JP3211463B2 - Switch circuit - Google Patents
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチング素子によ
るスイッチ回路及びそのスイッチ回路を用いた直流電源
を昇圧，降圧する直流−直流変換装置，交流電源の力率
を改善する電源装置，直流電源を任意の周波数の交流に
変換する直流−交流変換装置，交流電源を直流に変換す
る交流−直流変換装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switch circuit using a switching element, a DC-DC converter for boosting and stepping down a DC power supply using the switch circuit, a power supply for improving the power factor of an AC power supply, and a DC power supply. The present invention relates to a DC-AC converter for converting AC into an arbitrary frequency, and an AC-DC converter for converting AC power into DC.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来、スイッチ回路のスイッチング素子
のスイッチング損失を低減する方式として、スイッチン
グ素子と、リアクトルとコンデンサによる共振回路を組
み合わせた共振スイッチ回路が、雑誌「電子技術」日刊
工業新聞社、１９９０年３月特別増刊号Ｖo１３２，Ｎ
o.３,９〜１９ｐに記載されている。この中で、直流電
源を昇圧する直流−直流変換装置の共振形電源装置に
は、図２が例示される。2. Description of the Related Art Conventionally, as a method of reducing the switching loss of a switching element of a switch circuit, a resonance switch circuit combining a switching element and a resonance circuit including a reactor and a capacitor has been known in the magazine "Electronic Technology", Nikkan Kogyo Shimbun, 1990. March special issue Vo132, N
o, 3, 9-19p. FIG. 2 illustrates a resonance type power supply of a DC-DC converter for boosting a DC power supply.
【０００３】図２において、１は直流電源、２は直流リ
アクトル、３と５はダイオード、４はスイッチング素
子、６は共振用コンデンサ、７は共振用リアクトル、８
は平滑コンデンサ、９は負荷である。In FIG. 2, 1 is a DC power supply, 2 is a DC reactor, 3 and 5 are diodes, 4 is a switching element, 6 is a capacitor for resonance, 7 is a reactor for resonance, 8
Is a smoothing capacitor, and 9 is a load.
【０００４】以上の回路構成によれば、スイッチング素
子４をターンオンさせると、共振用リアクトル７に流れ
る共振電流ＩＬが、図３に示すように、正弦波状にな
り、逆方向電流がダイオード３に流れている期間ＴＢに
スイッチング素子４のベースに印加した電圧Ｖbeをオフ
することによりスイッチング素子を零電流でオフするこ
とができ、スイッチング損失が低減できる。According to the above circuit configuration, when the switching element 4 is turned on, the resonance current IL flowing through the resonance reactor 7 becomes sinusoidal as shown in FIG. By turning off the voltage Vbe applied to the base of the switching element 4 during the period TB, the switching element can be turned off with zero current, and the switching loss can be reduced.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来方式の図
２に示すような電流共振形では、スイッチング素子に共
振電流が流れる時間（図３のＴA ）が共振回路の時定数
で決定される。したがって、共振周波数が固定されてい
れば、スイッチング素子を零電流期間でオフして通流比
を制御するためにはスイッチング周波数を可変しなけれ
ばならない。しかし、スイッチング周波数を変えること
はスイッチの開閉に伴うノイズのスペクトラムを変動さ
せることになり、ノイズ対策上好ましくない。また、ス
イッチング回路を用いた変換装置の大きさを決定する磁
気部品やコンデンサは最低周波数で設計する必要があり
必ずしも小型化が望めない。However, in the conventional current resonance type as shown in FIG. 2, the time during which a resonance current flows through the switching element (T A in FIG. 3) is determined by the time constant of the resonance circuit. . Therefore, if the resonance frequency is fixed, the switching frequency must be varied in order to turn off the switching element during the zero current period and control the conduction ratio. However, changing the switching frequency fluctuates the spectrum of noise accompanying the opening and closing of the switch, which is not preferable in terms of noise countermeasures. Further, the magnetic components and capacitors that determine the size of the converter using the switching circuit need to be designed at the lowest frequency, so that miniaturization cannot always be expected.
【０００６】また、スイッチング周波数を固定した場
合、共振回路を構成するリアクトルまたはコンデンサの
値を変えて共振周波数を変化させる方法や、磁気増幅器
や鉄共振回路を出力側に結合する方法がある。[0006] When the switching frequency is fixed, there are a method of changing the resonance frequency by changing the value of a reactor or a capacitor constituting the resonance circuit, and a method of coupling a magnetic amplifier or an iron resonance circuit to the output side.
【０００７】しかし、上記方法では、制御回路が複雑化
したり、磁気増幅器や鉄共振回路を構成する可飽和磁心
の損失が増大する問題があった。[0007] However, the above method has problems that the control circuit becomes complicated and the loss of the saturable core constituting the magnetic amplifier and the iron resonance circuit increases.
【０００８】本発明の目的は、共振周波数，スイッチン
グ周波数を固定とし、簡単な回路構成で通流比を制御で
きるスイッチ回路を提供することにある。An object of the present invention is to provide a switch circuit which has a fixed resonance frequency and a switching frequency and can control a conduction ratio with a simple circuit configuration.
【０００９】[0009]
【課題を解決するための手段】上記目的は、主たる電流
をオン，オフする主スイッチング素子と、前記主スイッ
チング素子とは逆方向極性のダイオードを前記素子に並
列に接続してなるスイッチ回路において、リアクトルと
コンデンサを直列接続した共振回路と補助スイッチング
素子と前記補助スイッチング素子に逆方向極性のダイオ
ードを並列に接続した補助スイッチ回路を直列接続し、
前記共振回路と前記補助スイッチ回路の直列回路を前記
スイッチ回路に並列に接続した構成とし、前記共振回路
によって発生する共振電流が、前記主スイッチング素子
をオフするときに前記主スイッチング素子に並列に接続
したダイオードに流れるように補助スイッチ回路を制御
することによって達成できる。The object of the present invention is to provide a switch circuit in which a main switching element for turning on and off a main current and a diode having a polarity opposite to that of the main switching element are connected in parallel to the element. A resonance circuit in which a reactor and a capacitor are connected in series, an auxiliary switching element, and an auxiliary switching circuit in which a diode having a reverse polarity is connected in parallel to the auxiliary switching element are connected in series,
A configuration in which a series circuit of the resonance circuit and the auxiliary switch circuit is connected in parallel to the switch circuit, and a resonance current generated by the resonance circuit is connected in parallel to the main switching element when the main switching element is turned off. This can be achieved by controlling the auxiliary switch circuit so that it flows through the diode.
【００１０】[0010]
【作用】上記構成において、主スイッチング素子がター
ンオンすると、共振用コンデンサに蓄えられていた電荷
が、主スイッチング素子，補助スイッチング素子に並列
接続されているダイオード及び、共振用リアクトルを通
って、共振電流として流れ、これと同時に主電流も主ス
イッチング素子を流れ始める。共振電流は主スイッチン
グ素子がオン状態中に、共振用コンデンサを逆充電す
る。このとき、スイッチ回路中の補助スイッチング素子
はオフ状態であり、逆充電されたコンデンサは、その電
荷を維持する。その後も主電流は流れ続ける。In the above configuration, when the main switching element is turned on, the electric charge stored in the resonance capacitor passes through the diode connected in parallel with the main switching element and the auxiliary switching element and the resonance reactor, and the resonance current flows. , And at the same time, the main current starts flowing through the main switching element. The resonance current reversely charges the resonance capacitor while the main switching element is on. At this time, the auxiliary switching element in the switch circuit is off, and the reversely charged capacitor maintains its charge. After that, the main current continues to flow.
【００１１】次に、主スイッチング素子をターンオフす
るときには、その前に補助スイッチング素子をターンオ
ンさせる。これにより逆充電されていた共振用コンデン
サは、主スイッチング素子及び共振用リアクタンスの直
列回路の両端に電気的に接続され、直列回路を逆バイア
スし、共振動作が再開され、共振電流が共振用リアクト
ル及び主スイッチング素子に並列接続されているダイオ
ードを通して流れる。共振電流が主スイッチング素子に
並列接続されているダイオードに流れ、主電流を打ち消
し主スイッチング素子に主電流が流れていない期間に主
スイッチング素子をターンオフすると零電流スイッチン
グが可能になり低損失化が図れることになる。Next, before the main switching element is turned off, the auxiliary switching element is turned on. As a result, the reversely charged resonance capacitor is electrically connected to both ends of the series circuit of the main switching element and the resonance reactance, reverse biases the series circuit, restarts the resonance operation, and the resonance current is reduced by the resonance reactor. And flows through a diode connected in parallel to the main switching element. Resonant current flows through a diode connected in parallel with the main switching element, cancels the main current and turns off the main switching element during a period in which the main current does not flow through the main switching element, thereby enabling zero current switching and reducing loss. Will be.
【００１２】このように主スイッチング素子及び補助ス
イッチング素子を通流比に従い動作させれば、常に零電
流スイッチング動作可能な通流比制御が可能になる。By operating the main switching element and the auxiliary switching element in accordance with the flow ratio in this manner, the flow ratio control capable of always performing the zero current switching operation can be performed.
【００１３】また、主電流の大きさにより、共振回路の
インピーダンスを変更すれば、常に零電流スイッチング
動作が可能で、スイッチング損失が最小になる最適条件
で動作できる。Further, if the impedance of the resonance circuit is changed according to the magnitude of the main current, the zero current switching operation can always be performed, and the operation can be performed under the optimum condition in which the switching loss is minimized.
【００１４】ここで、主スイッチング素子及び補助スイ
ッチング素子を用い共振動作させた場合に零電流スイッ
チング動作が可能になる条件を、共振用コンデンサ電圧
Ｖｃ，主スイッチング素子にオン時に流れる最大ピーク
電流Ｉｐ，共振回路の特性インピーダンスＺｎとして数
１に示す。Here, the conditions under which the zero current switching operation is possible when the main switching element and the auxiliary switching element are operated in resonance are defined by the resonance capacitor voltage Vc, the maximum peak current Ip flowing through the main switching element when it is turned on, Equation 1 shows the characteristic impedance Zn of the resonance circuit.
【００１５】[0015]
【数１】 (Equation 1)
【００１６】すなわち、主スイッチング素子にオン時に
流れる主電流の最大ピーク電流Ｉｐを打ち消せるだけの
エネルギを共振用コンデンサが逆充電時に蓄えられなけ
ればならない。そのために、数１を満足するように、共
振回路の定数を選ばなければならない。但し、主スイッ
チング素子にオン時に流れる主電流の最大ピーク電流を
打ち消せるだけのエネルギ以上に共振用コンデンサが逆
充電時に蓄えると、そのエネルギ分だけスイッチング損
失が増加する。言い換えれば、上記式の両辺を常に等し
く保てばスイッチング損失が最小になる。That is, the resonance capacitor must be able to store enough energy during reverse charging to cancel the maximum peak current Ip of the main current flowing through the main switching element when it is turned on. Therefore, the constant of the resonance circuit must be selected so as to satisfy Equation 1. However, if the resonance capacitor stores more than the energy sufficient to cancel the maximum peak current of the main current flowing when the main switching element is turned on during the reverse charging, the switching loss increases by the energy. In other words, keeping both sides of the above equation always equal will minimize switching losses.
【００１７】そこで、主電流の大きさによりインピーダ
ンスを変更すれば更に高効率な共振スイッチング動作が
可能になる。Therefore, by changing the impedance according to the magnitude of the main current, a more efficient resonance switching operation becomes possible.
【００１８】[0018]
【実施例】以下、本発明の第１の実施例を図１，図４及
び図５により説明する。図１は、本発明のスイッチ回路
を用いた昇圧形の直流−直流変換装置の系統図である。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A first embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS. FIG. 1 is a system diagram of a step-up DC-DC converter using the switch circuit of the present invention.
【００１９】直流電源１は、トランジスタ４によるスイ
ッチング動作とリアクトル２によるエネルギ蓄積効果を
利用した昇圧チョッパ回路により、ダイオード５，平滑
コンデンサ８を介して昇圧された直流電圧ＥＤに変換さ
れ負荷９に供給される。The DC power supply 1 is converted into a DC voltage ED boosted via a diode 5 and a smoothing capacitor 8 and supplied to a load 9 by a boosting chopper circuit utilizing a switching operation by a transistor 4 and an energy storage effect by a reactor 2. Is done.
【００２０】トランジスタ４を零電流でスイッチング動
作させるために、トランジスタ４にダイオード３が並列
接続され、また、共振用コンデンサ６と共振用リアクト
ル７の直列共振回路と補助スイッチ用トランジスタ１０
とダイオード１１の並列回路が直列接続され、直列共振
回路とトランジスタ１０とダイオード１１の並列回路の
直列回路がトランジスタ４に並列に接続されている。A diode 3 is connected in parallel to the transistor 4 in order to perform a switching operation of the transistor 4 with zero current. A series resonance circuit of a resonance capacitor 6 and a resonance reactor 7 and an auxiliary switch transistor 10
And a parallel circuit of a diode 11 are connected in series, and a series circuit of a series resonance circuit and a parallel circuit of a transistor 10 and a diode 11 are connected in parallel to the transistor 4.
【００２１】このように、共振用コンデンサ６と共振用
リアクトル７により、直列共振回路が構成されており、
回路定数は、数１及び、共振周波数を満足するように決
定されている。また、補助スイッチ用トランジスタ１０
及びダイオード１１により、補助スイッチ回路が構成さ
れており、本回路により共振電流を制御している。As described above, the resonance capacitor 6 and the resonance reactor 7 form a series resonance circuit.
The circuit constant is determined so as to satisfy Equation 1 and the resonance frequency. The auxiliary switch transistor 10
The diode 11 forms an auxiliary switch circuit, and the circuit controls the resonance current.
【００２２】直流電圧ＥＤを所定の電圧に制御する制御
手段は、直流電圧ＥＤを検出する電圧検出回路１２，出
力電圧指令値ＥＤ* と電圧検出回路１２の出力値との偏
差が零となるように通流比を作成する通流比作成手段１
３，通流比作成手段１３により作成された通流比によ
り、各トランジスタを動作させる動作信号を出力するス
イッチタイミング回路１４及び、ドライバ１５０，１５
１より構成されている。通流比作成手段１３は、出力電
圧指令値ＥＤ* と電圧検出回路１２の出力値との偏差が
零となるように通流比信号を作成する電圧制御回路１３
１，三角波発振回路１３２，通流比信号と三角波を比較
して通流比を出力するコンパレータ133より構成されて
いる。The control means for controlling the DC voltage ED to a predetermined voltage includes a voltage detection circuit 12 for detecting the DC voltage ED, and a deviation between the output voltage command value ED * and the output value of the voltage detection circuit 12 becomes zero. Ratio creation means 1 for creating a ratio
3. A switch timing circuit 14 for outputting an operation signal for operating each transistor according to the current ratio created by the current ratio creating means 13, and drivers 150 and 15
1. The current ratio generating means 13 generates a current ratio signal such that the deviation between the output voltage command value ED * and the output value of the voltage detection circuit 12 becomes zero.
1, a triangular wave oscillating circuit 132, and a comparator 133 for comparing a conduction ratio signal with a triangular wave and outputting a conduction ratio.
【００２３】なお、スイッチング素子としてトランジス
タを使用したが、ＦＥＴを用いれば、トランジスタに並
列に接続されているダイオードは、ＦＥＴの寄生ダイオ
ードを使用してよい。Although a transistor is used as the switching element, if an FET is used, a diode connected in parallel with the transistor may be a parasitic diode of the FET.
【００２４】図４にスイッチタイミング回路及びスイッ
チタイミング回路の動作波形図を示す。スイッチタイミ
ング回路は、ＮＡＮＤ回路１４１，バッファー回路１４
２及び、抵抗とコンデンサによる遅延回路１４３より構
成されている。FIG. 4 shows a switch timing circuit and an operation waveform diagram of the switch timing circuit. The switch timing circuit includes a NAND circuit 141, a buffer circuit 14
2 and a delay circuit 143 including a resistor and a capacitor.
【００２５】スイッチタイミング回路に入力された信号
ＩＮ、つまり、トランジスタ４の通流比は、二つに分岐
され、一つは、直接、ＮＡＮＤ回路１４１に入力され、
もう一つは遅延回路１４３に入力されΔｔだけ遅延され
た信号ＩＮ１となり、NAND回路１４１及びバッファー回
路１４２に入力される。バッファー回路１４２及びＮＡ
ＮＤ回路１４１のそれぞれの出力がＯＵＴ１，ＯＵＴ
２、つまり、トランジスタ４及び補助スイッチ用トラン
ジスタ１０の動作信号となる。ここで、Δｔは共振周期
の４分の１周期分に設定する。なお、本実施例では遅延
回路１４３をアナログ回路としたがフリップフロップ回
路等を用いたデジタル回路とすれば正確な遅延時間が作
成できる。The signal IN input to the switch timing circuit, that is, the conduction ratio of the transistor 4 is branched into two, one of which is directly input to the NAND circuit 141,
The other is input to the delay circuit 143 and becomes a signal IN1 delayed by Δt, and is input to the NAND circuit 141 and the buffer circuit 142. Buffer circuit 142 and NA
The respective outputs of the ND circuit 141 are OUT1 and OUT
2, ie, an operation signal of the transistor 4 and the auxiliary switch transistor 10. Here, Δt is set to a quarter of the resonance cycle. In the present embodiment, the delay circuit 143 is an analog circuit. However, if a digital circuit using a flip-flop circuit or the like is used, an accurate delay time can be created.
【００２６】スイッチタイミング回路により、トランジ
スタ４のターンオン信号と同時に補助スイッチ用トラン
ジスタ１０のターンオフ信号を発生し、トランジスタ４
のターンオフ信号より、共振回路の共振周期の４分の１
周期分の時間だけ前に、補助スイッチ用トランジスタ１
０のターンオン信号を発生し、トランジスタ４及び補助
スイッチ用トランジスタ１０を動作できる。The switch timing circuit generates a turn-off signal for the auxiliary switch transistor 10 at the same time as the turn-on signal for the transistor 4,
Of the resonance cycle of the resonance circuit from the turn-off signal of
Before the cycle time, the auxiliary switch transistor 1
By generating a turn-on signal of 0, the transistor 4 and the auxiliary switch transistor 10 can operate.
【００２７】以上のような回路構成により本直流−直流
変換装置を動作させる。The present DC-DC converter is operated by the above circuit configuration.
【００２８】図５にトランジスタ４及び補助スイッチ用
トランジスタ１０の動作信号ＳＷ１，ＳＷ２，共振用リ
アクトル７に流れる電流ＩＬ及び、トランジスタ４の電
流と電圧ＩＳＷ１，ＶＳＷ１の波形図を示す。FIG. 5 shows waveforms of the current IL flowing through the operation signals SW1 and SW2 of the transistor 4 and the auxiliary switch transistor 10, the current IL flowing through the resonance reactor 7, and the current of the transistor 4 and the voltages ISW1 and VSW1.
【００２９】図５を用いて零電流スイッチング動作につ
いて説明する。The zero current switching operation will be described with reference to FIG.
【００３０】ｔ１で、トランジスタ４がターンオン，ト
ランジスタ１０がターンオフすると、直流電源１はリア
クトル２を通して短絡される。また、コンデンサ６に充
電された電荷は、トランジスタ４，ダイオード１１，リ
アクトル７を通って共振電流として流れコンデンサ６を
逆充電する。ここで、コンデンサ６に充電されていた電
圧値は直流電圧ＥＤと同じであり、コンデンサ６の電圧
値が直流電源１の電圧値より低下するまでトランジスタ
４には直流電源１からの短絡電流は流れない。また、ｔ
１以前では、リアクトル２，ダイオード５を介して電力
を負荷側に供給しており、トランジスタ４には電流が流
れていない。When the transistor 4 is turned on and the transistor 10 is turned off at t1, the DC power supply 1 is short-circuited through the reactor 2. The electric charge charged in the capacitor 6 flows as a resonance current through the transistor 4, the diode 11, and the reactor 7, and reversely charges the capacitor 6. Here, the voltage value charged in the capacitor 6 is the same as the DC voltage ED, and the short-circuit current from the DC power supply 1 flows through the transistor 4 until the voltage value of the capacitor 6 becomes lower than the voltage value of the DC power supply 1. Absent. Also, t
Before 1, power is supplied to the load side via the reactor 2 and the diode 5, and no current flows through the transistor 4.
【００３１】ｔ２で、コンデンサ６の逆充電が完了し、
再度逆電流を流して放電を開始しようとするが、ダイオ
ード１１により阻止され、コンデンサ６は、逆充電され
たまま回路から電気的に切り離され、共振動作が中断さ
れる。その後、トランジスタ４には直流電源１からの短
絡電流のみが流れ続けリアクトル２に電磁エネルギを蓄
える。At t2, reverse charging of the capacitor 6 is completed,
An attempt is made to start a discharge by flowing a reverse current again, but this is blocked by the diode 11, the capacitor 6 is electrically disconnected from the circuit while being reversely charged, and the resonance operation is interrupted. After that, only the short-circuit current from the DC power supply 1 continues to flow through the transistor 4 to store electromagnetic energy in the reactor 2.
【００３２】ｔ３で、トランジスタ１０がターンオンす
ると、電気的に切り離されていたコンデンサ６が接続さ
れ、コンデンサ６に逆充電されていた逆電圧がリアクト
ル７，トランジスタ４にかかり、先程と逆方向に共振電
流が、リアクトル７，ダイオード３を通って流れ始め、
共振動作が再開される。At time t3, when the transistor 10 is turned on, the electrically disconnected capacitor 6 is connected, and a reverse voltage, which has been reversely charged in the capacitor 6, is applied to the reactor 7 and the transistor 4, and resonates in a direction opposite to the previous direction. The current starts flowing through the reactor 7 and the diode 3,
The resonance operation is resumed.
【００３３】その後、トランジスタ４に電流が流れてい
ないｔ４で、トランジスタ４がターンオフする。さら
に、共振電流は流れ続け、コンデンサ６を再充電する。Thereafter, at time t4 when no current flows through the transistor 4, the transistor 4 is turned off. Further, the resonance current continues to flow, and recharges the capacitor 6.
【００３４】ｔ５で、コンデンサ６の充電が完了する
と、再度放電を開始しようとするが、ダイオード３によ
り阻止され、共振動作が停止する。ここで、リアクトル
７には電源からコンデンサ６への充電電流が流れる。ま
た、リアクトル２に蓄えられていた電磁エネルギは、ダ
イオード５を通して負荷側に供給される。At t5, when the charging of the capacitor 6 is completed, the discharge is started again, but is stopped by the diode 3, and the resonance operation is stopped. Here, a charging current from the power supply to the capacitor 6 flows through the reactor 7. In addition, the electromagnetic energy stored in the reactor 2 is supplied to the load side through the diode 5.
【００３５】以上ｔ３からｔ５の動作により、トランジ
スタ４は電圧と電流の重ならない、言い換えれば、スイ
ッチング損失の無いスイッチングが可能になる。As described above, the operation from t3 to t5 allows the transistor 4 to perform switching without voltage and current overlap, in other words, switching without switching loss.
【００３６】これまでトランジスタ１０について述べて
いないが、ｔ１でターンオフするときは、共振動作が停
止しており、コンデンサ６の充電も完了しているため電
流が流れていず、ダイオード１１が導通しているため零
電流スイッチングが可能になる。Although the transistor 10 has not been described so far, when the transistor 10 is turned off at t1, the resonance operation has stopped and the capacitor 6 has been charged, so that no current flows and the diode 11 conducts. Therefore, zero current switching becomes possible.
【００３７】なお、今までトランジスタ１０のターンオ
フのタイミングをトランジスタ４のターンオンと同時で
説明したが、トランジスタ１０のターンオフのタイミン
グは、コンデンサ６の再充電完了後逆充電が終了するま
での間ならいつでも良い。Although the turn-off timing of the transistor 10 has been described at the same time as the turn-on of the transistor 4, the turn-off timing of the transistor 10 may be any time after the completion of the recharging of the capacitor 6 until the end of the reverse charging. good.
【００３８】以上説明した動作を通流比に従い繰り返す
ことにより、零電流スイッチング動作が可能となり、共
振周波数，スイッチング周波数を固定とし、簡単な回路
構成で通流比を制御して出力電圧を制御できる。By repeating the above-described operation in accordance with the flow ratio, a zero-current switching operation can be performed, the resonance frequency and the switching frequency can be fixed, and the output voltage can be controlled by controlling the flow ratio with a simple circuit configuration. .
【００３９】図６は本発明の他の実施例に係るもので、
第１の実施例で説明したスイッチ回路を力率改善電源装
置に適用したものであり、図１と同じ番号のものは同様
の動作をするものである。本実施例で、第１の実施例と
異なるところは、トランジスタに与える通流比を作成す
るまでの手段、及び交流電源と整流回路である。通流比
を作成するまでの手段の構成について説明する。FIG. 6 relates to another embodiment of the present invention.
The switch circuit described in the first embodiment is applied to a power factor improving power supply device, and those having the same numbers as those in FIG. 1 perform the same operations. This embodiment differs from the first embodiment in the means for creating the current ratio to be applied to the transistor, the AC power supply, and the rectifier circuit. The configuration of the means for creating the flow ratio will be described.
【００４０】電源電流検出増幅手段１６０は、電源電流
を検出する電流検出回路１６１と前記電流検出回路１６
１の出力値を増幅度係数倍増幅する乗算器１６２より構
成されており、乗算器１６２は、昇圧チョッパ回路のト
ランジスタ４のオフの通流比指令値信号を出力してい
る。The power supply current detection and amplification means 160 includes a current detection circuit 161 for detecting a power supply current and the current detection circuit 16
A multiplier 162 amplifies the output value of 1 by the amplification factor. The multiplier 162 outputs an off duty ratio command value signal of the transistor 4 of the boost chopper circuit.
【００４１】直流電圧制御手段１２０は、電圧検出回路
１２と電圧検出回路１２の出力と直流電圧指令値ＥＤ*
との偏差が零となるように電源電流検出増幅手段１６０
の増幅度係数を出力する電圧制御回路１２１より構成さ
れている。The DC voltage control means 120 includes a voltage detection circuit 12, an output of the voltage detection circuit 12, and a DC voltage command value ED *.
Power supply current detection and amplification means 160 so that the deviation from
And a voltage control circuit 121 that outputs the amplification factor of
【００４２】通流比作成回路１３３は、三角波発振回路
１３２の三角波と電源電流検出増幅手段１６０のオフの
通流比指令値信号を比較して通流比を出力するコンパレ
ータである。The current ratio generating circuit 133 is a comparator for comparing the triangular wave of the triangular wave oscillation circuit 132 with the current ratio command value signal of the power supply current detection / amplification means 160 turned off to output a current ratio.
【００４３】通流比作成回路１３３の出力に従い、第１
の実施例同様にトランジスタを制御すれば零電流スイッ
チング動作が可能である。また、本実施例のように力率
改善回路と組合わせることにより低損失の力率改善電源
装置が実現できる。According to the output of the conduction ratio creating circuit 133, the first
By controlling the transistor in the same manner as in the embodiment, a zero-current switching operation can be performed. Further, by combining with a power factor improving circuit as in the present embodiment, a low-loss power factor improving power supply device can be realized.
【００４４】図７は本発明の他の実施例に係るもので、
図６に示した実施例で説明した力率改善電源装置の負荷
としてモータ制御装置を接続し、電源の力率改善とモー
タ制御を同時に行うモータ駆動装置の構成図である。図
１及び図６と同じ番号のものは同様の動作をするもので
ある。FIG. 7 relates to another embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a configuration diagram of a motor drive device that connects a motor control device as a load of the power factor improvement power supply device described in the embodiment illustrated in FIG. 6 and that simultaneously performs power source power factor improvement and motor control. 1 and 6 operate in the same manner.
【００４５】図６に示す力率改善電源装置と図７に示す
モータ駆動装置の力率改善電源装置部で異なるのは共振
用リアクトル３０が追加されているところである。この
共振用リアクトル３０を図７に示すようにトランジスタ
４がオンしたときのみできる共振回路ループ内に接続す
ることにより、トランジスタ４のオン時とオフ時で共振
回路のインピーダンスを変え、トランジスタ４のオン時
に流れる共振電流を低減し、図６に示す力率改善電源装
置よりさらに損失を低減できる。The power factor improving power supply unit shown in FIG. 6 differs from the power factor improving power supply unit of the motor driving device shown in FIG. 7 in that a resonance reactor 30 is added. By connecting the resonance reactor 30 in a resonance circuit loop that can be formed only when the transistor 4 is turned on as shown in FIG. 7, the impedance of the resonance circuit is changed between when the transistor 4 is turned on and when the transistor 4 is turned off. The resonance current that flows sometimes can be reduced, and the loss can be further reduced as compared with the power factor improving power supply device shown in FIG.
【００４６】モータ制御装置はインバータ回路２０，モ
ータ２１，インバータドライバ２３，速度検出回路２４
及び、モータ制御回路２５から構成されている。速度検
出回路２４はモータの回転信号より速度を算出しモータ
制御回路に速度信号を伝達するものである。モータ制御
回路２５はモータ２１を制御するための各種プログラ
ム、例えば速度検出回路２４からの速度信号と速度指令
の取り込み，ドライブ信号演算，インバータドライバ２
３へのインバータドライブ信号出力，コンバータ制御回
路２２への直流電圧指令ＥＤ＊出力などの処理が実行さ
れ、モータ２１の速度制御を行うものである。インバー
タドライバ２３はインバータドライブ信号を基にインバ
ータ２０の各トランジスタを駆動するものである。The motor control device includes an inverter circuit 20, a motor 21, an inverter driver 23, and a speed detection circuit 24.
And a motor control circuit 25. The speed detection circuit 24 calculates the speed from the rotation signal of the motor and transmits the speed signal to the motor control circuit. The motor control circuit 25 fetches various programs for controlling the motor 21, such as a speed signal and a speed command from the speed detection circuit 24, a drive signal calculation, and an inverter driver 2.
Processing such as output of an inverter drive signal to the control signal 3 and output of a DC voltage command ED * to the converter control circuit 22 is performed to control the speed of the motor 21. The inverter driver 23 drives each transistor of the inverter 20 based on the inverter drive signal.
【００４７】コンバータ制御回路２２は図６で説明した
力率改善電源装置の通流比を作成するまでの手段と同様
のもので構成されており、モータ制御回路２５からの直
流電圧指令ＥＤ＊に基づいて直流電圧制御及び力率改善
を行う。The converter control circuit 22 is composed of the same means as the means for creating the duty ratio of the power factor improving power supply device described with reference to FIG. 6, and receives the DC voltage command ED * from the motor control circuit 25. Based on this, DC voltage control and power factor improvement are performed.
【００４８】以上のように力率改善電源装置とモータ制
御回路を組み合わせることにより、高力率，高効率なモ
ータ駆動装置が実現できる。As described above, by combining the power factor improving power supply device and the motor control circuit, a high power factor and high efficiency motor driving device can be realized.
【００４９】図８は本発明の他の実施例に係るもので、
図７に示すその他の実施例で説明したモータ駆動装置の
モータ制御回路２５にコンバータ制御回路２２内の直流
電圧制御手段を取り込んだものである。FIG. 8 relates to another embodiment of the present invention.
This is one in which the DC voltage control means in the converter control circuit 22 is incorporated in the motor control circuit 25 of the motor drive device described in the other embodiment shown in FIG.
【００５０】コンバータ制御回路３１は制御回路３２か
らの増幅度係数信号よりスイッチ回路の主トランジスタ
４及び補助トランジスタ１０のドライブ信号を出力する
ものである。制御回路３２は速度指令に基づきインバー
タ２０及び直流電圧を制御するものである。The converter control circuit 31 outputs drive signals for the main transistor 4 and the auxiliary transistor 10 of the switch circuit from the amplification coefficient signal from the control circuit 32. The control circuit 32 controls the inverter 20 and the DC voltage based on the speed command.
【００５１】以上により一つの制御回路で力率改善とモ
ータ制御が同時に行える。As described above, power factor improvement and motor control can be performed simultaneously by one control circuit.
【００５２】[0052]
【発明の効果】本発明によれば、スイッチ回路を構成す
る主スイッチング素子に、共振回路と補助スイッチング
素子を設け、補助スイッチング素子により共振動作を操
作することにより、零電流スイッチングを共振回路の周
波数に依存されずに行うことができる。さらにこのスイ
ッチ回路を各種の変換装置のスイッチング部に適用する
ことにより、スイッチング周波数を固定としても補助ス
イッチング素子の動作により、共振回路の周波数に依存
されずに通流比制御が可能になり、零電流スイッチング
動作における制御範囲が広がり、装置として小型化，高
効率化がはかれる。According to the present invention, the resonance circuit and the auxiliary switching element are provided in the main switching element constituting the switch circuit, and the resonance operation is operated by the auxiliary switching element, so that the zero current switching can be performed at the frequency of the resonance circuit. Can be performed without depending on. Further, by applying this switch circuit to the switching units of various converters, even if the switching frequency is fixed, the operation of the auxiliary switching element enables the conduction ratio control without depending on the frequency of the resonance circuit, and the zero The control range in the current switching operation is widened, and the size and efficiency of the device can be reduced.
【図１】本発明の第１の実施例に係る昇圧形直流−直流
変換装置の系統図。FIG. 1 is a system diagram of a step-up DC-DC converter according to a first embodiment of the present invention.
【図２】従来技術の昇圧形の共振形電源装置の回路図。FIG. 2 is a circuit diagram of a conventional boost type resonance type power supply device.
【図３】従来技術を用いたときのスイッチ回路の動作波
形図。FIG. 3 is an operation waveform diagram of a switch circuit when a conventional technique is used.
【図４】本発明の第１の実施例に係る昇圧形直流−直流
変換装置のスイッチタイミング回路と動作波形図。FIG. 4 is a switch timing circuit and an operation waveform diagram of the step-up DC-DC converter according to the first embodiment of the present invention.
【図５】本発明の第１の実施例に係る昇圧形直流−直流
変換装置のスイッチ回路の動作波形図。FIG. 5 is an operation waveform diagram of a switch circuit of the boost DC-DC converter according to the first embodiment of the present invention.
【図６】本発明の他の実施例の力率改善電源装置の回路
図。FIG. 6 is a circuit diagram of a power factor improving power supply device according to another embodiment of the present invention.
【図７】本発明の他の実施例のモータ駆動装置の回路
図。FIG. 7 is a circuit diagram of a motor drive device according to another embodiment of the present invention.
【図８】本発明の他の実施例のモータ駆動装置の回路
図。FIG. 8 is a circuit diagram of a motor drive device according to another embodiment of the present invention.
１…直流電源、２…リアクトル、３，５，１１…ダイオ
ード、４…主トランジスタ、６…共振用コンデンサ、
７，３０…共振用リアクトル、８…平滑コンデンサ、９
…負荷、１０…補助トランジスタ、１２…電圧検出回
路、１３…通流比作成手段、１４…スイッチタイミング
回路、１５０，１５１…ドライバ。DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... DC power supply, 2 ... Reactor, 3,5,11 ... Diode, 4 ... Main transistor, 6 ... Resonant capacitor,
7, 30: Reactor for resonance, 8: Smoothing capacitor, 9
... Load, 10 ... Auxiliary transistor, 12 ... Voltage detection circuit, 13 ... Conduction ratio creating means, 14 ... Switch timing circuit, 150, 151 ... Driver.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−155468（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−84062（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−157918（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−243941（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−217542（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03K 17/00 - 17/70 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (56) References JP-A-2-155468 (JP, A) JP-A-2-84062 (JP, A) JP-A-4-157918 (JP, A) JP-A-5-157918 243941 (JP, A) JP-A-6-217542 (JP, A) (58) Fields investigated (Int. Cl. 7 , DB name) H03K 17/00-17/70
Claims (5)
る主スイッチング素子と、前記主スイッチング素子とは
逆方向極性のダイオードを前記主スイッチング素子に並
列に接続したスイッチ回路において、リアクトルとコン
デンサを直列接続した共振回路と補助スイッチ素子と前
記補助スイッチ素子に逆方向極性のダイオードを並列に
接続した補助スイッチ回路を直列接続し、前記共振回路
と前記補助スイッチ回路の直列回路を前記スイッチ回路
に並列に接続し、前記共振回路によって発生する共振電
流が、前記主スイッチング素子をオフするときに前記主
スイッチ素子に並列に接続したダイオードに流れるよう
に補助スイッチ回路を制御することを特徴とするスイッ
チ回路。In a switch circuit in which a main switching element for turning on / off a main current flowing in one direction and a diode having a polarity opposite to that of the main switching element are connected in parallel to the main switching element, a reactor and a capacitor are connected. A resonance circuit connected in series, an auxiliary switch element, and an auxiliary switch circuit in which a diode having a reverse polarity is connected in parallel to the auxiliary switch element are connected in series, and a series circuit of the resonance circuit and the auxiliary switch circuit is connected in parallel to the switch circuit. And a control circuit for controlling an auxiliary switch circuit so that a resonance current generated by the resonance circuit flows through a diode connected in parallel with the main switching element when the main switching element is turned off. .
子がオン時に形成される前記共振回路のループのインピ
ーダンスが、前記主スイッチング素子がオフ時に形成さ
れる前記共振回路のループのインピーダンスより大きく
なるようにするスイッチ回路。2. The circuit according to claim 1 , wherein the impedance of the loop of the resonance circuit formed when the main switching element is turned on is larger than the impedance of the loop of the resonance circuit formed when the main switching element is turned off. Switch circuit.
ダクタンスとコンデンサを含み、前記主スイッチング素
子がオン時に形成される前記共振回路のループのインダ
クタンスが、前記主スイッチング素子がオフ時に形成さ
れる前記共振回路のループのインダクタンスより大きく
なるようにするスイッチ回路。3. The resonance circuit according to claim 2 , wherein the resonance circuit includes an inductance and a capacitor, and an inductance of a loop of the resonance circuit formed when the main switching element is turned on is formed when the main switching element is turned off. A switch circuit configured to be larger than an inductance of a loop of the resonance circuit.
子をターンオフするタイミングは、前記補助スイッチン
グ素子をターンオンした後とするスイッチ回路。4. The switch circuit according to claim 1 , wherein a timing of turning off the main switching element is after turning on the auxiliary switching element.
子に流れる主たる電流の大きさに応じて、前記共振回路
のループのインピーダンスを可変にするスイッチ回路。5. The switch circuit according to claim 1 , wherein the impedance of the loop of the resonance circuit is made variable according to the magnitude of a main current flowing through the main switching element.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05835693A JP3211463B2 (en) | 1993-03-18 | 1993-03-18 | Switch circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05835693A JP3211463B2 (en) | 1993-03-18 | 1993-03-18 | Switch circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06276078A JPH06276078A (en) | 1994-09-30 |
| JP3211463B2 true JP3211463B2 (en) | 2001-09-25 |
Family
ID=13082045
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05835693A Expired - Fee Related JP3211463B2 (en) | 1993-03-18 | 1993-03-18 | Switch circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3211463B2 (en) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| IL125328A0 (en) * | 1998-07-13 | 1999-03-12 | Univ Ben Gurion | Modular apparatus for regulating the harmonics of current drawn from power lines |
| JP2000137967A (en) * | 1998-10-29 | 2000-05-16 | Internatl Business Mach Corp <Ibm> | Suspension, head suspension assembly, and disk driving device |
| JP4693047B2 (en) * | 2005-12-02 | 2011-06-01 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | Power circuit |
| FR2929054B1 (en) * | 2008-03-21 | 2014-06-20 | Commissariat Energie Atomique | DECOUPAGE POWER SUPPLY DC DC NOT ISOLATED |
| JP5245725B2 (en) * | 2008-10-31 | 2013-07-24 | パナソニック株式会社 | Induction heating device |
| KR101015641B1 (en) * | 2009-06-25 | 2011-02-22 | 엘지이노텍 주식회사 | Converter with soft switching |
| JP5548569B2 (en) * | 2010-09-28 | 2014-07-16 | 株式会社日立製作所 | DC power supply |
| JP5868344B2 (en) * | 2013-03-29 | 2016-02-24 | 株式会社日立製作所 | DC power supply |
| JP6314532B2 (en) * | 2014-02-24 | 2018-04-25 | 株式会社デンソー | Power conversion system |
| JP2017093239A (en) * | 2015-11-16 | 2017-05-25 | ニチコン株式会社 | Electric power conversion system with switch element comprised of wide-gap semiconductor |
| WO2023219107A1 (en) * | 2022-05-13 | 2023-11-16 | 国立大学法人千葉大学 | Inverter circuit and wireless power transfer circuit |
-
1993
- 1993-03-18 JP JP05835693A patent/JP3211463B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06276078A (en) | 1994-09-30 |
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