確立を行っている。
ここで同期したＰＬＬクロックは、拡散符号のチップレ
ート周波数を発生し、このクロックにより拡散符号が発
生される。そして、この発生された符号で、参照用拡散
符号はＳＡＷコンボルバ３２０１の片側に入力され、受
信信号を待機し、逆拡散符号は復調回路３２１０に入力
される。

【０２０１】ここでプリアンブルパターンにより変調さ
れた同期拡散符号チャネル信号が受信されると、ＳＡＷ
コンボルバ３２０１からコンボリュウション出力３３０
１が得られる。この信号は、ピーク検出回路３２０２内
でロジックレベルのピーク信号３３０２となり、コンボ
リュウション出力ラッチ用のＦ／Ｆ２−１によりラッチ
され、マスクタイミングブロック２−２、ロード信号発
生用Ｆ／Ｆ２−３、セレクタ２−７に各々送出される。

【０２０２】この信号３３０２を受けたマスクタイミン
グブロック２−２は、入力信号からカウントを始め、符
号周期の１／２時間より長い時間だけカウントした後、
マスク解除信号をコンボリュウション出力ラッチ用Ｆ／
Ｆ２−１に出力し、カウントを停止する。

【０２０３】また、ロード信号発生用Ｆ／Ｆ２−３で
は、コンボリュウション出力信号３３０２を受け、タイ
ミングブロック２−４に対してロード信号を出力し、こ
れを受けたタイミングブロック２−４は、このロードタ
イミングから新たに分周を開始する。このときのタイミ
ングブロック２−４の出力波形は、デューティー５０％
以下である。

【０２０４】セレクタ２−７においては、タイミングブ
ロック２−４の出力がＨｉｇｈの区間はタイミングブロ
ック２−４の波形を出力し、Ｌｏｗの区間のみコンボリ
ュウション出力波形３３０３を出力する。

【０２０５】このことから、受信待機時にタイミングブ
ロック２−４より出力される基準クロックの出力がＬｏ
ｗの場合は、前述したコンボリュウション出力のタイミ
ングがセレクタ２−７より出力されるが、Ｈｉｇｈの場
合、１周期遅れて次のコンボリュウション出力がセレク
タ２−７より出力される。そして、このセレクタ出力
は、ＰＬＬ２−６に入力され、符号発生回路３２０３よ
り出力される符号発生タイミング３３０４との同期引き
込みが行われ、初期同期捕捉動作となる。

【０２０６】このようにして、ＰＬＬ２−６によるコン
ボリュウション出力タイミング信号３０３と符号発生タ
イミング信号３３０４の同期確立が行われ、初期同期動
作が終了すると、ＰＬＬ２−６は、ロック信号３３０５
をピーク検出回路３２０２およびタイミングブロック２
−４に出力する。

【０２０７】このロック信号３３０５を受けたピーク検
出回路３２０２は、同期保持動作としてセレクタ２−７
の信号がＨｉｇｈの区間に入力されたコンボリュウショ
ン出力３３０１をマスクし、コンボリュウション出力ラ
ッチ用Ｆ／Ｆ２−１への出力を行わない。

【０２０８】また、ロック信号３３０５を受けたタイミ
ングブロック２−４においても、同期保持動作としてセ
レクタ２−７に出力するクロックのデューティー比を変
え、Ｌｏｗの区間が拡散符号周期の数チップ（この値は
使用する拡散符号の相互相関特性により限界値として決
定され、その値以下となる）となる波形に整形される。
この波形整形されたセレクタ２−７に入力される信号
は、正規のコンボリュウション出力のタイミングに対
し、Ｌｏｗの区間が−数チップ＋１チップの幅をもち、
同期捕捉が終了した場合、次のコンボリュウション出力
は、このＬｏｗの区間の間に得られる。

【０２０９】また、もし、ここでコンボリュウション出
力に抜けが生じた場合、次にくる予定のコンボリュウシ
ョン出力の位置から約拡散符号１チップ分遅れた位置
で、タイミングブロック２−４より疑似相関出力がセレ
クタ２−７に与えられ、相互相関による疑似ピークマス
クタイミングの保持を行う。

【０２１０】再び送信装置において、前述した制御回路
３１０４内の初期同期プリアンブル送出タイマ設定時間
が経過すると（Ｓ３）、制御回路３１０４は、符号発生
回路３１０１内の出力スイッチ３１０２をＯＮにし（Ｓ
４）、データ通信用拡散符号チャネルを開き、次いで符
号発生タイミングに合わせてシリアルパラレル変換回路
３１０５よりパラレルデータの送出を開始する（Ｓ
５）。

【０２１１】送信装置のデータ通信符号チャネルがイネ
ーブルになると、受信装置で得られるコンボリュウショ
ン出力には、各拡散符号チャネルの相互相関による疑似
ピークが出力され、図３０の３３０７に示す波形とな
る。そして、このコンボリュウション出力のピーク検出
信号は、図３０に示す３３０８の波形となる。

【０２１２】しかし、ピーク検出回路３２０２内部で
は、ロック信号３３０５を受けた場合、セレクタ２−７
のマスク情報により、相関ピーク信号３３０８の前述し
た正規位置近傍以外の信号はマスクされることになる。

【０２１３】図３１は、本発明の第１３実施例における
受信装置の同期・復調部の構成を示すブロック図であ
り、図３２は、この第１３実施例における同期回路の構
成を示すブロック図である。なお、他の部分について
は、上記第１２実施例と同様であるので説明を省略す
る。

【０２１４】マッチドフィルタ３４０１は、受信信号と
の間で予め定められた同期用拡散符号チャネルとの相関
をとるための相関器であり、ピーク検出回路３４０２
は、マッチドフィルタ３４０１の出力の包絡線検波後の
当該包絡線のピークを検出するものである。

【０２１５】符号発生回路３４０３は、復調用拡散符号
を発生する回路であり、同期回路３４００は、同期捕捉
動作を行う回路である。ディレイライン３４０４は、マ
ッチドフィルタ３４０１の出力について遅延検波復調を
行うためものであり、ミキサ３４０５は、マッチドフィ
ルタ３４０１の出力とそのディレイライン３４０４の出
力とを重畳するものである。

【０２１６】制御回路３４０６は、同期拡散符号チャネ
ル内に含まれた送信状態情報によりデータ送信拡散符号
チャネルの復調動作制御を行うものであり、復調回路３
４０７は、受信データ拡散符号チャネルの復調を行う回
路である。

【０２１７】また、図３２に示す同期回路３４００にお
いて、Ｆ／Ｆ４−３は、マッチドフィルタ出力が得られ
たときに、このタイミングによってタイミングブロック
４−４にロード信号を発生するためのものであり、タイ
ミングブロック４−４は、受信信号未検出時に、ＰＬＬ
４−１の基準信号を発生させ、また初期同期捕捉時と同
期捕捉後のマスク幅を変えた信号を発生するものであ
る。

【０２１８】発振器４−５は、タイミングブロック４−
４を動作させるための基準クロックを発生するもので、
拡散符号のチップレート以上の周波数を出力する。セレ
クタ４−２は、タイミングブロック４−４により生成さ
れたマスク信号と、マッチドフィルタ出力とを切り替え
て、ＰＬＬ４−１に出力するものである。

【０２１９】以下、本実施例における動作について説明
する。

【０２２０】まず、外部インターフェイスよりデータの
送信要求があると、図２６の送信装置の制御回路３１０
４では、符号発生回路３１０１内の出力スイッチ３１０
２に対し、出力ＯＦＦ信号を送出し、次いで、ミキサ３
１０９へ予め定められたプリアンブルパターンの送出を
開始し、初期同期プリアンブル送出タイマ（図示せず）
を始動する。このプリアンブルパターンは、符号発生回
路３１０１より発生される同期チャネル拡散符号により
ミキサ３１０９で変調された後にキャリアを変調し送信
される。

【０２２１】一方、受信装置では、まず、図３２の発振
器４−５より供給されるクロックをタイミング回路４−
４で分周し、データレートと同じ周期の信号を生成す
る。そして、この信号をセレクタ４−２を介してＰＬＬ
４−１の片側に入力し、符号発生回路３４０３の符号発
生タイミング信号３３０４と比較して同期を行ってい
る。また、符号発生タイミング信号３３０４は、制御回
路３４０６に同期チャネル復調のデータサンプリングク
ロックとしても与えられる。

【０２２２】ここで同期したＰＬＬクロックは、拡散符
号のチップレート周波数を発生し、このクロックにより
拡散符号が発生される。そして、この発生された符号は
逆拡散符号として復調回路３４０７に入力される。

【０２２３】ここでプリアンブルパターンにより変調さ
れた同期拡散符号チャネル信号が受信されると、マッチ
ドフィルタ３４０１からマッチドフィルタ出力３３０１
が得られる。この信号は、ピーク検出回路３４０２内で
ロジックレベルのピーク信号３３０２となり、ロード信
号発生用Ｆ／Ｆ４−３、セレクタ４−２に各々送出され
る。

【０２２４】そして、ロード信号発生用Ｆ／Ｆ４−３で
は、マッチドフィルタ出力信号３３０２を受け、タイミ
ングブロック４−４に対してロード信号を出力し、これ
を受けたタイミングブロック４−４は、このロードタイ
ミングから新たに分周を開始する。このときのタイミン
グブロック４−４の出力波形は、デューティー５０％以
下である。

【０２２５】また、セレクタ４−２においては、タイミ
ングブロック４−４の出力がＨｉｇｈの区間はタイミン
グブロック４−４の波形を出力し、Ｌｏｗの区間のみマ
ッチドフィルタ出力波形３３０３を出力する。

【０２２６】このことから、受信待機時にタイミングブ
ロック４−４より出力される基準クロックの出力がＬｏ
ｗの場合は、前述したマッチドフィルタ出力のタイミン
グがセレクタ４−２より出力されるが、Ｈｉｇｈの場
合、１周期遅れて次のマッチドフィルタ出力がセレクタ
４−２より出力される。そして、このセレクタ出力は、
ＰＬＬ４−１に入力され、符号発生回路３４０３より出
力される符号発生タイミング３３０４との同期引き込み
が行われ、初期同期捕捉動作となる。

【０２２７】このようにして、ＰＬＬ４−１によるマッ
チドフィルタ出力タイミング信号３３０３と符号発生タ
イミング信号３３０４の同期確立が行われ、初期同期動
作が終了すると、ＰＬＬ４−１は、ロック信号３３０５
をピーク検出回路３４０２およびタイミングブロック４
−４に出力する。

【０２２８】そして、このロック信号３３０５を受けた
ピーク検出回路３４０２は、同期保持動作としてセレク
タ４−２の信号がＨｉｇｈの区間に入力されたマッチド
フィルタ出力３３０１をマスクし、マッチドフィルタ出
力ラッチ用Ｆ／Ｆ４−２への出力を行わない。

【０２２９】また、ロック信号３３０５を受けたタイミ
ングブロック４−４においても、同期保持動作としてセ
レクタ４−２に出力するクロックのデューティー比を変
え、Ｌｏｗの区間が拡散符号周期の数チップ（この値は
使用する拡散符号の相互相関特性により限界値として決
定され、その値以下となる）となる波形に整形される。
この波形整形されたセレクタ４−２に入力される信号
は、正規のマッチドフィルタ出力のタイミングに対し、
Ｌｏｗの区間が−数チップ＋１チップの幅をもち、同期
捕捉が終了した場合、次のマッチドフィルタ出力は、こ
のＬｏｗの区間の間に得られる。

【０２３０】また、もし、ここでマッチドフィルタ出力
に抜けが生じた場合、次にくる予定のマッチドフィルタ
出力の位置から約拡散符号１チップ分遅れた位置で、タ
イミングブロック４−４より疑似相関出力がセレクタ４
−２に与えられ、相互相関による疑似ピークマスクタイ
ミングの保持を行う。

【０２３１】ロック信号３３０５を受けた制御回路３４
０６においては、ミキサ３４０５により入力された復調
信号を符号発生タイミング信号３３０４によりサンプリ
ングし、同期拡散符号チャネルデータのデジタル化を行
い、その内容を監視する。

【０２３２】一方、送信装置において、前述した制御回
路３１０４内の初期同期プリアンブル送出タイマ設定時
間が経過すると、制御回路３１０４は、同期拡散符号チ
ャネルに対し、データ送出信号を送出した後に、符号発
生回路３１０１内の出力スイッチ３１０２をＯＮにし、
データ通信用拡散符号チャネルを開き、次いで符号発生
タイミングに合わせてシリアルパラレル変換回路３１０
５よりパラレルデータの送出を開始する。

【０２３３】同期拡散符号チャネルで送出されるデータ
を監視している制御回路３４０６で、当該データ送出信
号を検出すると、復調回路３４０７に対してデータ拡散
符号チャネルイネーブル信号を送出する。この信号を受
けた復調回路３４０７では、受信データのパラレルシリ
アル変換動作を開始し、受信データを外部インターフェ
イスに出力する。

【０２３４】送信装置のデータ通信符号チャネルがイネ
ーブルになると、受信装置で得られるマッチドフィルタ
出力には、各拡散符号チャネルの相互相関による疑似ピ
ークが出力され、図３０の３３０７に示す波形となる。
そして、このマッチドフィルタ出力のピーク検出信号
は、図３０に示す３３０８の波形となる。

【０２３５】しかし、ピーク検出回路３４０２内部で
は、ロック信号３３０５を受けた場合、セレクタ４−２
のマスク情報により、相関ピーク信号３３０８の前述し
た正規位置近傍以外の信号はマスクされることになる。

【０２３６】以上、本発明を符号分割多重スペクトラム
拡散受信装置に適用した例に基づいて説明したが、本発
明は符号分割多重を行わないスペクトラム拡散受信装置
に適用しても、受信信号の復調にディジタル処理を多用
することにより、回線規模を削減することができる。

【０２３７】

【発明の効果】本発明によれば、受信信号をベースバン
ド信号に変換し、変換された上記ベースバンド信号を複
数ビットのディジタル信号に変換し、変換された上記複
数ビットのディジタル信号の最上位ビットと拡散符号の
排他的論理和を演算し、演算された上記ディジタル信号
の最上位ビットと拡散符号の排他的論理和および上記デ
ィジタル信号の最上位ビット以外のビットからなる入力
データの積算演算を行い、上記積算演算の積算結果から
データ判定を行うので、排他的論理和により逆拡散し、
これによって、回路規模を縮小することができ、また、
複数ビットのディジタル信号を使って、正確に受信する
ことができるという効果を奏する。

【０２３８】

【０２３９】

【０２４０】

【０２４１】

【０２４２】

【０２４３】

【０２４４】

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例の送信機の構成を示すブロ
ック図である。

【図２】上記第１実施例の受信機の構成を示すブロック
図である。

【図３】従来の送信機の構成を示すブロック図である。

【図４】従来の受信機の構成を示すブロック図である。

【図５】上記第１実施例の受信機におけるキャリア再生
回路の構成を示すブロック図である。

【図６】上記第１実施例の受信機におけるベースバンド
復調回路の構成を示すブロック図である。

【図７】本発明の第２実施例の送信機の構成を示すブロ
ック図である。

【図８】上記第２実施例の受信機の構成を示すブロック
図である。

【図９】上記第２実施例の受信機におけるベースバンド
復調回路の構成を示すブロック図である。

【図１０】本発明の第３実施例における受信機の構成を
示すブロック図である。

【図１１】上記第３実施例の受信機における同期用拡散
符号除去回路の構成を示すブロック図である。

【図１２】本発明の第４実施例の受信機における同期用
拡散符号除去回路の構成を示すブロック図である。

【図１３】本発明の第５実施例における受信機の構成を
示すブロック図である。

【図１４】上記第５実施例の受信機におけるベースバン
ド復調回路の構成を示すブロック図である。

【図１５】本発明の第６実施例の受信機におけるベース
バンド復調回路の構成を示すブロック図である。

【図１６】本発明の第７実施例の受信機におけるベース
バンド復調回路の構成を示すブロック図である。

【図１７】本発明の第８実施例の受信機におけるベース
バンド復調回路の構成を示すブロック図である。

【図１８】本発明の第９実施例におけるスペクトラム拡
散通信装置の受信機の構成を示すブロック図である。

【図１９】上記第９実施例で用いられるコスタスループ
回路を示すブロック図である。

【図２０】本発明の第１０実施例におけるスペクトラム
拡散通信装置の受信機の構成を示すブロック図である。

【図２１】従来のスペクトラム拡散通信の多重伝送装置
における送信回路の構成例を示すブロック図である。

【図２２】従来のスペクトラム拡散通信の多重装置にお
ける受信回路の構成例を示すブロック図である。

【図２３】本発明の第１１実施例における信号波形の例
を示す波形図である。

【図２４】上記第１１実施例におけるスペクトラム拡散
通信装置の受信機の概略を示すブロック図である。

【図２５】上記第１１実施例の受信機の詳細な構成を示
すブロック図である。

【図２６】本発明の第１２実施例を示すブロック図であ
る。

【図２７】上記第１２実施例の送信装置の制御回路にお
ける送信開始時の動作を示すフローチャートである。

【図２８】上記第１２実施例における受信装置の同期・
復調部の構成を示すブロック図である。

【図２９】上記第１２実施例の受信装置における同期回
路の内部構成を示すブロック図である。

【図３０】上記第１２実施例の受信装置における受信信
号および同期動作信号の状態を示すタイミングチャート
である。

【図３１】本発明の第１３実施例における受信装置の同
期・復調部の構成を示すブロック図である。

【図３２】上記第１３実施例の受信装置における同期回
路の内部構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

１０１…直並列変換器、１０２−１〜１０２−ｎ…乗算
器群、１０３…拡散符号発生器、１０４…加算器、１０
５…高周波段、１０６…送信アンテナ、２０１…受信ア
ンテナ、２０２…高周波信号処理部、２０３…同期回
路、２０４…拡散符号発生器、２０５…キャリア再生回
路、２０６…ベースバンド復調回路、２０７…並直列変
換器、２−２…マスクタイミングブロック（不要波除去
手段）、２−４…タイミングブロック（相関除去手
段）、２−６…ＰＬＬ（同期手段）、２−７…セレクタ
（同期信号出力手段）。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 名合 秀忠 東京都大田区下丸子３丁目30番２号 キ ヤノン株式会社内 (72)発明者 明星 俊彦 東京都大田区下丸子３丁目30番２号 キ ヤノン株式会社内 (72)発明者 望月 規弘 東京都大田区下丸子３丁目30番２号 キ ヤノン株式会社内 (56)参考文献 特開 平４−360434（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−226037（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−91008（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04B 1/69 - 1/713 H04J 13/00 - 13/06

Claims (42)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 受信信号をベースバンド信号に変換する
   ベースバンド信号変換手段と； 上記ベースバンド信号変換手段によって変換されたベー
   スバンド信号を、複数ビットのディジタル信号に変換す
   るディジタル信号変換手段と； 上記ディジタル信号変換手段によって変換された複数ビ
   ットのディジタル信号の最上位ビットと拡散符号とを排
   他的論理和演算する排他的論理和演算手段と； 上記排他的論理和演算手段によって演算された上記ディ
   ジタル信号の最上位ビットと拡散符号との排他的論理和
   と、上記ディジタル信号の最上位ビット以外のビットに
   よって構成されている入力データとを積算演算する積算
   手段と； 上記積算手段による積算結果に基づいてデータ判定を行
   うデータ判定手段と； を有することを特徴とするスペクトラム拡散受信装置。
2. 【請求項２】 請求項１において、 上記ベースバンド信号変換手段は、受信信号と再生搬送
   波とを乗算する乗算手段と、上記乗算手段の出力から不
   要信号を除去するローパスフィルタ手段とを有すること
   を特徴とするスペクトラム拡散受信装置。
3. 【請求項３】 請求項２において、 受信信号から搬送波を再生する搬送波再生手段を有し、 上記乗算手段は、上記搬送波再生手段によって再生され
   た再生搬送波と受信信号とを乗算することを特徴とする
   スペクトラム拡散受信装置。
4. 【請求項４】 請求項３において、 上記搬送波生成手段は、キャリア再生用拡散符号と受信
   信号とに基づいて、搬送波を再生することを特徴とする
   スペクトラム受信装置。
5. 【請求項５】 請求項１において、 上記排他的論理和演算手段は、上記ディジタル信号の最
   上位ビットと複数の拡散符号のそれぞれとの排他的論理
   和を演算することを特徴とするスペクトラム拡散受信装
   置。
6. 【請求項６】 請求項５において、 上記積算手段は、上記複数の拡散符号に応じて、上記排
   他的論理和演算手段に よって演算された複数の排他的論
   理和のそれぞれに対して積算演算を行うことを特徴とす
   るスペクトラム拡散受信装置。
7. 【請求項７】 請求項６において、 上記データ判定手段は、上記複数の排他的論理和に応じ
   て、上記積算手段によって積算された複数の積算結果か
   らデータ判定を行うことを特徴とするスペクトラム拡散
   受信装置 。
8. 【請求項８】 請求項１において、 上記積算手段による積算結果を尤度情報として出力する
   尤度情報出力手段を有することを特徴とするスペクトラ
   ム拡散受信装置。
9. 【請求項９】 請求項１において、 上記積算手段による積算結果からデータが消失したか否
   かを判定するデータ消失判定手段を有することを特徴と
   するスペクトラム拡散受信装置。
10. 【請求項１０】 請求項１において、 上記積算手段は、加算手段と、レジスタ手段とを含み、 上記加算手段は、上記排他的論理和演算手段によって演
    算された排他的論理和と、上記ディジタル信号の最上位
    ビット以外のビットと、上記レジスタ手段の出力とを加
    算し、上記レジスタ手段に出力することを特徴とするス
    ペクトラム拡散受信装置。
11. 【請求項１１】 請求項１において、 上記積算手段は、拡散符号の１周期にわたって、上記入
    力データの積算演算を行うことを特徴とするスペクトラ
    ム拡散受信装置。
12. 【請求項１２】 請求項１において、 上記積算手段は、上記拡散符号の先頭でリセットされる
    ことを特徴とするスペクトラム拡散受信装置。
13. 【請求項１３】 請求項１において、 上記ベースバンド信号変換手段によってベースバンド信
    号に変換される前の受信信号からクロックを再生する同
    期手段を有し、 上記積算手段は、上記同期手段によって再生されたクロ
    ックに同期して、積算演算を行うことを特徴とするスペ
    クトラム拡散受信装置。
14. 【請求項１４】 請求項１において、 上記データ判定手段は、上記拡散符号の１周期の終わり
    でデータ判定を行うことを特徴とするスペクトラム拡散
    受信装置。
15. 【請求項１５】 受信信号をベースバンド信号に変換す
    るベースバンド信号変換手段と； 上記ベースバンド信号変換手段によって変換されたベー
    スバンド信号を、複数ビットのディジタル信号に変換す
    るディジタル信号変換手段と； 上記ディジタル信号変換手段によって変換された複数ビ
    ットのディジタル信号の最上位ビットと拡散符号とを排
    他的論理和演算する排他的論理和演算手段と； 加算手段と； 上記加算手段の出力を入力するレジスタ手段と； 上記レジスタ手段の値からデータ判定を行うデータ判定
    手段と； を有し、 上記加算手段は、上記排他的論理和演算手段によって演
    算された上記ディジタル信号の最上位ビットと拡散符号
    との排他的論理和と、上記ディジタル信号の最上位ビッ
    ト以外のビットと、上記レジスタ手段の出力とを入力
    し、加算演算を行うことを特徴とするスペクトラム拡散
    受信装置。
16. 【請求項１６】 請求項１５において、 上記排他的論理和演算手段は、上記ディジタル信号の最
    上位ビットと、複数の拡散符号のそれぞれとを排他的論
    理和演算することを特徴とするスペクトラム拡散受信装
    置。
17. 【請求項１７】 請求項１６において、 上記加算手段は、上記複数の拡散符号に応じて、上記排
    他的論理和演算手段によって演算された複数の排他的論
    理和のそれぞれに対して、加算演算を行うことを特徴と
    するスペクトラム拡散受信装置。
18. 【請求項１８】 請求項１７において、 上記データ判定手段は、上記複数の排他的論理和に応じ
    た複数の加算結果が入力された上記レジスタ手段の値か
    らデータ判定を行うことを特徴とするスペクトラム拡散
    受信装置。
19. 【請求項１９】 請求項１５において、 上記加算手段は、拡散符号の１周期にわたって、加算演
    算を行うことを特徴とするスペクトラム拡散受信装置。
20. 【請求項２０】 請求項１５において、 上記レジスタ手段は、上記拡散符号の先頭でリセットさ
    れることを特徴とするスペクトラム拡散受信装置。
21. 【請求項２１】 請求項１５において、 上記ベースバンド信号変換手段によってベースバンド信
    号に変換される前の受信信号からクロックを再生する同
    期手段を有し、 上記加算手段は、上記同期手段によって再生されたクロ
    ックに同期して、加算演算を行うことを特徴とするスペ
    クトラム拡散受信装置。
22. 【請求項２２】 請求項１５において、 上記データ判定手段は、上記拡散符号の１周期の終わり
    でデータ判定を行うことを特徴とするスペクトラム拡散
    受信装置。
23. 【請求項２３】 受信信号をベースバンド信号に変換す
    るベースバンド信号変換手段と； 上記ベースバンド信号変換手段によって変換されたベー
    スバンド信号を、複数ビットのディジタル信号に変換す
    るディジタル信号変換手段と； 上記ディジタル信号変換手段によって変換された複数ビ
    ットのディジタル信号の最上位ビットと複数の拡散符号
    のそれぞれとを排他的論理和演算する排他的論理和演算
    手段と； 上記複数の拡散符号に応じて、上記排他的論理和演算手
    段によって演算された複数の排他的論理和のそれぞれ
    を、上記ディジタル信号の最上位ビット以外のビットと
    ともに入力し、上記複数の排他的論理和に対する複数の
    積算演算を行う積算手段と； 上記複数の排他的論理和に対して上記積算手段によって
    積算された複数の積算結果に基づいて、データ判定を行
    うデータ判定手段と； を有することを特徴とするスペクトラム拡散受信装置。
24. 【請求項２４】 請求項２３において、 上記積算手段
    は、複数の加算手段を有し、 上記複数の加算手段のそれぞれは、上記複数の排他的論
    理和のそれぞれと、上記ディジタル信号の最上位ビット
    以外のビットを含む入力データとを加算することを特徴
    とするスペクトラム拡散受信装置。
25. 【請求項２５】 請求項２３において、 上記ベースバンド信号変換手段によってベースバンド信
    号に変換される前の受信信号からクロックを再生する同
    期手段を有し、 上記積算手段は、上記同期手段によって再生されたクロ
    ックに同期して、積算演算を行うことを特徴とするスペ
    クトラム拡散受信装置。
26. 【請求項２６】 受信信号をベースバンド信号に変換す
    るベースバンド信号変換手段と； 上記ベースバンド信号変換手段によって変換されたベー
    スバンド信号を、複数ビットのディジタル信号に変換す
    るディジタル信号変換手段と； 上記ディジタル信号変換手段によって変換された複数ビ
    ットのディジタル信号の最上位ビットと複数の拡散符号
    のそれぞれとを排他的論理和演算する排他的論理和演算
    手段と； 上記ディジタル信号の最上位ビットと複数の拡散符号と
    によって上記排他的論理和演算手段が演算した複数の排
    他的論理和に応じて、加算演算を行う加算手段と； 上記複数の排他的論理和に応じて上記加算手段が演算し
    た複数の加算結果を入力するレジスタ手段と； 上記レジスタ手段の複数の加算結果のそれぞれに基づい
    て、データ判定を行うデータ判定手段と； を有し、 上記加算手段は、上記複数の排他的論理和のそれぞれ
    と、上記レジスタ手段の対応する加算結果とを、上記デ
    ィジタル信号の最上位ビット以外のビットとともに入力
    し、上記複数の排他的論理和に対する複数の加算演算を
    行うことを特徴とするスペクトラム拡散受信装置。
27. 【請求項２７】 請求項２６において、 上記加算手段は、複数の加算手段からなり、 上記複数の加算手段のそれぞれは、上記複数の排他的論
    理和のそれぞれと、上記レジスタ手段の対応する加算結
    果と、上記ディジタル信号の最上位以外のビットとを入
    力し、加算演算を行うことを特徴とするスペクトラム拡
    散受信装置。
28. 【請求項２８】 請求項２６において、 上記ベースバンド信号変換手段によってベースバンド信
    号に変換される前の受信信号からクロックを再生する同
    期手段を有し、 上記加算手段は、上記同期手段によって再生されたクロ
    ックに同期して、加算演算を行うことを特徴とするスペ
    クトラム拡散受信装置。
29. 【請求項２９】 受信信号を同相成分のベースバンド信
    号と直交成分のベースバンド信号とに変換するベースバ
    ンド信号変換手段と； 上記ベースバンド信号変換手段によって変換された同相
    成分のベースバンド信号と直交成分のベースバンド信号
    を、複数ビットの同相成分のディジタル信号と複数ビッ
    トの直交成分のディジタル信号とに変換するディジタル
    信号変換手段と； 上記ディジタル信号変換手段によって変換された複数ビ
    ットの同相成分のディジタル信号の最上位ビットと、複
    数ビットの直交成分のディジタル信号の最上位ビットの
    それぞれと、拡散符号とを排他的論理和演算する排他的
    論理和演算手段と； 上記同相成分のディジタル信号の最上位ビットと拡散符
    号の排他的論理和および上記同相成分のディジタル信号
    の最上位ビット以外のビットからなる入力データの積算
    演算、および、上記直交成分のディジタル信号の最上位
    ビットと拡散符号の排他的論理和および上記直交成分の
    ディジタル信号の最上位ビット以外のビットからなる入
    力データの積算演算を行う積算手段と； 上記積算手段による積算結果に基づいて、データ判定を
    行うデータ判定手段と； を有することを特徴とするスペクトラム拡散受信装置。
30. 【請求項３０】 請求項２９において、 上記データ判定手段は、上記同相成分のディジタル信号
    の最上位ビットと拡散 符号の排他的論理和および上記同
    相成分のディジタル信号の最上位ビット以外のビットか
    らなる入力データの積算結果に基づくデータ判定と、上
    記直交成分のディジタル信号の最上位ビットと拡散符号
    の排他的論理和および上記直交成分のディジタル信号の
    最上位ビット以外のビットからなる入力データの積算結
    果に基づくデータ判定とを行うことを特徴とするスペク
    トラム拡散受信装置。
31. 【請求項３１】 請求項２９において、 上記ベースバンド信号変換手段によってベースバンド信
    号に変換される前の受信信号からクロックを再生する同
    期手段を有し、 上記積算手段は、上記同期手段によって再生されたクロ
    ックに同期して、積算演算を行うことを特徴とするスペ
    クトラム拡散受信装置。
32. 【請求項３２】 受信信号をベースバンド信号に変換
    し、 変換された上記ベースバンド信号を複数ビットのディジ
    タル信号に変換し、 変換された上記複数ビットのディジタル信号の最上位ビ
    ットと拡散符号とを排他的論理和演算し、 演算された上記ディジタル信号の最上位ビットと拡散符
    号との排他的論理和と、上記ディジタル信号の最上位ビ
    ット以外のビットからなる入力データとを積算演算し、 上記積算演算の積算結果に基づいて、データ判定を行う
    ことを特徴とするスペクトラム拡散受信方法。
33. 【請求項３３】 請求項３２において、 上記ベースバンド信号に変換される前の受信信号からク
    ロックを再生し、 上記積算演算は、再生された上記クロックに同期して行
    うことを特徴とするスペクトラム拡散受信方法。
34. 【請求項３４】 受信信号をベースバンド信号に変換
    し、 変換された上記ベースバンド信号を複数ビットのディジ
    タル信号に変換し、 変換された上記複数ビットのディジタル信号の最上位ビ
    ットと拡散符号とを排他的論理和演算し、 演算された上記排他的論理和に基いた加算演算を行い、 上記加算演算の加算結果をレジスタに入力し、 上記レジスタの値からデータ判定を行い、 上記加算演算は、上記ディジタル信号の最上位ビットと
    拡散符号の排他的論理和と、上記ディジタル信号の最上
    位ビット以外のビットと、上記レジスタの出力とを加算
    することを特徴とするスペクトラム拡散受信方法。
35. 【請求項３５】 請求項３４において、 上記ベースバンド信号に変換される前の受信信号からク
    ロックを再生し、 上記加算演算は、再生された上記クロックに同期して行
    うことを特徴とするスペクトラム拡散受信方法。
36. 【請求項３６】 受信信号をベースバンド信号に変換
    し、 変換された上記ベースバンド信号を複数ビットのディジ
    タル信号に変換し、 変換された上記複数ビットのディジタル信号の最上位ビ
    ットと、複数の拡散符号のそれぞれとを排他的論理和演
    算し、 上記複数の拡散符号に応じて演算された複数の排他的論
    理和のそれぞれを、上記ディジタル信号の最上位ビット
    以外のビットとともに入力して、上記複数の排他的論理
    和に対する複数の積算演算を行い、 上記複数の排他的論理和に対して積算された複数の積算
    結果に基づいて、データ判定を行うことを特徴とするス
    ペクトラム拡散受信方法。
37. 【請求項３７】 請求項３６において、 上記ベースバンド信号に変換される前の受信信号からク
    ロックを再生し、 上記複数の積算演算は、再生された上記クロックに同期
    して、積算演算を行うことを特徴とするスペクトラム拡
    散受信方法。
38. 【請求項３８】 受信信号をベースバンド信号に変換
    し、 変換された上記ベースバンド信号を複数ビットのディジ
    タル信号に変換し、 変換された上記複数ビットのディジタル信号の最上位ビ
    ットと複数の拡散符号のそれぞれとを排他的論理和演算
    し、 上記ディジタル信号の最上位ビットと複数の拡散符号と
    によって演算された複数の排他的論理和に応じて加算演
    算を行い、 上記複数の排他的論理和に応じて演算された複数の加算
    結果をレジスタに入力し、 上記レジスタの複数の加算結果のそれぞれに基づいて、
    データ判定を行い、 上記加算演算は、上記複数の排他的論理和のそれぞれ、
    および、上記レジスタの対応する加算結果を、上記ディ
    ジタル信号の最上位ビット以外のビットとともに入力し
    て、上記複数の排他的論理和について行うことを特徴と
    するスペクトラム拡散受信方法。
39. 【請求項３９】 請求項３８において、 上記ベースバンド信号に変換される前の受信信号からク
    ロックを再生し、 上記加算演算は、再生された上記クロックに同期して行
    うことを特徴とするスペクトラム拡散受信方法。
40. 【請求項４０】 受信信号を、同相成分のベースバンド
    信号と直交成分のベースバンド信号に変換し、 変換された上記同相成分のベースバンド信号と直交成分
    のベースバンド信号を、複数ビットの同相成分のディジ
    タル信号と複数ビットの直交成分のディジタル信号とに
    変換し、 変換された上記複数ビットの同相成分のディジタル信号
    の最上位ビットと、上記複数ビットの直交成分のディジ
    タル信号の最上位ビットのそれぞれと、拡散符号とを排
    他的論理和演算し、 上記同相成分のディジタル信号の最上位ビットと拡散符
    号の排他的論理和および上記同相成分のディジタル信号
    の最上位ビット以外のビットからなる入力データの積算
    演算、および、上記直交成分のディジタル信号の最上位
    ビットと拡散符号の排他的論理和および上記直交成分の
    ディジタル信号の最上位ビット以外のビットからなる入
    力データの積算演算を行い、 上記積算演算の積算結果からデータ判定を行うことを特
    徴とするスペクトラム拡散受信方法。
41. 【請求項４１】 請求項４０において、 上記データ判定は、上記同相成分のディジタル信号の最
    上位ビットと拡散符号の排他的論理和および上記同相成
    分のディジタル信号の最上位ビット以外のビットからな
    る入力データの積算結果からのデータ判定と、上記直交
    成分のディジタル信号の最上位ビットと拡散符号の排他
    的論理和および上記直交成分のディジタ ル信号の最上位
    ビット以外のビットからなる入力データの積算結果から
    のデータ判定とを行うことを特徴とするスペクトラム拡
    散受信方法。
42. 【請求項４２】 請求項４０において、 上記ベースバンド信号に変換される前の受信信号からク
    ロックを再生し、 上記積算演算は、再生された上記クロックに同期して行
    うことを特徴とするスペクトラム拡散受信方法。